JP5109061B2 - Current limit circuit - Google Patents
Current limit circuit Download PDFInfo
- Publication number
- JP5109061B2 JP5109061B2 JP2008028117A JP2008028117A JP5109061B2 JP 5109061 B2 JP5109061 B2 JP 5109061B2 JP 2008028117 A JP2008028117 A JP 2008028117A JP 2008028117 A JP2008028117 A JP 2008028117A JP 5109061 B2 JP5109061 B2 JP 5109061B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- load
- voltage
- circuit
- terminal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Landscapes
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Description
本発明は、例えば漏れ電流検査装置や絶縁抵抗測定装置などの電気特性検査装置に組み込まれ、負荷への供給電流を制限する電流制限回路に関する。 The present invention relates to a current limiting circuit that is incorporated in an electrical characteristic inspection device such as a leakage current inspection device or an insulation resistance measurement device, and limits a supply current to a load.
この種の電流制限回路を組み込んだ漏れ電流検査装置として、例えば特許文献1には、図11に示すような回路構成が開示されている。同図において、101は測定用の電源、102は被検査体であるコンデンサであり、前記電源101とコンデンサ102の一方の電極に接触する測定端子103との間には、印加/放電切換器105と、電流制限用の抵抗器106を備えた電圧印加回路107が接続される。また、コンデンサ102の他方の電極に接触する別な測定端子108には、オペアンプ109と2つの抵抗器110,111とによる反転増幅回路からなる漏れ電流検出回路112が接続される。
As a leakage current inspection apparatus incorporating this type of current limiting circuit, for example,
上記回路構成では、コンデンサ102の電極の両端に、測定端子103,108をそれぞれ当接させた状態で、印加/放電切換器105のスイッチ接点を充電側端子105A側に投入接続すると、電源101から抵抗器106を介してコンデンサ102が充電される。ここでの抵抗器106は、コンデンサ102の充電時に過度な電流が流れるのを制限するためにある。このとき測定端子108に発生する電圧V1は、図12に示すように、印加/放電切換器105の投入直後にプラス側で最大となり、以後は時間の経過と共に指数関数的に減衰してゼロに近似するが、コンデンサ102の漏れ電流によって完全にはゼロにならない。よって、印加/放電切換器105の投入後、一定時間が経過してからの電圧V1を漏れ電流検出回路112で増幅し、その値を測定すれば、コンデンサ102の漏れ電流を計測することができる。
In the above circuit configuration, when the switch contact of the application /
また、漏れ電流の計測後は、印加/放電切換器105のスイッチ接点を放電側端子105B側に切換え接続すると、コンデンサ102に蓄えられていた電荷が抵抗器106を介してグランドに移動する。このとき測定端子108には、図12に示すように、充電時とは反対にマイナス側の電圧V1が発生し、時間の経過と共に指数関数的にゼロに近づいてゆく。やがて、コンデンサ102が完全に放電すると、測定端子108の電圧V1はゼロになる。
Further, after the leakage current is measured, when the switch contact of the application /
これとは別に、縦列と横行の区分に分けられたテストプレートの挿入孔に、上記コンデンサ102などのチップ部品を挿入して、個々のチップ部品の漏れ電流などを検査する装置が、例えば特許文献2に開示されている。こうした検査装置は、テストプレートの上側と下側に、多数のコンタクトピンである測定端子103,108を配設したプレートが上下動可能に配設され、各測定端子103,108をチップ部品に接触させた状態で、前記電圧印加回路107から所定の電圧を供給することで、各チップ部品の漏れ電流を高速で検査するようになっている。
In addition to this, an apparatus for inserting a chip component such as the
さらに、上記図11の回路では、抵抗106に代わる電流制限器として、電流検出抵抗と半導体制御素子である例えばエンハンスメント型MOSFETとの直列回路を、印加/放電切換器105と測定端子108との間の充放電ラインに挿入接続し、MOSFETの制御端子であるゲートと、MOSFETが接続されていない電流検出抵抗の一端との間に、直流電圧を印加することが考えられる。この場合、コンデンサ102の充放電時において、充放電ラインを流れる電流が変化して、電流検出抵抗の両端間電圧が上昇または低下すると、その上昇または低下に応じてFETのゲート・ソース間電圧が変化し、コンデンサ102の充放電電流が一定となるように制御される。
しかし、上記従来技術では次のような問題が懸念される。 However, there are concerns about the following problems with the above-described conventional technology.
上記電流制限器を組み込んだ構成では、電流検出抵抗の両端間に発生する電圧に直接依存して、コンデンサ102を流れる電流が一定となるようにMOSFETを制御しており、電流制限器としての定電流特性は、MOSFETそのものの増幅機能だけに依存している。
In the configuration in which the current limiter is incorporated, the MOSFET is controlled so that the current flowing through the
そのため、電流検出抵抗による損失を極力抑えるために、抵抗値の小さな電流検出抵抗を用いると、電流検出抵抗の両端間に発生する電圧も小さくなり、FETのゲート・ソース間電圧の素子による性能バラツキの影響を受けやすくなるため、制限電流が不正確になり、また電源101から電流制限器に印加する電圧が変動すると、コンデンサ102を流れる電流が一定にならず不正確になる。逆に、電流検出抵抗の抵抗値を大きくすれば、その分だけ正確な電流制限を実現できるが、電流制限器として損失が大きくなり、効率が低下する。
Therefore, in order to suppress the loss due to the current detection resistor as much as possible, if a current detection resistor with a small resistance value is used, the voltage generated between both ends of the current detection resistor is also reduced, resulting in performance variations due to the gate-source voltage of the FET. Therefore, if the voltage applied from the
また、FETの素子特性として、FETのゲート・ソース間には寄生容量が内在し、この寄生容量と電流検出抵抗とによる時定数回路が電流制限器内に形成される。そのため、例えば印加/放電切換器105のスイッチ接点を充電側端子105A側に投入した場合のように、コンデンサ102を流れる電流を急激に変化させた直後には、定電流動作の追従性が悪く、大きな突入電流が発生する。こうした突入電流を防止するために、時定数回路の両端間にスピードアップ用のコンデンサを接続することも考えられるが、この場合も電流の急激な変化が生じた直後は、コンデンサによる応答遅れに起因して、msのオーダーで電流が不安定になる懸念を生じていた。
In addition, as a device characteristic of the FET, a parasitic capacitance is present between the gate and the source of the FET, and a time constant circuit including the parasitic capacitance and a current detection resistor is formed in the current limiter. Therefore, for example, immediately after the current flowing through the
さらに、FETのゲート・ソース間電圧は、ドレイン電流(充放電ラインを流れる電流)が一定であっても、周囲環境の温度変化により大きく変化することが知られている。従来の電流制限器は、こうしたFETの温度による変化に依存して、定電流性能が決定されていたので、温度変化に起因する定電流性能の不安定さを払拭できず、またその性能の向上が求められていた。 Further, it is known that the gate-source voltage of the FET changes greatly due to a temperature change in the surrounding environment even if the drain current (current flowing through the charge / discharge line) is constant. The conventional current limiter has been determined to have a constant current performance depending on the temperature change of the FET. Therefore, the instability of the constant current performance due to the temperature change cannot be eliminated, and the performance is improved. Was demanded.
また、コンデンサ102が充放電することを考慮して、充電用と放電用のそれぞれに、上記FETと電流検出抵抗とによる直列回路を備えることも考えられる。しかし、2つのFET間には素子本来の性能バラツキがあり、この性能バラツキが原因で、各FETのゲート・ソース間電圧はアンバランスを生じるため、充電時と放電時に同等の定電流特性が得られない問題があった。
In consideration of charging and discharging of the
加えて、負荷であるコンデンサ102に対する電流制限回路として、図11では印加/放電切換器105と電流制限器としての抵抗器106が設けられている。しかし、印加/放電切換器105の接点を充電側端子105Aに接触させた瞬間に、無条件でコンデンサ102に充電電流が流れ、印加/放電切換器105の接点を放電側端子105Bに接触させた瞬間に、無条件でコンデンサ102から放電電流が流れ込むことから、外部からの指令を受けて所定のタイミングで電流制限回路1を動作させる機能が望まれていた。
In addition, as a current limiting circuit for the
特に、多数のコンデンサ102に対する漏れ電流や絶縁抵抗を同時に検査する場合、各コンデンサ102毎に、図11に示すような電圧印加回路107と漏れ電流検出回路112がそれぞれ必要となる。その場合、共通する印加/放電切換器105の接点を充電側端子105Aに切換えると、個々のコンデンサ102の状態を無視して、全てのコンデンサ102に電源101からの電圧が強制的に印加されてしまう、という問題が発生する。
In particular, when simultaneously inspecting leakage currents and insulation resistances for a large number of
更には、同じ測定端子103,108を使用する限り、検査できるコンデンサ102も同一形状のものに限定されてしまうので、多種多様のコンデンサ102を検査できないという不満があった。
Furthermore, as long as the
本発明は上記問題点に鑑みなされたもので、その目的は、電流制限器が定電流動作を行っている状態において、印加電圧が変化しても、負荷を流れる電流が正確であり、しかも高効率を維持でき、急激な電流変化に対しても追従性に優れた電流制限回路を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above problems, purpose of that, in a state where current limiter is performing constant-current operation, even the applied voltage is changed, the current flowing through the load is accurate, In addition, it is an object to provide a current limiting circuit that can maintain high efficiency and has excellent follow-up performance against a sudden current change.
また本発明の目的は、周囲環境の温度変化に拘らず、安定した定電流性能を維持することができ、複数の半導体制御素子を有する電流制限器であっても、各半導体制御素子の性能バラツキを緩和して、同等の定電流特性を得ることができる電流制限回路を提供することにある。 The purpose of the present invention, regardless of the temperature change of the surrounding environment, it is possible to maintain a stable constant current performance, be a current limiter having a plurality of semiconductor control element, the performance of the semiconductor control element An object of the present invention is to provide a current limiting circuit that can alleviate variation and obtain equivalent constant current characteristics.
また本発明の第2の目的は、所定のタイミングで電流制限を適正に機能させることができ、各負荷への電流供給を容易に個別制御できる電流制限回路を提供することにある。 The second object of the present invention, can function properly the current limit at a predetermined timing, it is to provide a Ru current limiting circuit can be easily individually controlling the current supply to the loads.
本発明の電流制限回路は、負荷に接触する測定端子と、前記測定端子を通じて前記負荷に流れる電流を制限する電流制限器とを、前記負荷に配設し、前記電流制限器は、前記測定端子に繋がるラインに制御端子付きの半導体制御素子と電流検出抵抗との直列回路を挿入接続し、前記電流検出抵抗の一端にオペアンプの一方の入力端子を接続し、このオペアンプの他方の入力端子に基準電圧源を接続し、前記オペアンプの出力端子を前記半導体制御素子の制御端子に接続してなり、規定以上の電流が流れようとしたときには、一定の電流に制限する構成としたものである。 The current limiting circuit of the present invention includes a measurement terminal that contacts a load, and a current limiter that limits a current flowing to the load through the measurement terminal. The current limiter includes the measurement terminal. A series circuit of a semiconductor control element with a control terminal and a current detection resistor is inserted and connected to the line connected to, and one input terminal of the operational amplifier is connected to one end of the current detection resistor, and the other input terminal of the operational amplifier is a reference A voltage source is connected, and the output terminal of the operational amplifier is connected to the control terminal of the semiconductor control element. When a current exceeding a specified value is about to flow, the operation is limited to a constant current .
