JP5084092B2 - パイロットを分散させ該パイロットに影響を及ぼす干渉を抑えるように設計されたマルチキャリア信号 - Google Patents

Description

【０００１】
本発明は、デジタル情報の伝送及び放送の技術に関する。本発明は特に、限定はされないが、例えば無線移動体環境における限られた周波数帯域でのスペクトル効率の高いデジタル情報の伝送及び放送の技術に関する。
【０００２】
例えば、誤り訂正符号化技術とインタレース（interlacing）に関連するマルチキャリア変調（multicarrier modulation）技術は、例えば、無線移動体環境における情報放送及び情報伝送の問題に対する解決策を与える。このため、ＣＯＦＤＭ（「符号化を行う直交周波数分割多重（Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing）」）変調技術がＤＡＢ（Digital Audio Broadcasting）、ＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）とＨＩＰＥＲＬＡＮ／２（High Performance Local Area Network）の規格用に選ばれた。
【０００３】
例えば、仏国特許第２，７６５，７５７号に記述されたＣＯＦＤＭシステムにおいて使用されるマルチキャリア変調は、ガードインターバル（guard interval）の挿入に基づく特にシンプルな等化装置（system of equalization）を具備する。サイクリック・プリフィックス（cyclic prefix）とも称されるこのガードインターバルは、スペクトル効率の損失という代償を払ってもエコーをものともせずうまく機能する。この損失を避けるために、あるいはそれを少なくとも減らすために、現在、新しいマルチキャリア変調が研究されている。本発明は、これらの中でとりわけ、キャリア（搬送波）がイオタ（Iota）形プロトタイプ関数の形をしたＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing/Offset Quadrature Amplitude Modulation）に関係している。このイオタ形プロトタイプ関数は、例えば仏国特許第２，７３３，８６９号に記載されており、そのフーリエ変換と同一であるという特性を持つことに注意する。本発明は当然ながら、関連するプロトタイプ関数に関係なく特にＯＦＤＭ／ＯＱＡＭタイプをはじめとするどんなタイプのマルチキャリア変調にも等しく適用可能である。
【０００４】
伝送されるべき情報から電気信号を形成するために使用される方法は当然ながら信号が伝送される状況に依存する。ここでは以下、特に無線移動体環境における伝送チャネルの特性について、こうしたチャネルにおいてマルチキャリア変調を使用することの価値をより明確に理解するために、手短にまとめることにする。
【０００５】
無線移動体環境では、送信波がその伝播経路に沿って反射を何回も繰り返すので、受信機は送信信号の遅延波の総和を受信することになる。これらの遅延波は、それぞれ減衰されかつその位相はランダムにシフトされる。この現象は「遅延スプレッド（delay spread）」と称され、シンボル（符号）間干渉（ＩＳＩ（inter-symbol interference））を生じさせる。例えば都会型環境では、遅延スプレッドは数ミリ秒以下の範囲内にある。
【０００６】
受信機（例えば、運転手の移動無線電話）は移動していると想定されるので、各伝送路はドップラー効果の影響も受ける。この結果、受信機の移動速度に応じて受信スペクトルに周波数シフトが生じる。他のタイプのドップラー効果も存在するが、本発明のテクニックによればそれらの全てを考慮することができることを注意しておく。
【０００７】
これらの効果が組み合わさる結果、或る一定の周波数においてディープ・フェージング（deep fading）を示す非定常伝送チャネルがもたらされる（つまり周波数選択チャネルが得られる）。本発明の目的にとって特に有用ないくつかの用途に対して、伝送帯域はチャネルのコヒーレンス帯域（coherence band）（すなわちチャネルの周波数応答が或る与えられた所要時間の間一定であると考えられる帯域）の幅よりも広い幅を有する。このためフェージングがこの伝送帯域に現れる、言い換えると、或る与えられた時点においてこの帯域の一部の周波数が大きく減衰される。
【０００８】
これらの（ＩＳＩとドップラー効果による）異なった現象を克服するため、ガードインターバル（guard interval）を付加することが特にＯＦＤＭ型システムにおいて考えられた。このガードインターバルの間は、全ての受信情報が１つの同一シンボルから来ることを保証するために、情報は伝送されることはない。サブキャリア（sub-carriers）のコヒーレントな復調の場合には、チャネルに因る歪み（distortion）はその値を時間・周波数ネットワークのあらゆるポイントにおいて推定することによって補正される。
【０００９】
こうしたガードインターバルを導入することによりシンボル間干渉に関する問題は小さくなる。しかし、従来技術によるこのテクニックの欠点は、ガードインターバル期間中は有用な情報が全く伝送されないのでスペクトル効率が低いということである。
【００１０】
それ故に、本発明の目的のために、マルチキャリア信号に影響を及ぼすシンボル間干渉をガードインターバルを全く導入することなく減らすことが可能なテクニックを見出す試みが成された。
【００１１】
シンボル間及び／またはマルチプレックスのキャリア間の干渉現象をより明確に理解するために、マルチキャリア変調の主要特性について以下にまとめることにする。マルチキャリア変調は特にデジタル変調であり、すなわち伝送されるべき一片のデジタル信号から始めて電磁信号を生成するための方法である。こうした変調の革新性と利点は、それによって、信号に割り当てられた周波数帯域が複数のサブバンド（sub-bands）に再分割され、このときこの複数のサブバンドはその幅がチャネルのコヒーレンス帯域よりも小さくなるように選ばれ、サブバンド上においてシンボルの伝送所要時間の間はチャネルが一定であると考えられるようにした、ということにある。この所要時間の間に伝送されるべきデジタル情報は、
・変調速度を伝送スループットを変更することなく減少させ（すなわちシンボルの持続期間を増大させ）、
・複素乗数モデル（complex multiplier model）を参照して、各サブバンドでのチャネルの動き（action）の単純なモデルを作ることができるように、
それぞれのサブバンドに分配される。
【００１２】
受信側では、受信データを補正するための複雑でないシステム（推定チャネルによる複素割り算が実行される）によって、ディープ・フェージングが発生したキャリアを除いたキャリアのそれぞれで送信された情報を十分に再生することが可能となる。この場合において、情報を保護するための対策が採られない場合、これらのキャリアによって搬送されるデータは失われることになる。それ故にマルチキャリア・システムは、例えば誤り訂正コード及び／またはインタレーシングの適用といったデータのデジタル処理が電気信号の生成の前に行われる場合にのみ有用である。
【００１３】
現時点では、特に２つのタイプの直交マルチキャリア変調が知られている。それらは例えば仏国特許第２，７３３，８６９号に記述されており、以下にその特性をまとめることにする。
【００１４】
マルチキャリア変調における全てのキャリアはマルチプレックス（multiplex）を形成する。このマルチプレックスの各キャリアは、マルチキャリア変調を特徴付ける同一のプロトタイプ関数ｇ（ｔ）を使用して形成される。ν₀を２つの隣接するマルチプレックス・キャリアの間隔を表すために使用し、τ₀を２つの送信されたマルチキャリア・シンボルの間の時間間隔を表すために使用する。各瞬間ｎτ₀に送信された中央周波数がν_mのｍ番目のサブバンド上の信号は、
【数３】

