JP5115251B2

JP5115251B2 - Damping correction circuit and digital amplifier having the same

Info

Publication number: JP5115251B2
Application number: JP2008057547A
Authority: JP
Inventors: 譲治笠井
Original assignee: Onkyo Corp
Current assignee: Onkyo Corp
Priority date: 2008-03-07
Filing date: 2008-03-07
Publication date: 2013-01-09
Anticipated expiration: 2028-03-07
Also published as: JP2009218668A

Description

本願発明は、例えばオーディオ信号をパルス幅変調（ＰＷＭ）するパルス幅変調回路の出力におけるダンピングの変動を抑制するためのダンピング補正回路、及びこのダンピング補正回路を備えたディジタルアンプに関するものである。 The present invention relates to a damping correction circuit for suppressing a variation in damping in an output of a pulse width modulation circuit that performs pulse width modulation (PWM) of an audio signal, for example, and a digital amplifier including the damping correction circuit.

従来、ディジタルアンプでは、例えば入力信号としてのオーディオ信号をその振幅に応じてパルス幅変調し、その変調信号を出力するパルス幅変調回路（例えば特許文献１参照）が用いられているものが提案されている。 2. Description of the Related Art Conventionally, a digital amplifier has been proposed that uses a pulse width modulation circuit (for example, see Patent Document 1) that performs pulse width modulation of an audio signal as an input signal according to its amplitude and outputs the modulated signal. ing.

特開２００４−３２００９７号公報JP 2004-320097 A

このディジタルアンプにおいては、上記パルス幅変調回路から出力される変調信号に基づいて所定の電源電圧をスイッチングするスイッチング回路が備えられ、スイッチング回路の出力段にパルス幅変調された電圧信号を元のアナログのオーディオ信号に復元させるための低域通過フィルタ（ＬＰＦ）が備えられている。そして、復元されたオーディオ信号が負荷（例えばスピーカ）に出力される。 The digital amplifier includes a switching circuit that switches a predetermined power supply voltage based on the modulation signal output from the pulse width modulation circuit. A low-pass filter (LPF) is provided for restoring the audio signal. Then, the restored audio signal is output to a load (for example, a speaker).

図８は、上記ディジタルアンプの一例を示すブロック構成図である。このディジタルアンプは、オーディオ信号ｅ_Sが入力されるパルス幅変調増幅回路５１（以下、単に「変調増幅回路５１」という。）と、ＬＰＦ５２とを備えている。このディジタルアンプによれば、オーディオ信号ｅ_Sは、変調増幅回路５１においてその振幅がパルス幅変調され、図示しないスイッチング素子によって所定の利得Ａｖで増幅されるとともに、正負の電源電圧が交互にスイッチングされる。スイッチングされた増幅信号は、ＬＰＦ５２によって高周波成分が除去されて出力信号Ｖ₀として負荷（図８に示すＲに相当）に供給される。 FIG. 8 is a block diagram showing an example of the digital amplifier. The digital amplifier includes a pulse width modulation amplifier circuit 51 (hereinafter simply referred to as “modulation amplifier circuit 51”) to which the audio signal e _S is input, and an LPF 52. According to this digital amplifier, the amplitude of the audio signal e _S is modulated in the modulation amplification circuit 51 by the pulse width modulation, and is amplified with a predetermined gain Av by a switching element (not shown), and the positive and negative power supply voltages are alternately switched. The The amplified signal that has been switched has its high-frequency component removed by the LPF 52 and is supplied as an output signal V ₀ to a load (corresponding to R shown in FIG. 8).

上記ＬＰＦ５２は、一般に、音声帯域での損失を最小化するために、図８に示すように、コイル（例えばインダクタＬ）、コンデンサ（例えばキャパシタＣ）及び負荷（例えばスピーカの抵抗Ｒ）を含む、減衰特性が−約１２ｄＢ／ｏｃｔの２次フィルタで構成されている。以下、ＬＰＦ５２のことを２次フィルタ５２という。 The LPF 52 generally includes a coil (eg, an inductor L), a capacitor (eg, a capacitor C), and a load (eg, a speaker resistance R), as shown in FIG. 8, in order to minimize loss in the voice band. It is composed of a second order filter having an attenuation characteristic of about 12 dB / oct. Hereinafter, the LPF 52 is referred to as a secondary filter 52.

ところで、ディジタルアンプに接続されるスピーカのインピーダンスは、例えば４Ω、６Ω又は８Ω等と多種多様である。一方、２次フィルタ５２では、スピーカのインピーダンス（負荷抵抗）の変化によってフィルタの肩特性、いわゆるダンピングファクタ（制動係数）が大きく変化することが知られている。 By the way, the impedance of the speaker connected to the digital amplifier is various, for example, 4Ω, 6Ω or 8Ω. On the other hand, in the secondary filter 52, it is known that a shoulder characteristic of the filter, that is, a so-called damping factor (braking coefficient) greatly changes due to a change in impedance (load resistance) of the speaker.

ここで、図８に示す２次フィルタ５２の伝達関数Ｆ_(s)は、下記に示す式１によって表すことができる。 Here, the transfer function F _(s) of the secondary filter 52 shown in FIG. 8 can be expressed by the following equation 1.

上式において、ω₀は共振角周波数、Ｄは２次フィルタ５２のダンピングファクタであり、上記のようにダンピングファクタは、インダクタＬ、キャパシタＣ及び負荷抵抗Ｒで表すことができる。 In the above equation, ω ₀ is the resonance angular frequency, D is the damping factor of the secondary filter 52, and the damping factor can be expressed by the inductor L, the capacitor C, and the load resistance R as described above.

図９は、負荷抵抗が変化した場合おける２次フィルタ５２の周波数特性を示す図である。同図では、２次フィルタ５２が最も平坦な特性となる最適な基準抵抗をＲ₀とし、この基準抵抗Ｒ₀に対しスピーカの負荷抵抗Ｒが増減された場合の２次フィルタ５２の周波数特性の変化を表している。図９では、平坦特性のレベルが約３０ｄＢになっており、以下、このレベルを「基準レベル」という。 FIG. 9 is a diagram showing the frequency characteristics of the secondary filter 52 when the load resistance changes. In the figure, the optimum reference resistance with which the secondary filter 52 has the flattest characteristic is R _0, and the frequency characteristic of the secondary filter 52 when the load resistance R of the speaker is increased or decreased with respect to this reference resistance R ₀ . It represents a change. In FIG. 9, the level of the flat characteristic is about 30 dB, and this level is hereinafter referred to as “reference level”.

同図によると、負荷抵抗Ｒが基準抵抗Ｒ₀の約５倍になると、カットオフ周波数（約６０ｋＨｚ）付近において基準レベルに対し約１１ｄＢのピークが見られる。また、負荷抵抗Ｒが基準抵抗Ｒ₀の約２５倍では基準レベルに対し約２３ｄＢのピーク、同じく約１２５倍では基準レベルに対し約３６ｄＢのピークが見られる。さらに、図示していないが、２次フィルタ５２では、無負荷（Ｒ₀＝∞）の場合は、カットオフ周波数においてＬＣの直列共振となり、上記したダンピングファクタはきわめて小さくなる。 According to the figure, when the load resistance R is about 5 times the reference resistance R ₀ , a peak of about 11 dB is seen with respect to the reference level in the vicinity of the cutoff frequency (about 60 kHz). When the load resistance R is about 25 times the reference resistance R ₀ , a peak of about 23 dB with respect to the reference level is observed, and when the load resistance R is about 125 times, a peak of about 36 dB with respect to the reference level is observed. Further, although not shown, in the second-order filter 52, when there is no load (R ₀ = ∞), LC resonance occurs at the cutoff frequency, and the above-described damping factor becomes extremely small.

