JP5003740B2 - Detection circuit - Google Patents
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Description
本発明は一般に、所定の物理量を測定するために物理量に起因して起こる容量値の微小変化を検出する検出回路に関し、詳しくは複数の容量の相対的な容量値の差を検出する検出回路に関する。 The present invention generally relates to a detection circuit that detects a minute change in a capacitance value caused by a physical quantity in order to measure a predetermined physical quantity, and more particularly to a detection circuit that detects a difference in relative capacitance values of a plurality of capacitors. .
容量の容量値の微小変化を検出することにより容量値変化の原因となる物理量を測定するセンサとして、圧力センサ、加速度センサ、角速度センサ等がある。図1は、圧力センサの構成の一例を示す図である。圧力センサのケース10内部に設けられた梁13によって、ケース10の内部が上部の測定圧力室14と下部の基準圧力室15とに分けられている。測定圧力室14には開口10a及び10bが設けられ、外部のガス圧と測定圧力室14内部のガス圧とが連動する。基準圧力室15は密封されており、基準となる圧力でガスが封じ込まれている。ケース10の内部壁に設けた検出電極11と梁13で支持される部分に設けた検出電極12とで、一対の対向する電極からなる容量を構成する。外部圧力が上昇すると、測定圧力室14内部の圧力が基準圧力室15内部の圧力に比べて大きくなり、図2に示されるように、弾力を有する梁13の部分が下方に押し下げられる。これにより容量の容量値が変化する。この容量変化を電気的に検出することで、圧力の大きさを測定することができる。
Sensors that measure a physical quantity that causes a change in capacitance value by detecting a minute change in the capacitance value include a pressure sensor, an acceleration sensor, an angular velocity sensor, and the like. FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a configuration of a pressure sensor. The inside of the
一般に圧力センサは図1に示されるように単一の容量で構成されるが、例えば航空機などで静圧(大気圧)と動圧(速度方向の圧力)との差に基づいて速度を計算する場合等には、図1のようなセンサを2つ用意して、2つの容量の容量値の相対的な差を検出することが行われる。従って、相対的な容量値の差を精度よく検出する回路が必要になる。 In general, a pressure sensor is configured with a single capacity as shown in FIG. 1. For example, an aircraft or the like calculates a speed based on a difference between a static pressure (atmospheric pressure) and a dynamic pressure (pressure in a speed direction). In some cases, two sensors as shown in FIG. 1 are prepared and a relative difference between the capacitance values of the two capacitors is detected. Therefore, a circuit for accurately detecting a relative capacitance value difference is required.
図3は、加速度センサの構成の一例を示す図である。加速度センサのケース20の内部壁に設けた検出電極21a及び21bと、梁23で支持される部分に設けた検出電極22a及び22bとで、2対の対向する電極からなる2つの容量を構成する。梁23の部分には加速度を検出するための錘24が設けられている。加速度がかかると、弾力を有する梁23に支えられる錘24が支点回りに回転するように移動し、図4に示されるように加速度に応じて傾くことになる。これにより2つの容量の相対的な容量値が変化する。この相対的な容量変化を電気的に検出することで、加速度の大きさを測定することができる。従って、相対的な容量値の差を精度よく検出する回路が必要になる。
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the configuration of the acceleration sensor. The
図5は、角速度センサの構成の一例を示す図である。角速度センサのケース30の内部壁に設けた電極31a乃至31cと、梁33で支持される部分に設けた電極32a乃至32cとで、3対の対向する電極からなる3つの容量を構成する。電極31a及び31cと電極32a及び32cとは検出電極であり、これらにより構成される2つの容量の容量値変化を検出することで角速度を測定する。中央の電極31bと電極32bとは駆動電極であり、これらの電極に交流電圧を印加することで、弾力を有する梁33の部分に設けた錘34を矢印Aで示す上下方向に単振動させる。
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of the configuration of the angular velocity sensor. The
角速度センサに対して角速度がかかると(角速度センサが回転運動すると)、単振動している錘34にコリオリの力がかかり、図6(a)及び(b)に示されるように、コリオリの力に応じて錘34の部分が傾くことになる。同じ方向に一定の角速度が存在する場合であっても、錘34が下方に運動している場合(図6(a))にかかるコリオリの力と、錘34が上方に運動している場合(図6(b))にかかるコリオリの力とは方向が異なる。従って、図6(a)及び(b)に示されるように、上方への運動時と下方への運動時とでは錘34の傾く方向が異なる。このようにして発生した相対的な容量変化を電気的に検出することで、角速度の大きさを測定することができる。従って、相対的な容量値の差を精度よく検出する回路が必要になる。
When an angular velocity is applied to the angular velocity sensor (when the angular velocity sensor rotates), a Coriolis force is applied to the
図7は、加速度センサの場合に相対的な容量値の差を検出する検出回路の構成の一例を示す図である。図7の検出回路は、発振器40、バッファ41及び42、XOR回路43、及びローパスフィルタ44を含む。 FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a configuration of a detection circuit that detects a relative capacitance value difference in the case of an acceleration sensor. The detection circuit of FIG. 7 includes an oscillator 40, buffers 41 and 42, an XOR circuit 43, and a low-pass filter 44.
図8は、図7の検出回路の動作を説明するための信号波形図である。図8に示される信号A乃至Eは、それぞれ図7に回路上の信号位置が示されている。また説明の都合上、信号B及びCについては、等価的に整形した波形B’及びC’を示してある。図7の発振器40が図8に示されるような繰り返しのパルス信号Aを生成すると、バッファ41及び42の出力信号B及びCは、それぞれ容量45及び46の容量値に応じて遅延する。この遅延の様子が、信号B及びCを等価的に整形して示す波形B’及びC’の立ち上がり及び立下りの時間差として示される。 FIG. 8 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the detection circuit of FIG. The signals A to E shown in FIG. 8 show signal positions on the circuit in FIG. For convenience of explanation, the signals B and C are shown with waveforms B 'and C' shaped in an equivalent manner. When the oscillator 40 of FIG. 7 generates a repeated pulse signal A as shown in FIG. 8, the output signals B and C of the buffers 41 and 42 are delayed according to the capacitance values of the capacitors 45 and 46, respectively. The state of this delay is shown as the time difference between the rise and fall of the waveforms B ′ and C ′, which are obtained by equivalently shaping the signals B and C.
XOR回路43は、信号B及びCの排他的論理和をとることで、遅延時間差に応じた幅を有するパルス信号Dを生成する。ローパスフィルタ44は、このパルス信号Dを積分することで、遅延時間に応じた電圧を有するDC電圧を生成する。この遅延時間は容量45及び46の容量値の差に応じたものであり、更にこの容量値の差は加速度に応じた値である。従って、ローパスフィルタ44が出力するDC電圧は、加速度の大きさに応じた電圧となる。 The XOR circuit 43 generates the pulse signal D having a width corresponding to the delay time difference by taking the exclusive OR of the signals B and C. The low-pass filter 44 integrates the pulse signal D to generate a DC voltage having a voltage corresponding to the delay time. This delay time corresponds to the difference between the capacitance values of the capacitors 45 and 46, and the difference between the capacitance values corresponds to the acceleration. Therefore, the DC voltage output from the low-pass filter 44 is a voltage corresponding to the magnitude of acceleration.
圧力センサ、加速度センサ、角速度センサ等において、測定対象物理量に応じて生じる容量値の差は微小なものである。図7に示すような従来の検出回路においては、容量値の変化量が小さい場合には、出力であるDC電圧の変化量が小さくなり、精度よく加速度等を測定できないという問題がある。 In a pressure sensor, an acceleration sensor, an angular velocity sensor, etc., the difference in capacitance value that occurs according to the physical quantity to be measured is very small. The conventional detection circuit as shown in FIG. 7 has a problem that when the change amount of the capacitance value is small, the change amount of the output DC voltage becomes small and the acceleration or the like cannot be measured with high accuracy.
