JP4976583B2 - 歪測定装置 - Google Patents
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Description
これは、図7及び図8に示すように、移動体通信端末が送信すべき送信信号とほぼ同じ周波数の信号Tx(以下、Txは送信信号を示すことも、その周波数を示すこともある。)をTx端へ入れる。そして、ANT端へ、予め信号Txと混合したときに歪成分としてRx帯域に周波数Rxの歪成分として生ずると予想される信号(周波数がRx−Tx、2Tx−Rx、Tx+Rx、2Tx+Rxの各信号)を入れ、歪成分をRx端において測定する例である。
これは、図9及び図10に示すように、参照信号源60aからANT端に移動体通信端末が受信すべき受信信号とほぼ同じ周波数の信号Rxを入れ、第3の信号源14及び第4の信号源15により、予め信号Rxと混合したときに歪成分としてRx帯域に生ずると予想される信号(周波数がTx−Δf/2、Tx+Δf/2x、の各信号)をTx端へ入れ、Rx端でRx帯域に入る周波数成分を歪成分として測定する例である。
請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の発明において、前記送信信号の周波数をTxとしたとき、前記2つのRF信号の周波数はTx−Δf/2、Tx+Δf/2であり、歪成分とは、第2の信号の周波数をRxとしたとき、Rx−Δf、Rx+Δfの周波数成分である構成とした。
請求項3に記載の発明は、請求項1又は2に記載の発明において、前記スペクトラムアナライザの周波数分解能帯域幅は、300Hz〜10Hzである構成とした。
図1〜4、6、8を基に、第1の実施形態について説明する。図1は、図7と同様にDUT30として、デュプレクサ31の歪を測定する構成である。
(1A)図1のANT端側の信号系統において、図7の不要波除去フィルタ70cを除き、第2の信号源60からの各信号に対して、及びANT端においてデュプレクサ31側に生じる周波数成分、つまりTx成分、Rx成分に対して、の双方にインピーダンス整合を図れる分岐整合手段50を用いた。
(1B)図1のTx端側の信号系統において、図7の不要波除去フィルタ70cを除いてパワー増幅手段20aからTx端へ入力している。
(1C)図1のRx端側の信号系統において、狭帯域に制限してレベル測定できるスペクトラムアナライザで歪測定する。
(1D)方向性結合手段で構成される分岐手段40により、分岐整合手段50を介して入力された第2の信号源60からの信号を受けて、一端を終端器41で終端し、他端からパワーメータ42側に分岐して出力している。これは、デュプレクサ31のANT端に入力される信号のレベル(パワー)をパワーメータ42によりモニタリングするためのものであり、分岐手段40の入出力に係るインピーダンスの整合をとって接続されるので、歪み成分には、特に影響がないので、詳細説明を省略する。
(1A)について(ANT端側信号系統における分岐整合手段50について)
図1、図2A、図2B、図8を基に説明する。図1の第2の信号源60は、信号Rx−Tx、2Tx−Rx、Tx+Rx、2Tx+Rxを切り換えて第2の信号として、分岐整合手段50及び分岐手段40を介して、デュプレクサ31のANT端へ入力する。そのとき、第2の信号は、非常に広帯域である。上記例を再掲すると、Tx=1785MHz、Rx=1850MHz、Rx−Tx=65MHz、2Tx−Rx=1720MHz、Tx+Rx=3635MHz、2Tx+Rx=5420MHzである。したがって、第2の信号をANT端へ入力する際には、それぞれ第2の信号を通過させると同時に、他の周波数成分、雑音を除去するフィルタが必要となる(後記する「パスフィルタ51」がそのフィルタに該当する。)。この場合、そのフィルタの通過帯域ではインピーダンス整合が図られるが、通過帯域外である通信帯域(Tx帯域及びRx帯域)では、インピーダンス整合はとれない。
なお、通信帯域終端フィルタ52は、通信帯域内の信号のみを通過させるバンドパス形のフィルタでも構成できる(構成はこの方が簡単である。)。
図1のTx端側及びRx端側の信号系統のいずれも、特性インピーダンスZoで構成されている。ここで、Tx端側の信号系統において、歪測定上、大きな問題となるのは、図8からも理解できるように、第1の信号源11からの信号Tx自身のサイドバンドノイズ(一般に、SSB位相雑音と言われることもある。)としてRx成分(以下、SSB雑音Rxと言う。)があると、それが、デュプレクサ31内で発生した歪成分Rxに重畳されるので、ダイナミックレンジが制限されることである。SSB雑音Rxが測定しようとする歪成分Rxに比較し、許容できるほど十分小さい値であれば問題はない。周波数の具体例は上記のように、Tx=1785MHz、Rx=1850MHzとすれば、信号Txの+65MHzの周波数における雑音成分が、SSB雑音Rxに該当する。
雑音成分[dBm/Hz]=保証受信感度レベル[dBm]−10Log(占有周波数帯域幅)
信号に対する雑音レベル[dBm/Hz]=−信号レベル[dBm]+雑音成分
雑音レベル=−110−(−20)−10Log(3.84×106)
≒−155[dBm/Hz]
図1の構成による実施の結果を図4に示す。測定条件は、第1の信号源11の周波数が1750MHzであり、第2の信号源60の周波数が、Rx−Tx、2Tx−Rx、Tx+Rx、2Tx+Rxでそれぞれ、100MHz、1650MHz、3600MHz、5350MHzであり、それぞれのレベル(パワーメータ42で測定したANT端におけるレベル)を−20dBmとしたときの条件で測定している。またスペクトラムアナライザ13は、歪成分Rx=1850MHzに同調して、測定帯域幅、つまり分解能帯域幅(RBW)は30Hzで測定している。比較のため、従来例の構成による場合と、図1の構成による場合、双方の測定値を記載している。
