JP5056106B2

JP5056106B2 - Inverter control device for motor drive and equipment using the device

Info

Publication number: JP5056106B2
Application number: JP2007080942A
Authority: JP
Inventors: 英夫松城
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2007-03-27
Filing date: 2007-03-27
Publication date: 2012-10-24
Anticipated expiration: 2027-03-27
Also published as: JP2008245398A

Description

本発明は、インバータ回路を備えた誘導モータ、直流ブラシレスモータのベクトル制御インバータ装置に関するものである。 The present invention relates to a vector control inverter device for an induction motor and a DC brushless motor provided with an inverter circuit.

永久磁石回転子と固定子巻線とを備えた直流ブラシレスモータは、メンテナンスの容易さから空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機等に使用されている。 A DC brushless motor including a permanent magnet rotor and a stator winding is used in an air conditioner, a refrigerator, an electric washing machine, and the like because of ease of maintenance.

直流ブラシレスモータの駆動制御では、回転子の磁極位置と通電すべき固定子巻線の位置とを適切に関係付けることが必要であるが、空気調和機等のコンプレッサ用モータでは回転子の磁極位置検出に関してホール素子等の回転子位置検出センサを用いることができない。 In DC brushless motor drive control, it is necessary to properly associate the rotor magnetic pole position with the position of the stator winding to be energized. In compressor motors such as air conditioners, the rotor magnetic pole position For detection, a rotor position detection sensor such as a Hall element cannot be used.

そこで、回転子磁極との相互作用で固定子巻線に誘起される逆起電圧を利用して該回転子の磁極位置を検出する方法や、モータ相電流や印加電圧を検出しながら予め判明している直流ブラシレスモータの固定子巻線抵抗値やインダクタンス値を併用して磁極位置を推定する方法が採用されている。 Therefore, the method of detecting the magnetic pole position of the rotor using the counter electromotive voltage induced in the stator winding due to the interaction with the rotor magnetic pole, or detecting the motor phase current and applied voltage in advance. A method of estimating a magnetic pole position by using together a stator winding resistance value and an inductance value of a direct current brushless motor is employed.

しかし、いずれの方法においても、回転子が回転した際に固定子巻線に誘起される逆起電圧を利用したり演算で用いたりするため、モータが停止している場合には、上記の方法では回転子磁極位置を検出できない。 However, in any method, the counter electromotive voltage induced in the stator winding when the rotor rotates or is used in calculation. Thus, the rotor magnetic pole position cannot be detected.

そのため、直流ブラシレスモータの起動時には、回転子の磁極位置を定位置に移動保持する位置決め制御を行い、転流を開始し、徐々に転流間隔を短くする同期運転を行い、逆起電圧が位置検出に十分必要な程度発生した時点でセンサレス位置検出を基にした駆動モードへの移行を行う方法が従来技術で用いられている。 Therefore, when starting the DC brushless motor, positioning control is performed to move and hold the rotor magnetic pole position at a fixed position, commutation is started, synchronous operation is performed to gradually shorten the commutation interval, and the back electromotive force voltage is A method of making a transition to a drive mode based on sensorless position detection at a time point that is sufficiently necessary for detection is used in the prior art.

この方法については、起動時の負荷トルクが常に一定であれば、予め設定した所定の印加電圧とタイミングで、確実に起動できるが、コンプレッサ用モータや電気洗濯機用モータでは起動時の負荷トルクが不明な場合が多く、起動時の転流間隔が短い場合や印加電圧が小さい場合に負荷トルクが大きければ、モータ出力トルクの不足により起動できない場合がある。 With this method, if the load torque at start-up is always constant, the start-up can be performed reliably at a predetermined application voltage and timing set in advance. However, the load torque at start-up is low for compressor motors and electric washing machine motors. If the load torque is large when the commutation interval at start-up is short or the applied voltage is small, the start-up may not be possible due to a shortage of motor output torque.

逆に、転流間隔が長い場合や印加電圧が大きい場合に負荷トルクが小さければ、モータ電流が大きくなり、過電流になりやすく、最悪の場合には、インバータやモータを損傷する。つまり、従来技術の低周波起動方法では、同期運転時に回転子位置と無関係に転流が行われるため、負荷トルク不明の場合、良好な起動が難しい。 On the other hand, if the load torque is small when the commutation interval is long or the applied voltage is large, the motor current becomes large and is likely to be overcurrent. In the worst case, the inverter and the motor are damaged. That is, in the conventional low-frequency startup method, commutation is performed regardless of the rotor position during synchronous operation, and thus it is difficult to start up well when the load torque is unknown.

この点を改良した制御として、起動電圧を制御する方法が知られている。例えば、特許文献１では、起動電圧を調整する電圧調整手段と、起動時の起動失敗を検出する検出手段と、起動失敗の回数をカウントするカウンタと、起動失敗ごとに電圧調整手段を備え、起動電圧を所定電圧ずつ順次アップさせて再起動すると共に、起動失敗が所定回数に達したとき異常停止させるようになっている。
特開平１０−２６７４３２号公報 As a control that improves this point, a method of controlling the starting voltage is known. For example, Patent Document 1 includes a voltage adjustment unit that adjusts a startup voltage, a detection unit that detects a startup failure at startup, a counter that counts the number of startup failures, and a voltage adjustment unit for each startup failure. The voltage is sequentially increased by a predetermined voltage and restarted, and when the startup failure reaches a predetermined number of times, the system is abnormally stopped.
JP-A-10-267432

しかしながら、従来の制御方法では、起動失敗毎に起動電圧を順次増加させ再起動を行っているため、起動失敗回数分の時間的ロスが発生し、回転速度を早く立上げる必要のある製品への適応が困難であった。 However, in the conventional control method, the start-up voltage is sequentially increased for each start-up failure, and restart is performed. Therefore, a time loss corresponding to the number of start-up failures occurs, and the product that needs to increase the rotation speed quickly is required. Adaptation was difficult.