以上を鑑みて本発明は、微小な容量値の差を精度よく検出することができる検出回路を提供することを目的とする。 In view of the above, an object of the present invention is to provide a detection circuit that can accurately detect a minute difference in capacitance value.
検出回路は、センサの第1の容量と第2の容量との容量値の差を検出する検出回路であって、該第1の容量に応じた周波数の第1の発振信号を生成する第1の発振器と、該第2の容量に応じた周波数の第2の発振信号を生成する第2の発振器と、該第1の発振器に結合され、該第1の発振信号に応じた第1のカウント値を出力する第1のカウンタと、該第2の発振器に結合され、該第2の発振信号に応じた第2のカウント値を出力する第2のカウンタと、該第1のカウンタと該第2のカウンタとに結合され、該第1のカウント値と該第2のカウント値とに基づいて該容量値の差を示す信号を出力する演算回路と、該センサを駆動する駆動信号を生成する発振回路と、該発振回路に結合され、該駆動信号に応じたタイミング信号を出力する制御回路を含み、該演算回路は該容量値の差を示す信号に対する該第1のカウント値の効果と該第2のカウント値の効果とを該タイミング信号に応じて入れ替え、該第1及び第2の容量の変化に応じた該第1及び第2の発振信号の変化を許容しながら、該第1及び第2の発振器を該駆動信号に同期させる同期回路を更に含むことを特徴とする。 The detection circuit is a detection circuit that detects a difference in capacitance value between the first capacitor and the second capacitor of the sensor, and generates a first oscillation signal having a frequency corresponding to the first capacitor. An oscillator, a second oscillator for generating a second oscillation signal having a frequency corresponding to the second capacitance, and a first count coupled to the first oscillator and corresponding to the first oscillation signal A first counter that outputs a value; a second counter that is coupled to the second oscillator and outputs a second count value in accordance with the second oscillation signal; the first counter; And an arithmetic circuit that outputs a signal indicating a difference between the capacitance values based on the first count value and the second count value, and generates a drive signal for driving the sensor. Oscillator circuit and control coupled to the oscillator circuit and outputting a timing signal corresponding to the drive signal And the arithmetic circuit replaces the effect of the first count value and the effect of the second count value on the signal indicating the difference between the capacitance values according to the timing signal, and the first and second And a synchronization circuit that synchronizes the first and second oscillators with the drive signal while allowing a change in the first and second oscillation signals in accordance with a change in capacitance of the first and second oscillation signals .
本発明の少なくとも1つの実施例によれば、上記第1のカウント値と第2のカウント値とに基づいて容量値の差を求めるので、カウントを数える期間の容量値の積分効果(平均効果)があり、精度の高い測定を実現することができる。またデジタル演算に基づく測定であるので、電圧などのアナログ量に基づく測定に比べて、雑音や回路特製等の影響を受けにくい。更に、デジタル演算に基づく測定であるので、誤差補正を容易に行うことができる。 According to at least one embodiment of the present invention, the difference between the capacitance values is obtained based on the first count value and the second count value, so that the integration effect (average effect) of the capacitance values during the counting period is obtained. Therefore, highly accurate measurement can be realized. In addition, since the measurement is based on digital calculation, it is less susceptible to noise and circuit special effects than the measurement based on analog quantities such as voltage. Further, since the measurement is based on digital calculation, error correction can be easily performed.
以下に、本発明の実施例を添付の図面を用いて詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
図9は、本発明による検出回路の第1の実施例の構成の一例を示す図である。図9の検出回路は、センサ駆動振動が不要なセンサ、即ち圧力センサや加速度センサにおいて微小な容量値の差を検出するための回路である。角速度センサのようなセンサ駆動振動が必要なセンサに対する検出回路については、後の実施例で説明する。 FIG. 9 is a diagram showing an example of the configuration of the first embodiment of the detection circuit according to the present invention. The detection circuit of FIG. 9 is a circuit for detecting a minute difference in capacitance value in a sensor that does not require sensor drive vibration, that is, a pressure sensor or an acceleration sensor. A detection circuit for a sensor that requires sensor driving vibration such as an angular velocity sensor will be described in a later embodiment.
図9の検出回路は、発振器50、バッファ51及び52、位相比較器53、チャージポンプ54、ローパスフィルタ55、カウンタ56、基準電圧発生回路(Vref)57、スイッチ58、及びサンプルホールド回路59を含む。図10及び図11は、図9の検出回路の動作を説明するための信号波形図である。図10及び図11に示される信号A乃至F、UP、DOWN、DO、及びCNTは、それぞれ図9に回路上の信号位置が示されている。また説明の都合上、信号B及びCについては、等価的に整形した波形B’及びC’を示してある。
9 includes an oscillator 50, buffers 51 and 52, a
図9の発振器50が図10に示されるような繰り返しのパルス信号Aを生成すると、バッファ51及び52の出力信号B及びCは、それぞれ容量C1及びC2の容量値に応じて遅延する。この遅延の様子が、信号B及びCを等価的に整形して示す波形B’及びC’の立ち上がり及び立下りの時間差として図10に示される。この例においては、容量値C2の方が容量値C1よりも大きく、信号Cの方が信号Bよりも大きな遅延量を有する。 When the oscillator 50 of FIG. 9 generates a repetitive pulse signal A as shown in FIG. 10, the output signals B and C of the buffers 51 and 52 are delayed according to the capacitance values of the capacitors C1 and C2, respectively. The state of this delay is shown in FIG. 10 as the time difference between the rise and fall of the waveforms B ′ and C ′, which are equivalently shaped signals B and C. In this example, the capacitance value C2 is larger than the capacitance value C1, and the signal C has a larger delay amount than the signal B.
位相比較器53は、信号B及び信号Cの位相を比較することで、信号Bの位相が信号Cの位相よりも早い場合には信号UPを出力し、信号Bの位相が信号Cの位相よりも遅い場合には信号DOWNを出力する。この場合には信号Bの位相が信号Cの位相よりも早いので、図10に示されるように信号UPが出力される。なお信号UPは負論理の信号であり、信号DOWNは正論理の信号である。
The
チャージポンプ54は、HIGH、LOW、及び浮遊状態(HIGHインピーダンス状態)Zの3ステートの何れかを信号DOとして出力する。信号DOは、信号UPが入力されたときには信号UPの幅に等しいHIGHパルスとなり、信号DOWNが入力されたときには信号DOWNの幅に等しいLOWパルスとなる。信号UP及び信号DOWNの何れも入力されない場合には、信号DOは浮遊状態となる。図10の例では、信号DOは信号UPの幅に等しいHIGHパルスとなる。
The
ローパスフィルタ55は、信号DOを積分することで、遅延時間差(位相差)に応じた電圧を有するDC電圧を生成する。図11に示される例では信号DOはHIGHパルスであるので、ローパスフィルタ55の出力電圧である信号Eは徐々に上昇する。カウンタ56は、発振器50からの信号Aのパルスが5回入力されると、HIGHのパルスである信号CNTを一回出力する。信号CNTはスイッチ58を制御しており、信号CNTがHIGHになるとスイッチ58が閉じられて信号Eは基準電圧Vrefに戻される。従って、信号Aのパルス5回ごとに、信号Eの電圧変化はリセットされることになる。
The low-
サンプルホールド回路59は、信号CNTのパルスが到来するたびに信号Eの電位をサンプルし、次の信号CNTのパルスまでサンプル値をホールドする。サンプル&ホールドされた電圧値が信号Fとして示される。図11の例では、後半部分で一時的に加速度が大きくなり、信号UP及び信号DOのパルス幅が拡大している。これに応じて信号Eの電圧が前回のサンプル時よりも上昇し、サンプル&ホールド後の信号FもタイミングTで上昇している。
The
このサンプル&ホールド後の信号Fが検出回路の出力信号である。上記説明から分かるように、信号Eは、信号Aの各5サイクルの期間において、位相差に応じたパルスを順次積み重ねた信号となっている。従ってこの信号Eをサンプル&ホールドした後の信号Fは、信号Aの各5サイクル毎に、5サイクル期間内の位相差の合計を示す信号となっている。このようにして、位相差即ち容量値の差に応じた電位を検出する際に、所定数のサイクルの期間に渡り容量値の差に応じた電位を積分する。これにより雑音の少ない信号を生成し、精度よく容量値の差を検出することが可能になる。 The sampled and held signal F is an output signal of the detection circuit. As can be seen from the above description, the signal E is a signal in which pulses corresponding to the phase difference are sequentially stacked in each of the five cycles of the signal A. Therefore, the signal F after the signal E is sampled and held is a signal indicating the sum of the phase differences within the five cycle period for each five cycles of the signal A. In this way, when detecting the potential corresponding to the phase difference, that is, the capacitance value difference, the potential corresponding to the capacitance value difference is integrated over a predetermined number of cycles. As a result, it is possible to generate a signal with less noise and accurately detect the difference in capacitance value.
