JP5007422B2 - Buffer circuit - Google Patents
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Description
本発明は、バッファ回路に関し、特に、ADコンバータの前段に用いて好適なトラックホールド回路などに用いられるバッファ回路に関する。 The present invention relates to a buffer circuit, and more particularly, to a buffer circuit used for a track hold circuit suitable for use in a preceding stage of an AD converter.
一般的に、非常に早く変化するアナログ信号をADコンバータで高精度にデジタルに変換することは困難である。しかし、ADコンバータの前段に、信号に追随し、あるタイミングでその信号の電圧値を保持するトラックホールド回路を設けることで、高周波の信号を高精度にデジタルに変換することができる。 In general, it is difficult to convert an analog signal that changes very quickly to digital with an AD converter with high accuracy. However, by providing a track hold circuit that follows the signal and holds the voltage value of the signal at a certain timing before the AD converter, a high-frequency signal can be converted to digital with high accuracy.
一般的に、トラックホールド回路には、図5に示される開ループ構成のものと、図6に示される閉ループ構成のものがある。図5のトラックホールド回路に於いて、入力バッファ回路1には入力信号Vinが印加され、出力バッファ2の入力には電圧を保持するためのコンデンサ3が接続され、また、入力バッファ1の出力と出力バッファ2の入力との間には、タイミング信号によって制御されるサンプリングスイッチ4が設けられる。一方、図6のトラックホールド回路では、入力バッファ回路5と出力バッファ回路6にオペアンプが用いられ、入力バッファ回路5の一方の入力に入力信号Vinが印加され、他方の入力には出力バッファ回路6の出力が帰還される。出力バッファ回路6の出力とその一方の入力には電圧を保持するためのコンデンサ7が接続され、他方の入力は所定電位、例えば接地電位に接続される。入力バッファ回路5の出力と出力バッファ回路6の一方の入力との間にはサンプリングスイッチ8が設けられる。
Generally, the track hold circuit includes an open loop configuration shown in FIG. 5 and a closed loop configuration shown in FIG. In the track hold circuit of FIG. 5, an input signal Vin is applied to the
図5及び図6のトラックホールド回路において、サンプリングスイッチ4及び8がオフの状態では、入力バッファ回路1及び5は入力信号Vinの電圧に追随した出力信号が得られる。サンプリングスイッチ4及び8がオンすると入力バッファ回路1及び5の出力電圧がコンデンサ3及び7に保持される。そして、サンプリングスイッチ4及び8がオフするとコンデンサ3及び7に保持された電圧が出力バッファ回路4及び6から出力され、その電圧が保持され続けられる。
5 and FIG. 6, when the
図5に示された開ループ構成のトラックホールド回路の特徴は、簡単な構造と高速性があげられるが、フィードバックループがないために精度が悪いという欠点がある。また、図6に示された閉ループ構成のトラックホールド回路の特徴は、帰還路を含むため高い精度が得られることがあげられるが、この帰還路の影響で動作スピードが遅くなってしまう欠点がある。 The feature of the track-and-hold circuit of the open loop configuration shown in FIG. 5 is that it has a simple structure and high speed, but has a drawback that accuracy is poor because there is no feedback loop. Further, the feature of the track-and-hold circuit of the closed loop configuration shown in FIG. 6 is that high accuracy can be obtained because it includes a feedback path, but there is a disadvantage that the operation speed is slowed down due to the influence of this feedback path. .