本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、空気調和機等に広く採用されている直流ブラシレスモータを起動時の負荷トルクが不明な場合でも確実且つ迅速に起動させるモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。 The present invention solves such a conventional problem, and an inverter for driving a motor that reliably and quickly starts a DC brushless motor widely used in an air conditioner or the like even when the load torque at the time of starting is unknown. An object is to provide a control device.

上記課題を解決するために、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータとモータの相電流を検出する相電流検出部とインバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、制御演算部には、モータの回転中における回転子の位相を推定するモータ位相推定部と、モータが停止状態から回転状態に移行した際に、相電流検出部により得られる相電流ピーク値が時間経過によって増大していく場合に、モータ位相推定部で導出される回転子の位相を補正する起動推定位相補正部とを設けたものである。 In order to solve the above problems, an inverter control apparatus for driving a motor according to the present invention includes a rectifier circuit that receives an AC power supply, an inverter that converts DC power to AC power, a phase current detection that detects a phase current of the motor and the motor. And a control calculation unit for controlling the operation of the inverter, the control calculation unit includes a motor phase estimation unit for estimating the phase of the rotor during rotation of the motor, and when the motor shifts from the stop state to the rotation state. In addition, when the phase current peak value obtained by the phase current detector increases with time, a startup estimation phase correction unit that corrects the rotor phase derived by the motor phase estimation unit is provided. is there.

本発明によれば、負荷トルクが不明で起動直後における回転子の推定位相が正確でなく、相電流の振幅値が収束せずに増大していくような場合でも、回転子の推定位相を即座に補正することでセンサレス位置検出を基にした駆動モードへスムーズに移行させることができ、その結果、空気調和機など製品筐体が大きく振動しながら起動するというようなことを防止できるという効果を奏する。 According to the present invention, even when the estimated torque of the rotor is not accurate immediately after startup because the load torque is unknown and the amplitude value of the phase current increases without converging, the estimated phase of the rotor is immediately set. By making the correction, the drive mode based on the sensorless position detection can be smoothly shifted, and as a result, it is possible to prevent the product casing such as an air conditioner from starting up with large vibrations. Play.

第１の発明は、交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータと前記モータの相電流を検出する相電流検出部と前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記制御演算部には、前記モータの回転中における回転子の位相を推定するモータ位相推定部と、前記モータが停止状態から回転状態に移行した際に、前記相電流検出部により得られる相電流ピーク値が時間経過によって増大していく場合に、前記モータ位相推定部で導出される回転子の位相を補正する起動推定位相補正部とを設けたものである。 A first invention includes a rectifier circuit that receives an AC power supply, an inverter that converts DC power into AC power, a motor, a phase current detector that detects a phase current of the motor, and a control arithmetic unit that controls the operation of the inverter The control calculation unit includes a motor phase estimation unit that estimates a phase of a rotor during rotation of the motor, and a phase current detection unit that detects when the motor shifts from a stop state to a rotation state. When the obtained phase current peak value increases with the passage of time, a startup estimation phase correction unit that corrects the phase of the rotor derived by the motor phase estimation unit is provided.

これにより、起動直後における回転子の推定位相が正確でなく、相電流の振幅値が増大していくような場合でも、回転子の推定位相を即座に補正することで確実且つ迅速なセンサレス位置検出を基にした駆動モードへの移行が可能となる。 As a result, even if the estimated phase of the rotor immediately after start-up is not accurate and the amplitude value of the phase current increases, reliable and quick sensorless position detection is achieved by immediately correcting the estimated phase of the rotor It becomes possible to shift to the drive mode based on the above.

第２の発明は、交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータと前記モータの相電流を検出する相電流検出部と前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記制御演算部には、前記モータの高速運転時に弱め磁束制御を行うための電流位相を設定する電流位相設定部と、前記モータが停止状態から回転状態に移行した際に、前記相電流検出部により得られる相電流ピーク値が時間経過によって増大していく場合に、前記電流位相設定部で決定される電流位相を補正する起動電流位相補正部とを設けたものである。 A second invention includes a rectifier circuit that receives an AC power supply, an inverter that converts DC power into AC power, a motor, a phase current detector that detects a phase current of the motor, and a control arithmetic unit that controls the operation of the inverter The control calculation unit includes a current phase setting unit that sets a current phase for performing flux-weakening control during high-speed operation of the motor, and when the motor shifts from a stopped state to a rotating state, When the phase current peak value obtained by the phase current detection unit increases with time, a startup current phase correction unit is provided that corrects the current phase determined by the current phase setting unit.

これにより、起動直後における回転子の推定位相が正確でなく、相電流の振幅値が増大していくような場合でも、電流位相の設定値を即座に補正することで確実且つ迅速なセンサレス位置検出を基にした駆動モードへの移行が可能となる。 As a result, even if the estimated phase of the rotor immediately after start-up is not accurate and the amplitude value of the phase current increases, the current phase setting value is immediately corrected to ensure reliable and rapid sensorless position detection. It becomes possible to shift to the drive mode based on the above.