図12は、位相比較器53の回路構成の一例を示す回路図である。図12の位相比較器53は、NAND回路61乃至69、インバータ70及び76、及びバッファ77及び78を含む。
FIG. 12 is a circuit diagram showing an example of the circuit configuration of the
位相比較器101の出力UP及びは負論理信号であり出力DOWNは正論理信号である。即ち、出力UPは普段はHIGHに維持されており、信号をアサートするときにLOWとなる。また出力DOWNは普段はLOWに維持されており、信号をアサートするときにHIGHとなる。
The outputs UP and DOWN of the
例えば信号Bの立ち上がりエッジが信号Cの立ち上がりエッジよりも先に到来すると、NAND回路61の出力がHIGHとなる。このとき詳細は省略するが信号A1及びA2はHIGHの状態にあり、信号A3(NAND回路61の出力)がHIGHになるとNAND回路64の出力がLOWとなり、信号UPがLOWにアサートされる。その後信号Cの立ち上がりが到来すると、NAND回路66の出力がHIGHとなる。このHIGH信号によりNAND回路65の出力がLOWとなるので、信号A2がLOWとなり、信号UPはHIGHに戻される。このようにして、信号Bの立ち上がりエッジの方が早い場合は、信号Bの立ち上がりエッジから信号Cの立ち上がりエッジまでの期間、信号UPがアサートされることになる。またこの逆に、信号Cの立ち上がりエッジの方が早い場合は、信号Cの立ち上がりエッジから信号Bの立ち上がりエッジまでの期間、信号DOWNがアサートされることになる。
For example, when the rising edge of the signal B arrives before the rising edge of the signal C, the output of the NAND circuit 61 becomes HIGH. Although details are omitted at this time, the signals A1 and A2 are in a HIGH state. When the signal A3 (output of the NAND circuit 61) becomes HIGH, the output of the
なお図9において、位相比較器53の代わりにXOR回路(排他的論理和回路)を使用してもよい。但しXOR回路を使用した場合には、±180度の位相差範囲でのみ正常に動作するが、図9のような位相比較器を使用した場合には±180度以上の位相差範囲でも正常に動作するという利点がある。
In FIG. 9, an XOR circuit (exclusive OR circuit) may be used instead of the
図13は、チャージポンプ54の回路構成の一例を示す回路図である。図13のチャージポンプ54は、PMOSトランジスタ81及びNMOSトランジスタ82を含む。PMOSトランジスタ81のゲートには信号UPが入力され、NMOSトランジスタ82のゲートには信号DOWNが入力される。信号UPがLOWとなりアサートされると、PMOSトランジスタ81が導通して信号DOがHIGHとなる。また信号DOWNがHIGHとなりアサートされると、NMOSトランジスタ82が導通して信号DOがLOWとなる。それ以外の場合は、信号DOは浮遊状態に保たれる。
FIG. 13 is a circuit diagram showing an example of the circuit configuration of the
図14は、本発明による検出回路の第2の実施例の構成の一例を示す図である。図14の検出回路は、角速度センサのようなセンサ駆動振動が必要なセンサに対する検出回路である。図14において、図9と同一の要素は同一の参照番号で参照し、その説明は省略する。 FIG. 14 is a diagram showing an example of the configuration of a second embodiment of the detection circuit according to the present invention. The detection circuit of FIG. 14 is a detection circuit for a sensor that requires sensor driving vibration such as an angular velocity sensor. 14, the same elements as those of FIG. 9 are referred to by the same reference numerals, and a description thereof will be omitted.
図14の検出回路は、発振器50、バッファ51及び52、位相比較器53、チャージポンプ54、ローパスフィルタ55、カウンタ56、基準電圧発生回路(Vref)57、スイッチ58、サンプルホールド回路59、切り替え回路91、発振器92、バッファ93、及び制御回路94を含む。発振器92は、交流電圧を駆動信号として生成する。この駆動信号は方形波であってもよいし、例えば正弦振動の波形等でもよい。この駆動信号は角速度センサの駆動容量CDに印加され、角速度センサの錘(図5の34)を上下方向に単振動させる。またバッファ93は駆動信号を入力として、駆動信号に対応する繰り返しパルス信号DRVを生成する。制御回路94は、パルス信号DRVに基づいて錘の第1方向の運動(例えば下方向運動)のタイミング及び錘の第2方向の運動(例えば上方向運動)のタイミングをそれぞれ検出する。検出されたタイミングを示すタイミング信号FCは、切り替え回路91に供給される。
14 includes an oscillator 50, buffers 51 and 52, a
図15は、切り替え回路91の回路構成の一例を示す回路図である。図15の切り替え回路91は、NAND回路101乃至106及びインバータ107及び108を含む。タイミング信号FCがHIGHの場合には、信号BがNAND回路101及び105を介して信号BBとして出力され、また信号CがNAND回路103及び106を介して信号CCとして出力される。タイミング信号FCがLOWの場合には、信号BがNAND回路102及び106を介して信号CCとして出力され、また信号CがNAND回路104及び105を介して信号BBとして出力される。
FIG. 15 is a circuit diagram showing an example of the circuit configuration of the switching circuit 91. The switching circuit 91 in FIG. 15 includes
このようにして図14の検出回路では、錘が第1方向に運動しているか第2方向に運動しているかに応じて、信号B及び信号Cと信号BB及び信号CCとの対応関係を入れ替えている。こうして得られる信号BB及びCCを位相比較器53に入力して、位相比較の対象としている。このような入れ替え処理を必要とするのは、角速度センサにコリオリの力が印加されるときに、錘が第1方向に運動している場合と第2方向に運動している場合とで、容量C1及び容量C2の容量値の相対的な大小関係が逆転するためである。これについて以下に説明する。
In this manner, in the detection circuit of FIG. 14, the correspondence relationship between the signal B and the signal C and the signal BB and the signal CC is switched depending on whether the weight is moving in the first direction or the second direction. ing. The signals BB and CC obtained in this way are input to the
図16は、角速度が存在しない状態で錘が単振動している場合の容量変化を示す図である。図16に示すように、錘の第1方向の運動(上方向運動)において駆動信号DRVはHIGHであり、錘の第2方向の運動(下方向運動)において駆動信号DRVはLOWである。錘の単振動により、容量C1及び容量C2の容量値は増加及び減少を繰り返す。角速度が存在せずコリオリの力が印加されていないので、錘が傾くことはなく、容量C1の容量値と容量C2の容量値とは等しくなっている。図17は、角速度が存在する状態で錘が単振動している場合の容量変化を示す図である。図17に示すように、錘の単振動により、容量C1及び容量C2の容量値は増加及び減少を繰り返す。角速度が存在しコリオリの力が印加されているので、錘が傾き、容量C1の電極間距離と容量C2の電極間距離とが異なることとなる。錘が第1方向の運動(上方向運動)する場合には容量C1の容量値が容量C2の容量値より小さくなるが、錘が第2方向の運動(下方向運動)する場合には錘の傾く方向が異なるので、容量C1の容量値が容量C2の容量値より大きくなる。 FIG. 16 is a diagram showing a change in capacitance when the weight is oscillating in a state where there is no angular velocity. As shown in FIG. 16, the drive signal DRV is HIGH in the first movement (upward movement) of the weight, and the drive signal DRV is LOW in the second movement (downward movement) of the weight. Due to the simple vibration of the weight, the capacitance values of the capacitors C1 and C2 repeatedly increase and decrease. Since there is no angular velocity and no Coriolis force is applied, the weight does not tilt, and the capacitance value of the capacitor C1 is equal to the capacitance value of the capacitor C2. FIG. 17 is a diagram showing a change in capacitance when the weight is oscillating in a state where an angular velocity exists. As shown in FIG. 17, the capacitance values of the capacitors C1 and C2 repeatedly increase and decrease due to the simple vibration of the weight. Since the angular velocity exists and the Coriolis force is applied, the weight is inclined, and the distance between the electrodes of the capacitor C1 and the distance between the electrodes of the capacitor C2 are different. When the weight moves in the first direction (upward movement), the capacitance value of the capacity C1 is smaller than the capacity value of the capacity C2, but when the weight moves in the second direction (downward movement), Since the inclination directions are different, the capacitance value of the capacitor C1 is larger than the capacitance value of the capacitor C2.
