JP4984472B2

JP4984472B2 - Control device for electric power steering device

Info

Publication number: JP4984472B2
Application number: JP2005287142A
Authority: JP
Inventors: 秀行小林
Original assignee: NSK Ltd
Current assignee: NSK Ltd
Priority date: 2005-09-30
Filing date: 2005-09-30
Publication date: 2012-07-25
Anticipated expiration: 2025-09-30
Also published as: JP2007091182A

Description

本発明は、自動車や車両の操舵系にモータによる操舵補助力を付与するようにした電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、特にモータ駆動用インバータのデッドタイム補償を改善したデッドタイム補償機能付きの電動パワーステアリング装置の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for an electric power steering apparatus that applies a steering assist force by a motor to a steering system of an automobile or a vehicle, and more particularly, an electric motor with a dead time compensation function that improves the dead time compensation of an inverter for driving a motor. The present invention relates to a control device for a power steering device.

自動車や車両のステアリング装置をモータの回転力で補助力を付勢する電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に補助力を付勢するようになっている。そして、モータが所望のトルクを発生するようにモータに電流を供給するため、モータ駆動回路にインバータなどが用いられている。 An electric power steering device that energizes an automobile or vehicle steering device with the rotational force of a motor assists the steering shaft or rack shaft with a transmission mechanism such as a gear or a belt via a reduction gear. Energize power. In order to supply a current to the motor so that the motor generates a desired torque, an inverter or the like is used in the motor drive circuit.

ここで、特開平８−１４２８８４号公報（特許文献１）等に開示されている電動パワーステアリング装置の基本的な構成を図４に示し、モータ駆動回路２０の詳細を図５に示す。図４において、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴが位相補償器２に入力されてトルク指令値ＴＡが算出される。次に、操舵補助指令値演算器３にトルク指令値ＴＡが入力され、車速センサ１１で検出された車速Ｖを加味して操舵補助指令値演算器３で操舵補助指令値Ｉｒｅｆが算出される。モータ１の電流ｉはモータ電流検出回路８で検出されて減算器４Ａにフィードバックされ、操舵補助指令値Ｉｒｅｆとの誤差が算出される。誤差は比例演算器６及び積分演算器７で比例積分制御される。過渡応答を良くするための微分補償器５には操舵補助指令値Ｉｒｅｆが入力され、加算器４Ｂにて微分補償器５、比例演算器６及び積分演算器７の各出力が加算されて電流制御値Ｅが算出される。モータ駆動回路２０は電流制御値Ｅに基づき、モータ１に電流を供給する。 Here, FIG. 4 shows a basic configuration of an electric power steering device disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 8-142288 (Patent Document 1) and the like, and FIG. 5 shows details of the motor drive circuit 20. In FIG. 4, the steering torque T detected by the torque sensor 10 is input to the phase compensator 2 to calculate a torque command value TA. Next, the torque command value TA is input to the steering assist command value calculator 3, and the steering assist command value Iref is calculated by the steering assist command value calculator 3 in consideration of the vehicle speed V detected by the vehicle speed sensor 11. The current i of the motor 1 is detected by the motor current detection circuit 8 and fed back to the subtractor 4A, and an error from the steering assist command value Iref is calculated. The error is proportional-integral controlled by the proportional calculator 6 and the integral calculator 7. The steering assist command value Iref is input to the differential compensator 5 for improving the transient response, and the outputs of the differential compensator 5, the proportional calculator 6 and the integral calculator 7 are added by the adder 4B to control the current. A value E is calculated. The motor drive circuit 20 supplies current to the motor 1 based on the current control value E.

モータ駆動回路２０は図５に示すように、スイッチング素子であるＦＥＴ１〜ＦＥＴ４で成るインバータ部と、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４の各ゲートを制御するゲート制御部とで構成されている。インバータ部はＦＥＴ１及びＦＥＴ３で成る上下アームと、ＦＥＴ２及びＦＥＴ４で成る上下アームとが配置され、各上下アームの接続点間にモータ１を接続する構成でＨブリッジ回路を形成している。ゲート制御部では電流制御値Ｅが変換部２１に入力され、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４に対するタイミング信号Ｄ１〜Ｄ４がそれぞれ生成され、ゲート駆動回路２２Ａ、２３Ａ、２２Ｂ、２３Ｂへ入力されてＦＥＴ１〜ＦＥＴ４の駆動が可能なゲート信号が生成される。なお、各ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４には、バッテリ１２から電圧（Ｖｄｃ）が供給されている。しかし、変換部２１で生成されたタイミング信号Ｄ３及びＤ４が直接ゲート駆動回路２２Ｂ及び２３Ｂに入力されず、それぞれデッドタイム回路２４及び２５に入力されるのは次のような理由による。 As shown in FIG. 5, the motor drive circuit 20 includes an inverter unit composed of FET1 to FET4 which are switching elements, and a gate control unit which controls each gate of the FET1 to FET4. In the inverter section, an upper and lower arm composed of FET1 and FET3 and an upper and lower arm composed of FET2 and FET4 are arranged, and an H bridge circuit is formed with a configuration in which the motor 1 is connected between connection points of the upper and lower arms. In the gate control unit, the current control value E is input to the conversion unit 21, timing signals D1 to D4 for the FET1 to FET4 are generated, and input to the gate drive circuits 22A, 23A, 22B, and 23B to drive the FET1 to FET4. A possible gate signal is generated. Note that a voltage (Vdc) is supplied from the battery 12 to each of the FET1 to FET4. However, the timing signals D3 and D4 generated by the converter 21 are not directly input to the gate drive circuits 22B and 23B, but are input to the dead time circuits 24 and 25, respectively, for the following reason.

インバータ部の上下アームＦＥＴ１及びＦＥＴ３は交互にオン、オフを繰り返し、同様にＦＥＴ２及びＦＥＴ４も交互にオン、オフを繰り返す。しかし、ＦＥＴは理想スイッチではなく、ゲート信号Ｄ１〜Ｄ４の指示通りに瞬時にオン、オフせず、ターンオンタイムやターンオフタイムを要する。このため、ＦＥＴ１へのオンの指示とＦＥＴ３へのオフの指示が同時になされると、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３が同時にオンになって上下アームが短絡する。そこで、ＦＥＴ１とＦＥＴ３が同時にオンすることのないように、ゲート駆動回路２２Ａへオフ信号を与えた場合、ゲート駆動回路２２Ｂに直ちにオン信号を与えず、デッドタイム回路２４でデッドタイムＴｄの間をおいてオン信号をゲート駆動回路２２Ｂに与えることにより、ＦＥＴ１とＦＥＴ３の上下短絡を防止している。ＦＥＴ２とＦＥＴ４についても同様である。 The upper and lower arms FET1 and FET3 of the inverter are alternately turned on and off, and similarly, FET2 and FET4 are alternately turned on and off. However, the FET is not an ideal switch and does not instantly turn on and off as instructed by the gate signals D1 to D4, and requires a turn-on time and a turn-off time. For this reason, when an instruction to turn on FET1 and an instruction to turn off FET3 are made at the same time, FET1 and FET3 are turned on at the same time and the upper and lower arms are short-circuited. Therefore, when an off signal is given to the gate drive circuit 22A so that the FET1 and FET3 are not turned on at the same time, an on signal is not given immediately to the gate drive circuit 22B, and the dead time circuit 24 performs the interval between the dead times Td. In this case, the on / off signal is given to the gate drive circuit 22B to prevent the FET1 and FET3 from being vertically short-circuited. The same applies to FET2 and FET4.