請求項1では、電流検出抵抗の両端間に発生する電圧が基準電圧源の基準電圧を上回ると、半導体制御素子の制御端子に接続するオペアンプの出力レベルを切換えて、この制御端子の電圧または電流レベルを下げ、半導体制御素子を流れる電流を制限する。この場合、オペアンプは利得があり、半導体制御素子を動作させるのに際して、不必要なマージンを持たせる必要もないので、電流検出抵抗の抵抗値を小さくできる。したがって、抵抗値の小さい電流検出抵抗を用いて、電流制限器への印加電圧が変化した場合であっても、負荷を流れる電流が正確に一定になるような領域で、半導体制御素子を動作させることができる。
According to
また、能動素子であるオペアンプの周波数特性に依存して、半導体制御素子をより高速に動作させることができるので、負荷電流が急激に変化する場合であっても、当該負荷電流を直ぐに安定化させることができる。 Also, depending on the frequency characteristics of the operational amplifier, which is an active element, the semiconductor control element can be operated at higher speed, so that even if the load current changes rapidly, the load current is immediately stabilized. be able to.
以上のように、電流制限器が定電流動作を行っている状態において、印加電圧が変化しても、負荷を流れる電流が正確であり、しかも高効率を維持でき、急激な電流変化に対しても追従性に優れた電流制限回路を提供できる。 As described above, when the current limiter is in constant current operation, even if the applied voltage changes, the current flowing through the load is accurate and can maintain high efficiency. Can provide a current limiting circuit with excellent followability.
しかも、オペアンプに接続する基準電圧源は正確な基準電圧を発生し、半導体制御素子に比べて温度変化に対する安定性が高く、この基準電圧源からの基準電圧と電流検出抵抗の両端間電圧との比較結果に基づいて、半導体制御素子の動作を制御することから、電流制限回路における制限電流が正確になる。そのため、電流制限器として温度変化に起因する定電流性能の不安定さを軽減でき、また定電流性能を向上させることができる。 In addition, the reference voltage source connected to the operational amplifier generates an accurate reference voltage, and is more stable with respect to temperature changes than the semiconductor control element. The reference voltage from this reference voltage source and the voltage across the current detection resistor are Since the operation of the semiconductor control element is controlled based on the comparison result, the current limit in the current limit circuit is accurate. Therefore, the instability of the constant current performance due to the temperature change can be reduced as the current limiter, and the constant current performance can be improved.
さらに、例えば負荷の充電用と放電用に、半導体制御素子および電流検出抵抗の直列回路と、オペアンプと、基準電圧源がそれぞれ設けられた構成であっても、正確な上に、温度変化に対する安定性の高い基準電圧を発生する基準電圧源によって、2つの半導体制御素子の性能バラツキに起因したアンバランスを少なくすることができ、負荷の充電時と放電時に同等の定電流特性を得ることができる。 Further, for example, even in a configuration in which a series circuit of a semiconductor control element and a current detection resistor, an operational amplifier, and a reference voltage source are provided for charging and discharging a load, respectively, it is accurate and stable against temperature changes. By using a reference voltage source that generates a highly reliable reference voltage, it is possible to reduce unbalance due to performance variations of the two semiconductor control elements, and to obtain equivalent constant current characteristics when charging and discharging a load. .
こうして、周囲環境の温度変化に拘らず、安定した定電流性能を維持することができ、複数の半導体制御素子を有する電流制限器であっても、各半導体制御素子の性能バラツキを緩和して、同等の定電流特性を得ることができる。 In this way, stable constant current performance can be maintained regardless of ambient temperature changes, and even in a current limiter having a plurality of semiconductor control elements, the performance variation of each semiconductor control element is reduced, Equivalent constant current characteristics can be obtained .
請求項2では、スイッチ素子のスイッチ動作により、負荷との間で電流のやり取りができる状態にならない限り、その負荷に無条件で電流が流れ込んだり、負荷から無条件で電流が流れ出すことはなく、所定のタイミングで負荷との間の電流のやり取りを行なうことが可能になる。そのため、外部からの指令を受けて、所定のタイミングで電流制限を適正に機能させることができる。 In claim 2 , unless the switch operation of the switch element allows a current to be exchanged with the load, no current flows into the load unconditionally, and no current flows unconditionally from the load. It is possible to exchange current with the load at a predetermined timing. Therefore, the current limit can be properly functioned at a predetermined timing in response to an external command .
請求項3では、電流制限器による電流制限の作動が、検出手段からの検出信号および/または表示器の表示によって容易に判明するので、後処理にも迅速な対応が可能となる。 According to the third aspect , since the operation of the current limiting by the current limiter is easily determined by the detection signal from the detection means and / or the display on the display, it is possible to quickly cope with the post-processing.
請求項4では、印加/放電切換器によってラインの一端を電源に接続した状態であっても、スイッチ素子のスイッチ動作によって、第1の半導体制御素子を必要に応じオンすることで、当該第1の半導体制御素子により制限された電流を負荷に供給し、その負荷を充電することが可能になる。また、その後で印加/放電切換器によってラインの一端をグランドに接続し、スイッチ素子のスイッチ動作によって、第2の半導体制御素子を必要に応じオンオフすれば、今度は充電されたそれぞれの負荷に対し、所定のタイミングで放電を行なわせることができる。つまり、電流制限回路から負荷への電流(充電電流)と、負荷から電流制限回路への電流(放電電流)を、個々のスイッチ素子のスイッチ動作により、供給または遮断することができ、外部からの指令を受けて、所定のタイミングで負荷の充電電流および放電電流を適正に制限することができる。しかも、このときの放電電流は第2の半導体制御素子を通って流れるので、充電時のみならず放電時にも適正に電流制限を行なうことができる。 According to the fourth aspect of the present invention , even when one end of the line is connected to the power source by the application / discharge switching device, the first semiconductor control element is turned on as necessary by the switch operation of the switch element, thereby the first The current limited by the semiconductor control element can be supplied to the load, and the load can be charged. After that, if one end of the line is connected to the ground by the application / discharge switching device and the second semiconductor control element is turned on and off as necessary by the switching operation of the switching element, this time, for each charged load. The discharge can be performed at a predetermined timing. In other words, the current from the current limit circuit to the load (charging current) and the current from the load to the current limit circuit (discharge current) can be supplied or interrupted by the switching operation of the individual switch elements. Upon receiving the command, the charging current and discharging current of the load can be appropriately limited at a predetermined timing. In addition, since the discharge current at this time flows through the second semiconductor control element, it is possible to appropriately limit the current not only during charging but also during discharging.
請求項5では、ラインを介して負荷に印加する電圧を緩やかに変化させることができ、負荷への負担を和らげることができる。また、負荷への印加電圧を段階的に変化させて、当該負荷の電気的特性を測定できる。さらに、負荷が容量性素子である場合、負荷の充放電時間を任意に制御することもできる。 According to the fifth aspect of the present invention , the voltage applied to the load via the line can be gradually changed, and the load on the load can be reduced. In addition, the electrical characteristics of the load can be measured by changing the voltage applied to the load stepwise. Furthermore, when the load is a capacitive element, the charge / discharge time of the load can be arbitrarily controlled.
以下、添付図面を参照しながら、本発明における好ましい電流制限回路と、この電流制限回路を組み込んだ漏れ電流検査装置の一実施例を詳細に説明する。 Hereinafter, a preferred embodiment of a current limiting circuit according to the present invention and an embodiment of a leakage current inspection apparatus incorporating the current limiting circuit will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