このように角速度センサにコリオリの力が印加されるときに、錘が第1方向に運動している場合と第2方向に運動している場合とでコリオリの力の印加方向が変化し、容量C1及び容量C2の容量値の相対的な大小関係が逆転する。この場合、コリオリの力の方向は変化するが角速度の方向は一定であり、容量値の相対的な大小関係の逆転は、測定対象物理量(角速度)を反映したものではない。従って、検出回路はそのような大小関係の逆転に影響されないことが好ましい。また第1の実施例のように、単純にチャージポンプ54の出力信号DOの電圧パルスを積分したのでは、一方の方向の運動に対する信号DOのHIGHパルスと他方の方向の運動に対する信号DOのLOWパルスとを積分した場合に、容量値の差が相殺されてしまうという不都合が生じる。そこで図14に示す第2の実施例では、切り替え回路91により、錘が第1方向に運動しているか第2方向に運動しているかに応じて、信号B及び信号Cと信号BB及び信号CCとの対応関係を入れ替えている。
Thus, when the Coriolis force is applied to the angular velocity sensor, the direction in which the Coriolis force is applied varies depending on whether the weight is moving in the first direction or the second direction. The relative magnitude relationship between the capacitance values of C1 and C2 is reversed. In this case, the direction of the Coriolis force changes but the direction of the angular velocity is constant, and the reversal of the relative magnitude relationship of the capacitance values does not reflect the physical quantity (angular velocity) to be measured. Therefore, it is preferable that the detection circuit is not affected by the reversal of the magnitude relationship. Further, as in the first embodiment, if the voltage pulse of the output signal DO of the
図18は、図14の検出回路の動作を説明するための信号波形図である。図18に示される各信号は、それぞれ図14に回路上の信号位置が示されている。また説明の都合上、信号B及びCの代わりに、等価的に整形した波形B’及びC’を示してある。 FIG. 18 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the detection circuit of FIG. Each signal shown in FIG. 18 has a signal position on the circuit shown in FIG. For convenience of explanation, equivalently shaped waveforms B 'and C' are shown in place of the signals B and C.
図14の発振器50が図18に示されるような繰り返しのパルス信号Aを生成すると、バッファ51及び52の出力信号B及びCは、それぞれ容量C1及びC2の容量値に応じて遅延する。この遅延の様子が、信号B及びCを等価的に整形して示す波形B’及びC’の立ち上がり及び立下りの時間差として図18に示される。図18の駆動信号DRVがHIGHの時の第1の方向の運動では、容量値C2の方が容量値C1よりも大きく、信号C’の方が信号B’よりも大きな遅延量を有する。駆動信号DRVがLOWの時の第2の方向の運動では、容量値C1の方が容量値C2よりも大きく、信号B’の方が信号C’よりも大きな遅延量を有する。 When the oscillator 50 of FIG. 14 generates a repetitive pulse signal A as shown in FIG. 18, the output signals B and C of the buffers 51 and 52 are delayed according to the capacitance values of the capacitors C1 and C2, respectively. The state of this delay is shown in FIG. 18 as the time difference between the rise and fall of the waveforms B ′ and C ′, which are obtained by equivalently shaping the signals B and C. In the movement in the first direction when the drive signal DRV of FIG. 18 is HIGH, the capacitance value C2 is larger than the capacitance value C1, and the signal C ′ has a larger delay amount than the signal B ′. In the movement in the second direction when the drive signal DRV is LOW, the capacitance value C1 is larger than the capacitance value C2, and the signal B ′ has a larger delay amount than the signal C ′.
切り替え回路91は、タイミング信号FCのHIGH又はLOWに応じて、信号B及び信号Cと信号BB及び信号CCとの対応関係を入れ替える。このようにして得られた図18の信号BB及び信号CCにおいては、常に信号CCの方が信号BBよりも大きな遅延量を有する状態となっている。 The switching circuit 91 switches the correspondence relationship between the signal B and the signal C and the signal BB and the signal CC according to the HIGH or LOW of the timing signal FC. In the signal BB and the signal CC of FIG. 18 obtained in this way, the signal CC always has a larger delay amount than the signal BB.
位相比較器53は、信号BB及び信号CCの位相を比較することで、信号BBの位相が信号CCの位相よりも早い場合には信号UPを出力し、信号BBの位相が信号CCの位相よりも遅い場合には信号DOWNを出力する。この場合には信号BBの位相が信号CCの位相よりも早いので、図18に示されるように信号UPが出力される。なお信号UPは負論理の信号であり、信号DOWNは正論理の信号である。
The
以降の動作は第1の実施例の場合と同様であり、チャージポンプ54は、信号UPの幅に等しいHIGHパルスである信号DOを出力する。ローパスフィルタ55は、信号DOを積分することで、遅延時間差(位相差)に応じた電圧を有する信号Eを生成する。信号Aのパルス5回ごとに、信号CNTが生成され、信号Eの電圧変化はリセットされる。
Subsequent operations are the same as in the first embodiment, and the
サンプルホールド回路59は、信号CNTのパルスが到来するたびに信号Eの電位をサンプルしてホールドし、信号Fとして出力する。このようにして、位相差即ち容量値の差に応じた電位を検出する際に、所定数のサイクルの期間に渡り容量値の差に応じた電位を積分することで、雑音の少ない信号を生成し、精度よく容量値の差を検出することが可能になる。
The
図19は、本発明による検出回路の第3の実施例の構成の一例を示す図である。図19の検出回路は、角速度センサのようなセンサ駆動振動が必要なセンサに対する検出回路である。図19において、図14と同一の要素は同一の参照番号で参照し、その説明は省略する。 FIG. 19 is a diagram showing an example of the configuration of the third embodiment of the detection circuit according to the present invention. The detection circuit of FIG. 19 is a detection circuit for a sensor that requires sensor driving vibration such as an angular velocity sensor. 19, the same elements as those in FIG. 14 are referred to by the same reference numerals, and a description thereof will be omitted.