第３の発明は、特に、第１または第２の発明において、前記整流回路が、ダイオードブ
リッジと前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続されるリアクタとで構成され、前記インバータの母線間にコンデンサが設けられ、前記リアクタと前記コンデンサとの共振周波数が交流電源周波数の４０倍よりも大きいというものである。 According to a third invention, in particular, in the first or second invention, the rectifier circuit includes a diode bridge and a reactor connected to an AC input side or a DC output side of the diode bridge, and the bus of the inverter A capacitor is provided between them, and the resonance frequency between the reactor and the capacitor is greater than 40 times the AC power supply frequency.

これにより、電源電流の高調波成分を抑制し、ＩＥＣ規格をクリアすることが可能となる。 Thereby, the harmonic component of the power supply current can be suppressed and the IEC standard can be cleared.

第４の発明は、モータを有し、第１から第３の発明のいずれか１つのモータ駆動用インバータ制御装置を用いて前記モータを駆動するものである。これにより、良好なモータ駆動を行う空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器などの機器を実現することができる。 A fourth invention has a motor and drives the motor by using any one of the motor drive inverter control devices of the first to third inventions. Thereby, apparatuses, such as an air conditioner which performs favorable motor drive, a refrigerator, an electric washing machine, an electric dryer, a vacuum cleaner, a blower, and a heat pump water heater, are realizable.

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図である。 (Embodiment 1)
FIG. 1 is a system configuration diagram of an inverter control apparatus for driving a motor, showing a first embodiment of the present invention.

図１に示されるように、ダイオードブリッジ７は、交流電源１からの交流電力を直流電力に変換する。リアクタ１１はダイオードブリッジ７の直流出力側に接続される。コンデンサ１２は直流母線間に接続される。インバータ２は、直流ブラシレスモータ３に供給する駆動電圧を生成し出力する。制御部６はインバータ２を制御する。 As shown in FIG. 1, the diode bridge 7 converts AC power from the AC power source 1 into DC power. The reactor 11 is connected to the DC output side of the diode bridge 7. Capacitor 12 is connected between the DC buses. The inverter 2 generates and outputs a drive voltage supplied to the DC brushless motor 3. The control unit 6 controls the inverter 2.

直流ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ結線された３相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付けられた固定子４と、磁石が装着された回転子５とからなる。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕが、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖが、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗが、それぞれ接続されている。 The DC brushless motor 3 includes a stator 4 to which three-phase windings 4u, 4v, 4w Y-connected around a neutral point are attached, and a rotor 5 to which a magnet is attached. The U-phase terminal 8u is connected to the non-connected end of the U-phase winding 4u, the V-phase terminal 8v is connected to the non-connected end of the V-phase winding 4v, and the W-phase terminal 8w is connected to the non-connected end of the W-phase winding 4w. Has been.

インバータ２は、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、コンデンサ１２の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電圧が印加される。 The inverter 2 has a half-bridge circuit composed of a pair of switching elements for three phases for the U phase, the V phase, and the W phase. A pair of switching elements of the half-bridge circuit are connected in series between the high-voltage side end and the low-voltage side end of the capacitor 12, and a DC voltage is applied to the half-bridge circuit.

Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子１３ｕ及び低圧側（下アーム）のスイッチング素子１３ｘよりなる。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１３ｖ及び低圧側スイッチング素子１３ｙよりなる。 The U-phase half-bridge circuit includes a switching element 13u on the high voltage side (upper arm) and a switching element 13x on the low voltage side (lower arm). The V-phase half-bridge circuit includes a high-voltage side switching element 13v and a low-voltage side switching element 13y.

Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１３ｗ及び低圧側スイッチング素子１３ｚよりなる。また、各スイッチング素子と並列にフリーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１４ｘ，１４ｙ，１４ｚが接続されている。 The W-phase half-bridge circuit includes a high-voltage side switching element 13w and a low-voltage side switching element 13z. In addition, free wheel diodes 14u, 14v, 14w, 14x, 14y, and 14z are connected in parallel with the switching elements.

インバータ２におけるスイッチング素子１３ｕとスイッチング素子１３ｘの相互接続点、スイッチング素子１３ｖとスイッチング素子１３ｙの相互接続点、スイッチング素子１３ｗとスイッチング素子１３ｚの相互接続点に直流ブラシレスモータ３の端子８ｕ，８ｖ，８ｗがそれぞれ接続される。 Terminals 8u, 8v, 8w of the DC brushless motor 3 are connected to an interconnection point between the switching element 13u and the switching element 13x, an interconnection point between the switching element 13v and the switching element 13y, and an interconnection point between the switching element 13w and the switching element 13z. Are connected to each other.

インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それにより直流ブラシレスモータ３が駆動される。また、インバータ２の母線には母線電流検出器１５が配されている
。 The DC voltage applied to the inverter 2 is converted into a three-phase AC voltage by the switching operation of the switching element in the inverter 2 described above, whereby the DC brushless motor 3 is driven. A bus current detector 15 is arranged on the bus of the inverter 2.

制御部６は、ＰＷＭ信号生成部９と、ベースドライバ１０と、相電流変換部２０と、モータ位相推定部１７と、回転子速度検出部１８と、電流指令演算部１９と、出力電圧演算部２１と、起動推定位相補正部２２からなる。 The control unit 6 includes a PWM signal generation unit 9, a base driver 10, a phase current conversion unit 20, a motor phase estimation unit 17, a rotor speed detection unit 18, a current command calculation unit 19, and an output voltage calculation unit. 21 and an activation estimated phase correction unit 22.

