JP5076730B2 - Phase detector - Google Patents
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Description
本発明は、太陽光発電装置や燃料電池発電装置などの直流電力を単相交流電力に変換し、単相交流電力系統に連系させて負荷に電力を供給する単相系統連系インバータ装置の系統電圧位相の検出に好適な位相検出装置に関する。 The present invention relates to a single-phase grid-connected inverter device that converts DC power, such as a solar power generation device or a fuel cell power generation device, into single-phase AC power and links the single-phase AC power system to supply power to a load. The present invention relates to a phase detection device suitable for detecting a system voltage phase.
インバータ装置を含む典型的な単相電力系統は、図1に示すように複数のインバータ装置即ち第1及び第2のインバータ装置2,2´を含む。第1のインバータ装置2の第1及び第2の直流入力端子1a、1bは、太陽電池、燃料電池、蓄電池等から成る第1の直流電源1に接続されている。第1のインバータ装置2の第1及び第2交流出力端子2a、2bは抵抗(R),インダクタンス(L),キャパシタンス(C)を有する負荷4に接続され、且つ回路遮断器5を介して単相交流電力系統3に接続されている。従って、第1の直流電源1と第1のインバータ装置2とから成る第1の分散化電源と単相交流電力系統3とが連系して負荷4に電力を供給する。なお、図1では、第1の直流電源1及び第1のインバータ装置2とから成る第1の分散化電源の他に、第1の直流電源1及び第1のインバータ装置2と同様に構成された第2の直流電源1´及び第2のインバータ装置2´とから成る第2の分散化電源が設けられており、第2のインバータ装置2´も負荷4に接続されている。即ち、第1及び第2のインバータ装置2、2´は並列接続されている。第2の分散化電源の構成及び機能は第1の分散化電源と実質的に同じであるので、その説明を省略する。また、以下の説明では第1の直流電源1及び第1のインバータ装置2を単に直流電源1、インバータ装置2と呼ぶことにする。
A typical single-phase power system including an inverter device includes a plurality of inverter devices, that is, first and
インバータ装置2は、直流―交流変換回路即ちインバータ回路6、リアクトルLo及びコンデンサCoから成るフィルタ回路、制御回路7、電圧検出ライン8、電流検出器CT、及び単独運転阻止用の回路遮断器9を有する。
The
負荷4の保守点検時には、原則として回路遮断器5,9をオフにする。もし、一方の回路遮断器5がオフであっても他方の回路遮断器9がオンに保たれていれば、単独運転になり、既に説明したように負荷4の保守点検者に危険を及ぼす。このため、回路遮断器9の手動によるオフ操作が忘れられたとしても、単独運転検出手段(図示せず)で単独運転を検出し、インバータ装置2から負荷4への電力供給が停止することが必要になる。一般に単独運転検出手段は制御回路7の中に設けられ、電圧検出ライン8の検出電圧の位相に基づいて単独運転を検出する。また、インバータ装置2においては、一般的に電力系統の力率が1になるようにインバータスイッチが制御され、この力率制御のためにも系統電圧位相が必要になる。従って、系統電圧位相の正確且つ容易な検出が要求されている。このため、制御回路7は位相検出装置7aを内蔵している。
When the
図2に従来の単相電力系統の位相検出装置が示されている。この位相検出装置は、電力系統における交流電圧vα=Vpcosθsを検出する電圧検出手段10と、電圧検出手段10から得られた交流電圧vαの90度遅れ信号vβ´を作成する90度遅れ回路13aと、電圧検出手段10から得られた交流電圧vαと90度遅れ回路13aから得られた90度遅れ信号vβ´とを位相検出信号出力ライン19の検出位相θdを用いて回転座標変換して、交流電圧vαの位相と検出位相θdとの位相差vqを出力する位相差検出手段14aと、位相差検出手段14aから得られた位相差vqを示す信号を増幅して補償角周波数ωcを得る補償角周波数作成手段15と、基準角周波数ωbを発生する基準角周波数発生手段16と、補償角周波数ωcと基準角周波数ωbとに基づいて検出角周波数ωdを作成する検出角周波数作成手段17と、検出角周波数ωdを積分して検出位相θdを出力する積分手段18と、積分手段18に接続された位相検出信号出力ライン19とから成る。
FIG. 2 shows a conventional phase detector for a single-phase power system. This phase detection device creates a voltage detection means 10 for detecting an AC voltage v α = V p cos θs in the power system and a 90-degree delayed signal v β ′ of the AC voltage v α obtained from the voltage detection means 10 90. Using the detection phase θ d of the phase detection
位相差検出手段14aは、周知のα−β/d−q座標変換手段からなり、静止座標の入力信号としての交流電圧vαとこの90度遅れ信号vβ´とを検出位相θdを用いて回転座標変換して、d軸成分電圧vdとq軸成分電圧vqとの内の一方のq軸成分電圧vqを位相差を示す信号として出力するものである。補償角周波数作成手段15は、PI(比例積分)手段から成り、位相差vqを示す信号を増幅して補償角周波数ωc(rad/sec)を得るものである。基準周波数発生手段16は基準角周波数ωb(rad/sec)を発生する。検出角周波数作成手段17は、例えば加算器からなり、補償角周波数ωcと基準角周波数ωbとを加算して検出角周波数ωd(rad/sec)を作成する。1/sで示されている積分手段18は検出角周波数ωdを積分して検出位相θdを位相検出信号出力ライン19に出力する。