図19の検出回路は、発振器50、バッファ51及び52、位相比較器53、チャージポンプ54、ローパスフィルタ55、基準電圧発生回路(Vref)57、スイッチ58、サンプルホールド回路59、切り替え回路91、発振器92A、バッファ93、及び制御回路94Aを含む。図14の第2の実施例の検出回路においては、駆動信号を生成する発振器92と検出用の信号を生成する発振器50との間において、特に同期はとられていない場合を想定している。それに対して図19の第3の実施例の検出回路においては、駆動信号を生成する発振器92Aは、検出用の信号を生成する発振器50と同期がとられている。このような同期を確立するためには、センサ駆動信号を基準周波数としたPLL回路を構成し、センサ駆動信号を逓倍した信号を検出信号とする等の方法がある。
19 includes an oscillator 50, buffers 51 and 52, a
制御回路94Aは、パルス信号DRVに基づいて錘の第1方向の運動(例えば下方向運動)のタイミング及び錘の第2方向の運動(例えば上方向運動)のタイミングをそれぞれ検出する。検出されたタイミングを示すタイミング信号FCは、切り替え回路91に供給される。また制御回路94Aは更に、サンプルホールド回路59のサンプルタイミング及びローパスフィルタ55の出力信号Eのリセットタイミングを定める信号CNTを、パルス信号DRVに基づいて生成する。第3の実施例においては、パルス信号(駆動信号)DRVは検出信号に同期しているので、このようにパルス信号DRVに基づいて信号CNTを生成することが可能になる。この結果、第3の実施例においては、カウンタ56が不要になるというメリットがある。
The
図20は、図19の検出回路の動作を説明するための信号波形図である。図20に示される各信号は、それぞれ図19に回路上の信号位置が示されている。また説明の都合上、信号B及びCの代わりに、等価的に整形した波形B’及びC’を示してある。 FIG. 20 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the detection circuit of FIG. Each signal shown in FIG. 20 has a signal position on the circuit shown in FIG. For convenience of explanation, equivalently shaped waveforms B 'and C' are shown in place of the signals B and C.
図20の信号波形においては、図18の第2の実施例の動作を示す信号波形と異なり、信号DRVと信号Aとが同期している。この例では、信号Aの8周期に信号DRVの1周期が対応している。またCNT信号は、信号DRVの立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジに同期して、所定の遅延時間の後に生成されている。従って、サンプルホールド回路59のサンプリング及びローパスフィルタ55の出力信号Eのリセットは、信号Aの4周期に一度実行されることになる。その他の動作については、図18に示される第2の実施例の場合と同様であるので説明を省略する。
In the signal waveform of FIG. 20, unlike the signal waveform showing the operation of the second embodiment of FIG. 18, the signal DRV and the signal A are synchronized. In this example, one period of the signal DRV corresponds to eight periods of the signal A. The CNT signal is generated after a predetermined delay time in synchronization with the rising edge and falling edge of the signal DRV. Accordingly, the sampling of the
図21は、本発明による検出回路の第4の実施例の構成の一例を示す図である。図21の検出回路は、角速度センサのようなセンサ駆動振動が必要なセンサに対する検出回路である。図21において、図19と同一の要素は同一の参照番号で参照し、その説明は省略する。 FIG. 21 is a diagram showing an example of the configuration of the fourth embodiment of the detection circuit according to the present invention. The detection circuit of FIG. 21 is a detection circuit for a sensor that requires sensor driving vibration such as an angular velocity sensor. In FIG. 21, the same elements as those of FIG. 19 are referred to by the same reference numerals, and a description thereof will be omitted.
図21の検出回路は、発振器50、AND回路111及び112、位相比較器53、チャージポンプ54、ローパスフィルタ55、基準電圧発生回路(Vref)57、スイッチ58、サンプルホールド回路59、切り替え回路91、発振器92A、バッファ93、及び制御回路94Bを含む。図21の検出回路においては、図19の検出回路のバッファ51及び52に代えて、AND回路111及び112が設けられている。AND回路111及び112は、制御回路94Bからの停止信号STOPがLOWになると、信号Aの供給を停止する役目を果たす。制御回路94Bは、駆動信号DRVに基づいて上記停止信号STOPを生成する。
21 includes an oscillator 50, AND
停止信号STOPによる信号Aの供給停止は、錘の運動方向が第1の方向から第2の方向に反転するタイミングで、容量値の検出を停止することを目的としている。錘の運動方向が反転する際には、錘の傾きは角速度を反映したものではなくなり、錘の傾きや速度が不安定となり、正確な角速度の検出を妨げる要因となる。 The stop of the supply of the signal A by the stop signal STOP is intended to stop the detection of the capacitance value at the timing when the movement direction of the weight is reversed from the first direction to the second direction. When the movement direction of the weight is reversed, the weight inclination does not reflect the angular velocity, and the weight inclination and speed become unstable, which hinders accurate angular velocity detection.
図22は、錘の運動方向が反転する際の容量の不安定化を説明するための図である。錘が単振動する場合、理想的には、図16に示されるように容量値は錘の運動方向の反転するタイミングで即座に切り替わることが好ましい。しかし現実には図22に示されるように、錘の動きが不規則となり、容量値の変化も不規則なものとなる。この結果、容量値の変化は印加されている角速度に対応しないものとなってしまう。 FIG. 22 is a diagram for explaining the destabilization of the capacity when the movement direction of the weight is reversed. When the weight makes a simple vibration, ideally, it is preferable that the capacitance value is immediately switched at the timing when the movement direction of the weight is reversed as shown in FIG. However, in reality, as shown in FIG. 22, the movement of the weight is irregular, and the change in the capacitance value is irregular. As a result, the change in the capacitance value does not correspond to the applied angular velocity.
そこで図21に示す第4の実施例では、停止信号STOPによる信号Aの供給を停止することで、錘の運動方向が反転する瞬間の前後の所定の期間において容量値の検出を停止する。これにより、不規則な動きにより生じる雑音の影響を排除することができる。 Therefore, in the fourth embodiment shown in FIG. 21, the detection of the capacitance value is stopped in a predetermined period before and after the moment when the movement direction of the weight is reversed by stopping the supply of the signal A by the stop signal STOP. Thereby, the influence of noise caused by irregular movement can be eliminated.
図23は、図21の検出回路の動作を説明するための信号波形図である。図23に示される各信号は、それぞれ図21に回路上の信号位置が示されている。また説明の都合上、信号B及びCの代わりに、等価的に整形した波形B’及びC’を示してある。 FIG. 23 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the detection circuit of FIG. Each signal shown in FIG. 23 has a signal position on the circuit shown in FIG. For convenience of explanation, equivalently shaped waveforms B 'and C' are shown in place of the signals B and C.
図23においては、AND回路111及び112の出力信号AAが最上部に示されている。この信号AAにおいては、停止信号STOPがLOWである期間T1の間、パルスの供給が停止される。具体的には、信号AAは、信号Aと停止信号STOPとのANDをとった波形である。信号AAが錘の運動反転タイミングの前後で停止されるので、信号AAを基にして生成される各信号BB、CC、UP、DOWN、及びDOは、錘の運動反転タイミングの前後では生成されない。その他の動作については、図20に示される第3の実施例の場合と同様であるので説明を省略する。
In FIG. 23, the output signals AA of the AND
図24は、本発明による検出回路の第5の実施例の構成の一例を示す図である。図24の検出回路は、センサ駆動振動が不要なセンサ、即ち圧力センサや加速度センサにおいて微小な容量値の差を検出するための回路である。 FIG. 24 is a diagram showing an example of the configuration of the fifth embodiment of the detection circuit according to the present invention. The detection circuit of FIG. 24 is a circuit for detecting a minute difference in capacitance value in a sensor that does not require sensor drive vibration, that is, a pressure sensor or an acceleration sensor.