したがって、ダンピングファクタが不足している状態（アンダーダンピング）で、何らかの原因でピークを与える周波数成分（例えばカットオフ周波数近傍の周波数成分）を有する信号が入力されると、変調増幅回路５１や２次フィルタ５２に過大な電流が流れることになる。そのため、ＭＯＳ−ＦＥＴ等のスイッチング素子が破損したり、２次フィルタ５２を構成するコンデンサＣが破損したり、インダクタＬとしてのコイルが過熱したりするといった問題点が生じる。通常のアナログアンプでは、無負荷状態はアンプにとって最も低損失であり最も安全な状態であるが、ディジタルアンプでは、無負荷状態はアンプにとって不都合な状態である。 Therefore, when a signal having a frequency component that gives a peak for some reason (for example, a frequency component near the cutoff frequency) is input in a state where the damping factor is insufficient (underdamping), the modulation amplification circuit 51 and the secondary An excessive current flows through the filter 52. For this reason, there arise problems that a switching element such as a MOS-FET is damaged, a capacitor C constituting the secondary filter 52 is damaged, and a coil as the inductor L is overheated. In a normal analog amplifier, the no-load state is the lowest loss and safest state for the amplifier, but in the digital amplifier, the no-load state is an inconvenient state for the amplifier.

そこで、ダンピングファクタが不足している状態を改善する方法として、例えば図１０に示すように、抵抗Ｒ’とコンデンサＣ’とを直列接続したスナバー回路５３を負荷Ｒに並列に挿入する方法が考えられる。 Therefore, as a method for improving the state where the damping factor is insufficient, for example, as shown in FIG. 10, a method of inserting a snubber circuit 53 in which a resistor R ′ and a capacitor C ′ are connected in series to a load R in parallel is considered. It is done.

しかしながら、この方法において、ダンピングファクタを増加させるようにするためには、スナバー回路５３の時定数がある程度大きく、かつ抵抗値も比較的小さいものが必要となるが、そのようにすると、スナバー回路５３の損失が増加し、大電力用のスナバー回路５３が必要となるといった弊害が生じる。 However, in this method, in order to increase the damping factor, it is necessary that the snubber circuit 53 has a relatively large time constant and a relatively small resistance value. Loss increases, and there is a problem that a high power snubber circuit 53 is required.

本願発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、負荷抵抗の変化による２次フィルタの周波数特性の変化を抑制することのできるダンピング補正回路及びそれを適用したディジタルアンプを提供することを、その課題とする。 The present invention has been conceived under the circumstances described above, and includes a damping correction circuit capable of suppressing a change in frequency characteristics of a secondary filter due to a change in load resistance, and a digital amplifier to which the same is applied. The issue is to provide.

上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。 In order to solve the above problems, the present invention takes the following technical means.

本願発明の第１の側面によって提供されるダンピング補正回路は、入力信号としてのオーディオ信号を変調するとともに、所定の利得で増幅する変調増幅手段と、前記変調増幅手段の出力端に接続され、所定の低周波帯域を通過させる２次フィルタで構成される第１のフィルタ手段とを備えるディジタルアンプに適用されるダンピング補正回路であって、前記変調増幅手段の出力端に接続され、前記所定の低周波帯域では１よりも小さい所定の利得を有し、かつ前記所定の低周波帯域よりも高帯域では当該利得が所定の割合で減少する１次フィルタで構成される第２のフィルタ手段と、前記第１のフィルタ手段の出力端に接続され、前記所定の低周波帯域では前記第２のフィルタ手段とほぼ同一の利得を有し、かつ前記所定の低周波帯域よりも高帯域では当該利得が前記第２のフィルタ手段とほぼ同一の割合で増加する伝達特性を有する第１の周波数特性補正手段と、前記第２のフィルタ手段の出力と前記第１の周波数特性補正手段の出力との差分を算出する差分算出手段と、前記差分算出手段の出力端に接続され、前記所定の低周波帯域では１よりも小さく前記第２のフィルタ手段の利得とは異なる所定の利得を有し、かつ前記所定の低周波数帯域よりも高帯域では当該利得が前記第１の周波数特性補正手段とほぼ同一の割合で増加する伝達特性を有する第２の周波数特性補正手段と、前記オーディオ信号と前記第２の周波数特性補正手段の出力とを加算又は減算して前記変調増幅手段の入力に帰還させる帰還手段と、を備えることを特徴としている（請求項１）。 A damping correction circuit provided by the first aspect of the present invention modulates an audio signal as an input signal and amplifies the signal with a predetermined gain, and is connected to an output terminal of the modulation amplifier, A damping correction circuit applied to a digital amplifier including a first filter means configured to pass a low-frequency band of the first and second filters, connected to an output terminal of the modulation amplification means, A second filter means comprising a primary filter having a predetermined gain smaller than 1 in the frequency band and decreasing in a predetermined ratio in a higher band than the predetermined low frequency band; It is connected to the output terminal of the first filter means, has a gain almost the same as that of the second filter means in the predetermined low frequency band, and from the predetermined low frequency band. In the high band, the first frequency characteristic correcting means having a transfer characteristic in which the gain increases at substantially the same rate as the second filter means, the output of the second filter means, and the first frequency characteristic correcting means A difference calculating means for calculating a difference from the output of the difference calculating means, and a predetermined gain which is connected to an output terminal of the difference calculating means and is smaller than 1 in the predetermined low frequency band and different from the gain of the second filter means. And a second frequency characteristic correcting unit having a transfer characteristic in which the gain increases at substantially the same rate as the first frequency characteristic correcting unit in a band higher than the predetermined low frequency band, and the audio signal And a feedback means for adding or subtracting the output of the second frequency characteristic correcting means and feeding back to the input of the modulation amplification means (Claim 1).

第１のフィルタ手段が、上述した従来のディジタルアンプのようにコイルＬとコンデンサＣのＬ型回路で構成され、負荷抵抗（例えばスピーカ）がＬ型回路のコンデンサＣに並列に接続される構成の場合、ディジタルアンプの伝達関数に含まれるダンピングファクタＤは、上述したようにＤ＝（１／２Ｒ）√（Ｌ／Ｃ）となる。 The first filter means is configured by an L-type circuit of a coil L and a capacitor C as in the conventional digital amplifier described above, and a load resistor (for example, a speaker) is connected in parallel to the capacitor C of the L-type circuit. In this case, the damping factor D included in the transfer function of the digital amplifier is D = (1 / 2R) √ (L / C) as described above.

本願発明によれば、第１のフィルタ手段に加えて、第２のフィルタ手段、第１の周波数特性補正手段、差分算出手段、第２の周波数特性補正手段及び帰還手段で構成されるダンピング補正回路を備え、差分算出手段で第１のフィルタ手段及び第１の周波数特性補正手段を通過した信号と第２のフィルタ信号を通過した信号との差分の信号を生成し、その差分信号を第２の周波数特性補正手段を通過させた後にオーディオ信号に加算もしくは減算して変調増幅手段に入力させるようにしている。そのため、ダンピング補正回路を含むディジタルアンプ全体の伝達関数のダンピングファクタＤｘを、ダンピング補正回路を含まないディジタルアンプ全体の伝達関数のダンピングファクタＤよりも小さくすることができる。 According to the present invention, in addition to the first filter means, a damping correction circuit comprising a second filter means, a first frequency characteristic correction means, a difference calculation means, a second frequency characteristic correction means, and a feedback means. The difference calculation means generates a difference signal between the signal that has passed through the first filter means and the first frequency characteristic correction means and the signal that has passed through the second filter signal, and the difference signal is converted into a second signal. After passing through the frequency characteristic correcting means, it is added to or subtracted from the audio signal and input to the modulation amplifying means. Therefore, the damping factor Dx of the transfer function of the entire digital amplifier including the damping correction circuit can be made smaller than the damping factor D of the transfer function of the entire digital amplifier not including the damping correction circuit.

より具体的には、変調増幅手段の利得をＡｖ、第２のフィルタ手段と第１の周波数特性補正手段の利得をβ１（＜１）、第２の周波数特性補正手段の利得をβ２（β１＜β２＜１）とすると、ダンピングファクタＤｘは、後に詳述するように、Ｄｘ＝（１−Ａｖ・β１・β２）Ｄ＋Ａｖ・β１・β２で表すことができる。したがって、（１−Ａｖ・β１・β２）が１よりも小さい適当な値になるように、Ａｖ、β１及びβ２を選択すれば、抵抗負荷Ｒが変化することに起因するダンピングファクタＤｘの変化量をダンピングファクタＤよりも小さくすることができる。 More specifically, the gain of the modulation amplification means is Av, the gain of the second filter means and the first frequency characteristic correction means is β1 (<1), and the gain of the second frequency characteristic correction means is β2 (β1 < Assuming that β2 <1), the damping factor Dx can be expressed by Dx = (1−Av · β1 · β2) D + Av · β1 · β2 as described later in detail. Therefore, if Av, β1, and β2 are selected so that (1-Av · β1 · β2) is an appropriate value smaller than 1, the amount of change in the damping factor Dx caused by the change in the resistance load R Can be made smaller than the damping factor D.

