JP5110935B2

JP5110935B2 - Power supply device and recording apparatus provided with power supply device

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Publication number: JP5110935B2
Application number: JP2007091034A
Authority: JP
Inventors: 和則増田
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 2007-03-30
Filing date: 2007-03-30
Publication date: 2012-12-26
Anticipated expiration: 2027-03-30
Also published as: JP2008253052A

Description

本発明は、電源装置、電源装置を備える記録装置に関するものである。 The present invention relates to a power supply device and a recording apparatus including the power supply device.

従来より、ＤＣ／ＤＣコンバータは、特に異なる直流電源電圧が複数必要である等の設計条件の機器、たとえばプリンタのような電子機器の電源部として広く用いられている。 Conventionally, a DC / DC converter has been widely used as a power supply unit for an apparatus having a design condition such that a plurality of different DC power supply voltages are required, for example, an electronic apparatus such as a printer.

また、従来より、同期整流方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、出力電圧が低い（例えば、２Ｖ以下）電源回路に用いられることが多かった。その理由は、ダイオードを用いた整流方式のＤＣ／ＤＣコンバータと比べ、ローサイドのスイッチ素子の導通損失を低減でき、高効率化が実現できるためである。 Conventionally, a synchronous rectification type DC / DC converter is often used in a power supply circuit having a low output voltage (for example, 2 V or less). The reason is that the conduction loss of the low-side switch element can be reduced and higher efficiency can be realized as compared with a rectification type DC / DC converter using a diode.

また、一方で、同期整流方式には、負荷電流がゼロから急激に増大するような装置の電源回路において負荷電流急変時の出力電圧変動を低減化することができるという特徴があり、負荷電流変動の大きな装置の電源回路としても用いられている。即ち、同期整流方式では、負荷電流の大小に関係なく、入力電圧、出力電圧、スイッチング周波数、チョークコイルのインダクタンスによって決まる一定振幅の三角波電流が常時コイルに流れている。このため、負荷電流の変動があった場合にはデッドタイムなしに即座にコイル電流の直流成分が変化して入力電源側とのエネルギー供給および回生が行われるためである。 On the other hand, the synchronous rectification method has a feature that the output voltage fluctuation at the time of sudden change of the load current can be reduced in the power supply circuit of the device in which the load current increases rapidly from zero. It is also used as a power supply circuit for large devices. That is, in the synchronous rectification method, a triangular wave current having a constant amplitude determined by the input voltage, the output voltage, the switching frequency, and the inductance of the choke coil always flows through the coil regardless of the load current. For this reason, when the load current fluctuates, the DC component of the coil current immediately changes without dead time, and energy is supplied to and regenerated from the input power source side.

ところで、電源回路に接続される装置、たとえばプリントヘッドはその動作を停止させている間は、待機電力の低減、メンテナンス時の安全性確保等の理由により出力電圧をゼロまたは定常動作状態よりも低い電圧にすることが要求される場合がある。このような出力制御が可能な電源回路を、上記のような同期整流方式のＤＣ／ＤＣコンバータで構成した場合の回路を図３に示す。 By the way, while the device connected to the power supply circuit, for example, the print head is stopped, the output voltage is zero or lower than the steady operation state for reasons such as reducing standby power and ensuring safety during maintenance. It may be required to have a voltage. FIG. 3 shows a circuit in the case where the power supply circuit capable of such output control is configured by a synchronous rectification DC / DC converter as described above.

図３に示す電源回路は降圧タイプの同期整流ＤＣ／ＤＣコンバータであり、外部からのＯＮ／ＯＦＦ信号によって出力をオン・オフする機能を備えたものである。図３において、符号ＶＨｉｎは入力電源電圧、ＶＨｏｕｔが出力電圧を示す。 The power supply circuit shown in FIG. 3 is a step-down type synchronous rectification DC / DC converter, and has a function of turning on / off an output by an ON / OFF signal from the outside. In FIG. 3, symbol VHin indicates an input power supply voltage, and VHout indicates an output voltage.

符号１は入力コンデンサ、２はハイサイドスイッチ素子、３はローサイドスイッチ素子、４はチョークコイル、５は出力コンデンサである。 Reference numeral 1 is an input capacitor, 2 is a high-side switch element, 3 is a low-side switch element, 4 is a choke coil, and 5 is an output capacitor.

符号２０はスイッチング制御回路である。スイッチング制御回路２０は、出力電圧の検出電圧を基準電圧と比較する誤差増幅器２０１を有する。また、スイッチング制御回路２０は、パルス幅制御（以下ＰＷＭ制御と呼ぶ）を行うための三角波発振回路２０２、誤差増幅器２０１の出力と三角波発振回路２０２の出力を比較し、ＰＷＭ制御を行うＰＷＭコンパレータ２０３を有する。 Reference numeral 20 denotes a switching control circuit. The switching control circuit 20 includes an error amplifier 201 that compares a detection voltage of the output voltage with a reference voltage. In addition, the switching control circuit 20 compares the output of the triangular wave oscillation circuit 202 for performing pulse width control (hereinafter referred to as PWM control), the output of the error amplifier 201 and the output of the triangular wave oscillation circuit 202, and performs the PWM control. Have

このＰＷＭコンパレータ２０３の出力により、ハイサイドドライバ２０４、ローサイドドライバ２０５を介して、ハイサイドスイッチ素子２、ローサイドスイッチ素子３が駆動される。 The output of the PWM comparator 203 drives the high side switch element 2 and the low side switch element 3 via the high side driver 204 and the low side driver 205.

また、スイッチング制御回路２０は、後述の出力ＯＮ／ＯＦＦ制御を可能とするため、上記の内部回路に給電するための内部電源回路２０６を含む。 Further, the switching control circuit 20 includes an internal power supply circuit 206 for supplying power to the internal circuit in order to enable output ON / OFF control described later.

符号７はスイッチング制御回路２０の入力端子Ｖｃｃに接続されるコンデンサ、８はスイッチ素子、２１、２２は出力電圧を分圧する抵抗、２３は出力電圧設定用の基準電圧Ｖｒｅｆ、１１は出力端子に接続された放電回路、１２は放電抵抗、１３は放電スイッチ、４０はＯＮ／ＯＦＦ信号を反転する反転回路である。 Reference numeral 7 is a capacitor connected to the input terminal Vcc of the switching control circuit 20, 8 is a switch element, 21 and 22 are resistors for dividing the output voltage, 23 is a reference voltage Vref for setting the output voltage, and 11 is connected to the output terminal. The discharge circuit 12 is a discharge resistor, 13 is a discharge switch, and 40 is an inverting circuit for inverting the ON / OFF signal.

上記構成において、図６に示すような動作となる通常動作時はＯＮ／ＯＦＦ信号が“Ｈｉ”レベルとなり、スイッチ８が導通してスイッチング制御回路２０の入力端子Ｖｃｃに入力電源電圧ＶＨｉｎが供給されて、スイッチング制御が行われる。放電スイッチ１３にはＯＮ／ＯＦＦ信号の反転信号が与えられ、放電回路１１は開放されている。 In the above-described configuration, the ON / OFF signal becomes “Hi” level during the normal operation as shown in FIG. 6, the switch 8 becomes conductive, and the input power supply voltage VHin is supplied to the input terminal Vcc of the switching control circuit 20. Thus, switching control is performed. The discharge switch 13 is given an inverted signal of the ON / OFF signal, and the discharge circuit 11 is opened.

