JP5015284B2

JP5015284B2 - Optical transmitter, optical transmission method, and optical transmission / reception system

Info

Publication number: JP5015284B2
Application number: JP2010077637A
Authority: JP
Inventors: 理宇平井; 信彦菊池
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2010-03-30
Filing date: 2010-03-30
Publication date: 2012-08-29
Anticipated expiration: 2030-03-30
Also published as: JP2011211516A

Description

本発明は、光送信器に関し、特に、光ファイバで伝送される光信号の送受信に適した光情報伝送技術に関する。 The present invention relates to an optical transmitter, and more particularly to an optical information transmission technique suitable for transmission / reception of an optical signal transmitted through an optical fiber.

超高速光ファイバで伝送する場合、光ファイバ及び光ファイバで用いられる部品の波長分散、偏波分散、及び帯域制限によって、伝送速度及び伝送距離が制限される。波長分散（CD: Chromatic Dispersion）とは、波長の異なる光が光ファイバ中を異なる速度で伝送される現象である。高速で変調された光信号の光スペクトルは異なる波長成分を含む。異なる波長成分は、波長分散の影響によってそれぞれ異なった時刻に受信端に到着する。従って、伝送後の光波形は大きく歪む。波長分散補償（以下、分散補償とも呼ぶ）は、このような波長分散による波形の歪を避ける技術である。波長分散補償の一例は、伝送路に用いられる光ファイバと逆の波長分散特性をもつ光デバイスを光送信器及び光受信器内に配置する技術である。これにより、光ファイバの波長分散特性が打ち消され、光波形の歪みが防止される。波長分散補償に用いられる光デバイスの例は、伝送路の波長分散と逆符号の波長分散をもつ分散補償ファイバ、光干渉計、光回路、及び光ファイバグレーティングである。上述の光デバイスでは、補償量がデバイスのサイズ及び損失によって制限されることがある。 In the case of transmission using an ultrahigh-speed optical fiber, the transmission speed and transmission distance are limited by the chromatic dispersion, polarization dispersion, and band limitation of the optical fiber and components used in the optical fiber. Chromatic dispersion (CD) is a phenomenon in which light having different wavelengths is transmitted through optical fibers at different speeds. The optical spectrum of an optical signal modulated at high speed includes different wavelength components. Different wavelength components arrive at the receiving end at different times due to the influence of chromatic dispersion. Therefore, the optical waveform after transmission is greatly distorted. Chromatic dispersion compensation (hereinafter also referred to as dispersion compensation) is a technique for avoiding waveform distortion due to such chromatic dispersion. An example of chromatic dispersion compensation is a technique in which an optical device having a chromatic dispersion characteristic opposite to that of an optical fiber used in a transmission path is arranged in an optical transmitter and an optical receiver. Thereby, the chromatic dispersion characteristic of the optical fiber is canceled, and distortion of the optical waveform is prevented. Examples of optical devices used for chromatic dispersion compensation are a dispersion compensating fiber, an optical interferometer, an optical circuit, and an optical fiber grating having a chromatic dispersion opposite in sign to the chromatic dispersion of the transmission line. In the optical device described above, the amount of compensation may be limited by the size and loss of the device.

波長分散補償の他の例は、変調方式を工夫することによって波長分散耐力を増加させる技術、及び、電気信号処理を用いて波長分散を補償する技術である。これら技術のうち光予等化（プリディストーション）伝送は、送信器において予め等化を行う電気信号処理である。すなわち、送信器において、光信号の電界に波長分散の逆関数を印加することにより光電界信号が生成される。生成された光電界信号が光ファイバを用いて伝送されることによって、光ファイバのもつ波長分散の影響が打ち消される。このような予等化伝送の基本概念は、数１０年前から存在する。近年では、予等化を高速デジタル信号処理で実施するデジタル予等化送信器が提案されている。特許文献１や非特許文献１は、従来のデジタル予等化送信器の技術を開示する。 Other examples of chromatic dispersion compensation include a technique for increasing the chromatic dispersion tolerance by devising a modulation scheme, and a technique for compensating for chromatic dispersion using electric signal processing. Among these techniques, optical pre-equalization (predistortion) transmission is electrical signal processing in which equalization is performed in advance in a transmitter. That is, in the transmitter, an optical electric field signal is generated by applying an inverse function of chromatic dispersion to the electric field of the optical signal. The generated optical electric field signal is transmitted using an optical fiber, thereby canceling the influence of chromatic dispersion of the optical fiber. The basic concept of such pre-equalization transmission has existed for several tens of years. In recent years, digital pre-equalization transmitters that perform pre-equalization with high-speed digital signal processing have been proposed. Patent Document 1 and Non-Patent Document 1 disclose the technology of a conventional digital pre-equalization transmitter.

非特許文献１の図２は、予等化光送信器の全体の構成を示す。従来の送信器において、伝送する２値のビット列（例えば、01101110…）は、デジタル信号処理部（ＤＳＰ）に入力される。ビット列は、オーバーサンプリング処理によって、１ビットあたり少なくとも二つのサンプル点をもつ複素電界信号（実部及び居部の２組のデジタルデータ）に変換される。ＤＳＰ部は、さらに、デジタル演算によって実部及び虚部の複素電界信号に、予め、光ファイバ伝送路のもつ波長分散の逆関数を印加する。逆関数が印加された複素電界信号は、多重化された回路である高速のＤＡ（Digital Analog）変換器に転送され、それぞれアナログ信号に変換される。その後、アナログ信号は、光電界変調器（非特許文献１の図２に示す例ではDUAL-DRIVE TRIPLE MACH-ZEHNDER Modulator）の二つの電気信号入力端子（Ｉ，Ｑ）に入力される。レーザ光は、所望の光電界ETx（実部Ｉ，虚部Ｑ）に変換されて出力される。 FIG. 2 of Non-Patent Document 1 shows the overall configuration of the pre-equalized optical transmitter. In a conventional transmitter, a binary bit string to be transmitted (for example, 01101110...) Is input to a digital signal processing unit (DSP). The bit string is converted into a complex electric field signal (two sets of digital data of a real part and a living part) having at least two sample points per bit by an oversampling process. The DSP unit further applies an inverse function of chromatic dispersion of the optical fiber transmission line in advance to the complex electric field signals of the real part and the imaginary part by digital calculation. The complex electric field signal to which the inverse function is applied is transferred to a high-speed DA (Digital Analog) converter, which is a multiplexed circuit, and converted into an analog signal. Thereafter, the analog signal is input to two electric signal input terminals (I, Q) of the optical electric field modulator (DUAL-DRIVE TRIPLE MACH-ZEHNDER Modulator in the example shown in FIG. 2 of Non-Patent Document 1). The laser light is converted into a desired optical electric field ETx (real part I, imaginary part Q) and output.

なお、ＤＳＰ（Digital Signal Processing）部でオーバーサンプリング処理を行う理由は、ナイキストの定理に基づいて信号がサンプリングされるためである。すなわち、サンプリング速度は、少なくともサンプリングする信号の最高周波数（ビットレートＲｂに相当）の２倍が必要となる。このため、光予等化伝送では、少なくともビットレート（Ｒｂ）の２倍で動作する超高速のＤＡ変換器及びデジタル信号処理回路が必要となる。 The reason why the oversampling process is performed in the DSP (Digital Signal Processing) unit is that the signal is sampled based on the Nyquist theorem. That is, the sampling speed needs to be at least twice the highest frequency (corresponding to the bit rate Rb) of the signal to be sampled. For this reason, optical pre-equalization transmission requires an ultra-high speed DA converter and a digital signal processing circuit that operate at least twice the bit rate (Rb).

波長分散補償に必要な演算は、電気的に生成された電界波形に伝送路の波長分散の逆伝達関数H(ω)=exp(jβLω²/2)を印加する複素線形演算である。ここで、ωは光信号の中心からの周波数差であり、βは波長分散係数であり、Ｌは伝送距離である。デジタル信号処理（ＤＳＰ）部は、ルックアップテーブル方法及び複素係数の線形ＦＩＲフィルタ等によって実現できる。 Operations required chromatic dispersion compensation is a complex linear operation for applying a reverse transfer of electrical wavelength dispersion of the transmission line to the generated electric field waveform function H (ω) = exp (jβLω 2/2). Here, ω is a frequency difference from the center of the optical signal, β is a chromatic dispersion coefficient, and L is a transmission distance. The digital signal processing (DSP) unit can be realized by a look-up table method, a complex coefficient linear FIR filter, or the like.

このような予等化伝送方式は、理論上、デジタル信号処理量を増やすと、補償量が制限されず無制限の線形歪の補償ができる。しかし、予等化の際には予め伝送路の波長分散量を精度よく測定するか、又は、受信器から波長分散などの劣化情報をフィードバックする必要がある。また、温度変化などによる伝送路の波長分散量の変動を考慮する必要がある。 In theory, such a pre-equalization transmission system can compensate for unlimited linear distortion without limiting the compensation amount when the digital signal processing amount is increased. However, at the time of pre-equalization, it is necessary to accurately measure the chromatic dispersion amount of the transmission path in advance or feed back deterioration information such as chromatic dispersion from the receiver. In addition, it is necessary to consider fluctuations in the chromatic dispersion amount of the transmission line due to temperature changes and the like.

特開２００９−２３１８８１号公報JP 2009-231881 A

Killey R, "Dispersion and nonlinearity compensation using electronic predistortion techniques", Optical Fibre Communications and Electronic Signal Processing, 2005, The IEE Seminar on, Ref. No. 2005-11310Killey R, "Dispersion and nonlinearity compensation using electronic predistortion techniques", Optical Fiber Communications and Electronic Signal Processing, 2005, The IEE Seminar on, Ref. No. 2005-11310

図１は、前述した問題を解決する従来の予等化伝送方式の一例を示す。図１の予等化送信器は、受信器から波長分散などの劣化情報をフィードバックし、温度変化などによる伝送路の波長分散量の変動に対処する。図１では、２値のデジタル信号が光送信器１００に入力されると、入力されたデジタル信号が符号化回路１０１にて複素電界信号（実部及び虚部の２組のデジタルデータ）に変換、出力される。出力された複素電界信号は、予等化回路１０２に入力され、ビットパターンに応じて波長分散の伝達関数の逆関数が印加される。逆関数が印加された複素電界信号の実部がＤＡ変換器１０３−１に入力される。逆関数が印加された複素電界信号の虚部がＤＡ変換器１０３−２に入力される。ＤＡ変換器１０３−１、１０３−２は、入力されたデジタルデータ信号（複素電界信号の実部と虚部）をアナログデータ信号に変換する。ＤＡ変換器１０３−１、１０３−２からのアナログデータ信号は、それぞれ光電界変調器１０４（ＩＱ変調器）のＩ、Ｑ入力端子に入力される。これらアナログデータ信号を用いて、光電界変調器１０４は、レーザ光源１０５から出力された光電界信号の実部及び虚部をそれぞれ変調する。光電界変調器１０４から出力された光電界信号は、光ファイバ伝送路１０６を通って伝送され、光受信器１０７のデータ復調部１０８に入力される。光電界信号が光ファイバ伝送路１０６で伝送される間、予等化回路１０２で印加した波長分散の伝達関数の逆関数が、光ファイバ伝送路１０６の波長分散の伝達関数と打ち消しあう。このため、理論上、光受信器１０７には、波長分散の影響のない光波形が入力される。 FIG. 1 shows an example of a conventional pre-equalization transmission system that solves the above-described problem. The pre-equalization transmitter of FIG. 1 feeds back deterioration information such as chromatic dispersion from the receiver, and copes with fluctuations in the amount of chromatic dispersion in the transmission path due to temperature changes. In FIG. 1, when a binary digital signal is input to the optical transmitter 100, the input digital signal is converted into a complex electric field signal (two sets of digital data of a real part and an imaginary part) by the encoding circuit 101. Is output. The output complex electric field signal is input to the pre-equalization circuit 102, and an inverse function of the transfer function of chromatic dispersion is applied according to the bit pattern. The real part of the complex electric field signal to which the inverse function is applied is input to the DA converter 103-1. The imaginary part of the complex electric field signal to which the inverse function is applied is input to the DA converter 103-2. The DA converters 103-1 and 103-2 convert the input digital data signal (the real part and the imaginary part of the complex electric field signal) into an analog data signal. Analog data signals from the DA converters 103-1 and 103-2 are input to the I and Q input terminals of the optical electric field modulator 104 (IQ modulator), respectively. Using these analog data signals, the optical electric field modulator 104 modulates the real part and the imaginary part of the optical electric field signal output from the laser light source 105, respectively. The optical electric field signal output from the optical electric field modulator 104 is transmitted through the optical fiber transmission line 106 and input to the data demodulator 108 of the optical receiver 107. While the optical electric field signal is transmitted through the optical fiber transmission line 106, the inverse function of the chromatic dispersion transfer function applied by the pre-equalization circuit 102 cancels out the chromatic dispersion transfer function of the optical fiber transmission line 106. Therefore, theoretically, an optical waveform that is not affected by chromatic dispersion is input to the optical receiver 107.