そのため、負荷抵抗の変化による第１のフィルタ手段（２次フィルタ）の周波数特性の変化を少なくすることができる。したがって、無負荷時あるいは極めて軽負荷時に何らかの原因によって２次フィルタのカットオフ周波数付近の信号が入力された場合にも過電流が流れることがなく、例えば変調増幅手段に組み込まれるスイッチング素子の破損、２次フィルタを構成するコンデンサの破損、並びにコイルの過熱等を抑制することができる。 Therefore, the change in the frequency characteristics of the first filter means (secondary filter) due to the change in load resistance can be reduced. Therefore, even when a signal in the vicinity of the cutoff frequency of the secondary filter is input for some reason at no load or very light load, overcurrent does not flow, for example, damage to the switching element incorporated in the modulation amplification means, It is possible to suppress damage to the capacitor constituting the secondary filter and overheating of the coil.

本願発明のダンピング補正回路において、前記第１のフィルタ手段は、インダクタ、キャパシタ及び抵抗素子を含む２次のローパスフィルタで構成されており、前記第２のフィルタ手段は、前記インダクタ及びキャパシタによる共振周波数と略等しい周波数をカットオフ周波数とする１次のローパスフィルタで構成されており、前記第１の周波数特性補正手段は、前記共振周波数より高い周波数帯域では６ｄＢ／ｏｃｔで利得が増加する伝達特性を有し、前記第２の周波数特性補正手段は、前記共振周波数より高い周波数帯域では６ｄＢ／ｏｃｔで利得が増加する伝達特性を有するとよい（請求項２）。 In the damping correction circuit of the present invention, the first filter means is constituted by a secondary low-pass filter including an inductor, a capacitor, and a resistance element, and the second filter means is a resonance frequency by the inductor and the capacitor. The first frequency characteristic correcting means has a transfer characteristic in which the gain increases at 6 dB / oct in a frequency band higher than the resonance frequency. And the second frequency characteristic correcting means may have a transfer characteristic in which the gain increases at 6 dB / oct in a frequency band higher than the resonance frequency.

本願発明のダンピング補正回路において、前記第２の周波数特性補正手段は、前記所定の低周波帯域では１よりも小さく前記第２のフィルタ手段の利得とは異なる所定の利得を有し、かつ前記所定の低周波数帯域よりも高帯域では当該利得が前記第１の周波数特性補正手段とほぼ同一の割合で増加する伝達特性に代えて、１よりも小さく前記第２のフィルタ手段の利得とは異なる所定の利得でフラットな伝達特性を有するとよい（請求項３）。 In the damping correction circuit according to the present invention, the second frequency characteristic correcting means has a predetermined gain that is smaller than 1 in the predetermined low frequency band and different from the gain of the second filter means, and Instead of the transfer characteristic in which the gain increases at substantially the same rate as the first frequency characteristic correction means in a higher band than the low frequency band, a predetermined value that is smaller than 1 and different from the gain of the second filter means. It is preferable to have a flat transmission characteristic with a gain of (3).

本願発明のダンピング補正回路において、前記変調増幅手段、前記第２のフィルタ手段及び前記差分算出手段で構成される第１の信号経路、並びに前記変調増幅手段、前記第１のフィルタ手段、前記第１の周波数特性補正手段及び前記差分算出手段で構成される第２の信号経路の各ループ利得は、オーディオ信号帯域においてそれぞれ等しく、かつ１以下であるとよい（請求項４）。 In the damping correction circuit of the present invention, a first signal path constituted by the modulation amplification means, the second filter means, and the difference calculation means, the modulation amplification means, the first filter means, the first each loop gain of the frequency characteristic correcting means and the second signal path formed by the difference calculating hand stage, each equal in the audio signal band, and may be 1 or less (claim 4).

本願発明の第２の側面によって提供されるディジタルアンプは、入力信号としてのオーディオ信号を変調するとともに、所定の利得で増幅する変調増幅手段と、前記変調増幅手段の出力のうち所定周波数の帯域を通過させる２次フィルタを構成する第１のフィルタ手段と、本願発明の第１の側面によって提供されるダンピング補正回路とを備えたことを特徴としている（請求項５）。 A digital amplifier provided by the second aspect of the present invention modulates an audio signal as an input signal and amplifies the signal with a predetermined gain, and a band of a predetermined frequency among outputs of the modulation amplifier. A first filter means constituting a secondary filter to be passed and a damping correction circuit provided by the first aspect of the present invention are provided (claim 5).

この構成によれば、このディジタルアンプは、本願発明の第１の側面によって提供されるダンピング補正回路を備えているので、第１の側面によって提供されるダンピング補正回路と同様の作用効果を奏する。 According to this configuration, since the digital amplifier includes the damping correction circuit provided by the first aspect of the present invention, the same operational effects as the damping correction circuit provided by the first aspect can be obtained.

本願発明のその他の特徴及び利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。 Other features and advantages of the present invention will become more apparent from the detailed description given below with reference to the accompanying drawings.

以下、本願発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the accompanying drawings.

図１は、本願発明に係るダンピング補正回路が適用されるディジタルアンプのブロック構成図である。図２は、図１に示すディジタルアンプの詳細回路図である。 FIG. 1 is a block diagram of a digital amplifier to which a damping correction circuit according to the present invention is applied. FIG. 2 is a detailed circuit diagram of the digital amplifier shown in FIG.

図１によると、このディジタルアンプは、図略のオーディオ信号発生源に接続された加算部１と、パルス幅変調（ＰＷＭ）増幅部２（以下、「変調増幅部２」という。）と、第１ないし第４信号伝達部Ｈ₁，Ｈ₂，Ｈ₃，Ｈ₄と、差分算出部３とによって大略構成されている。なお、本願発明の係るダンピング補正回路は、変調増幅部２及び第１信号伝達部Ｈ₁を除く、加算部１と、第２ないし第４信号伝達部Ｈ₂〜Ｈ₄と、差分算出部３とによって構成される。また、図２では、負荷抵抗（例えばスピーカ）として抵抗Ｒが第１信号伝達部Ｈ₁の構成要素として記載されている。 Referring to FIG. 1, the digital amplifier includes an adder 1 connected to an audio signal generation source (not shown), a pulse width modulation (PWM) amplifier 2 (hereinafter referred to as “modulation amplifier 2”), and a first. The first to fourth signal transmission units H ₁ , H ₂ , H ₃ , H ₄ and the difference calculation unit 3 are roughly configured. The damping correction circuit according to the present invention includes an addition unit 1, second to fourth signal transmission units H _{2 to} H _4, and a difference calculation unit 3 excluding the modulation amplification unit 2 and the first signal transmission unit H _1. It is comprised by. In FIG. 2, a resistor R is described as a component of the first signal transmission unit H ₁ as a load resistor (for example, a speaker).

このディジタルアンプによれば、オーディオ信号発生源（図略）から出力されたオーディオ信号ｅ_Sは、変調増幅部２においてその振幅がパルス幅変調されるとともに、所定の利得Ａｖで増幅される。変調増幅部２によって増幅された変調信号は、主として第１信号伝達部Ｈ₁によって高周波成分が除去されて出力信号Ｖ₀として負荷（例えばスピーカ）に供給される。 According to this digital amplifier, the amplitude of the audio signal e _S output from the audio signal generation source (not shown) is subjected to pulse width modulation in the modulation amplifier 2 and amplified with a predetermined gain Av. The modulation signal amplified by the modulation amplification unit 2 is supplied with a load (for example, a speaker) as an output signal V ₀ from which high frequency components are mainly removed by the first signal transmission unit H ₁ .