図24の検出回路は、発振回路121及び122、カウンタ123及び124、ALU(算術論理演算回路)125、及び制御回路126を含む。また必要に応じて記憶回路127を更に含んでもよい。
The detection circuit in FIG. 24 includes
発振回路121及び122は、それぞれセンサの容量C1及びC2を含み、これらの容量の容量値に応じた周波数で発振する。図25は、発振回路121の回路構成の一例を示す回路図である。発振回路122についても同様の回路で構成できる。図25の発振回路は、インバータ131乃至133、バッファ134、及び容量C1を含む。インバータ131乃至133はリングオシレータを構成し、容量C1に応じた所定の周波数で発振する。発振信号は、バッファ134を介して次段に供給される。
The
発振回路121及び122が生成した発振信号A及びBは、それぞれカウンタ123及び124に供給される。カウンタ123及び124は、発振信号A及びBのパルス数をカウントして、それぞれのカウント値C及びDをALU125に供給する。ALU125は、2つのカウント値C及びDを基にして所定の計算を実行することで、容量C1及びC2の容量値の差を求める。ALU125は、制御回路126から周期的に所定の間隔で供給される信号CNTに応答して、上記計算を実行する。
Oscillation signals A and B generated by the
例えば、容量C1の容量値に応じた発振信号Aをカウントしたカウント値Cと、容量C2の容量値に応じた発振信号Bをカウントしたカウント値Dとの差を計算することで、容量値の差を求めることができる。また必要に応じて平均値計算、フィルタ演算等を実行することで、ノイズ成分を除去して高精度で容量値の差を求めることが可能になる。また記憶回路127を設け、基準となる発振周波数を記憶回路127に記憶しておけば、製造ばらつきや温度・電源電圧の変動等の要因により発振周波数が変化しても、適宜補正をすることによりこれら要因を除去した高精度な測定が可能となる。
For example, the difference between the count value C obtained by counting the oscillation signal A corresponding to the capacitance value of the capacitor C1 and the count value D obtained by counting the oscillation signal B corresponding to the capacitance value of the capacitor C2 is calculated. The difference can be determined. Further, by performing average value calculation, filter calculation, and the like as necessary, it is possible to remove noise components and obtain a difference in capacitance value with high accuracy. In addition, if the
図26は、ALU125による計算タイミングを説明するための図である。図26に示されるように、発振信号A及びBは常時提供されており、カウント値C及びDはこれらの発振信号A及びBのパルス数を常時カウントしている。信号CNTは、図に示されるように、制御回路126から周期的に所定の間隔で供給される。この信号CNTに応答して、ALU125は所定の計算を実行して計算結果を出力する。
FIG. 26 is a diagram for explaining the calculation timing by the
第5の実施例による検出回路においては、信号CNTの間隔の応じた期間の容量値の積分効果(平均効果)があるので、精度の高い測定を実現することができる。またデジタル演算に基づく測定であるので、前述の実施例のように電圧などのアナログ量に基づく測定に比べて、雑音や回路特製等の影響を受けにくい。更に、デジタル演算に基づく測定であるので、誤差補正を容易に行うことができるという特徴がある。 In the detection circuit according to the fifth embodiment, since there is an integration effect (average effect) of the capacitance value during a period corresponding to the interval of the signal CNT, it is possible to realize highly accurate measurement. Further, since the measurement is based on digital calculation, it is less affected by noise, circuit speciality, etc., as compared to the measurement based on an analog quantity such as voltage as in the above-described embodiment. Further, since the measurement is based on digital calculation, there is a feature that error correction can be easily performed.
図27は、本発明による検出回路の第6の実施例の構成の一例を示す図である。図27の検出回路は、角速度センサのようなセンサ駆動振動が必要なセンサに対する検出回路である。図27において、図24と同一の要素は同一の参照番号で参照し、その説明は省略する。 FIG. 27 is a diagram showing an example of the configuration of the sixth embodiment of the detection circuit according to the present invention. The detection circuit of FIG. 27 is a detection circuit for a sensor that requires sensor driving vibration such as an angular velocity sensor. 27, the same elements as those of FIG. 24 are referred to by the same reference numerals, and a description thereof will be omitted.
図27の検出回路は、発振回路121及び122、カウンタ123及び124、ALU(算術論理演算回路)125、制御回路126A、発振器141、及びバッファ142を含む。また必要に応じて記憶回路127を更に含んでもよい。発振器141は、交流電圧を駆動信号として生成する。この駆動信号は方形波であってもよいし、例えば正弦振動の波形等でもよい。この駆動信号は角速度センサの駆動容量CDに印加され、角速度センサの錘(図5の34)を上下方向に単振動させる。またバッファ142は駆動信号を入力として、駆動信号に対応する繰り返しパルス信号DRVを生成する。制御回路126Aは、パルス信号DRVに基づいて錘の第1方向の運動(例えば上方向運動)のタイミング及び錘の第2方向の運動(例えば下方向運動)のタイミングをそれぞれ検出する。検出されたタイミングを示すタイミング信号CNT1は、ALU125に供給される。ALU125は、タイミング信号CNT1に基づいて、錘が第1の方向に運動中か第2の方向に運動中かを判断し、コリオリの力の印加方向が逆転しても測定した角速度の方向が逆転しないようにデータ処理をする。
27 includes
図28は、ALU125による計算処理について説明するための図である。図28において、錘の第1方向の運動(上方向運動)において駆動信号DRVはHIGHであり、錘の第2方向の運動(下方向運動)において駆動信号DRVはLOWである。錘の単振動により、容量C1及び容量C2の容量値は増加及び減少を繰り返す。角速度が存在しコリオリの力が印加されているので、錘が傾き、容量C1の電極間距離と容量C2の電極間距離とが異なることとなる。錘が第1方向の運動(上方向運動)する場合には容量C1の容量値が容量C2の容量値より小さくなるが、錘が第2方向の運動(下方向運動)する場合には錘の傾く方向が異なるので、容量C1の容量値が容量C2の容量値より大きくなる。以下において計算処理を説明する便宜上、カウント値Cについて、錘の第1方向の運動の期間及び第2方向の運動の期間を、それぞれUp1及びDown1として表示してある。またカウント値Dについて、錘の第1方向の運動の期間及び第2方向の運動の期間を、それぞれUp2及びDown2として表示してある。これらの表示記号の脇に、容量C1及び容量C2の相対的な大小関係において、容量値が大きい側をP、容量値が小さい側をMとして示してある。
FIG. 28 is a diagram for explaining calculation processing by the
角速度の値は、容量値の差による発振周波数の差である。従って、図28にPで示すカウント値からMで示すカウント値を引いた差が、測定対象の角速度に比例した値となる。しかしながら製造ばらつき等により、発振回路121と発振回路122とで発振周波数に差が生じた場合、このような単純な減算では、製造ばらつき等による発振周波数の差が、そのまま角速度の誤差となって表われてしまう。そこで計算過程でこの誤差を補正する必要がある。
The value of the angular velocity is a difference in oscillation frequency due to a difference in capacitance value. Therefore, the difference obtained by subtracting the count value indicated by M from the count value indicated by P in FIG. 28 is a value proportional to the angular velocity of the measurement target. However, when there is a difference in the oscillation frequency between the
錘の動きの1周期に着目した場合、コリオリの力の有無に関わらずに、錘は1周期後には必ず元の点に戻る。コリオリの力が存在しない時には、容量の値は錘の動きによって変化していくが、第1方向の運動の期間と第2方向の運動の期間とにおいて、発振パルス数は等しくなる。また一定のコリオリの力が存在する時には、第1方向の運動の期間と第2方向の運動の期間とにおいて、等しい力で方向が逆であるコリオリの力によるパルス数の変化分が、等しい値で符号が逆になるように、コリオリの力が無い時のパルスのカウント数に加算されることになる。 When paying attention to one cycle of the movement of the weight, the weight always returns to the original point after one cycle regardless of the presence or absence of Coriolis force. When there is no Coriolis force, the capacitance value changes with the movement of the weight, but the number of oscillation pulses is equal in the period of motion in the first direction and the period of motion in the second direction. When a certain Coriolis force exists, the change in the number of pulses due to the Coriolis force having the same force and the opposite direction in the period of movement in the first direction and the period of movement in the second direction is equal. Therefore, the number of pulses is counted when there is no Coriolis force so that the sign is reversed.
ここでコリオリの力が無い時の発振パルス数をPN、コリオリの力により変化した発振パルス数の変化分をΔCPとする。このとき第1方向の運動の期間のパルス数PNと第2方向の運動の期間のパルス数PNとは等しく、第1方向の運動の期間のパルス数の変化分ΔCPと第2方向の運動の期間のパルス数の変化分ΔCPとは大きさが等しく符号が逆となる。図28の各期間のパルス数をこのようにして表現すると、
Up1_M: PN1−ΔCP1
Down1_P: PN1+ΔCP1
Up2_P: PN2+ΔCP2
Down2_M: PN2−ΔCP2
となる。
Here, it is assumed that the number of oscillation pulses when there is no Coriolis force is PN, and the change in the number of oscillation pulses changed by the Coriolis force is ΔCP. At this time, the number of pulses PN during the first direction of motion and the number of pulses PN during the second direction of motion are equal, and the change ΔCP in the number of pulses during the first direction of motion and the second direction of motion. The change ΔCP in the number of pulses in the period is equal in magnitude and opposite in sign. When the number of pulses in each period in FIG. 28 is expressed in this way,
Up1_M: PN1-ΔCP1
Down1_P: PN1 + ΔCP1
Up2_P: PN2 + ΔCP2
Down2_M: PN2-ΔCP2
It becomes.