図1は、本実施例で採用する電流制限回路1の一実施例を示すものである。同図において、2は正電圧源2Aと負電圧源2Bを有する直流電源、3は所定の電圧Vinが印加される負荷で、電流制限回路1は直流電源2と負荷3の間に接続される。また、5は印加/放電切換器としての切換スイッチである。電流制限回路1は、電流制御素子として設けられたN型のIGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)素子6,7と、抵抗器8〜11と、NPN型トランジスタ12,13と、各IGBT素子6,7のコレクタ・エミッタ間に逆並列接続されたダイオード14,15と、スイッチ素子としてのフォトカプラ16,17からなるスイッチ回路18と、を備えて構成される。
FIG. 1 shows an embodiment of a current limiting
切換スイッチ5は、一端が常時共通端子5Aに接続し、他端が後述する制御手段45からの切換信号を受けて、印加側端子5B,5Cと放電側端子5Dの何れか一方に接続する接点5Eを備えている。印加側端子5Bとアースとの間には直流電源2の正電圧源2Aが接続され、別な印加側端子5Cとアースとの間には直流電源2の負電圧源2Bが接続される一方で、放電側端子5Dは直接アースに接続される。
The change-over
切換スイッチ5の共通端子5Aから負荷3の一端に至る電圧供給ライン間には、IGBT素子6,抵抗器9,抵抗器10,IGBT素子7が順に挿入接続される。一方のIGBT素子6は、そのオン時に直流電源2から負荷3への電流の流れを可能にするもので、また他方のIGBT素子7は、そのオン時に負荷3から直流電源2への電流の流れを可能にするものである。
Between the voltage supply line extending from the
さらに、IGBT素子6のコレクタ・ゲート間には抵抗器8が接続され、またIGBT素子7のコレクタ・ゲート間には、別な抵抗器11が接続される。一方のトランジスタ12は、そのベースがIGBT素子6のエミッタと抵抗器9の接続点に接続され、コレクタがIGBT素子6のゲートに接続され、エミッタが抵抗器9,10の接続点に接続される。また他方のトランジスタ13は、そのベースがIGBT素子7のエミッタと抵抗器10の接続点に接続され、コレクタがIGBT素子7のゲートに接続され、エミッタが抵抗器9,10の接続点に接続される。
Further, a
したがって、前記切換スイッチ5の接点5Eが印加側端子5Bと接している状態で、抵抗器9,10の接続点、すなわちトランジスタ12,13のエミッタどうしの接続点を基準として、IGBT素子6をオンするようなH(高)レベルの駆動信号が、このIGBT素子6のゲートに供給されれば、直流電源2の正電圧源2Aから、IGBT素子6,抵抗器9,抵抗器10,ダイオード15を通して、負荷3に電流が流れ、当該負荷3に正電圧が印加されて正充電される。また、切換スイッチ5の接点5Eを印加側端子5Cに接触させた状態で、IGBT素子7をオンするようなHレベルの駆動信号が、このIGBT素子7のゲートに供給されれば、負荷3から、IGBT素子7,抵抗器10,抵抗器9,ダイオード14を通して、直流電源2の負電圧源2Bに電流が流れ、負荷3に逆電圧が印加されて逆充電される。さらに、正充電または逆充電された負荷3を放電する場合は、切換スイッチ5の接点5Eを放電側端子5Dに接触させ、IGBT素子6をオンすると、逆充電された負荷3が放電し、IGBT素子7をオンすると、正充電された負荷3が放電するようになっている。
Therefore, the IGBT element 6 is turned on with reference to the connection point of the
前記スイッチ回路18は、発光素子16Aと受光素子16Bとを組み合わせたフォトカプラ16と、別な発光素子17Aと受光素子17Bとを組み合わせたフォトカプラ17とからなる。発光ダイオードからなる各発光素子16A,17Aは、後述する制御手段45からの制御信号が供給される入力端子19A,19B間に接続される。また、フォトトランジスタからなる受光素子16B,17Bのエミッタは、共にトランジスタ12,13のエミッタどうしの接続点に接続されると共に、受光素子16Bのコレクタはトランジスタ12のコレクタに接続され、受光素子17Bのコレクタはトランジスタ13のコレクタに接続される。
The
そのためここでは、制御手段45から制御信号が与えられ、各フォトカプラ16,17の発光素子16A,17Aに電流が流れると、対応する受光素子16B,17Bがオンし、IGBT素子6,7のゲートがLレベルに駆動されることによって、これらのIGBT素子6,7が共にオフして、電流制限回路1と負荷3との間の電流の流れが遮断される。一方、制御手段45からの制御信号が途絶えると、発光素子16A,17Aに電流が流れず、対応する受光素子16B,17Bはオフ状態となるので、抵抗器8,11を通じてIGBT素子6,7のゲートにそれぞれHレベルの駆動信号が与えられれば、これらのIGBT素子6,7はオンし、電流制限回路1と負荷3との間で電流の流れが可能になる。つまり、ここでの抵抗器8,11は、スイッチ回路18がIGBT素子6,7から切り離されている時に、IGBT素子6,7をオンするための駆動信号をそのゲートに供給するゲート電圧生成素子に相当する。
Therefore, here, when a control signal is given from the control means 45 and a current flows through the
前記抵抗器9,10は、負荷3を流れる電流を検出する電流検出器として作用する。負荷3を流れる電流は、抵抗器9,10の両端間電圧として検出されるが、この電圧が所定値以上に達すると、トランジスタ12,13が動作し始めて、前記電圧供給ラインに接続した各IGBT素子6,7のゲート電圧を低下させ、これらのIGBT素子6,7の間に所定値以上の電流が流れないように、IGBT素子6,7を制御する。このように、トランジスタ12,13はIGBT素子6,7のゲート電圧を調整する制御素子に相当し、またIGBT素子6,7は、負荷3の電流を所定値以下に制限する電流制限器として作用する。
The
そして、負荷3を充電するに際し、切換スイッチ5の接点5Eが印加側端子5Bと接している状態で、入力端子19A,19B間の制御信号が遮断されると、受光素子16B,17Bは何れもオフ状態となり、スイッチ回路18が電流制限回路1から切り離される。このとき、少なくとも直流電源2の正電圧源2Aから抵抗器8を通じてIGBT素子6のゲートに駆動信号が与えられ、IGBT素子6がターンオンする。そのため、直流電源2から、IGBT素子6,抵抗器9,抵抗器10,ダイオード15を通して、負荷3に電流が流れる。
When the
ここで、負荷3に電流を供給した直後や、負荷3が短絡状態にあると、当該負荷3に対して大きな電流が流れ込もうとするが、この場合は抵抗器9の両端間がトランジスタ12を動作させ始める電圧に上昇し、それ以上の電流を負荷3に流そうとしても、IGBT素子6のゲート電圧を下げるように動作する。したがって、IGBT素子6ひいては負荷3に流れる電流は所定値以下に制限される。
Here, immediately after the current is supplied to the
また、一定時間が経過した後に、入力端子19A,19B間に制御信号を供給すれば、今度は受光素子16B,17Bが何れもオンし、IGBT素子6,7は共にオフ状態となって、負荷3への電流供給は遮断される。
Further, if a control signal is supplied between the
こうして、負荷3への検査のために負荷3を充電した後に、切換スイッチ5の接点5Eを放電側端子5Dと接触させ、再び入力端子19A,19B間への制御信号の供給を遮断すると、受光素子16B,17Bは何れもオフ状態となり、スイッチ回路18が電流制限回路1から切り離される。すると、今度は負荷3の両端間に発生する電圧によって、抵抗器11を通じてIGBT素子7のゲートに駆動信号が与えられ、このIGBT素子7がターンオンする。そのため、負荷3から、IGBT素子7,抵抗器10,抵抗器9,ダイオード14を通して、グランドに電流が流れ、負荷3は放電する。
Thus, after charging the
このとき、負荷3から電流制限回路1に大きな電流が流れ込もうとすると、抵抗器10の両端間がトランジスタ13を動作させ始める電圧に上昇し、それ以上の電流が電流制限回路1に流れ込もうとして、IGBT素子7のゲート電圧を下げるように動作する。したがって、ここでもIGBT素子7ひいては負荷3から流れ込む電流は所定値以下に制限される。
At this time, if a large current flows from the
やがて、負荷3が完全に放電した後に、入力端子19A,19B間に制御信号を供給すれば、受光素子16B,17Bが何れもオンし、IGBT素子6,7は共にオフ状態となる。ここで、切換スイッチ5の接点5Dが印加側端子5Bと接するように切換わっても、入力端子19A,19B間に制御信号が供給され続けている限り、負荷3に無条件で電流が供給されるのを防止できる。
When the control signal is supplied between the
なお、上記構成では、直流電源2の電圧に合せて抵抗器8,11の抵抗値を適切に選択する必要があり、直流電源2の電圧が大きく変化する場合には、適切な抵抗値の選択が困難な場合もある。このような場合、抵抗器8,11に代えて、定電流素子や定電流回路を使用することができる。
In the above configuration, it is necessary to appropriately select the resistance values of the
また、別な変形例として、図2に示すようにフォトカプラ16の受光素子として太陽電池(光電素子)16Cを用いたものを、前述のフォトカプラ16,17に代えて使用してもよい。この場合のスイッチ回路18は、単独のフォトカプラ16で構成され、太陽電池(光電素子)16Cの一端はトランジスタ12,13のエミッタどうしの接続点に接続され、太陽電池(光電素子)16Cの他端はトランジスタ12,13のコレクタに接続される。そして、入力端子19A,19B間に制御信号が供給され、フォトカプラ16の発光素子16Aに電流が流れると、太陽電池16Cが電圧を発生して、IGBT素子6,7のゲートに駆動電圧が与えられ、これらのIGBT素子6,7がオンする。一方、前記制御信号の供給が途絶え、フォトカプラ16の発光素子16Aに電流が流れなくなると、太陽電池16Cが電圧を発生しなくなり、IGBT素子6,7は何れもオフする。ここでは、直流電源2や負荷3ではなく、太陽電池16CがIGBT素子6,7をオンにする電源として作用するので、図1に示す抵抗器8,11を不要にでき、またフォトカプラ16が一つで済む利点もある。
As another modification, a solar cell (photoelectric element) 16C as a light receiving element of the
その他、フォトカプラ16,17に代わり、これに類する素子、例えばフォトMOSFETなどを使用することもできる。
In addition, instead of the
図1や図2の回路例では、負荷3に加わる電圧が大きく変化する場合があるため、これに対応できるように、スイッチ回路18はフォトカプラ16,17のような電気的に絶縁機能を有するスイッチ素子を使用しているが、図3に示す非絶縁のスイッチ素子を用いることも可能である。ここでは、スイッチ素子としてNPN型のトランジスタ65,66を用いており、トランジスタ65のベースと入力端子19Aとの間には抵抗67が接続され、このトランジスタ65のコレクタがIGBT素子6のベースに接続されると共に、トランジスタ66のベースと入力端子19Aとの間には抵抗68が接続され、このトランジスタ66のコレクタがIGBT素子7のベースに接続され、各トランジスタ65,66のエミッタがアースに接続される。
In the circuit examples of FIG. 1 and FIG. 2, the voltage applied to the
そして、入力端子19A,19B間に制御信号が供給されると、抵抗67,68を通して各トランジスタ65,66がオンし、IGBT6,7がオフ状態になる一方で、前記制御信号の供給が遮断されると、トランジスタ65,66はオフし、スイッチ回路18がIGBT素子6,7から切り離されて、抵抗器8,11を通じてIGBT素子6,7のゲートにそれぞれ駆動信号が与えられれば、これらのIGBT素子6,7がオンするようになる。
When a control signal is supplied between the
なお、この図3の回路例では、負荷3に加わる電圧が高いと、それに見合う高耐圧な素子や、大きな消費電力に耐えうる素子を使用する必要があるが、負荷3に加わる電圧が低く、さほど変化しない場合には効果的である。
In the circuit example of FIG. 3, if the voltage applied to the
また、IGBT素子6,7に代わる各種半導体制御素子(トランジスタ,MOSFETなど)を用いてもよい。
Further, various semiconductor control elements (transistors, MOSFETs, etc.) in place of the
本実施例における電流制限回路1は、直流電源2から負荷3への電圧印加時と、負荷3の放電時において、前記電圧供給ラインを流れる電流の向きが逆になることから、IGBT素子6,7や、抵抗器8〜11や、トランジスタ12,13や、ダイオード14,15が、何れも対を成して最小の部品数で設けられている。また、負荷3の充電時に正方向の電流が電圧供給ラインに流れるように、電流制限回路1を機能させるIGBT素子6およびダイオード15と、負荷3の放電時に逆方向の電流が電圧供給ラインに流れるように、電流制限回路1を機能させるIGBT素子7およびダイオード14が、別々に設けられており、IGBT素子6のゲートに駆動信号を与えた場合と、IGBT素子7のゲートに駆動信号を与えた場合で、負荷3の充放電動作を明確に区別することができる。
The current limiting
なお、電流供給ラインを流れる電流が片方向に限られる場合には、本実施例で示すような対をなす構成とする必要はなく、本実施例の半分の構成とすることができる。 When the current flowing through the current supply line is limited to one direction, it is not necessary to have a paired configuration as shown in this embodiment, and a half configuration of this embodiment can be used.