本実施形態のダンピング補正回路は、変調増幅部２の出力が第１ないし第４信号伝達部Ｈ₁〜Ｈ₄等を介して変調増幅部２の前段に加算される帰還回路を構成している。この帰還回路としてのダンピング補正回路は、負荷抵抗Ｒの変化によるダンピングファクタの変動範囲を抑制するために、すなわち第１信号伝達部Ｈ₁における周波数特性の変化を抑制するために設けられたものである。以下、詳述する。 The damping correction circuit of the present embodiment constitutes a feedback circuit in which the output of the modulation amplification unit 2 is added to the previous stage of the modulation amplification unit 2 via the _{first to} fourth signal transmission units H _{1 to} H _{4 and the} like. . This damping correction circuit as a feedback circuit is provided to suppress the fluctuation range of the damping factor due to the change of the load resistance R, that is, to suppress the change of the frequency characteristic in the first signal transmission unit H ₁ . is there. Details will be described below.

加算部１は、入力信号としてのオーディオ信号ｅ_sと第４信号伝達部Ｈ₄の出力（Ｖ₄参照）とを加算するためのものである。より詳細には、加算部１は、図２に示すように、オーディオ信号ｅ_sの振幅を制限する制限抵抗Ｒｓと接続点ａとによって構成される。加算部１の出力（Ｖ₁参照）は、変調増幅部２に入力される。 Addition section 1 is for adding the output of the audio signal e _s and the fourth signal transmitting unit H ₄ as an input signal (see V _4). More specifically, the addition unit 1, as shown in FIG. 2, constituted by the connection point a between the limiting resistor Rs for limiting the amplitude of the audio signal e _s. The output (see V ₁ ) of the adder 1 is input to the modulation amplifier 2.

変調増幅部２は、加算部１の出力Ｖ₁であるオーディオ信号ｅ_sをＰＷＭ変調するとともに、所定の利得Ａｖで増幅するものである。変調増幅部２は、図２に示すように、パルス幅変調回路２１と、電力増幅用のスイッチング素子ＦＥＴ１及びＦＥＴ２を駆動するための駆動回路２２と、負帰還回路２３とを備えている。スイッチング素子ＦＥＴ１，ＦＥＴ２は、例えばＭＯＳ−ＦＥＴによって構成される。 Modulation amplifying unit 2, the audio signal e _s is the output V ₁ of the addition section 1 as well as PWM modulation, and amplifies a predetermined gain Av. As shown in FIG. 2, the modulation amplification unit 2 includes a pulse width modulation circuit 21, a drive circuit 22 for driving the power amplification switching elements FET1 and FET2, and a negative feedback circuit 23. The switching elements FET1 and FET2 are configured by, for example, MOS-FETs.

変調増幅部２では、パルス幅変調回路２１によって変調された変調信号と、当該変調信号の逆位相の変調信号とに基づいて、駆動回路２２によってスイッチング素子ＦＥＴ１及びＦＥＴ２が交互にスイッチングされる。スイッチング素子ＦＥＴ１及びＦＥＴ２によってスイッチングされかつ増幅された、変調増幅部２の出力（Ｖ₂参照）は、第１信号伝達部Ｈ₁及び第２信号伝達部Ｈ₂にそれぞれ入力される。 In the modulation amplifier 2, the switching elements FET 1 and FET 2 are alternately switched by the drive circuit 22 based on the modulation signal modulated by the pulse width modulation circuit 21 and the modulation signal having the opposite phase to the modulation signal. The output (see V ₂ ) of the modulation amplification unit 2 that is switched and amplified by the switching elements FET 1 and FET 2 is input to the first signal transmission unit H ₁ and the second signal transmission unit H ₂ , respectively.

第１信号伝達部Ｈ₁は、変調増幅部２の出力Ｖ₂の高調波成分の通過を阻止するものであり、図２に示すように、コイルとしてのインダクタＬ、コンデンサとしてのキャパシタＣ及び負荷（スピーカ）としての抵抗Ｒを含む２次フィルタ（ＬＰＦ）によって構成されている。 The first signal transmission unit H ₁ prevents the harmonic component of the output V ₂ of the modulation amplification unit 2 from passing. As shown in FIG. 2, the inductor L as a coil, the capacitor C as a capacitor, and a load It is configured by a secondary filter (LPF) including a resistor R as a (speaker).

第１信号伝達部Ｈ₁の２次フィルタは、図３に示すように、インダクタＬとキャパシタＣとの共振周波数であるカットオフ角周波数ω₀を有するとともに、減衰特性が−１２ｄＢ／ｏｃｔの特性を有する。第１信号伝達部Ｈ₁の伝達関数Ｈ_1(s)は、式２で表すことができる。なお、図３では、ダンピングファクタＤを変化させた場合の特性の変化傾向を示すために、２次フィルタについては３本の特性を描いている。 As shown in FIG. 3, the second-order filter of the first signal transmission unit H ₁ has a cutoff angular frequency ω ₀ that is a resonance frequency of the inductor L and the capacitor C, and has a damping characteristic of −12 dB / oct. Have The transfer function H _{1 (s)} of the first signal transfer unit H ₁ can be expressed by Equation 2. In FIG. 3, in order to show the change tendency of the characteristics when the damping factor D is changed, three characteristics are drawn for the secondary filter.

ここで、ω₀はカットオフ角周波数、Ｄはこのフィルタのダンピングファクタ（制動係数）をそれぞれ示す。図３に示すように、ダンピングファクタＤが小さくなると、２次フィルタの肩特性が山状になり、逆に、ダンピングファクタＤが大きくなると、２次フィルタの肩特性がなだらかになる。 Here, ω ₀ represents a cutoff angular frequency, and D represents a damping factor (braking coefficient) of the filter. As shown in FIG. 3, when the damping factor D decreases, the shoulder characteristic of the secondary filter becomes a mountain shape, and conversely, when the damping factor D increases, the shoulder characteristic of the secondary filter becomes gentle.

第２信号伝達部Ｈ₂は、変調増幅部２の出力Ｖ₂の高調波成分の通過を阻止するものであり、図２に示すように、複数の抵抗Ｒａ，Ｒｃ，Ｒｅ，キャパシタＣｐを含む１次ローパスフィルタ（ＬＰＦ）によって構成されている。なお、抵抗Ｒｅは、抵抗Ｒｂ（後述）と抵抗Ｒｃの差の抵抗値を有する。 The second signal transmission unit H ₂ prevents the harmonic component of the output V ₂ of the modulation amplification unit 2 from passing, and includes a plurality of resistors Ra, Rc, Re, and a capacitor Cp as shown in FIG. A primary low-pass filter (LPF) is used. The resistor Re has a resistance value that is a difference between a resistor Rb (described later) and a resistor Rc.

第２信号伝達部Ｈ₂は、図３に示すように、低域（例えばカットオフ角周波数ω₀以下の周波数帯域）における利得がほぼβ₁（β₁＜１）であって、第１信号伝達部Ｈ₁とほぼ同じ周波数のカットオフ角周波数ω₀を有するとともに、減衰特性が−６ｄＢ／ｏｃｔの特性を有する。第２信号伝達部Ｈ₂の伝達関数Ｈ_2(s)は、式３で表すことができる。 As shown in FIG. 3, the second signal transmission unit H ₂ has a gain of approximately β ₁ (β ₁ <1) in a low band (for example, a frequency band equal to or lower than the cutoff angular frequency ω ₀ ), and the first signal It has a cutoff angular frequency ω ₀ that is substantially the same frequency as that of the transmission portion H _1, and has an attenuation characteristic of −6 dB / oct. The transfer function H _{2 (s)} of the second signal transfer unit H ₂ can be expressed by Equation 3.

ここで、β₁は低域における利得を示す。 Here, β ₁ represents a gain in a low frequency range.

第３信号伝達部Ｈ₃は、第１信号伝達部Ｈ₁の出力の周波数特性を補正するものであり、抵抗Ｒａ及びキャパシタＣｏの並列回路とそれに直列に接続された抵抗Ｒｂを含む１次ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）によって構成されている。第３信号伝達部Ｈ₃は、図３に示すように、低域（例えばカットオフ角周波数ω₀以下の周波数帯域）における利得が第２信号伝達部Ｈ₂と同じほぼβ₁であって、低域側ターンオーバ角周波数ω₀及び高域側ターンオーバ角周波数ω_xをそれぞれ有する１次高域増強型階段特性を備えるものである。 The third signal transmission unit H ₃ corrects the frequency characteristic of the output of the first signal transmission unit H ₁ , and includes a parallel circuit of a resistor Ra and a capacitor Co and a primary high pass including a resistor Rb connected in series thereto. It is configured by a filter (HPF). As shown in FIG. 3, the third signal transmission unit H ₃ has a gain in the low band (for example, a frequency band equal to or lower than the cut-off angular frequency ω ₀ ) that is substantially β ₁ as the second signal transmission unit H ₂ . A primary high-frequency enhancement type staircase characteristic having a low-frequency side turnover angular frequency ω ₀ and a high-frequency side turnover angular frequency ω _x is provided.