本発明は、高速性と高精度を兼ね備えたトラックホールド回路を得んとするものであり、図5に示された開ループ構成のトラックホールド回路における精度を高めることを目的とする。そこで、開ループ構成のトラックホールド回路の精度が悪化する原因を検討した結果、2つの大きな要因が把握できた。1つは、サンプリングスイッチ4として通常使用されるMOSトランジスタの浮遊容量によるチャージインジェクションの影響であり、もう1つは、入力バッファと出力バッファに用いられるソースフォロアバッファの非線形性の影響である。
An object of the present invention is to obtain a track-hold circuit having both high speed and high accuracy, and an object thereof is to improve the accuracy of the track-hold circuit having the open loop configuration shown in FIG. Thus, as a result of examining the cause of the deterioration of the accuracy of the track-and-hold circuit of the open loop configuration, two major factors were grasped. One is the influence of charge injection due to the stray capacitance of a MOS transistor normally used as the
チャージインジェクションは、MOSトランジスタがオフしたときに、ソースとゲート間の浮遊容量にコンデンサ3に蓄積された電荷が取られる現象であり、これにより出力バッファ2の出力電圧が変化してしまう。この変化量は、バッファ回路1の出力信号電圧に非線形に依存する。即ち、NチャネルMOSトランジスタの場合、ゲートに電源電圧Vddが印加された状態でMOSトランジスタがオンするが、この時、入力バッファ回路1の出力信号電圧がMOSトランジスタを介して、コンデンサ3にチャージされるとともに、ゲートとソース間の浮遊容量にもチャージされる。従って、ゲートとソース間の浮遊容量にチャージされる電荷は、出力信号の電圧値と電源電圧Vddの差電圧に従うことになり、出力信号電圧が変化すれば浮遊容量にチャージされる電荷量が変化する。この状態からMOSトランジスタのゲートに接地電圧が印加されると、MOSトランジスタはオフし、バッファ回路1とバッファ回路2が切り離される。この時、ゲート電圧が接地電位となるために、浮遊容量にチャージされた電荷に応じてコンデンサ3から電荷が流出してしまい、出力バッファ2の信号入力電圧が低下し、出力信号電圧Voutの電圧も低下してしまう。この出力信号電圧の低下量は、浮遊容量の電荷量、即ち、入力バッファ回路1の出力信号電圧の大きさに依存することになる。従って、トラックホールド回路全体が非線形特性となり、精度が劣化する原因となっていた。
Charge injection is a phenomenon in which, when the MOS transistor is turned off, the charge accumulated in the
一方、入力バッファ回路1や出力バッファ回路2は、図7に示される如く、PチャネルMOSトランジスタ9のソースフォロアバッファ回路で構成される。出力電圧Voutは、定電流回路10によってMOSトランジスタ9に定電流を流すために必要なゲート・ソース間電圧だけ入力電圧Vinより高い電圧になるが、ソース・ドレイン間電圧は、入力電圧Vinの関数として表されるため、チャネル長変調効果により出力電圧は、入力電圧に関して非線形特性となってしまう。
On the other hand, the
入力電圧がゲートに直接印加されるNチャネルMOSトランジスタと、当該NチャネルMOSトランジスタのソースと交流的グランドとの間に設けられた第1の定電流源と、前記NチャネルMOSトランジスタのソースの電位がゲートに印加される第1のPチャネルMOSトランジスタと、前記入力電圧がゲートに印加されると共に前記第1のPチャネルMOSトランジスタのソースがドレインに接続される第2のPチャネルMOSトランジスタと、当該第2のPチャネルMOSトランジスタのソースに接続される第2の定電流源と、を備え、前記第2のPチャネルMOSトランジスタのソースから、当該第2のPチャネルMOSトランジスタのゲート・ソース間電圧だけ前記入力電圧より高い電圧が出力されることを特徴としたバッファ回路を提供する。 An N-channel MOS transistor to which an input voltage is directly applied to the gate; a first constant current source provided between the source of the N-channel MOS transistor and an AC ground; and a potential of the source of the N-channel MOS transistor A first P-channel MOS transistor in which is applied to the gate; a second P-channel MOS transistor in which the input voltage is applied to the gate and the source of the first P-channel MOS transistor is connected to the drain; A second constant current source connected to the source of the second P-channel MOS transistor, and from the source of the second P-channel MOS transistor to the gate and source of the second P-channel MOS transistor buffer times were characterized by a higher voltage than just the input voltage voltage output To provide.