しかしながら、光ファイバ伝送路１０６の波長分散は温度変化などの環境変化に伴い、わずかに変化する。このため、実際には光受信器１０７に入力する光波形は、波長分散によって歪んでしまう。そこで、光受信器１０７における劣化観測部１０９は、受信信号の劣化情報として、ビット誤り率や受信波形の歪を観測する。観測された劣化情報は、受信情報送信部１１０によって、光送信器１００内部に設置された受信情報受信部１１１にフィードバックされる。フィードバックされた劣化情報は、受信情報受信部１１１によって、タップ係数制御部１１２に伝達される。タップ係数制御部１１２は、伝達された劣化情報に基づき、ビット誤り率が減少するように、又は、受信波形歪が改善するように、予等化回路１０２で印加する波長分散の伝達関数の逆関数を変更する。これにより、光受信器１０７に波長分散の影響のない光波形が入力される。実際の予等化回路１０２は、タップ係数がデータ伝送前に決定されるプリセット型の複素係数の線形ＦＩＲフィルタで構成されている。タップ係数の変更は、予等化回路１０２で印加する波長分散の伝達関数の逆関数の変更に相当する。 However, the chromatic dispersion of the optical fiber transmission line 106 slightly changes with environmental changes such as temperature changes. For this reason, the optical waveform input to the optical receiver 107 is actually distorted by chromatic dispersion. Therefore, the degradation observation unit 109 in the optical receiver 107 observes the bit error rate and the distortion of the reception waveform as the degradation information of the reception signal. The observed deterioration information is fed back by the reception information transmission unit 110 to the reception information reception unit 111 installed in the optical transmitter 100. The feedback deterioration information is transmitted to the tap coefficient control unit 112 by the reception information receiving unit 111. Based on the transmitted degradation information, the tap coefficient control unit 112 reverses the chromatic dispersion transfer function applied by the pre-equalization circuit 102 so that the bit error rate is reduced or the received waveform distortion is improved. Change the function. As a result, an optical waveform that is not affected by chromatic dispersion is input to the optical receiver 107. The actual pre-equalization circuit 102 includes a preset type complex coefficient linear FIR filter in which tap coefficients are determined before data transmission. The change of the tap coefficient corresponds to the change of the inverse function of the transfer function of chromatic dispersion applied by the pre-equalization circuit 102.

タップ係数制御部１１２は、線形ＦＩＲフィルタのタップ係数を、ビット誤り率や受信波形の歪などの劣化情報に基づいて、ビット誤り率や受信波形歪が減少するように決定してよい。タップ係数制御部１１２は、劣化観測部１０９で計測された光ファイバ伝送路の波長分散量と、波長分散量とタップ係数を関係付けるルックアップテーブルを利用して、タップ係数を決定してよい。又、タップ係数制御部１１２は、既知の２値データ列をトレーニング信号として、光受信器１０７で受信されたトレーニング信号と元のトレーニング信号との誤差が最小になるよう収束演算などを行って、タップ係数を決定してよい。 The tap coefficient control unit 112 may determine the tap coefficient of the linear FIR filter based on deterioration information such as the bit error rate and reception waveform distortion so that the bit error rate and reception waveform distortion are reduced. The tap coefficient control unit 112 may determine the tap coefficient using the chromatic dispersion amount of the optical fiber transmission line measured by the deterioration observation unit 109 and a look-up table relating the chromatic dispersion amount and the tap coefficient. Further, the tap coefficient control unit 112 uses a known binary data string as a training signal, performs a convergence calculation so that an error between the training signal received by the optical receiver 107 and the original training signal is minimized, and the like. A tap coefficient may be determined.

線形ＦＩＲフィルタのタップ数Nは、補償する波長分散量に比例する。例えば、５０（N=50）程度のタップを有するプリセット型の線形ＦＩＲフィルタは、最大で、シングルモード光ファイバ（ＳＭＦ）３００ｋｍ程度の伝送可能距離に相当する波長分散量（５０００ｐｓ／ｎｍ）を補償できる。プリセット型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数を最適タップ係数に変更するには、ＦＰＧＡ(Field Programmable Gate Array)のようなプログラマブルロジックデバイス内部の論理回路を書き換えることが必要となる。例えば、５０タップ程度のプリセット型の線形ＦＩＲフィルタの場合、論理回路の書き換えは、５０〜１００μｓ程度の時間を要する。従って、ビット誤り率の増加、又は、受信波形の歪などに関する劣化情報が光受信器から光送信器にフィードバックされてから、プログラマブルロジックデバイス内部の論理回路が書き換えられるまでの期間は、実質サービス中断となる伝送断の状態となる。このため、商用の光ファイバ伝送路に従来技術を適用することは極めて困難である。 The number of taps N of the linear FIR filter is proportional to the amount of chromatic dispersion to be compensated. For example, a preset type linear FIR filter with about 50 (N = 50) taps compensates for chromatic dispersion (5000 ps / nm) corresponding to a maximum transmission distance of about 300 km of single mode optical fiber (SMF). it can. In order to change the tap coefficient of the preset type linear FIR filter to the optimum tap coefficient, it is necessary to rewrite a logic circuit in a programmable logic device such as an FPGA (Field Programmable Gate Array). For example, in the case of a preset type linear FIR filter of about 50 taps, rewriting of the logic circuit takes about 50 to 100 μs. Therefore, during the period from when the degradation information related to the increase in bit error rate or distortion of the received waveform is fed back from the optical receiver to the optical transmitter until the logic circuit inside the programmable logic device is rewritten, the service is substantially interrupted. It becomes the state of transmission interruption. For this reason, it is extremely difficult to apply the prior art to a commercial optical fiber transmission line.

さらに、従来の予等化伝送には波長分散耐力が向上しないという問題がある。予等化伝送では、送信器で予め波長分散を打ち消すことが可能であるが、伝送後の光信号の波長分散耐力が向上するわけではない。例えば、通常のＮＲＺ(non return to zero)信号の分散耐力は１０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで伝送する場合には１２００ｐｓ／ｎｍであり、４０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで伝送する場合には８０ｐｓ／ｎｍである。１０００ｐｓ／ｎｍの予等化を行った場合、これらの信号の伝送可能な範囲は、１０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートの伝送で、１０００±６００ｐｓ／ｎｍであり、４０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートの伝送で、１０００±４０ｐｓ／ｎｍである。波長分散耐力をＳＭＦの長さに換算すると、１０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで伝送する場合には±３７ｋｍであり、４０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで伝送する場合には±２ｋｍである。４０Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで伝送する場合には波長分散耐力が不足する。さらに光信号を１００Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートで伝送することは、きわめて困難となる。 Further, the conventional pre-equalization transmission has a problem that the chromatic dispersion tolerance is not improved. In pre-equalization transmission, chromatic dispersion can be canceled in advance by a transmitter, but the chromatic dispersion tolerance of an optical signal after transmission is not improved. For example, the dispersion tolerance of a normal NRZ (non return to zero) signal is 1200 ps / nm when transmitting at a bit rate of 10 Gbit / s, and 80 ps / nm when transmitting at a bit rate of 40 Gbit / s. is there. When pre-equalization of 1000 ps / nm is performed, the transmittable range of these signals is 1000 ± 600 ps / nm at a transmission rate of 10 Gbit / s, and at a transmission rate of 40 Gbit / s, 1000 ± 40 ps / nm. When the chromatic dispersion tolerance is converted into the length of SMF, it is ± 37 km when transmitting at a bit rate of 10 Gbit / s, and ± 2 km when transmitting at a bit rate of 40 Gbit / s. When transmitting at a bit rate of 40 Gbit / s, the chromatic dispersion tolerance is insufficient. Furthermore, it becomes extremely difficult to transmit an optical signal at a bit rate of 100 Gbit / s.

本発明の目的は、温度変化などの環境変化に伴って光ファイバ伝送路の波長分散が変動する場合でも、波長分散耐力を増加し、安定した光伝送を実現することである。 An object of the present invention is to increase the chromatic dispersion tolerance and realize stable optical transmission even when the chromatic dispersion of the optical fiber transmission line fluctuates with an environmental change such as a temperature change.

本発明の代表的な一例を示せば以下の通りである。すなわち、入力されるビット列を複素信号に変換する符号化回路と、レーザ光源から出力された光を変調し光ファイバ伝送路を介して送信する光電界変調器と、を有する光送信器であって、送信される光信号の線形歪を予め補償するため、前記複素信号に対して、前記光ファイバ伝送路の基準の波長分散に対応する第一の伝達関数の逆関数を印加する第一の畳み込み演算を行う第一の補償部と、前記送信される光信号の時間変動する線形歪を予め補償するため、前記複素信号に対して、前記光ファイバ伝送路の波長分散の時間変動分に対応する第二の伝達関数の逆関数を印加する第二の畳み込み演算を行う第二の補償部と、前記第二の補償部から出力された信号と、受信器での復調により得られた受信信号から生成された基準信号との誤差を決定する誤差決定部と、を備え、前記第二の補償部は、複素係数の適応型線形ＦＩＲフィルタからなる適応型等化回路を備え、前記誤差決定部によって決定された前記誤差を最小とするブラインド等化アルゴリズムに従って、前記適応型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新することによって、前記第二の畳み込み演算によって印加される逆関数を調整することを特徴とする光送信器である。 A typical example of the present invention is as follows. That is, an optical transmitter having an encoding circuit that converts an input bit string into a complex signal, and an optical electric field modulator that modulates light output from a laser light source and transmits the light via an optical fiber transmission line. A first convolution that applies an inverse function of a first transfer function corresponding to a reference chromatic dispersion of the optical fiber transmission line to the complex signal in order to compensate in advance for linear distortion of the transmitted optical signal Corresponding to the time variation of the chromatic dispersion of the optical fiber transmission line with respect to the complex signal in order to compensate in advance for the first compensation unit that performs the calculation and the linear distortion that varies with time of the transmitted optical signal A second compensation unit for performing a second convolution operation for applying an inverse function of the second transfer function, a signal output from the second compensation unit, and a received signal obtained by demodulation at the receiver The error from the generated reference signal It includes an error determining unit for constant, a, the second compensator includes an adaptive equalization circuit consisting of the adaptive linear FIR filter of the complex coefficients, to minimize the error determined by the error determination unit The optical transmitter is characterized in that the inverse function applied by the second convolution operation is adjusted by updating a tap coefficient of the adaptive linear FIR filter according to a blind equalization algorithm .

本発明の実施形態によると、環境変化に伴って光ファイバ伝送路の波長分散が変動する場合でも、波長分散耐力が向上し、安定した光伝送が可能になる。 According to the embodiment of the present invention, even when the chromatic dispersion of the optical fiber transmission line fluctuates with environmental changes, the chromatic dispersion tolerance is improved and stable optical transmission is possible.

従来の予等化光伝送システムの構成図である。It is a block diagram of the conventional pre-equalization optical transmission system. 第一実施形態の光送受信システムの構成図である。It is a block diagram of the optical transmission / reception system of 1st embodiment. 第一実施形態の予等化回路の構成図である。It is a block diagram of the pre-equalization circuit of 1st embodiment. 第一実施形態の適応型等化回路の構成図である。It is a block diagram of the adaptive equalization circuit of 1st embodiment. 第一実施形態の適応型等化回路を構成する線形ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新するシーケンスを説明する図である。It is a figure explaining the sequence which updates the tap coefficient of the linear FIR filter which comprises the adaptive equalization circuit of 1st embodiment. （ａ）予等化回路と適応型等化回路を設置しない光送受信システムにおいて、光ファイバ伝送を行う前の波長分散耐力を説明する図である。（ｂ）予等化回路のみを設置した光送受信システムにおいて、光ファイバ伝送を行った後の波長分散耐力を説明する図である。（ｃ）予等化回路と適応型等化回路を設置した光送受信システムにおいて、光ファイバ伝送を行った後の波長分散耐力を説明する図である。(A) It is a figure explaining the chromatic dispersion tolerance before performing optical fiber transmission in the optical transmission / reception system which does not install a pre-equalization circuit and an adaptive equalization circuit. (B) It is a figure explaining the chromatic dispersion tolerance after performing optical fiber transmission in the optical transmission / reception system which installed only the pre-equalization circuit. (C) It is a figure explaining the chromatic dispersion tolerance after performing optical fiber transmission in the optical transmission / reception system which installed the pre-equalization circuit and the adaptive equalization circuit. 第二実施形態の光送受信システムの構成図である。It is a block diagram of the optical transmission / reception system of 2nd embodiment. 第三実施形態の光送受信システムの構成図である。It is a block diagram of the optical transmission / reception system of 3rd embodiment. 第三実施形態の予等化回路と適応型等化回路のタップ係数更新の手順を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the procedure of the tap coefficient update of the pre-equalization circuit of 3rd embodiment, and an adaptive equalization circuit.