すなわち、第３信号伝達部Ｈ₃は、第１及び第２信号伝達部Ｈ₁，Ｈ₂とは異なり、６ｄＢ／ｏｃｔの利得上昇特性を有する。より詳細には、第３信号伝達部Ｈ₃は、低域側ターンオーバ角周波数ω₀付近で利得が６ｄＢ／ｏｃｔで上昇し、高域側ターンオーバ角周波数ω_x付近で利得が１となる階段状の周波数特性を有する。 That is, the third signal transmission unit H ₃ has a gain increase characteristic of 6 dB / oct unlike the first and second signal transmission units H ₁ and H ₂ . More specifically, in the third signal transmission unit H ₃ , the gain increases at 6 dB / oct near the low frequency side turnover angular frequency ω ₀ , and the gain becomes ₁ near the high frequency side turnover angular frequency ω _x. Has stepped frequency characteristics.

第３信号伝達部Ｈ₃は、第１信号伝達部Ｈ₁の出力の高周波成分を通過させることにより、上述した第２信号伝達部Ｈ₂の出力との位相を照合させるためのものである。第３信号伝達部Ｈ₃の伝達関数Ｈ_3(s)は、式４で表すことができる。 The third signal transmission unit H ₃ is for collating the phase with the output of the second signal transmission unit H ₂ described above by passing the high frequency component of the output of the first signal transmission unit H ₁ . The transfer function H _{3 (s)} of the third signal transfer unit H ₃ can be expressed by Equation 4.

ここで、ω_xは、高域側ターンオーバ角周波数ω_xを示すが、この高域側ターンオーバ角周波数ω_xは、低域側ターンオーバ角周波数ω₀より充分大きいことが望ましい。第２及び第３信号伝達部Ｈ₂，Ｈ₃の各出力は、差分算出部３に入力される。 Here, ω _x represents the high frequency side turnover angular frequency ω _x, and it is desirable that the high frequency side turnover angular frequency ω _x is sufficiently larger than the low frequency side turnover angular frequency ω ₀ . Each output of the second and third signal transfer unit H _2, H ₃ are inputted to the difference calculation unit 3.

差分算出部３は、第２及び第３信号伝達部Ｈ₂，Ｈ₃の各出力の差分を演算により取得するものである。差分算出部３は、図２に示すように、複数の抵抗Ｒｂ−Ｒｃ，Ｒｃと比較回路３１とによって構成されている。比較回路３１の正極端子には第２信号伝達部Ｈ₂の出力が入力され、負極端子には第３信号伝達部Ｈ₃の出力が入力され、比較回路３１によって第２及び第３信号伝達部Ｈ₂，Ｈ₃の各出力の差分が演算される。 The difference calculation unit 3 acquires a difference between the outputs of the second and third signal transmission units H ₂ and H ₃ by calculation. As shown in FIG. 2, the difference calculation unit 3 includes a plurality of resistors Rb−Rc, Rc and a comparison circuit 31. The output of the second signal transmission unit H ₂ is input to the positive terminal of the comparison circuit 31, the output of the third signal transmission unit H ₃ is input to the negative terminal, and the second and third signal transmission units are input by the comparison circuit 31. The difference between the outputs of H ₂ and H ₃ is calculated.

なお、図２における符号３２で示す回路は、ハイインピーダンスを有するバッファである。差分算出部３の出力（Ｖ₃参照）は、第４信号伝達部Ｈ₄に入力される。 Note that the circuit indicated by reference numeral 32 in FIG. 2 is a buffer having high impedance. The output (see V ₃ ) of the difference calculation unit 3 is input to the fourth signal transmission unit H ₄ .

第４信号伝達部Ｈ₄は、第２及び第３信号伝達部Ｈ₂，Ｈ₃の差分出力の周波数特性を補正するものであり、抵抗Ｒｄ及びキャパシタＣｙの並列回路によって構成されている。第４信号伝達部Ｈ₄は、図３に示すように、低域における利得がほぼβ₂（β₁＜β₂＜１）であって、低域側ターンオーバ角周波数ω₀及び高域側ターンオーバ角周波数ω_yを有する１次高域増強型階段特性を備えるものである。 The fourth signal transmission unit H ₄ corrects the frequency characteristic of the differential output of the second and third signal transmission units H ₂ and H ₃ and is configured by a parallel circuit of a resistor Rd and a capacitor Cy. As shown in FIG. 3, the fourth signal transmission unit H ₄ has a low-frequency gain of approximately β ₂ (β ₁ <β ₂ <1), and has a low-frequency side turnover angular frequency ω ₀ and a high-frequency side. It has a first-order high-frequency enhancement type staircase characteristic having a turnover angular frequency ω _y .

すなわち、第４信号伝達部Ｈ₄は、第３信号伝達部Ｈ₃と同様に、６ｄＢ／ｏｃｔの利得上昇特性を有する。より詳細には、第４信号伝達部Ｈ₄は、低域側ターンオーバ角周波数ω₀付近で６ｄＢ／ｏｃｔで上昇し、第３信号伝達部Ｈ₃と異なり、高域側ターンオーバ角周波数ω_y付近でフラットとなる階段状の周波数特性を有する。第４信号伝達部Ｈ₄の伝達関数Ｈ_4(s)は、式５で表すことができる。 That is, the fourth signal transmission unit H ₄ has a gain increase characteristic of 6 dB / oct similarly to the third signal transmission unit H ₃ . More specifically, the fourth signal transmission unit H ₄ rises at 6 dB / oct near the low-frequency side turnover angular frequency ω ₀ , and unlike the third signal transmission unit H ₃ , the high-frequency side turnover angular frequency ω. It has a stepped frequency characteristic that is flat near _y . The transfer function H _{4 (s)} of the fourth signal transfer unit H ₄ can be expressed by Equation 5.

ここで、β₂は低域における利得を示し、ω_yは、高域側ターンオーバ角周波数を示すが、この高域側ターンオーバ角周波数ω_yは、低域側ターンオーバ角周波数ω₀より充分大きいことが望ましく、第３信号伝達部Ｈ₃の高域側ターンオーバ角周波数ω_xより大とされる。第４信号伝達部Ｈ₄の出力（Ｖ₄参照）は、加算器１に入力される。 Here, β ₂ indicates the gain in the low frequency range, and ω _y indicates the high frequency side turnover angular frequency. The high frequency side turnover angular frequency ω _y is less than the low frequency side turnover angular frequency ω ₀ . It is desirable that it is sufficiently large, and is set to be higher than the high frequency side turnover angular frequency ω _{x of} the third signal transmission unit H ₃ . The output (see V ₄ ) of the fourth signal transfer unit H ₄ is input to the adder 1.

加算器１は、上述したように、オーディオ信号ｅ_sと第４信号伝達部Ｈ₄の出力（Ｖ₄参照）とを加算するものである。 As described above, the adder 1 adds the audio signal _es and the output of the fourth signal transmission unit H ₄ (see V ₄ ).

上記のように、本実施形態では、２次フィルタとしての第１信号伝達部Ｈ₁の出力である周波数特性を１次のＨＰＦとしての第３信号伝達部Ｈ₃で補正し、その第３信号伝達部Ｈ₃の出力と、１次のＬＰＦとしての第２信号伝達部Ｈ₂の出力との差分を取得し、すなわち第１信号伝達部Ｈ₁の肩特性付近の誤差分を取得し、それを変調増幅部２の入力にフィードバックすることにより、負荷抵抗Ｒの変化による第１信号伝達部Ｈ₁の周波数特性の変化を少なくするようにしている。 As described above, in the present embodiment, the frequency characteristic that is the output of the first signal transmission unit H ₁ as the secondary filter is corrected by the third signal transmission unit H ₃ as the primary HPF, and the third signal is corrected. The difference between the output of the transmission unit H _{3 and} the output of the second signal transmission unit H ₂ as the primary LPF is obtained, that is, the error near the shoulder characteristic of the first signal transmission unit H ₁ is obtained, Is fed back to the input of the modulation amplification unit 2 to reduce the change in the frequency characteristic of the first signal transmission unit H ₁ due to the change in the load resistance R.