バッファ回路のソースフォロアを構成するMOSトランジスタのソース・ドレイン間の入力電圧による変動が、出力に与える影響を防止できるので、バッファ回路の線形性が向上するものである。 The fluctuation due to the input voltage between the source and drain of the MOS transistor constituting the source follower of the buffer circuit can be prevented from affecting the output, so that the linearity of the buffer circuit is improved.
図1は、本発明の実施形態を示すトラックホールド回路のブロック図である。入力信号Vinは、第1のバッファ回路11及び第2のバッファ回路12の入力に印加される。第3のバッファ回路13の入力には信号電圧保持用のコンデンサ14が接続され、また、バッファ回路12とバッファ回路13の入力の間には、サンプリングスイッチであるNチャネルのMOSトランジスタ15が接続される。コンデンサ16は、電源電圧Vddを保持し、入力信号Vinに加算してMOSトランジスタ15のゲートに印加するためのコンデンサであり、コンデンサ16の一端と電源電圧VddにスイッチSW1が設けられ、コンデンサ16の一端とMOSトランジスタ15のゲートの間には、スイッチSW2が設けられる。また、コンデンサ16の他端と接地GNDとの間にはスイッチSW3が設けられ、コンデンサ16とバッファ回路1の出力との間には、スイッチSW4が設けられる。更に、MOSトランジスタ15のゲートと接地GNDとの間にはスイッチSW5が設けられる。これらのスイッチの内、第1のスイッチ群であるスイッチSW1、SW3、及びSW5のオン及びオフが連動して駆動され、また、第2のスイッチ群であるスイッチSW2とSW4のオン及びオフが連動して駆動されるが、第1のスイッチ群と第2のスイッチ群は、互いに相補的に動作する。
FIG. 1 is a block diagram of a track and hold circuit showing an embodiment of the present invention. The input signal Vin is applied to the inputs of the
次に、動作を説明する。先ず、ホールドモードの場合、スイッチSW1、SW3、SW5がオンで、SW2、SW4がオフとなり、コンデンサ16は、電源電圧Vddと接地GNDの間に接続されるため、コンデンサ16には電源電圧Vddが充電される。MOSトランジスタ15のゲートには接地電位が印加されるため、MOSトランジスタ15は、オフであり、バッファ回路13の出力電圧Voutは、コンデンサ14に保持された電圧に従う電圧となる。
Next, the operation will be described. First, in the hold mode, the switches SW1, SW3, and SW5 are turned on, SW2 and SW4 are turned off, and the
次に、トラックモードの場合、スイッチSW1、SW3、SW5がオフし、SW2、SW4がオンとなり、コンデンサ16は、バッファ回路1とMOSトランジスタ15のゲートの間に接続されることになる。従って、MOSトランジスタ15のゲートには、コンデンサ16に充電された電圧がバッファ回路11の出力電圧V1に加算された電圧が印加され、MOSトランジスタ15はオンする。バッファ回路11及び12は、同一構成で形成されるため、その出力電圧V1及びV2は、同一となる。従って、MOSトランジスタ15のゲート電圧は、コンデンサ14にチャージされる電圧V2より電源電圧Vddだけ高い電圧になる。即ち、MOSトランジスタ15のゲート・ソース間の浮遊容量にチャージされる電圧は、バッファ回路12の出力電圧に拘わらず常に、電源電圧Vddがチャージされる。従って、ホールドモードに移行したとき、即ち、スイッチSW2とSW4がオフし、スイッチSW1、SW3、SW5がオンした時、MOSトランジスタ15のゲートに接地電位GNDが印加されても、コンデンサ14から浮遊容量に引き抜かれる電荷は、電源電圧Vddに応じたほぼ一定の電荷となるため、バッファ回路13の入力に印加される信号電圧の変化は一定となり、線形性が維持される。更に、MOSトランジスタ15のゲートには、電源電圧Vdd以上の電圧が印加されるため、MOSトランジスタのオン抵抗が減少する効果もある。
Next, in the track mode, the switches SW1, SW3, SW5 are turned off, SW2, SW4 are turned on, and the