相電流変換部２０は、母線電流検出器１５に流れるインバータ母線電流を観察し、そのインバータ母線電流を直流ブラシレスモータ３の相電流に変換する。相電流変換部２０は実際にはインバータ母線電流が変化した時から所定期間の間だけ電流を検出する。 The phase current converter 20 observes the inverter bus current flowing through the bus current detector 15 and converts the inverter bus current into the phase current of the DC brushless motor 3. The phase current converter 20 actually detects the current only for a predetermined period from when the inverter bus current changes.

モータ位相推定部１７は、相電流変換部２０により変換された直流ブラシレスモータ３の相電流と、出力電圧演算部２１で演算される出力電圧と、インバータ入力電圧検出部１６により検出されるインバータ２への印加電圧の情報により、直流ブラシレスモータ３の位相を推定する。 The motor phase estimation unit 17 includes the phase current of the DC brushless motor 3 converted by the phase current conversion unit 20, the output voltage calculated by the output voltage calculation unit 21, and the inverter 2 detected by the inverter input voltage detection unit 16. The phase of the DC brushless motor 3 is estimated based on the information on the voltage applied to the DC brushless motor 3.

起動推定位相補正部２２では、起動直後における相電流変換部２０により変換された直流ブラシレスモータ３の相電流のピーク値を記憶していき、時間経過によって相電流ピーク値が増大していくような場合に、モータ位相推定部１７にて推定された位相を補正する起動推定位相補正値を導出する。回転子速度検出部１８では、モータ位相推定部１７にて推定された位相から直流ブラシレスモータ３の速度を推定する。 The startup estimation phase correction unit 22 stores the peak value of the phase current of the DC brushless motor 3 converted by the phase current conversion unit 20 immediately after startup, and the phase current peak value increases with time. In this case, a startup estimated phase correction value for correcting the phase estimated by the motor phase estimation unit 17 is derived. The rotor speed detection unit 18 estimates the speed of the DC brushless motor 3 from the phase estimated by the motor phase estimation unit 17.

電流指令演算部１９では、推定された回転子５の速度と目標速度との偏差情報に基づいて回転子速度が目標速度となるように通電すべき電流指令値を、ＰＩ演算などを用いて導出される。 The current command calculation unit 19 derives a current command value to be energized based on deviation information between the estimated speed of the rotor 5 and the target speed using the PI calculation or the like so that the rotor speed becomes the target speed. Is done.

出力電圧演算部２１では、電流指令値と相電流変換部２０により変換された直流ブラシレスモータ３の相電流との偏差情報に基づいて、直流ブラシレスモータ３の回転を維持するために必要なインバータが出力すべき正弦波状の出力電圧を、モータ位相推定部１７にて推定された位相や、起動推定位相補正部２２にて導出される起動推定位相補正値を併用しながら演算する。 In the output voltage calculation unit 21, an inverter necessary for maintaining the rotation of the DC brushless motor 3 is based on deviation information between the current command value and the phase current of the DC brushless motor 3 converted by the phase current conversion unit 20. A sinusoidal output voltage to be output is calculated while using the phase estimated by the motor phase estimating unit 17 and the estimated startup phase correction value derived by the estimated startup phase correcting unit 22 together.

出力電圧演算部２１で求まる出力電圧によって、相電流波形が歪みのない正弦波となるような出力電圧をＰＷＭ信号生成部９で求め、直流ブラシレスモータ３を駆動するためのＰＷＭ信号が生成される。 Based on the output voltage obtained by the output voltage calculation unit 21, the PWM signal generation unit 9 obtains an output voltage such that the phase current waveform becomes a sine wave without distortion, and a PWM signal for driving the DC brushless motor 3 is generated. .

最終的にＰＷＭ信号はベースドライバ１０に出力され、各スイッチング素子１３ｕ，１３ｖ，１３ｗ，１３ｘ，１３ｙ，１３ｚはＰＷＭ信号に従い駆動し、正弦波状の相電流が流れる正弦波駆動を実現している。 Finally, the PWM signal is output to the base driver 10, and the switching elements 13u, 13v, 13w, 13x, 13y, and 13z are driven in accordance with the PWM signal to realize a sine wave drive in which a sine wave phase current flows.

次に、起動推定位相補正部２２の動作について図２を用いて詳しく説明する。図２は、起動推定位相補正部２２の動作の流れを示すフローチャートである。 Next, the operation of the activation estimation phase correction unit 22 will be described in detail with reference to FIG. FIG. 2 is a flowchart showing an operation flow of the activation estimation phase correction unit 22.

ステップ１において、直流ブラシレスモータ３の相電流が増加から減少に移行する変極点の値を相電流ピーク値として検出する。 In step 1, the value of the inflection point at which the phase current of the DC brushless motor 3 shifts from increase to decrease is detected as the phase current peak value.

ステップ２では、相電流ピーク値がしきい値とした７．５Ａを超過しているか否かを判断し、しきい値を超えているのであればステップ３にてしきい値超過の回数をカウントするカウンタを＋１インクリメントする。しきい値を超えていないのであれば、ステップ１１にてカウンタをクリアした後、ステップ１２にて推定位相補正値として０ｄｅｇをセットして、一連の処理を終了する。 In Step 2, it is determined whether or not the phase current peak value exceeds 7.5 A as a threshold value. If it exceeds the threshold value, the number of times the threshold value is exceeded is counted in Step 3. Increment the counter to +1. If it does not exceed the threshold value, the counter is cleared in step 11, then 0 deg is set as the estimated phase correction value in step 12, and the series of processing ends.