なお、図１に示すディジタルアンプの構成では、第２信号伝達部Ｈ₂側の経路（図１のＬ１参照）が低域側ターンオーバ角周波数ω₀以上で−６ｄＢ／ｏｃｔで減衰していくのに対し、第１信号伝達部Ｈ₁→第３信号伝達部Ｈ₃側の経路（図１のＬ２参照）は低域側ターンオーバ角周波数ω₀から高域側ターンオーバ角周波数ω_xの範囲では−６ｄＢ／ｏｃｔで減衰する。しかし、高域側ターンオーバ角周波数ω_xを超える周波数では−１２ｄＢ／ｏｃｔで減衰するので、高域側ターンオーバ角周波数ω_x以上の周波数で誤差が生じることになる。 In the configuration of the digital amplifier shown in FIG. 1, the path on the second signal transmission unit H ₂ side (see L1 in FIG. 1) attenuates at −6 dB / oct at the low-frequency side turnover angular frequency ω ₀ or more. On the other hand, the path from the first signal transmission unit H _{1 to} the third signal transmission unit H ₃ (see L2 in FIG. 1) is from the low-frequency side turnover angular frequency ω ₀ to the high-frequency side turnover angular frequency ω _x . In the range, it attenuates at −6 dB / oct. However, since at frequencies above the high frequency side turnover angular frequency omega _x attenuated by -12 dB / oct, so that the error occurs in the high frequency side turnover angular frequency omega _x or more frequencies.

この領域（高域側ターンオーバ角周波数ω_x以上の周波数帯域）は、変調増幅部２のスイッチング周波数及びその高調波成分を多く含む帯域であり、スイッチングにともなうパルス成分が入力信号ｅ_sに加わり、このパルス成分がジッタ発生の原因となる。そこで、図２に点線で示すように、第２信号伝達部Ｈ₂の抵抗Ｒｃに並列にコンデンサＣ_xを設け、上記した両経路Ｌ１，Ｌ２の上記帯域における特性を混合するようにして、ジッタ発生の原因となるパルス成分を除去するようにしてもよい。 This region (the high frequency side turnover angular frequency omega _x or more frequency bands) is a band containing a large amount of switching frequency and its harmonic component of the modulation amplifier 2, pulse component due to the switching is applied to the input signal e _s This pulse component causes the occurrence of jitter. Therefore, as shown by a dotted line in FIG. 2, the capacitor C _x provided in parallel with the second signal resistor Rc transfer unit H _2, so as to mix the characteristics of the band of both the aforementioned pathways L1, L2, jitter You may make it remove the pulse component which causes generation | occurrence | production.

次に、図１のブロック構成図において、出力電圧Ｖ₀と入力電圧（オーディオ信号）ｅ_Sとの関係を以下に示す。変調増幅部２の入力電圧Ｖ₁は、入力電圧ｅ_Sと第４信号伝達部Ｈ₄の出力電圧Ｖ₄との和であるので、式６が成立する。

Next, in the block diagram of FIG. 1, the relationship between the output voltage V ₀ and the input voltage (audio signal) e _S is shown below. Since the input voltage V ₁ of the modulation amplification unit 2 is the sum of the input voltage e _S and the output voltage V _{4 of} the fourth signal transmission unit H ₄ , Equation 6 is satisfied.

変調増幅部２の利得はＡｖであるので、変調増幅部２の出力電圧Ｖ₂は、式７で表すことができる。

Since the gain of the modulation amplification unit 2 is Av, the output voltage V ₂ of the modulation amplification unit 2 can be expressed by Equation 7.

第１信号伝達部Ｈ₁の伝達関数をＨ₁とすれば、出力電圧Ｖ₀は式８で表すことができる。

If the transfer function of the first signal transfer unit H ₁ is H ₁ , the output voltage V ₀ can be expressed by Equation 8.

第２及び第３信号伝達部Ｈ₂，Ｈ₃の伝達関数をそれぞれＨ₂，Ｈ₃とし、差分算出部３で第２信号伝達部Ｈ₂が加算され、第３信号伝達部Ｈ₃が減算されるので、第３信号伝達部Ｈ₃の出力電圧Ｖ₃は式９で表すことができる。

The transfer functions of the second and third signal transfer units H ₂ and H ₃ are set to H ₂ and H ₃ , respectively, the second signal transfer unit H ₂ is added by the difference calculation unit 3 and the third signal transfer unit H ₃ is subtracted. Therefore, the output voltage V ₃ of the third signal transmission unit H ₃ can be expressed by Equation 9.

式８を変形するとＶ₂＝Ｖ₀／Ｈ₁であるので、これを式９に代入すると、式１０が成立する。

If Expression 8 is modified, V ₂ = V ₀ / H ₁ , and if this is substituted into Expression 9, Expression 10 is established.

第４信号伝達部Ｈ₄の伝達関数をＨ₄とすれば、第４信号伝達部Ｈ₄の出力電圧Ｖ₄は、式１０を考慮して式１１で表すことができる。

If the transfer function of the fourth signal transmitting unit H ₄ and H _4, the output voltage V ₄ of the fourth signal transmitting unit H ₄ can be expressed by Equation 11 in view of the equation 10.

式７及び式８より、変調増幅部２の入力電圧Ｖ₁は、式１２で表すことができる。

From Expression 7 and Expression 8, the input voltage V ₁ of the modulation amplification unit 2 can be expressed by Expression 12.

さらに、式６及び式１１より、式１３が成立する。

Further, Expression 13 is established from Expression 6 and Expression 11.

式１３を整理すると、出力電圧Ｖ₀と入力電圧ｅ_Sとの関係は、式１４で表すことができる。

By rearranging Equation 13, the relationship between the output voltage V ₀ and the input voltage e _S can be expressed by Equation 14.

ここで、上記した第１ないし第４信号伝達部Ｈ₁〜Ｈ₄の伝達関数（式２〜式５参照）に基づいて、このディジタルアンプにおける総合伝達関数Ｈを算出すると、総合伝達関数Ｈ_(s)は式１５で表すことができる。 Here, when the total transfer function H in the digital amplifier is calculated based on the transfer functions (see Formulas 2 to 5) of the _{first to} fourth signal transfer units H _{1 to} H ₄ described above, the total transfer function H _{( s)} can be expressed by Equation 15.

式１５において、高域側ターンオーバ角周波数ω_x≫低域側ターンオーバ角周波数ω₀及び高域側ターンオーバ角周波数ω_y≫低域側ターンオーバ角周波数ω₀であり、ω₀付近までの周波数特性に注目すると、上記総合伝達関数Ｈ_(s)は次式で近似することができる。 In Equation 15, the high-frequency turnover angular frequency ω _x >> the low-frequency turnover angular frequency ω ₀ and the high-frequency turnover angular frequency ω _y >> the low-frequency turnover angular frequency ω ₀ , up to the vicinity of ω _0. If the frequency characteristics of the above are noted, the total transfer function H _(s) can be approximated by the following equation.

なお、

である。 In addition,

It is.

ここで、Ｄ_xは、本実施形態のディジタルアンプにおけるダンピングファクタである。また、式１７におけるＡｖ×β１×β２は、図１における変調増幅部２→第２信号伝達部Ｈ₂→第４信号伝達部Ｈ₄→変調増幅部２を介する経路Ｌ１の低域側ターンオーバ角周波数ω₀以下の周波数に対するループ利得である。すなわち、式１７は、第１信号伝達部Ｈ₁単体におけるダンピングファクタである「Ｄ」が、ループ利得によって「Ｄ_x」に変更されることを意味している。 Here, D _x is a damping factor in the digital amplifier of this embodiment. Av × β1 × β2 in Expression 17 is a low-frequency side turnover of the path L1 via the modulation amplification unit 2 → the second signal transmission unit H ₂ → the fourth signal transmission unit H ₄ → the modulation amplification unit 2 in FIG. It is the loop gain for frequencies below the angular frequency ω ₀ . That is, Expression 17 means that “D”, which is a damping factor in the first signal transmission unit H ₁ alone, is changed to “D _x ” by the loop gain.