停止動作時はＯＮ／ＯＦＦ信号が“Ｌｏ”レベルに制御され、これによりスイッチ８が開放されてスイッチング制御回路２０の動作が停止、つまりハイサイドスイッチ素子２およびローサイドスイッチ素子３がともに開放状態となる。 During the stop operation, the ON / OFF signal is controlled to the “Lo” level, whereby the switch 8 is opened and the operation of the switching control circuit 20 is stopped. That is, both the high-side switch element 2 and the low-side switch element 3 are in the open state. Become.

このとき、出力コンデンサ５には動作時の出力電圧ＶＨｏｕｔ分の電荷が保持されている。従って、出力電圧をゼロとするためには、放電スイッチ１３を導通させ出力コンデンサ５の電荷を放電する。このとき、出力電圧ＶＨｏｕｔは出力コンデンサ５の容量と放電抵抗１２の抵抗値で決まる時定数にしたがって、動作時電圧からゼロボルトまで低下する。 At this time, the output capacitor 5 holds a charge corresponding to the output voltage VHout during operation. Therefore, in order to make the output voltage zero, the discharge switch 13 is turned on to discharge the electric charge of the output capacitor 5. At this time, the output voltage VHout decreases from the operating voltage to zero volts in accordance with a time constant determined by the capacitance of the output capacitor 5 and the resistance value of the discharge resistor 12.

同様の放電回路を有する同期整流方式のＤＣ／ＤＣコンバータに関する構成は、特許文献１で提案されている。 A configuration relating to a synchronous rectification DC / DC converter having a similar discharge circuit is proposed in Patent Document 1.

即ち、同期整流方式のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、動作停止時に出力電圧を低下させる手段として、ハイサイドスイッチ素子２を開放し、ローサイドスイッチ素子３を導通させることによって出力コンデンサ５の電荷を急速に放電させることも可能である。しかし、出力コンデンサ５の容量が数１００μＦ以上である場合には、放電電流が過大となって出力電圧がマイナスとなるアンダーシュートを引き起こすことがあり、特許文献１ではこの課題を解決する構成を提案している。また、図３に示した回路は同様に上記課題を解決する手段である。 In other words, in the synchronous rectification type DC / DC converter, as a means for lowering the output voltage when operation is stopped, the high-side switch element 2 is opened and the low-side switch element 3 is turned on to rapidly charge the output capacitor 5. It is also possible to discharge. However, when the capacity of the output capacitor 5 is several hundreds μF or more, the discharge current may become excessive and cause an undershoot in which the output voltage becomes negative. Patent Document 1 proposes a configuration that solves this problem. is doing. The circuit shown in FIG. 3 is also a means for solving the above problem.

また、動作停止時に出力電圧を低下させる別の構成が特許文献２で提案されている。特許文献２の構成は、ローサイドスイッチ素子の放電電流が過大となって出力電圧がアンダーシュートを引き起こす課題を解決するため、ローサイドスイッチ素子をスイッチング動作させることによって放電電流のピーク値を抑えるよう構成されている。
特開２００４−３３６９７２号公報特開２００６−０３３９９０号公報 Another configuration for reducing the output voltage when the operation is stopped is proposed in Patent Document 2. The configuration of Patent Document 2 is configured to suppress the peak value of the discharge current by switching the low side switch element in order to solve the problem that the discharge current of the low side switch element becomes excessive and the output voltage causes an undershoot. ing.
JP 2004-336972 A JP 2006-033990 A

背景技術で示した図３の回路構成、および特許文献１のＤＣ／ＤＣコンバータでは、同期整流動作を行うハイサイドスイッチ素子２、ローサイドスイッチ素子３の他に放電スイッチ１３及び放電抵抗１２からなる放電回路１１を設ける必要がある。そして、停止動作時は、出力コンデンサ５に蓄えられていたエネルギーを放電回路１１で消費するため、放電回路１１の熱損失が大きくなる。従って、放電回路１１として定格電力の大きな放電抵抗やスイッチ素子が必要となる。 In the circuit configuration of FIG. 3 shown in the background art and the DC / DC converter of Patent Document 1, a discharge comprising a discharge switch 13 and a discharge resistor 12 in addition to the high-side switch element 2 and the low-side switch element 3 that perform synchronous rectification operation. It is necessary to provide the circuit 11. During the stop operation, the energy stored in the output capacitor 5 is consumed by the discharge circuit 11, so that the heat loss of the discharge circuit 11 increases. Therefore, a discharge resistor or a switch element having a large rated power is required as the discharge circuit 11.

そこで、停止動作時にハイサイドスイッチ素子２、ローサイドスイッチ素子３を適切に制御して、出力コンデンサ５の電荷を放電させて出力電圧を規定の時間内にゼロまたは十分低い電圧まで低下させることができれば上記放電回路が不要になる。 Therefore, if the high-side switch element 2 and the low-side switch element 3 are appropriately controlled during the stop operation to discharge the charge of the output capacitor 5 and reduce the output voltage to zero or a sufficiently low voltage within a specified time. The discharge circuit is not necessary.

また、特許文献２は、放電回路を用いずに停止動作を行う手段を提案したものである。特許文献２では、スイッチング制御回路の中に、停止動作時にハイサイドスイッチを停止させ、ローサイドスイッチをスイッチング動作させるような特別な動作モードを実現する回路機能、及び上記動作モードを継続させる期間を決定する検出回路等を追加している。したがって、特許文献２では、これらの機能をもった特別なスイッチング制御ＩＣを使用しなければならない。また、この特許文献２の構成ではハイサイドスイッチを開放しているため、出力コンデンサ５に蓄えられたエネルギーをローサイドスイッチを介して消費することになり、熱損失を伴う。 Patent Document 2 proposes a means for performing a stop operation without using a discharge circuit. In Patent Document 2, a circuit function for realizing a special operation mode in which a high-side switch is stopped during a stop operation and a low-side switch is switched in the switching control circuit and a period for continuing the operation mode are determined. A detection circuit is added. Therefore, in Patent Document 2, a special switching control IC having these functions must be used. Further, in the configuration of Patent Document 2, since the high side switch is opened, the energy stored in the output capacitor 5 is consumed via the low side switch, which causes heat loss.

また、省エネの観点から、動作停止時には装置全体の待機電力を極力抑えることが望ましく、出力がオフしている停止中は出力電圧がゼロとなるだけでなく、電源回路自体の消費電力をゼロとすることも求められている。しかしながら、上記のような従来構成ではこのような課題も充分解決できている、とは言えない。 From the viewpoint of energy saving, it is desirable to reduce the standby power of the entire device as much as possible when the operation is stopped, and not only the output voltage becomes zero during the stop when the output is off, but also the power consumption of the power supply circuit itself is reduced to zero. It is also sought to do. However, it cannot be said that the conventional configuration as described above can sufficiently solve such problems.