ステップ４では、しきい値超過の回数をカウントするカウンタが規定回数とした６回を超えたかどうかを判断する。すなわち、ここまでのフローにおいて、直流ブラシレスモータ３の相電流ピーク値がしきい値（７．５Ａ）を連続して規定回数（６回）超えたかどうかを判断している。 In step 4, it is determined whether or not the counter for counting the number of times the threshold value has been exceeded has exceeded the prescribed number of times. That is, in the flow so far, it is determined whether or not the phase current peak value of the DC brushless motor 3 has continuously exceeded the threshold value (7.5 A) a prescribed number of times (six times).

ステップ４において、しきい値超過の回数をカウントするカウンタが規定回数とした６回を超えたと判断されれば、一旦、ステップ５にてカウンタをクリアする。ステップ４において、しきい値超過の回数をカウントするカウンタが規定回数とした６回を超えたと判断されなければ、ステップ１２にて推定位相補正値として０ｄｅｇがセットされ、一連の処理を終了する。 If it is determined in step 4 that the counter for counting the number of times the threshold is exceeded exceeds the prescribed number of times, the counter is once cleared in step 5. If it is not determined in step 4 that the counter for counting the number of times of exceeding the threshold exceeds the prescribed number of 6 times, 0 deg is set as the estimated phase correction value in step 12, and the series of processes is terminated.

ステップ６においては、推定位相補正値をプラスの値とするのか、マイナスの値とするのかをプラス補正フラグがセットされているのか否かで判断する。 In step 6, it is determined whether the estimated phase correction value is a positive value or a negative value based on whether the positive correction flag is set.

ステップ６において、プラス補正フラグがセットされていれば、ステップ７へ移行し、推定位相補正値として−５ｄｅｇをセットする。ステップ７の次はステップ８へ移行して、プラス補正フラグをクリアし、一連の処理を終了する。 If the plus correction flag is set in step 6, the process proceeds to step 7 to set −5 deg as the estimated phase correction value. After step 7, the process proceeds to step 8, the plus correction flag is cleared, and the series of processes is terminated.

ステップ６において、プラス補正フラグがセットされていなければ、ステップ９へ移行し、推定位相補正値として＋５ｄｅｇをセットする。 If the plus correction flag is not set in step 6, the process proceeds to step 9, and +5 deg is set as the estimated phase correction value.

ステップ９の次はステップ１０へ移行して、プラス補正フラグをセットし、一連の処理を終了する。 After step 9, the process proceeds to step 10, the plus correction flag is set, and the series of processes is terminated.

すなわち、ステップ６以降の処理で起動直後の直流ブラシレスモータ３の相電流が収束せずに増大するような場合には、推定位相補正値として−５ｄｅｇを与え、推定位相を補正して正常なセンサレス駆動に移行する。 That is, when the phase current of the DC brushless motor 3 immediately after startup increases without converging in the processing from step 6 onward, −5 deg is given as the estimated phase correction value, the estimated phase is corrected, and normal sensorless Transition to driving.

また、推定位相の補正方向が逆で、さらに直流ブラシレスモータ３の相電流が増大するような場合には、推定位相補正値を＋５ｄｅｇに切り替え、正常なセンサレス駆動への移行を図る。 Further, when the estimated phase correction direction is reversed and the phase current of the DC brushless motor 3 further increases, the estimated phase correction value is switched to +5 deg to shift to normal sensorless driving.

図３は、直流ブラシレスモータ３の起動が異常なく成功したときの相電流の様子を示す波形図である。図３に示されるように、位置決め処理としてＵ相巻線４ｕに直流電流を流した後、相電流は収束しながら駆動している。 FIG. 3 is a waveform diagram showing the state of the phase current when the DC brushless motor 3 is successfully started without any abnormality. As shown in FIG. 3, after a direct current is passed through the U-phase winding 4u as a positioning process, the phase current is driven while converging.

一方、図４は、直流ブラシレスモータ３の起動が失敗し、過電流異常で停止したときの相電流の様子を示す波形図である。図４に示されるように、位置決めから駆動に移行した際に、相電流は発散し続け過大電流が流れ、部品保護のために停止動作がはたらいてしまっている。 On the other hand, FIG. 4 is a waveform diagram showing the state of the phase current when the DC brushless motor 3 fails to start and stops due to an overcurrent abnormality. As shown in FIG. 4, when shifting from positioning to driving, the phase current continues to diverge, an excessive current flows, and a stop operation works to protect the parts.

これは、起動直後のモータ位相推定部１７における推定位相の演算結果が、実際のものと誤差があり、正規のタイミングでインバータ２への印加電圧を与えられていないからである。 This is because the calculation result of the estimated phase in the motor phase estimator 17 immediately after startup is different from the actual one, and the voltage applied to the inverter 2 is not given at regular timing.

図５および図６は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置において、図２に示す制御フローが動作したときの波形図である。 5 and 6 are waveform diagrams when the control flow shown in FIG. 2 operates in the motor drive inverter control apparatus of the present invention.

図５に示されるように、位置決め状態から駆動に移行した際、直流ブラシレスモータ３
の相電流ピーク値がしきい値とした７．５Ａを６回連続で超過したため、（Ｉ）に示したタイミングで起動推定位相補正部２２において−５ｄｅｇを導出し、モータ位相推定部１７で演算された推定位相が補正され、その結果、相電流が収束して起動成功している。 As shown in FIG. 5, the direct current brushless motor 3 is moved from the positioning state to driving.
Since the phase current peak value of the current exceeded 7.5 A as the threshold value six times in succession, -5 deg is derived in the start estimation phase correction unit 22 at the timing shown in (I) and calculated by the motor phase estimation unit 17 The estimated phase thus corrected is corrected, and as a result, the phase current converges and the startup is successful.