The phase difference detection means 14a is composed of a well-known α-β / dq coordinate conversion means, and uses an AC voltage v α as an input signal of stationary coordinates and the 90-degree delayed signal v β ′ as a detection phase θ d . rotating coordinate transformation Te, and outputs one of the q-axis component voltage v q of the d-axis component voltage v d and the q-axis component voltage v q as a signal indicating the phase difference. Compensation angular frequency creation means 15 comprises PI (proportional integration) means, and amplifies a signal indicating phase difference v q to obtain compensation angular frequency ω c (rad / sec). The reference frequency generating means 16 generates a reference angular frequency ω b (rad / sec). The detection angular frequency creation means 17 is composed of, for example, an adder, and creates the detection angular frequency ω d (rad / sec) by adding the compensation angular frequency ω c and the reference angular frequency ω b . The integration means 18 indicated by 1 / s integrates the detection angular frequency ω d and outputs the detection phase θ d to the phase detection
90度遅れ回路13aは、例えば次の(1)(2)(3)のいずれか1つで形成される。
(1)半導体メモリを使用し、半導体メモリに電圧検出手段10の出力(交流電圧Vα)を読み込み、90度遅で読み出し、90度遅れ信号Vβ´を得る回路。
(2)微分器を使用し、微分器で電圧検出手段10の出力(交流電圧vα)を微分して90度遅れ信号vβ´を得る回路。
(3)フィルタを使用し、フィルタに電圧検出手段10の出力(交流電圧Vα)を通すことによって90度遅れ信号vβ´を得る回路。
The 90-
(1) A circuit that uses a semiconductor memory, reads the output (AC voltage V α ) of the voltage detection means 10 into the semiconductor memory, reads it with a 90 ° delay, and obtains a 90 ° delayed signal V β ′.
(2) A circuit that uses a differentiator and differentiates the output (AC voltage v α ) of the voltage detecting means 10 with the differentiator to obtain a 90-degree delayed signal v β ′.
(3) A circuit that uses a filter and obtains a 90-degree delayed signal v β ′ by passing the output of the voltage detection means 10 (AC voltage V α ) through the filter.
ところで、90度遅れ回路13aを上記(1)に示すように半導体メモリを用いて構成した場合には、精度良い位相検出を行うために半導体メモリの容量を大きくすること、ハイスペックなCPU及びメモリを用意することが必要になる。また、交流電圧に周波数変動が発生した場合に90度遅れ成分を作成することが困難となる。
90度遅れ回路13aを上記(2)に示すように微分器を用いて構成した場合には、ノイズ誤動作する可能性が大きい。また、周波数変動が発生した場合、検出電圧と位相遅れ成分に振幅差が発生する。
90度遅れ回路13aを上記(3)に示すようにフィルタを用いて構成した場合には、周波数変動が発生した時に90度遅れ成分は90度位相差ではなくなり、振幅誤差も発生する。
By the way, when the 90-
When the 90-
When the 90-
従来の別な位相検出装置が特開平10−295073号公報(特許文献1)に開示されている。この特許文献1の位相検出装置では、位相検出のための入力交流電圧に振幅変動が発生した場合に振幅誤差を補償して位相を検出する。しかし、この特許文献1の位相検出装置では、振幅誤差を検出電圧(交流電圧)の絶対値から求めているので、振幅誤差が振動成分となり、且つ補償ゲインを高くする必要がある。従って、位相検出における制御性が悪く、ノイズに対しても弱い系になる可能性がある。
従って、本発明が解決しようとする課題は、交流電圧の振幅、位相、周波数が変動した場合においても速やかに位相を検出できる制御性のよい方式が要求されていることであり、本発明の目的は上記要求に応えることができる位相検出装置を提供することにある。 Therefore, the problem to be solved by the present invention is that there is a demand for a controllable system capable of quickly detecting the phase even when the amplitude, phase and frequency of the AC voltage fluctuate. Is to provide a phase detector capable of meeting the above requirements.