図4は、図1に示す電流制限回路1を組み込んだ漏れ電流検査装置の回路図である。同図において、前述した負荷3として、ここでは縦列と横行の区分に分けられたパレット20の挿入孔51(図5参照)に挿入可能なチップ部品のコンデンサ21が用いられる。電流制限回路1の出力端1Aは、コンデンサ21の一方の電極に接触する測定端子22Aに直接接続される。また、31はコンデンサ21の漏れ電流を検出する漏れ電流検出回路で、この漏れ電流検出回路31の入力端31Aと、コンデンサ21の他方の電極に接触する測定端子22Bは直接接続される。
FIG. 4 is a circuit diagram of a leakage current inspection apparatus incorporating the current limiting
漏れ電流検出回路31は、反転増幅回路41を構成するオペアンプ32および抵抗器33〜36と、各抵抗器34〜36とそれぞれ直列回路を成すスイッチ37〜39と、一つまたは複数の並列接続されたコンデンサ40と、を備えて構成される。抵抗器33は、電流検出回路31の入力端31Aとオペアンプ32の反転入力端子との間に接続され、このオペアンプ32の反転入力端子と出力端子との間に、抵抗器34とスイッチ37,抵抗器35とスイッチ38,抵抗器36とスイッチ39の各直列回路が、並列に接続される。また、オペアンプ32の非反転入力端子と、漏れ電流検出回路31の出力側接地端子43は、何れもアースに接続され、オペアンプ32の出力端子が電流検出回路31の検出端子42に接続される。
The leakage
そして、外部からの操作スイッチ(図示せず)により、スイッチ37〜39の何れかを選択的にオンすると、そのスイッチ37〜39と直列に接続される抵抗器34〜36が、オペアンプ32の反転入力端子と出力端子との間に繋がって、その繋がった抵抗器34〜36と別な抵抗器33とにより段階的に決まる増幅度で、漏れ電流検出回路31の入力端31Aに発生する電圧が増幅される。この増幅した電圧はオペアンプ32の出力端子に発生し、電流検出回路31の検出端子42と出力側接地端子43との間に、コンデンサ21の漏れ電流に相当するアナログ検出信号Voutとして取り出される。
When any of the
なお、上記漏れ電流検出回路31において、抵抗器34〜36およびスイッチ37〜39の数は、実施例中のものに限定されず、一つまたは複数の使用が可能である。また、スイッチ37〜39を不要とし、抵抗器34〜36を可変抵抗で構成してもよい。実施例中における各抵抗器34〜36は、スイッチ37〜39のいずれか一つがオンされることを考慮して、各々異なる抵抗値を有しているが、スイッチ37〜39を複数同時にオンできれば、同じ抵抗値であっても構わない。
In the leakage
45は、漏れ電流検査装置全体の動作を監視制御する制御手段であって、これはコンデンサ21の前工程での検査結果や、前記漏れ電流検出回路31からのアナログ検出信号Voutを分析して、電流制限回路1に所定のタイミングで切換信号や制御信号を供給するものである。この制御手段45は、例えば前記アナログ検出信号Voutをデジタル検出信号に変換するA/D変換器と、このA/D変換器からのデジタル検出信号および前工程のコンデンサ容量検査装置からのコンデンサ容量値に相当する検査信号を受けて、スイッチ回路18に制御信号を供給するパーソナルコンピュータなどの信号処理装置とにより構成される。
45 is a control means for monitoring and controlling the operation of the entire leakage current inspection apparatus, which analyzes the inspection result of the
制御手段45はソフトウェア上の機能として、コンデンサ容量検査装置からのコンデンサ容量値が、正常な所定範囲内の値でなければ、切換スイッチ5の接点5Eの位置に拘らず、IGBT6,7をオンしないようにスイッチ回路18を制御し、不良品であるコンデンサ21への不必要な電圧(電流)供給を回避する一方で、前記コンデンサ容量値が正常な所定範囲内の値であれば、切換スイッチ5の接点5Eを印加側端子5Bに接触させる切換信号を出力した後に、IGBT6をオンにしてコンデンサ21への電圧印加を行なわせるように、スイッチ回路18を制御する第1の判別部46と、前記コンデンサ21への電圧印加を行なわせた後に、漏れ電流検出回路31から得られるアナログ検出信号Voutが、一定時間を経過しても変化がなければ、その時点でアナログ検出信号Voutの監視を中止して、コンデンサ21がショート(短絡)またはオープン(開放)の何れかであるかを判断し、それ以後のコンデンサ21への不必要な電圧供給を遮断するようにスイッチ回路18を制御する一方で、前記アナログ検出信号Voutが一定時間を経過した後に変化していれば、そのままコンデンサ21への電圧供給を継続してアナログ検出信号Voutの監視を行なうことで、コンデンサ21の漏れ電流値を測定する第2の判別部47と、第2の判定部47がコンデンサ21の漏れ電流値を測定した後に、切換スイッチ5の接点5Eを放電側端子5D側に当接させる切換信号を出力すると共に、IGBT7をオンにしてコンデンサ21を放電させるようにスイッチ回路18を制御する放電制御部48と、を備えている。
As a software function, the control means 45 does not turn on the
次に、漏れ電流検査装置の機構的な特徴を、図5および図6に基づいて説明する。同図において、51は平板状のパレット20に複数形成されたコンデンサ21の挿入孔であり、これは前述したように、縦列と横行に区画して各々形成される。また、パレット20は、ステージSの検査測定を行なう部位に移動し停止保持される。挿入孔51はパレット20の厚み方向に貫通して形成されるが、その下側に位置して、パレット20には導電性部材からなる電極片52が配設される。これにより、挿入孔51の中に挿入されたコンデンサ21は、その下面が電極片52に当接し、挿入孔51内に保持される。なお、52Aは電極片52の略中心部に形成した空気穴で、検査後にこの空気穴52Aから挿入孔51に圧縮空気を送り込むことで、各コンデンサ21をパレット20から排出できるようになっている。
Next, mechanical features of the leakage current inspection apparatus will be described with reference to FIGS. In the figure,
前記パレット20の上面に対向して、多数の測定端子22Aを配置した上側プレート54が上下動可能に設けられる共に、パレット20の下面に対向して、別な多数の測定端子22Bを配置した下側プレート56が上下動可能に設けられる。これらの測定端子22A,22Bは、各挿入孔51に対向する位置にそれぞれ設けられており、好ましくはコンデンサ21の形状に合わせて、複数種の測定端子22A,22Bの中から、特定の種類の測定端子22A,22Bが選択され、それぞれプレート54,56に着脱できるようになっている。本実施例では、288個のコンデンサ21を一度に検査するために、288個の挿入孔51がパレット20に設けられており、これに対応して288個の対をなす測定端子22A,22Bが、プレート54,56にそれぞれ取付けられている。
An
パレット20の上側において、61は前述した電流制限回路1の各素子が搭載される配線基板で、ここでは、測定端子22Aと同数の電流制限回路1が実装される。ニードルピンとしての測定端子22Aは、上側プレート54を貫通して、各電流制限回路1と直接接続される。また配線基板61は、上側プレート54の上面に取付けられる。
On the upper side of the
また、パレット20の下側において、71は前述した漏れ電流検出回路31の各素子が搭載される配線基板で、ここでは、測定端子22Bと同数の漏れ電流検出回路31が実装される。ニードルピンとしての測定端子22Bは、下側プレート56を貫通して、各漏れ電流検出回路31と直接接続される。また配線基板71は、下側プレート56の下面に取付けられる。
On the lower side of the
なお、コンデンサ21との接触の際に測定端子22A,22Bに力が掛かる場合には、配線基板61,71の他に、各測定端子22A,22Bを保持するためのプレート54,56が必要となるが、測定端子22A,22Bに力が掛からない場合には、図5においてプレート54,56を不要にできる。但し、プレート54,56を設けていると、検査対象となるコンデンサ21の形状に応じて、異なる長さや径の測定端子22A,22Bを簡単に着脱できる利点がある。
In addition, when force is applied to the
図4において、電流制限回路1と、測定端子22A,22Bと、漏れ電流検出回路31は、検査すべきコンデンサ21と同じ数だけ用意されているが、直流電源2と切換スイッチ5は複数の電流制限回路1に共通して設けられている。また、制御手段45は、検査すべきコンデンサ21毎にその機能が設けられていて、各スイッチ回路18のフォトカプラ16に、前記制御信号が個別に供給されるようになっているが、切換スイッチ5への切換信号の出力は、漏れ電流の検査を開始する時点と、前記第2の判別部47の全てが、対応するコンデンサ21のショート/オープンの判定若しくは漏れ電流値の測定を終了した時点で、切換わるようになっている。
In FIG. 4, the current limiting
ここで注目すべき点は、測定端子22Aの直上に、コンデンサ21に所定の電圧を印加する電圧印加回路としての電流制限回路1を配置し、別な測定端子22Bの直下に、コンデンサ21の一定時間経過後における充放電電圧から、コンデンサ21の漏れ電流を計測する漏れ電流検出回路31を配置したことにある。すなわち各々の電流制限回路1は、対向する測定端子22Aの垂直線上に位置して、配線基板61に縦列と横行に区画して配置され、また漏れ電流検出回路31も、対向する測定端子22Bの垂直線上に位置して、配線基板71に縦列と横行に区画して配置される。また、このような配置を、配線基板61,71の限られた表面上で容易に可能にするために、図1に示す電流制限回路1の少なくとも主回路部(IGBT素子6,7、抵抗器8〜11、トランジスタ12,13、ダイオード14,15)をワンパッケージの集積素子81で構成し、漏れ電流検出回路31もその全体をワンパッケージの集積素子82で構成する。集積素子81は、電流制限回路1の出力端1Aに相当する接続部を含み、また集積素子82は、漏れ電流検出回路31の入力端31Aに相当する接続部を含んでいる。こうすることで、測定端子22Aの基端を、測定端子22Aの直上で電流制限回路1に接続できると共に、測定端子22Bの基端も、測定端子22Bの直下で漏れ電流検出回路31に接続でき、それによりインピーダンス変換をプローブである測定端子22A,22Bの側に持たせたアクティブプローブとしての機能を発揮できる。
The point to be noted here is that the current limiting
なお、別な変形例として、パレット20の上側に測定端子22Bと漏れ電流検出回路31を配置し、パレット20の下側に測定端子22Aと電流制限回路1を配置してもよい。
As another modification, the
次に、上記構成についてその作用を説明する。コンデンサ21の漏れ電流を検査する場合には、予め前工程で、パレット20の各挿入孔51に、検査対象となるコンデンサ21を一つずつ挿入したものを、ステージSの検査測定を行なう部位に移動させる。各測定端子22A,22Bに対応する位置に、パレット20の挿入孔51が移動したことを位置センサ(図示せず)などで検出すると、制御手段45は、モータなどを含む駆動機構を利用して、上側プレート54と下側プレート56を、何れもパレット20に近づく方向に移動させる。
Next, the effect | action is demonstrated about the said structure. When inspecting the leakage current of the
漏れ電流を検査する工程では、予め制御手段45からの切換信号により、切換スイッチ5の接点5Eが印加側端子5Cと接しているが、測定端子22A,22Bがコンデンサ21の電極に接触するまでは、入力端子19A,19B間に制御信号が供給されているので、受光素子16B,17Bが何れもオンし、IGBT素子6,7のゲート電位は、トランジスタ12,13のエミッタ電位と等しくなる。そのため、IGBT素子6,7はいずれもオフ状態となり、直流電源2から電流制限回路1を通して無条件で各コンデンサ21に電流が流れ込むのを、フォトカプラ16のスイッチ機能により防止することができる。
In the step of inspecting the leakage current, the
やがて、測定端子22A,22Bがコンデンサ21の上部電極と下部電極に接触するようになると、制御手段45を構成する第1の判別部46は、接触検知センサ(図示せず)からの検出信号を受けて、前工程で検査したコンデンサ容量検査装置によるコンデンサ21の容量値が正常な所定範囲内の値にあるか否かを判断する。そして、対応するコンデンサ21の容量値が正常な所定範囲内であれば、第1の判別部46は入力端子19A,19B間に制御信号を供給しなくなり、フォトカプラ16,17を共にオフにする。こうなると、IGBT素子6をターンオンする駆動信号が直流電源2から抵抗器8を通して供給され、直流電源2から、IGBT素子6,抵抗器9,抵抗器10,ダイオード15を通して、コンデンサ21に電流が流れる。また、このときコンデンサ21に流れ込む電流によって、抵抗器9の両端間電圧が上昇してトランジスタ12が動作し始めると、それ以上の電流が負荷3に流れないように、IGBT素子6のゲート電圧を下げる。これにより、IGBT素子6ひいては負荷3に流れる電流は所定値以下に制限される。