図2は、図1に示された実施形態の具体的な回路図である。バッファ回路11及び12は、同一構成であり、電源Vddと接地GNDの間に、PチャネルMOSトランジスタが4個直列接続された構成である。バイアス電圧Vb1とVb2がゲートに印加されたMOSトランジスタ17、18、19、20は、各々定電流源を形成し、入力信号Vinが印加されたMOSトランジスタ21、22のソースから各々出力が取り出され、ソースフォロアが形成される。更に、MOSトランジスタ23、24のゲートには、入力信号Vinの電圧から固定電圧Eだけ低下される電圧が印加される。このMOSトランジスタ23、24を設けることにより、MOSトランジスタ21、22のソース・ドレイン間電圧が入力信号Vinの電圧値に拘わらず一定となる。
FIG. 2 is a specific circuit diagram of the embodiment shown in FIG. The
スイッチSW1、SW3、SW5は、NチャネルMOSトランジスタで構成され、そのゲートには、制御クロックCLK1が印加される。スイッチSW2はPチャネルMOSトランジスタで構成され、また、SW4はトランスミッションゲートで構成され、そのゲートには制御クロックCLK2及びその反転信号*CLK2が印加される。 The switches SW1, SW3, SW5 are composed of N-channel MOS transistors, and a control clock CLK1 is applied to their gates. The switch SW2 is composed of a P-channel MOS transistor, and SW4 is composed of a transmission gate, to which a control clock CLK2 and its inverted signal * CLK2 are applied.
図3は、CLK1及びCLK2のタイミング図である。CLK1がHレベルの期間は、スイッチSW1、SW3、SW5がオンとなるホールドモードであり、CLK2がHレベルとなる期間は、スイッチSW2、SW4がオンとなるトラックモードである。このCLK1とCLK2のHレベルのタイミングは、重ならないように設定される。 FIG. 3 is a timing diagram of CLK1 and CLK2. The period when CLK1 is at H level is a hold mode in which the switches SW1, SW3 and SW5 are on, and the period when CLK2 is at H level is a track mode in which the switches SW2 and SW4 are on. The H level timings of CLK1 and CLK2 are set so as not to overlap.
図4は、図1に示されたバッファ回路11、12の説明をするための回路図である。定電流源24は、図2に示されたMOSトランジスタ12、19で形成された定電流源であり、定電流源24、MOSトランジスタ21、及び23が電源Vddと接地GND間に直列接続される。一方、固定電圧Eを発生する回路は、電源Vddと接地GND間に直列接続されたNチャネルのMOSトランジスタ25と、定電流源26によって構成され、MOSトランジスタ25のゲートにはMOSトランジスタ21のゲートと同じ入力信号Vinが印加される。また、MOSトランジスタ25のソースと定電流源26の接続点がMOSトランジスタ23のゲートに接続される。即ち、MOSトランジスタ25の出力は、ソースフォロアとなるため、MOSトランジスタ23のゲートに印加される電圧は、入力信号VinからMOSトランジスタ25のゲート・ソース間電圧Eだけ低下した電圧となる。更に、MOSトランジスタ21のドレイン電圧は、MOSトランジスタ23のゲート・ソース間電圧だけ高い電圧となる。従って、MOSトランジスタ21のドレイン・ソース間電圧は、入力信号Vinの電圧値によらず一定となるので、出力Voutへの影響が防止でき、線形性を保ったバッファ回路が実現できる。
FIG. 4 is a circuit diagram for explaining the
11 第1のバッファ回路
12 第2のバッファ回路
13 第3のバッファ回路
14 コンデンサ
15 サンプリング用MOSトランジスタ
16 コンデンサ
24 定電流源
26 定電流源
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