次に上記課題を解決し、上記目的を達成するための本発明を、実施例を示す図面の符号を参照して説明する。ただし、特許請求の範囲及びここでの参照符号は本発明の理解を助けるためのものであり、本発明を限定するものではない。
本発明の電力系統における交流電圧の位相を検出する位相検出装置は、電力系統における交流電圧(vα=Vpcosθs)を検出する電圧検出手段(10)とPLL位相検出部(11)と電圧振幅補償部(12)と仮想β軸電圧作成部(13)と位相検出信号出力ライン(19)とを有し、
前記PLL位相検出部(11)は、前記電圧検出手段(10)から得られた前記交流電圧(v α )と後記乗算手段(27)から得られた前記交流電圧(v α )よりも90度遅れの仮想β軸電圧(v β )とを前記位相検出信号出力ライン(19)の検出位相(θ d )を用いて回転座標変換して、前記交流電圧(v α )の位相と前記検出位相(θ d )との位相差(v q )を出力し且つ前記交流電圧(v α )と前記仮想β軸電圧(v β )との振幅誤差(v d )を出力する位相差及び振幅誤差検出手段(14)と、前記位相差及び振幅誤差検出手段(14)から得られた前記位相差(v q )を示す信号を増幅して補償角周波数(ω c )を得る補償角周波数作成手段(15)と、基準角周波数(ω b )を発生する基準角周波数発生手段(16)と、前記補償角周波数(ω c )と前記基準角周波数(ω b )とに基づいて検出角周波数(ω d )を作成する検出角周波数作成手段(17)と、前記検出角周波数(ω d )を積分して検出位相(θ d )を前記位相検出信号出力ライン(19)に出力する積分手段(18)とから成り、
前記電圧振幅補償部(12)は、前記位相差及び振幅誤差検出手段(14)から得られた前記位相差(v q )を示す信号に含まれる交流成分(v qβ )及び振幅誤差(v d )を示す信号に含まれる交流成分(v dα )を抽出する交流成分抽出手段(20)と、前記位相検出信号出力ライン(19)の前記検出位相(θ d )に対して逆位相の2倍を示す逆位相2倍信号を作成する逆位相2倍信号作成手段(21)と、前記交流成分抽出手段(20)から得られた2つの交流成分(v qβ 、v dα )を前記逆位相2倍信号作成手段(21)から得られた前記逆位相2倍信号を用いて逆回転座標変換して直流振幅誤差(v d2 )を検出する直流振幅誤差検出手段(22)と、前記直流振幅誤差検出手段(22)から得られた前記直流振幅誤差(v d2 )を増幅して補償電圧(V c )を得る補償電圧作成手段(23)と、基準電圧(K v )を発生する基準電圧発生手段(24)と、前記補償電圧(V c )と前記基準電圧(K v )とに基づいて検出振幅(V q )を作成する検出振幅作成手段(25)とから成り、
前記仮想β軸電圧作成部(13)は、前記位相検出信号出力ライン(19)の前記検出位相(θd)を位相角とする正弦波信号(sinθd)を作成する正弦波信号作成手段(26)と、前記検出振幅作成手段(25)から得られた前記検出振幅(Vq)と前記正弦波信号作成手段(26)から得られた前記正弦波信号(sinθd)とを乗算して前記電圧検出手段(10)から得られた前記交流電圧(Vα)よりも90度遅れの仮想β軸電圧(vβ)を出力する乗算手段(27)とから成る。
Next, the present invention for solving the above-described problems and achieving the above-described object will be described with reference to the reference numerals of the drawings showing embodiments. It should be noted, however, that the claims and the reference signs used herein are intended to assist the understanding of the present invention and are not intended to limit the present invention.