Eventually, when the
なお、測定端子22A,22Bがコンデンサ21の電極に接触したか否かを検知する接触検知センサは、各電流制限回路1毎に設けられる。したがって、パレット20にコンデンサ21が収容されていなかったり、コンデンサ21の不良などで接触を検知できない場合は、それに対応する電流制限回路1から電流が供給されることはない。また、個々のコンデンサ21について、それに対応する第1の判別部46が、コンデンサ21の容量値について良否の判別を行ない、コンデンサ21の容量値が正常な所定範囲内になければ、同様にIGBT素子6がオンできないように、制御信号を供給し続ける。そのため、容量値が不良であると判断されたコンデンサ21に対しては、電流制限回路1から電流が供給されることはなく、コンデンサ21への電圧印加を容易に個別制御できる。これも、電流制限回路1にスイッチ回路18を組み込んだことによる効果である。
A contact detection sensor that detects whether or not the
こうして、特定のコンデンサ21に電圧が印加されると、そのコンデンサ21がショートまたはオープンしていない限り、充電直後はプラス側で最大となり、以後は時間の経過と共に指数関数的に減衰してゼロに近似するような充電電流がコンデンサ21に流れる。このとき前記抵抗器9,10は、充電直後におけるコンデンサ21への過大な充電電流を制限するように機能する。測定端子22Bに発生する電圧V1は、図12で示したような曲線を辿ってゼロに近づいてゆくが、コンデンサ21の漏れ電流によって完全にはゼロにならない。よって、スイッチ回路18への制御信号の供給を遮断した後、一定時間が経過してからの電圧V1を漏れ電流検出回路31の反転増幅回路41で増幅し、その値すなわちアナログ検出信号Voutを前記制御手段45の第2の判別部47で測定すれば、コンデンサ21の漏れ電流を計測することができる。
Thus, when a voltage is applied to a
一方、第2の判別部47は、第1の判別部46がコンデンサ21への電圧印加を行なわせる制御信号を出力した後に、漏れ電流検出回路31から得られるアナログ検出信号Voutの電圧レベルが、通常では指数関数的に低下する一定時間を経過しても0Vのままであれば、そのコンデンサ21がオープンしていると判断し、また前記一定時間が経過しても電圧印加直後と同じ値であれば、そのコンデンサ21がショートしていると判断して、直ちに当該コンデンサ21への電圧印加を遮断するようにスイッチ回路18のフォトカプラ16,17をオンにする。こうなると、IGBT素子6がターンオフし、ショートやオープンと判断されたコンデンサ21への電圧供給を、個別に遮断制御することができる。これも、電流制限回路1にスイッチ回路18を組み込んだことによる効果である。
On the other hand, the second determination unit 47 outputs a control signal that causes the first determination unit 46 to apply a voltage to the
やがて、第2の判別部47によりショートやオープンと判断されなかった全てのコンデンサ21について、その漏れ電流の計測が完了すると、制御手段45の放電制御部48は切換スイッチ5の接点5Eを放電側端子5D側に当接させると共に、電流制限回路1のスイッチ回路18に対して、コンデンサ21を放電するために制御信号の供給を遮断する。この制御信号の供給遮断は、各スイッチ回路18に時間差をおいて行なってもよい。これにより、負荷3から抵抗器11を通してIGBT素子7にHレベルの駆動信号が供給される。そのため、当該IGBT素子6はターンオンし、コンデンサ21から、IGBT素子7,抵抗器10,抵抗器9,ダイオード14を通してグランドに電流が流れ、コンデンサ21の蓄積エネルギーが抵抗器9,10で消費される。
Eventually, when the measurement of the leakage current is completed for all the
その後、コンデンサ21が完全に放電する時間に達すると、制御手段45は対応する電流制限回路1のスイッチ回路18に対して、コンデンサ21の放電終了を知らせるための制御信号を出力する。これによりフォトカプラ16,17がオンし、IGBT素子6,7はオフ状態となる。
Thereafter, when the time for completely discharging the
漏れ電流を検査した全てのコンデンサ21に対して、電流制限回路1を通じてコンデンサ21の放電が完了すると、制御手段45は前記駆動機構を利用して、上側プレート54と下側プレート56を、何れもパレット20から離れる方向に移動させる。そして、これらの上側プレート54と下側プレート56は所定の位置にまで離れると、空気穴52Aから挿入孔51に圧縮空気が送り込まれ、コンデンサ21は良品と不良品とに選別されてパレット20から排出される。
When the discharge of the
この一連の動作で、電流制限回路1や漏れ電流検出回路31は、コンデンサ21の電極に接触する測定端子22A,22Bの直上もしくは直下に対向して配置できるように、電流制限回路1の出力端1Aを有する集積素子81や、漏れ電流検出回路31の入力端31Aを有する集積素子82によって集積化されているので、電流制限回路1や漏れ電流検出回路31とコンデンサ21の電極との間の長さを最小にすることができ、そこからの外来ノイズの侵入を効果的に抑制若しくは無くすことができる。これにより、複数のコンデンサ21の漏れ電流を同時に検査するものであっても、漏れ電流の測定時にノイズの影響を大幅に排除できる。一例として、低減できるノイズの振幅は、従来のものに比べて10分の1以下に抑制できた。
Through this series of operations, the
なお、上記検査は負荷3を正充電する場合について説明したが、切換スイッチ5の接点5Eを別な印加側端子5Cに接触させることで、負荷3を逆充電した検査も同様に行なうことができる。
Although the above-described inspection has been described for the case where the
また、図1〜図3に示す電流制限回路1は、負荷3に接触する測定端子22Aと、測定端子22Aを通じて負荷3に流れる電流を制限する電流制限器4とを、負荷3に配設したものにおいて、特に電流制限器4が、測定端子22Aに繋がるラインすなわち充放電ラインに、制御端子(ゲート)付きの半導体制御素子であるIGBT素子6,7と電流検出抵抗9,10との直列回路を挿入接続し、電流検出抵抗9,10の一端と他端にトランジスタ12,13のベースとエミッタをそれぞれ直接接続し、このトランジスタ12,13のコレクタをIGBT素子6,7のゲートに直接接続して構成される。そしてこの場合の電流制限器4は、規定以上の負荷電流が流れようとしたときには、これを一定の負荷電流に制限する構成となっており、例えば図1及び図3における直流電源2若しくは負荷3や、図2における太陽電池16Cから、IGBT素子6,7のゲートに駆動信号が与えられている状態で、電流検出抵抗9,10の両端間電圧が増加(または減少)するに従って、IGBT素子6,7のゲート電圧レベルを下げ(または上げ)、IGBT素子6,7のコレクタからエミッタを流れる電流を制限している。
In addition, the current limiting
ここで電流制限器4として、特に負荷3の充電時に電流制限を行なうIGBT素子6,電流検出抵抗9,トランジスタ12の各構成について着目すると、電流制限器4は、電流検出抵抗9の両端間に発生する電圧をトランジスタ12により増幅し、この増幅したトランジスタ12のコレクタ電流によって、IGBT素子6の制御端子における電圧レベルを決定して、IGBT素子6の動作を制御する。この場合、トランジスタ12は利得があり、IGBT素子6を動作させるのに際して、従来例のように電流検出抵抗9の両端間電圧を高くするような不必要なマージンを持たせる必要もないので、電流検出抵抗9としての抵抗値を小さくできる。したがって、抵抗値の小さい電流検出抵抗9を用いて、電流制限器4への印加電圧が変化した場合であっても、負荷3を流れる電流が正確に一定になるような領域で、IGBT素子6を動作させることができる。
Here, as the current limiter 4, particularly focusing on the respective configurations of the IGBT element 6, the current detection resistor 9, and the
また、能動素子であるトランジスタ12の周波数特性に依存して、IGBT素子6をより高速に動作させることができる。実際、トランジスタ12の電流利得遮断周波数は50MHz程度であり、負荷3を流れる電流が急変した時の追従性はμsのオーダーに改善される。したがって、負荷電流が急激に変化する場合であっても、当該負荷電流を直ぐに安定化させることができる。
Further, the IGBT element 6 can be operated at higher speed depending on the frequency characteristics of the
なお、IGBT素子6に代わって例えばMOSFETを用いた場合、トランジスタ12を設けない構成では、制御端子であるゲートと電流検出抵抗9の一端に接続するソースとの間に存在する寄生容量と、電流検出抵抗9とによる時定数回路によって、負荷電流の急変時に大きな突入電流が発生する。こうした突入電流を回避するために、電流検出抵抗9の他端とMOSFETのゲートとの間に、スピードアップ用のコンデンサを挿入接続することが考えられるが、本実施例ではそうしたコンデンサを介在させる必要はなく、トランジスタ12の周波数特性によって、負荷電流の急変時における追従性を向上させることができる。
When, for example, a MOSFET is used instead of the IGBT element 6, in a configuration in which the
そしてこれは、負荷3の放電時に電流制限を行なうIGBT素子7,電流検出抵抗10,トランジスタ13の各構成についても、同じことがいえる。
The same can be said for the respective configurations of the
ここで、電流制限器4としての別な変形例を、図7及び図8に基づき説明する。先ず、図7の回路例について説明すると、ここでの電流制限器4は、前記トランジスタ12に代わって基準電圧源73とオペアンプ74が組み込まれ、またトランジスタ13に代わって基準電圧源75とオペアンプ76が組み込まれている。
Here, another modified example of the current limiter 4 will be described with reference to FIGS. First, the circuit example of FIG. 7 will be described. The current limiter 4 here includes a
より具体的には、オペアンプ74の反転入力端子がIGBT素子6のエミッタと電流検出抵抗9の一端との接続点に直接接続され、電流検出抵抗9の基準となる他端と、オペアンプ74の非反転入力端子との間に、正確で安定した基準電圧を発生する外付けの基準電圧源73が挿入接続される。また、オペアンプ74の出力端子は、IGBT素子6の制御端子であるゲートに直接接続される。
More specifically, the inverting input terminal of the
同様に、オペアンプ76の反転入力端子がIGBT素子7のエミッタと電流検出抵抗10の一端との接続点に接続され、電流検出抵抗10の基準となる他端と、オペアンプ76の非反転入力端子との間に、正確で安定した基準電圧を発生する外付けの基準電圧源75が挿入接続される。また、オペアンプ76の出力端子は、IGBT素子7の制御端子であるゲートに直接接続される。
Similarly, the inverting input terminal of the
そしてここでは、充放電ラインを流れる電流に応じて発生する電流検出抵抗9の両端間電圧と、基準電圧源73からの基準電圧が、オペアンプ74により比較される。そして、電流検出抵抗9の両端間電圧が基準電圧源73からの基準電圧を上回らない限り、オペアンプ74の出力端子にはHレベルの検出信号が発生し、スイッチ回路18がIGBT素子6から切り離されている状態で、IGBT素子6のゲート電圧はHレベルを維持する。これに対して、電流検出抵抗9の両端間電圧が基準電圧源73からの基準電圧を上回ると、オペアンプ74の出力端子にL(低)レベルの検出信号が発生するので、IGBT素子6のゲート電圧は低下し、充放電ラインを流れる電流が制限される。こうした一連の動作は、IGBT素子7と電流検出抵抗10の直列回路に接続した基準電圧源75とオペアンプ76についても、同じことがいえる。
Here, the
なお、図7の回路例において、スイッチ回路18を図2や図3の回路構成に置き換えてもよい。
In the circuit example of FIG. 7, the