しかし、このデッドタイムＴｄの存在は、電動パワーステアリング装置の制御にとってトルク不足やトルクリップルの問題を引起こす原因となるので、この問題について説明する。 However, the existence of this dead time Td causes a problem of insufficient torque and torque ripple for the control of the electric power steering apparatus, and this problem will be described.

先ず、デッドタイムＴｄ、ターンオンタイムＴｏｎ、ターンオフタイムＴｏｆｆについて図６に関係を示す。ゲート信号Ｄが基本的なＦＥＴ１及びＦＥＴ３に対するオン、オフ信号とする。しかし、実際にはＦＥＴ１にはゲート信号Ｄ１が与えられ、ＦＥＴ２にはゲート信号Ｄ２が与えら、デッドタイムＴｄが確保されている。ＦＥＴ１及びＦＥＴ２で構成される相電圧をＶａｎとする。ゲート信号Ｄ１によるオン信号が与えられても直ちにＦＥＴ１はオンせず、ターンオンタイムＴｏｎの時間を要してターンオンしており、オフ信号を与えても直ちにオフせずターンオフタイムＴｏｆｆの時間を要している。なお、Ｖｄｃはインバータの電源電圧である。よって、全遅れ時間Ｔｔｏｔは下記数１のように示される。
（数１）
Ｔｔｏｔ＝Ｔｄ＋Ｔｏｎ−Ｔｏｆｆ

ここで、ターンオンタイムＴｏｎやターンオフタイムＴｏｆｆは使用するＦＥＴやバッテリなどの種類、容量等によって変化し、デッドタイムＴｄは一般的にターンオンタイムＴｏｎやターンオフタイムＴｏｆｆより大きい値である。 First, FIG. 6 shows the relationship between dead time Td, turn-on time Ton, and turn-off time Toff. The gate signal D is an on / off signal for the basic FET1 and FET3. However, actually, the gate signal D1 is given to the FET1, and the gate signal D2 is given to the FET2, so that the dead time Td is secured. The phase voltage composed of FET1 and FET2 is Van. Even if an on signal by the gate signal D1 is given, the FET 1 is not turned on immediately, but it is turned on with a turn-on time Ton, and even when an off signal is given, it is not turned off immediately and a turn-off time Toff is required. ing. Vdc is the power supply voltage of the inverter. Therefore, the total delay time Ttot is expressed as the following formula 1.
(Equation 1)
Ttot = Td + Ton-Toff

Here, the turn-on time Ton and the turn-off time Toff vary depending on the type and capacity of the FET and battery used, and the dead time Td is generally larger than the turn-on time Ton and the turn-off time Toff.

デッドタイムＴｄの電圧に対する影響は、次のようなものである。図６に示すように、理想のゲート信号Ｄに対して実際のゲート信号Ｄ１やＤ３はデッドタイムＴｄの影響でゲート信号Ｄとは異なったものとなる。そのため、歪み電圧ΔＶが発生するが、歪み電圧ΔＶは、モータ電流の向きが正の場合（電流の向きが電源からモータへ流れる場合）には数２のようになり、モータ電流の向きが負の場合（電流の向きがモータから電源へ流れる場合）には数３のようになる。
（数２）
−ΔＶ＝−（Ｔｔｏｔ／Ｔｓ）・（Ｖｄｃ／２）
ただし、ＴｓはインバータをＰＷＭ制御した場合のＰＷＭ周波数ｆｓの逆数Ｔｓ＝１
／ｆｓである。

（数３）
ΔＶ＝（Ｔｔｏｔ／Ｔｓ）・（Ｖｄｃ／２）

上記数２と数３を１つの式で表わすと、下記数４のようになる。
（数４）
ΔＶ＝−sign（Ｉｓ）・（Ｔｔｏｔ／Ｔｓ）・（Ｖｄｃ／２）
ここで、sign(Ｉｓ)はモータ電流の極性を表わす。

数４から導かれることは、歪み電圧ΔＶは周波数ｆｓが高く、電源電圧Ｖｄｃが大きいほどデッドタイムＴｄの影響が大きく現れることである。 The influence of the dead time Td on the voltage is as follows. As shown in FIG. 6, the actual gate signals D1 and D3 differ from the ideal gate signal D due to the dead time Td. Therefore, a distortion voltage ΔV is generated. The distortion voltage ΔV is expressed by Equation 2 when the motor current direction is positive (when the current direction flows from the power source to the motor), and the motor current direction is negative. In the case of (when the direction of current flows from the motor to the power source), Equation 3 is obtained.
(Equation 2)
−ΔV = − (Ttot / Ts) · (Vdc / 2)
However, Ts is the reciprocal Ts = 1 of the PWM frequency fs when the inverter is PWM-controlled.
/ Fs.

(Equation 3)
ΔV = (Ttot / Ts) · (Vdc / 2)

When the above formulas 2 and 3 are expressed by one formula, the following formula 4 is obtained.
(Equation 4)
ΔV = −sign (Is) · (Ttot / Ts) · (Vdc / 2)
Here, sign (Is) represents the polarity of the motor current.

What is derived from Equation 4 is that the distortion voltage ΔV has a higher frequency fs, and the larger the power supply voltage Vdc, the greater the influence of the dead time Td.

ここでは歪み電圧ΔＶに対するデッドタイムＴｄの影響について説明したが、電流或いはトルクに関しても、デッドタイムＴｄによる好ましくない影響がある。歪み電流については、電流が正から負へ、或いは負から正へ変化するときに電流が零付近に張り付く現象（零クランピング現象）がデッドタイムＴｄによって引起こされる。これは負荷（モータ）がインダクタンスのため、デッドタイムＴｄによる電圧の減少が電流を零に維持しようとする傾向があるためである。 Here, the influence of the dead time Td on the distortion voltage ΔV has been described, but the current or torque also has an undesirable influence due to the dead time Td. As for the distortion current, a phenomenon (zero clamping phenomenon) in which the current sticks to near zero when the current changes from positive to negative or from negative to positive is caused by the dead time Td. This is because the load (motor) is an inductance, and the voltage decrease due to the dead time Td tends to keep the current at zero.

また、トルクに対するデッドタイムＴｄの影響としてはトルクの出力不足やトルクリップルの増加に現れる。つまり、歪み電流が低次の高調波を発生させ、それがトルクリップルの増加につながる。また、トルクの出力不足は、理想の電流よりデッドタイムＴｄの影響を受けた現実の電流が小さくなるために発生する。
特開平０８−１４２８８４号公報ＷＯ２００５／０２３６２６Ａ１ Ben Brahim, “The analysis and compensation of dead−time effects in the three phase ＰＷＭ inverters”、Proceedings of the IEEE−IECON98、Volume ２，pages 792−792 Further, the influence of the dead time Td on the torque appears in an insufficient torque output and an increase in torque ripple. That is, the distortion current generates low-order harmonics, which leads to an increase in torque ripple. Further, the torque output shortage occurs because the actual current affected by the dead time Td is smaller than the ideal current.
Japanese Patent Laid-Open No. 08-142848 WO 2005/023626 A1 Ben Brahim, “The analysis and compensation of dead-time effects in the three phase PWM inverters”, Proceedings of the IEEE-IECON98, Volume 2, pages 792-792

上述のようなデッドタイムＴｄの好ましくない影響を防止するために、種々のデッドタイム補償が考えられてきた。その基本的な考えは、数４に示す歪み電圧ΔＶを補償することである。よって、数４を補償するためには、下記数５の補正電圧（補償値）Δｕによって補正することになる。 In order to prevent the undesired influence of the dead time Td as described above, various dead time compensations have been considered. The basic idea is to compensate for the distortion voltage ΔV shown in Equation 4. Therefore, in order to compensate Equation 4, correction is performed with the following correction voltage (compensation value) Δu of Equation 5.