本発明の課題は、電源装置において、上記問題を解決し、消費電力を増大させることなく、簡単安価な構成により、外部からの制御信号に応じてコンデンサに蓄積された電荷を安全に放電し出力を停止できるようにすることにある。 An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems in a power supply device, and safely discharge and output charges accumulated in a capacitor in accordance with an external control signal with a simple and inexpensive configuration without increasing power consumption. Is to be able to stop.

上記課題を解決するため、本発明においては、入力電圧の電源ラインとグランドの間に直列に接続された第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子と、基準電圧を生成する基準電圧源と、前記基準電圧源に接続された第１のコンデンサと、前記第１及び第２のスイッチング素子のオン・オフを制御するための電力が入力される第１の端子と前記第１のコンデンサで保持された電圧が入力される第２の端子を有し、前記第２の端子に入力される電圧に基づいて前記第１のスイッチング素子のオン・オフと第２のスイッチング素子のオン・オフを交互に行うように制御する制御回路と、を備える電源装置であって、前記電源ラインと前記第１の端子とを導通させる導通状態と、前記電源ラインと前記第１の端子とを遮断させる開放状態とを切り替えるための第１のスイッチと、前記第１のコンデンサとグランドとを導通させる導通状態と、前記第１のコンデンサとグランドとを遮断させる開放状態とを切り替えるための第２のスイッチと、前記第１の端子へ供給する電力を保持し、前記第１のスイッチが開放状態の場合に、前記電源装置の出力電力が供給される第２のコンデンサと、を備え、前記制御回路の動作の停止を指示する信号が入力されると、前記第１のスイッチが導通状態から開放状態に、前記第２のスイッチが開放状態から導通状態に、それぞれ切り替わることを特徴とする。 In order to solve the above-described problem, in the present invention, a first switching element and a second switching element connected in series between a power supply line of an input voltage and the ground, a reference voltage source that generates a reference voltage, A first capacitor connected to the reference voltage source, a first terminal to which power for controlling on / off of the first and second switching elements is input, and the first capacitor are held by the first capacitor. A second terminal to which a voltage is input, and on and off of the first switching element and on and off of the second switching element are alternately performed based on the voltage input to the second terminal. And a control circuit that performs control so that the power supply line and the first terminal are electrically connected, and an open state that interrupts the power supply line and the first terminal. A first switch for switching, a second switch for switching between a conductive state for conducting the first capacitor and the ground, and an open state for blocking the first capacitor and the ground, A second capacitor for holding electric power to be supplied to the first terminal and for supplying output power of the power supply device when the first switch is in an open state, and stopping the operation of the control circuit When a signal instructing is input, the first switch is switched from the conductive state to the open state, and the second switch is switched from the open state to the conductive state.

上記構成によれば、第１および第２のスイッチを介して外部からの出力オン・オフ信号により出力制御を行うことができる。そして、特別な放電回路を設けることなく、さらに停止時のスイッチング制御を特別なモードで行うスイッチング制御ＩＣを用いることなく、出力電圧をゼロまたは十分低い電圧に低下させることができる。このため、電源回路のコストを低減できるとともに実装面積も抑えることができる。また、出力コンデンサの放電に伴うエネルギーを入力電源側に回生することができ電力損失を削減できるとともに、動作停止時には電源回路の消費電力をゼロとすることができる。 According to the above configuration, output control can be performed by the output on / off signal from the outside via the first and second switches. The output voltage can be reduced to zero or a sufficiently low voltage without providing a special discharge circuit and without using a switching control IC that performs switching control at the time of stopping in a special mode. For this reason, the cost of the power supply circuit can be reduced and the mounting area can also be suppressed. In addition, the energy accompanying the discharge of the output capacitor can be regenerated to the input power supply side, power loss can be reduced, and the power consumption of the power supply circuit can be made zero when the operation is stopped.

以下、図面を参照し、本発明を実施するための最良の形態の一例として、同期整流式ＤＣ−ＤＣコンバータにおける実施例を詳細に説明する。 Hereinafter, an example of a synchronous rectification type DC-DC converter will be described in detail as an example of the best mode for carrying out the present invention with reference to the drawings.

本発明の実施例１を図１を用いて説明する。以下では前述の従来例と同一ないし同様の部材には同一の参照符号を用いるものとする。 A first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In the following, the same reference numerals are used for the same or similar members as in the above-described conventional example.

図１において、符号ＶＨｉｎは入力電源電圧、ＶＨｏｕｔは出力電圧、ＯＮ／ＯＦＦはオン・オフ制御信号を示している。本実施例では、オン・オフ制御信号ＯＮ／ＯＦＦにより負荷（例えば、記録ヘッド）への給電を制御することができ、特に、給電停止時には、出力電圧ＶＨｏｕｔを０に制御するものとする。 In FIG. 1, symbol VHin indicates an input power supply voltage, VHout indicates an output voltage, and ON / OFF indicates an on / off control signal. In this embodiment, the power supply to the load (for example, the recording head) can be controlled by the ON / OFF control signal ON / OFF. In particular, when the power supply is stopped, the output voltage VHout is controlled to 0.

例えば、インクジェットプリンタ等において、各部への給電においては、待機電力の低減、メンテナンス時の安全性確保等の理由によりオン・オフ制御信号ＯＮ／ＯＦＦを制御することがある。メンテナンス時の安全性確保のための制御としては、カバー開閉に応じてオン・オフ制御信号ＯＮ／ＯＦＦを制御する場合がある。例えば、インクジェットプリンタが待機状態に移行する場合、ＯＮ／ＯＦＦ信号を“Ｈｉ”レベルから“Ｌｏ”レベルに切替える。あるいは、インクジェットプリンタの記録ヘッドを交換するために、カバーを開状態にした場合、ＯＮ／ＯＦＦ信号を“Ｈｉ”レベルから“Ｌｏ”レベルに変更する。このＯＮ／ＯＦＦ信号はインクジェットプリンタの動作を制御する制御部（例えば、ＣＰＵ）から出力される。 For example, in an ink jet printer or the like, when power is supplied to each part, the on / off control signal ON / OFF may be controlled for reasons such as reducing standby power and ensuring safety during maintenance. As control for ensuring safety during maintenance, there is a case where an on / off control signal ON / OFF is controlled in accordance with opening / closing of the cover. For example, when the ink jet printer shifts to the standby state, the ON / OFF signal is switched from the “Hi” level to the “Lo” level. Alternatively, when the cover is opened to replace the recording head of the ink jet printer, the ON / OFF signal is changed from the “Hi” level to the “Lo” level. This ON / OFF signal is output from a control unit (for example, CPU) that controls the operation of the ink jet printer.

符号１は入力コンデンサ、２はハイサイドスイッチ素子、３はローサイドスイッチ素子、４はチョークコイル、５は出力コンデンサを示す。 Reference numeral 1 is an input capacitor, 2 is a high-side switch element, 3 is a low-side switch element, 4 is a choke coil, and 5 is an output capacitor.