The phase detection device for detecting the phase of the AC voltage in the power system of the present invention includes a voltage detection means (10), a PLL phase detection unit (11), and a voltage that detect an AC voltage (v α = V p cos θs) in the power system. An amplitude compensator (12), a virtual β-axis voltage generator (13), and a phase detection signal output line (19);
The PLL phase detector (11) is 90 degrees from the AC voltage (v α ) obtained from the voltage detector (10) and the AC voltage (v α ) obtained from the multiplier (27) described later. The delayed virtual β-axis voltage (v β ) is subjected to rotational coordinate conversion using the detection phase (θ d ) of the phase detection signal output line (19), and the phase of the AC voltage (v α ) and the detection phase Phase difference and amplitude error detection that outputs a phase difference (v q ) from (θ d ) and an amplitude error (v d ) between the AC voltage (v α ) and the virtual β-axis voltage (v β ) Compensation angular frequency generating means ( amplifying a signal indicating the phase difference (v q ) obtained from the means (14) and the phase difference and amplitude error detection means (14) to obtain a compensation angular frequency (ω c ) 15), the reference angular frequency generating means for generating a reference angular frequency (omega b) and (16), wherein Integration 償角frequency (omega c) and said reference angular frequency (omega b) and the detected angular frequency generating means for generating a detection angular frequency (omega d) on the basis of (17), the detected angular frequency (omega d) And integrating means (18) for outputting the detection phase (θ d ) to the phase detection signal output line (19) ,
The voltage amplitude compensator (12) includes an AC component (v qβ ) and an amplitude error (v d ) included in the signal indicating the phase difference (v q ) obtained from the phase difference and amplitude error detector (14). AC component extraction means (20) for extracting an AC component (v dα ) included in the signal indicating ), and twice the phase opposite to the detected phase (θ d ) of the phase detection signal output line (19) and antiphase twice signal creating means for creating an anti-phase double signal indicating (21), two AC components above obtained from the AC component extracting means (20) (v Q [beta], v d [alpha]) the
The virtual β-axis voltage generator (13) is a sine wave signal generator (sin θ d ) that generates a sine wave signal (sin θ d ) having the detected phase (θ d ) of the phase detection signal output line (19) as a phase angle. 26), the detected amplitude (V q ) obtained from the detected amplitude creating means (25) and the sine wave signal (sin θ d ) obtained from the sine wave signal creating means (26) And multiplication means (27) for outputting a virtual β-axis voltage (v β ) delayed by 90 degrees from the AC voltage (V α ) obtained from the voltage detection means (10).
本発明によれば、位相差及び振幅誤差検出手段(14)における回転座標変換によって、交流電圧(vα)の位相と検出位相(θd)との位相差(vq)及び交流電圧(vα)と仮想β軸電圧(vβ)との振幅誤差(vd)を求め、これに基づいて検出位相(θd)、検出振幅(Vq)及び交流電圧(Vα)よりも90度遅れの仮想β軸電圧(vβ)を求めるので、交流電圧の振幅、位相、周波数が変動した場合においても速やかに位相を検出でき且つ制御性がよい位相検出装置を提供することができる。 According to the present invention, the phase difference (v q ) between the phase of the AC voltage (v α ) and the detected phase (θ d ) and the AC voltage (v The amplitude error (v d ) between α ) and the virtual β-axis voltage (v β ) is obtained, and based on this, the detected phase (θ d ), detected amplitude (V q ), and AC voltage (V α ) are 90 degrees. Since the delayed virtual β-axis voltage (v β ) is obtained, it is possible to provide a phase detector that can detect the phase quickly and has good controllability even when the amplitude, phase, and frequency of the AC voltage fluctuate.
次に、図3を参照して本発明の実施形態を説明する。なお、図3において図2と共通する部分に図2と同一の参照符号が付されている。 Next, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In FIG. 3, the same reference numerals as those in FIG.