（数５）
Δｕ＝sign(Ｉｓ)・（Ｔｔｏｔ／Ｔｓ）・（Ｖｄｃ／２）

ここで、問題となるのは、電流Ｉｓの極性sign(Ｉｓ)を正しく検出できないことである。電流Ｉｓの極性を測定するとき、ＰＷＭ制御のノイズや前述した電流の零クランピング現象が電流Ｉｓの極性を正しく測定することを困難にしている。 (Equation 5)
Δu = sign (Is) · (Ttot / Ts) · (Vdc / 2)

Here, the problem is that the polarity sign (Is) of the current Is cannot be detected correctly. When measuring the polarity of the current Is, it is difficult to correctly measure the polarity of the current Is due to the noise of PWM control and the above-described zero clamping phenomenon of the current.

多くの従来のデッドタイム補償は、例えばベンブラヒム「３相ＰＷＭインバータのデッドタイム補償解析」学会誌IEEE−IECON98、２巻、792頁から797頁（Ben Brahim、The analysis and compensation of dead−time effects in the three phase PWM inverters、Proceedings of the IEEE−IECON98、Volume
２，pages 792−792）（非特許文献１）に開示されている。しかし、非特許文献１に開示されている手法は、方法が複雑で、ハードウェアの追加が必要で、さらにモータ電流などの負荷電流の変化を考慮に入れた対策を施していないものである。そのため、インバータの上下アーム短絡を防止するためのデッドタイム補償がモータ電圧、電流の歪み或いはトルクの出力不足やトルクリップルの増加を招き、従来そのデッドタイム補償の改善策が複雑で、かつハードウェアの追加を招き、またモータ負荷電流の影響を考慮しない不完全なデッドタイム補償であった。 Many conventional dead time compensations are described in, for example, Ben Brahim, “Ben Brahim, The analysis and compensation of dead-time effects”, Journal of IEEE-IECON 98, Volume 2, pages 792 to 797. in the three phase PWM inverters, Proceedings of the IEEE-IECON98, Volume
2, pages 792-792) (Non-Patent Document 1). However, the method disclosed in Non-Patent Document 1 is a complicated method, requires additional hardware, and does not take measures that take into account changes in load current such as motor current. Therefore, dead time compensation to prevent short circuit between the upper and lower arms of the inverter leads to motor voltage, current distortion, torque output shortage and torque ripple increase. Conventionally, improvement measures for dead time compensation are complicated and hardware Incomplete dead time compensation that does not take into account the effect of motor load current.

このような問題を解決するものとして、ＷＯ２００５／０２３６２６Ａ１（特許文献２）に開示されたものがある。以下、その概要を説明する。 As a solution to such a problem, there is one disclosed in WO 2005/023626 A1 (Patent Document 2). The outline will be described below.

図７は、デッドタイム補償機能付き電動パワーステアリング装置の制御装置の基本構成例を示しており、ステアリングシャフトに発生する操舵トルク信号Ｔｒｅｆに基づいて電流指令値算出回路３１で電流指令値Ｉｒｅｆが演算される。一方、モータ３０の電流Ｉｍｅｓを電流検出器３６で検出し、減算部３２にフィードバックして電流指令値Ｉｒｅｆとモータ電流Ｉｍｅｓとの誤差を算出し、電流制御回路３３に入力して電圧指令値ｕを算出する。そして、インバータ３５は電圧指令値ｕに基づいてＰＷＭ制御されるが、かかる基本制御構成にデッドタイム補償回路５０が追加されている。デッドタイム補償回路５０は電流指令値Ｉｒｅｆを入力して補償値Δｕを算出し、電流制御回路３３の出力である電圧指令値ｕに加算部３４で加算する。加算結果がデッドタイム補償された電圧指令値としてインバータ３５に入力される。 FIG. 7 shows an example of a basic configuration of a control device for an electric power steering device with a dead time compensation function. A current command value calculation circuit 31 calculates a current command value Iref based on a steering torque signal Tref generated on the steering shaft. Is done. On the other hand, the current Imes of the motor 30 is detected by the current detector 36 and fed back to the subtracting unit 32 to calculate an error between the current command value Iref and the motor current Imes, and is input to the current control circuit 33 to be input to the voltage command value u. Is calculated. The inverter 35 is PWM controlled based on the voltage command value u, and a dead time compensation circuit 50 is added to the basic control configuration. The dead time compensation circuit 50 receives the current command value Iref, calculates a compensation value Δu, and adds it to the voltage command value u, which is the output of the current control circuit 33, by the adder 34. The addition result is input to the inverter 35 as a voltage command value with dead time compensation.

次に、デッドタイム補償回路５０の例を図８に示して説明すると、電流指令値Ｉｒｅｆがリファレンスモデル回路５１に入力され、モデル電流Ｉｍｏｄが出力される。そして、モデル電流Ｉｍｏｄはヒステリシス回路５２を経て、極性判定回路５３及び補償値量算出回路Ａ内の絶対値回路５５に入力される。デッドタイム補償回路５０から出力される補償値Δｕは、極性と量（以下、「補償値量Δu2」とする。）で構成される。 Next, an example of the dead time compensation circuit 50 will be described with reference to FIG. 8. The current command value Iref is input to the reference model circuit 51 and the model current Imod is output. The model current Imod is input to the polarity determination circuit 53 and the absolute value circuit 55 in the compensation value amount calculation circuit A through the hysteresis circuit 52. The compensation value Δu output from the dead time compensation circuit 50 is composed of polarity and quantity (hereinafter referred to as “compensation value quantity Δu2”).

リファレンスモデル回路５１からのモデル電流Ｉｍｏｄはヒステリシス回路５２に入力され、ヒステリシス特性を有するモデル電流Ｉｍｏｄｈとして出力され、モデル電流Ｉｍｏｄｈは極性を求めるための極性判定回路５３及び補償値量Δu2を求めるための絶対値回路５５に入力される。ヒステリシス回路５２を設ける理由は、負荷電流が零点を通過するときに極性が不安定になること（補償値のチャタリング）を防止して、安定した制御を可能にするためである。 The model current Imod from the reference model circuit 51 is input to the hysteresis circuit 52 and output as a model current Imodh having hysteresis characteristics. The model current Imodh is used to determine the polarity determination circuit 53 for determining the polarity and the compensation value amount Δu2. Input to the absolute value circuit 55. The reason for providing the hysteresis circuit 52 is to prevent the polarity from becoming unstable (chattering of compensation value) when the load current passes through the zero point, and to enable stable control.