［第一実施形態］
図２は、第一実施形態に係る光送信器及び光送受信システムの構成図である。 [First embodiment]
FIG. 2 is a configuration diagram of the optical transmitter and the optical transmission / reception system according to the first embodiment.

光送信器２００は、光電界信号（光信号とも呼ばれる）を、光ファイバ伝送路２０７を介して、光受信器２０８に送信する。光送信器２００、光ファイバ伝送路２０７、光受信器２０８は、光送受信システムを構成する。 The optical transmitter 200 transmits an optical electric field signal (also referred to as an optical signal) to the optical receiver 208 via the optical fiber transmission line 207. The optical transmitter 200, the optical fiber transmission line 207, and the optical receiver 208 constitute an optical transmission / reception system.

光送信器２００は、符号化回路２０１、予等化回路２０２、適応型等化回路２０３、ＤＡ変換器２０４−１、２０４−２、光電界変調器２０５、レーザ光源２０６、受信側情報受信部２１１、誤差決定部２１２と、を備える。 The optical transmitter 200 includes an encoding circuit 201, a pre-equalization circuit 202, an adaptive equalization circuit 203, DA converters 204-1 and 204-2, an optical electric field modulator 205, a laser light source 206, and a receiving side information receiving unit. 211 and an error determination unit 212.

符号化回路２０１には、送信系列元データとして、伝送される２値のデジタル信号（ビット列）が入力される。符号化回路２０１は、デジタル信号処理部（ＤＳＰ）を有する。符号化回路２０１は、入力されたデジタル信号を、オーバーサンプリング処理によって１ビットあたり少なくとも２つのサンプル点をもつ複素信号（実部及び虚部の２組のデジタルデータ）に変換する。変換された複素信号（複素電界信号）は、予等化回路２０２に入力される。 A binary digital signal (bit string) to be transmitted is input to the encoding circuit 201 as transmission sequence original data. The encoding circuit 201 includes a digital signal processing unit (DSP). The encoding circuit 201 converts the input digital signal into a complex signal (two sets of digital data of a real part and an imaginary part) having at least two sample points per bit by an oversampling process. The converted complex signal (complex electric field signal) is input to the pre-equalization circuit 202.

予等化回路２０２は、光ファイバ伝送路で生じる基準の波長分散（当初の波長分散）の伝達関数の逆関数H(ω)=exp(jβLω²/2)を印加し、基準の波長分散により生じる伝送劣化（線形歪）に対して等化を行う。逆関数H(ω)は、波長分散の時間変動を考慮しない基準の逆関数（当初の逆関数）であり、第一の逆関数と呼ばれる。そして、予等化回路２０２は、波長分散による伝送劣化に対して予め等化を行った複素信号を出力する。このように、予等化回路２０２は、光ファイバ伝送路２０７における光電界信号の基準の線形歪（当初の線形歪）を予め補償する第一の補償部を構成する。予等化回路２０２から出力された複素信号は、適応型等化回路２０３に入力される。なお、予等化回路２０２の詳細な構成は後述する。 Pre-equalization circuit 202, the inverse function H of the transfer function of the wavelength dispersion of the criteria imposed by the optical fiber transmission line (initial wavelength dispersion) (ω) = exp (jβLω 2/2) is applied, by the wavelength dispersion of the reference Equalization is performed for transmission degradation (linear distortion) that occurs. The inverse function H (ω) is a reference inverse function (initial inverse function) that does not take into account temporal variation of chromatic dispersion, and is called a first inverse function. Then, the pre-equalization circuit 202 outputs a complex signal that has been equalized in advance with respect to transmission degradation due to wavelength dispersion. In this way, the pre-equalization circuit 202 constitutes a first compensation unit that compensates in advance for the reference linear distortion (initial linear distortion) of the optical electric field signal in the optical fiber transmission line 207. The complex signal output from the pre-equalization circuit 202 is input to the adaptive equalization circuit 203. The detailed configuration of the pre-equalization circuit 202 will be described later.

適応型等化回路２０３は、温度変化などの環境変化による波長分散量の時間変動によって生じる伝送劣化（線形歪）に対して等化を行う。即ち、適応型等化回路２０３は、予等化回路２０２から入力された複素信号に対して、第二の逆関数ΔH(ω)=exp[j(Δβ)Lω²/2]を印加する。第二の逆関数ΔH(ω)は、光ファイバ伝送路で生じる波長分散の時間変動分に対応する伝達関数の逆関数である。ここで、Δβは波長分散係数の時間変化を示す。このように、適応型等化回路２０３は、光ファイバ伝送路２０７における光電界信号の時間変動する線形歪（線形歪の時間変動部分）を予め補償する第二の補償部を構成する。適応型等化回路２０３は複素信号を出力する。出力された複素信号の実部Ｉ及び虚部Ｑは、それぞれＤＡ変換器２０４−１、２０４−２に入力される。適応型等化回路２０３の詳細な構成は後述する。 The adaptive equalization circuit 203 performs equalization for transmission degradation (linear distortion) caused by temporal variation of the chromatic dispersion amount due to environmental changes such as temperature changes. In other words, the adaptive equalization circuit 203 applied to the complex signal input from the pre-equalization circuit 202, a second inverse function ΔH (ω) = exp [j (Δβ) Lω 2/2]. The second inverse function ΔH (ω) is an inverse function of the transfer function corresponding to the time variation of chromatic dispersion occurring in the optical fiber transmission line. Here, Δβ represents the time change of the chromatic dispersion coefficient. As described above, the adaptive equalization circuit 203 constitutes a second compensation unit that compensates in advance for the linear distortion (time variation part of the linear distortion) of the optical electric field signal in the optical fiber transmission line 207 that varies with time. The adaptive equalization circuit 203 outputs a complex signal. The real part I and the imaginary part Q of the output complex signal are input to the DA converters 204-1 and 204-2, respectively. The detailed configuration of the adaptive equalization circuit 203 will be described later.

光送信器２００全体で印加される逆関数は、第一と第二の逆関数の積H(ω)・ΔH(ω) =exp｛j（β+Δβ）Lω²/2｝である。光電界信号が光ファイバ伝送路２０７で伝送される間、印加した逆関数H(ω)・ΔH(ω)が、光ファイバ伝送路１０６の波長分散の伝達関数H^-1(ω)・ΔH^-1(ω)=exp[-j(β+Δβ)Lω²/2]と打ち消しあう。ここで、基準の波長分散の伝達関数（第一の伝達関数）は、exp[-jβLω²/2]である。波長分散の時間変動分の伝達関数（第二の伝達関数）は、exp[-j(Δβ)Lω²/2]である。 Inverse function applied across the optical transmitter 200 is the first and second inverse function of the product H (ω) · ΔH (ω ) = exp {j (β + Δβ) Lω 2/2}. While the optical electric field signal is transmitted through the optical fiber transmission line 207, the applied inverse function H (ω) · ΔH (ω) is the chromatic dispersion transfer function H ⁻¹ (ω) · ΔH ^{− of the} optical fiber transmission line 106. ^{1 (ω)} = cancel each other out and exp [-j (β + Δβ) Lω 2/2]. Here, the reference transfer function of the chromatic dispersion of the (first transfer function) is exp [-jβLω ^2/2]. Time change of the transfer function of the chromatic dispersion (second transfer function) is ^{exp [-j (Δβ) Lω 2} /2].

受信側情報受信部２１１は、光受信器２０８が復調により受信した受信信号の情報（例えば、受信シンボルの情報）を光受信器２０８から受信する。 The reception-side information reception unit 211 receives information on the received signal (for example, information on received symbols) received by the optical receiver 208 by demodulation from the optical receiver 208.

誤差決定部２１２には、適応型等化回路２０３の出力信号と、受信側情報受信部２１１からの受信信号の情報が入力される。例えば、誤差決定部２１２は、シンボルごとに、適応型等化回路２０３の出力信号と光受信器２０８が受信した受信信号との誤差を演算する。誤差決定部２１２は、適応型等化回路２０３に誤差に関する情報を出力する。 The error determination unit 212 receives the output signal of the adaptive equalization circuit 203 and the information of the reception signal from the reception side information reception unit 211. For example, the error determination unit 212 calculates an error between the output signal of the adaptive equalization circuit 203 and the received signal received by the optical receiver 208 for each symbol. The error determination unit 212 outputs information about the error to the adaptive equalization circuit 203.

ＤＡ変換器２０４−１、２０４−２は、適応型等化回路２０３から入力された複素信号の実部Ｉ及び虚部Ｑを高速のアナログ電気信号に変換する。アナログ電気信号は、光電界変調器２０５に入力される。 The DA converters 204-1 and 204-2 convert the real part I and the imaginary part Q of the complex signal input from the adaptive equalization circuit 203 into high-speed analog electric signals. The analog electric signal is input to the optical electric field modulator 205.

光電界変調器２０５は、ＤＡ変換器から入力されたアナログ電気信号を用いて、レーザ光源２０６から出力された無変調のレーザ光を変調し、光電界信号（光信号）を生成、出力する。光電界変調器２０５から出力された光電界信号は、光ファイバ伝送路２０７に入力され、光受信器２０８へ伝送される。 The optical electric field modulator 205 modulates the unmodulated laser light output from the laser light source 206 using the analog electric signal input from the DA converter, and generates and outputs an optical electric field signal (optical signal). The optical electric field signal output from the optical electric field modulator 205 is input to the optical fiber transmission line 207 and transmitted to the optical receiver 208.

光受信器２０８は、データ復調部２０９と受信側情報送信部２１０（受信側情報送信手段）を備える。光受信器２０８へ伝送された光電界信号は、光受信器２０８のデータ復調部２０９に入力される。データ復調部２０９は、光電界信号を２値のデジタル信号に変換する。この復調に得られた２値のデジタル信号を受信信号と呼ぶ。受信側情報送信部２１０は、受信信号の情報を送信器２００の受信側情報受信部２１１（受信側情報受信手段）へ送る。データ復調部２０９は、コヒーレント方式か、又は、非コヒーレント方式のどちらを用いてもよい。データ復調部２０９は、デジタル信号処理方式か、又は、アナログ信号処理方式のどちらを用いてもよい。 The optical receiver 208 includes a data demodulator 209 and a receiver information transmitter 210 (receiver information transmitter). The optical electric field signal transmitted to the optical receiver 208 is input to the data demodulation unit 209 of the optical receiver 208. The data demodulator 209 converts the optical electric field signal into a binary digital signal. The binary digital signal obtained by this demodulation is called a received signal. The reception-side information transmission unit 210 transmits information on the reception signal to the reception-side information reception unit 211 (reception-side information reception unit) of the transmitter 200. The data demodulation unit 209 may use either a coherent method or a non-coherent method. The data demodulator 209 may use either a digital signal processing method or an analog signal processing method.

光送信器２００において、符号化回路２０１、予等化回路２０２、適応型等化回路２０３、誤差決定部２１２は、ＣＰＵ（中央演算処理装置）とＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ：例えばＳＲＡＭ）を搭載した単一のＦＰＧＡ上に、構築されてよい。ＦＰＧＡは、何度も容易に書き換え可能であり、プロトコル変更や仕様変更等に頻繁に対応する必要がある通信機器において一般的に用いられている。 In the optical transmitter 200, the encoding circuit 201, the pre-equalization circuit 202, the adaptive equalization circuit 203, and the error determination unit 212 are equipped with a CPU (Central Processing Unit) and a RAM (Random Access Memory: SRAM, for example). It may be built on a single FPGA. FPGAs can be easily rewritten many times, and are generally used in communication devices that need to respond frequently to protocol changes and specification changes.

次に、図３を参照して、予等化回路２０２（第一の補償部）の詳細な構成を説明する。本実施形態では、予等化回路２０２は、図３のようなプリセット型線形ＦＩＲフィルタで実現される。プリセット型線形ＦＩＲフィルタのタップ数Nは、例えば、５０である。タップ数Nは、プリセット型線形ＦＩＲフィルタで補償する基準の波長分散量に比例する。 Next, the detailed configuration of the pre-equalization circuit 202 (first compensation unit) will be described with reference to FIG. In this embodiment, the pre-equalization circuit 202 is realized by a preset type linear FIR filter as shown in FIG. The number of taps N of the preset type linear FIR filter is, for example, 50. The tap number N is proportional to the reference chromatic dispersion amount compensated by the preset linear FIR filter.