図６に示されるように、位置決め状態から駆動に移行した際、直流ブラシレスモータ３の相電流ピーク値がしきい値とした７．５Ａを６回連続で超過したため、（ＩＩ）に示したタイミングで起動推定位相補正部２２において−５ｄｅｇを導出し、モータ位相推定部１７で演算された推定位相が補正されたが依然として相電流が収束しないため、さらに７．５Ａを６回連続で超過した（ＩＩＩ）のタイミングで＋５ｄｅｇの補正を行い、その結果、相電流が収束して起動成功している。 As shown in FIG. 6, the phase current peak value of the direct current brushless motor 3 exceeded the threshold value of 7.5 A for six consecutive times when shifting from the positioning state to driving, so the timing shown in (II) In -5, -5 deg was derived in the startup estimated phase correction unit 22 and the estimated phase calculated by the motor phase estimation unit 17 was corrected, but the phase current still did not converge, so 7.5 A was exceeded six times in succession ( Correction of +5 deg is performed at the timing of III), and as a result, the phase current converges and the startup is successful.

このように、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、直流ブラシレスモータの起動を負荷トルクが不明な場合においても確実且つ迅速に行うことが可能となり、信頼性の高い良質の装置を実現することができる。 As described above, the motor drive inverter control device according to the present invention can surely and quickly start the DC brushless motor even when the load torque is unknown, and realize a high-quality device with high reliability. Can do.

（実施の形態２）
図７は、本発明の第２の実施の形態によるモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図である。 (Embodiment 2)
FIG. 7 is a system configuration diagram of an inverter control device for driving a motor according to the second embodiment of the present invention.

図７において、交流電源１、交流電力を直流電力に変換するダイオードブリッジ７、ダイオードブリッジ７の直流出力側に接続されるリアクタ１１、直流母線間にはコンデンサ１２、直流ブラシレスモータ３に供給する駆動電圧を生成し出力するインバータ２及びインバータ２を制御する制御部６は、図１と同じものである。 In FIG. 7, an AC power source 1, a diode bridge 7 that converts AC power into DC power, a reactor 11 connected to the DC output side of the diode bridge 7, a capacitor 12 between the DC buses, and a drive supplied to the DC brushless motor 3. The inverter 2 that generates and outputs a voltage and the control unit 6 that controls the inverter 2 are the same as those in FIG.

制御部６は、ＰＷＭ信号生成部９と、ベースドライバ１０と、相電流変換部２０と、モータ位相推定部１７と、回転子速度検出部１８と、電流指令演算部１９と、出力電圧演算部２１と、起動電流位相補正部２３と、電流位相設定部２４からなる。 The control unit 6 includes a PWM signal generation unit 9, a base driver 10, a phase current conversion unit 20, a motor phase estimation unit 17, a rotor speed detection unit 18, a current command calculation unit 19, and an output voltage calculation unit. 21, a startup current phase correction unit 23, and a current phase setting unit 24.

起動電流位相補正部２３では、起動直後における相電流変換部２０により変換された直流ブラシレスモータ３の相電流のピーク値を記憶していき、時間経過によって相電流ピーク値が増大していくような場合に、電流位相設定部２４で設定される高速運転時に弱め磁束制御を行うための電流位相の設定値（直流ブラシレスモータ３の誘起電圧に対するインバータ出力電圧の進角値）を補正する起動電流位相補正値を導出する。 The startup current phase correction unit 23 stores the peak value of the phase current of the DC brushless motor 3 converted by the phase current conversion unit 20 immediately after startup, and the phase current peak value increases with time. In this case, the starting current phase for correcting the setting value of the current phase (the advance value of the inverter output voltage with respect to the induced voltage of the DC brushless motor 3) for performing the flux weakening control during the high speed operation set by the current phase setting unit 24 A correction value is derived.

次に、起動電流位相補正部２３の動作について図８を用いて詳しく説明する。図８は、起動電流位相補正部２３の動作の流れを示すフローチャートである。 Next, the operation of the startup current phase correction unit 23 will be described in detail with reference to FIG. FIG. 8 is a flowchart showing an operation flow of the startup current phase correction unit 23.

ステップ２では、相電流ピーク値がしきい値とした７．５Ａを超過しているか否かを判断し、しきい値を超えているのであればステップ３にてしきい値超過の回数をカウントするカウンタを＋１インクリメントする。しきい値を超えていないのであれば、ステップ１１にてカウンタをクリアした後、ステップ１２にて電流位相補正値として０ｄｅｇをセットして、一連の処理を終了する。 In Step 2, it is determined whether or not the phase current peak value exceeds 7.5 A as a threshold value. If it exceeds the threshold value, the number of times the threshold value is exceeded is counted in Step 3. Increment the counter to +1. If it does not exceed the threshold value, the counter is cleared in step 11, then 0 deg is set as the current phase correction value in step 12, and the series of processing ends.