ヒステリシス特性を有するモデル電流Ｉｍｏｄｈは極性判定回路５３に入力され、その判定極性sign(Ｉｍｏｄｈ)は、“＋１”又は“−１“の形で出力される。リファレンスモデル回路５１は電流指令値Ｉｒｅｆを入力してモデル電流Ｉｍｏｄを算出するが、リファレンスモデル回路５１の伝達関数MR(s)は下記数６のようになる。
（数６）
MR(s)＝１／(１＋Ｔｃ・ｓ)
ここで、Ｔｃ＝１／（２π・ｆｃ）であり、ｆｃは電流制御ループのカットオフ周波
数である。

数６の１次遅れ関数は、図７のモータ３０を示す関数１／（Ｒ＋ｓ・Ｌ）を電流制御回路３３、インバータ３５、電流検出器３６を基に導いた電流制御ループのモデル関数である。 The model current Imodh having hysteresis characteristics is input to the polarity determination circuit 53, and the determination polarity sign (Imodh) is output in the form of “+1” or “−1”. The reference model circuit 51 receives the current command value Iref and calculates the model current Imod. The transfer function MR (s) of the reference model circuit 51 is as shown in the following equation (6).
(Equation 6)
MR (s) = 1 / (1 + Tc · s)
Here, Tc = 1 / (2π · fc), and fc is a cutoff frequency of the current control loop.

The first-order lag function of Equation 6 is a model function of a current control loop in which the function 1 / (R + s · L) indicating the motor 30 in FIG. 7 is derived based on the current control circuit 33, the inverter 35, and the current detector 36. .

ここで、電流指令値Ｉｒｅｆと実際のモータ電流Ｉｍｅｓの関係は図９に示すようになっており、実際のモータ電流Ｉｍｅｓはノイズを多く含んでおり、これが零電流付近での極性判定を困難なものにしている。そこで、実際の電流Ｉｍｅｓを使用しないで、ノイズの無い電流指令値Ｉｒｅｆを基に１次遅れ回路を介してモータ電流Ｉｍｏｄを生成すると共に、ヒステリシス回路５２でヒステリシスを付与している。ヒステリシス回路５２からのモデル電流Ｉｍｏｄｈは極性判定回路５３に入力され、モデル電流Ｉｍｏｄｈの極性であるsign(Ｉｍｏｄｈ)が算出される。極性sign(Ｉｍｏｄｈ)は数７に示すように（＋１）又は（−１）のどちらかの値をとる。実際のモータ電流やインバータ電流を測定して極性を正しく判定することはノイズ等で非常に困難であるが、モデル電流を用いて判定すれば、そのような心配はない。
（数７）
sign(Ｉｍｏｄｈ)＝“＋１”又は“−１”

また、補償値量Δu2は、補償値量算出回路Ａで次のようにして求められる。モデル電流Ｉｍｏｄｈは絶対値回路５５に入力され、その絶対値｜Ｉｍｏｄｈ｜は変化値算出回路５６に入力され、変化値Δu1が算出される。モデル電流Ｉｍｏｄｈの絶対値｜Ｉｍｏｄｈ｜を求める理由は、補償値量を算出するので極性を統一する必要があるからである。絶対値｜Ｉｍｏｄｈ｜は変化値算出回路５６に入力され、変化値算出回路５６で変化値Δu1が算出される。変化値算出回路５６の入出力関係は、下記数８のように表わされる。
（数８）
Δu1＝Ｒｅｇ・｜（Ｉｍｏｄｈ−Ｉｃ）｜
ここで、Ｒｅｇは等価抵抗を示し、Ｉｍｏｄｈ＞Ｉｃである。

上記数８において、Ｉｃ＞Ｉｍｏｄｈ＞０ではΔu1＝０である。つまり、モデル電流Ｉｍｏｄｈが小さい値では、変化値Δu1の補償は実行しない。つまり、数８で示す変化値Δu1はモデル電流Ｉｍｏｄｈに比例しており、モータ負荷の変動によるモータ電流の変動を考慮した変化値Δu1が、補償値Δｕに影響している。 Here, the relationship between the current command value Iref and the actual motor current Imes is as shown in FIG. 9, and the actual motor current Imes contains a lot of noise, which makes it difficult to determine the polarity near zero current. I'm making things. Therefore, without using the actual current Imes, the motor current Imod is generated via the first-order lag circuit based on the current command value Iref without noise, and the hysteresis is given by the hysteresis circuit 52. The model current Imodh from the hysteresis circuit 52 is input to the polarity determination circuit 53, and sign (Imodh) which is the polarity of the model current Imodh is calculated. The polarity sign (Imod) takes a value of either (+1) or (−1) as shown in Equation 7. It is very difficult to correctly determine the polarity by measuring the actual motor current and inverter current due to noise or the like, but there is no such concern if it is determined using the model current.
(Equation 7)
sign (Imodh) = "+ 1" or "-1"

Further, the compensation value amount Δu2 is obtained by the compensation value amount calculation circuit A as follows. The model current Imodh is input to the absolute value circuit 55, the absolute value | Imodh | is input to the change value calculation circuit 56, and the change value Δu1 is calculated. The reason for obtaining the absolute value | Imodh | of the model current Imodh is that the polarity needs to be unified since the compensation value amount is calculated. The absolute value | Imod | is input to the change value calculation circuit 56, and the change value calculation circuit 56 calculates the change value Δu1. The input / output relationship of the change value calculation circuit 56 is expressed by the following formula 8.
(Equation 8)
Δu1 = Reg · | (Imodh−Ic) |
Here, Reg indicates an equivalent resistance, and Imodh> Ic.

In Equation 8, Δu1 = 0 when Ic>Imod> 0. That is, when the model current Imodh is small, the change value Δu1 is not compensated. That is, the change value Δu1 expressed by Equation 8 is proportional to the model current Imodh, and the change value Δu1 in consideration of the change in the motor current due to the change in the motor load affects the compensation value Δu.

一方、固定値設定回路５４には固定値Δu0が設定されているが、固定値Δu0は下記数９の値である。
（数９）
Δu0＝（Ｔｔｏｔ／Ｔｓ）・（Ｖｄｃ／２）

ここで、全遅れ時間Ｔｔｏｔは前記（１）式に示すようにＴｔｏｔ＝Ｔｄ＋Ｔｏｎ−Ｔｏｆｆである。デッドタイムＴｄ、ターンオンタイムＴｏｎ及びターンオフタイムＴｏｆｆは、インバータに使用するスイッチング素子の種類などで決定される値であり、例えばＦＥＴの場合、定格電圧や定格電流が大きいほどターンオンタイムＴｏｎやターンオフタイムＴｏｆｆが大きくなり、デッドタイムＴｄも大きくなる。 On the other hand, a fixed value Δu0 is set in the fixed value setting circuit 54. The fixed value Δu0 is a value of the following formula 9.
(Equation 9)
Δu0 = (Ttot / Ts) · (Vdc / 2)

Here, the total delay time Ttot is Ttot = Td + Ton-Toff as shown in the equation (1). The dead time Td, turn-on time Ton, and turn-off time Toff are values determined by the type of switching element used in the inverter. For example, in the case of an FET, the turn-on time Ton and turn-off time Toff increase as the rated voltage and the rated current increase. Increases and the dead time Td also increases.