図3に示す本発明の実施例1に従う位相検出装置は、図1の位相検出装置7aとして使用することができるものであり、大別して電圧検出手段10と、回転座標変換手段を使用して検出位相θdを作成するPLL位相検出部11と、PLL位相検出部11の信号を使用して交流電圧のピ−ク値の推定値に相当する検出振幅Vqを作成する電圧振幅補償部12と、交流電圧vα=Vpcosθsと90度の位相差を有し且つ検出振幅Vqをピ−ク値とする仮想β軸電圧vβ=Vqsinθdを作成する仮想β軸電圧作成部13とから成る。
The phase detection apparatus according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 3 can be used as the
電圧検出手段10は図1の電圧検出ライン8に相当するものに接続され、電力系統における交流電圧vα=Vpcosθsを検出する。
The voltage detection means 10 is connected to the one corresponding to the
PLL位相検出部11は、位相差及び振幅誤差検出手段14と、補償角周波数作成手段15と、基準角周波数発生手段16と、検出角周波数作成手段17と、積分手段18と、位相検出信号出力ライン19とから成り、検出位相θdを出力する。次に、PLL位相検出部11の各部を詳しく説明する。
The
位相差及び振幅誤差検出手段14はα−β/d−q回転座標変換手段(演算手段)から成り、電圧検出手段10に接続され第1の入力端子と、仮想β軸電圧作成部13の乗算手段27に接続された第2の入力端子と、位相検出信号出力ライン19に接続された位相信号入力端子と、第1及び第2の出力端子14a、14bとを有し、電圧検出手段10から得られた交流電圧vαと乗算手段27から得られた交流電圧vαよりも90度遅れの仮想β軸電圧vβとを位相検出信号出力ライン19の検出位相θdを用いて回転座標変換して、交流電圧vαと仮想β軸電圧vβとの振幅誤差vdを演算によって求めて第1の出力端子14aに出力し、交流電圧vαの位相と検出位相θdとの位相差vqを演算によって求めて第2の出力端子14bに出力する。位相差及び振幅誤差検出手段14の入出関係は次の式(1)に示す通りである。
The phase difference and amplitude error detection means 14 is composed of α-β / dq rotation coordinate conversion means (calculation means), which is connected to the voltage detection means 10 and multiplied by the first input terminal and the virtual β-
位相差及び振幅誤差検出手段14の第2の出力端子14bに接続された補償角周波数作成手段15は比例積分手段(PI回路)から成り、位相差及び振幅誤差検出手段14から得られた位相差v qを示す信号を増幅して補償角周波数ωc(rad/sec)を出力する。 Compensation angular frequency generation means 15 connected to the second output terminal 14 b of the phase difference and amplitude error detection means 14 is composed of proportional integration means (PI circuit), and the phase difference obtained from the phase difference and amplitude error detection means 14. A signal indicating v q is amplified to output a compensation angular frequency ω c (rad / sec).
基準角周波数発生手段16は電力系統の交流電圧の基準角周波数ωb(rad/sec)を発生する。検出角周波数作成手段17は加算手段から成り、補償角周波数作成手段15と基準角周波数発生手段16とに接続され、基準角周波数ωbに補償角周波数ωcを加算して検出角周波数ωd(rad/sec)を作成する。なお、補償角周波数作成手段15と基準角周波数発生手段16とのいずれか1つの極性を変えて検出角周波数作成手段17を減算手段で構成することもできる。 The reference angular frequency generation means 16 generates a reference angular frequency ω b (rad / sec) of the AC voltage of the power system. The detection angular frequency creation means 17 comprises addition means, and is connected to the compensation angular frequency creation means 15 and the reference angular frequency generation means 16, and adds the compensation angular frequency ω c to the reference angular frequency ω b to detect the detection angular frequency ω d. Create (rad / sec). Note that the detection angular frequency generation means 17 may be configured by a subtraction means by changing the polarity of any one of the compensation angular frequency generation means 15 and the reference angular frequency generation means 16.