このように、図7に示す電流制限器4は、充放電ラインにIGBT素子6,7と電流検出抵抗9,10との直列回路を挿入接続し、電流検出抵抗9,10の一端にオペアンプ74,76の一方の入力端子(反転入力端子)を接続し、このオペアンプ74,76の他方の入力端子(非反転入力端子)に基準電圧源73,75を接続し、オペアンプ74,76の出力端子をIGBT素子6,7のゲートに接続して構成している。そしてこの場合の電流制限器4も、規定以上の負荷電流が流れようとしたときには、これを一定の負荷電流に制限する構成となっており、具体的には、IGBT素子6,7のゲートに駆動信号が与えられている状態で、電流検出抵抗9,10の両端間電圧が基準電圧源73,75の基準電圧を上回ると、IGBT素子6,7のゲート電圧レベルを下げ、IGBT素子6,7のコレクタからエミッタを流れる電流を制限するようになっている。
As described above, the current limiter 4 shown in FIG. 7 has a series circuit of the
ここで電流制限器4として、特に負荷3の充電時に電流制限を行なうIGBT素子6,電流検出抵抗9,基準電圧源73,オペアンプ74の各構成について着目すると、電流制限器4は、電流検出抵抗9の両端間に発生する電圧が基準電圧源73の基準電圧を上回ると、IGBT素子6のゲートに接続するオペアンプ74の出力レベルを切換えて、このIGBT素子6のゲート電圧レベルを下げ、当該IGBT素子6を流れる電流を制限する。この場合、オペアンプ74には利得があり、IGBT素子6を動作させるのに際して、従来例のように電流検出抵抗9の両端間電圧を高くするような不必要なマージンを持たせる必要もないので、電流検出抵抗9としての抵抗値を小さくできる。したがって、抵抗値の小さい電流検出抵抗9を用いて、電流制限器4への印加電圧が変化した場合であっても、負荷3を流れる電流が正確に一定になるような領域で、IGBT素子6を動作させることができる。
Here, as the current limiter 4, particularly focusing on each configuration of the IGBT element 6, the current detection resistor 9, the
また、能動素子であるオペアンプ74の周波数特性に依存して、IGBT素子6をより高速に動作させることができる。実際、オペアンプ74の利得が1になる周波数は10MHz程度であり、負荷3を流れる電流が急変した時の追従性はμsのオーダーに改善される。したがって、負荷電流が急激に変化する場合であっても、当該負荷電流を直ぐに安定化させることができる。
Further, the IGBT element 6 can be operated at higher speed depending on the frequency characteristics of the
さらに、オペアンプ74に接続する基準電圧源73は正確な基準電圧を発生し、IGBT素子6に比べて温度変化に対する安定性が高く、この基準電圧源73からの基準電圧と電流検出抵抗9の両端間電圧との比較結果に基づいて、IGBT素子6の動作を制御することから、電流制限回路1における制限電流が正確になる。そのため、電流制限器4として温度変化に起因する定電流性能の不安定さを軽減でき、また定電流性能を向上させることができる。
Further, the
そしてこれは、負荷3の放電時に電流制限を行なうIGBT素子7,電流検出抵抗10,基準電圧源75,オペアンプ76の各構成についても、同じことがいえる。
The same can be said for the respective configurations of the
また、負荷3の充電用と放電用に、IGBT素子6,7および電流検出抵抗9,10の直列回路と、オペアンプ74,76と、基準電圧源73,75がそれぞれ設けられた電流制限器4の構成では、正確な上に、温度変化に対する安定性の高い基準電圧を発生する基準電圧源73,75によって、2つのIGBT素子6,7の性能バラツキに起因したアンバランスを少なくすることができ、負荷3の充電時と放電時に同等の定電流特性を得ることができる。こうして、周囲環境の温度変化に拘らず、安定した定電流性能を維持することができ、複数のIGBT素子6,7を有する電流制限器4であっても、各IGBT素子6,7の性能バラツキを緩和して、同等の定電流特性を得ることができる。
次に、図8の回路例について説明する。ここでの電流制限器4は、前記トランジスタ12に代わってシャントレギュレータ77が組み込まれ、またトランジスタ13に代わってシャントレギュレータ78が組み込まれている。さらに、電流検出用抵抗9,10には、シャントレギュレータ77,78の保護素子となるダイオード69,70がそれぞれ並列に接続される。
A current limiter 4 provided with a series circuit of
Next, the circuit example of FIG. 8 will be described. In the current limiter 4, a
より具体的には、シャントレギュレータ77のリファレンスがIGBT素子6のエミッタと電流検出抵抗9の一端との接続点に直接接続され、電流検出抵抗9の基準となる他端にシャントレギュレータ77のアノードが直接接続され、IGBT素子6のゲートにシャントレギュレータ77のカソードが直接接続される。
More specifically, the reference of the
同様に、シャントレギュレータ78のリファレンスがIGBT素子7のエミッタと電流検出抵抗10の一端との接続点に直接接続され、電流検出抵抗10の基準となる他端にシャントレギュレータ78のアノードが直接接続され、IGBT素子7のゲートにシャントレギュレータ78のカソードが直接接続される。
Similarly, the reference of the
そしてここでは、充放電ラインを流れる電流に応じて発生する電流検出抵抗9の両端間電圧と、内蔵する基準電圧源の基準電圧が、シャントレギュレータ77により比較される。そして、電流検出抵抗9の両端間電圧が基準電圧を上回らない限り、シャントレギュレータ77は非導通状態となり、スイッチ回路18がIGBT素子6から切り離されている状態で、IGBT素子6のゲート電圧はHレベルを維持する。これに対して、電流検出抵抗9の両端間電圧が基準電圧を上回ると、シャントレギュレータ77は導通状態となるので、IGBT素子6のゲート電圧は低下し、充放電ラインを流れる電流が制限される。またダイオード69は、IGBT素子のエミッタに向けて逆方向の電流が流れたときに、電流検出抵抗9の電圧降下により、シャントレギュレータ77のリファレンス電位がアノード電位よりも低くなるのを防ぐのに設けられており、電流検出用抵抗9をバイパスして前記逆方向の電流をダイオード69に流すことで、シャントレギュレータ77のリファレンス入力を保護できる。こうした一連の動作は、IGBT素子7と電流検出抵抗10の直列回路に接続したシャントレギュレータ78についても、同じことがいえる。
Here, the voltage across the current detection resistor 9 generated according to the current flowing through the charge / discharge line and the reference voltage of the built-in reference voltage source are compared by the
なお、図8の回路例において、スイッチ回路18を図2や図3の回路構成に置き換えてもよい。
In the circuit example of FIG. 8, the
このように、図8に示す電流制限器4は、充放電ラインにIGBT素子6,7と電流検出抵抗9,10との直列回路を挿入接続し、電流検出抵抗9,10の一端にシャントレギュレータ77,78のリファレンスを接続し、電流検出抵抗9,10の他端にシャントレギュレータ77,78のアノードを接続し、このシャントレギュレータ77,78のカソードをIGBT素子6,7のゲートに接続して構成している。そしてこの場合の電流制限器4も、規定以上の負荷電流が流れようとしたときには、これを一定の負荷電流に制限する構成となっており、具体的には、IGBT素子6,7のゲートに駆動信号が与えられている状態で、電流検出抵抗9,10の両端間電圧がシャントレギュレータ77,78に内蔵する基準電圧源の基準電圧を上回ると、IGBT素子6,7のゲート電圧レベルを下げ、IGBT素子6,7のコレクタからエミッタを流れる電流を制限するようになっている。
As described above, the current limiter 4 shown in FIG. 8 has a series circuit of the
ここで電流制限器4として、特に負荷3の充電時に電流制限を行なうIGBT素子6,電流検出抵抗9,シャントレギュレータ77の各構成について着目すると、電流制限器4は、電流検出抵抗9の両端間に発生する電圧がシャントレギュレータ77の基準電圧を上回ると、IGBT素子6のゲートに接続するシャントレギュレータ77のアノード・カソード間が非導通から導通状態に切換わり、このIGBT素子6のゲート電圧レベルを下げて、当該IGBT素子6を流れる電流を制限する。この場合、シャントレギュレータ77には利得があり、IGBT素子6を動作させるのに際して、従来例のように電流検出抵抗9の両端間電圧を高くするような不必要なマージンを持たせる必要もないので、電流検出抵抗9としての抵抗値を小さくできる。したがって、抵抗値の小さい電流検出抵抗9を用いて、電流制限器4への印加電圧が変化した場合であっても、負荷3を流れる電流が正確に一定になるような領域で、IGBT素子6を動作させることができる。
Here, as the current limiter 4, particularly focusing on each configuration of the IGBT element 6, the current detection resistor 9, and the
また、能動素子であるシャントレギュレータ77の周波数特性に依存して、IGBT素子6をより高速に動作させることができる。したがって、負荷電流が急激に変化する場合であっても、当該負荷電流を直ぐに安定化させることができる。
Further, depending on the frequency characteristics of the
さらに、シャントレギュレータ77に内蔵する基準電圧源は正確な基準電圧を発生し、IGBT素子6に比べて温度変化に対する安定性が高く、この基準電圧源からの基準電圧と電流検出抵抗9の両端間電圧との比較結果に基づいて、IGBT素子6の動作を制御することから、電流制限回路1における制限電流が正確になる。そのため、電流制限器4として温度変化に起因する定電流性能の不安定さを軽減でき、また定電流性能を向上させることができる。
Further, the reference voltage source built in the
そしてこれは、負荷3の放電時に電流制限を行なうIGBT素子7,電流検出抵抗10,シャントレギュレータ78の各構成についても、同じことがいえる。
The same can be said for the respective configurations of the
また、負荷3の充電用と放電用に、IGBT素子6,7および電流検出抵抗9,10の直列回路と、シャントレギュレータ77,78がそれぞれ設けられた電流制限器4の構成では、正確な上に、温度変化に対する安定性の高い基準電圧を発生する基準電圧源によって、2つのIGBT素子6,7の性能バラツキに起因したアンバランスを少なくすることができ、負荷3の充電時と放電時に同等の定電流特性を得ることができる。こうして、周囲環境の温度変化に拘らず、安定した定電流性能を維持することができ、複数のIGBT素子6,7を有する電流制限器4であっても、各IGBT素子6,7の性能バラツキを緩和して、同等の定電流特性を得ることができる。
Further, in the configuration of the current limiter 4 provided with the series circuit of the
次に、電流制限の検出機能を持たせた回路例を、図9に基づいて説明する。同図において、82はIGBT素子6による電流制限が行なわれているか否かを判定する検出手段としての判定回路である。この判定回路82は、フォトカプラ83と、直流電源84と、抵抗85と、バッファ86とにより構成され、フォトカプラ83の発光素子である発光ダイオード83Aが、トランジスタ12のドレインとIGBT素子6のゲートとの間に接続され、フォトカプラ83の受光素子であるフォトトランジスタ83Bと抵抗85との直列回路が、直流電源84の両端間に接続され、フォトトランジスタ83Bと抵抗85との接続点が、バッファ86の入力端子に接続され、当該バッファ86の出力端子から判定回路82の検出信号が発生する。
Next, an example of a circuit having a current limit detection function will be described with reference to FIG. In the figure,
また同様に、92はIGBT素子7による電流制限が行なわれているか否かを判定する検出手段としての判定回路であって、これはフォトカプラ93の発光素子である発光ダイオード93Aが、トランジスタ13のドレインとIGBT素子7のゲートとの間に接続され、フォトカプラ93の受光素子であるフォトトランジスタ93Bと抵抗95との直列回路が、直流電源94の両端間に接続され、フォトトランジスタ93Bと抵抗95との接続点が、バッファ96の入力端子に接続され、当該バッファ96の出力端子から判定回路92の検出信号が発生する。