図４は、ループ利得とダンピングファクタとの関係を示す図である。より詳細には、第１信号伝達部Ｈ₁単体におけるダンピングファクタＤ（Ｄ＝０．００１〜２．０）をパラメータとして、本実施形態に係るダンピング補正回路のループ利得によってディジタルアンプとしてのダンピングファクタＤ_xがどのように変化するかを示した図である。 FIG. 4 is a diagram illustrating the relationship between the loop gain and the damping factor. More specifically, with the damping factor D (D = 0.001 to 2.0) in the first signal transmission unit H ₁ alone as a parameter, the damping factor as a digital amplifier is determined by the loop gain of the damping correction circuit according to the present embodiment. it is a diagram showing how D _x how changes.

同図によれば、ループ利得の増加とともにダンピングファクタＤの変化範囲が大幅に抑制されており、ループ利得が「１」に近づくにつれてダンピングファクタＤ_xが「１」に収束していくのがわかる。また、元のダンピングファクタＤが小さいほど、本実施形態におけるダンピングの補正効果が大きくなっていくのがわかる。 According to the figure, the variation range of the damping factor D is greatly suppressed as the loop gain increases, and it can be seen that the damping factor D _x converges to “1” as the loop gain approaches “1”. . It can also be seen that the smaller the original damping factor D, the greater the damping correction effect in this embodiment.

図５は、本実施形態のダンピング補正回路を適用したときの負荷抵抗Ｒの変化に対する周波数特性を示す図であり、約０．１３程度の比較的小さいループ利得の場合の周波数特性を示している。 FIG. 5 is a diagram showing frequency characteristics with respect to changes in the load resistance R when the damping correction circuit of this embodiment is applied, and shows frequency characteristics in the case of a relatively small loop gain of about 0.13. .

図９に示した、従来の２次ＬＰＦにおける負荷抵抗Ｒの変化に対する周波数特性と比較すると、負荷抵抗Ｒ＝５Ｒ₀のとき従来ではカットオフ周波数（約６０ｋＨｚ）付近において基準レベル（約３０ｄＢ）に対して約１１ｄＢのピークが見られたが（図９参照）、本実施形態では約７ｄＢに改善されている。また、負荷抵抗Ｒ＝２５Ｒ₀のとき従来では基準レベルに対して約２３ｄＢのピークが見られたが（図９参照）、本実施形態では約１２ｄＢに改善されている。さらに、負荷抵抗Ｒ＝１２５Ｒ₀のとき従来では基準レベルに対して約３６ｄＢのピークが見られたが（図９参照）、本実施形態では約１３ｄＢに改善されている。 Compared with the frequency characteristic with respect to the change of the load resistance R in the conventional secondary LPF shown in FIG. 9, when the load resistance R = 5R ₀ , the conventional level is close to the reference level (about 30 dB) near the cutoff frequency (about 60 kHz). On the other hand, a peak of about 11 dB was observed (see FIG. 9), but this embodiment is improved to about 7 dB. Further, when the load resistance R = 25R ₀ , a peak of about 23 dB with respect to the reference level was conventionally observed (see FIG. 9), but in this embodiment, the peak is improved to about 12 dB. Further, when the load resistance R = 125R ₀ , a peak of about 36 dB with respect to the reference level was conventionally observed (see FIG. 9), but this embodiment is improved to about 13 dB.

このように、本実施形態のダンピング補正回路を適用した場合、元のダンピングファクタが小さい（周波数特性のピークが大きい）ほど著しい改善効果が表れていることがわかる。 As described above, when the damping correction circuit of this embodiment is applied, it can be seen that the smaller the original damping factor (the larger the peak of the frequency characteristic), the more significant the improvement effect appears.

図６は、第１信号伝達部Ｈ₁のインダクタＬとしてのコイルに流れる電流の周波数特性を示す図であり、本実施形態のダンピング補正回路を適用した場合と、図８に示した、従来の２次ＬＰＦの場合とを比較したものである。 FIG. 6 is a diagram showing the frequency characteristics of the current flowing in the coil as the inductor L of the first signal transmission unit H ₁ , and the conventional case shown in FIG. 8 and the case where the damping correction circuit of this embodiment is applied. This is a comparison with the case of a secondary LPF.

同図では、同じ入力電圧であって負荷抵抗Ｒ＝１２５Ｒ₀にしたときのコイル（インダクタＬ）に流れる電流の周波数特性を比較している。ダンピング補正回路が適用されていない従来の２次フィルタにおいては、カットオフ周波数ω₀付近において直列共振の影響で非常に大きな電流がコイルに流れている。それに対し、本実施形態に係るダンピング補正回路を適用した場合は、わずかな電流増加に抑制されていることがわかる。 In the figure, the frequency characteristics of the current flowing through the coil (inductor L) when the input voltage is the same and the load resistance is R = 125R ₀ are compared. In the conventional secondary filter to which the damping correction circuit is not applied, a very large current flows through the coil near the cutoff frequency ω ₀ due to the influence of series resonance. On the other hand, when the damping correction circuit according to the present embodiment is applied, it can be seen that a slight increase in current is suppressed.

このように、本実施形態に係るディジタルアンプによれば、負荷抵抗Ｒの変化による２次フィルタ（第１信号伝達部Ｈ₁）における周波数特性の変化を少なくすることができ、負荷抵抗Ｒの変化によるダンピングファクタの変動を抑制することができる。また、無負荷時あるいは極めて軽負荷時に何らかの原因によって２次フィルタ（第１信号伝達部Ｈ₁）のカットオフ周波数ω₀付近の信号が入力された場合にも過電流が流れることがなく、ＭＯＳ−ＦＥＴ等のスイッチング素子の破損及び２次フィルタを構成するコンデンサＣの破損、並びにインダクタＬとしてのコイルの過熱等を抑制することができる。 Thus, according to the digital amplifier according to the present embodiment, the change in the frequency characteristic in the secondary filter (first signal transmission unit H ₁ ) due to the change in the load resistance R can be reduced, and the change in the load resistance R The fluctuation of the damping factor due to can be suppressed. In addition, even when a signal near the cutoff frequency ω ₀ of the secondary filter (first signal transmission unit H ₁ ) is input for some reason at no load or very light load, no overcurrent flows, and the MOS -It is possible to suppress damage to switching elements such as FETs, damage to the capacitor C constituting the secondary filter, and overheating of the coil as the inductor L.

もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではなく、上記実施形態に示した回路構成は一例であり、同等の機能を有するものであれば、種々の回路を適用することができる。例えば図２にディジタルアンプの詳細回路図を示したが、本願発明はこの回路に限るものではない。 Of course, the scope of the present invention is not limited to the above-described embodiment, and the circuit configuration shown in the above embodiment is an example, and various circuits can be applied as long as they have equivalent functions. Can do. For example, FIG. 2 shows a detailed circuit diagram of the digital amplifier, but the present invention is not limited to this circuit.

また、例えば図７は、ディジタルアンプの変形例を示す図であるが、上記実施形態では第４信号伝達部Ｈ₄の出力Ｖ₄を加算部１に入力しているが、この構成に代えて、第４信号伝達部Ｈ₄の出力Ｖ₄を反転回路４によって位相反転して変調増幅部２のパルス幅変調回路２１の負帰還側に加算するようにしてもよい。 For example, FIG. 7 is a diagram showing a modification of the digital amplifier. In the above embodiment, the output V ₄ of the fourth signal transmission unit H ₄ is input to the addition unit 1. The output V ₄ of the fourth signal transmission unit H ₄ may be phase-inverted by the inverting circuit 4 and added to the negative feedback side of the pulse width modulation circuit 21 of the modulation amplification unit 2.

また、図１における第４信号伝達部Ｈ₄は、上述したように周波数特性が階段状の特性であるものが好ましいが、これに限らず、フラットな周波数特性（例えば伝達関数が単なる利得β₃）のものであってもよい。この場合、ループ利得を変更することでほぼ同様な効果を実現することができる。 Further, the fourth signal transfer unit H ₄ in FIG. 1 preferably has a step-like frequency characteristic as described above, but is not limited to this, and the flat frequency characteristic (for example, the transfer function has a simple gain β _3). ). In this case, substantially the same effect can be realized by changing the loop gain.