である。ここでａ_m,nは、伝送されるべきデジタルデータを表す。低帯域（Ｍν₀のあたりに中心を有する）における送信信号の表現は次式で与えられる。
【数４】

【００１５】
簡単の為に、信号が偶数個の周波数サブバンドを有する場合を議論してきたことに注意する。当然ながら、より一般的には信号を次の形に書くことは可能である。
【数５】

【００１６】
或る従来的なテクニックによれば、値０のデジタルデータａ_m,nをスペクトルの端に導入することによって、上記総和に実際に使用される項数を変更して、例えば偶数個のキャリアに導くことが可能になることを思い起こしていただきたい。
【数６】

は、ｇ（ｔ）の「時間・周波数」についてトランスレートした関数（time-frequency translated functions）と称される。各サブキャリアによって伝送された情報を見出すには、関数ｇ（ｔ）と位相φ_m，_nを「時間・周波数」についてトランスレートした関数が可分となるように選ぶ必要がある。この可分性（separabillity）という特徴を保証するための十分条件は、これらのトランスレートした関数が、有限エネルギー関数の集合（数学的な意味でのヒルベルト空間）上で定義されるスカラー積の意味において直交性を満たすべきであるということである。
【００１７】
以下の２つのスカラー積が有限エネルギー関数の空間上で計算されることに注意する。
【数７】

【００１８】
従って、以下の２つのタイプのマルチキャリア変調が定義される。
・複素型マルチキャリア変調。このタイプの変調では、関数ｇ（ｔ）が複素スカラー積に関してそのトランスレートした関数が直交性を保証するように選ばれる。これは例えばＯＦＤＭ／ＱＡＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing / Quadrature Amplitude Modulation）とも称されるＯＦＤＭの場合に当てはまる。このタイプの変調では、φ_m，_n＝０かつデータａ_m,nは複素数（コンプレックス）である。
・実型マルチキャリア変調。このタイプの変調では、関数ｇ（ｔ）が実型の意味でそのトランスレートした関数が直交性を保証するように選ばれる。例えば、これはＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ、ＯＦＤＭ／ＯＭＳＫ（Offset Minimum Shift Keying）またはＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ／ＩＯＴＡ型変調の場合に当てはまる。このタイプの変調では、φ_m，_n＝（π/２）^*（ｍ＋ｎ）かつデータａ_m,nは実数（リアル）である。
【００１９】
これら２つのタイプの変調の特性から、議論される変調に関連して特に時間・周波数ネットワーク密度の点で著しい違いが生じる。
【００２０】
これらのマルチキャリア変調は、情報を高速で伝送するように設計されるので、それらのスペクトル効率はかなり高く、例えば（特にデジタルテレビジョンにおいて）４ビット／Ｈｚに達することを思い起こしていただきたい。誤り訂正エンコーダから出力されるビットの変調シンボルへの変換（マッピング（mapping））は、従ってＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）タイプである。
【００２１】
ＱＡＭコンステレーション（QAM constellation）から出力される複素変数は、従って使用されるマルチキャリア変調のタイプに応じて異なった伝送が成される。
【００２２】
つまり、複素型変調では、ＱＡＭコンステレイションから出力される複素データの実部と虚部はシンボル時間Ｔ_s毎に同時に伝送される。他方、実型変調の場合には、実部と虚部はシンボル時間の半分（Ｔ_s／２）だけ時間的にずらしてして伝送される（これはオフセットＱＡＭあるいはＯＱＡＭと呼ばれる）。
【００２３】
このため、或る特定の伝送帯域と或る与えられた数のサブキャリアに対して、同じスループットを運ぶための実型マルチキャリア・シンボルの伝送レートは複素型マルチキャリア・シンボルの伝送レートの２倍でなければならない。
【００２４】
さらに、これら２つの情報伝送方式は、関連する時間・周波数ネットワークの密度ｄ＝１／（ν₀τ₀）によって特徴付けられる。従って、実型マルチキャリア変調は密度ｄ＝２に対応し、他方、複素型マルチキャリア変調は密度ｄ＝１に対応する。
【００２５】
第一に実型マルチキャリア変調の、第二に複素型マルチキャリア変調のそれぞれ別個の特性により、伝送チャネルの推定を実行する際には異なった処理が必要とされる。実型マルチキャリア変調の場合には、本文書の残りの部分でも述べられるように、トランスレートした関数の実型の意味での直交性以外は利用できないので、チャネル推定プロセスはより難しくなる。この問題をより明確に理解するために、ここで既に述べたマルチキャリア変調に対して周知のチャネル推定テクニックを説明する。
【００２６】
ここに以下展開される理論では、マルチキャリア変調のパラメータは各ＯＦＤＭシンボル毎にチャネルがそれぞれのサブキャリア上で実質的に一定である（マルチプリケーション・チャネル（multiplication channel））と考えることができるように選ばれると仮定される。このときチャネルは推定されるべき複素係数Ｈ_m,n（ｍはサブキャリアのインデックス（添え字）で、ｎは議論されるＯＦＤＭシンボルのインデックスである）によってモデル化できる。
【００２７】
ＯＦＤＭにおいてチャネルを推定するための従来の或るテクニックでは、基準キャリア（reference carriers）が有用なキャリア・フローの中に、受信機に知られているポジションにおいて挿入される。受信の際、パイロット（pilots）と称されるこれらの基準キャリアによって運ばれる値が読み出され、そしてそれらからこれらの基準ポジション（reference positions）における複素チャネル利得を導出することは容易である。次に、伝送される時間・周波数ネットワークの全てのポイントでのチャネルの複素利得は基準ポジションにおける複素利得の計算値から導出される。
【００２８】
特に、ＯＦＤＭ／ＱＡＭの文脈において、散在するパイロット（scattered pilots）による推定の使用に基づく方法が議論された。パイロットは時間・周波数平面における規則的パタンに従って散在させられ、アンダーサンプル版のチャネルを測るために使用される。次のステップは、２次元的な補間を行って時間・周波数ネットワークにおける全てのポイントでチャネルの値を決定することである。例えば、この方法は、ＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting - DVB）規格；デジタル地上波テレビジョン（ＤＶＢ−Ｔ）、デジタル・ビデオ放送（ＤＶＢ）用のフレーミング構造、チャネル符号化（coding）及び変調（１９９７年３月公表のＥＴＳ３００−７４４）において使用され、６つのＯＦＤＭシンボル０乃至５が示された図１に示されている。それぞれのクロス記号（×）は基準キャリアを表し、それぞれのドット記号（・）は伝送されるべき有用なデータを表す。
【００２９】
本文書において提示される本発明は、散在パイロットによるチャネル推定方法と称されるこの方法に特に適用可能である。
【００３０】
ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ（オフセットＱＡＭ）タイプのマルチキャリア変調の場合には、トランスレートした関数の実型の意味における直交性以外は利用することができないので、チャネル推定プロセスはより難しくなる。或る与えられたサブ・キャリア上でチャネルの複素利得を推定するには、議論されるサブ・キャリア上で受信した信号の複素射影を行う必要がある。この場合、トランスレートした関数の実型の意味での直交性と、プロトタイプ関数がそれらが時間と周波数において最適に位置付けられるときでさえ時間軸及び周波数軸の少なくとも一方の上で無限に拡がるという事実は、理想チャネル上でさえキャリア間の（固有）干渉が存在することを意味している。
【００３１】
実型マルチキャリア変調の枠組みの中では、プロトタイプ関数のトランスレートした関数に基づく受信信号の射影の虚部はゼロではない。そのため、復調された信号に加わりチャネルが推定される前に補正されなければならない攪乱項（disturbance term）が現れる。それ故に、複素直交性のこの欠如を穴埋めして、従来技術によるこのテクニックの欠点を克服するための方法を考える必要がある。
【００３２】
【外１】