但し、式中では、容量値が大きくなる方向を+、容量値が小さくなる方向を−とした。図25で示しているような発振回路を使用した場合、容量値が大きくなると、発振周波数が低くなるのでΔCPの値自体はマイナス(コリオリの力が無い時より低い周波数)となる。 However, in the formula, the direction in which the capacitance value increases is defined as +, and the direction in which the capacitance value decreases is defined as-. When the oscillation circuit as shown in FIG. 25 is used, when the capacitance value is increased, the oscillation frequency is decreased, so that the value of ΔCP itself is negative (a frequency lower than that when there is no Coriolis force).
ここで、錘振動の一周期のうちで容量値が大きい側の期間Up2_P及びDown1_Pの総カウント数から容量値が小さい側の期間Up1_M及びDown2_Mの総カウント数を減算すると、以下のようになる。 Here, subtracting the total counts of the periods Up1_M and Down2_M on the smaller capacitance value side from the total counts of the periods Up2_P and Down1_P on the larger capacitance value side in one cycle of the weight vibration results in the following.
(PN2+ΔCP2+PN1+ΔCP1)−(PN1−ΔCP1+PN2−ΔCP2)
=(PN1+PN2+ΔCP1+ΔCP2)−(PN1+PN2−ΔCP1−ΔCP2)
=2(ΔCP1+ΔCP2)
即ち、発振回路121及び122の発振パルス数PN1及びPN2のそれぞれの値に依存することなく、コリオリの力による発振パルス数の変化分だけを計算により取り出すことが可能となる。従って、製造ばらつき等により発振回路121と発振回路122とで発振周波数に差が生じた場合であっても、簡単な計算により製造ばらつき等に起因する誤差を取り除くことが可能である。
(PN2 + ΔCP2 + PN1 + ΔCP1) − (PN1−ΔCP1 + PN2−ΔCP2)
= (PN1 + PN2 + ΔCP1 + ΔCP2) − (PN1 + PN2−ΔCP1−ΔCP2)
= 2 (ΔCP1 + ΔCP2)
That is, it is possible to extract only the change in the number of oscillation pulses due to the Coriolis force without depending on the respective values of the oscillation pulses PN1 and PN2 of the
また記憶回路127を設けて基準となる発振周波数を記憶回路127に記憶しておき、製造ばらつきや温度・電源電圧の変動等の要因により発振周波数が変化した時に適宜補正をすることにより、これらの要因に起因する誤差を除去してもよい。また、図21に示す第4の実施例の検出回路のように、錘の運動方向が変わるタイミングでのパルスカウントを停止するよう構成することで、更に精度を上げるようにしてもよい。
In addition, a
図29は、本発明による検出回路の第7の実施例の構成の一例を示す図である。図29の検出回路は、センサ駆動振動が不要なセンサ、即ち圧力センサや加速度センサにおいて微小な容量値の差を検出するための回路である。図29において、図24と同一の構成要素は同一の参照番号で参照し、その説明は省略する。 FIG. 29 is a diagram showing an example of the configuration of the seventh embodiment of the detection circuit according to the present invention. The detection circuit of FIG. 29 is a circuit for detecting a minute difference in capacitance value in a sensor that does not require sensor drive vibration, that is, a pressure sensor or an acceleration sensor. 29, the same components as those of FIG. 24 are referred to by the same reference numerals, and a description thereof will be omitted.
図29の検出回路は、発振回路121及び122、カウンタ123及び124、ALU(算術論理演算回路)125、制御回路126、及び周波数増幅回路151及び152を含む。また必要に応じて記憶回路127を更に含んでもよい。
29 includes
発振回路121及び122は、それぞれセンサの容量C1及びC2を含み、これらの容量の容量値に応じた周波数で発振する。発振パルス信号A及びBは、それぞれ周波数増幅回路151及び152により周波数が逓倍される。周波数が逓倍されたパルス信号AA及びBBは、それぞれカウンタ123及び124によりパルス数がカウントされる。以後の動作は図24の第5の実施例の場合と同様である。
The
図24に示す第5の実施例の検出回路においては、センサの容量を組み込んだ発振回路121及び122が生成する発振信号の周波数変化を検出することにより、容量の変化を検出している。しかしながら容量の変化が少ない場合には、周波数変化が小さくなり、十分な精度が確保できない可能性がある。そこで図29に示す第7の実施例においては、周波数増幅回路151及び152を用いて周波数変化を増幅することで、精度よく容量変化を測定できるようにする。
In the detection circuit of the fifth embodiment shown in FIG. 24, the change in the capacitance is detected by detecting the change in the frequency of the oscillation signal generated by the
周波数増幅回路151及び152としては、PLL(Phase Locked Loop)回路を用いればよい。PLL回路は、一般に分周回路と、位相比較器と、チャージポンプと、ローパスフィルタと、VCO(Voltage Controlled Oscillator)を用いて構成する。VCOの発振周波数を分周回路により1/Nに分周し、分周した信号と基準信号との位相を位相比較器により比較する。位相比較結果によりチャージポンプの出力電圧を調整し、このチャージポンプの出力電圧をローパスフィルタに通した後にVCOに入力する。このようなフィードバック制御により、位相比較器による位相比較結果がゼロとなるようにVCOの発振周波数を調整することで、基準周波数に位相がロックされた発振信号とその逓倍(N倍)の周波数の信号とを生成することができる。
As the
PLL回路を周波数増幅回路151及び152として用いた場合には、発振回路121及び122からの発振信号A及びBを上記基準信号として、この基準信号の周波数の逓倍の周波数の信号を生成して出力信号BB及びCCとすればよい。なおこの際に、発振信号A及びBの周波数をf、容量変化による周波数変化をΔfとした場合に、PLL回路のローパスフィルタのカットオフ周波数は、Δf以上でf以下に設定する。これにより、容量変化による周波数変化ΔfをPLL回路により吸収してしまうことなく、PLL出力の逓倍(N倍)の周波数信号を周波数変化Δfに応じてNΔfだけ変化させることができる。
When the PLL circuit is used as the
図30は、本発明による検出回路の第8の実施例の構成の一例を示す図である。図30の検出回路は、角速度センサのようなセンサ駆動振動が必要なセンサに対する検出回路である。図30において、図27及び図29と同一の要素は同一の参照番号で参照し、その説明は省略する。 FIG. 30 is a diagram showing an example of the configuration of the eighth embodiment of the detection circuit according to the present invention. The detection circuit of FIG. 30 is a detection circuit for a sensor that requires sensor driving vibration such as an angular velocity sensor. 30, the same elements as those in FIGS. 27 and 29 are referred to by the same reference numerals, and a description thereof will be omitted.
図30の検出回路は、発振回路121及び122、カウンタ123及び124、ALU(算術論理演算回路)125、制御回路126A、発振器141、バッファ142、及び周波数増幅回路151及び152を含む。また必要に応じて記憶回路127を更に含んでもよい。図30に示す第8の実施例の検出回路においても、周波数増幅回路151及び152を用いることで、カウント対象の発振パルス信号の周波数を逓倍することで、精度の高い容量値差の検出が可能となる。
30 includes
図31は、本発明による検出回路の第9の実施例の構成の一例を示す図である。図31の検出回路は、角速度センサのようなセンサ駆動振動が必要なセンサに対する検出回路である。図30において、図27及び図29と同一の要素は同一の参照番号で参照し、その説明は省略する。 FIG. 31 is a diagram showing an example of the configuration of the ninth embodiment of the detection circuit according to the present invention. The detection circuit of FIG. 31 is a detection circuit for a sensor that requires sensor driving vibration such as an angular velocity sensor. 30, the same elements as those in FIGS. 27 and 29 are referred to by the same reference numerals, and a description thereof will be omitted.