ステップ４において、しきい値超過の回数をカウントするカウンタが規定回数とした６回を超えたと判断されれば、一旦、ステップ５にてカウンタをクリアする。ステップ４において、しきい値超過の回数をカウントするカウンタが規定回数とした６回を超えたと判断されなければ、ステップ１２にて電流位相補正値として０ｄｅｇがセットされ、一連の処理を終了する。 If it is determined in step 4 that the counter for counting the number of times the threshold is exceeded exceeds the prescribed number of times, the counter is once cleared in step 5. If it is not determined in step 4 that the counter for counting the number of times of exceeding the threshold exceeds the prescribed number of 6 times, 0 deg is set as the current phase correction value in step 12, and the series of processes is terminated.

ステップ６においては、電流位相補正値をプラスの値とするのか、マイナスの値とするのかをプラス補正フラグがセットされているのか否かで判断する。ステップ６において、プラス補正フラグがセットされていれば、ステップ７へ移行し、電流位相補正値として−５ｄｅｇをセットする。 In step 6, it is determined whether the current phase correction value is set to a positive value or a negative value based on whether or not the positive correction flag is set. In step 6, if the plus correction flag is set, the process proceeds to step 7, and -5 deg is set as the current phase correction value.

ステップ７の次はステップ８へ移行して、プラス補正フラグをクリアし、一連の処理を終了する。 After step 7, the process proceeds to step 8, the plus correction flag is cleared, and the series of processes is terminated.

ステップ６において、プラス補正フラグがセットされていなければ、ステップ９へ移行し、電流位相補正値として＋５ｄｅｇをセットする。 In step 6, if the plus correction flag is not set, the process proceeds to step 9, and +5 deg is set as the current phase correction value.

すなわち、ステップ６以降の処理で起動直後の直流ブラシレスモータ３の相電流が収束せずに増大するような場合には、電流位相補正値として−５ｄｅｇを与え、電流位相を補正して正常なセンサレス駆動に移行する。 That is, when the phase current of the direct current brushless motor 3 immediately after startup increases without converging in the processing from step 6 onward, -5 deg is given as the current phase correction value, and the current phase is corrected to correct normal sensorless. Transition to driving.

また、電流位相の補正方向が逆で、さらに直流ブラシレスモータ３の相電流が増大するような場合には、電流位相補正値を＋５ｄｅｇに切り替え、正常なセンサレス駆動への移行を図る。 Further, when the current phase correction direction is reversed and the phase current of the DC brushless motor 3 further increases, the current phase correction value is switched to +5 deg to shift to normal sensorless driving.

以上のように、電流位相設定部２４における設定値を補正することによっても、第１の実施の形態と同様の効果が得られる。 As described above, the same effect as that of the first embodiment can also be obtained by correcting the set value in the current phase setting unit 24.

（実施の形態３）
本発明に係るコンデンサ１２およびリアクタ１１の仕様決定に関する具体的な方法について以下に説明する。 (Embodiment 3)
A specific method for determining the specifications of the capacitor 12 and the reactor 11 according to the present invention will be described below.

本発明のモータ駆動用インバータ制御装置では、電源電流の高調波成分を抑制してＩＥＣ規格をクリアするために、コンデンサ１２とリアクタ１１との共振周波数ｆ_ＬＣ（ＬＣ共振周波数）を電源周波数ｆｓの４０倍よりも大きくなるようにコンデンサ１２とリアクタの１１組み合わせを決定する。 In the motor drive inverter control device of the present invention, the resonance frequency f _LC (LC resonance frequency) of the capacitor 12 and the reactor 11 is set to the power supply frequency fs in order to suppress the harmonic component of the power supply current and clear the IEC standard. Eleven combinations of capacitor 12 and reactor are determined so as to be larger than 40 times.

ここで、コンデンサ１２の容量をＣ［Ｆ］、リアクタ１１のインダクタンス値をＬ［Ｈ］とすると、ＬＣ共振周波数ｆ_ＬＣは次式のように表される。 Here, when the capacitance of the capacitor 12 is C [F] and the inductance value of the reactor 11 is L [H], the LC resonance frequency f _LC is expressed by the following equation.

即ち、ｆ_ＬＣ＞４０ｆｓを満たすようにコンデンサ１２とリアクタ１１の組み合わせを決定するものである（ＩＥＣ規格では電源電流の高調波成分において第４０次高調波まで規定されているため）。 That is, the combination of the capacitor 12 and the reactor 11 is determined so as to satisfy f _LC > 40 fs (because the IEC standard defines the 40th harmonic in the harmonic component of the power supply current).

以上により、コンデンサ１２およびリアクタ１１の組み合わせを決定することで、小型、軽量、低コストを実現したモータ駆動用インバータ制御装置において、電源電流の高調波成分を抑制し、ＩＥＣ規格をクリアすることが可能となる。 As described above, by determining the combination of the capacitor 12 and the reactor 11, it is possible to suppress the harmonic component of the power source current and clear the IEC standard in the inverter control device for motor drive that realizes small size, light weight and low cost. It becomes possible.

なお、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器など、インバータ回路を使用してモータを駆動するモータ駆動用インバータ制御装置に適用でき、いずれの場合においても、信頼性の高い製品の実現に貢献するものである。 In addition, the inverter control apparatus for motor drive of this invention is a motor drive which drives a motor using an inverter circuit, such as an air conditioner, a refrigerator, an electric washing machine, an electric dryer, a vacuum cleaner, a blower, and a heat pump water heater. In any case, it can contribute to the realization of a highly reliable product.