検出角周波数作成手段17に接続された積分手段18は、検出角周波数ωdを積分して検出位相θd(rad)を位相検出信号出力ライン19に出力する。検出位相θd(rad)は単独運転検出、及びインバータ装置にける力率制御等に使用される。
The
電圧振幅補償部12は、交流成分抽出手段20と、逆位相2倍信号作成手段21と、直流振幅誤差検出手段22と、補償電圧作成手段23と、基準電圧発生手段24と、検出振幅作成手段25とから成り、検出振幅Vqを出力する。次に、電圧振幅補償部12の各部を詳しく説明する。
Voltage
交流成分抽出手段20はv d 、v q に含まれる交流成分を抽出するフィルタ手段(HPF)から成り、位相差及び振幅誤差検出手段14の第1及び第2の出力端子14a、14bに接続された第1及び第2の入力端子20a、20bと、振幅誤差v dを示す信号に含まれる交流成分vdα を出力する第1の出力端子20cと、位相差vqを示す信号に含まれる交流成分vqβ を出力する第2の出力端子20dとを有し、位相差及び振幅誤差検出手段14から得られた振幅誤差vdを示す信号に含まれる交流成分vdα 及び位相差vqを示す信号に含まれる交流成分vqβ を抽出する。2つの交流成分vdα 及びvqβ は、位相差及び振幅誤差検出手段14に入力する交流電圧(検出電圧)vαと仮想β軸電圧vβとの振幅誤差ΔVに関係して変化する。今、交流電圧(検出電圧)vαの位相θsと検出位相θdとが等しく、交流電圧(検出電圧)vαと仮想β軸電圧vβとの間に振幅誤差ΔVがあると仮定し、それぞれを次の式(A)で表す。
AC component Extraction means 20 v d, an AC component included in v q consist filter means (HPF) that to extract the first and
θdを用いて回転座標変換すると、位相差及び振幅誤差検出手段14の第1及び第2の出力端子14a、14bの振幅誤差vdと位相差vqとを次の式(2)で示すことができる。従って、交流成分抽出手段20の出力を次の式(3)で示すことができる。これ等の式(2)(3)から明らかなように振幅誤差ΔVがあると、位相差及び振幅誤差検出手段14から得られる振幅誤差vd、及び交流成分抽出手段20から得られる2つの交流成分vdα 及びvqβ に、検出電圧即ち交流電圧vα に対して逆位相の2倍の周波数の振動成分が含まれる。従って、交流成分抽出手段20は検出電圧即ち交流電圧vα に対して逆位相の2倍の周波数の振動成分を検出している。
When rotating coordinate conversion is performed using θ d , the amplitude error v d and the phase difference v q of the first and
位相検出信号出力ライン19に接続された2倍信号作成手段21は、検出位相θd に対して逆位相の2倍を示す逆位相2倍信号(―2×θd)を作成する。
The double signal creating means 21 connected to the phase detection
直流振幅誤差検出手段22は、α−β/d−q回転座標変換手段(演算手段)から成り、交流成分抽出手段20の第1及び第2の出力端子20c、20dに接続された第1及び第2の入力端子と、逆位相2倍信号作成手段21に接続された位相信号入力端子と、d軸成分を出力する端子とを有し、交流成分抽出手段20から得られた2倍の振動成分から成る2つの交流成分vqβ 、vdα を逆位相2倍信号作成手段21から得られた逆位相2倍信号(―2×θd)を用いて逆回転座標変換して、制御性の良い直流量として直流振幅誤差vd2を検出する。この直流振幅誤差検出手段22における逆回転座標変換は次の式(4)で行われる。直流振幅誤差検出手段22からはq軸成分が取り出されず、d軸成分のみが取り出されので、直流振幅誤差検出手段22から得られる直流量の振幅誤差vd2は次の式(5)で示される。
DC amplitude error detection means 22 is made α-β / d-q rotational coordinate transformation means (calculating means), first and
直流振幅誤差検出手段22に接続された補償電圧作成手段23は、直流振幅誤差検出手段22から得られた直流振幅誤差vd2を増幅して補償電圧Vcを得るための増幅手段から成る。
The compensation voltage creating means 23 connected to the DC amplitude
基準電圧発生手段24は、固定の基準電圧Kv即ち電力系統の交流電圧の定格値(実効値)を発生する。基準電圧発生手段24と補償電圧作成手段23とに接続された検出振幅作成手段25は加算手段から成り、補償電圧Vcと基準電圧Kvとを加算して検出振幅Vqを作成する。この検出振幅Vqは系統電圧のピーク値Vpの推定値を示す。なお、補償電圧Vcと基準電圧Kvとのいずれか1つの極性を変えて検出振幅作成手段25を減算手段で構成することもできる。
The reference voltage generating means 24 generates a fixed reference voltage K v, that is, a rated value (effective value) of the AC voltage of the power system. The detection amplitude creating means 25 connected to the reference voltage generating means 24 and the compensation
仮想β軸電圧作成部13はフィードバック部と呼ぶこともできるものであり、正弦波信号作成手段26と乗算手段27とから成る。位相検出信号出力ライン19に接続された正弦波信号作成手段26は検出位相θdに基づいて正弦波信号sinθdを作成する。乗算手段27は、検出振幅作成手段25と正弦波信号作成手段26とに接続され、検出振幅作成手段25から得られた検出振幅Vqと正弦波信号作成手段26から得られた正弦波信号sinθdとを乗算して仮想β軸電圧vβ=Vqsinθdを出力する。仮想β軸電圧Vβは電圧検出手段10から得られた検出電圧即ち交流電圧Vαよりも90度遅れの信号であり、β軸信号として位相差及び振幅誤差検出手段14に送られる。
The virtual β-axis
本実施例の位相検出装置は次の効果を有する。
(1)直流振幅誤差検出手段22としてα−β/d−q回転座標変換手段(演算手段)を用いて制御性の良い直流量の振幅誤差vd2を求め、これを使用して補償電圧Vcを決定し、この補償電圧Vcと基準電圧Kvとに基づいて検出振幅Vqを作成する。しかる後、この検出振幅Vqを使用して位相差及び振幅誤差検出手段14が要求する仮想β軸電圧vβを作成する。従って、制御性及び耐ノイズが良い位相検出装置を提供することができる。
(2)検出振幅Vqと検出位相θdとに基づいて仮想β軸電圧vβを容易に作成することができる。
(3)検出位相θdと位相差及び振幅誤差検出手段14との出力とに基づいて検出振幅Vqを容易に作成することができる。
The phase detector of the present embodiment has the following effects.