次に、加算部５８で変化値Δu1と固定値Δu0が加算され、補償値量であるΔu2（＝Δu0＋Δu1）が算出される。 Next, the change value Δu1 and the fixed value Δu0 are added by the adding unit 58, and a compensation value amount Δu2 (= Δu0 + Δu1) is calculated.

最後に、極性判定回路５３からの極性信号sign(Ｉｍｏｄｈ)と、補償値量算出回路Ａからの補償値量Δu2＝（Δu0＋Δu1）とが極性付与回路としての乗算回路５７で乗算され、下記数１０に従って極性を有する補償値Δｕが算出される。
（数１０）
Δｕ＝sign(Ｉｍｏｄｈ)・Δu2
＝sign(Ｉｍｏｄｈ)・（Δu0＋Δu1）

このようにして算出された補償値Δｕは、図７で示す電流制御回路３の出力である電圧指令値ｕに加算部３４で加算される。電圧指令値ｕに対し補償値Δｕが加算される意味は、電圧指令値ｕの示す基本制御に、上下アームの短絡を防止するためのデッドタイムＴｄによる電圧歪みや電流歪み、トルクリップルを改善させる補償値Δｕを加味して制御することである。 Finally, the polarity signal sign (Imod) from the polarity determination circuit 53 and the compensation value amount Δu2 = (Δu0 + Δu1) from the compensation value amount calculation circuit A are multiplied by a multiplication circuit 57 as a polarity applying circuit, and the following equation 10 Accordingly, a compensation value Δu having polarity is calculated.
(Equation 10)
Δu = sign (Imodh) · Δu2
= Sign (Imod) · (Δu0 + Δu1)

The compensation value Δu calculated in this way is added by the adder 34 to the voltage command value u which is the output of the current control circuit 3 shown in FIG. The meaning that the compensation value Δu is added to the voltage command value u is to improve voltage distortion, current distortion, and torque ripple due to the dead time Td for preventing the upper and lower arms from being short-circuited in the basic control indicated by the voltage command value u. The control is performed in consideration of the compensation value Δu.

ヒステリシス回路５２を経た補償値Δｕを図示すると、図１０のようになる。モデル電流にはノイズが少ないので、実際のモータ電流を用いた場合よりヒステリシス幅を小さくできるので、より正確なデッドタイム補償が可能になる。 The compensation value Δu that has passed through the hysteresis circuit 52 is illustrated in FIG. Since the model current has less noise, the hysteresis width can be made smaller than when the actual motor current is used, so that more accurate dead time compensation is possible.

しかしながら、モデル電流Ｉｍｏｄ又はＩｍｏｄｈが０[Ａ]付近では、固定値−Δu0から固定値Δu0へ急激に変化する部分がある。sin波駆動のブラシレスモータでは、各相の電流指令値はsin波となる。アシストが小さい場合はsin波の電流指令値の振幅が小さく、デッドタイムの補償値入力のタイミングがずれる場合があり、操舵トルク変動が発生する場合がある。この影響を防ぐため、電流指令値が小さいときにデッドタイムの補償値を小さくしている。しかし、デッドタイムの補償値を小さくすると、ステアリングセンタ付近のアシスト量が不足し、摩擦感を生じる。更に、ステアリング戻り時においても電流指令値が小さくなるため、デッドタイムの補償値が小さくなってモータ電流の歪みが増え、操舵音を悪化させている。 However, when the model current Imod or Imodh is in the vicinity of 0 [A], there is a portion in which the fixed value −Δu0 rapidly changes from the fixed value −Δu0. In a brushless motor driven by a sine wave, the current command value for each phase is a sine wave. When the assist is small, the amplitude of the sin wave current command value is small, the timing for inputting the compensation value for the dead time may be shifted, and a steering torque fluctuation may occur. In order to prevent this effect, the dead time compensation value is reduced when the current command value is small. However, if the dead time compensation value is reduced, the amount of assist near the steering center is insufficient, resulting in a feeling of friction. Furthermore, since the current command value becomes small even when the steering wheel returns, the dead time compensation value becomes small and the distortion of the motor current increases, thereby deteriorating the steering sound.

本発明は上述のような事情からなされたものであり、本発明の目的は、構成が簡単でモータ負荷電流の影響や角度情報も考慮にいれたデッドタイム補償を用いることにより、モータ電圧の歪みや電流の歪み、トルクリップルが少なく、しかも操舵速度や電流指令値が小さい場合でもデッドタイムの補償のタイミングがずれない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することにある。 The present invention has been made under the circumstances described above, and the object of the present invention is to distort motor voltage by using dead time compensation that is simple in configuration and takes into account the influence of motor load current and angle information. Another object of the present invention is to provide a control device for an electric power steering apparatus that has little distortion of current, torque ripple, and that does not deviate dead time compensation timing even when the steering speed and current command value are small.

本発明は、トルク指令値に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出する電流指令値算出部と、デッドタイム回路を内蔵してデッドタイム補償機能を有し、ステアリング機構に操舵補助力を与えるモータを駆動するインバータと、前記ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを前記モータの各相の電圧指令値に変換して前記インバータに入力する電流制御部とを具備し、前記モータをベクトル制御で駆動制御するデッドタイム補償機能付きの電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記トルク指令値に基づいて補償値を算出するデッドタイム補償部と、前記ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆの電流進みを計算する電流進み計算部と、前記モータの角速度に基づいて進角量を計算する進角計算部と、前記モータの角度、前記進角量及び前記電流進みの加算結果に基づいてデッドタイムの補償タイミングを計算するデッドタイム補償タイミング計算部とを具備し、前記デッドタイム補償タイミング計算部からの補償タイミングと前記補償値を乗算して前記モータの各相の電圧指令値に加算することによってデッドタイム補償することによって達成される。 The present invention includes a current command value calculation unit that calculates a d-axis current command value Idref and a q-axis current command value Iqref based on a torque command value, a dead time circuit, and a dead time compensation function. An inverter that drives a motor that applies a steering assist force to the motor, and a current control unit that converts the d-axis current command value Idref and the q-axis current command value Iqref into voltage command values for each phase of the motor and inputs them to the inverter; And a control device for an electric power steering apparatus with a dead time compensation function for controlling the motor by vector control, and the object of the present invention is to calculate a compensation value based on the torque command value. A current advance calculation unit for calculating a current advance of the d-axis current command value Idref and the q-axis current command value Iqref; An advance angle calculation unit for calculating an advance amount based on the angular velocity of the data, and a dead time compensation timing for calculating a dead time compensation timing based on the addition result of the motor angle, the advance amount and the current advance And calculating a dead time by multiplying the compensation value from the dead time compensation timing calculating unit by the compensation value and adding the result to the voltage command value of each phase of the motor .

また、本発明の上記目的は、前記電流進み計算部は、θ＝ａｔａｎ（Ｉｄｒｅｆ／Ｉｑｒｅｆ）に従って電流進みを計算するようになっていることにいり、或いは前記進角計算部は、ｋを係数として、進角量＝ｋ・角速度を計算するようになっていることにより、或いは前記補償タイミングは“１”又は“−１”であることにより、より効果的に達成される。 Further, the above object of the present invention is that the current advance calculation unit calculates the current advance according to θ = atan (Idref / Iqref), or the advance angle calculation unit calculates k as a coefficient. As described above, the advance amount = k · angular velocity is calculated, or the compensation timing is “1” or “−1”, which is more effectively achieved.