図5、6、10を基に、第2の実施形態について説明する。図5は、DUT30aとして、デュプレクサ31とスイッチ32とで発生する歪を測定する構成である。
(2A)図9では、第3の信号源14からの信号と第4の信号源15からの信号とを重畳して信号を生成していたが、図5では周波数変換により作り出した2信号を用いている。
(2B)図9で使用していた不要波除去フィルタ70a、70b、70dを図5では不要にしたこと、それに伴い、スペクトラムアナライザでの分解能帯域RBW(測定帯域)を制限したこと。
(2C)分岐手段40を設けていること。ただし、これは、上記(1D)の理由と同じであり、説明を省略する。
(2A)2信号源11aの構成について
図5で、2信号源11aは、内部で高周波帯の信号Txと低周波帯の信号±Δf/2を生成し、信号Txを信号±Δf/2でミキサでミキシングすることで周波数変換して、信号Txの両サイドにある信号Tx−Δf/2と信号Tx+Δf/2を一つの出力端子からパワー増幅手段20aへ出力している。すなわち、2信号源11aは、内部で、周波数Txの搬送波信号と、周波数±Δf/2の2つのトーン信号で成るデジタルのベースバンド信号とを生成し、このベースバンド信号をD/A変換して搬送波信号で周波数変換することにより、Tx−Δf/2とTx+Δf/2との2つのRFのトーン信号を出力している。例えば、Δf=1MHzとした例を図10に示す。周波数変換であるからして、実際に出力される成分としては、信号Tx−0.5MHzと信号Tx+0.5MHzのほかに、周波数変換による残留成分Txも出力される。しかしながら、スペクトラムアナライザ13で帯域制限して測定される成分Rx−1MHz、成分Rx+1MHzの歪成分の測定に何ら影響を与えることがない成分である。
特に、歪測定で問題になるのは、図10から理解できるように、信号Tx−Δf/2、信号Tx+Δf/2及び信号Rx自身のサイドバンドに有する雑音として、Rx−Δf、Rx+Δf成分が含まれているとそれがそのまま、歪測定の誤差になるからである。特にΔf=1MHzとすれば、周波数Rx−1MHz、Rx+1MHzにおける雑音成分が大きな問題となる。従来は、この雑音をノッチフィルタで軽減していた。
−152+10Log300+6=−121[dBm]
が測定可能になるので、十分にダイナミックレンジをカバーできる。なお、2信号源11a及びスペクトラムアナライザ13を含む信号分析装置10aとしては、それらが一筐体に組込まれた、本発明の出願人が製造するMS2692Aシグナルアナライザを用いている。性能的に十分であり、一体型であるから構成も簡単になる。なお、参照信号源60aとしては、本発明の出願人が製造するMG3691Bシンセサイザを用いている。
11a 2信号源、 14 第3の信号源、
13 スペクトラムアナライザ、14 第3の信号源、 15 第4の信号源、
20a パワー増幅手段、 20b パワー増幅手段、
30 DUT(被試験物)、 30a DUT、 31 デュプレクサ(結合手段)、32 スイッチ、
33 終端器、
40 分岐手段、 41 終端器、 42 パワーメータ、
50 分岐整合手段、 51 パスフィルタ、 52 通信帯域終端フィルタ、
60 第2の信号源、 60a 参照信号源、
70a 不要波除去フィルタ、 70b 不要波除去フィルタ、
70c 不要波除去フィルタ、70d 不要波除去フィルタ、
80 サーキュレータ、 80a サーキュレータ、 80b サーキュレータ、80c サーキュレータ、
90 測定手段、
100 重畳手段、
R 抵抗器、
Zo 特性インピーダンス
Claims (3)
- 所定通信帯域内の所定送信帯域内にある送信信号を送信し、かつ前記所定送信帯域と周波数が異なる所定受信帯域内にある到来信号を受信する移動体通信機器に用いられ、アンテナ端、送信端、及び受信端を有し、前記所定送信帯域にて前記送信端とアンテナ端とを、及び前記所定受信帯域内にて前記アンテナ端と前記受信端とを、それぞれ結合させる結合デバイス(31)を少なくとも含むフロントデバイス(30)の前記受信端に出力される歪を測定する歪測定装置であって、
内部で前記送信信号と同じ周波数の信号と周波数±Δf/2の信号とを生成しそれらに基づいて、前記送信端に前記送信信号の周波数の近傍の周波数であって互いの周波数差Δfが前記所定送信帯域の幅内にある2つのRF信号を含む第1の信号を生成し、該2つのRF信号を一つの出力端子から出力する2信号源(11a)と、前記受信端から受ける信号の周波数成分を測定するスペクトラムアナライザ(13)と、を一つの筐体に有する信号分析装置と、
前記第1の信号を受けて増幅して前記送信端へ直接に出力するパワー増幅手段(20a)と、
前記到来信号に相当する第2の信号を生成し出力する参照信号源(60a)と、
該第2の信号を受けて前記アンテナ端へ送ると共に、該アンテナ端からの信号を阻止する一方向結合手段(80)と、
を備え、
前記スペクトラムアナライザは、前記フロントデバイス内で前記第1の信号と前記第2の信号によって生じる周波数成分を選択して歪成分として測定することを特徴とする歪測定装置。 - 前記送信信号の周波数をTxとしたとき、前記2つのRF信号の周波数はTx−Δf/2、Tx+Δf/2であり、歪成分とは、第2の信号の周波数をRxとしたとき、Rx−Δf、Rx+Δfの周波数成分であることを特徴とする請求項1に記載の歪測定装置。
- 前記スペクトラムアナライザの周波数分解能帯域幅は、300Hz〜10Hzであることを特徴とする請求項1又は2に記載の歪測定装置。
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