(1) Using the α-β / dq rotating coordinate conversion means (calculation means) as the DC amplitude error detection means 22, the DC error amplitude error v d2 with good controllability is obtained and used to obtain the compensation voltage V c is determined, and a detection amplitude V q is created based on the compensation voltage V c and the reference voltage K v . Thereafter, a virtual β-axis voltage v β required by the phase difference and amplitude error detecting means 14 is created using the detected amplitude V q . Therefore, it is possible to provide a phase detection device with good controllability and noise resistance.
(2) The virtual β-axis voltage v β can be easily created based on the detected amplitude V q and the detected phase θ d .
(3) The detection amplitude V q can be easily created based on the detection phase θ d and the output of the phase difference and amplitude error detection means 14.
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
(1) 図3の各手段をディジタル回路で構成することができる。
(2) 図3において複数の手段を一体化することができる。
(3) 図3の位相検出装置を、図1以外の回路にも使用可能である。
The present invention is not limited to the above-described embodiments, and for example, the following modifications are possible.
(1) Each means in FIG. 3 can be constituted by a digital circuit.
(2) In FIG. 3, a plurality of means can be integrated.
(3) The phase detector of FIG. 3 can be used for circuits other than FIG.
10 電圧検出手段
11 PLL位相検出部
12 電圧振幅補償部
13 仮想β軸電圧作成部
14 位相差及び振幅誤差検出手段
DESCRIPTION OF
Claims (1)
電力系統における交流電圧(vα=Vpcosθs)を検出する電圧検出手段(10)とPLL位相検出部(11)と電圧振幅補償部(12)と仮想β軸電圧作成部(13)と位相検出信号出力ライン(19)とを有し、
前記PLL位相検出部(11)は、前記電圧検出手段(10)から得られた前記交流電圧(v α )と後記乗算手段(27)から得られた前記交流電圧(v α )よりも90度遅れの仮想β軸電圧(v β )とを前記位相検出信号出力ライン(19)の検出位相(θ d )を用いて回転座標変換して、前記交流電圧(v α )の位相と前記検出位相(θ d )との位相差(v q )を出力し且つ前記交流電圧(v α )と前記仮想β軸電圧(v β )との振幅誤差(v d )を出力する位相差及び振幅誤差検出手段(14)と、前記位相差及び振幅誤差検出手段(14)から得られた前記位相差(v q )を示す信号を増幅して補償角周波数(ω c )を得る補償角周波数作成手段(15)と、基準角周波数(ω b )を発生する基準角周波数発生手段(16)と、前記補償角周波数(ω c )と前記基準角周波数(ω b )とに基づいて検出角周波数(ω d )を作成する検出角周波数作成手段(17)と、前記検出角周波数(ω d )を積分して検出位相(θ d )を前記位相検出信号出力ライン(19)に出力する積分手段(18)とから成り、
前記電圧振幅補償部(12)は、前記位相差及び振幅誤差検出手段(14)から得られた前記位相差(v q )を示す信号に含まれる交流成分(v qβ )及び振幅誤差(v d )を示す信号に含まれる交流成分(v dα )を抽出する交流成分抽出手段(20)と、前記位相検出信号出力ライン(19)の前記検出位相(θ d )に対して逆位相の2倍を示す逆位相2倍信号を作成する逆位相2倍信号作成手段(21)と、前記交流成分抽出手段(20)から得られた2つの交流成分(v qβ 、v dα )を前記逆位相2倍信号作成手段(21)から得られた前記逆位相2倍信号を用いて逆回転座標変換して直流振幅誤差(v d2 )を検出する直流振幅誤差検出手段(22)と、前記直流振幅誤差検出手段(22)から得られた前記直流振幅誤差(v d2 )を増幅して補償電圧(V c )を得る補償電圧作成手段(23)と、基準電圧(K v )を発生する基準電圧発生手段(24)と、前記補償電圧(V c )と前記基準電圧(K v )とに基づいて検出振幅(V q )を作成する検出振幅作成手段(25)とから成り、
前記仮想β軸電圧作成部(13)は、前記位相検出信号出力ライン(19)の前記検出位相(θ d )を位相角とする正弦波信号(sinθ d )を作成する正弦波信号作成手段(26)と、前記検出振幅作成手段(25)から得られた前記検出振幅(V q )と前記正弦波信号作成手段(26)から得られた前記正弦波信号(sinθ d )とを乗算して前記電圧検出手段(10)から得られた前記交流電圧(V α )よりも90度遅れの仮想β軸電圧(v β )を出力する乗算手段(27)とから成ることを特徴とする位相検出装置。 A phase detection device for detecting the phase of an AC voltage in a power system,
Voltage detection means (10) for detecting AC voltage (v α = V p cos θs) in the power system, PLL phase detection unit (11), voltage amplitude compensation unit (12), virtual β-axis voltage generation unit (13) and phase A detection signal output line (19),