図３の予等化回路２０２は、符号化回路２０１からの入力３０１ (複素信号）を、シフトレジスタ３０２で1から（N-1）回、固定の時間Ｔだけ遅延させる。予等化回路２０２の出力３０４（p(n)）は、遅延された入力x(n),ｘ(n-1)…x(n-(N-1))それぞれをタップ係数３０３（h(0),h(1)...h(N-1)）で重み付け（乗算）して加算したものである。タップ係数（h(0),h(1)...h(N-1)）は、複素数である。ｎはシンボルの番号である。予等化回路２０２の出力p(n)は、以下の数式（１）で与えられる。 The pre-equalization circuit 202 in FIG. 3 delays the input 301 (complex signal) from the encoding circuit 201 from the shift register 302 1 to (N−1) times for a fixed time T. The output 304 (p (n)) of the pre-equalization circuit 202 is obtained by converting the delayed inputs x (n), x (n−1)... X (n− (N−1)) into tap coefficients 303 (h ( 0), h (1)... H (N-1)) and added by weighting (multiplication). The tap coefficients (h (0), h (1) ... h (N-1)) are complex numbers. n is the symbol number. The output p (n) of the pre-equalization circuit 202 is given by the following formula (1).

このように、予等化回路２０２は、符号化回路２０１からの複素信号に対して、基準の波長分散に対応する第一の伝達関数の逆関数を印加するための第一の畳み込み演算を行う。第一の畳み込み演算で印加する逆関数は、プリセット型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数で定められている。 As described above, the pre-equalization circuit 202 performs the first convolution operation for applying the inverse function of the first transfer function corresponding to the reference chromatic dispersion to the complex signal from the encoding circuit 201. . The inverse function applied in the first convolution operation is determined by the tap coefficient of the preset linear FIR filter.

プリセット型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数h(0),h(1)...h(N-1)は、固定されており、光送受信器システムがサービスを開始する前（データ伝送が開始する前）に、予め定められている。タップ係数は、既知又は測定した光ファイバ伝送路の波長分散量と、波長分散量とタップ係数を関係付けるルックアップテーブルとを用いて決定されてよい。又は、予等化回路２０２に入力されたトレーニング信号と光受信器２０８で受信されたトレーニング信号を比較（誤差決定）することにより、入力トレーニング信号と受信トレーニング信号の誤差が最小になるようにタップ係数の最適化されてよい。トレーニング信号は、既知の２値のデータ列である。予等化回路２０２のタップ係数は、別な方法で定められてもよい。 The tap coefficients h (0), h (1) ... h (N-1) of the preset type linear FIR filter are fixed, and before the optical transceiver system starts service (before data transmission starts) ) In advance. The tap coefficient may be determined using a known or measured chromatic dispersion amount of the optical fiber transmission line and a look-up table relating the chromatic dispersion amount and the tap coefficient. Alternatively, the training signal input to the pre-equalization circuit 202 and the training signal received by the optical receiver 208 are compared (error determination), so that the error between the input training signal and the received training signal is minimized. The coefficient may be optimized. The training signal is a known binary data string. The tap coefficient of the pre-equalization circuit 202 may be determined by another method.

次に、図４を参照して、適応型等化回路２０３（第二の補償部）の詳細な構成を説明する。本実施形態では、適応型等化回路２０３は、図４のような複素係数の適応型線形ＦＩＲフィルタで実現される。適応型線形ＦＩＲフィルタのタップ数Mは、例えば、５である。タップ数Mが大きいほど正確に波長分散量の時間変動が補償されるが、演算負荷が大きくなる。このため、好適には、適応型線形ＦＩＲフィルタのタップ数Mは、波長分散量の最大の時間変動量（適応型線形ＦＩＲフィルタで補償されるべき波長分散量）に比例するよう設定される。従って、適応型線形ＦＩＲフィルタのタップ数Mは、プリセット型線形ＦＩＲフィルタのタップ数Nより小さくなる。比率M/Nは、基準の波長分散量に対する波長分散の最大変動量の比率に等しくてよい。 Next, a detailed configuration of the adaptive equalization circuit 203 (second compensation unit) will be described with reference to FIG. In this embodiment, the adaptive equalization circuit 203 is realized by an adaptive linear FIR filter having complex coefficients as shown in FIG. The number of taps M of the adaptive linear FIR filter is 5, for example. The larger the number of taps M, the more accurately the time variation of the chromatic dispersion amount is compensated, but the calculation load increases. For this reason, the number of taps M of the adaptive linear FIR filter is preferably set to be proportional to the maximum amount of time variation of the chromatic dispersion amount (the chromatic dispersion amount to be compensated by the adaptive linear FIR filter). Therefore, the tap number M of the adaptive linear FIR filter is smaller than the tap number N of the preset linear FIR filter. The ratio M / N may be equal to the ratio of the maximum fluctuation amount of chromatic dispersion to the reference chromatic dispersion amount.

適応型線形ＦＩＲフィルタは、予等化回路２０２からの複素信号入力ｐ(n)をシフトレジスタ４０２で1から(M-1)回、固定の時間Ｔだけ遅延させる。適応型等化回路２０３の出力４０４（y(n)）は、遅延された入力ｐ(n),ｐ(n-1)…ｐ(n-(M-1))を、タップ係数４０３（h'(0),h'(1)...h'(M-1)）で重み付け（乗算）してから加算したものである。タップ係数（h'(0),h'(1)...h'(M-1)）は、複素数である。適応型等化回路２０３の出力ｙ(n)は、以下の数式（２）で与えられる。 The adaptive linear FIR filter delays the complex signal input p (n) from the pre-equalization circuit 202 from the shift register 402 1 to (M−1) times for a fixed time T. The output 404 (y (n)) of the adaptive equalization circuit 203 is obtained by using the delayed inputs p (n), p (n−1)... P (n− (M−1)) as tap coefficients 403 (h '(0), h' (1) ... h '(M-1)) are weighted (multiplied) and then added. The tap coefficients (h ′ (0), h ′ (1)... H ′ (M−1)) are complex numbers. The output y (n) of the adaptive equalization circuit 203 is given by the following formula (2).

このように、適応型等化回路２０３は、符号化回路２０１からの複素信号に対して、波長分散における基準の波長分散からの時間変動分に対応する第二の伝達関数の逆関数を印加するための第二の畳み込み演算を行う。第二の畳み込み演算で印加する逆関数は、適応型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数で定められている。タップ係数は、所定のアルゴリズムに従って最適化され、更新される。 As described above, the adaptive equalization circuit 203 applies an inverse function of the second transfer function corresponding to the time variation from the reference chromatic dispersion in the chromatic dispersion to the complex signal from the encoding circuit 201. For the second convolution operation. The inverse function applied in the second convolution operation is determined by the tap coefficient of the adaptive linear FIR filter. The tap coefficient is optimized and updated according to a predetermined algorithm.

前述の誤差決定部２１２は、適応型等化回路２０３の出力４０６ｙ(n)と、基準信号４０５を取得する。フィルタ制御部４０８は、適応型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数h'(0),h'(1)...h'(M-1) を、基準信号４０５と適応型等化回路の出力４０６の誤差を最小にするように随時更新する。従って、この誤差に基づいて、第二の畳み込み演算で印加する逆関数が調整される。なお、基準信号４０５は、受信信号から生成される信号である。例えば、基準信号４０５は、受信側情報受信部２１１から送られた受信信号（例えば受信シンボルの情報）そのものでよい。タップ係数を最適化するアルゴリズムによっては、基準信号４０５は、受信信号に演算を施して生成した信号でもよい。なお、適応型等化回路２０３の出力ｙ(n)が発生してから、受信信号が光ファイバ伝送路を介して光受信器２０８から誤差決定部２１２に伝達されるまで、遅延時間が発生する。誤差決定部２１２は、シンボルごとに、この遅延時間分を遅延した適応型等化回路２０３の出力ｙ(n)と基準信号との誤差を決定してよい。これにより、最良なタップ係数が求められる。 The error determination unit 212 described above acquires the output 406y (n) of the adaptive equalization circuit 203 and the reference signal 405. The filter control unit 408 uses the tap coefficients h ′ (0), h ′ (1)... H ′ (M−1) of the adaptive linear FIR filter as the reference signal 405 and the output 406 of the adaptive equalization circuit. Update from time to time to minimize errors. Therefore, the inverse function applied in the second convolution operation is adjusted based on this error. The reference signal 405 is a signal generated from the received signal. For example, the reference signal 405 may be a reception signal (for example, reception symbol information) itself transmitted from the reception-side information reception unit 211. Depending on the algorithm for optimizing the tap coefficient, the reference signal 405 may be a signal generated by performing an operation on the received signal. Note that there is a delay time from when the output y (n) of the adaptive equalization circuit 203 is generated until the received signal is transmitted from the optical receiver 208 to the error determination unit 212 via the optical fiber transmission line. . The error determination unit 212 may determine, for each symbol, an error between the output y (n) of the adaptive equalization circuit 203 delayed by this delay time and the reference signal. Thereby, the best tap coefficient is obtained.

伝送すべきデータ（送信系列元データ）の一部に周期的にトレーニング信号（例えば１０万シンボルのうち５００シンボル分）が含められてよい。この場合、０．０２μs（シンボルレートが１０Ｇｂａｕｄの場合）程度の余分なデータを送信するだけで、適応型等化回路２０３を構成する線形ＦＩＲフィルタのタップ係数の更新が可能となる。誤差決定部２１２は、シンボルごとに、適応等化回路２０３からの出力トレーニング信号の実部及び虚部を、それぞれ受信側で受信されたトレーニング信号の実部及び虚部と比較して誤差を求めてよい。例えばＬＭＳ(最小二乗法)アルゴリズムで、誤差を最小にする最適なタップ係数が求められる。トレーニング信号の使用により、タップ係数は、データ伝送中でも、短い時間間隔で周期的に更新される。なお、光送信器２００は、トレーニング信号を発生するトレーニング信号発生部を有してよい。 A training signal (for example, 500 symbols out of 100,000 symbols) may be periodically included in a part of data to be transmitted (transmission sequence original data). In this case, the tap coefficient of the linear FIR filter constituting the adaptive equalization circuit 203 can be updated only by transmitting extra data of about 0.02 μs (when the symbol rate is 10 Gbaud). For each symbol, the error determination unit 212 compares the real part and the imaginary part of the training signal output from the adaptive equalization circuit 203 with the real part and the imaginary part of the training signal received on the receiving side, and obtains an error. It's okay. For example, an optimum tap coefficient that minimizes the error is obtained by an LMS (least squares) algorithm. By using the training signal, the tap coefficient is periodically updated at short time intervals even during data transmission. The optical transmitter 200 may include a training signal generation unit that generates a training signal.

フィルタ制御部４０８は、公知のブラインド等化アルゴリズムによって、最適なタップ係数を求めてよい。ブラインド等化アルゴリズムでは、シンボルごとの誤差を決定して、タップ係数の更新を行うのではなく、シンボルの統計量に対して誤差を判定し、タップ係数の更新を行う。ブラインド等化アルゴリズムを使用すれば、トレーニング信号などの余分なデータを使用しないため、タップ係数の更新が随時行われる。 The filter control unit 408 may obtain an optimum tap coefficient by a known blind equalization algorithm. In the blind equalization algorithm, the error for each symbol is not determined and the tap coefficient is updated, but the error is determined with respect to the statistical amount of the symbol, and the tap coefficient is updated. If the blind equalization algorithm is used, extra data such as a training signal is not used, so that tap coefficients are updated as needed.

このように、適応型等化回路２０３を構成する適応型線形ＦＩＲフィルタは、線形ＦＩＲフィルタのタップ係数を周期的、又は、連続的に更新できる点で、予等化回路２０２を構成するプリセット型線形ＦＩＲフィルタと異なる。 Thus, the adaptive linear FIR filter constituting the adaptive equalization circuit 203 is a preset type constituting the pre-equalization circuit 202 in that the tap coefficients of the linear FIR filter can be updated periodically or continuously. Different from linear FIR filter.

フィルタ制御部４０８が更新したタップ係数は、ＦＰＧＡのＲＡＭに一時的に保存される。なお、ＲＡＭの書き換え時間は、遅くとも数十ｎｓであるため、適応型等化回路２０３のタップ係数の更新はデータ伝送を中断させない。 The tap coefficient updated by the filter control unit 408 is temporarily stored in the RAM of the FPGA. Since the RAM rewrite time is several tens of ns at the latest, updating the tap coefficient of the adaptive equalization circuit 203 does not interrupt data transmission.