本発明によれば、角度情報を基にデッドタイムの補償を行うようにしているので、アシストが小さい場合でもデッドタイム補償のタイミングがずれにくく、ハンドル戻り時の操舵音の低減を図ることができ、補償不足で電流が立ち上がらないことによる貼り付き感をなくすことができる。 According to the present invention, since the dead time is compensated based on the angle information, the timing of the dead time compensation is not easily shifted even when the assist is small, and the steering noise when the steering wheel returns can be reduced. The feeling of sticking due to the fact that the current does not rise due to insufficient compensation can be eliminated.

本発明は、電流指令値、角度、角速度から補償タイミングを求めてデッドタイムを補償するため、電流方向の正負が切り替わるタイミングにずれなく補償を行うことができる。 In the present invention, the compensation timing is obtained from the current command value, the angle, and the angular velocity to compensate for the dead time, so that the compensation can be performed without deviation at the timing at which the polarity of the current direction is switched.

先ず本発明の前提となるモータのベクトル制御について、図１を参照して説明する。 First, vector control of a motor, which is a premise of the present invention, will be described with reference to FIG.

モータ１１０に取り付けられたロータ位置検出器１１１はロータ位置（角度）θｅを検出し、ロータ位置θｅ及び角速度（電気角速度）ωｅがベクトル制御相指令値算出部１００に入力され、３相励磁コイルに対して２相同時に通電しながら、励磁コイルを１相ずつ順次切替える２相励磁方式によって、モータ１１０を回転駆動させる。 The rotor position detector 111 attached to the motor 110 detects the rotor position (angle) θe, and the rotor position θe and the angular velocity (electrical angular velocity) ωe are input to the vector control phase command value calculation unit 100 and are input to the three-phase excitation coil. On the other hand, the motor 110 is rotationally driven by a two-phase excitation method in which the excitation coils are sequentially switched one by one while energizing two phases simultaneously.

ベクトル制御によるモータ駆動制御装置は、ベクトル制御相指令値算出部１００と、ベクトル制御相指令値算出部１００からの電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆ及びモータ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃに基づいて各相電流偏差を求める減算部１１２−１，１１２−２，１１２−３と、減算部１１２−１〜１１２−３で求められた各相電流偏差を比例積分制御するＰＩ制御部１１３と、ＰＩ制御された電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを入力してＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部１１４と、ＰＷＭ制御部１１４のＰＷＭ制御に基づいてモータ１１０に各相指令電流を供給して回転駆動するインバータ１１５とで構成されている。 The motor drive control device based on vector control is based on the vector control phase command value calculation unit 100, the current command values Iaref, Ibref, Icref and the motor phase currents Ia, Ib, Ic from the vector control phase command value calculation unit 100. Subtractor 112-1, 112-2, 112-3 for obtaining phase current deviation, PI controller 113 for proportional-integral control of each phase current deviation obtained by subtractor 112-1 to 112-3, and PI control PWM control unit 114 that inputs PWM command values Va, Vb, and Vc and performs PWM control, and inverter 115 that rotates and drives each phase command current to motor 110 based on the PWM control of PWM control unit 114 It consists of

そして、ベクトル制御相指令値算出部１００内のｄ−ｑ軸電流指令値算出部１０３において、ベクトル制御のｄ−ｑ軸成分の電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆを決定した後、ｄ−ｑ軸成分の電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆを各相電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆに変換すると共に、フィードバック制御部でｄ−ｑ軸制御ではなく、全て相制御で閉じるような構成となっている。 Then, the dq-axis current command value calculation unit 103 in the vector control phase command value calculation unit 100 determines the current command values Idref and Iqref of the vector control dq-axis component, and then the dq-axis component of the dq-axis component. The current command values Idref and Iqref are converted into respective phase current command values Iaref, Ibref, and Icref, and the feedback control unit is configured to close all by phase control instead of dq axis control.

また、電流制御部Ａは、各相電流偏差を求める減算部１１２−１、１１２−２、１１２−３と、各相電流偏差を入力するＰＩ制御部１１３とで構成されており、インバータ１１５とモータ１１０との間に電流検出器１１６−１、１１６−２、１１６−３が配され、電流検出器１１６−１、１１６−２、１１６−３で検出された各モータ相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃがそれぞれ減算部１１２−１、１１２−２、１１２−３にフィードバックされるフィードバック回路Ｂが形成されている。 The current control unit A is composed of subtraction units 112-1, 112-2, and 112-3 for obtaining each phase current deviation, and a PI control unit 113 for inputting each phase current deviation. Current detectors 116-1, 116-2, 116-3 are arranged between the motor 110 and the motor phase currents Ia, Ib, detected by the current detectors 116-1, 116-2, 116-3. A feedback circuit B is formed in which Ic is fed back to the subtraction units 112-1, 112-2, and 112-3, respectively.

ベクトル制御相指令値算出部１００は、ベクトル制御のｄ−ｑ軸成分の電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆを算出するｄ−ｑ軸電流指令値算出部１０３と、各相電流指令算出部としての２相／３相変換部１０４とで構成されている。また、ベクトル制御相指令値算出部１００は、レゾルバなどのロータ位置検出器１１１によって検出されたロータ位置（回転角度）θｅと、ロータ位置θｅを微分回路１１７で算出した角速度ωｅと、トルクセンサ（図示せず）で検出されたトルクに基づいて決定されたトルク指令値Ｔｒｅｆとを入力し、ベクトル制御による相指令値を算出する。 The vector control phase command value calculation unit 100 includes a dq axis current command value calculation unit 103 that calculates current command values Idref and Iqref of dq axis components of vector control, and a two-phase as each phase current command calculation unit. / 3 phase conversion unit 104. Further, the vector control phase command value calculation unit 100 includes a rotor position (rotation angle) θe detected by a rotor position detector 111 such as a resolver, an angular velocity ωe calculated by the differentiation circuit 117, and a torque sensor ( A torque command value Tref determined based on the torque detected in (not shown) is input, and a phase command value by vector control is calculated.

次に、モータ１１０の駆動制御について説明する。 Next, drive control of the motor 110 will be described.

先ず、ベクトル相指令値算出部１００はロータ位置θｅ及び角速度ωｅを入力し、ｄ−ｑ軸電流指令値算出部１０３において、ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆをトルク指令値Ｔｒｅｆ及びトルク係数Ｋｔに基づいて下記数１１に従って算出する。
（数１１）
Ｉｑｒｅｆ＝Ｔｒｅｆ／Ｋｔ
ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆはｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆの関数となっており、下記数１２のように表される。
（数１２）
Ｉｄｒｅｆ＝ｆ（Ｉｑｒｅｆ）

関数ｆ（Ｉｑｒｅｆ）は、モータ出力要求仕様で決められる。 First, the vector phase command value calculation unit 100 inputs the rotor position θe and the angular velocity ωe, and the dq axis current command value calculation unit 103 determines the q axis current command value Iqref based on the torque command value Tref and the torque coefficient Kt. It calculates according to following formula 11.
(Equation 11)
Iqref = Tref / Kt
The d-axis current command value Idref is a function of the q-axis current command value Iqref, and is expressed as the following formula 12.
(Equation 12)
Idref = f (Iqref)

The function f (Iqref) is determined by the motor output requirement specification.