図31の検出回路は、発振回路121A及び122A、カウンタ123及び124、ALU(算術論理演算回路)125、制御回路126A、発振器141A、バッファ142、及び周波数増幅回路151及び152を含む。また必要に応じて記憶回路127を更に含んでもよい。図30の第8の実施例の検出回路においては、駆動信号を生成する発振器141と検出用の信号を生成する発振回路121及び122との間において、特に同期はとられていない。それに対して図31の第9の実施例の検出回路においては、駆動信号を生成する発振器141Aは、検出用の信号を生成する発振回路121A及び122Aと同期がとられている。この構成のようにする必要性について以下に説明する。
31 includes
発振回路121A及び122Aとして、例えば図25に示すようなリングオシレータを用いた場合、前記実施例で説明したALU125による計算を実行しても、オフセット・ドリフト成分を十分に除去できない可能性がある。これは、リングオシレータの周波数安定性が低く、温度、電源電圧、ノイズ等の僅かな外乱要因により発振信号にジッタを含んだり、発振周波数が敏感に変動してしまったりするからである。そこで本実施例では、発振回路121A及び122Aの発振動作を、発振器141Aの発振信号に同期させるように構成する。この際、完全に固定した同期関係を確立してしまっては、容量C1及び容量C2の容量値変動による周波数変化があったときに、その周波数変化を取り出すことができなくなってしまう。そこで、発振回路121A及び122Aの発振周波数をf+Δf(Δfは容量変化による周波数変化)とした場合に、周波数fについては同期させるが、周波数変化Δfについては自由な周波数変動を許すような構成とすることが必要である。
For example, when a ring oscillator as shown in FIG. 25 is used as the
図32は、検出信号を生成する発振回路と駆動信号とを同期させる構成の一例を示す回路図である。図32の回路は、PLL回路であり、分周回路161と、位相比較器162と、チャージポンプ163と、ローパスフィルタ164と、VCO(Voltage Controlled Oscillator)121Aを含む。VCO121Aの発振周波数を分周回路161により1/Nに分周し、分周した信号と基準信号との位相を位相比較器162により比較する。ここで基準信号としては、発振器141Aから生成される駆動信号DRVを用いる。
FIG. 32 is a circuit diagram showing an example of a configuration for synchronizing a drive signal with an oscillation circuit that generates a detection signal. The circuit of FIG. 32 is a PLL circuit, and includes a frequency divider circuit 161, a
位相比較結果によりチャージポンプ163の出力電圧を調整し、このチャージポンプ163の出力電圧をローパスフィルタ164に通した後にVCO121Aに入力する。このようなフィードバック制御により、位相比較器162による位相比較結果がゼロとなるようにVCO121Aの発振周波数を調整することで、駆動信号DRVに同期した発振信号f+Δfを生成することができる。
The output voltage of the charge pump 163 is adjusted based on the phase comparison result, and the output voltage of the charge pump 163 is passed through the low-
ここでVCO121Aはセンサの容量C1を内蔵するものであり、その発振周波数はf+Δf(Δfは容量変化による周波数変化)である。PLL回路のローパスフィルタ164のカットオフ周波数は、分周回路161による分周を考慮しながら、周波数変化Δfはローパスフィルタ164を通過し、周波数fはローパスフィルタ164により遮断されるように設定する。これにより、容量変化による周波数変化ΔfをPLL回路による同期動作により吸収してしまうことなく、安定した周波数f+Δfを生成することができる。
Here, the
図33は、図32のVCOの構成の一例を示す回路図である。図33のVCOは、制御回路171、インバータ172乃至174、アナログスイッチ175、バッファ176を含む。インバータ172乃至174はリングオシレータを構成し、容量C1に応じた所定の周波数で発振する。発振信号は、バッファ176を介して次段に供給される。制御回路171は、図32のローパスフィルタ164の出力電圧VTを受け取り、電圧VTに応じてアナログスイッチ175のON抵抗を変化させる。このON抵抗変化によりリングオシレータ内の発振信号の遅延を制御して、発振周波数を制御する。これにより、容量C1に応じた周波数で発振しながらも、PLL回路の同期制御に応じた安定な発振を実現することができる。
FIG. 33 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the VCO of FIG. 33 includes a
図34は、図32のVCOの構成の別の一例を示す回路図である。図34のVCOは、制御回路181、ON抵抗制御機能つきインバータ182乃至184、及びバッファ185を含む。インバータ182乃至184はリングオシレータを構成し、容量C1に応じた所定の周波数で発振する。発振信号は、バッファ185を介して次段に供給される。制御回路181は、図32のローパスフィルタ164の出力電圧VTを受け取り、電圧VTに応じてインバータ182乃至184のON抵抗を変化させる。このON抵抗変化によりリングオシレータ内の発振信号の遅延を制御して、発振周波数を制御する。これにより、容量C1に応じた周波数で発振しながらも、PLL回路の同期制御に応じた安定な発振を実現することができる。
FIG. 34 is a circuit diagram showing another example of the configuration of the VCO of FIG. 34 includes a control circuit 181,
以上、本発明を実施例に基づいて説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の範囲内で様々な変形が可能である。 As mentioned above, although this invention was demonstrated based on the Example, this invention is not limited to the said Example, A various deformation | transformation is possible within the range as described in a claim.
50 発振器
51、52 バッファ
53 位相比較器
54 チャージポンプ
55 ローパスフィルタ
56 カウンタ
57 基準電圧発生回路
58 スイッチ
59 サンプルホールド回路
121、122 発振回路
123、124 カウンタ
125 ALU
126 制御回路
127 記憶回路
50 Oscillator 51, 52
126
Claims (3)
該第1の容量に応じた周波数の第1の発振信号を生成する第1の発振器と、
該第2の容量に応じた周波数の第2の発振信号を生成する第2の発振器と、
該第1の発振器に結合され、該第1の発振信号に応じた第1のカウント値を出力する第1のカウンタと、
該第2の発振器に結合され、該第2の発振信号に応じた第2のカウント値を出力する第2のカウンタと、
該第1のカウンタと該第2のカウンタとに結合され、該第1のカウント値と該第2のカウント値とに基づいて該容量値の差を示す信号を出力する演算回路と、
該センサを駆動する駆動信号を生成する発振回路と、
該発振回路に結合され、該駆動信号に応じたタイミング信号を出力する制御回路
を含み、該演算回路は該容量値の差を示す信号に対する該第1のカウント値の効果と該第2のカウント値の効果とを該タイミング信号に応じて入れ替え、
該第1及び第2の容量の変化に応じた該第1及び第2の発振信号の変化を許容しながら、該第1及び第2の発振器を該駆動信号に同期させる同期回路を更に含むことを特徴とする検出回路。 A detection circuit for detecting a difference in capacitance value between a first capacitor and a second capacitor of the sensor,
A first oscillator that generates a first oscillation signal having a frequency corresponding to the first capacitance;
A second oscillator that generates a second oscillation signal having a frequency corresponding to the second capacitance;
A first counter coupled to the first oscillator and outputting a first count value corresponding to the first oscillation signal;
A second counter coupled to the second oscillator and outputting a second count value according to the second oscillation signal;
An arithmetic circuit coupled to the first counter and the second counter and outputting a signal indicating a difference between the capacitance values based on the first count value and the second count value;
An oscillation circuit for generating a drive signal for driving the sensor;
A control circuit coupled to the oscillation circuit and outputting a timing signal corresponding to the drive signal
And the arithmetic circuit replaces the effect of the first count value and the effect of the second count value on the signal indicating the difference between the capacitance values according to the timing signal,
And further including a synchronizing circuit that synchronizes the first and second oscillators with the drive signal while allowing changes in the first and second oscillation signals in response to changes in the first and second capacitances. detection circuit said.
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