なお、仮に予等化回路２０２を適応型とすれば、論理回路を常に更新させるため、データ伝送の中断が生じるばかりでなく、予等化回路２０２のタップ数が多いためＦＰＧＡに搭載したＣＰＵの演算負荷が大きくなる。 If the pre-equalization circuit 202 is an adaptive type, the logic circuit is constantly updated, so that not only data transmission is interrupted, but the pre-equalization circuit 202 has a large number of taps, so the CPU installed in the FPGA Calculation load increases.

次に、図５を参照して、適応型等化回路２０３を構成する線形ＦＩＲフィルタのタップ係数の更新方法を説明する。 Next, a method for updating the tap coefficient of the linear FIR filter constituting the adaptive equalization circuit 203 will be described with reference to FIG.

図５は、本実施形態の適応型等化回路を構成する線形ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新するシーケンスを示す。図５の縦方向は時間の経過を示す。図５の矢印は、図２の光送受信システムの構成図に示した機能ブロック間のデータ、又は、情報の授受を示す。細線矢印は電気信号を、太線矢印は光電界信号を示す。また、図５の実線は各機能ブロックにおける処理を示しており、点線は各機能ブロックの待機状態を示す。 FIG. 5 shows a sequence for updating the tap coefficients of the linear FIR filter constituting the adaptive equalization circuit of this embodiment. The vertical direction in FIG. 5 shows the passage of time. The arrows in FIG. 5 indicate the exchange of data or information between the functional blocks shown in the block diagram of the optical transmission / reception system in FIG. A thin line arrow indicates an electric signal, and a thick line arrow indicates an optical electric field signal. Further, the solid line in FIG. 5 indicates processing in each functional block, and the dotted line indicates a standby state of each functional block.

光送信器２００内部において、適応型等化回路２０３から出力された電気信号（複素信号）は、ＤＡ変換器２０４−１（２０４−２）によって、デジタルアナログ変換される。このアナログ信号は光電界変調器２０５によって、光電界信号に変換される。光電界変調器２０５によって生成された光電界信号は、光受信器２０８まで伝送され、光受信器２０８内部のデータ復調部２０９によって復調される。そして、データ復調部２０９は、受信信号の情報（例えば、受信シンボルの情報）を、受信側情報送信部２１０に伝達する。受信側情報送信部２１０は、受信信号の情報を、光送信器２００内部に設置した受信側情報受信部２１１に伝達する。そして、受信側情報受信部２１１は、受信信号の情報を誤差決定部２１２に伝達する。誤差決定部２１２は、適応型等化回路２０３の出力と、受信信号の情報から生成される基準信号との誤差を算出する。算出された誤差は、適応型等化回路２０３に入力される。適応型等化回路２０３は、誤差決定部２１２から入力された誤差を最小化するように、適応型等化回路２０３を構成する線形ＦＩＲフィルタのタップ係数（複素係数）を更新する。 In the optical transmitter 200, the electrical signal (complex signal) output from the adaptive equalization circuit 203 is converted from digital to analog by the DA converter 204-1 (204-2). This analog signal is converted into an optical electric field signal by the optical electric field modulator 205. The optical electric field signal generated by the optical electric field modulator 205 is transmitted to the optical receiver 208 and demodulated by the data demodulator 209 inside the optical receiver 208. Then, the data demodulating unit 209 transmits received signal information (for example, received symbol information) to the receiving side information transmitting unit 210. The reception side information transmission unit 210 transmits information on the reception signal to the reception side information reception unit 211 installed in the optical transmitter 200. Then, the receiving side information receiving unit 211 transmits information on the received signal to the error determining unit 212. The error determination unit 212 calculates an error between the output of the adaptive equalization circuit 203 and the reference signal generated from the information of the received signal. The calculated error is input to the adaptive equalization circuit 203. The adaptive equalization circuit 203 updates the tap coefficient (complex coefficient) of the linear FIR filter constituting the adaptive equalization circuit 203 so as to minimize the error input from the error determination unit 212.

なお、図５で示したように、適応型等化回路２０３を構成する線形ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新してから、更新したタップ係数によって生じる誤差が求められるまでに、シーケンス周期５０９に相当する時間（例えば、１ｍｓ）が経過する。しかしながら、適応型等化回路２０３には、シーケンス周期５０９に比べて、短い時間間隔でデジタル複素信号が随時入力される。そのため、タップ係数の更新を過剰に行う可能性がある。本実施形態では、タップ係数の過剰な更新を避けるため（つまり、緩やかにタップ係数を更新するため）、タップ係数の更新周期をシーケンス周期と同じに設定して長くするか、又は、更新されるタップ係数の変化量を少量とすることが好ましい。 Note that, as shown in FIG. 5, it corresponds to the sequence period 509 from when the tap coefficient of the linear FIR filter constituting the adaptive equalization circuit 203 is updated until an error caused by the updated tap coefficient is obtained. Time (for example, 1 ms) elapses. However, a digital complex signal is input to the adaptive equalization circuit 203 as needed at shorter time intervals than the sequence period 509. Therefore, there is a possibility that the tap coefficient is excessively updated. In this embodiment, in order to avoid excessive updating of the tap coefficient (that is, to update the tap coefficient gently), the tap coefficient update period is set to be the same as the sequence period, or is updated or updated. It is preferable to make the change amount of the tap coefficient small.

図６（ａ）−（ｃ）は、予等化回路と適応型等化回路による波長分散耐力の変化を説明する図である。横軸は、波長分散量を、縦軸は、ＯＳＮＲ感度の劣化量を表す。感度の劣化量が１ｄＢとなる波長分散量の範囲を波長分散耐力とする。 6A to 6C are diagrams for explaining changes in the chromatic dispersion tolerance due to the pre-equalization circuit and the adaptive equalization circuit. The horizontal axis represents the amount of chromatic dispersion, and the vertical axis represents the amount of OSNR sensitivity degradation. The range of the chromatic dispersion amount in which the sensitivity deterioration amount is 1 dB is defined as the chromatic dispersion tolerance.

図６（ａ）は、予等化回路と適応型等化回路が設置されない光送受信システムにおいて、光ファイバによる信号伝送が行われる前の波長分散耐力を説明する。図６（ｂ）は、予等化回路のみが設置された光送受信システムにおいて、１００ｋｍの光ファイバによる信号伝送が行われた後の波長分散耐力を説明する。図６（ｃ）は、予等化回路と適応型等化回路の両方が設置された光送受信システムにおいて、１００ｋｍの光ファイバによる信号伝送が行われた後の波長分散耐力を説明する。光送受信システムに予等化回路のみが設置された場合、図６（ｂ）の波長分散耐力のグラフは、図６（ａ）のグラフをそのまま１７００ｐｓ/ｎｍ（ＳＭＦファイバ１００ｋｍの波長分散量に相当）平行移動するだけで、波長分散耐力は向上しない。そのため、温度変化などによって光ファイバの波長分散量に変動が生じた場合、波長分散による伝送劣化が生じてしまう。次に、光送受信システムに予等化回路と適応型等化回路の両方が設置された場合、波長分散量が１７００ｐｓ/ｎｍからずれたとしても、適応型等化回路を構成する線形ＦＩＲフィルタのタップ係数が随時（端的にはシンボルごとに）更新される。このため、この場合、波長分散による伝送劣化は予め補償されるため、波長分散耐力は図６（ｃ）のように向上する。 FIG. 6A illustrates the chromatic dispersion tolerance before optical signal transmission is performed in an optical transmission / reception system in which a pre-equalization circuit and an adaptive equalization circuit are not installed. FIG. 6B illustrates the chromatic dispersion tolerance after signal transmission is performed using a 100 km optical fiber in an optical transmission / reception system in which only the pre-equalization circuit is installed. FIG. 6C illustrates chromatic dispersion tolerance after signal transmission is performed using a 100 km optical fiber in an optical transmission / reception system in which both a pre-equalization circuit and an adaptive equalization circuit are installed. When only the pre-equalization circuit is installed in the optical transmission / reception system, the chromatic dispersion tolerance graph of FIG. 6B is equivalent to the chromatic dispersion amount of 1700 ps / nm (the SMF fiber 100 km) as it is in the graph of FIG. ) The chromatic dispersion tolerance is not improved only by translation. For this reason, when the chromatic dispersion amount of the optical fiber fluctuates due to a temperature change or the like, transmission degradation due to chromatic dispersion occurs. Next, when both the pre-equalization circuit and the adaptive equalization circuit are installed in the optical transmission / reception system, even if the chromatic dispersion amount deviates from 1700 ps / nm, the linear FIR filter constituting the adaptive equalization circuit The tap coefficient is updated at any time (in short, for each symbol). Therefore, in this case, transmission degradation due to chromatic dispersion is compensated in advance, so that the chromatic dispersion tolerance is improved as shown in FIG.

−作用効果−
光送信器は、予等化回路（第一の補償部）、適応型等化回路（第二の補償部）、誤差決定部を備える。誤差決定部は、第二の補償部から出力された信号と、受信器での復調により得られた受信信号から生成された基準信号との誤差を決定する。第二の補償部は、この誤差に基づいて、畳み込み演算で印加する逆関数を調整する。このため、環境変化に伴って光ファイバ伝送路の波長分散が変動する場合でも、データの伝送を中断することなく、波長分散耐力が向上する。 -Effect-
The optical transmitter includes a pre-equalization circuit (first compensation unit), an adaptive equalization circuit (second compensation unit), and an error determination unit. The error determination unit determines an error between the signal output from the second compensation unit and the reference signal generated from the reception signal obtained by demodulation at the receiver. The second compensation unit adjusts the inverse function applied by the convolution calculation based on this error. For this reason, even when the chromatic dispersion of the optical fiber transmission line fluctuates with environmental changes, the chromatic dispersion tolerance is improved without interrupting data transmission.

第二の補償部は、適応型線形ＦＩＲフィルタからなるため、第二の補償部で印加する逆関数はタップ係数の変更により容易に調整できる。 Since the second compensation unit includes an adaptive linear FIR filter, the inverse function applied by the second compensation unit can be easily adjusted by changing the tap coefficient.

トレーニング信号を用いる場合、余分なデータを短時間送信するだけで、データ転送を中断することなく、第二の補償部を構成する適応型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数の更新が可能となる。ブラインド等化アルゴリズムを使用すれば、余分なデータを使用しないため、第二の補償部を構成する適応型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数の更新が随時行われる。 When the training signal is used, it is possible to update the tap coefficient of the adaptive linear FIR filter constituting the second compensation unit without transmitting data by simply transmitting extra data for a short time. If the blind equalization algorithm is used, extra data is not used, so that the tap coefficient of the adaptive linear FIR filter constituting the second compensation unit is updated as needed.

第一の補償部の前記プリセット型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数は、基準の波長分散量に比例し、第二の補償部の前記適応型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数は、波長分散の最大変動量に比例する。このため、演算量が過度に増大することなく、光信号の線形歪を予め補償することができる。 The tap coefficient of the preset linear FIR filter of the first compensation unit is proportional to the reference chromatic dispersion amount, and the tap coefficient of the adaptive linear FIR filter of the second compensation unit is the maximum variation amount of chromatic dispersion. Proportional. For this reason, the linear distortion of the optical signal can be compensated in advance without excessively increasing the calculation amount.

［第二実施形態］
第一実施形態では、適応型等化回路２０３は、予等化回路２０２の後段に設けられ、予等化回路２０２から出力された複素信号が適応型等化回路２０３に入力される。しかし、第二実施形態では、適応型等化回路２０３は、予等化回路２０２の前段に設けられ、適応型等化回路２０３から出力された複素信号が予等化回路２０２に入力される。他の構成は、第一実施形態と同じである。 [Second Embodiment]
In the first embodiment, the adaptive equalization circuit 203 is provided after the pre-equalization circuit 202, and the complex signal output from the pre-equalization circuit 202 is input to the adaptive equalization circuit 203. However, in the second embodiment, the adaptive equalization circuit 203 is provided before the pre-equalization circuit 202, and the complex signal output from the adaptive equalization circuit 203 is input to the pre-equalization circuit 202. Other configurations are the same as those in the first embodiment.

図７に、第二実施形態に係る送受信システムを示す。適応型等化回路２０３は、波長分散の時間変動分に対応する伝達関数の逆関数ΔH(ω)=exp(jΔβLω²/2)を印加する。その後、予等化回路２０２は、基準の波長分散に対応する伝達関数の逆関数H(ω)=exp(jβLω²/2)を印加する。光送信器２００全体で印加される逆関数は、第一実施形態と同様にH(ω)・ΔH(ω)=exp｛j（β+Δβ）Lω²/2｝である。 FIG. 7 shows a transmission / reception system according to the second embodiment. Adaptive equalizing circuit 203 applies an inverse function of the transfer function corresponding to the time change of the wavelength dispersion ΔH (ω) = exp (jΔβLω 2/2). Thereafter, pre-equalization circuit 202, inverse function H (omega) of the transfer function corresponding to the wavelength dispersion of the reference = applying a exp (jβLω ^2/2). Inverse function applied across the optical transmitter 200 is similar to the first embodiment H (ω) · ΔH (ω ) = exp {j (β + Δβ) Lω 2/2}.