以上のように、本発明にかかるモータ駆動用インバータ制御装置は、直流ブラシレスモータの起動を負荷トルクが不明な場合においても確実且つ迅速に行うことが可能となるもので、小型のモータ起動装置を必要とするＡＶ機器（特に小型機器）などにも広く用いることができる。 As described above, the motor drive inverter control device according to the present invention can reliably and quickly start the DC brushless motor even when the load torque is unknown. It can also be widely used for required AV equipment (particularly small equipment).

本発明の実施の形態１におけるモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図1 is a system configuration diagram of an inverter control device for driving a motor according to Embodiment 1 of the present invention. 本発明の実施の形態１における動作の流れを示すフローチャートThe flowchart which shows the flow of operation | movement in Embodiment 1 of this invention. 一般的なモータ駆動用インバータ制御装置における動作波形図Operation waveform diagram in a general motor drive inverter control device 一般的なモータ駆動用インバータ制御装置における動作波形図Operation waveform diagram in a general motor drive inverter control device 本発明の実施の形態１における動作波形図Operation waveform diagram in Embodiment 1 of the present invention 本発明の実施の形態１における動作波形図Operation waveform diagram in Embodiment 1 of the present invention 本発明の実施の形態２におけるモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図The system block diagram of the inverter control apparatus for motor drive in Embodiment 2 of this invention 本発明の実施の形態２における動作の流れを示すフローチャートThe flowchart which shows the flow of operation | movement in Embodiment 2 of this invention.

符号の説明Explanation of symbols

１交流電源
２インバータ
３直流ブラシレスモータ
４固定子
４ｕ〜４ｗ巻線
５回転子
６制御部
７ダイオードブリッジ
８ｕ〜８ｗ端子
９ＰＷＭ信号生成部
１０ベースドライバ
１１リアクタ
１２コンデンサ
１３ｕ〜１３ｗ上アームスイッチング素子
１３ｘ〜１３ｚ下アームスイッチング素子
１４ｕ〜１４ｚフリーホイールダイオード
１５母線電流検出器
１６インバータ入力電圧検出部
１７モータ位相推定部
１８回転子速度検出部
１９電流指令演算部
２０相電流変換部
２１出力電圧演算部
２２起動推定位相補正部
２３起動電流位相補正部
２４電流位相設定部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC power supply 2 Inverter 3 DC brushless motor 4 Stator 4u-4w Winding 5 Rotor 6 Control part 7 Diode bridge 8u-8w Terminal 9 PWM signal generation part 10 Base driver 11 Reactor 12 Capacitor 13u-13w Upper arm switching element 13x ˜13z Lower arm switching element 14u˜14z Free wheel diode 15 Bus current detector 16 Inverter input voltage detector 17 Motor phase estimator 18 Rotor speed detector 19 Current command calculator 20 Phase current converter 21 Output voltage calculator 22 Startup estimated phase correction unit 23 Startup current phase correction unit 24 Current phase setting unit

Claims

交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータと前記モータの相電流を検出する相電流検出部と前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、
前記制御演算部には、前記モータの回転中における回転子の位相を推定するモータ位相推定部と、
前記モータが停止状態から回転状態に移行した際に、前記相電流検出部により得られる相電流ピーク値が時間経過によって増大していく場合に、前記モータ位相推定部で導出される回転子の位相を補正する起動推定位相補正部と、
を設けたモータ駆動用インバータ制御装置。 A rectifier circuit that receives an AC power supply, an inverter that converts DC power into AC power, a motor, a phase current detector that detects a phase current of the motor, and a control calculation unit that controls the operation of the inverter,
The control calculation unit includes a motor phase estimation unit that estimates a phase of a rotor during rotation of the motor,
The phase of the rotor derived by the motor phase estimation unit when the phase current peak value obtained by the phase current detection unit increases with time when the motor transitions from the stopped state to the rotation state. A startup estimated phase correction unit for correcting
An inverter control device for driving a motor.

交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータと前記モータの相電流を検出する相電流検出部と前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、
前記制御演算部には、前記モータの高速運転時に弱め磁束制御を行うための電流位相を設定する電流位相設定部と、
前記モータが停止状態から回転状態に移行した際に、前記相電流検出部により得られる相電流ピーク値が時間経過によって増大していく場合に、前記電流位相設定部で決定される電流位相を補正する起動電流位相補正部と、
を設けたモータ駆動用インバータ制御装置。 A rectifier circuit that receives an AC power supply, an inverter that converts DC power into AC power, a motor, a phase current detector that detects a phase current of the motor, and a control calculation unit that controls the operation of the inverter,
In the control calculation unit, a current phase setting unit that sets a current phase for performing flux-weakening control during high-speed operation of the motor; and
Corrects the current phase determined by the current phase setting unit when the phase current peak value obtained by the phase current detection unit increases with time when the motor shifts from the stopped state to the rotation state. A starting current phase correction unit to
An inverter control device for driving a motor.

前記整流回路が、ダイオードブリッジと前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続されるリアクタとで構成され、前記インバータの母線間にコンデンサが設けられ、前記リアクタと前記コンデンサとの共振周波数が交流電源周波数の４０倍よりも大きい請求項１または２に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。 The rectifier circuit includes a diode bridge and a reactor connected to an AC input side or a DC output side of the diode bridge, a capacitor is provided between the buses of the inverter, and a resonance frequency between the reactor and the capacitor is The inverter control apparatus for motor drive according to claim 1 or 2, wherein the inverter control apparatus is greater than 40 times the AC power frequency.

モータを有し、請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ駆動用インバータ制御装置を用いて前記モータを駆動する機器。 The apparatus which has a motor and drives the said motor using the motor drive inverter control apparatus of any one of Claims 1-3.