符号６は出力端子とスイッチング制御回路２０の入力端子Ｖｃｃとの間に接続されるダイオード、７はスイッチング制御回路２０の入力端子Ｖｃｃと接地電位との間に設けられたコンデンサ、８は第１のスイッチ素子、２１、２２は出力電圧を分圧する抵抗である。２３は出力電圧設定用の基準電圧Ｖｒｅｆ、２４は第２のスイッチ素子、２５は時定数回路、２６は抵抗、２７はコンデンサ、４０はＯＮ／ＯＦＦ信号を反転する反転回路である。 Reference numeral 6 denotes a diode connected between the output terminal and the input terminal Vcc of the switching control circuit 20, reference numeral 7 denotes a capacitor provided between the input terminal Vcc of the switching control circuit 20 and the ground potential, and reference numeral 8 denotes a first capacitor. The switch elements 21 and 22 are resistors that divide the output voltage. 23 is a reference voltage Vref for setting an output voltage, 24 is a second switch element, 25 is a time constant circuit, 26 is a resistor, 27 is a capacitor, and 40 is an inverting circuit for inverting the ON / OFF signal.

次に、図２を用いて上記の回路における動作を説明する。 Next, the operation of the above circuit will be described with reference to FIG.

通常動作時はＯＮ／ＯＦＦ信号が“Ｈｉ”レベルとなり、第１のスイッチ８が導通してスイッチング制御回路２０の入力端子Ｖｃｃに入力電源電圧ＶＨｉｎが供給され、スイッチング制御が行われる。これと同時に、第２のスイッチ２４は開放され、誤差増幅器２０１の非反転入力端子ＮＯＮは基準電圧Ｖｒｅｆとなる。スイッチング制御回路２０から出力されるハイサイドスイッチ素子２の駆動信号Ｈｄｒｖ、および、ローサイドスイッチ素子３の駆動信号Ｌｄｒｖは互いに位相が反転したスイッチングパルスとなる。ハイサイド駆動信号Ｈｄｒｖは定常状態（負荷電流が一定の状態）では、負荷電流の大小によらずオンデューティが“入力電圧／出力電圧”と一定の時比率となるよう動作する。 During normal operation, the ON / OFF signal becomes “Hi” level, the first switch 8 becomes conductive, the input power supply voltage VHin is supplied to the input terminal Vcc of the switching control circuit 20, and switching control is performed. At the same time, the second switch 24 is opened, and the non-inverting input terminal NON of the error amplifier 201 becomes the reference voltage Vref. The drive signal Hdrv for the high-side switch element 2 and the drive signal Ldrv for the low-side switch element 3 output from the switching control circuit 20 are switching pulses whose phases are reversed. The high-side drive signal Hdrv operates in a steady state (a constant load current) so that the on-duty has a constant time ratio of “input voltage / output voltage” regardless of the magnitude of the load current.

出力電圧ＶＨｏｕｔにはフィードバック制御が働く。即ち、誤差増幅器２０１の入力電圧である基準電圧Ｖｒｅｆと抵抗２１の抵抗値Ｒ２１および抵抗２２の抵抗値Ｒ２２によって、ＶＨｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ２１＋Ｒ２２）／Ｒ２２となる。 Feedback control works on the output voltage VHout. That is, VHout = Vref × (R21 + R22) / R22 is established by the reference voltage Vref which is an input voltage of the error amplifier 201, the resistance value R21 of the resistor 21, and the resistance value R22 of the resistor 22.

チョークコイル４の電流は図１の電流Ｉ_Ｌの向きを正として、入力電圧ＶＨｉｎ、出力電圧ＶＨｏｕｔ、スイッチング周波数ｆｓｗ、チョークコイル４のインダクタンスＬによって決まる一定振幅の三角波電流となる。そして、コイル電流Ｉ_Ｌの平均値が負荷電流と等しくなるよう制御が行われる。従って、負荷電流がゼロの場合、図２のように電流の方向が正負を繰り返し、入力コンデンサ１と出力コンデンサ５との間でチョークコイルを介してエネルギーの供給と回生を繰り返すことになる。 Current of the choke coil 4 as a positive orientation of the current _{I L} in FIG. 1, the input voltage VHin, the output voltage VHout, the switching frequency fsw, the triangular wave current of constant amplitude which is determined by the inductance L of the choke coil 4. Then, control is performed so that the average value of the coil current I _L is equal to the load current. Therefore, when the load current is zero, the direction of the current repeats positive and negative as shown in FIG. 2, and energy supply and regeneration are repeated between the input capacitor 1 and the output capacitor 5 via the choke coil.

次に、出力停止時の動作について説明する。時刻ｔ１でＯＮ／ＯＦＦ信号が“Ｌｏ”レベルとなる（図２（ａ））と、反転回路４０で反転した信号により第２のスイッチ２４が導通し、基準電圧Ｖｒｅｆがゼロとなる。これにより、誤差増幅器２０１の非反転入力端子ＮＯＮの電圧Ｖｎｏｎは、時定数回路２５の抵抗２６およびコンデンサ２７の時定数で決まる特性でＶｒｅｆから低下していく（図２（ｃ））。式で表すと
Ｖｎｏｎ=Ｖref×ｅｘｐ｛−ｔ／(Ｒ２６・Ｃ２７)｝・・・・・・（１）
となる。 Next, the operation when output is stopped will be described. When the ON / OFF signal becomes “Lo” level at time t1 (FIG. 2A), the second switch 24 is turned on by the signal inverted by the inverting circuit 40, and the reference voltage Vref becomes zero. As a result, the voltage Vnon of the non-inverting input terminal NON of the error amplifier 201 decreases from Vref with characteristics determined by the time constant of the resistor 26 and the capacitor 27 of the time constant circuit 25 (FIG. 2C). Expressed as a formula: Vnon = Vref × exp {−t / (R26 · C27)} (1)
It becomes.

即ち、これにより、フィードバック制御の目標電圧が除々に低下していくことになる。そして、非反転入力端子ＮＯＮの電圧Ｖｎｏｎの低下に合わせて、出力電圧ＶＨｏｕｔは、
ＶＨｏｕｔ＝Ｖｎｏｎ×（Ｒ２１＋Ｒ２２）／Ｒ２２
＝（Ｒ２１＋Ｒ２２）／Ｒ２２×Ｖref×ｅｘｐ｛−ｔ／(Ｒ２６・Ｃ２７)｝・・・（２）
となり、時定数回路２５のコンデンサ２７の容量と抵抗２６の抵抗値で決まる時定数にしたがって、動作時電圧から低下していく。（図２（ｂ））。 That is, as a result, the target voltage for feedback control gradually decreases. Then, in accordance with the decrease in the voltage Vnon of the non-inverting input terminal NON, the output voltage VHout is
VHout = Vnon × (R21 + R22) / R22
= (R21 + R22) / R22 × Vref × exp {−t / (R26 · C27)} (2)
Thus, the voltage is decreased from the operating voltage according to the time constant determined by the capacitance of the capacitor 27 of the time constant circuit 25 and the resistance value of the resistor 26. (FIG. 2 (b)).