誤差決定部２１２には、適応型等化回路２０３の出力信号と、受信側情報受信部２１１からの基準信号（受信信号から生成される）が入力される。誤差決定部２１２は、適応型等化回路２０３に両信号の誤差に関する情報を出力する。 The error determination unit 212 receives the output signal of the adaptive equalization circuit 203 and the reference signal (generated from the reception signal) from the reception side information reception unit 211. The error determination unit 212 outputs information regarding the error between both signals to the adaptive equalization circuit 203.

［第三実施形態］
図８は、本発明の第三実施形態に係る光送信器及び光送受信システムの構成図である。第三実施形態では、第一実施形態と異なり、予等化回路７０２を構成する線形ＦＩＲフィルタのタップ係数は変更可能である。 [Third embodiment]
FIG. 8 is a configuration diagram of an optical transmitter and an optical transmission / reception system according to the third embodiment of the present invention. In the third embodiment, unlike the first embodiment, the tap coefficient of the linear FIR filter constituting the pre-equalization circuit 702 can be changed.

図８では、光送信器７００は、レーザ光源７０６から出力される無変調のレーザ光を光電界変調器７０５に入力し、所要の電界変調を行った光電界信号を、光ファイバ伝送路７０７に出力する。光ファイバ伝送路に出力された光電界信号を、光受信器７０８が受信する。 In FIG. 8, the optical transmitter 700 inputs unmodulated laser light output from the laser light source 706 to the optical electric field modulator 705, and supplies an optical electric field signal subjected to required electric field modulation to the optical fiber transmission line 707. Output. The optical receiver 708 receives the optical electric field signal output to the optical fiber transmission line.

光送信器７００には、送信系列元データとして、伝送する２値のデジタル信号が入力される。符号化回路７０１は、入力されたデジタル信号から複素信号（実部及び虚部の２組のデジタルデータ）を生成する。生成された複素信号は、予等化回路７０２に入力される。 The optical transmitter 700 receives a binary digital signal to be transmitted as transmission sequence original data. The encoding circuit 701 generates a complex signal (two sets of digital data of a real part and an imaginary part) from the input digital signal. The generated complex signal is input to the pre-equalization circuit 702.

予等化回路７０２は、光ファイバ伝送路７０７で生じる波長分散の伝達関数の逆関数を印加し、伝送劣化に対して等化を行う。予等化回路７０２は、波長分散による伝送劣化を予め補償した複素信号を出力する。予等化回路７０２は、本実施形態では、図４のようなプリセット型の複素係数の線形ＦＩＲフィルタから構成される。プリセット型ＦＩＲフィルタのタップ係数は、光送受信器システムがサービスを開始する前（データ伝送される前）に、定められている。第一実施形態と同様に、タップ係数は、光ファイバ伝送路の波長分散量とルックアップテーブルを用いて決定されてよい。予等化回路７０２に入力されたトレーニング信号と光受信器７０８で受信されたトレーニング信号を比較（誤差決定）することにより、入力トレーニング信号系列と受信トレーニング信号系列の誤差が最小になるように、タップ係数の最適化処理が行われてよい。なお、トレーニング信号は、既知の２値のデータ列である。予等化回路７０２から出力された複素信号は、適応型等化回路７０３に入力される。 The pre-equalization circuit 702 applies an inverse function of the transfer function of chromatic dispersion generated in the optical fiber transmission line 707, and equalizes the transmission degradation. The pre-equalization circuit 702 outputs a complex signal in which transmission degradation due to wavelength dispersion is compensated in advance. In this embodiment, the pre-equalization circuit 702 includes a preset complex coefficient linear FIR filter as shown in FIG. The tap coefficient of the preset type FIR filter is determined before the optical transceiver system starts service (before data transmission). Similar to the first embodiment, the tap coefficient may be determined using the chromatic dispersion amount of the optical fiber transmission line and a lookup table. By comparing (determining errors) the training signal input to the pre-equalization circuit 702 and the training signal received by the optical receiver 708, the error between the input training signal sequence and the received training signal sequence is minimized. Tap coefficient optimization processing may be performed. The training signal is a known binary data string. The complex signal output from the pre-equalization circuit 702 is input to the adaptive equalization circuit 703.

適応型等化回路７０３は、入力された複素信号に対して、温度変化などの環境変化による波長分散の時間変動によって生じる伝送劣化を予め補償する。適応型等化回路７０３は、第一実施形態と同じ適応型の複素係数の線形ＦＩＲフィルタを備える。タップ係数４０３は、基準信号４０５と適応型等化回路の出力４０６の誤差を最小化するように随時更新される。適応型等化回路７０３は、タップ係数を周期的、又は、連続的に更新できる点で、予等化回路７０２と異なる。適応型等化回路７０３のタップ係数の更新は、図５に示したシーケンスに従う。予等化回路７０２から出力された複素信号の実部Ｉ及び虚部Ｑは、それぞれＤＡ変換器７０４−１，７０４−２に入力される。 The adaptive equalization circuit 703 compensates in advance for transmission degradation caused by temporal fluctuations in chromatic dispersion caused by environmental changes such as temperature changes for the input complex signal. The adaptive equalizer circuit 703 includes the same adaptive complex coefficient linear FIR filter as in the first embodiment. The tap coefficient 403 is updated from time to time to minimize the error between the reference signal 405 and the output 406 of the adaptive equalizer circuit. The adaptive equalization circuit 703 is different from the pre-equalization circuit 702 in that the tap coefficient can be updated periodically or continuously. The tap coefficient of the adaptive equalization circuit 703 is updated according to the sequence shown in FIG. The real part I and the imaginary part Q of the complex signal output from the pre-equalization circuit 702 are input to the DA converters 704-1 and 704-2, respectively.

ＤＡ変換器７０４−１、７０４−２は、適応型等化回路７０３から入力された複素信号の実部Ｉ及び虚部Ｑを高速のアナログ電気信号に変換する。アナログ電気信号は、光電界変調器７０５に入力される。光電界変調器７０５は、ＤＡ変換器から入力されたアナログ電気信号を用いて、レーザ光源７０６から出力されたレーザ光を変調し、光電界信号を出力する。光電界変調器７０５から出力された光電界信号は、光ファイバ伝送路７０７に入力され、光受信器７０８へ伝送される。 The DA converters 704-1 and 704-2 convert the real part I and the imaginary part Q of the complex signal input from the adaptive equalization circuit 703 into a high-speed analog electric signal. The analog electric signal is input to the optical electric field modulator 705. The optical electric field modulator 705 modulates the laser light output from the laser light source 706 using the analog electric signal input from the DA converter, and outputs an optical electric field signal. The optical electric field signal output from the optical electric field modulator 705 is input to the optical fiber transmission line 707 and transmitted to the optical receiver 708.

光受信器７０８は、データ復調部７０９と、劣化観測部７１０と、受信側情報送信部７１１を備える。光受信器２０８へ伝送された光電界信号は、光受信器７０８のデータ復調部７０９に入力される。データ復調部７０９は、光電界信号を２値のデジタル信号（受信信号）に変換する。また、データ復調部７０９は、受信信号の情報（例えば、元のデジタル信号や、受信シンボルの情報）や、光ファイバ伝送路の経路変更の情報を、劣化観測部７１０と受信側情報送信部７１１に入力する。光ファイバ伝送路の経路変更の情報は、データのヘッダーとして光送信器７００や図示しない中継器などから光受信器７０８に送られてよい。 The optical receiver 708 includes a data demodulating unit 709, a deterioration observing unit 710, and a receiving side information transmitting unit 711. The optical electric field signal transmitted to the optical receiver 208 is input to the data demodulation unit 709 of the optical receiver 708. The data demodulator 709 converts the optical electric field signal into a binary digital signal (received signal). Further, the data demodulating unit 709 receives received signal information (for example, original digital signal and received symbol information) and optical fiber transmission line path change information, a deterioration observing unit 710 and a receiving side information transmitting unit 711. To enter. Information on the path change of the optical fiber transmission line may be sent to the optical receiver 708 from the optical transmitter 700 or a repeater (not shown) as a data header.

劣化観測部７１０は、受信信号の伝送劣化（例えば、ビット誤り率）を観測し、観測した伝送劣化の情報を受信側情報送信部７１１に伝達する。劣化観測部７１０は、論理回路（ＣＰＵ、ＤＳＰ等でもよい）及び／又はメモリ等から構成してよい。なお、ビット誤り率は、光送信器７００を介して既知のテスト信号（トレーニング信号でもよい）を光受信器７０８に送ることにより測定してよい。又、劣化観測部７１０は、受信波形の歪を観測し、受信波形の歪（波長分散量）の変化を、経路変更の情報としてしてもよい。 The deterioration observation unit 710 observes transmission deterioration (for example, bit error rate) of the received signal, and transmits the observed transmission deterioration information to the reception-side information transmission unit 711. The deterioration observation unit 710 may be configured by a logic circuit (CPU, DSP, etc.) and / or a memory. The bit error rate may be measured by sending a known test signal (which may be a training signal) to the optical receiver 708 via the optical transmitter 700. In addition, the deterioration observation unit 710 may observe the distortion of the received waveform and use the change in the distortion (wavelength dispersion amount) of the received waveform as the information on the path change.

受信側情報送信部７１１は、受信信号の情報（例えば、受信シンボルの情報）と、経路変更に関する情報と、劣化観測部７１０で観測した伝送劣化の情報を、光送信器７００内部に設置されている受信側情報受信部７１２に伝達する。受信側情報受信部７１２は、受信信号の情報を誤差決定部７１３に伝達する。また、受信側情報受信部７１２は、経路変更（経路切換え）に関する情報及び伝送劣化の情報をタップ係数制御部７１４に伝達する。 The reception-side information transmission unit 711 is installed in the optical transmitter 700 with reception signal information (for example, reception symbol information), information on path change, and transmission degradation information observed by the degradation observation unit 710. To the receiving side information receiving unit 712. The reception-side information reception unit 712 transmits information on the reception signal to the error determination unit 713. In addition, the reception-side information reception unit 712 transmits information on path change (path switching) and transmission deterioration information to the tap coefficient control unit 714.

誤差決定部７１３には、適応型等化回路７０３の出力信号と、受信側情報受信部７１２からの受信信号の情報が入力される。例えば、誤差決定部７１３は、シンボルごとに、適応型等化回路７０３の出力信号と光受信器７０８が受信した受信信号との誤差を演算する。誤差決定部７１３は、適応型等化回路７０３に誤差に関する情報を出力する。 The error determination unit 713 receives the output signal of the adaptive equalization circuit 703 and information on the reception signal from the reception side information reception unit 712. For example, the error determination unit 713 calculates an error between the output signal of the adaptive equalization circuit 703 and the reception signal received by the optical receiver 708 for each symbol. The error determination unit 713 outputs information regarding the error to the adaptive equalization circuit 703.

光送信器７００において、符号化回路７０１、予等化回路７０２、適応型等化回路７０３、誤差決定部７１３、タップ係数制御部７１４は、ＣＰＵ（中央演算処理装置）とＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ：例えばＳＲＡＭ）を搭載した単一のＦＰＧＡ上に、構築されてよい。 In the optical transmitter 700, an encoding circuit 701, a pre-equalization circuit 702, an adaptive equalization circuit 703, an error determination unit 713, and a tap coefficient control unit 714 are a CPU (central processing unit) and a RAM (random access memory: For example, it may be constructed on a single FPGA with SRAM.

図９のフローチャートに従って、タップ係数制御部７１４は、予等化回路７０２を構成する線形ＦＩＲフィルタのタップ係数の最適化処理を実施する。フローチャートの最適化処理は、所定の時間間隔で繰り返し実行される。 According to the flowchart of FIG. 9, the tap coefficient control unit 714 performs tap coefficient optimization processing of the linear FIR filter constituting the pre-equalization circuit 702. The optimization process of the flowchart is repeatedly executed at predetermined time intervals.

ステップＳ８１において、タップ係数制御部７１４は、入力された経路変更の情報から、経路変更を検出する。タップ係数制御部７１４が経路変更を検出しない場合、ルーチンはステップＳ８２へ進む。タップ係数制御部７１４が経路変更を検出した場合、ルーチンはステップＳ８４へ進む。ステップＳ８４において、予等化回路７０２を構成する線形ＦＩＲフィルタのタップ係数は、最適化され、更新される。 In step S81, the tap coefficient control unit 714 detects a route change from the input route change information. If the tap coefficient control unit 714 does not detect a path change, the routine proceeds to step S82. If the tap coefficient control unit 714 detects a path change, the routine proceeds to step S84. In step S84, the tap coefficients of the linear FIR filter constituting the pre-equalization circuit 702 are optimized and updated.