本願発明に係るダンピング補正回路が適用されるディジタルアンプのブロック構成図である。It is a block block diagram of a digital amplifier to which a damping correction circuit according to the present invention is applied. 図１に示すディジタルアンプの詳細回路図である。It is a detailed circuit diagram of the digital amplifier shown in FIG. 第１ないし第４信号伝達部の周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the 1st thru | or 4th signal transmission part. ループ利得とダンピングファクタとの関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between a loop gain and a damping factor. 本実施形態のダンピング補正回路を適用したときの負荷抵抗の変化に対する周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic with respect to the change of load resistance when the damping correction circuit of this embodiment is applied. 第１信号伝達部のインダクタとしてのコイルに流れる電流の周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the electric current which flows into the coil as an inductor of a 1st signal transmission part. ディジタルアンプの変形例を示す図である。It is a figure which shows the modification of a digital amplifier. 従来のディジタルアンプのブロック構成図である。It is a block block diagram of the conventional digital amplifier. 従来のディジタルアンプの変形例である。It is a modification of the conventional digital amplifier. 従来の、負荷抵抗の変化に対する周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic with respect to the change of the conventional load resistance.

符号の説明Explanation of symbols

１加算部
２変調増幅部
３差分算出部
２１パルス幅変調回路
２２駆動回路
２３負帰還回路
３１比較回路
ｅ_S オーディオ信号
ＦＥＴ１，ＦＥＴ２スイッチング素子
Ｈ₁第１信号伝達部
Ｈ₂第２信号伝達部
Ｈ₃第３信号伝達部
Ｈ₄第４信号伝達部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Adder 2 Modulation amplifier 3 Difference calculation unit 21 Pulse width modulation circuit 22 Drive circuit 23 Negative feedback circuit 31 Comparison circuit e _S audio signal FET1, FET2 Switching element H ₁ First signal transmission unit H ₂ Second signal transmission unit H ₃ 3rd signal transmission part H ₄ 4th signal transmission part

Claims

入力信号としてのオーディオ信号を変調するとともに、所定の利得で増幅する変調増幅手段と、前記変調増幅手段の出力端に接続され、所定の低周波帯域を通過させる２次フィルタで構成される第１のフィルタ手段とを備えるディジタルアンプに適用されるダンピング補正回路であって、
前記変調増幅手段の出力端に接続され、前記所定の低周波帯域では１よりも小さい所定の利得を有し、かつ前記所定の低周波帯域よりも高帯域では当該利得が所定の割合で減少する１次フィルタで構成される第２のフィルタ手段と、
前記第１のフィルタ手段の出力端に接続され、前記所定の低周波帯域では前記第２のフィルタ手段とほぼ同一の利得を有し、かつ前記所定の低周波帯域よりも高帯域では当該利得が前記第２のフィルタ手段とほぼ同一の割合で増加する伝達特性を有する第１の周波数特性補正手段と、
前記第２のフィルタ手段の出力と前記第１の周波数特性補正手段の出力との差分を算出する差分算出手段と、
前記差分算出手段の出力端に接続され、前記所定の低周波帯域では１よりも小さく前記第２のフィルタ手段の利得とは異なる所定の利得を有し、かつ前記所定の低周波数帯域よりも高帯域では当該利得が前記第１の周波数特性補正手段とほぼ同一の割合で増加する伝達特性を有する第２の周波数特性補正手段と、
前記オーディオ信号と前記第２の周波数特性補正手段の出力とを加算又は減算して前記変調増幅手段の入力に帰還させる帰還手段と、を備えることを特徴とするダンピング補正回路。 A modulation amplification unit that modulates an audio signal as an input signal and amplifies the audio signal with a predetermined gain; a first filter that is connected to the output terminal of the modulation amplification unit and passes a predetermined low frequency band; And a damping correction circuit applied to a digital amplifier comprising:
Connected to the output end of the modulation amplification means, has a predetermined gain smaller than 1 in the predetermined low frequency band, and decreases at a predetermined rate in a higher band than the predetermined low frequency band. A second filter means comprising a primary filter;
It is connected to the output terminal of the first filter means, has the same gain as the second filter means in the predetermined low frequency band, and the gain is higher in the higher band than the predetermined low frequency band. First frequency characteristic correcting means having a transfer characteristic that increases at substantially the same rate as the second filter means;
Difference calculating means for calculating a difference between the output of the second filter means and the output of the first frequency characteristic correcting means;
Connected to the output terminal of the difference calculating means, has a predetermined gain that is smaller than 1 in the predetermined low frequency band and different from the gain of the second filter means, and higher than the predetermined low frequency band. A second frequency characteristic correction unit having a transfer characteristic in which the gain increases at a rate substantially the same as that of the first frequency characteristic correction unit;
A damping correction circuit comprising: feedback means for adding or subtracting the audio signal and the output of the second frequency characteristic correction means and feeding back to the input of the modulation amplification means.

前記第１のフィルタ手段は、インダクタ、キャパシタ及び抵抗素子を含む２次のローパスフィルタで構成されており、
前記第２のフィルタ手段は、前記インダクタ及びキャパシタによる共振周波数と略等しい周波数をカットオフ周波数とする１次のローパスフィルタで構成されており、
前記第１の周波数特性補正手段は、前記共振周波数より高い周波数帯域では６ｄＢ／ｏｃｔで利得が増加する伝達特性を有し、
前記第２の周波数特性補正手段は、前記共振周波数より高い周波数帯域では６ｄＢ／ｏｃｔで利得が増加する伝達特性を有する、請求項１に記載のダンピング補正回路。 The first filter means includes a secondary low-pass filter including an inductor, a capacitor, and a resistance element,
The second filter means is composed of a first-order low-pass filter whose cutoff frequency is a frequency substantially equal to a resonance frequency by the inductor and the capacitor,
The first frequency characteristic correcting means has a transfer characteristic in which a gain increases at 6 dB / oct in a frequency band higher than the resonance frequency,
2. The damping correction circuit according to claim 1, wherein the second frequency characteristic correction unit has a transfer characteristic in which a gain increases at 6 dB / oct in a frequency band higher than the resonance frequency.

前記第２の周波数特性補正手段は、
前記所定の低周波帯域では１よりも小さく前記第２のフィルタ手段の利得とは異なる所定の利得を有し、かつ前記所定の低周波数帯域よりも高帯域では当該利得が前記第１の周波数特性補正手段とほぼ同一の割合で増加する伝達特性に代えて、
１よりも小さく前記第２のフィルタ手段の利得とは異なる所定の利得でフラットな伝達特性を有する、請求項１又は２に記載のダンピング補正回路。 The second frequency characteristic correcting means includes
The predetermined low frequency band has a predetermined gain smaller than 1 and different from the gain of the second filter means, and the gain is higher than the predetermined low frequency band in the first frequency characteristic. Instead of a transfer characteristic that increases at almost the same rate as the correction means,
3. The damping correction circuit according to claim 1, wherein the damping correction circuit has a flat transfer characteristic with a predetermined gain smaller than 1 and different from the gain of the second filter means.

前記変調増幅手段、前記第２のフィルタ手段及び前記差分算出手段で構成される第１の信号経路、並びに前記変調増幅手段、前記第１のフィルタ手段、前記第１の周波数特性補正手段及び前記差分算出手段で構成される第２の信号経路の各ループ利得は、オーディオ信号帯域においてそれぞれ等しく、かつ１以下である、請求項１ないし３のいずれかに記載のダンピング補正回路。 A first signal path constituted by the modulation amplification means, the second filter means, and the difference calculation means, and the modulation amplification means, the first filter means, the first frequency characteristic correction means, and the difference each loop gain of the second signal path composed of calculating the hand stage, each equal in the audio signal band, and is 1 or less, damping correction circuit according to any one of claims 1 to 3.

入力信号としてのオーディオ信号を変調するとともに、所定の利得で増幅する変調増幅手段と、
前記変調増幅手段の出力のうち所定周波数の帯域を通過させる２次フィルタを構成する第１のフィルタ手段と、
請求項１ないし請求項４に記載のダンピング補正回路とを備えたことを特徴とする、ディジタルアンプ。 A modulation amplification means for modulating the audio signal as an input signal and amplifying the audio signal with a predetermined gain;
First filter means constituting a secondary filter that passes a band of a predetermined frequency out of the output of the modulation amplification means;
A digital amplifier comprising the damping correction circuit according to claim 1.