数１１に示されるように、ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆは、モータ出力は電力に相当するというモータの出力方程式から導かれている。ｄ−ｑ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びＩｑｒｅｆは２相／３相変換部１０４で、各相電流指令値Ｉａｒｅｆ、Ｉｂｒｅｆ、Ｉｃｒｅｆに変換される。なお、行列式Ｃ２は数１３及び数１４に示すように、モータ１１０のロータ位置θｅによって決定される定数である。 As shown in Equation 11, the q-axis current command value Iqref is derived from a motor output equation that the motor output corresponds to the electric power. The dq axis current command values Idref and Iqref are converted into respective phase current command values Iaref, Ibref, and Icref by the two-phase / three-phase conversion unit 104. The determinant C2 is a constant determined by the rotor position θe of the motor 110, as shown in Equations 13 and 14.

この後のフィードバック制御系はｄ−ｑ軸制御ではなく、各相制御になっている。つまり、電流検出器１１６−１，１１６−２，１１６−３で検出されたモータ相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃと、各相電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆを減算部１１２−１，１１２−２，１１２−３で減算して各偏差を算出する。次に、各相電流偏差をＰＩ制御部１１３で制御してインバータ１１５の指令値、即ちＰＷＭ制御部１１４のデューティを表わす電圧値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃが算出され、その値に基づいてＰＷＭ制御回路１１４がインバータ１１５をＰＷＭ制御してモータ１１０を駆動する。

The subsequent feedback control system is not a dq axis control but a phase control. In other words, the motor phase currents Ia, Ib, Ic detected by the current detectors 116-1, 116-2, 116-3 and the phase current command values Iaref, Ibref, Icref are subtracted by the subtractors 112-1, 112-2. , 112-3 to calculate each deviation. Next, each phase current deviation is controlled by the PI control unit 113 to calculate the command value of the inverter 115, that is, the voltage values Va, Vb, Vc representing the duty of the PWM control unit 114, and the PWM control circuit based on the values. 114 drives the motor 110 by PWM control of the inverter 115.

ここにおいて、デッドタイムＴｄの補償はモータ電流の正負が切り替わるタイミングに補償することで効果があるが、モータが回転している場合には角度信号を読み込んで補償信号（補償値Δｕｔ）を出力するまでの遅れが無視できなくなり、補償タイミングが遅れる傾向になる。従って、回転数に応じて進角した角度信号に基づいてデッドタイム補償することが有効である。また、弱め界磁制御時、つまりｄ軸電流指令値（Ｉｄｒｅｆ）が０でない場合は、Ｉｄｒｅｆ＝０のときに比べ、モータ各相電流指令値（Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆ）の位相が進み、その進み量はｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆとｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆの大きさに依存する。これによりモータ電流の位相も進むため、電流の正負が切り替わる角度も進み、この進んだ角度に合わせてデッドタイムを補償する必要がある。 Here, the compensation of the dead time Td is effective by compensating for the timing at which the sign of the motor current switches, but when the motor is rotating, the angle signal is read and a compensation signal (compensation value Δut) is output. The delay until is not negligible, and the compensation timing tends to be delayed. Therefore, it is effective to compensate for the dead time based on the angle signal advanced according to the rotational speed. Also, during field-weakening control, that is, when the d-axis current command value (Idref) is not 0, the phase of each motor phase current command value (Iaref, Ibref, Icref) is advanced compared to when Idref = 0, and the amount of advance Depends on the magnitudes of the d-axis current command value Idref and the q-axis current command value Iqref. As a result, the phase of the motor current also advances, so the angle at which the polarity of the current switches is also advanced, and it is necessary to compensate for the dead time in accordance with this advanced angle.

図２は本発明の構成例を示しており、デッドタイム補償部５０が設けられており、デッドタイム補償部５０からの補償値Δｕは乗算部２０１に入力される。ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆは電流進み計算部２０２に入力され、電流進みの処理を行ったｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆｌ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆｌが加算部２０３に入力される。例えばｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆによる角度進み量は、Ｔａｎθ＝Ｉｄｒｅｆ／Ｉｑｒｅｆであるので、θ＝ａｔａｎ（Ｉｄｒｅｆ／Ｉｑｒｅｆ）で計算される。また、ロータ位置（角度）θｅは加算部２０３に入力され、角速度ωｅは進角計算部２０４で進角の計算を行って、進角された進角量ωｅｌを加算部２０３に入力する。進角量は、ｋを係数として、進角した進角量ωｅｌ＝ｋ・角速度＝ｋ・ωｅとなり、進角計算部２０４からの進角量ωｅｌは角度である。加算部２０３での加算結果ＲＳはＲＳ＝θ＋θｅ＋ωｅｌ＝ａｔａｎ（Ｉｄｒｅｆ／Ｉｑｒｅｆ）＋θｅ＋ｋ・ωｅとなり、この加算結果ＲＳがデッドタイム補償タイミング計算部２００に入力され、デッドタイム補償のタイミングが計算される。
デッドタイム補償タイミング計算部２００で計算されたデッドタイム補償の補償タイミングＲＳｄは乗算部２０１に入力され、デッドタイム補償部５からの補償値Δｕと乗算され、タイミング補償された補償値ΔｕｔがＰＩ制御部１１３からの電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに加算部２０５で加算されてデッドタイムの補償が実施される。 FIG. 2 shows a configuration example of the present invention, in which a dead time compensation unit 50 is provided, and the compensation value Δu from the dead time compensation unit 50 is input to the multiplication unit 201. The d-axis current command value Idref and the q-axis current command value Iqref are input to the current advance calculation unit 202, and the d-axis current command value Idrefl and the q-axis current command value Iqrefl subjected to the current advance process are input to the addition unit 203. The For example, since the angle advance amount based on the d-axis current command value Idref is Tanθ = Idref / Iqref, it is calculated as θ = atan (Idref / Iqref). Further, the rotor position (angle) θe is input to the adding unit 203, and the angular velocity ωe is calculated by the advance angle calculating unit 204, and the advanced advance amount ωel is input to the adder unit 203. The advance amount is an advance amount ωel = k · angular velocity = k · ωe with k as a coefficient, and the advance amount ωel from the advance calculation unit 204 is an angle. The addition result RS in the addition unit 203 is RS = θ + θe + ωel = atan (Idref / Iqref) + θe + k · ωe, and this addition result RS is input to the dead time compensation timing calculation unit 200 to calculate the dead time compensation timing.
The compensation time RSd for dead time compensation calculated by the dead time compensation timing calculation unit 200 is input to the multiplication unit 201, multiplied by the compensation value Δu from the dead time compensation unit 5, and the compensation value Δut subjected to timing compensation is PI controlled. The adder 205 adds the voltage command values Va, Vb, and Vc from the unit 113 to compensate for the dead time.