【００３３】
【外２】

【００３４】
式（ＩＩ）は、完璧に伝送された信号の複素射影がそれでもなおＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ変調に固有のシンボル間干渉ＩＳＩ（Inter-symbol interference）により影響されるという事実を示している。ＩＳＩは、時間的シンボル（temporal symbols）間及び／またはキャリア間干渉を含む。
【００３５】
伝送チャネルの推定を攪乱するこの固有のＩＳＩの存在は、従来技術によるこのテクニックの大きな欠点である。
【００３６】
特に、本発明の目的は、従来技術のこれらの欠点を克服することにある。
【００３７】
より正確に述べると本発明の目的の１つは、シンボル間及び／またはキャリア間の固有干渉をキャンセルするまたは少なくとも減少させるためのマルチキャリア変調のテクニックを提供することにある。
【００３８】
本発明のもう１つの目的は、実施するのに単純でコストがほとんどかからないマルチキャリア変調のテクニックを提供することにある。
【００３９】
本発明の更にもう１つの目的は、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭタイプのシステムに適合したマルチキャリア変調のテクニックを提供することにある。
【００４０】
本発明のもう１つの目的は、散在パイロットによるチャネル推定方法をＯＦＤＭ／ＯＱＡＭタイプの信号に適合させることができるマルチキャリア変調のテクニックを実現することである。
【００４１】
本発明のもう１つの目的は、従来技術において使用される方法よりも正確な、散在パイロットによるチャネル推定方法を実現するためのマルチキャリア変調のテクニックを提供することにある。
【００４２】
本発明の更にもう１つの目的は、送信されたマルチキャリア信号の受信、復調及び復号化を改善することができるマルチキャリア変調のテクニックを実現することにある。
【００４３】
これらの目的は、ここに以下説明される他の目的と共に、１セットのデータ要素によって形成される時間的に一連のシンボルから成るマルチキャリア信号によって達せられる。前記データ要素は、それぞれ当該信号のキャリア周波数を変調し、かつ該データ要素は、第一に当該信号を受信する少なくとも１つの受信機にその送信時の値が知られているパイロットと称される基準要素（reference elements）と、第二に前記受信機にはその送信時の値が予め知られていない情報提供データ要素（informative data elements）とを含み、前記キャリア周波数の１つは或る与えられた時点において前記データ要素の１つによって変調されキャリアと称される。
【００４４】
本発明においては、少なくとも１つの前記パイロットに影響を及ぼす少なくとも１つの干渉項を受信時に減らすために、少なくとも１つの拘束条件が少なくとも１つの前記情報提供データ要素の値に課されることを特徴とする。
【００４５】
つまり本発明は、マルチキャリア信号に影響を及ぼすシンボル間及び／またはキャリア間の固有干渉に特有な現象を減らすための完全に新規な創意あるアプローチに基づくものである。現時点では、特にＣＯＦＤＭ／ＱＡＭシステムに対して、この固有干渉に関係する問題を減らすために使用されるテクニックにおいては、有用な情報がその間は全く伝送されないガードインターバル（guard interval）を導入して、全ての受信データが同一のシンボルに属することを保証するようにしている。しかしながら、こうした解決策によれば、伝送することができる情報フローが減少する。それ故、本発明は、パイロットが散在するマルチキャリア変調において正しいチャネル推定をより困難にするＩＳＩ（シンボル間干渉）を減らすために伝送されることになっている１つまたは複数のデータ要素の値に１つまたは複数の拘束条件を課すことによって干渉現象を減らすための革新的なテクニックに基づく。
【００４６】
有利には、ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭタイプの信号が使用される。
【００４７】
その主な利点は、実型変調において、特に散在するパイロットによるチャネル推定を遂行するために、シンボル間及び／またはキャリア間の固有干渉を減らすことにある。既に述べたように、このチャネル推定プロセスは、トランスレートした関数の実型の意味での直交性以外は利用できないＯＦＤＭ／ＱＡＭタイプ信号にとってより困難である。それ故に特にこのタイプのマルチキャリア信号に対してチャネル推定の改良を試みることは有用である。
【００４８】
好ましくは、前記拘束条件の１つは、少なくとも１つのパイロットに対して、時間・周波数空間において該パイロットに直に隣接するキャリアに少なくとも部分的に起因する干渉項のキャンセレーションを表す。
【００４９】
つまり、或る与えられたパイロットを取り囲む第一リングに属するキャリアに起因して、言い換えると議論されるパイロットに直に隣接するキャリアに起因してこのパイロットに影響を及ぼす干渉は、第一に時間空間において、そして第二に周波数空間において、キャンセルされる。或るパイロットを取り囲んでおり第一リングのキャリアに直に隣接するキャリアから構成される第二リングに起因する干渉を、第一に時間空間において、そして第二に周波数空間において、キャンセルすることも可能である。一般的にはＮ＞２として、或る与えられたパイロットを取り囲む１乃至Ｎ番目のリングに起因するこのパイロットに影響を及ぼす干渉をキャンセルすることも可能である。
【００５０】
本発明の有利な特性の１つによれば、ｇを前記キャリアが直交するような所定のプロトタイプ関数とし、ａ_m，_nを前記データ要素を代表する実数とし、τ₀が前記シンボル１つの持続時間、ν₀が前記キャリア周波数の間隔で、互いに１／（ν₀τ₀）＝２の関係にあるとし、ｍとｎをそれぞれ、前記データ要素ａ_m，_nを搬送するキャリアの周波数空間と時間空間における位置を特定するインデックスとして、φ_m，_n＝（π／２）^*（ｍ＋ｎ）としたとき、このタイプのマルチキャリア信号は、
【数８】