The PLL phase detector (11) is 90 degrees from the AC voltage (v α ) obtained from the voltage detector (10) and the AC voltage (v α ) obtained from the multiplier (27) described later. The delayed virtual β-axis voltage (v β ) is subjected to rotational coordinate conversion using the detection phase (θ d ) of the phase detection signal output line (19), and the phase of the AC voltage (v α ) and the detection phase Phase difference and amplitude error detection that outputs a phase difference (v q ) from (θ d ) and an amplitude error (v d ) between the AC voltage (v α ) and the virtual β-axis voltage (v β ) Compensation angular frequency generating means ( amplifying a signal indicating the phase difference (v q ) obtained from the means (14) and the phase difference and amplitude error detection means (14) to obtain a compensation angular frequency (ω c ) 15), the reference angular frequency generating means for generating a reference angular frequency (omega b) and (16), wherein Integration 償角frequency (omega c) and said reference angular frequency (omega b) and the detected angular frequency generating means for generating a detection angular frequency (omega d) on the basis of (17), the detected angular frequency (omega d) And integrating means (18) for outputting the detection phase (θ d ) to the phase detection signal output line (19) ,
The voltage amplitude compensator (12) includes an AC component (v qβ ) and an amplitude error (v d ) included in the signal indicating the phase difference (v q ) obtained from the phase difference and amplitude error detector (14). AC component extraction means (20) for extracting an AC component (v dα ) included in the signal indicating ), and twice the phase opposite to the detected phase (θ d ) of the phase detection signal output line (19) and antiphase twice signal creating means for creating an anti-phase double signal indicating (21), two AC components above obtained from the AC component extracting means (20) (v Q [beta], v d [alpha]) the reverse phase 2 DC amplitude error detecting means (22) for detecting a DC amplitude error (v d2 ) by performing reverse rotation coordinate conversion using the antiphase double signal obtained from the double signal generating means (21 ), and the DC amplitude error obtained from the detecting means (22) said DC amplitude error and (v d2) Width compensation voltage compensating voltage generating means for obtaining (V c) (23), the reference voltage (K v) reference voltage generating means for generating (24), said compensation voltage (V c) and said reference voltage ( K v ) and detection amplitude generation means (25) for generating detection amplitude (V q ) based on
The virtual β-axis voltage generator (13) is a sine wave signal generator (sin θ d ) that generates a sine wave signal (sin θ d ) having the detected phase (θ d ) of the phase detection signal output line (19 ) as a phase angle. 26), the detected amplitude (V q ) obtained from the detected amplitude creating means (25) and the sine wave signal (sin θ d ) obtained from the sine wave signal creating means (26) Phase detection means comprising: multiplication means (27) for outputting a virtual β-axis voltage (v β ) delayed by 90 degrees from the AC voltage (V α ) obtained from the voltage detection means (10). apparatus.
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