図３はデッドタイム補償のタイミングの実例を示しており、横軸は角度（電気角）θｅを示しており、Ａ，Ｂ，Ｃ各相電流が切り替わる時点、即ち角度θｅにａｔａｎ（Ｉｄｒｅｆ／Ｉｑｒｅｆ）＋ｋ・ωｅを加えた角度において、補償タイミングＲＳｄを切替えることを示している。このようにデッドタイム補償タイミング計算部２００から“１”又は“−１”の補償タイミングＲＳｄが出力され、デッドタイム補償部５０からは補償値の方向と補償量が出力され、乗算部２０１で乗算される。このため、決定された方向とタイミングで補償値Δｕｔが出力される。つまり、電流方向の正負が切り替わるタイミングで補償値Δｕｔが出力され、補償方向は電流の方向になる。 FIG. 3 shows an example of timing of dead time compensation, and the horizontal axis indicates the angle (electrical angle) θe, and when the phase currents A, B, and C are switched, that is, atan (Idref / Iqref) at the angle θe. ) The compensation timing RSd is switched at an angle obtained by adding + k · ωe. In this way, the dead time compensation timing calculation unit 200 outputs the compensation timing RSd of “1” or “−1”, and the dead time compensation unit 50 outputs the direction of the compensation value and the compensation amount. Is done. For this reason, the compensation value Δut is output with the determined direction and timing. That is, the compensation value Δut is output at the timing when the current direction switches between positive and negative, and the compensation direction becomes the current direction.

本発明の前提となるベクトル制御系の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the vector control system used as the premise of this invention. 本発明の実施例を示すブロック構成図である。It is a block block diagram which shows the Example of this invention. 本発明の動作例を示すタイムチャートである。It is a time chart which shows the operation example of this invention. 電動パワーステアリング装置の制御の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of control of an electric power steering apparatus. インバータのデッドタイムを考慮したゲート回路構成例を示すブロック結線図である。It is a block connection diagram showing an example of the gate circuit configuration in consideration of the dead time of the inverter. インバータのスイッチングにおけるデッドタイム、ターンオンタイム、ターンオフタイムの関係を示すタイムチャートである。It is a time chart which shows the relationship of the dead time, turn-on time, and turn-off time in switching of an inverter. デッドタイム補償機能を備えた電動パワーステアリング装置の基本構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the basic structural example of the electric power steering apparatus provided with the dead time compensation function. 従来のデッドタイム補償回路の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the conventional dead time compensation circuit. 電流指令値Ｉｒｅｆと実際のモータ電流Ｉｍｅｓの波形例を示す特性図である。It is a characteristic view which shows the example of a waveform of electric current command value Iref and actual motor current Imes. 従来のデッドタイム補償の補償値特性例を示す図である。It is a figure which shows the example of a compensation value characteristic of the conventional dead time compensation.

符号の説明Explanation of symbols

１、３０、１１０モータ
２位相補償器
３操舵補助指令値演算器
５微分補償器
６比例演算器
７積分演算器
８モータ電流検出回路
１０トルクセンサ
１１車速センサ
１２バッテリ
２０モータ駆動回路
２１変換部
２２Ａ，２２Ｂ，２３Ａ，２３Ｂゲート駆動回路
２４、２５デッドタイム回路
３１電流指令値算出回路
３３電流制御回路
３５インバータ
５０デッドタイム補償部
５１リファレンスモデル回路
５２ヒステリシス回路
５３極性判定回路
５４固定値設定回路
５５絶対値回路
５６変化値算出回路
５７極性付与回路
１００ベクトル制御相指令値算出部
１０３ｄ−ｑ軸電流指令値算出部
１０４２相／３相変換部
２００デッドタイム補償タイミング計算部
２０１乗算部
２０２電流進み計算部
２０３加算部
２０４進角計算部 1, 30, 110 Motor 2 Phase compensator 3 Steering assist command value calculator 5 Differential compensator 6 Proportional calculator 7 Integral calculator 8 Motor current detection circuit 10 Torque sensor 11 Vehicle speed sensor 12 Battery 20 Motor drive circuit 21 Converter 22A , 22B, 23A, 23B Gate drive circuit 24, 25 Dead time circuit 31 Current command value calculation circuit 33 Current control circuit 35 Inverter 50 Dead time compensation unit 51 Reference model circuit 52 Hysteresis circuit 53 Polarity determination circuit 54 Fixed value setting circuit 55 Absolute Value circuit 56 Change value calculation circuit 57 Polarization application circuit 100 Vector control phase command value calculation unit 103 dq-axis current command value calculation unit 104 2-phase / 3-phase conversion unit 200 Dead time compensation timing calculation unit 201 Multiplication unit 202 Current advance Calculation unit 203 Addition unit 204 Advance calculation unit

Claims

トルク指令値に基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出する電流指令値算出部と、デッドタイム回路を内蔵してデッドタイム補償機能を有し、ステアリング機構に操舵補助力を与えるモータを駆動するインバータと、前記ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを前記モータの各相の電圧指令値に変換して前記インバータに入力する電流制御部とを具備し、前記モータをベクトル制御で駆動制御するデッドタイム補償機能付きの電動パワーステアリング装置の制御装置において、
前記トルク指令値に基づいて補償値を算出するデッドタイム補償部と、前記ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆの電流進みを計算する電流進み計算部と、前記モータの角速度に基づいて進角量を計算する進角計算部と、前記モータの角度、前記進角量及び前記電流進みの加算結果に基づいてデッドタイムの補償タイミングを計算するデッドタイム補償タイミング計算部とを具備し、
前記デッドタイム補償タイミング計算部からの補償タイミングと前記補償値を乗算して前記モータの各相の電圧指令値に加算することによってデッドタイム補償することを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。 A current command value calculation unit for calculating the d-axis current command value Idref and the q-axis current command value Iqref based on the torque command value, and a dead time compensation function with a built-in dead time circuit, and a steering assist force in the steering mechanism An inverter that drives a motor that provides a motor, and a current control unit that converts the d-axis current command value Idref and the q-axis current command value Iqref into a voltage command value for each phase of the motor and inputs the voltage command value to the inverter, In the control device of the electric power steering device with a dead time compensation function for driving and controlling the motor by vector control,
Based on a dead time compensation unit that calculates a compensation value based on the torque command value, a current advance calculation unit that calculates a current advance of the d-axis current command value Idref and the q-axis current command value Iqref, and an angular velocity of the motor An advance angle calculation unit that calculates an advance angle amount, and a dead time compensation timing calculation unit that calculates a dead time compensation timing based on an addition result of the motor angle, the advance angle amount, and the current advance. ,
A control apparatus for an electric power steering apparatus, wherein dead time compensation is performed by multiplying the compensation timing from the dead time compensation timing calculation section and the compensation value and adding the result to a voltage command value of each phase of the motor.

前記電流進み計算部は、θ＝ａｔａｎ（Ｉｄｒｅｆ／Ｉｑｒｅｆ）に従って電流進みを計算するようになっている請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。 2. The control device for an electric power steering apparatus according to claim 1, wherein the current advance calculation unit calculates a current advance in accordance with θ = atan (Idref / Iqref). 3.

前記進角計算部は、ｋを係数として、進角量＝ｋ・角速度を計算するようになっている請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。 2. The control device for an electric power steering apparatus according to claim 1, wherein the advance angle calculation unit calculates an advance angle amount = k · angular velocity by using k as a coefficient.

前記補償タイミングは“１”又は“−１”である請求項２又は３に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。 4. The control device for an electric power steering apparatus according to claim 2, wherein the compensation timing is “1” or “−1”.