の形を有する。
【００５１】
既に述べたように、従来的にゼロ値データ要素がスペクトルの端に導入される。従って、例えばゼロ値データ要素の数は、偶数個の有用なキャリアを実現するように選ぶことができる。
【００５２】
有利なテクニックによれば、Ａ_gを前記関数ｇのアンビギュイティ（anbiguity）関数とし、ｍ₀とｎ₀をその干渉項がキャンセルされることになっている前記パイロットのインデックスとして、
Ａ_g（０，ν₀）＝Ａ_g（０，−ν₀）＝α₁、
Ａ_g（τ₀，０）＝Ａ_g（−τ₀，０）＝α₂、
Ａ_g（τ₀，ν₀）＝Ａ_g（−τ₀，ν₀）
＝Ａ_g（−τ₀，−ν₀）＝Ａ_g（τ₀，−ν₀）＝β
と置いたとき、このタイプの信号は、
【数９】

という拘束条件を満足する。
【００５３】
アンビギュイティ関数の特性については補遺１を参照されたい。このタイプの拘束条件は或る与えられたパイロットを取り囲む第一リングに関連する干渉項をキャンセルすることもできる。
【００５４】
有利には、前記関数ｇは実関数かつアイソトロピックな偶パリティ関数である。
【００５５】
このとき以下の関係を確かめることができる。
Ａ_g（０，ν₀）＝Ａ_g（０，−ν₀）
Ａ_g（τ₀，０）＝Ａ_g（−τ₀，０）
Ａ_g（τ₀，ν₀）＝Ａ_g（−τ₀，ν₀）
＝Ａ_g（−τ₀，−ν₀）＝Ａ_g（τ₀，−ν₀）
【００５６】
有利には、前記関数ｇはイオタ（Iota）関数である。
【００５７】
【外３】