ステップＳ８２において、タップ係数制御部７１４は、劣化観測部７１０で観測した伝送劣化の情報から、ビット誤り率がある閾値（例えば、1×10^-5）以上であるか否か判断する。ビット誤り率が閾値より小さい場合、ルーチンはステップＳ８３へ進む。この場合、予等化回路７０２を構成する線形ＦＩＲフィルタのタップ係数は変更されない。また、ビット誤り率が閾値以上である場合、ルーチンはステップＳ８４へ進む。ステップＳ８４において、予等化回路７０２を構成する線形ＦＩＲフィルタのタップ係数は、最適化され、更新される。 In step S < ^b > 82, the tap coefficient control unit 714 determines whether or not the bit error rate is equal to or higher than a certain threshold value (for example, 1 × 10 ⁻⁵ ), based on the transmission degradation information observed by the degradation observation unit 710. If the bit error rate is smaller than the threshold, the routine proceeds to step S83. In this case, the tap coefficient of the linear FIR filter constituting the pre-equalization circuit 702 is not changed. If the bit error rate is greater than or equal to the threshold, the routine proceeds to step S84. In step S84, the tap coefficients of the linear FIR filter constituting the pre-equalization circuit 702 are optimized and updated.

ステップＳ８３において、適応型等化回路７０３のフィルタ制御部４０８は、適応型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新する。タップ係数の更新後は、ルーチンはステップＳ８１へ戻る。 In step S83, the filter control unit 408 of the adaptive equalization circuit 703 updates the tap coefficient of the adaptive linear FIR filter. After updating the tap coefficient, the routine returns to step S81.

ステップＳ８４において、タップ係数制御部７１４は、予等化回路７０２を構成する線形ＦＩＲフィルタのタップ係数を最適化する。タップ係数の最適化後は、ルーチンはステップＳ８１へ戻る。 In step S84, the tap coefficient control unit 714 optimizes the tap coefficients of the linear FIR filter that constitutes the pre-equalization circuit 702. After optimizing the tap coefficient, the routine returns to step S81.

予等化回路７０２を構成する線形ＦＩＲフィルタのタップ係数が最適化された後、再び適応型等化回路７０３を構成する線形ＦＩＲフィルタのタップ係数が更新され得る。 After the tap coefficients of the linear FIR filter constituting the pre-equalization circuit 702 are optimized, the tap coefficients of the linear FIR filter constituting the adaptive equalization circuit 703 can be updated again.

図９のフローチャートによると、光ファイバ伝送路の経路が変更された場合か、又は、波長分散による伝送劣化によって、ビット誤り率が閾値（例えば、1×10^-5）以上になった場合、タップ係数制御部７１４は、予等化回路７０２を構成する線形ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新する。予等化回路７０２のタップ係数は、サービスが開始される前に実施するタップ係数の最適化と同じように最適化される。光ファイバ伝送路の波長分散量とルックアップテーブルを用いて、予等化回路７０２のタップ係数は最適化されてよい。又は、予等化回路７０２への入力トレーニング信号とデータ復調部７０９で復調されたトレーニング信号との誤差が最小になるように予等化回路７０２のタップ係数は最適化されてよい。又は、予等化回路７０２のタップ係数は、他の公知の方法で最適化されてよい。 According to the flowchart of FIG. 9, when the path of the optical fiber transmission line is changed, or when the bit error rate exceeds a threshold value (for example, 1 × 10 ⁻⁵ ) due to transmission degradation due to chromatic dispersion, tap is performed. The coefficient control unit 714 updates the tap coefficient of the linear FIR filter constituting the pre-equalization circuit 702. The tap coefficients of the pre-equalization circuit 702 are optimized in the same way as tap coefficient optimization performed before the service is started. The tap coefficient of the pre-equalization circuit 702 may be optimized using the chromatic dispersion amount of the optical fiber transmission line and the lookup table. Alternatively, the tap coefficient of the pre-equalization circuit 702 may be optimized so that the error between the input training signal to the pre-equalization circuit 702 and the training signal demodulated by the data demodulation unit 709 is minimized. Alternatively, the tap coefficient of the pre-equalization circuit 702 may be optimized by another known method.

−作用効果−
第三実施形態では、光送信器は、光ファイバ伝送路の経路変更を検出する機能や、ビット誤り率の急激な劣化を検出する機能を備える。経路変更があった場合、又は、前記受信信号のビット誤り率が閾値以上である場合に、タップ係数制御部は、予等化回路（第一の補償部）のプリセット型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新する。これにより、波長分散耐力が向上させながら、より安定したデータ伝送が可能となる。 -Effect-
In the third embodiment, the optical transmitter has a function of detecting a path change of the optical fiber transmission line and a function of detecting a rapid deterioration of the bit error rate. When there is a path change or when the bit error rate of the received signal is greater than or equal to a threshold value, the tap coefficient control unit taps the preset linear FIR filter of the pre-equalization circuit (first compensation unit) Update. Thus, more stable data transmission can be achieved while improving the chromatic dispersion tolerance.

２００光送信器
２０１符号化回路
２０２予等化回路
２０３適応型等化回路
２０４−１ＤＡ変換器
２０４−２ＤＡ変換器
２０５光電界変調器
２０６レーザ光源
２０７光ファイバ伝送路
２０８光受信器
２０９データ復調部
２１０受信側情報送信部
２１１受信側情報受信部
２１２誤差決定部
３０２シフトレジスタ
３０３タップ係数
４０２シフトレジスタ
４０３タップ係数
４０５基準信号
４０６出力
４０８フィルタ制御部
７１０劣化観測部
７１４タップ係数制御部 200 optical transmitter 201 encoding circuit 202 pre-equalization circuit 203 adaptive equalization circuit 204-1 DA converter 204-2 DA converter 205 optical electric field modulator 206 laser light source 207 optical fiber transmission line 208 optical receiver 209 data Demodulation section 210 Reception side information transmission section 211 Reception side information reception section 212 Error determination section 302 Shift register 303 Tap coefficient 402 Shift register 403 Tap coefficient 405 Reference signal 406 Output 408 Filter control section 710 Degradation observation section 714 Tap coefficient control section

Claims

入力されるビット列を複素信号に変換する符号化回路と、レーザ光源から出力された光を変調し光ファイバ伝送路を介して送信する光電界変調器と、を有する光送信器であって、
送信される光信号の線形歪を予め補償するため、前記複素信号に対して、前記光ファイバ伝送路の基準の波長分散に対応する第一の伝達関数の逆関数を印加する第一の畳み込み演算を行う第一の補償部と、
前記送信される光信号の時間変動する線形歪を予め補償するため、前記複素信号に対して、前記光ファイバ伝送路の波長分散の時間変動分に対応する第二の伝達関数の逆関数を印加する第二の畳み込み演算を行う第二の補償部と、
前記第二の補償部から出力された信号と、受信器での復調により得られた受信信号から生成された基準信号との誤差を決定する誤差決定部と、を備え、
前記第二の補償部は、
複素係数の適応型線形ＦＩＲフィルタからなる適応型等化回路を備え、
前記誤差決定部によって決定された前記誤差を最小とするブラインド等化アルゴリズムに従って、前記適応型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新することによって、前記第二の畳み込み演算によって印加される逆関数を調整することを特徴とする光送信器。 An optical transmitter comprising: an encoding circuit that converts an input bit string into a complex signal; and an optical electric field modulator that modulates light output from a laser light source and transmits the modulated light via an optical fiber transmission line.
A first convolution operation that applies an inverse function of a first transfer function corresponding to a reference wavelength dispersion of the optical fiber transmission line to the complex signal in order to compensate in advance for linear distortion of an optical signal to be transmitted. A first compensation unit for performing
In order to compensate in advance for the time-varying linear distortion of the transmitted optical signal, an inverse function of a second transfer function corresponding to the time-varying chromatic dispersion of the optical fiber transmission line is applied to the complex signal. A second compensator for performing a second convolution operation,
An error determination unit that determines an error between the signal output from the second compensation unit and the reference signal generated from the reception signal obtained by demodulation at the receiver;
The second compensator,
An adaptive equalizer comprising an adaptive linear FIR filter of complex coefficients,
The inverse function applied by the second convolution operation is adjusted by updating the tap coefficient of the adaptive linear FIR filter according to a blind equalization algorithm that minimizes the error determined by the error determination unit. An optical transmitter characterized by that.

前記第一の補償部は、前記第二の補償部の前段に設けられ、前記第一の伝達関数の逆関数を印加した複素信号を、前記第二の補償部に入力し、
前記第二の補償部は、前記第一の補償部から入力された複素信号に対して、前記第二の伝達関数の逆関数を印加することを特徴とする請求項１に記載の光送信器。 The first compensation unit is provided before the second compensation unit, and inputs a complex signal obtained by applying an inverse function of the first transfer function to the second compensation unit,
The optical transmitter according to claim 1, wherein the second compensation unit applies an inverse function of the second transfer function to the complex signal input from the first compensation unit. .

前記第二の補償部は、前記第一の補償部の前段に設けられ、前記第二の伝達関数の逆関数を印加した複素信号を、前記第一の補償部に入力し、
前記第一の補償部は、前記第二の補償部から入力された複素信号に対して、前記第一の伝達関数の逆関数を印加することを特徴とする請求項１に記載の光送信器。 The second compensation unit is provided before the first compensation unit, and inputs a complex signal to which an inverse function of the second transfer function is applied to the first compensation unit,
The optical transmitter according to claim 1, wherein the first compensation unit applies an inverse function of the first transfer function to the complex signal input from the second compensation unit. .

前記第一と第二の補償部を通過した前記複素信号をアナログ信号に変換し、前記アナログ信号を前記光電界変調器に入力するＤＡ変換器と、
前記受信器での復調により得られた受信信号の情報を受信する受信側情報受信部と、を備え、
前記符号化回路は、入力される２値のビット列を、オーバーサンプリング処理によって１ビットあたり少なくとも２つのサンプル点をもつ複素信号に変換し、
前記符号化回路から前記第一と第二の補償部を通過した前記複素信号の実部と虚部は、前記ＤＡ変換器に入力され、
前記ＤＡ変換器は、前記アナログ信号を前記光電界変調器の電気信号入力端子に入力し、
前記光電界変調器は、前記レーザ光源から出力された光を、前記アナログ信号を用いて光信号に変調し、前記光信号を前記光ファイバ伝送路に入力し、
前記光信号は、前記光ファイバ伝送路を通過し、前記受信器の復調部に入力され、
前記復調部は、前記入力された光信号を前記２値のビット列に復調して前記受信信号を生成し、前記受信信号を前記受信器の受信側情報送信部に入力し、
前記受信側情報送信部は、前記受信信号を前記光送信器の前記受信側情報受信部に伝達することを特徴とする請求項１に記載の光送信器。 A DA converter that converts the complex signal that has passed through the first and second compensation units into an analog signal and inputs the analog signal to the optical electric field modulator;
A receiving side information receiving unit for receiving information of a received signal obtained by demodulation at the receiver,
The encoding circuit converts an input binary bit string into a complex signal having at least two sample points per bit by an oversampling process,
The real part and the imaginary part of the complex signal that has passed through the first and second compensation units from the encoding circuit are input to the DA converter,
The DA converter inputs the analog signal to an electric signal input terminal of the optical electric field modulator,
The optical electric field modulator modulates the light output from the laser light source into an optical signal using the analog signal, and inputs the optical signal to the optical fiber transmission line,
The optical signal passes through the optical fiber transmission line and is input to the demodulation unit of the receiver.
The demodulation unit demodulates the input optical signal into the binary bit string to generate the reception signal, and inputs the reception signal to the reception side information transmission unit of the receiver,
The optical transmitter according to claim 1, wherein the reception-side information transmission unit transmits the reception signal to the reception-side information reception unit of the optical transmitter.

前記第一の補償部は、複素係数のプリセット型線形ＦＩＲフィルタからなる予等化回路を備え、
前記プリセット型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数は、前記光ファイバ伝送路の波長分散量とルックアップテーブルを利用して決定されるか、又は、既知の２値データ列をトレーニング信号として用いて、前記プリセット型線形ＦＩＲフィルタへ入力されたトレーニング信号と受信されたトレーニング信号との誤差を最小とするアルゴリズムで決定されることを特徴とする請求項１に記載の光送信器。 The first compensation unit includes a pre-equalization circuit including a preset linear FIR filter of complex coefficients,
The tap coefficient of the preset type linear FIR filter is determined using a chromatic dispersion amount of the optical fiber transmission line and a lookup table, or using a known binary data string as a training signal, The optical transmitter according to claim 1, wherein the optical transmitter is determined by an algorithm that minimizes an error between the training signal input to the mold linear FIR filter and the received training signal.