このとき、スイッチング制御回路２０の動作は通常動作と同じく、ハイサイド駆動信号Ｈｄｒｖおよびローサイド駆動信号ＬｄｒｖのＰＷＭ制御によってそれぞれ、ハイサイドスイッチ素子２およびローサイドスイッチ素子３がスイッチング駆動される（図２（ｅ））。 At this time, the operation of the switching control circuit 20 is switching-driven for the high-side switch element 2 and the low-side switch element 3 by PWM control of the high-side drive signal Hdrv and the low-side drive signal Ldrv, respectively, as in the normal operation (FIG. 2 ( e)).

ここで、出力電圧ＶＨｏｕｔを製品スペックで定められる安全電圧ＶＨｓａｆｅまで規定の時間以内に低下させるには、出力コンデンサ５に蓄えられているエネルギーを放出しなければならない。この動作を示しているのがチョークコイル４の電流波形（図２（ｄ））である。電流波形はスイッチング動作を継続しながらマイナス方向に変動している。つまり、出力コンデンサから入力側方向の電流となっている。 Here, in order to reduce the output voltage VHout to the safe voltage VHsafe defined by the product specifications within a specified time, the energy stored in the output capacitor 5 must be released. This operation is shown by the current waveform of the choke coil 4 (FIG. 2 (d)). The current waveform fluctuates in the negative direction while continuing the switching operation. That is, the current flows from the output capacitor to the input side.

ここで、ローサイドスイッチ素子３が導通しているタイミングではチョークコイル４からローサイドスイッチ素子３を介してＧＮＤ（接地電位）に流れる。また、ハイサイドスイッチ素子２が導通しているタイミングではチョークコイル４からハイサイドスイッチ素子２を介して入力コンデンサ１に流れる。 Here, at the timing when the low-side switch element 3 is conducting, the current flows from the choke coil 4 to the GND (ground potential) via the low-side switch element 3. Further, at the timing when the high-side switch element 2 is conducting, it flows from the choke coil 4 to the input capacitor 1 via the high-side switch element 2.

このハイサイドスイッチ素子２が導通しているタイミングで出力コンデンサ５のエネルギーが入力コンデンサ１に回生する動作となる。コイル電流の電流波形（図２（ｄ））のマイナス電流が大きいほど１回のスイッチングでの回生エネルギーが大きくなることを示している。ただし、スイッチ素子２および３に流れる電流が過大となってスイッチ素子の定格以上の電流となると故障する恐れがある。 The energy of the output capacitor 5 is regenerated to the input capacitor 1 at the timing when the high-side switch element 2 is conductive. It shows that the regenerative energy in one switching increases as the negative current of the current waveform of the coil current (FIG. 2D) increases. However, if the current flowing through the switch elements 2 and 3 becomes excessive and the current exceeds the rating of the switch element, there is a risk of failure.

したがって、マイナス方向に流れるコイル電流が過大とならないように、かつ出力電圧ＶＨｏｕｔが規定時間内に安全電圧ＶＨｓａｆｅ以下に低下するように時定数回路２５の抵抗２６およびコンデンサ２７の値が定められることになる。なお、この安全電圧ＶＨｓａｆｅは、例えば、記録ヘッドが故障しない電圧レベルである。この電圧レベル（電位）より低ければ、記録ヘッドを着脱しても記録ヘッドが故障しない。 Therefore, the values of the resistor 26 and the capacitor 27 of the time constant circuit 25 are determined so that the coil current flowing in the minus direction does not become excessive and the output voltage VHout decreases to the safety voltage VHsafe or less within the specified time. Become. Note that the safety voltage VHsafe is, for example, a voltage level at which the recording head does not fail. If it is lower than this voltage level (potential), the recording head will not fail even if the recording head is attached or detached.

以上のような動作を行うためには、時刻ｔ１でＯＮ／ＯＦＦ信号が“Ｌｏ”レベルになってから出力電圧ＶＨｏｕｔが安全電圧ＶＨｓａｆｅ以下になる（ｔ２）までの期間、スイッチング制御回路２０がＰＷＭ制御を継続していることが必要となる。これを実現する方法を以下に説明する。 In order to perform the above operation, the switching control circuit 20 performs PWM during the period from when the ON / OFF signal becomes “Lo” level at time t1 to when the output voltage VHout becomes equal to or lower than the safety voltage VHsafe (t2). It is necessary to continue control. A method for realizing this will be described below.

時刻ｔ１で第１のスイッチ８が開放され、スイッチング制御回路２０の入力端子Ｖｃｃは入力電源ＶＨｉｎから分離される。スイッチング制御回路２０の入力電流によって入力端子電圧Ｖｃｃは低下していくが、出力電圧ＶＨｏｕｔまで低下するとダイオード６が導通し、入力端子電圧Ｖｃｃは出力端子側から電流が供給される。 At time t1, the first switch 8 is opened, and the input terminal Vcc of the switching control circuit 20 is separated from the input power supply VHin. The input terminal voltage Vcc is lowered by the input current of the switching control circuit 20, but when it is lowered to the output voltage VHout, the diode 6 becomes conductive, and current is supplied from the output terminal side as the input terminal voltage Vcc.

入力端子電圧Ｖｃｃ電圧はコンデンサ７の容量値とスイッチング制御回路２０の入力電流によって、その電圧低下のスピードが決まるが、ダイオード６が接続されているため出力電圧ＶＨｏｕｔの低下速度よりも速く低下することはなく、Ｖｃｃ電圧はＶＨｏｕｔと同じ電圧を維持しながら低下していく（図２（ｆ））。 The input terminal voltage Vcc voltage is determined by the capacitance value of the capacitor 7 and the input current of the switching control circuit 20, and the voltage reduction speed is determined. However, since the diode 6 is connected, the input terminal voltage Vcc voltage is decreased faster than the output voltage VHout. The Vcc voltage decreases while maintaining the same voltage as VHout (FIG. 2 (f)).

したがって、スイッチング制御回路２０はＰＷＭ制御動作を継続しながら、出力電圧ＶＨｏｕｔを安全電圧ＶＨｓａｆｅ以下まで低下させることが出来る。 Therefore, the switching control circuit 20 can reduce the output voltage VHout to the safety voltage VHsafe or lower while continuing the PWM control operation.

スイッチング制御回路２０は、入力端子電圧Ｖｃｃが、所定の電圧Ｖｕｖｐ（アンダーボルテージプロテクト電圧）より高い電圧で動作する。このスイッチング制御回路２０には、所定の電圧Ｖｕｖｐを下回ると動作を停止させる入力低電圧保護（アンダーボルテージプロテクト）機能を有するものがある（図示されていない）。入力端子電圧Ｖｃｃが低下していく過程（図２のｔ１からｔ２までの期間）で入力低電圧保護が働いてしまうと、スイッチング制御回路２０はＰＷＭ制御動作を継続できなくなってしまい、出力電圧ＶＨｏｕｔが安全電圧ＶＨsafeに規定の時間以内に低下することができなくなる。 The switching control circuit 20 operates at a voltage at which the input terminal voltage Vcc is higher than a predetermined voltage Vuvp (under voltage protect voltage). Some of the switching control circuits 20 have an input low voltage protection (under voltage protection) function that stops the operation when the voltage falls below a predetermined voltage Vuvp (not shown). If the input low voltage protection is activated in the process of decreasing the input terminal voltage Vcc (period from t1 to t2 in FIG. 2), the switching control circuit 20 cannot continue the PWM control operation, and the output voltage VHout Cannot be reduced to the safe voltage VHsafe within a specified time.

そこで、入力低電圧保護動作電圧Ｖｕｖｐと出力電圧の安全電圧ＶＨｓａｆｅとの大小関係によって、図１のコンデンサ７の容量値を定める。以下にコンデンサ７の容量について説明する。
≪ Ｖｕｖｐ ≦ ＶＨｓａｆｅの場合 ≫
図２に示すとおり、Ｖｃｃ電圧はＶＨｏｕｔと同じ波形で低下していく。これは図１のダイオード６が導通するためであり、ＶＨｏｕｔが安全電圧ＶＨｓａｆｅまで低下する時間ｔ２では、スイッチング制御回路２０はＰＷＭ制御動作を継続している。さらにＶＨｏｕｔが低下して、同時にＶｃｃ電圧も低下してＶｕｖｐに達する時間ｔ３でＰＷＭ制御動作が停止する。この場合には、コンデンサ７の容量値はどのような値でもよく、規定の時間以内に出力電圧を安全電圧ＶＨｓａｆｅ以下に低下させることが可能である。
≪ Ｖｕｖｐ＞ＶＨｓａｆｅの場合 ≫
Ｖｕｖｐ＞ＶＨｓａｆｅの場合には、入力端子電圧Ｖｃｃが低下していく過程（図２のｔ１からｔ２までの期間）で、Ｖｕｖｐ ≦ ＶＨｓａｆｅの場合と同様にダイオード６が導通してＶｃｃ電圧がＶＨｏｕｔと同様に低下する。この場合、Ｖｃｃ電圧がＶｕｖｐに低下する時間ｔ３はＶＨｏｕｔがＶＨｓａｆｅに低下する時間ｔ２より早くなる。したがって、出力電圧ＶＨｏｕｔが安全電圧まで低下する以前にスイッチング制御回路２０の入力低電圧保護が働くことになる。このような動作となると、出力コンデンサ５の放電経路がなくなり、出力検出抵抗Ｒ２１，Ｒ２２が放電経路となって、きわめてゆっくりと低下していく。したがって、安全電圧ＶＨｓａｆｅに達する時間が負荷機器の要求スペックを満足できなくなる。これを防止するために、図１に示すコンデンサ７の容量値を以下のように定める。 Therefore, the capacitance value of the capacitor 7 in FIG. 1 is determined based on the magnitude relationship between the input low voltage protection operation voltage Vuvp and the output voltage safety voltage VHsafe. The capacity of the capacitor 7 will be described below.
≪ In case of Vuvp ≦ VHsafe ≫
As shown in FIG. 2, the Vcc voltage decreases with the same waveform as VHout. This is because the diode 6 in FIG. 1 is turned on, and the switching control circuit 20 continues the PWM control operation at time t2 when VHout decreases to the safe voltage VHsafe. Furthermore, the PWM control operation is stopped at time t3 when VHout further decreases and at the same time the Vcc voltage decreases to reach Vuvp. In this case, the capacitance value of the capacitor 7 may be any value, and the output voltage can be lowered to the safety voltage VHsafe or less within a specified time.
≪ In case of Vuvp ＞ VHsafe ≫
In the case of Vuvp> VHsafe, the diode 6 is turned on in the process of decreasing the input terminal voltage Vcc (period from t1 to t2 in FIG. 2) as in the case of Vuvp ≦ VHsafe, and the Vcc voltage becomes VHout. The same goes down. In this case, the time t3 when the Vcc voltage decreases to Vuvp is earlier than the time t2 when VHout decreases to VHsafe. Therefore, the input low voltage protection of the switching control circuit 20 works before the output voltage VHout decreases to the safe voltage. When such an operation is performed, the discharge path of the output capacitor 5 disappears, and the output detection resistors R21 and R22 serve as a discharge path, and decrease very slowly. Therefore, the time to reach the safe voltage VHsafe cannot satisfy the required specifications of the load device. In order to prevent this, the capacitance value of the capacitor 7 shown in FIG. 1 is determined as follows.

図５においてＯＮ／ＯＦＦ信号がｔ１で“Ｌｏ”レベルとなると、第１のスイッチ８が開放され、スイッチング制御回路２０の入力端子Ｖｃｃは入力電圧ＶＨｉｎから分離される。スイッチング制御回路２０の入力電流によって入力端子電圧Ｖｃｃは低下していく。コンデンサ７の容量をＣ７、スイッチング制御回路２０の入力電流をｉ_ｖｃｃとすると、入力端子電圧Ｖｃｃは、
Ｖｃｃ＝ＶＨｉｎ−（ｉ_ｖｃｃ／Ｃ７）×ｔ・・・・・（３）
で示される特性で低下していく（図５（ｆ））。ここで、出力電圧ＶＨｏｕｔが安全電圧ＶＨｓａｆｅまで低下する時間ｔ２において、Ｖｃｃ＞ＶｕｖｐとなるようにＣ７の値を選べば、この間でＰＷＭ制御が継続され、出力電圧ＶＨｏｕｔは（２）式で表される特性で低下する。図５に示すように入力端子電圧Ｖｃｃが下限電圧Ｖｕｖｐに達する時間ｔ３までＰＷＭ制御が継続される。つまり、コンデンサ７の容量Ｃ７は（２）式と（３）式より、
Ｖｃｃ＝ＶＨｉｎ−（ｉ_ｖｃｃ／Ｃ７）×ｔ２
＞（Ｒ２１＋Ｒ２２）／Ｒ２２×Ｖref×ｅｘｐ｛−ｔ／(Ｒ２６・Ｃ２７)｝・・・（４）
を満足するように選べばよい。 In FIG. 5, when the ON / OFF signal becomes “Lo” level at t1, the first switch 8 is opened, and the input terminal Vcc of the switching control circuit 20 is separated from the input voltage VHin. The input terminal voltage Vcc is lowered by the input current of the switching control circuit 20. When the capacitance of the capacitor 7 is C7 and the input current of the switching control circuit 20 is _ivcc , the input terminal voltage Vcc is
Vcc = VHin− (i _vcc / C7) × t (3)
It decreases with the characteristic indicated by (Fig. 5 (f)). Here, at time t2 when the output voltage VHout decreases to the safe voltage VHsafe, if the value of C7 is selected so that Vcc> Vuvp, the PWM control is continued during this time, and the output voltage VHout is expressed by equation (2). Decrease in characteristics. As shown in FIG. 5, the PWM control is continued until time t3 when the input terminal voltage Vcc reaches the lower limit voltage Vuvp. That is, the capacitance C7 of the capacitor 7 is obtained from the equations (2) and (3)
Vcc = VHin− (i _vcc / C7) × t2
> (R21 + R22) / R22 × Vref × exp {−t / (R26 · C27)} (4)
You should choose to satisfy.

以上説明したように、Ｖｕｖｐ ≦ ＶＨｓａｆｅの場合でも、Ｖｕｖｐ＞ＶＨｓａｆｅの場合でも、時刻ｔ３以降はスイッチング制御回路２０は動作停止となり、ハイサイド駆動信号Ｈｄｒｖ、ローサイド駆動信号Ｌｄｒｖともに停止状態となってハイサイドスイッチ素子２およびローサイドスイッチ素子３が開放状態となる。
出力電圧ＶＨｏｕｔは電圧検出抵抗２１、２２によって最終的にゼロボルトとなるまで低下していく。 As described above, whether Vuvp ≦ VHsafe or Vuvp> VHsafe, the switching control circuit 20 stops operating after time t3, and both the high-side drive signal Hdrv and the low-side drive signal Ldrv are stopped and become high. The side switch element 2 and the low side switch element 3 are opened.
The output voltage VHout is lowered by the voltage detection resistors 21 and 22 until it finally becomes zero volts.

以上のようにして、ＯＮ／ＯＦＦ信号が“Ｌｏ”となった時刻ｔ１で入力電源からの電力供給はなくなり、以後、電源回路の電力消費はゼロとなる。さらにｔ１からｔ３の期間では、出力コンデンサ５のエネルギーを入力側に回生しながら出力電圧を低下させる動作となる。 As described above, at the time t1 when the ON / OFF signal becomes “Lo”, the power supply from the input power supply is lost, and thereafter the power consumption of the power supply circuit becomes zero. Further, during the period from t1 to t3, the output voltage is lowered while the energy of the output capacitor 5 is regenerated to the input side.

このようにして、本実施例によれば、消費電力を増大させることなく、簡単安価な構成により、制御信号に応じてコンデンサに蓄積された電荷を安全に放電し出力を停止することができる。 Thus, according to the present embodiment, it is possible to safely discharge the charge accumulated in the capacitor in accordance with the control signal and stop the output with a simple and inexpensive configuration without increasing the power consumption.

すなわち、本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータは、特別な放電回路を設けることなく、さらに停止時のスイッチング制御を特別なモードで行う専用のスイッチング制御ＩＣを用いることなく、所定の時間以内に出力電圧を安全電圧に低下させることができる。このため、電源回路のコストを低減できるとともに実装面積も抑えることができる。また、出力コンデンサの放電に伴うエネルギーを入力電源側に回生することができ電力損失を削減できるとともに、動作停止時には電源回路の消費電力をゼロとすることができる。 That is, the DC / DC converter according to the present embodiment does not provide a special discharge circuit, and does not use a dedicated switching control IC that performs switching control at the time of stopping in a special mode. Can be reduced to a safe voltage. For this reason, the cost of the power supply circuit can be reduced and the mounting area can also be suppressed. In addition, the energy accompanying the discharge of the output capacitor can be regenerated to the input power supply side, power loss can be reduced, and the power consumption of the power supply circuit can be made zero when the operation is stopped.

図４に実施例２の回路ブロック図を示す。図４の回路は実施例１で説明した図１の回路に対して、ハイサイドスイッチ素子２と並列にダイオード１４を接続し、さらにローサイドスイッチ素子３と並列にダイオード１５を接続したものである。その他の構成は実施例１と同様である。 FIG. 4 shows a circuit block diagram of the second embodiment. The circuit of FIG. 4 is obtained by connecting a diode 14 in parallel with the high-side switch element 2 and further connecting a diode 15 in parallel with the low-side switch element 3 with respect to the circuit of FIG. 1 described in the first embodiment. Other configurations are the same as those of the first embodiment.

実施例１で説明した同期整流方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、ハイサイド駆動信号Ｈｄｒｖとローサイド駆動信号Ｌｄｒｖが反転動作してハイサイドスイッチ素子２とローサイドスイッチ素子３が同時に切り換る場合の動作をしている。これは理想的な同期整流動作の場合の波形であって、実際の回路ではハイサイドスイッチ素子２とローサイドスイッチ素子３のスイッチング特性の違いに起因してスイッチングの切換え時に同時オン期間が生じてしまい、入力電源からＧＮＤに貫通電流が流れてしまう。 The synchronous rectification DC / DC converter described in the first embodiment performs an operation when the high-side switch signal 2 and the low-side switch element 3 are switched at the same time by inverting the high-side drive signal Hdrv and the low-side drive signal Ldrv. is doing. This is a waveform in the case of an ideal synchronous rectification operation. In an actual circuit, due to the difference in switching characteristics between the high-side switch element 2 and the low-side switch element 3, a simultaneous on period occurs at the time of switching switching. Through current flows from the input power supply to GND.

通常の同期整流用スイッチング制御回路２０はこの貫通電流を防止するため、スイッチ切換え時にわずかな時間同時オフとなるようにハイサイドドライバ回路とローサイドドライバ回路のスイッチングタイミングをずらすように設計されている。 In order to prevent this through current, the normal synchronous rectification switching control circuit 20 is designed to shift the switching timing of the high-side driver circuit and the low-side driver circuit so that they are simultaneously turned off for a short time when switching.

本実施例では、上記構成において、ハイサイドスイッチ素子２とローサイドスイッチ素子３とに並列にダイオード１４およびダイオード１５を配置している。これにより、スイッチオフ時にチョークコイル電流ＩＬを入力電源側およびＧＮＤ端子側に連続して放出することができる。 In the present embodiment, in the above configuration, the diode 14 and the diode 15 are arranged in parallel with the high-side switch element 2 and the low-side switch element 3. Thereby, the choke coil current IL can be continuously discharged to the input power supply side and the GND terminal side when the switch is turned off.

上記構成により、本実施例では、ハイサイドスイッチ素子２とローサイドスイッチ素子３のスイッチング特性の違いに起因する同時オン期間の貫通電流を防止し、回路、および負荷を確実に保護することができる。 With the above configuration, in this embodiment, it is possible to prevent a through current during a simultaneous ON period due to a difference in switching characteristics between the high-side switch element 2 and the low-side switch element 3, and to reliably protect the circuit and the load.

なお、本発明は上述した構成に限定するものではない。第３の実施例で説明する。図７に実施例３の回路ブロック図を示す。回路の構成について図７と図１との相違点は、第１のスイッチ素子８、第２のスイッチ素子２４を切替える信号である。この相違点以外は回路の構成については、図７は図１と同じであるので説明を省略する。 In addition, this invention is not limited to the structure mentioned above. A third embodiment will be described. FIG. 7 shows a circuit block diagram of the third embodiment. The difference between the circuit configuration of FIG. 7 and FIG. 1 is a signal for switching the first switch element 8 and the second switch element 24. Except for this difference, the circuit configuration is the same as that shown in FIG.

この相違点について説明すると、図７の回路では、第１のスイッチ素子はＯＮ／ＯＦＦ信号で切替え、第２のスイッチ素子はＤＣＨＲＧ信号で切替える。このように、第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子を異なる制御信号で切替えを行う。 This difference will be described. In the circuit of FIG. 7, the first switch element is switched by an ON / OFF signal, and the second switch element is switched by a DCHRG signal. In this way, the first switch element and the second switch element are switched with different control signals.