【００５８】
好ましくは、前記拘束条件は、前記パイロット（ｍ₀，ｎ₀）に隣接する前記キャリアから構成される少なくとも１つのリングを含む或る集合上の少なくとも１つの自由度を固定するための線形変換を使用して満足される。
【００５９】
好ましくは、前記拘束条件は、前記パイロット（ｍ₀，ｎ₀）に直に隣接する前記キャリアを含む或るリング上の或る自由度を固定するための線形変換を適用することによって満足される。
【００６０】
有利には、前記変換はユニタリ変換である。
【００６１】
この線形ユニタリ変換を使用すれば、エネルギー保存を実現して、固有干渉を減らしかつ／またはキャンセルする試みがその上でなされるリングを形成する異なったキャリアの間でエネルギーの大きな差異が生じることを防ぐことが可能となる。
【００６２】
本発明の有利な特性によれば、前記パイロットの各々に付随するエネルギーは或る１つの情報提供データ要素によって変調された前記キャリアの平均エネルギーを大きく上回る。
【００６３】
有用な情報を搬送するキャリアの平均エネルギーに応じてパイロットのエネルギーを引き上げることによって、パイロットは伝送チャネルの歪みに対してより良く保護される。これによりチャネル推定のクォリティが向上する。
【００６４】
好ましくは、前記パイロットは、時間・周波数空間において、２つの連続するパイロットが第一に時間空間において第二に周波数空間において少なくとも２つのキャリアによって隔てられた規則的パタンを形成する。
【００６５】
こうすることにより、時間空間または周波数空間において２つの連続するパイロットに付随する第一リングが重なり合わないこと、つまり、２つの別個のパイロットの第一リングに同時に属するキャリアは存在しないこと、が保証される。さらに、パイロットの規則的パタンを使用することは、時間・周波数空間における規則的に散らばった場所での伝送チャネル推定を取得する手段であって、時間・周波数ネットワーク全体にわたってチャネル推定を取得するために補間（interpolation）を使用することが容易になる。
【００６６】
本発明は、１セットのデータ要素によって形成される時間的に一連のシンボルから成るマルチキャリア信号を構成するための方法にも関係しているが、前記データ要素はそれぞれ当該信号のキャリア周波数を変調し、かつ該データ要素は、第一に当該信号を受信する少なくとも１つの受信機にその送信時の値が知られているパイロットと称される基準要素と、第二に前記受信機にはその送信時の値が予め知られていない情報提供データ要素とを含み、前記キャリア周波数の１つは或る与えられた時点において前記データ要素の１つによって変調されキャリアと称される。
【００６７】
本発明においては、少なくとも１つの前記パイロットに影響を及ぼす少なくとも１つの干渉項を受信時に減らすために、少なくとも１つの拘束条件が少なくとも１つの前記情報提供データ要素の値に課されることを特徴とする。
【００６８】
有利には、或る決まったパイロットに隣接する前記キャリアから構成される少なくとも１つのリングの集合に属する前記情報提供データ要素は、或る決まった干渉キャンセレーション行列と、その中の少なくとも１つの値が固定される１セットのソースとなる情報提供データ要素（source informative data elements）から構成される第２のベクトルとの積により得られる第１のベクトルを形成する。
【００６９】
つまり、マルチキャリア信号を構成するために情報提供データがフレームに入れられるときには、伝送されるべきデータ要素から構成されるベクトルと干渉キャンセレーション行列との積の形で線形変換が行われる。
【００７０】
好ましくは、前記干渉キャンセレーション行列はその係数の値が当該マルチキャリア信号に付随するプロトタイプ関数に依存するユニット行列であって、しかも少なくとも１つの前記ソースとなる情報提供データ要素はゼロに等しい。また、前記干渉キャンセレーション行列は対称直交行列であることがより好ましい。
【００７１】
このようして、エネルギー保存が保証される。ソースとなる情報提供データ要素の値は固定され、その他のデータ要素の値は対称直交行列の係数を通じて互いに関係する。
【００７２】
また本発明は、伝送チャネルの伝達関数の推定が使用される上記マルチキャリア信号を受信するための方法にも関係している。この方法は、前記伝達関数の少なくとも一部の係数の値を決定するステップを含み、その際に少なくとも一部の前記パイロットに対して前記基準要素の受信時の値を該基準要素の送信されるときに知られている値で割り算を実行して、前記伝送チャネルの良い推定を取得するようにすることを特徴とする。
【００７３】
受信時の基準要素の値を送信時の基準要素の値で割り算することによって、このマルチキャリア信号の特定の構造故に、従来技術による方法によって得ることが可能なものよりも正確な結果が得られ、パイロットに影響を及ぼす固有干渉をキャンセルしかつ／または減らすことが可能となる。
【００７４】
有利には、このタイプの受信方法は、時間・周波数空間全体にわたって前記チャネルの推定を取得するために前記係数を時間と周波数において補間するためのステップも含む。
【００７５】
受信時の基準要素の値を送信時において知られている基準要素の値で割り算することによって、時間・周波数ネットワークにおけるパイロットの位置に対応する基準場所のみにおけるチャネルの伝達関数の推定が得られる。そのため、このチャネル推定は、補間ステップを実行して時間・周波数ネットワーク全体を含むように拡張されなければならない。
【００７６】
有利な第１の変形態様によれば、前記補間ステップは、時間において補間するサブステップと、周波数において補間するサブステップとを含む。
【００７７】
これらの２つのサブステップは順に実行される。時間補間が最初に実行され、次いで周波数補間が実行される、あるいは逆に周波数補間が最初に実行され、次いで時間補間が実行される。
【００７８】
有利な第２の変形態様によれば、前記補間ステップでは、時間と周波数において同時に補間が実行される。
【００７９】
好ましくは、前記補間ステップではデジタル・フィルタリングのためのサブステップが適用される。
【００８０】
有利には、このタイプの受信方法では前記情報提供データ要素を復調及び／または復号化する際に前記拘束条件が考慮される。
【００８１】
有利なテクニックによれば、前記信号は上記構成方法に従って構成され、そして上記受信方法は、前記或る決まった干渉キャンセレーション行列の逆行列を前記第１のベクトルに対応する受信ベクトルに適用して前記ソースとなる情報提供データ要素を回収するためのステップも含む。
【００８２】
従ってこのタイプの操作は、信号がフレーム化されるときに実施される操作の逆の操作であって、それ故にその操作では、マルチキャリア信号が構成されたときにソースとなる情報提供データ要素に適用された変換の逆変換である線形変換が受信されたデータ要素に適用される。
【００８３】
本発明は前記したようなマルチキャリア信号用の受信機と送信機にも関係する。
【００８４】
本発明の他の特徴と利点は、例示的かつ非限定的な例として以下提供される本発明の好ましい実施態様を添付図面を参照しながら説明することにより、より明らかとなる。
【００８５】
本発明の一般原理は、特にＯＦＤＭ／ＯＱＡＭタイプのマルチキャリア信号の時間・周波数平面におけるパイロット（pilots）と称される一部の基準キャリアに関する第一リングに少なくとも起因する固有干渉のキャンセレーションに基づく。
【００８６】
以下、図１と図２を参照して、マルチキャリア信号の１セットの散在するパイロットにおける固有干渉を抑えるための実施の態様を説明する。
【００８７】
本文書の残りの部分では、特にＯＦＤＭ／ＯＱＡＭタイプ信号について記述される。記法を単純化するために、議論されるマルチプレックス・キャリアは全て変調されると仮定する。しかしそれとは対照的に１つ以上の実際的な実施の態様では、信号のデジタル生成に特有のスペクトル・フォールディング（spectral folding）が端部キャリアを劣化させるのを防止するためにサブ・サンプリング（subsampling）を使用することが必要な場合がある。このタイプのアンダー・サンプリング（under sampling）により信号の低域通過濾波（low pass filtering）が容易にもなる。
【００８８】
まず最初に、固有干渉についてのいくつかの概念を復習することから始めることにする。
【００８９】
アンビギュイティ関数（ ambiguity function ）
波形についてのアンビギュイティ関数の定義と特性は例えば仏国特許第２，７３３，８６９号に記述されている。念のために、この情報については本願の補遺１を参照されたい。しかしながら、関数ｘ（ｔ）のアンビギュイティ関数はここでは次のように表現できる。
【数１０】

【００９０】
アンビギュイティ関数のいくつかの特性をここに挙げる。
・関数ｘが偶関数の場合、そのアンビギュイティ関数は実関数である。
・関数ｘが実関数でもある場合、そのアンビギュイティ関数は周波数変数νに関して偶関数である。
・関数ｘがアイソトロピック（isotropic）でもある（つまりｘがそのフーリエ変換と同一である）場合、そのアンビギュイティ関数は時間変数τに関して偶関数である。
【００９１】
【外４】

【００９２】
サブキャリアの直交性
トランスレートした関数ｇ_m,n（ｔ）とｇ_m',n'（ｔ）の複素スカラー積は次式に等しい。
【数１１】

【００９３】
式（ＩＩＩ）を使用して、変数ｕ＝ｔ−（ｎ＋ｎ’）τ₀／２に変数変換すれば次の式が得られる。
【数１２】

結局、次式が成立する。
【数１３】

【００９４】
関数集合｛ｇ_m，_n（ｔ）｝が実型の意味で直交するための必要条件は、ｇ（ｔ）が偶関数かつＡ_g（２ｍν₀，２ｎτ₀）＝δ_m,0δ_n,0であるべきことである。
【００９５】
この場合、全ての整数の組（m,n）に対して、
【数１４】

【００９６】
ここでは以下、ｇ（ｔ）はこれらの前提（hypotheses）が満たされるようなものと仮定される。このことは特にｇ（ｔ）がイオタ関数であるときに当てはまる。
【００９７】
理想（ ideal ）チャネルの固有干渉（ＩＳＩ）
理想チャネルにおいて、調査対象のキャリア（ｍ₀，ｎ₀）における時間・周波数ネットワークのその他のキャリアに因る干渉は、式（ＩＩ）の項Ｉ_m0,n0によって表される。
【数１５】