前記光ファイバ伝送路の経路変更があった場合、又は、前記受信信号のビット誤り率が閾値以上である場合に、前記プリセット型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新するタップ係数制御部を備えることを特徴とする請求項５に記載の光送信器。 A tap coefficient control unit that updates the tap coefficient of the preset linear FIR filter when the path of the optical fiber transmission line is changed or when the bit error rate of the received signal is equal to or higher than a threshold value. The optical transmitter according to claim 5.

前記第一の補償部は、複素係数のプリセット型線形ＦＩＲフィルタからなる予等化回路を備え、  The first compensation unit includes a pre-equalization circuit including a preset linear FIR filter of complex coefficients,
前記第二の補償部は、複素係数の適応型線形ＦＩＲフィルタからなる適応型等化回路を備え、  The second compensation unit includes an adaptive equalization circuit including an adaptive linear FIR filter of complex coefficients,
前記第一の補償部の前記プリセット型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数は、前記基準の波長分散に比例し、  The tap coefficient of the preset linear FIR filter of the first compensation unit is proportional to the reference chromatic dispersion,
前記第二の補償部の前記適応型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数は、波長分散の最大変動量に比例することを特徴とする請求項１に記載の光送信器。  The optical transmitter according to claim 1, wherein a tap coefficient of the adaptive linear FIR filter of the second compensation unit is proportional to a maximum fluctuation amount of chromatic dispersion.

送信器と、前記送信器から光信号が入力される光ファイバ伝送路と、前記光ファイバ伝送路を通って前記光信号が伝達される受信器とを有する光送受信システムであって、  An optical transmission / reception system having a transmitter, an optical fiber transmission line to which an optical signal is input from the transmitter, and a receiver to which the optical signal is transmitted through the optical fiber transmission line,
前記送信器は、  The transmitter is
入力されるビット列を複素信号に変換する符号化回路と、レーザ光源から出力された光を変調し光ファイバ伝送路を介して送信する光電界変調器と、を有する光送信器であって、  An optical transmitter comprising: an encoding circuit that converts an input bit string into a complex signal; and an optical electric field modulator that modulates light output from a laser light source and transmits the modulated light via an optical fiber transmission line.
送信される光信号の線形歪を予め補償するため、前記複素信号に対して、前記光ファイバ伝送路の基準の波長分散に対応する第一の伝達関数の逆関数を印加する第一の畳み込み演算を行う第一の補償部と、  A first convolution operation that applies an inverse function of a first transfer function corresponding to a reference wavelength dispersion of the optical fiber transmission line to the complex signal in order to compensate in advance for linear distortion of an optical signal to be transmitted. A first compensation unit for performing
前記送信される光信号の時間変動する線形歪を予め補償するため、前記複素信号に対して、前記光ファイバ伝送路の波長分散の時間変動分に対応する第二の伝達関数の逆関数を印加する第二の畳み込み演算を行う第二の補償部と、  In order to compensate in advance for the time-varying linear distortion of the transmitted optical signal, an inverse function of a second transfer function corresponding to the time-varying chromatic dispersion of the optical fiber transmission line is applied to the complex signal. A second compensator for performing a second convolution operation,
前記第二の補償部から出力された信号と、前記受信器での復調により得られた受信信号から生成された基準信号との誤差を決定する誤差決定部と、を備え、  An error determination unit that determines an error between a signal output from the second compensation unit and a reference signal generated from a reception signal obtained by demodulation in the receiver;
前記第二の補償部は、  The second compensation unit is
複素係数の適応型線形ＦＩＲフィルタからなる適応型等化回路を備え、  An adaptive equalizer comprising an adaptive linear FIR filter of complex coefficients,
前記誤差決定部によって決定された前記誤差を最小とするブラインド等化アルゴリズムに従って、前記適応型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新することによって、前記第二の畳み込み演算によって印加される逆関数を調整することを特徴とする光送受信システム。  The inverse function applied by the second convolution operation is adjusted by updating the tap coefficient of the adaptive linear FIR filter according to a blind equalization algorithm that minimizes the error determined by the error determination unit. An optical transmission / reception system.

前記第一の補償部は、前記第二の補償部の前段に設けられ、前記第一の伝達関数の逆関数を印加した複素信号を、前記第二の補償部に入力し、 The first compensation unit is provided before the second compensation unit, and inputs a complex signal obtained by applying an inverse function of the first transfer function to the second compensation unit,
前記第二の補償部は、前記第一の補償部から入力された複素信号に対して、前記第二の伝達関数の逆関数を印加することを特徴とする請求項８に記載の光送受信システム。 The optical transmission / reception system according to claim 8, wherein the second compensation unit applies an inverse function of the second transfer function to the complex signal input from the first compensation unit. .

前記第二の補償部は、前記第一の補償部の前段に設けられ、前記第二の伝達関数の逆関数を印加した複素信号を、前記第一の補償部に入力し、 The second compensation unit is provided before the first compensation unit, and inputs a complex signal to which an inverse function of the second transfer function is applied to the first compensation unit,
前記第一の補償部は、前記第二の補償部から入力された複素信号に対して、前記第一の伝達関数の逆関数を印加することを特徴とする請求項８に記載の光送受信システム。 The optical transmission / reception system according to claim 8, wherein the first compensation unit applies an inverse function of the first transfer function to the complex signal input from the second compensation unit. .

前記送信器は、前記第一と第二の補償部を通過した前記複素信号をアナログ信号に変換し、前記アナログ信号を前記光電界変調器に入力するＤＡ変換器と、前記受信器での復調により得られた受信信号の情報を取得する受信側情報受信部と、を備え、  The transmitter converts the complex signal that has passed through the first and second compensation units into an analog signal, and inputs the analog signal to the optical electric field modulator, and demodulation at the receiver A receiving side information receiving unit that acquires information of the received signal obtained by
前記受信器は、前記伝達された光信号を復調して受信信号を生成する復調部と、前記受信信号が入力される受信側情報送信部と、を備え、  The receiver includes a demodulation unit that demodulates the transmitted optical signal to generate a reception signal, and a reception-side information transmission unit to which the reception signal is input,
前記符号化回路は、入力される２値のビット列を、オーバーサンプリング処理によって１ビットあたり少なくとも２つのサンプル点をもつ複素信号に変換し、  The encoding circuit converts an input binary bit string into a complex signal having at least two sample points per bit by an oversampling process,
前記符号化回路から前記第一と第二の補償部を通過した前記複素信号の実部と虚部は、前記ＤＡ変換器に入力され、  The real part and the imaginary part of the complex signal that has passed through the first and second compensation units from the encoding circuit are input to the DA converter,
前記ＤＡ変換器は、前記アナログ信号を前記光電界変調器の電気信号入力端子に入力し、  The DA converter inputs the analog signal to an electric signal input terminal of the optical electric field modulator,
前記光電界変調器は、前記レーザ光源から出力された光を、前記アナログ信号を用いて光信号に変調し、前記光信号を前記光ファイバ伝送路に入力し、  The optical electric field modulator modulates the light output from the laser light source into an optical signal using the analog signal, and inputs the optical signal to the optical fiber transmission line,
前記光信号は、前記光ファイバ伝送路を通過し、前記受信器の復調部に入力され、  The optical signal passes through the optical fiber transmission line and is input to the demodulation unit of the receiver.
前記復調部は、前記入力された光信号を前記２値のビット列に復調して前記受信信号を生成し、前記受信信号を前記受信器の受信側情報送信部に入力し、  The demodulation unit demodulates the input optical signal into the binary bit string to generate the reception signal, and inputs the reception signal to the reception side information transmission unit of the receiver,
前記受信側情報送信部は、前記受信信号を前記光送信器の前記受信側情報受信部に伝達することを特徴とする請求項８に記載の光送受信システム。  9. The optical transmission / reception system according to claim 8, wherein the reception side information transmission unit transmits the reception signal to the reception side information reception unit of the optical transmitter.

前記第一の補償部は、複素係数のプリセット型線形ＦＩＲフィルタからなる予等化回路を備え、 The first compensation unit includes a pre-equalization circuit including a preset linear FIR filter of complex coefficients,
前記プリセット型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数は、前記光ファイバ伝送路の波長分散量とルックアップテーブルを利用して決定されるか、又は、既知の２値データ列をトレーニング信号として用いて、前記プリセット型線形ＦＩＲフィルタへ入力されたトレーニング信号と受信されたトレーニング信号との誤差を最小とするアルゴリズムで決定されることを特徴とする請求項８に記載の光送受信システム。 The tap coefficient of the preset type linear FIR filter is determined using a chromatic dispersion amount of the optical fiber transmission line and a lookup table, or using a known binary data string as a training signal, 9. The optical transmission / reception system according to claim 8, wherein the optical transmission / reception system is determined by an algorithm that minimizes an error between the training signal input to the linear linear FIR filter and the received training signal.

前記光ファイバ伝送路の経路変更があった場合、又は、前記受信信号のビット誤り率が閾値以上の場合に、前記プリセット型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数を更新するタップ係数制御部を備えることを特徴とする請求項１２に記載の光送受信システム。 A tap coefficient control unit that updates the tap coefficient of the preset linear FIR filter when the path of the optical fiber transmission line is changed or when the bit error rate of the received signal is greater than or equal to a threshold value. The optical transmission / reception system according to claim 12.

前記第一の補償部は、複素係数のプリセット型線形ＦＩＲフィルタからなる予等化回路を備え  The first compensation unit includes a pre-equalization circuit including a preset linear FIR filter of complex coefficients.
前記第二の補償部は、複素係数の適応型線形ＦＩＲフィルタからなる適応型等化回路を備え、  The second compensation unit includes an adaptive equalization circuit including an adaptive linear FIR filter of complex coefficients,
前記第一の補償部の前記プリセット型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数は、前記基準の波長分散に比例し、  The tap coefficient of the preset linear FIR filter of the first compensation unit is proportional to the reference chromatic dispersion,
前記第二の補償部の前記適応型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数は、波長分散の最大変動量に比例することを特徴とする請求項８に記載の光送受信システム。  9. The optical transmission / reception system according to claim 8, wherein a tap coefficient of the adaptive linear FIR filter of the second compensation unit is proportional to a maximum fluctuation amount of chromatic dispersion.

入力されるビット列を複素信号に変換する符号化回路と、レーザ光源から出力された光を変調し光ファイバ伝送路を介して送信する光電界変調器と、を有する光送信器において使用する光送信方法であって、  Optical transmission for use in an optical transmitter having an encoding circuit that converts an input bit string into a complex signal, and an optical electric field modulator that modulates light output from a laser light source and transmits the modulated light via an optical fiber transmission line A method,
前記光送信機は、複素係数の適応型線形ＦＩＲフィルタからなる適応型等化回路を備え、  The optical transmitter includes an adaptive equalization circuit including an adaptive linear FIR filter of complex coefficients,
前記方法は、  The method
送信される光信号の線形歪を予め補償するため、前記複素信号に対して、前記光ファイバ伝送路の基準の波長分散に対応する第一の伝達関数の逆関数を印加する第一の畳み込み演算を行う第一の補償ステップと、  A first convolution operation that applies an inverse function of a first transfer function corresponding to a reference wavelength dispersion of the optical fiber transmission line to the complex signal in order to compensate in advance for linear distortion of an optical signal to be transmitted. A first compensation step,
前記送信される光信号の時間変動する線形歪を予め補償するため、前記複素信号に対して、前記光ファイバ伝送路の波長分散の時間変動分に対応する第二の伝達関数の逆関数を印加する第二の畳み込み演算を行う第二の補償ステップと、  In order to compensate in advance for the time-varying linear distortion of the transmitted optical signal, an inverse function of a second transfer function corresponding to the time-varying chromatic dispersion of the optical fiber transmission line is applied to the complex signal. A second compensation step for performing a second convolution operation,
前記第二の補償ステップにより出力された信号と、受信器での復調により得られた受信信号から生成された基準信号との誤差を決定する誤差決定ステップと、を備え、  An error determination step for determining an error between the signal output by the second compensation step and a reference signal generated from the reception signal obtained by demodulation at the receiver;
前記第二の補償ステップでは、  In the second compensation step,
前記誤差決定ステップによって決定された前記誤差を最小とするブラインド等化アルゴリズムに従って、前記適応型線形ＦＩＲフィルタのタップ係数が更新されることによって、前記第二の畳み込み演算によって印加される逆関数が調整されることを特徴とする光送信方法。  The inverse function applied by the second convolution operation is adjusted by updating the tap coefficient of the adaptive linear FIR filter according to a blind equalization algorithm that minimizes the error determined by the error determination step. An optical transmission method.