Similarly,
本実施例では、負荷3の正充電時などにおいて、電源2から負荷3への電流の増加に伴い、電流検出抵抗9の両端間電圧が上昇し、トランジスタ12のドレイン電流が所定値に達すると、バッファ86の入力端子がLレベルからHレベルに切換わり、判定回路82からHレベルの検出信号が出力される。これにより、IGBT素子6ひいては電流制限器4から負荷3に流れる電流が、IGBT素子6によって制限されていることを確認できる。
In this embodiment, when the
また、正充電された負荷3の放電時などにおいて、負荷3から電流制限回路1への電流の増加に伴い、電流検出抵抗10の両端間電圧が上昇し、トランジスタ13のドレイン電流が所定値に達すると、バッファ96の入力端子がLレベルからHレベルに切換わり、判定回路92からHレベルの検出信号が出力される。これにより、IGBT素子7ひいては負荷3から電流制限器4に流れ込む電流が、IGBT素子7によって制限されていることを確認できる。
In addition, when the positively charged
このように、図9の回路例では、IGBT素子6,7に流れる電流が制限されているか否かを検出する判定回路82,92を設けており、電流制限器4による電流制限の作動が、判定回路82,92からの検出信号によって容易に判明するので、後処理にも迅速な対応が可能となる。
As described above, in the circuit example of FIG. 9, the
また、フォトカプラ83,93を含む判定回路82,92に代わって、発光ダイオード83A,93Aの挿入位置に、図示しないLEDによる表示器を設けることで、電流が制限されているか否かを、より簡便に表示することができる。そしてこの場合も、電流制限器4による電流制限の作動が、LEDの点灯によって容易に判明するので、後処理にも迅速な対応が可能となる。
Further, in place of the
なお、ここに示す判定回路82,92はあくまでも一例に過ぎず、IGBT素子6,7による電流制限が判定できるものであれば、どのような回路構成であっても構わない。
Note that the
さらに、図9の回路例において、スイッチ回路18を図2や図3の回路構成に置き換えたり、また図7や図8の回路構成に、上記判定回路82,92および/またはLEDを付加してもよい。
Further, in the circuit example of FIG. 9, the
図10は、図4に示す直流電源2に代わり、種々の電圧変化パターンを内蔵する信号発生源57と、この信号発生源57からの出力信号を電流制限回路1への入力電圧として出力するバイポーラ電源58とによる電源59が設けられる。信号発生源57は、内蔵するタイマーを用いて周期的に出力信号の電圧レベルを変化させてもよく、また制御手段45からの制御信号を受けて、出力信号の電圧レベルを変化させてもよい。また、出力信号の電圧レベルは、どのように変化させても構わず、充放電ラインに任意波形電圧を印加する電源59を接続してあればよい。前記バイポーラ電源58は、正電圧,負電圧,0Vの何れも出力できるので、図4における切換スイッチ5は不要である。
FIG. 10 shows a
そして、このような電源59を電流制限回路1に接続することで、例えば充放電ラインを介して負荷3に印加する電圧を緩やかに変化させることができ、負荷3への負担を和らげることができる。とりわけ、負荷3がコンデンサ21である場合、負荷3への印加電圧の変化速度に比例した電流が流れることとなり、例えば印加電圧を一定速度で増加または減少させることで、負荷3を一定電流で充放電したり、印加電圧の増加または減少速度を時間と共に変化させることで、負荷の充放電電流を時間と共に変化させたりすることができ、電流制限回路1ひいては負荷3への印加電圧波形によって、より高度な充放電制御を行なうことができる。また、複数の負荷3に対して同時に電圧を印加する場合、個別に負荷3の充放電電流を制御する必要がなく、複数の負荷3全ての充放電電流を同時に制御できる。さらに、複数の負荷3のそれぞれに電流制限回路1を設けている場合は、負荷3の一部が短絡していると、それに対応する電流制限回路1にのみ電流制限がかかり、他の負荷3における充放電電流の制御に影響を及ぼすことなく、試験を続行できる利点がある。
And by connecting such a
また、負荷3への印加電圧を段階的に変化させて、負荷3の電気的特性を測定することもでき、例えば第1段階の印加電圧レベルで、負荷3が測定端子22Aに正しく接触しているか否かのコンタクト良否を判定し、結果が否の場合には、後段の印加電圧レベルで行なう負荷検査を事前に中止することができる。代わりに、例えば先ず第1段階である100Vまで印加電圧を上げて、その第1段階で電圧変化を停止させた状態で、漏れ電流検出回路31により負荷3の漏れ電流を測定し、さらに第2段階である200Vまで印加電圧を上げて、その第2段階で電圧変化を停止させた状態で、漏れ電流検出回路31により負荷3の漏れ電流を測定するというような動作を繰り返しながら、段階的に漏れ電流の試験を行なえば、どの程度の印加電圧で漏れ電流が急増し、負荷3の絶縁が破壊したのかを知ることが可能になる。
In addition, it is possible to measure the electrical characteristics of the
さらに、負荷3が容量性素子(コンデンサ21)である場合、負荷3の充放電時間を任意に制御することもできる。
Furthermore, when the
また、上記各実施例では、電流制限回路1として、負荷3に接触する測定端子22Aと、この測定端子22Aを通じて負荷3への電流や、負荷3からの電流を制限するIGBT素子6,7とを、複数の負荷3に配設し、このIGBT素子6,7に、負荷3への電流や、負荷3からの電流を供給または遮断させるためにスイッチ動作するスイッチ素子としてのフォトカプラ16,17を付加し、フォトカプラ16,17をスイッチ動作させる制御信号を、制御手段45から供給するように構成している。
In each of the above embodiments, the current limiting
このようにすると、フォトカプラ16,17のスイッチ動作により、負荷3への電流が供給できる状態にならない限り、その負荷3に無条件で電流が流れ込むことはなく、所定のタイミングで負荷3に電流を供給することが可能になる。そのため、外部からの指令を受けて、所定のタイミングで電流制限を適正に機能させることができる。
In this way, unless the current is supplied to the
また上記各実施例では、測定端子22Aと、IGBT素子6,7と、フォトカプラ16,17が、複数の各負荷3にそれぞれ対応して設けられると共に、負荷3に合わせて形状の異なる測定端子22Aを着脱できるように構成し、さらに制御手段45は、各々のフォトカプラ16,17に個別の制御信号を供給できるように構成している。
In each of the above embodiments, the
こうすると、測定端子22Aと、IGBT素子6,7と、フォトカプラ16が、複数の負荷3毎にそれぞれ設けられているので、例えばショートまたはオープンとなっていたり、前工程の容量測定などで不良と判定された負荷3に対する電圧印加を遮断して、各負荷3への電流供給を容易に個別制御できると共に、負荷3に合わせて形状の異なる測定端子22Aを着脱できることから、多種多様の負荷3に対応して最適なタイミングで電流供給を行なうことができる。
In this case, since the
また、特に本実施例では、前記IGBT素子6,7を電源すなわち直流電源2またはグランドの何れかに接続する切換スイッチ5を備え、直流電源2またはグランドから負荷3に至る電圧供給ラインすなわち充放電ライン間に、第1および第2の半導体制御素子たるIGBT素子6,7がそれぞれ接続され、これらのIGBT素子6,7は、フォトカプラ16,17のスイッチ動作に伴いオン,オフすると共に、充放電ラインを流れる電流が所定値以下になるように、この充放電ラインを流れる電流に応じた抵抗器9,10からの検出信号が、トランジスタ12,13を介してその制御端子に与えられ、さらにIGBT素子6,7のそれぞれに逆並列接続された第1および第2のダイオード14,15と、を備え、切換スイッチ5により充放電ラインの一端を直流電源2に接続した状態で、制御手段45がIGBT素子6をオン可能にすることにより、直流電源2からIGBT素子6およびダイオード15を通って負荷3に電流を供給して、この負荷3を充電し、その後、切換スイッチ5により充放電ラインの一端をグランドに接続した状態で、制御手段45がIGBT素子7をオン可能にすることにより、負荷3からIGBT素子7およびダイオード14を通ってグランドに電流を流し、この負荷3を放電するように構成している。
Further, particularly in the present embodiment, there is provided a
こうすると、切換スイッチ5によって充放電ラインの一端を直流電源2に接続した状態であっても、各フォトカプラ16,17のスイッチ動作によって、IGBT素子6を必要に応じオンすることで、IGBT素子6により制限された電流を必要な負荷3にだけ供給し、それらの負荷3を充電することが可能になる。また、その後で切換スイッチ5によって充放電ラインの一端をグランドに接続し、各フォトカプラ16,17のスイッチ動作によって、IGBT素子7を必要に応じオンすれば、今度は充電されたそれぞれの負荷3に対し、所定のタイミングで放電を行なわせることができる。つまり、電流制限回路1から負荷3への電流(充電電流)と、負荷3から電流制限回路1への電流(放電電流)を、個々のフォトカプラ16のスイッチにより、対応する負荷3毎に供給または遮断することができ、外部からの指令を受けて、所定のタイミングで負荷3の充電電流および放電電流を適正に制限することができる。しかも、このときの放電電流は抵抗器9,10を通って流れるので、充電時のみならず放電時にも適正に電流制限を行なうことができる。
Thus, even when one end of the charge / discharge line is connected to the DC power source 2 by the
本実施例は、上記電流制限回路1をコンデンサ21への電圧印加回路として備えた漏れ電流検査装置であって、電流制限回路1に接続され、その先端がコンデンサ21の一方の電極に接続する第1測定端子22Aと、コンデンサ21の電気特性である漏れ電流を検出する検出回路としての漏れ電流検出回路31と、この漏れ電流検出回路31に接続され、その先端がコンデンサ21の他方の電極に接続する第2測定端子22Bと、を備え、測定端子22Aの直上または直下などの直近に、電流制限回路1を配置すると共に、測定端子22Bの直上または直下などの直近に、漏れ電流検出回路31を配置している。
The present embodiment is a leakage current inspection device provided with the current limiting
こうすると、電流制限回路1からコンデンサ21に電圧を供給する測定端子22Aと、コンデンサ21からの検出信号を漏れ電流検出回路31に伝送する測定端子22Bを、何れも最短の距離にすることができ、測定端子22A,22Bから侵入しようとするノイズを効果的に抑制若しくは無くすことができる。そのため、ノイズ対策としてフィルタ回路を組み入れたり、アース線を補強するための配線引回しを行なったりする特段の配慮の必要がなく、低コストで、美観および信頼性の高い装置を提供できる。また漏れ電流を含む電気特性検査装置として、上述した電流制限回路1を採用したことによる効果も発揮できる。
In this way, the
さらに、これは負荷3に所定の電流を供給する電流供給回路を、電圧印加回路である電流制限回路1の代わりに用い、負荷に印加する電圧を検出する電圧検出回路を、漏れ電流検出回路31の代わりに用いたものでも、同様の作用効果を発揮する。すなわち、この場合も、電流供給回路から負荷3に電流を供給する測定端子22Aと、負荷3からの検出信号を電圧検出回路漏れ電流検出回路31に伝送する測定端子22Bを、何れも最短の距離にすることができ、測定端子22A,22Bから侵入しようとするノイズを効果的に抑制若しくは無くすことができる。
Furthermore, this uses a current supply circuit that supplies a predetermined current to the
本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実施が可能である。例えば漏れ電流検査装置の被検査物としての負荷は、チップコンデンサやアルミコンデンサなど、種々のコンデンサを利用できる。 The present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made within the scope of the gist of the present invention. For example, various capacitors such as a chip capacitor and an aluminum capacitor can be used as a load as an inspection object of the leakage current inspection apparatus.