【００９８】
ｇ（ｔ）が時間及び周波数において強度に局在化している（strongly localized）という性質が仮定されると、この干渉において重大な役割を果たす項はキャリア（ｍ₀，ｎ₀）に直に隣接するキャリアに起因するものである。図２にはこれらのキャリアが概略的に示されており、それらは調査対象のキャリアに関係する「第一リング（first ring）」と称されるものを構成する。
【００９９】
時間空間におけるポジションがｎ₀によって表され、かつ周波数空間におけるポジションがｍ₀によって表されたキャリア２０を議論する。このタイプのキャリア２０はパイロットに対応する。つまりそれは送信時の値が受信機に知られているデータ要素を搬送する。キャリア２１乃至２８はキャリア２０に直に隣接しており、このパイロットの第一リングを形成する。それらはインデックスｎ₀−１とｎ₀＋１を有するＯＦＤＭシンボルに属し、かつインデックスｍ₀、ｍ₀−１とｍ₀＋１のキャリア周波数に対応する。
【０１００】
第一リングを代表する干渉項、すなわちキャリア２１乃至２８に因る干渉項はＣ_m0,n0で表され、時間・周波数ネットワークのその他のキャリアに因る干渉項はＤ_m0，_n0で表される。
【０１０１】
【外５】

【０１０２】
値ａ_m，_nは｛−√ｅ，＋√ｅ｝区間内にあるＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）シンボルであると仮定する。ここでｅはそれぞれのキャリアで運ばれるエネルギーを表す。当然のことながら、値ａ_m，_nは他のどんな性質のシンボルであってもよいが、簡単のためにここでは値ａ_m，_nが単に２つの区別可能な値の内の１つに等しい特定の態様のみを考えることにする。当然のことながら、本発明は、値ａ_m，_nが複数の異なった値（例えば４つの異なった値）の内の１つでよい場合にも適用可能である。ｇ（ｔ）がイオタ関数である場合には、パイロットが（ｍ₀，ｎ₀）に唯１つ存在する場合に次のことを示すことができる。
【数１６】

【０１０３】
この結果は、フレーム内にいくつかのパイロットが散在してそれらが有用なキャリアと同じエネルギーを持つ場合に、有効で有り続ける。パイロットのエネルギーが有用なキャリアのエネルギーより大きい場合、１８．６ｄＢの値は（エネルギー比とパイロットの挿入パタンに応じて）わずかに変更される。この例示的実施態様の残りの部分の目的は、この「第一リング」に因るＩＳＩを減らす試みをすることにある。
【０１０４】
ｇ（ｔ）の特性（実関数、偶関数、そしてアイソトロピック関数）は以下の関係を意味する。
Ａ_g（０，ν₀）＝Ａ_g（０，−ν₀）（＝α₁）
Ａ_g（τ₀，０）＝Ａ_g（−τ₀，０）（＝α₂）
Ａ_g（τ₀，ν₀）＝Ａ_g（−τ₀，ν₀）
＝Ａ_g（−τ₀，−ν₀）＝Ａ_g（τ₀，−ν₀）（＝β）
【０１０５】
Ｃ_m0,n0をキャンセルするために満たされるべきより一般的な必要十分条件は次式で与えられる。
【数１７】

【０１０６】
一部のプロトタイプ関数、特にイオタ関数では、α₁は常にα₂に等しいことに注意する。
【０１０７】
実際的なチャネルの固有干渉（ＩＳＩ）
実際的なチャネル（realistic channel）の場合においては、本文書で先に使用されたチャネルの動き（action）のモデリングについての記法を適用することによって、キャリア（ｍ₀，ｎ₀）に固有な干渉ＩＳＩ（inter-symbol interference）は次式のように書ける。
【数１８】

【０１０８】
この実際的な場合における第一リングに因る固有のＩＢＳは次式に等しい。
【数１９】

【０１０９】
このチャネルがこの第一リング上で一定であると仮定すると、このＩＳＢをキャンセルことが単純になる。この結果は次式で与えられる。
【数２０】

以上のことから、次式が成立する。
【数２１】

【０１１０】
この仮定は、実際には、変調パラメータの適切な値を選ぶことによって満足され、その仮定の下では、理想の場合と同じように同じ項（Ｃ_m0,n0）をキャンセルすることができる。
【０１１１】
第一リングに因るＩＳＩのキャンセレーション
本文書の以下の部分では、Ｑを散在するパイロットのパタンの時間間隔とした場合、伝送チャネルはＱ個のシンボルに渡って時間についてほぼ不変であると仮定する。
【０１１２】
キャリア（ｍ₀，ｎ₀）に関係する第一リングに起因するＩＳＩをキャンセルするために必要なすべては式（Ｖ）を満足することである。これはこのリング上の或る自由度を固定することによって実現され、（８個の代わりに）７個の有用な情報要素に相当するものが運ばれるようにする。直接的な方法として、例えばａ_m0-1，_n0-1を、議論しているリングの他の７個の要素の関数として表現するように決定することが考えられる。しかしながら、このタイプの操作によれば、このキャリアとその他の７個の要素との間にエネルギーの大きな差異が生じる可能性がある。このため、この現象を緩和してエネルギー保存を実現するために独自の線形変換が実施される。
【０１１３】
式（Ｖ）は時間に依存するので、この変換はパイロットが偶シンボルまたは奇シンボルのいずれに置かれるかによって異なることとなる。以下、偶シンボル（言い換えると、議論されるパイロットの時間空間におけるポジションを特徴付けるインデックスｎ₀は偶である）に対して変換の一例を紹介する。
【数２２】

この式の行列Ｍ₀は次式で与えられる。
【数２３】

ここでｅ₆はゼロに等しいと仮定される。ｅ₀、ｅ₁、ｅ₂、ｅ₃、ｅ₄、ｅ₅、ｅ₇は｛−√ｅ，＋√ｅ｝に値を採る。ここでｅは各キャリアで伝送されるシンボルのエネルギーを表す。
【０１１４】
奇シンボル（言い換えると、議論されるパイロットの時間空間におけるポジションを特徴付けるインデックスｎ₀は奇である）については、例えば次の変換が与えられる。
【数２４】

この式の行列Ｍ₀は次式で与えられる。
【数２５】

ここでｅ₆はゼロに等しいと仮定される。
【０１１５】
エネルギー保存を実現する好ましい実施態様では、行列Ｍ₀とＭ₁は対称直交行列となるように選ばれる。
【０１１６】
スペクトル効率の点から、この方法ではパイロット毎に２つの実数値（パイロットそれ自体によって運ばれるデータ要素と第一リングの専用キャリア（dedicated carrier）によって運ばれるデータ要素）が固定されるが、このことはパイロットの複素数値（すなわち、パイロットの実部と虚部に対応する２つの実数値）が固定される従来のＯＦＤＭ／ＱＡＭシステム（例えばＤＶＢ−Ｔ規格に準拠する）で行われることに相当する。
【０１１７】
チャネル推定
各パイロットで受信される値は、既知の送信値で単純に割り算することによって係数Ｈ_n,kを見出すために使用することができる。このときこれらのパイロットにおける固有干渉は減らされるので、これらの係数は良いチャネル推定を与える。
【０１１８】
有用な情報を搬送するキャリアの平均エネルギーに応じたこれらのパイロットのエネルギーは、これらのパイロットのチャネル歪み（channel distorsions）に対するより良い保護を実現するように引き上げることができる。
【０１１９】
時間・周波数ネットワークにおける全てのキャリアについてのチャネル推定は、パイロット・キャリア上の異なるチャネル推定の間を時間と周波数について補間することによって成すことができる。例えば、この補間はまず時間について行い、その後に周波数について行うことができ、あるいは時間と周波数について同時に行うこともできる。
【０１２０】
フレーミング
ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭ変調に基づく放送または伝送システムにおいて、上述した特定のチャネル推定に基づくフレーミングは、
・図１に示されているような規則的パタンに従って有用なキャリア内に散在するパイロットを含む。つまり例えば、図１の例から、パイロットのポジションは或る一つのシンボルから次のシンボルまで移動するように周波数空間において３ステップだけ右にオフセットされることがわかる。
【０１２１】
シャノンの定理（Shannon's theorem）は次のことを主張している。
・２つのパイロットの間の時間間隔の逆数はチャネルのスペクトル的な拡がり、つまり最大ドップラー周波数の２倍、よりも大きい。
・２つのパイロットの間の周波数間隔の逆数はチャネル応答の時間的な拡がり、つまり最大有効遅延時間（平均持続時間は、例えば従来の伝搬測定によって知られると仮定される）、よりも大きい。
【０１２２】
これらのパイロットにおいては、第一リングに因る固有干渉ＩＳＩのキャンセレーションの手続きが上述したように適用される。
【０１２３】
これらのパイロットは、必要とあらば、
・有用な情報を搬送するキャリアと、
・適用可能な場合には、例えば同期の回復といった他の受信操作に供されるキャリアと、
によって押し上げ（boost）られることもある。
【０１２４】
補遺１ アンビギュイティ関数
１．定義
関数ｘ（ｔ）とそのフーリエ変換Ｘ（ｆ）を議論する。それに時間積と周波数積を付随させることができる。これらはそれぞれ以下のように定義される。
γ_x（ｔ，τ）＝ｘ（ｔ＋τ／２）ｘ^*（ｔ−τ／２）
Γ_x（ｆ，ν）＝Ｘ（ｆ＋ν／２）Ｘ^*（ｆ−ν／２）
【０１２５】
ｘのWigner-Ville変換とアンビギュイティ関数は次式で与えられる。
【数２６】

【０１２６】
【外６】

【数２７】

【０１２７】
【外７】

【０１２８】
３． アンビギュイティ関数とフーリエ変換
アンビギュイティ関数の定義は次のように書くことができる。
【数２８】

【０１２９】
４． アンビギュイティ関数と周波数・時間並進（トランスレーション）
任意のプロトタイプ関数ｘ（ｔ）のトランスレートした関数（translated function）を議論する。すなわち、
【数２９】

【０１３０】
付随するアンビギュイティ関数は次のように書くことができる。
【数３０】

あるいはｕ＝ｔ−τ_kとすれば、
【数３１】

【０１３１】
５． 直交性とアンビギュイティ関数
一般の場合
同じ関数ｘ（ｔ）の２つのトランスレートした関数を議論する。すなわち、
【数３２】

【０１３２】
これら２つの関数のスカラー積は次のように書くことができる。
【数３３】

あるいはｕ＝ｔ−（τ_k＋τ_k'）／２とすれば、
【数３４】

【図面の簡単な説明】
【図１】 ＣＯＦＤＭ・ＤＶＢ−Ｔフレームにパイロットが分布した場合の本発明による信号生成の実施の一態様を示した図である。
【図２】 図１に提示されたような信号に対して固有干渉を抑える試みが成される或る与えられたキャリアに関係する第一リングを示した図である。

Claims (25)

1. １セットのデータ要素によって形成された時間的に一連のシンボルから成るマルチキャリア信号を送信するための方法であって、前記データ要素はそれぞれ当該マルチキャリア信号のキャリア周波数を変調し、かつ該データ要素は、第一に当該信号を受信する少なくとも１つの受信機にその送信時の値が知られているパイロットと称される基準要素を含むとともに、第二に前記受信機にはその送信時の値が予め知られていない情報提供データ要素を含み、前記キャリア周波数の１つは或る与えられた時点において前記データ要素の１つによって変調されキャリアと称される送信方法において、
   前記パイロットの少なくとも１つについて、
   時間周波数空間の前記パイロットに近接し且つ前記情報提供データ要素の１つによってそれぞれが変調される１セットのキャリアを決定するステップと、
   前記１セットのキャリアのキャリアを変調する前記情報提供データ要素の少なくとも１つの値に、少なくとも１つの拘束条件を、前記１セットのキャリアのキャリアを変調する他の情報提供データ要素の関数として課すステップと、
   を含む、ことを特徴とするマルチキャリア信号の送信方法。
2. 前記マルチキャリア信号はＯＦＤＭ／ＯＱＡＭタイプの信号である、ことを特徴とする請求項１に記載のマルチキャリア信号の送信方法。
3. 前記拘束条件の１つは、少なくとも１つのパイロットに対して、時間・周波数空間において該パイロットに直に隣接するキャリアに少なくとも部分的に起因する干渉項のキャンセレーションを表す、ことを特徴とする請求項１または２に記載のマルチキャリア信号の送信方法。
4. ｇを前記キャリアが直交するような所定のプロトタイプ関数とし、ａ_m,nを前記データ要素を代表する実数とし、τ₀が前記シンボル１つの持続時間、ν₀が前記キャリア周波数の間隔で、互いに１／（ν₀τ₀）＝２の関係にあるとし、ｍとｎをそれぞれ、前記データ要素ａ_m,nを搬送するキャリアの周波数空間と時間空間における位置を特定するインデックスとして、φ_m,n＝（π／２）*（ｍ＋ｎ）としたとき、前記マルチキャリア信号は
   

   

   の形を有する、ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のマルチキャリア信号の送信方法。
5. Ａ_gを前記関数ｇのアンビギュイティ関数とし、ｍ₀とｎ₀をその干渉項がキャンセルされることになっている前記パイロットのインデックスとして、
   Ａ_g（０，ν₀）＝Ａ_g（０，−ν₀）＝α₁、
   Ａ_g（τ₀，０）＝Ａ_g（−τ₀，０）＝α₂、
   Ａ_g（τ₀，ν₀）＝Ａ_g（−τ₀，ν₀）
   ＝Ａ_g（−τ₀，−ν₀）＝Ａ_g（τ₀，−ν₀）＝β
   と置いたとき、前記マルチキャリア信号は
   

   

   という拘束条件を満足する、ことを特徴とする請求項４に記載のマルチキャリア信号の送信方法。
6. 前記関数ｇは、実関数かつアイソトロピックな偶パリティ関数である、ことを特徴とする請求項４または５に記載のマルチキャリア信号の送信方法。
7. 前記関数ｇはイオタ（Iota）関数である、ことを特徴とする請求項４乃至６のいずれかに記載のマルチキャリア信号の送信方法。
8. 前記拘束条件は、前記パイロット（ｍ₀，ｎ₀）に隣接する前記キャリアから構成される少なくとも１つのリングを含む或る集合上の少なくとも１つの自由度を固定するための線形変換を使用して満足される、ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載のマルチキャリア信号の送信方法。
9. 前記拘束条件は、前記パイロット（ｍ₀，ｎ₀）に直に隣接する前記キャリアを含む或るリング上の或る自由度を固定するための線形変換を適用することによって満足される、ことを特徴とする請求項５乃至８のいずれかに記載のマルチキャリア信号の送信方法。
10. 前記線形変換はユニタリ変換である、ことを特徴とする請求項８または９に記載のマルチキャリア信号の送信方法。
11. 前記パイロットの各々に付随するエネルギーは或る１つの情報提供データ要素によって変調された前記キャリアの平均エネルギーを大きく上回る、ことを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載のマルチキャリア信号の送信方法。
12. 前記パイロットは、時間・周波数空間において、２つの連続するパイロットが第一に時間空間において第二に周波数空間において少なくとも２つのキャリアによって隔てられた規則的パタンを形成している、ことを特徴とする請求項１乃至１１のいずれかに記載のマルチキャリア信号の送信方法。
13. １セットのデータ要素によって形成される時間的に一連のシンボルから成るマルチキャリア信号を構成するための方法であって、前記データ要素はそれぞれ当該マルチキャリア信号のキャリア周波数を変調し、かつ該データ要素は、第一に当該信号を受信する少なくとも１つの受信機にその送信時の値が知られているパイロットと称される基準要素を含むとともに、第二に前記受信機にはその送信時の値が予め知られていない情報提供データ要素を含み、前記キャリア周波数の１つは或る与えられた時点において前記データ要素の１つによって変調されキャリアと称されるマルチキャリア信号の構成方法において、
    前記パイロットの少なくとも１つについて、
    時間周波数空間の前記パイロットに近接し且つ前記情報提供データ要素の１つによってそれぞれが変調される１セットのキャリアを決定するステップと、
    前記１セットのキャリアのキャリアを変調する前記情報提供データ要素の少なくとも１つの値に、少なくとも１つの拘束条件を、前記１セットのキャリアのキャリアを変調する他の情報提供データ要素の関数として課すステップと、
    を含む、ことを特徴とするマルチキャリア信号の構成方法。
14. 或る決まったパイロットに隣接する前記キャリアから構成される少なくとも１つのリングの集合に属する前記情報提供データ要素は、或る決まった干渉キャンセレーション行列と、その中の少なくとも１つの値が固定される１セットのソースとなる情報提供データ要素から構成される第２のベクトルとの積により得られる第１のベクトルを形成する、ことを特徴とする請求項１３に記載のマルチキャリア信号の構成方法。
15. 前記干渉キャンセレーション行列はその係数の値が当該マルチキャリア信号に付随するプロトタイプ関数に依存するユニット行列であって、しかも少なくとも１つの前記ソースとなる情報提供データ要素はゼロに等しい、ことを特徴とする請求項１４に記載のマルチキャリア信号の構成方法。
16. 前記干渉キャンセレーション行列は対称直交行列である、ことを特徴とする請求項１５に記載のマルチキャリア信号の構成方法。
17. 伝送チャネルの伝達関数の推定が使用される請求項１乃至１２のいずれかに記載されたマルチキャリア信号を受信するための方法において、前記伝達関数の少なくとも一部の係数の値を決定するステップを含み、その際に少なくとも一部の前記パイロットに対して前記基準要素の受信時の値を該基準要素の送信されるときに知られている値で割り算を実行して、前記伝送チャネルの良い推定を取得するようにした、ことを特徴とするマルチキャリア信号の受信方法。
18. 時間・周波数空間全体にわたって前記チャネルの推定を取得するために前記係数を時間と周波数において補間するためのステップを含む、ことを特徴とする請求項１７に記載のマルチキャリア信号の受信方法。
19. 前記補間ステップは、時間において補間するサブステップと、周波数において補間するサブステップとを含む、ことを特徴とする請求項１８に記載のマルチキャリア信号の受信方法。
20. 前記補間ステップでは、時間と周波数において同時に補間が実行される、ことを特徴とする請求項１８に記載のマルチキャリア信号の受信方法。
21. 前記補間ステップではデジタル・フィルタリングのためのサブステップが適用される、ことを特徴とする請求項１８乃至２０のいずれかに記載のマルチキャリア信号の受信方法。
22. 前記情報提供データ要素を復調及び／または復号化する際に前記拘束条件が考慮される、ことを特徴とする請求項１７乃至２１のいずれかに記載のマルチキャリア信号の受信方法。
23. 請求項１４に記載された方法に従って構成されたマルチキャリア信号を受信するための請求項１７乃至２２のいずれかに記載された受信方法において、前記或る決まった干渉キャンセレーション行列の逆行列を前記第１のベクトルに対応する受信ベクトルに適用して前記ソースとなる情報提供データ要素を回収するためのステップも含む、ことを特徴とするマルチキャリア信号の受信方法。
24. 請求項１乃至１２のいずれかに記載されたマルチキャリア信号の受信機。
25. 請求項１乃至１２のいずれかに記載されたマルチキャリア信号の送信機。

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