図８は、図７の回路について動作タイミングの説明図である。ＤＣＨＲＧ信号は、ＯＮ／ＯＦＦ信号と同様、制御部（例えばＣＰＵ）から出力される。ＤＣＨＲＧ信号をタイミング１で“Ｌｏ”レベルから“Ｈｉ”レベルに切替えると、実施例１（実施例２）と同様に、ＶＨｎｏｎは図８（ｃ）に示すように低下し、ＶＨｏｕｔは図８（ｂ）に示すように低下する。そして、ＯＮ／ＯＦＦ信号をタイミングｔ３で“Ｈｉ”レベルから“Ｌｏ”レベルに切替える。このタイミングｔ３は、ＶＨｏｕｔのレベルが、ＶＨｓａｆｅより低いレベルにあるタイミングである。 FIG. 8 is an explanatory diagram of the operation timing of the circuit of FIG. The DCHRG signal is output from the control unit (for example, CPU), similarly to the ON / OFF signal. When the DCHRG signal is switched from the “Lo” level to the “Hi” level at timing 1, VHnon decreases as shown in FIG. 8C and VHout decreases as shown in FIG. It decreases as shown in b). Then, the ON / OFF signal is switched from the “Hi” level to the “Lo” level at timing t3. This timing t3 is a timing at which the level of VHout is lower than VHsafe.

以上のように、第１のスイッチ素子８、第２のスイッチ素子２４の切替えを異なるタイミングで行っても構わない。 As described above, the switching of the first switch element 8 and the second switch element 24 may be performed at different timings.

なお、本発明はインクジェットプリンタを例として説明したが、インクジェットプリンタに限定するものではなく、他の電子機器（スキャナ、コンピュータ機器、ディスプレイ装置等）に適用しても構わない。 The present invention has been described by taking an inkjet printer as an example. However, the present invention is not limited to an inkjet printer, and may be applied to other electronic devices (scanners, computer devices, display devices, etc.).

本発明を採用したＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示したブロック図である（実施例１）。1 is a block diagram showing a circuit configuration of a DC / DC converter employing the present invention (Example 1). 図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示した１つのタイミング図である。FIG. 2 is a timing diagram illustrating the operation of the DC / DC converter of FIG. 1. 従来のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示したブロック図である。It is the block diagram which showed the circuit structure of the conventional DC / DC converter. 本発明を採用したＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示したブロック図である（実施例２）。(Example 2) which is the block diagram which showed the circuit structure of the DC / DC converter which employ | adopted this invention. 図１のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示したもうひとつのタイミング図である。FIG. 3 is another timing diagram showing the operation of the DC / DC converter of FIG. 1. 図３の従来のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示したタイミング図である。FIG. 4 is a timing diagram showing an operation of the conventional DC / DC converter of FIG. 3. 本発明を採用したＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示したブロック図である（実施例３）。(Example 3) which is the block diagram which showed the circuit structure of the DC / DC converter which employ | adopted this invention. 図７のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示したタイミング図である。FIG. 8 is a timing diagram showing an operation of the DC / DC converter of FIG. 7.

符号の説明Explanation of symbols

１入力コンデンサ
２ハイサイドスイッチ素子
３ローサイドスイッチ素子
４チョークコイル
５出力コンデンサ
２０スイッチング制御回路
２０１誤差増幅器
２０２三角波発振回路
２０３ＰＷＭコンパレータ
２０４ハイサイドドライバ
２０５ローサイドドライバ
２０６内部電源回路 1 Input Capacitor 2 High Side Switch Element 3 Low Side Switch Element 4 Choke Coil
DESCRIPTION OF SYMBOLS 5 Output capacitor 20 Switching control circuit 201 Error amplifier 202 Triangular wave oscillation circuit 203 PWM comparator 204 High side driver 205 Low side driver 206 Internal power supply circuit

Claims

入力電圧の電源ラインとグランドの間に直列に接続された第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子と、
基準電圧を生成する基準電圧源と、
前記基準電圧源に接続された第１のコンデンサと、
前記第１及び第２のスイッチング素子のオン・オフを制御するための電力が入力される第１の端子と前記第１のコンデンサで保持された電圧が入力される第２の端子を有し、前記第２の端子に入力される電圧に基づいて前記第１のスイッチング素子のオン・オフと第２のスイッチング素子のオン・オフを交互に行うように制御する制御回路と、を備える電源装置であって、
前記電源ラインと前記第１の端子とを導通させる導通状態と、前記電源ラインと前記第１の端子とを遮断させる開放状態とを切り替えるための第１のスイッチと、
前記第１のコンデンサとグランドとを導通させる導通状態と、前記第１のコンデンサとグランドとを遮断させる開放状態とを切り替えるための第２のスイッチと、
前記第１の端子へ供給する電力を保持し、前記第１のスイッチが開放状態の場合に、前記電源装置の出力電力が供給される第２のコンデンサと、を備え、
前記制御回路の動作の停止を指示する信号が入力されると、前記第１のスイッチが導通状態から開放状態に、前記第２のスイッチが開放状態から導通状態に、それぞれ切り替わることを特徴とする電源装置。 A first switching element and a second switching element connected in series between the power line of the input voltage and the ground;
A reference voltage source for generating a reference voltage;
A first capacitor connected to the reference voltage source;
A first terminal to which power for controlling on / off of the first and second switching elements is input and a second terminal to which a voltage held by the first capacitor is input; A control circuit that controls to alternately turn on / off the first switching element and turn on / off the second switching element based on a voltage input to the second terminal. There,
A first switch for switching between a conducting state for conducting the power line and the first terminal and an open state for shutting off the power line and the first terminal;
A second switch for switching between a conducting state for conducting the first capacitor and the ground and an open state for shutting off the first capacitor and the ground;
Holding a power to be supplied to the first terminal, and a second capacitor to which output power of the power supply device is supplied when the first switch is in an open state,
When a signal instructing to stop the operation of the control circuit is input, the first switch is switched from a conductive state to an open state, and the second switch is switched from an open state to a conductive state. Power supply.

前記制御回路は、前記第１の端子に入力される電圧が、規定の電圧以下になると動作を停止することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。 2. The power supply device according to claim 1, wherein the control circuit stops operation when a voltage input to the first terminal becomes equal to or lower than a specified voltage.

前記第２のコンデンサの容量は、前記第１のスイッチが開放状態になってから前記出力電圧が所定の電圧まで低下するタイミングまでの期間に、前記第１の端子に入力される電圧が、前記規定の電圧より高い電圧を維持するように定められていることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。 The capacitance of the second capacitor is such that the voltage input to the first terminal during the period from when the first switch is opened to the timing when the output voltage decreases to a predetermined voltage, The power supply device according to claim 2, wherein the power supply device is determined to maintain a voltage higher than a specified voltage.

前記電源装置は、更に前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続部と前記電源装置の出力端子との間に接続されたコイルと、前記出力端子とグランドとの間に第３のコンデンサを含むことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電源装置。 The power supply apparatus further includes a coil connected between a connection portion between the first switching element and the second switching element and an output terminal of the power supply apparatus, and a first connection between the output terminal and the ground. 4. The power supply device according to claim 1, comprising three capacitors.

請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電源装置と、前記電源装置により給電される記録ヘッドと、前記制御信号の出力を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする記録装置。 5. A recording apparatus comprising: the power supply apparatus according to claim 1; a recording head fed by the power supply apparatus; and a control unit that controls output of the control signal. .