上記電流制限回路は、上記実施例のように、コンデンサやその他電子部品の漏れ電流検査装置の印加電圧切換回路として用いるだけでなく、電流制限を必要とするあらゆる回路構成に適用可能である。例えば、太陽電池セル,燃料電池,リチウム電池などの電流・電圧特性検査装置の印加電圧切換回路として、上記電流制限回路を利用してもよい。また、上記実施例における漏れ電流検査装置から、例えば負荷の絶縁抵抗を算出することも可能であり、漏れ電流から負荷の諸特性を検査し得る電気特性検査装置に適用できる。 The current limiting circuit is not only used as an applied voltage switching circuit of a leakage current inspection device for capacitors and other electronic components as in the above embodiment, but can be applied to any circuit configuration that requires current limitation. For example, the current limiting circuit may be used as an applied voltage switching circuit of a current / voltage characteristic inspection device such as a solar battery cell, a fuel cell, or a lithium battery. In addition, for example, the insulation resistance of the load can be calculated from the leakage current inspection apparatus in the above embodiment, and the present invention can be applied to an electrical characteristic inspection apparatus that can inspect various characteristics of the load from the leakage current.
1 電流制限回路(電圧印加回路)
2 電源(直流電源)
3 負荷
4 電流制限器
5 切換スイッチ(印加/放電切換器)
6 IGBT素子(半導体制御素子,第1の半導体制御素子)
7 IGBT素子(半導体制御素子,第2の半導体制御素子)
9,10 電流検出抵抗
14 ダイオード(第1のダイオード)
15 ダイオード(第2のダイオード)
16,17 フォトカプラ(スイッチ素子)
21 コンデンサ(負荷)
22A 測定端子
22B 測定端子
45 制御手段
59 電源
73,75 基準電源
74,76 オペアンプ
82,92 判定回路(検出手段)
87,97 LED(表示器)
1 Current limit circuit (voltage application circuit)
2 Power supply (DC power supply)
3 Load
4 Current limiter
5 selector switch (apply / discharge switcher)
6 IGBT element (semiconductor control element, first semiconductor control element)
7 IGBT element (semiconductor control element, second semiconductor control element)
9,10
15 Diode (second diode)
16, 17 Photocoupler (switch element)
21 Capacitor (load)
22A measuring terminal 22B measuring terminal 45 the control means 59
82,92 judgment circuit (detection means)
87,97 LED (display)
Claims (5)
前記電流制限器は、前記測定端子に繋がるラインに制御端子付きの半導体制御素子と電流検出抵抗との直列回路を挿入接続し、
前記電流検出抵抗の一端にオペアンプの一方の入力端子を接続し、このオペアンプの他方の入力端子に基準電圧源を接続し、前記オペアンプの出力端子を前記半導体制御素子の制御端子に接続してなり、
規定以上の電流が流れようとしたときには、一定の電流に制限する構成としたことを特徴とする電流制限回路。 A measurement terminal that contacts the load, and a current limiter that limits a current flowing through the load through the measurement terminal are disposed in the load.
The current limiter inserts and connects a series circuit of a semiconductor control element with a control terminal and a current detection resistor to a line connected to the measurement terminal,
One input terminal of an operational amplifier is connected to one end of the current detection resistor, a reference voltage source is connected to the other input terminal of the operational amplifier, and an output terminal of the operational amplifier is connected to a control terminal of the semiconductor control element. ,
A current limiting circuit configured to limit to a constant current when a current exceeding a specified value is about to flow.
前記半導体制御素子は、前記電源またはグランドから前記負荷に至る前記ライン間にそれぞれ接続する第1および第2の半導体制御素子で構成され、
この第1および第2の半導体制御素子は、前記スイッチ素子のスイッチ動作に伴いオン,オフすると共に、前記ラインを流れる電流が所定値以下になるように、当該ラインを流れる電流に応じた検出信号がその制御端子に与えられ、
さらに前記第1および第2の半導体制御素子のそれぞれに逆並列接続された第1および第2のダイオードを備え、
前記ラインの一端を前記電源に接続した状態で、前記制御手段が前記第1の半導体制御素子をオンすることにより、前記電源から前記第1の半導体制御素子および前記第2のダイオードを通って前記負荷に電流を供給して、この負荷を充電し、
その後、前記充放電ラインの一端を前記グランドに接続した状態で、前記制御手段が前記第2の半導体制御素子をオンすることにより、前記負荷から前記第2の半導体制御素子および前記第1のダイオードを通って前記グランドに電流を流し、この負荷を放電するように構成したことを特徴とする請求項2記載の電流制限回路。 An application / discharge switch for connecting the semiconductor control element to either a power source or a ground;
The semiconductor control element includes first and second semiconductor control elements connected between the lines from the power supply or ground to the load,
The first and second semiconductor control elements are turned on and off in accordance with the switching operation of the switch element, and a detection signal corresponding to the current flowing through the line so that the current flowing through the line becomes a predetermined value or less. Is given to its control terminal,
And further comprising first and second diodes connected in antiparallel to each of the first and second semiconductor control elements,
With the one end of the line connected to the power supply, the control means turns on the first semiconductor control element, so that the power supply passes through the first semiconductor control element and the second diode. Supply current to the load to charge it,
Thereafter, the control means turns on the second semiconductor control element with one end of the charge / discharge line connected to the ground, whereby the second semiconductor control element and the first diode from the load. 3. The current limiting circuit according to claim 2 , wherein a current is passed through the ground and the load is discharged.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008028117A JP5109061B2 (en) | 2007-02-07 | 2008-02-07 | Current limit circuit |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007027565 | 2007-02-07 | ||
JP2007027565 | 2007-02-07 | ||
JP2008028117A JP5109061B2 (en) | 2007-02-07 | 2008-02-07 | Current limit circuit |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2012176667A Division JP5427277B2 (en) | 2007-02-07 | 2012-08-09 | Current limit circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008217780A JP2008217780A (en) | 2008-09-18 |
JP5109061B2 true JP5109061B2 (en) | 2012-12-26 |
Family
ID=39837687
Family Applications (2)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008028117A Active JP5109061B2 (en) | 2007-02-07 | 2008-02-07 | Current limit circuit |
JP2012176667A Active JP5427277B2 (en) | 2007-02-07 | 2012-08-09 | Current limit circuit |
Family Applications After (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2012176667A Active JP5427277B2 (en) | 2007-02-07 | 2012-08-09 | Current limit circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (2) | JP5109061B2 (en) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5779951B2 (en) * | 2011-04-12 | 2015-09-16 | 三菱電機株式会社 | Passenger conveyor safety device |
JP7052598B2 (en) * | 2018-06-27 | 2022-04-12 | 株式会社デンソー | Switch drive circuit |
CN112714002B (en) * | 2020-12-04 | 2023-03-24 | 杭州士兰微电子股份有限公司 | Power receiving control device, power receiving end equipment and Ethernet power supply system |
JP7440475B2 (en) * | 2021-11-05 | 2024-02-28 | 日本電子株式会社 | High voltage amplifier circuit and analyzer |
Family Cites Families (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0313770Y2 (en) * | 1980-03-13 | 1991-03-28 | ||
JPH063564B2 (en) * | 1987-10-23 | 1994-01-12 | 富士電機株式会社 | Overload protection circuit for constant voltage power supply |
JPH0241511A (en) * | 1988-08-02 | 1990-02-09 | Mitsubishi Electric Corp | Stabilized constant-voltage circuit |
JPH04125709A (en) * | 1990-09-18 | 1992-04-27 | Canon Inc | Stabilized power supply circuit |
JP3259370B2 (en) * | 1992-10-19 | 2002-02-25 | 株式会社村田製作所 | Capacitor insulation resistance measuring device |
JPH1027030A (en) * | 1996-07-11 | 1998-01-27 | Sony Corp | Redundant stabilized power unit |
JP3233037B2 (en) * | 1996-08-26 | 2001-11-26 | 株式会社村田製作所 | Insulation resistance measuring device |
JP3364127B2 (en) * | 1997-09-03 | 2003-01-08 | シャープ株式会社 | Stabilized power supply |
JPH11174104A (en) * | 1997-12-10 | 1999-07-02 | Advantest Corp | Passive element testing apparatus |
JP2000050493A (en) * | 1998-08-03 | 2000-02-18 | Oki Electric Ind Co Ltd | Current protection circuit for power supply |
JP3799977B2 (en) * | 2000-09-11 | 2006-07-19 | 株式会社村田製作所 | DC constant current circuit and capacitor insulation resistance measuring device |
JP2003059676A (en) * | 2001-08-10 | 2003-02-28 | Japan Storage Battery Co Ltd | Power supply device of light-emitting diode |
JP2003177150A (en) * | 2001-12-11 | 2003-06-27 | Murata Mfg Co Ltd | Conveyance and discharge device for electronic parts |
JP4013595B2 (en) * | 2002-03-05 | 2007-11-28 | 株式会社村田製作所 | Insulation resistance measuring device for electronic parts and overcurrent protection circuit for insulation resistance measurement |
JP4062979B2 (en) * | 2002-06-05 | 2008-03-19 | 株式会社村田製作所 | Insulation resistance measuring device |
JP2006313141A (en) * | 2005-05-08 | 2006-11-16 | Produce:Kk | High-speed processing tester for chip component |
JP2006318183A (en) * | 2005-05-12 | 2006-11-24 | Toshiba Microelectronics Corp | Constant-current driving device |
-
2008
- 2008-02-07 JP JP2008028117A patent/JP5109061B2/en active Active
-
2012
- 2012-08-09 JP JP2012176667A patent/JP5427277B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2008217780A (en) | 2008-09-18 |
JP2012226781A (en) | 2012-11-15 |
JP5427277B2 (en) | 2014-02-26 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5081379A (en) | Current-sensing circuit for an ic power semiconductor device | |
KR100337905B1 (en) | Integrated resistor detects electrical parameters | |
JP5427277B2 (en) | Current limit circuit | |
US20140062541A1 (en) | Drive unit for driving voltage-driven element | |
JP4838883B2 (en) | Circuit arrangement for detecting an undervoltage of an energy source | |
CN111146928B (en) | Regulating circuit and BUCK circuit | |
JP5576250B2 (en) | Voltage measuring device | |
US20220069815A1 (en) | Semiconductor device | |
JP5831527B2 (en) | Semiconductor device | |
US10700533B2 (en) | Control device and control method for equally charging and discharging battery units | |
CN220209947U (en) | Self-protection circuit with temperature compensation, pre-charging circuit and direct current system | |
US9979278B1 (en) | Power supply device | |
JP2008191064A (en) | Electric characteristic inspection device provided with active probe | |
JP2006349466A (en) | Temperature detecting device | |
JP6225486B2 (en) | Cell voltage measuring device | |
CN211530997U (en) | Regulating circuit and BUCK circuit | |
US20090295369A1 (en) | Current sensing circuit | |
JP4517901B2 (en) | Power semiconductor module and drive circuit thereof | |
JP4937085B2 (en) | Power supply with connector | |
JP2010281805A (en) | Battery voltage detection circuit | |
JP2019086306A (en) | Testing device of semiconductor device | |
JP4020305B2 (en) | Test equipment | |
CA3163916C (en) | Charge and discharge testing device | |
CN211348568U (en) | Automatic test equipment for comprehensive parameters of storage battery | |
CN110031671B (en) | Drive overcurrent detection circuit |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711 Effective date: 20100308 |
|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20110128 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20110128 |
|
RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20120217 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20120606 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20120618 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20120809 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20120827 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20120904 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20151019 Year of fee payment: 3 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5109061 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313117 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313115 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |