JP4972696B2 - Optical transmission circuit and optical communication system - Google Patents
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Description
本発明は、光送信回路、および光送信回路と光受信回路を含んだ光通信システムに関し、特にレーザダイオードを用いて数十Gbpsを超える光通信を行う光送信回路および光通信システムに適用して有効な技術に関する。 The present invention relates to an optical transmission circuit and an optical communication system including an optical transmission circuit and an optical reception circuit, and particularly to an optical transmission circuit and an optical communication system that perform optical communication exceeding several tens of Gbps using a laser diode. It relates to effective technology.
例えば、特許文献1には、レーザ特性の変化によるレーザ出力光の消光比変動を抑制する光送信回路が記載されている。具体的には、レーザダイオードからの光出力をフォトダイオードで検出し、フォトダイオード出力の直流成分に応じてレーザダイオードのバイアス電流を変更する回路と、フォトダイオード出力の最大値と最小値の差分を検出し、その差分が一定となるように可変利得増幅器(レーザダイオードの駆動回路)の利得を制御する回路を備える。これによって、レーザダイオードの閾値電流に生じる温度変動と、レーザ駆動電流に対する出力光パワーの傾きに生じる温度変動とを補償する。
For example,
近年、通信速度の高速化に伴い、光通信装置の通信速度は10Gbpsから25Gbps、40Gbps等へと遷移し、伝送波形の品質向上が益々重要となってきている。伝送波形の品質を劣化させる要因として、光通信の送信素子となるレーザダイオードの温度特性が挙げられる。図16は、レーザダイオード(LD)における光出力パワーの温度特性の一例を示す説明図である。図16に示すように、レーザダイオード(LD)は、光出力を行うのに必要な最小駆動電流となる閾値電流(Ith)が高温になるほど増大し、また、LD駆動電流に対する光出力パワー(P)の傾きが高温になるほど低下する。 In recent years, with an increase in communication speed, the communication speed of an optical communication apparatus has changed from 10 Gbps to 25 Gbps, 40 Gbps, and the like, and improvement in the quality of transmission waveforms has become increasingly important. As a factor that degrades the quality of the transmission waveform, there is a temperature characteristic of a laser diode serving as a transmission element for optical communication. FIG. 16 is an explanatory diagram showing an example of temperature characteristics of optical output power in a laser diode (LD). As shown in FIG. 16, the laser diode (LD) increases as the threshold current (Ith), which is the minimum driving current necessary for performing optical output, becomes higher, and the optical output power (P ) Decreases as the temperature increases.
そこで、温度に関わらず同一の光出力パワーを保つためには、図16に示されるように、LD駆動電流に対する光出力パワーの傾きが線形となる動作範囲(Pmin〜Pmax)を用い、かつ、例えば特許文献1に記載されているように、閾値電流に生じる温度変動ならびに光出力パワーの傾きに生じる温度変動を補償すればよい。しかしながら、本発明者等の検討によって、通信速度の高速化が更に進むと、仮にこのような補償を行ったとしても十分な波形品質の実現が困難となることが見出された。
Therefore, in order to maintain the same optical output power regardless of the temperature, as shown in FIG. 16, an operation range (Pmin to Pmax) in which the gradient of the optical output power with respect to the LD drive current is linear, and For example, as described in
図17は、レーザダイオード(LD)における緩和振動周波数の温度特性の一例を示す説明図である。緩和振動とは、半導体レーザにパルス状の電流を注入した時に光出力が振動する現象であり、その時の周波数が緩和振動周波数と呼ばれる。緩和振動周波数の値は、LDのデバイス構造によって定まり、この周波数以上では応答特性が急激に低下するため、LDが動作可能な上限周波数は、この緩和振動周波数に基づいて定められる。図17には、LDの駆動電流(ここでは、バイアス電流Ibと閾値電流Ithを用いて√(Ib−Ith)で表す)に対する緩和振動周波数の特性ならびにその特性の温度依存性が示されている。図17に示されるように、一定の緩和振動周波数を保つためには、高温になるほどバイアス電流Ibを増大させる必要性がある。 FIG. 17 is an explanatory diagram showing an example of temperature characteristics of the relaxation oscillation frequency in the laser diode (LD). The relaxation oscillation is a phenomenon in which the optical output vibrates when a pulsed current is injected into the semiconductor laser, and the frequency at that time is called the relaxation oscillation frequency. The value of the relaxation oscillation frequency is determined by the device structure of the LD, and the response characteristic rapidly decreases above this frequency. Therefore, the upper limit frequency at which the LD can operate is determined based on this relaxation oscillation frequency. FIG. 17 shows the characteristics of the relaxation oscillation frequency with respect to the LD drive current (here, represented by √ (Ib−Ith) using the bias current Ib and the threshold current Ith) and the temperature dependence of the characteristics. . As shown in FIG. 17, in order to maintain a constant relaxation oscillation frequency, it is necessary to increase the bias current Ib as the temperature increases.
このようにバイアス電流を増大させると、図18に示すような問題が生じる。図18は、レーザダイオード(LD)における光出力パワーの温度特性ならびに高温時の光出力波形(アイパターン)の一例を示す説明図である。図18に示すように、LD駆動電流に対する光出力パワーの特性は、LD駆動電流が大きくなるほど非線形(傾きが低下)となり、また、高温になるほどその非線形特性がLD駆動電流の少ない箇所で現れる。したがって、緩和振動周波数向上のためLD駆動電流のバイアス電流Ibを増大させると、光出力パワーの動作範囲(Pmin〜Pmax)を前述した非線形領域に設定する必要性が生じ、この必要性は高温になるほど高くなる。 When the bias current is increased in this way, the problem shown in FIG. 18 occurs. FIG. 18 is an explanatory diagram showing an example of temperature characteristics of optical output power in a laser diode (LD) and an optical output waveform (eye pattern) at a high temperature. As shown in FIG. 18, the characteristic of the optical output power with respect to the LD driving current becomes nonlinear (the inclination decreases) as the LD driving current increases, and the nonlinear characteristic appears at a portion where the LD driving current is small as the temperature increases. Therefore, when the bias current Ib of the LD drive current is increased to improve the relaxation oscillation frequency, it becomes necessary to set the operation range (Pmin to Pmax) of the optical output power in the above-described nonlinear region. It gets higher.
この場合、例えば高温動作時において、LD駆動電流をバイアス電流Ib(ht)を中心として均等な幅で増減させると、LDからの光出力波形(アイパターン)は、Ib(ht)に対応する中間光出力パワーPmidを基準として高パワー側の振幅HPが低パワー側の振幅LPよりもΔPだけ小さくなる。その結果、アイパターンのクロス点が振幅の中心位置からズレてしまうため、アイの大きさが小さくなり、十分な波形品質が得られなくなる。 In this case, for example, when the LD drive current is increased / decreased with a uniform width around the bias current Ib (ht) during high temperature operation, the light output waveform (eye pattern) from the LD is an intermediate corresponding to Ib (ht). With reference to the optical output power Pmid, the amplitude HP on the high power side is smaller than the amplitude LP on the low power side by ΔP. As a result, the cross point of the eye pattern deviates from the center position of the amplitude, so that the eye size becomes small and sufficient waveform quality cannot be obtained.
本発明は、このようなことを鑑みてなされたものであり、その目的の一つは、通信速度の高速化を実現可能な光送信回路および光通信システムを提供することにある。本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide an optical transmission circuit and an optical communication system capable of realizing an increase in communication speed. The above and other objects and novel features of the present invention will be apparent from the description of this specification and the accompanying drawings.
本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態の概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。 Of the inventions disclosed in the present application, the outline of a typical embodiment will be briefly described as follows.
本実施の形態のよる光送信回路は、レーザダイオードと、バイアス電流源と、ドライバ回路と、検出回路ブロックと、第1補償手段とを有するものとなっている。バイアス電流源は、レーザダイオードにバイアス電流を供給し、ドライバ回路は、当該バイアス電流に第1駆動電流を加算することでレーザダイオードを高光出力パワーで発光させ、当該バイアス電流から第2駆動電流を減算することでレーザダイオードを低光出力パワーで発光させる。検出回路ブロックは、レーザダイオードの温度を検出する温度検出回路を含み、この温度検出回路の検出結果と前述したバイアス電流の大きさに基づいて値が変動する第1制御信号を出力する。第1補償手段は、第1駆動電流の大きさと第2駆動電流の大きさとの差分を第1制御信号の値に応じて設定する。 The optical transmission circuit according to the present embodiment includes a laser diode, a bias current source, a driver circuit, a detection circuit block, and first compensation means. The bias current source supplies a bias current to the laser diode, and the driver circuit adds the first drive current to the bias current, thereby causing the laser diode to emit light with high optical output power, and generating the second drive current from the bias current. By subtracting, the laser diode emits light with low optical output power. The detection circuit block includes a temperature detection circuit that detects the temperature of the laser diode, and outputs a first control signal whose value varies based on the detection result of the temperature detection circuit and the magnitude of the bias current described above. The first compensation means sets the difference between the magnitude of the first drive current and the magnitude of the second drive current according to the value of the first control signal.
このように、レーザダイオードの温度とバイアス電流の大きさに基づいて、レーザダイオードの高光出力パワー側の駆動電流と低光出力パワー側の駆動電流とに差を持たせることで、レーザダイオードの光出力パワー特性が非線形となる領域を用いる場合であっても、レーザダイオードからの光出力のアイパターンを良質に保つことが可能となる。すなわち、バイアス電流を大きくすれば緩和信号周波数を高くできるが、その一方で高温になるほど光出力パワー特性が非線形となり、アイパターンに歪みが生じる。そこで、このアイパターンに歪みを前述した第1補償手段で補償することで、結果的に、通信速度の高速化が実現可能となる。 Thus, based on the temperature of the laser diode and the magnitude of the bias current, the difference between the driving current on the high optical output power side and the driving current on the low optical output power side of the laser diode can be made different. Even when a region where the output power characteristic is nonlinear is used, the eye pattern of the light output from the laser diode can be kept in good quality. That is, if the bias current is increased, the relaxation signal frequency can be increased. On the other hand, the optical output power characteristic becomes nonlinear and the eye pattern is distorted as the temperature increases. Therefore, by compensating the distortion in the eye pattern with the first compensation means described above, it is possible to realize a higher communication speed as a result.
また、本実施の形態のよる光送信回路は、前述した第1補償手段によってアイパターンの歪みを解消する代わりに、レーザダイオードの高光出力パワーと低光出力パワーとの間の振幅を小さくすることでアイパターンの歪みを解消するものとなっている。すなわち、振幅を小さくすることで、光出力パワー特性が等価的に線形領域とみなせるため、これによってアイパターンの歪みが解消できる。この方式は、比較的、近距離での通信を行う際に有益な方式であり、通信速度の高速化に加えて、振幅が小さいことから消費電力の低減も図れる。 Further, the optical transmission circuit according to the present embodiment reduces the amplitude between the high optical output power and the low optical output power of the laser diode, instead of eliminating the distortion of the eye pattern by the first compensation means described above. This eliminates the distortion of the eye pattern. In other words, by reducing the amplitude, the optical output power characteristic can be equivalently regarded as a linear region, so that the distortion of the eye pattern can be eliminated. This method is relatively useful when performing communication at a short distance. In addition to increasing the communication speed, the amplitude is small, so that power consumption can be reduced.
本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態によって得られる効果を簡単に説明すると、通信速度の高速化が実現可能となる。 Of the inventions disclosed in the present application, the effects obtained by the representative embodiments will be briefly described. Thus, the communication speed can be increased.
以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等(個数、数値、量、範囲等を含む)に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。 In the following embodiment, when it is necessary for the sake of convenience, the description will be divided into a plurality of sections or embodiments. However, unless otherwise specified, they are not irrelevant, and one is the other. Some or all of the modifications, details, supplementary explanations, and the like exist. Further, in the following embodiments, when referring to the number of elements (including the number, numerical value, quantity, range, etc.), especially when clearly indicated and when clearly limited to a specific number in principle, etc. Except, it is not limited to the specific number, and may be more or less than the specific number.
さらに、以下の実施の形態において、その構成要素(要素ステップ等も含む)は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。 Further, in the following embodiments, the constituent elements (including element steps and the like) are not necessarily indispensable unless otherwise specified and apparently essential in principle. Needless to say. Similarly, in the following embodiments, when referring to the shapes, positional relationships, etc. of the components, etc., the shapes are substantially the same unless otherwise specified, or otherwise apparent in principle. And the like are included. The same applies to the above numerical values and ranges.
また、実施の形態の各機能ブロックを構成する回路素子は、特に制限されないが、公知のCMOS(相補型MOSトランジスタ)等の集積回路技術によって、単結晶シリコンのような半導体基板上に形成される。なお、実施の形態では、MISFET(Metal Insulator Semiconductor Field Effect Transistor)の一例としてMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)(MOSトランジスタと略す)を用いるが、ゲート絶縁膜として非酸化膜を除外するものではない。図面にはMOSトランジスタの基板電位の接続は特に明記していないが、MOSトランジスタが正常動作可能な範囲であれば、その接続方法は特に限定しない。 The circuit elements constituting each functional block of the embodiment are not particularly limited, but are formed on a semiconductor substrate such as single crystal silicon by a known integrated circuit technology such as a CMOS (complementary MOS transistor). . In the embodiment, a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) (abbreviated as a MOS transistor) is used as an example of a MISFET (Metal Insulator Semiconductor Field Effect Transistor), but a non-oxide film is not excluded as a gate insulating film. Absent. Although the connection of the substrate potential of the MOS transistor is not particularly specified in the drawing, the connection method is not particularly limited as long as the MOS transistor can operate normally.
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. Note that components having the same function are denoted by the same reference symbols throughout the drawings for describing the embodiment, and the repetitive description thereof will be omitted.
(実施の形態1)
図1は、本発明の実施の形態1による光通信システムにおいて、その概略構成の一例を示すブロック図である。図1に示す光通信システムSYSは、例えば、ディジタル信号処理回路LOG_TX,LOG_RXと、フィードフォワードイコライザ回路FFEと、クロックデータリカバリ回路CDRと、送信回路ブロックTX_BKと、受信回路ブロックRX_BKと、光伝送ケーブル(光ファイバ等)OF_TX,OF_RXを含んで構成される。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram showing an example of a schematic configuration of an optical communication system according to
LOG_TXは、所望の送信データ信号をFFEを介してTX_BKに出力する。TX_BKは、この送信データ信号に応じた光信号を生成し、この光信号をOF_TXを介して他の光通信装置(図示せず)のRX_BKに向けて送信する。FFEは、例えばOF_TX等で生じ得るシンボル間干渉(ISI)等を補償するための所謂波形等化(波形成形)を行う回路である。一方、他の光通信装置(図示せず)のTX_BKによって生成された光信号は、OF_RXを介して伝送される。この光信号は、RX_BKによって受信され、RX_BKは、この光信号に応じた受信信号を生成し、CDRに出力する。CDRは、この受信信号からクロック信号および受信データ信号を再生し、LOG_RXに出力する。LOG_RXは、このクロック信号および受信データ信号を受けて所望の処理を行う。 LOG_TX outputs a desired transmission data signal to TX_BK via FFE. TX_BK generates an optical signal corresponding to the transmission data signal, and transmits this optical signal to RX_BK of another optical communication device (not shown) via OF_TX. The FFE is a circuit that performs so-called waveform equalization (waveform shaping) for compensating inter-symbol interference (ISI) or the like that may occur in, for example, OF_TX. On the other hand, an optical signal generated by TX_BK of another optical communication device (not shown) is transmitted via OF_RX. This optical signal is received by RX_BK, and RX_BK generates a reception signal corresponding to this optical signal and outputs it to the CDR. The CDR reproduces a clock signal and a received data signal from this received signal and outputs them to LOG_RX. LOG_RX receives the clock signal and the received data signal and performs desired processing.
TX_BKは、FFEの出力信号を増幅するプリドライバ回路PDVと、PDVの出力に応じた駆動電流を生成するレーザドライバ回路LDVと、LDVからの駆動電流に応じた光信号を生成し、OF_TXに送信するレーザダイオードLDを備えている。一方、RX_BKは、OF_RXからの光信号に応じた電流信号を生成するフォトダイオードPDと、この電流信号を増幅ならびに電圧信号に変換するトランスインピーダンスアンプ回路TIAと、TIAの出力を更に増幅し、CDRに出力するポストアンプ回路PAMPを備えている。 TX_BK generates a pre-driver circuit PDV that amplifies the output signal of the FFE, a laser driver circuit LDV that generates a driving current according to the output of the PDV, and an optical signal according to the driving current from the LDV, and transmits the optical signal to OF_TX A laser diode LD is provided. On the other hand, RX_BK further includes a photodiode PD that generates a current signal corresponding to the optical signal from OF_RX, a transimpedance amplifier circuit TIA that amplifies and converts the current signal into a voltage signal, and further amplifies the output of TIA. Is provided with a post-amplifier circuit PAMP.
このような光通信システムSYSでは、光伝送ケーブルOF_TX,OF_RXを介して行われるデータの通信速度が数十Gbps(例えば25Gbps)以上に達している。これに対応するためには、図17等で述べたように、LDの緩和振動周波数を向上させる必要があるが、LDの構造的な改良による周波数向上のみでは通信速度の高速化に十分に対応できない恐れがあり、バイアス電流の増加が必要とされてくる。この場合、図18に示したように、特に高温時におけるアイパターンの歪みが懸念される。RX_BKのPDが出力する電流信号は例えば数百μAといった非常に小さいオーダーであるため、アイパターンが歪むとTIAが誤動作する可能性が高くなる。また、高速化が進むにつれてTX_BK自体の発熱も生じ易く、アイパターンの歪みがより懸念される。そこで、後述する各種方式を用いることが有益となる。 In such an optical communication system SYS, the communication speed of data performed via the optical transmission cables OF_TX and OF_RX reaches several tens of Gbps (for example, 25 Gbps) or more. In order to cope with this, as described in FIG. 17 and the like, it is necessary to improve the relaxation oscillation frequency of the LD, but it is sufficient to increase the communication speed only by improving the frequency by structural improvement of the LD. There is a possibility that it cannot be performed, and an increase in bias current is required. In this case, as shown in FIG. 18, there is a concern about distortion of the eye pattern particularly at high temperatures. Since the current signal output by the PD of RX_BK is in a very small order, for example, several hundred μA, there is a high possibility that the TIA malfunctions when the eye pattern is distorted. Further, as the speed increases, TX_BK itself tends to generate heat, and there is a greater concern about eye pattern distortion. Therefore, it is beneficial to use various methods described later.
図2は、図1の送信回路ブロックTX_BKにおいて、レーザダイオードLDからの光出力パワーを均一に保つための各種補償内容を説明する概念図である。図2では、LDの緩和振動周波数を向上させるためLDのバイアス電流Ibを増大させたことに伴い、高温時においてLD駆動電流に対する光出力パワーの傾きが非線形となる領域を用いる場合を想定している。ここで、温度に依らず、LDを、中間光出力パワーPmidを基準としてΔPacだけ高い最大光出力パワーPmaxと、ΔPacだけ低い最小光出力パワーPminの間で遷移させる場合を考える。すなわち、温度に依らず、一定の振幅を持ち、かつその振幅の中心位置がアイパターンのクロス点となる光出力パワーを得ることを考える。このためには、次の3個を対象とした補償が必要となる。 FIG. 2 is a conceptual diagram illustrating various compensation contents for keeping the optical output power from the laser diode LD uniform in the transmission circuit block TX_BK of FIG. In FIG. 2, it is assumed that a region in which the slope of the optical output power with respect to the LD drive current becomes nonlinear at high temperatures is used as the LD bias current Ib is increased in order to improve the relaxation oscillation frequency of the LD. Yes. Here, a case is considered in which the LD is transitioned between the maximum optical output power Pmax higher by ΔPac and the minimum optical output power Pmin lower by ΔPac than the intermediate optical output power Pmid, regardless of the temperature. That is, it is considered to obtain an optical output power having a constant amplitude regardless of the temperature and whose center position is the cross point of the eye pattern. For this purpose, compensation for the following three is required.
第1の補償対象は、Pmidに対応する低温時のLDのバイアス電流Ib(lt)とPmidに対応する高温時のLDのバイアス電流Ib(ht)との差分(ΔIb)である。第2の補償対象は、ΔPacを得るのに必要な低温時のLD駆動電流(Iac(lt))と高温時のLD駆動電流(Iac1(ht))との差分である。第3の補償対象は、高温時において、Pmidを基準としてΔPacだけ低い光出力パワーを得るのに必要なLD駆動電流(Iac1(ht))とΔPacだけ高い光出力パワーを得るのに必要なLD駆動電流(Iac2(ht))との差分である。 The first compensation target is the difference (ΔIb) between the LD bias current Ib (lt) at low temperature corresponding to Pmid and the LD bias current Ib (ht) at high temperature corresponding to Pmid. The second compensation target is the difference between the LD driving current (Iac (lt)) at low temperature and the LD driving current (Iac1 (ht)) at high temperature necessary to obtain ΔPac. The third object of compensation is an LD driving current (Iac1 (ht)) required to obtain an optical output power that is lower by ΔPac with respect to Pmid at a high temperature and an LD that is required to obtain an optical output power that is higher by ΔPac. This is the difference from the drive current (Iac2 (ht)).
図3は、図1の光通信システムにおける送信回路ブロックTX_BKの詳細を示すものであり、(a)、(b)は、それぞれ異なる構成例を示すブロック図である。図3(a)に示す送信回路ブロック(光送信回路)TX_BK1aは、プリドライバ回路PDV1aと、レーザドライバ回路LDV1aと、レーザダイオードLD1と、温度・光検出回路ブロックPTDET_BKを備えている。LDV1aは、入力電圧信号に応じた充電電流Iac1または放電電流Iac2を出力するドライバ回路DRVと、このDRVの出力ノードと接地電源電圧GNDの間に設けられ、バイアス電流Ibを生成する可変電流源ISb1とを備えている。LD1は、アノードが電源電圧VCCに、カソードがDRVの出力ノードにそれぞれ接続され、(Ib−Iac1)または(Ib+Iac2)を駆動電流として光信号を出力する。この光信号は、光伝送ケーブルOF_TXに送出されると共に、PTDET_BKにも送出される。 FIG. 3 shows details of the transmission circuit block TX_BK in the optical communication system of FIG. 1, and (a) and (b) are block diagrams showing different configuration examples. A transmission circuit block (optical transmission circuit) TX_BK1a shown in FIG. 3A includes a pre-driver circuit PDV1a, a laser driver circuit LDV1a, a laser diode LD1, and a temperature / light detection circuit block PTDET_BK. LDV1a is provided between driver circuit DRV that outputs charging current Iac1 or discharging current Iac2 according to an input voltage signal, and variable current source ISb1 that is provided between the output node of DRV and ground power supply voltage GND and generates bias current Ib. And. LD1 has an anode connected to power supply voltage VCC and a cathode connected to an output node of DRV, and outputs an optical signal using (Ib−Iac1) or (Ib + Iac2) as a drive current. This optical signal is sent to the optical transmission cable OF_TX and also sent to PTDET_BK.
PTDET_BKは、光検出センサおよび温度センサを含み、LD1からの光信号のパワーおよびLD1の温度を検出する。そして、これらの検出結果に基づいて3種類の制御信号S_CTLb,S_CTLg,S_CTLoを生成する。S_CTLbは、光検出センサの検出結果に応じて変動し、前述した可変電流源ISb1のバイアス電流Ibの値を制御する。すなわち、S_CTLbは、光信号のパワーを一定に保つようにIbの値を制御し、これによって図2で述べた第1の補償対象(ΔIb)の補償を実現する。 PTDET_BK includes a light detection sensor and a temperature sensor, and detects the power of the optical signal from LD1 and the temperature of LD1. Based on these detection results, three types of control signals S_CTLb, S_CTLg, and S_CTLo are generated. S_CTLb varies according to the detection result of the light detection sensor, and controls the value of the bias current Ib of the variable current source ISb1 described above. That is, S_CTLb controls the value of Ib so as to keep the power of the optical signal constant, thereby realizing the compensation of the first compensation target (ΔIb) described in FIG.
プリドライバ回路PDV1aは、差動入力を受けて差動出力を行う可変増幅回路VAMPpと、この差動対の間にオフセットを加える可変オフセット回路VOFを備えている。PDV1aからの差動出力は、前述したドライバ回路DRVの入力となる。なお、ここでは、VOFをVAMPpの出力側に設けているが入力側に設けることも可能である。ここで、VAMPpの利得は、前述した制御信号S_CTLgによって制御される。S_CTLgは、温度センサの検出結果に応じて変動する。すなわち、S_CTLgは、低温時においてはVAMPpの利得を小さくすることでDRVを介した交流電流信号Iacの大きさを小さくし、高温時においてはVAMPpの利得を大きくすることでDRVを介したIacの大きさを大きくする。これによって、図2で述べた第2の補償対象(Iac(lt)とIac1(ht)の差分)の補償を実現する。 The pre-driver circuit PDV1a includes a variable amplifier circuit VAMPp that receives a differential input and outputs a differential output, and a variable offset circuit VOF that adds an offset between the differential pair. The differential output from the PDV 1a becomes the input of the driver circuit DRV described above. Although VOF is provided on the output side of VAMPp here, it can be provided on the input side. Here, the gain of VAMPp is controlled by the control signal S_CTLg described above. S_CTLg varies depending on the detection result of the temperature sensor. That is, S_CTLg reduces the magnitude of the AC current signal Iac via DRV by reducing the gain of VAMPp at low temperatures, and increases the gain of VAMPp at high temperatures by reducing the gain of VAMPp. Increase the size. Thereby, the compensation of the second compensation target (difference between Iac (lt) and Iac1 (ht)) described in FIG. 2 is realized.
また、可変オフセット回路VOFは、前述した制御信号S_CTLoによって制御される。S_CTLoは、光検出センサの検出結果と温度センサの検出結果に応じて変動する。すなわち、S_CTLoは、高温時において、例えばドライバ回路DRVに向けたハイレベル側の入力振幅がロウレベル側の入力振幅よりも大きくなるようにVOFのオフセット電圧を制御し、DRVを介した放電電流(Iac2)が充電電流(Iac1)よりも大きくなるように制御する。これによって図2で述べた第3の補償対象(Iac1(ht)とIac2(ht)の差分)の補償を実現する。 The variable offset circuit VOF is controlled by the control signal S_CTLo described above. S_CTLo varies depending on the detection result of the light detection sensor and the detection result of the temperature sensor. That is, S_CTLo controls the offset voltage of the VOF so that the input amplitude on the high level side, for example, toward the driver circuit DRV becomes larger than the input amplitude on the low level side at a high temperature, and the discharge current (Iac2 via IDR2) ) Is larger than the charging current (Iac1). Thereby, the compensation of the third compensation target (difference between Iac1 (ht) and Iac2 (ht)) described in FIG. 2 is realized.
図3(b)に示す送信回路ブロック(光送信回路)TX_BK1bは、図3(a)に示した送信回路ブロックTX_BK1aと比較して、TX_BK1aのプリドライバ回路PDV1aがプリドライバ回路PDV1bに置き換わり、TX_BK1aのレーザドライバ回路LDV1aがレーザドライバ回路LDV1bに置き換わった構成となっている。PDV1bは、PDV1aにおける可変増幅回路VAMPpが増幅回路AMPpに置き換わった構成となっており、LDV1bは、LDV1aにおけるドライバ回路DRVが可変ドライバ回路VDRVに置き換わった構成となっている。ここで、温度・光検出回路ブロックPTDET_BKからの制御信号S_CTLgは、VAMPpの代わりにVDRVに入力される。すなわち、前述したTX_BK1aは、レーザドライバ回路内のドライバ回路の入力振幅を変えることで出力振幅を変える構成であったが、TX_BK1bは、ドライバ回路の入力振幅を変えずに出力振幅を変える構成となっている。 The transmission circuit block (optical transmission circuit) TX_BK1b shown in FIG. 3B is different from the transmission circuit block TX_BK1a shown in FIG. 3A in that the predriver circuit PDV1a of TX_BK1a is replaced with the predriver circuit PDV1b, and TX_BK1a The laser driver circuit LDV1a is replaced with the laser driver circuit LDV1b. The PDV 1b has a configuration in which the variable amplifier circuit VAMPp in the PDV 1a is replaced with the amplifier circuit AMPp, and the LDV 1b has a configuration in which the driver circuit DRV in the LDV 1a is replaced with the variable driver circuit VDRV. Here, the control signal S_CTLg from the temperature / light detection circuit block PTDET_BK is input to VDRV instead of VAMPp. That is, the above-described TX_BK1a is configured to change the output amplitude by changing the input amplitude of the driver circuit in the laser driver circuit, but TX_BK1b is configured to change the output amplitude without changing the input amplitude of the driver circuit. ing.
図4は、図3(a)の送信回路ブロックTX_BK1aの変形例を示すブロック図である。図4に示す送信回路ブロックTX_BK1a’は、図3(a)の送信回路ブロックTX_BK1aと比較して、レーザドライバ回路LDV1a’およびレーザダイオードLD1’の構成が異なっている。LDV1a’では、ドライバ回路DRVの出力ノードと電源電圧VCCの間に可変電流源ISb1’が設けられ、LD1’は、アノードがDRVの出力ノードに、カソードが接地電源電圧GNDにそれぞれ接続される。また、この極性の違いに伴い、ドライバ回路DRVからは、図3(a)とは反対に充電電流(Iac2)と放電電流(Iac1)が生成される。図4の構成例と図3(a)の構成例は、レーザダイオードの仕様に応じて適宜使い分けられる。
FIG. 4 is a block diagram showing a modification of the transmission circuit block TX_BK1a of FIG. The transmission circuit block TX_BK1a 'shown in FIG. 4 differs from the transmission circuit block TX_BK1a shown in FIG. 3A in the configurations of the laser driver circuit LDV1a' and the laser diode LD1 '. In the LDV 1 a ′, a variable
図5は、図3(a)、(b)の送信回路ブロックTX_BKにおいて、プリドライバ回路PDVの主要な動作概念を示した図である。まず、図18で述べたように、高温時において高光出力パワーを得る際にバイアス電流Ibに対して加える放電電流(Iac2)と低光出力パワーを得る際にIbから減算する充電電流(Iac1)とを等しくした場合、Iac2側の電流値が不足するため、光出力パワーを縦軸としたアイパターンのクロス点は中心からプラス側にシフトする(図5の高温特性)。そこで、高温時における図18の特性を仮想的に線形特性とみなして、この仮想条件の下で、前述したプラス側のシフト量と等しい分だけクロス点がマイナス側にシフトしたようなアイパターン(図5の補正特性)を生成すべく、レーザダイオードを駆動する。具体的には、前述したIac2側の電流値の不足分を補い、Iac1<Iac2となるようにオフセットを加えてレーザダイオードを駆動する。そうすると、前述した高温時のプラス側のシフト量と仮想的に補正したマイナス側のシフト量とが相殺され、結果的に、アイパターンのクロス点が中心に設定される。これによって、アイが拡大し、波形品質の向上が図れる。 FIG. 5 is a diagram showing a main operation concept of the pre-driver circuit PDV in the transmission circuit block TX_BK of FIGS. 3 (a) and 3 (b). First, as described in FIG. 18, the discharge current (Iac2) applied to the bias current Ib when obtaining high optical output power at a high temperature and the charging current (Iac1) subtracted from Ib when obtaining low optical output power. Since the current value on the Iac2 side is insufficient, the cross point of the eye pattern with the optical output power as the vertical axis shifts from the center to the plus side (high temperature characteristics in FIG. 5). Therefore, the characteristic of FIG. 18 at a high temperature is virtually regarded as a linear characteristic, and an eye pattern in which the cross point is shifted to the minus side by an amount equal to the above-described shift amount on the plus side under this virtual condition ( In order to generate the correction characteristic of FIG. 5, the laser diode is driven. Specifically, the shortage of the current value on the Iac2 side described above is compensated, and the laser diode is driven by adding an offset so that Iac1 <Iac2. Then, the above-described plus shift amount at the time of high temperature and the virtually corrected minus shift amount are offset, and as a result, the cross point of the eye pattern is set at the center. This enlarges the eye and improves the waveform quality.
図6は、図3(a)の送信回路ブロックTX_BK1aにおいて、その詳細な構成例を示す回路ブロック図である。図6において、プリドライバ回路PDV1aに含まれる可変増幅回路VAMPpは、差動対となるNMOSトランジスタMNp,MNnと、そのテール電流源となる電流源ISdと、差動負荷となる抵抗Rp,Rnを備えている。MNp,MNnは、ソースが共通に接続され、MNpは、ゲートが正極入力ノードPIに、ドレインが負極出力ノードNOにそれぞれ接続され、MNnは、ゲートが負極入力ノードNIに、ドレインが正極出力ノードPOにそれぞれ接続される。ISdは、MNp,MNnのソースと接地電源電圧GNDの間に接続される。Rp,Rnは、一端が共通に電源電圧VCCに接続され、Rpの他端はNOに接続され、Rnの他端はPOに接続される。また、PDV1aに含まれる可変オフセット回路VOFは、負極出力ノードNOとGNDの間に接続され、電流Inを流す可変電流源ISnと、正極出力ノードPOとGNDの間に接続され、電流Ipを流す可変電流源ISpを備えている。 FIG. 6 is a circuit block diagram showing a detailed configuration example of the transmission circuit block TX_BK1a in FIG. In FIG. 6, the variable amplifier circuit VAMPp included in the pre-driver circuit PDV1a includes NMOS transistors MNp and MNn as a differential pair, a current source ISd as a tail current source, and resistors Rp and Rn as a differential load. I have. MNp and MNn have sources connected in common, MNp has a gate connected to a positive input node PI, a drain connected to a negative output node NO, and MNn has a gate connected to a negative input node NI and a drain connected to a positive output node. Connected to each PO. ISd is connected between the sources of MNp and MNn and the ground power supply voltage GND. One ends of Rp and Rn are commonly connected to the power supply voltage VCC, the other end of Rp is connected to NO, and the other end of Rn is connected to PO. The variable offset circuit VOF included in the PDV 1a is connected between the negative output node NO and GND, is connected between the variable current source ISn that flows the current In, and the positive output node PO and GND, and flows the current Ip. A variable current source ISp is provided.
また、図6において、温度・光検出回路ブロックPTDET_BK1は、光検出センサとなるフォトダイオードPD1と、ロウパスフィルタLPFと、エラーアンプ回路EAと、サーミスタ等の温度センサTSENと、オフセット電圧変換テーブルTBLoと、ゲイン制御変換テーブルTBLgを備えている。PD1は、レーザダイオードLD1からの光信号に応じた電流信号を出力する。LPFは、この電流信号を電圧信号に変換すると共に平滑化する。すなわち、LPFからは、LD1の平均光出力パワーに対応する電圧が出力される。EAは、このLPFからの出力電圧と、予め設定した参照電圧Vrefとの差分を増幅し、制御信号S_CTLbを生成する。Vrefは、図2の中間光出力パワーPmidを予め設定するための電圧値であり、EAは、S_CTLbを介して、LPFの出力電圧(すなわち平均光出力パワー)がVref(すなわち予め定めたPmid)に収束するように、バイアス電流Ibの大きさを制御する。これによって、図2で述べた第1の補償対象の補償が行われる。
In FIG. 6, a temperature / light detection circuit block PTDET_BK1 includes a photodiode PD1 serving as a light detection sensor, a low-pass filter LPF, an error amplifier circuit EA, a temperature sensor TSEN such as a thermistor, and an offset voltage conversion table TBLo. And a gain control conversion table TBLg. PD1 outputs a current signal corresponding to the optical signal from the laser diode LD1. The LPF converts the current signal into a voltage signal and smoothes it. That is, a voltage corresponding to the average optical output power of the
TSENは、LD1の温度を検出する。TBLgは、TSENの検出結果を受けてそれに応じた制御信号S_CTLgを可変増幅回路VAMPpに出力する。VAMPpは、S_CTLgに応じて、例えば、RpとRnの大きさを可変にしたり、またはISdの電流値を可変にする等で利得を変更する。TBLgは、LD1の温度が高くなるにつれてVAMPpの利得が大きくするようなS_CTLgを出力し、これによって図2で述べた第2の補償対象の補償を行う。TBLoは、LPFの出力電圧(等価的に参照電圧Vrefやバイアス電流Ibであってもよい)とTSENの検出結果を受けてそれに応じた制御信号S_CTLoを可変オフセット回路VOFに出力する。VOFは、S_CTLoに応じて、LPFの出力電圧(等価的にVrefまたはIb)が大きくなるほどオフセット量(すなわち電流Inと電流Ipの差分)を増大させ、かつ高温になるほどオフセット量を増大させる。これによって、図2で述べた第3の補償対象の補償が行われる。 TSEN detects the temperature of LD1. The TBLg receives the detection result of TSEN and outputs a control signal S_CTLg corresponding to the detection result to the variable amplifier circuit VAMPp. VAMPp changes the gain according to S_CTLg, for example, by changing the magnitudes of Rp and Rn, or changing the current value of ISd. TBLg outputs S_CTLg that increases the gain of VAMPp as the temperature of LD1 increases, and thereby compensates the second compensation target described in FIG. TBLo receives the output voltage of LPF (which may be equivalent to reference voltage Vref or bias current Ib) and the detection result of TSEN, and outputs a control signal S_CTLo according to it to variable offset circuit VOF. The VOF increases the offset amount (that is, the difference between the current In and the current Ip) as the output voltage (equivalently Vref or Ib) of the LPF increases in accordance with S_CTLo, and increases the offset amount as the temperature increases. As a result, the third compensation target described in FIG. 2 is compensated.
なお、各テーブル(TBLg,TBLo)は、例えば、ロジック演算回路、メモリ回路、アナログ・ディジタル変換回路、ディジタル・アナログ変換回路等といった汎用的な回路を適宜組み合わせることで、様々の方式で実現可能である。例えば、単純にメモリ回路内に入力データと各入力データに対応する出力データを保持して変換を行う方式や、予め入出力間の変換式を定義して、入力データに対する出力データをロジック演算回路等で演算する方式などが挙げられる。また場合によっては、アナログ入力を受け、その大きさに応じて重み付けを行い、重み付けがなされたアナログ出力を生成する専用のアナログ回路等で実現してもよい。 Each table (TBLg, TBLo) can be realized by various methods by appropriately combining general-purpose circuits such as a logic operation circuit, a memory circuit, an analog / digital conversion circuit, a digital / analog conversion circuit, and the like. is there. For example, a method of performing conversion by simply holding input data and output data corresponding to each input data in a memory circuit, or defining a conversion formula between input and output in advance, and outputting output data for input data to a logic operation circuit The method of calculating by etc. is mentioned. In some cases, it may be realized by a dedicated analog circuit that receives an analog input, performs weighting according to the size, and generates a weighted analog output.
図7は、図6の送信回路ブロックTX_BK1aにおいて、その主要な動作例を示す波形図である。図7においては、図6の可変オフセット回路VOFに伴う動作例が示されている。図7に示すように、まず、図6の可変増幅回路VAMPpの差動入力ノードPI,NIにハイレベル側の電圧振幅とロウレベル側の電圧振幅が等しい信号が入力された場合を想定する。ここで、図6のVOFにおいて、制御信号S_CTLoに伴い例えばInがIpよりもΔIだけ大きくなるように制御された場合、正極出力ノードPOの中心電圧レベルが負極出力ノードNOの中心電圧レベルよりもΔI×Rpだけ上昇した状態で定常的な波形遷移が行われる。その結果、図7に示すように、POを基準としたハイレベル側の差動電圧振幅がロウレベル側の差動電圧振幅よりも大きくなり、これを受けて、図6のドライバ回路DRVは、充電電流(Iac1)よりも大きい放電電流(Iac2)を用いてレーザダイオードLD1を駆動する。 FIG. 7 is a waveform diagram showing a main operation example in the transmission circuit block TX_BK1a of FIG. FIG. 7 shows an operation example associated with the variable offset circuit VOF of FIG. As shown in FIG. 7, first, a case is assumed in which a signal having the same voltage amplitude on the high level side and voltage amplitude on the low level side is input to the differential input nodes PI and NI of the variable amplifier circuit VAMPp in FIG. Here, in the VOF of FIG. 6, when the control signal S_CTLo is controlled so that, for example, In becomes larger than Ip by ΔI, the center voltage level of the positive output node PO is higher than the center voltage level of the negative output node NO. Steady waveform transition is performed in a state where it is increased by ΔI × Rp. As a result, as shown in FIG. 7, the differential voltage amplitude on the high level side with respect to PO becomes larger than the differential voltage amplitude on the low level side, and the driver circuit DRV in FIG. The laser diode LD1 is driven using a discharge current (Iac2) larger than the current (Iac1).
以上のように、本実施の形態1による光送信回路および光通信システムを用いることで、代表的には、緩和振動周波数を向上させるためレーザダイオードのバイアス電流を増大させた場合、更には温度が変動した場合にも良好な光出力パワーの波形品質を確保できるため、通信速度の高速化が実現可能となる。 As described above, by using the optical transmission circuit and the optical communication system according to the first embodiment, typically, when the bias current of the laser diode is increased to improve the relaxation oscillation frequency, the temperature further increases. Even when it fluctuates, the waveform quality of good optical output power can be ensured, so that the communication speed can be increased.
(実施の形態2)
前述した実施の形態1では、可変オフセット回路VOFによるオフセット電圧の調整によって高温時等における光出力パワーの非線形特性を補償したが、本実施の形態2では、これとは異なる方式を用いて同様の補償を行う。図8は、本発明の実施の形態2による光送信回路において、光出力パワーの非線形特性を補償するための動作概念を示す図である。図5でも述べたように、高温時等で非線形領域を用いる場合には、バイアス電流Ibに対する放電電流(Iac2)が充電電流(Iac1)と比較して不足するため、光出力パワーを縦軸としたアイパターンのクロス点は中心からプラス側にシフトする(図8の高温特性)。
(Embodiment 2)
In the first embodiment described above, the nonlinear characteristic of the optical output power at high temperature or the like is compensated by adjusting the offset voltage by the variable offset circuit VOF. However, in the second embodiment, a similar method is used by using a different method. Compensate. FIG. 8 is a diagram illustrating an operation concept for compensating for the nonlinear characteristic of the optical output power in the optical transmission circuit according to the second embodiment of the present invention. As described in FIG. 5, when the nonlinear region is used at a high temperature or the like, the discharge current (Iac2) with respect to the bias current Ib is insufficient as compared with the charging current (Iac1). The cross point of the eye pattern shifted from the center to the plus side (high temperature characteristics in FIG. 8).
そこで、高温時等における光出力パワーの特性を仮想的に線形特性とみなして、この仮想条件の下で、前述したアイパターン(図8の高温特性)を縦軸方向の中心軸を基準として上下対象にしたようなアイパターン(図8の補正特性)を生成すべく、レーザダイオードを駆動する。具体的には、波形等化による波形形状の加工によって、このような仮想的なアイパターンを生成する。そうすると、図8の高温特性に示すアイパターンと図8の補正特性に示すアイパターンとが相殺され、結果的に、アイパターンのクロス点が中心に設定される。これによって、アイが拡大し、波形品質の向上が図れる。 Therefore, the characteristics of the optical output power at a high temperature and the like are virtually regarded as linear characteristics, and under this virtual condition, the above-described eye pattern (high temperature characteristics in FIG. 8) is vertically changed with the central axis in the vertical axis direction as a reference. The laser diode is driven to generate an eye pattern (correction characteristics in FIG. 8) as intended. Specifically, such a virtual eye pattern is generated by processing the waveform shape by waveform equalization. Then, the eye pattern shown in the high temperature characteristic of FIG. 8 and the eye pattern shown in the correction characteristic of FIG. 8 cancel each other, and as a result, the cross point of the eye pattern is set at the center. This enlarges the eye and improves the waveform quality.
図9は、本発明の実施の形態2による光送信回路において、図1の光通信システムにおける送信回路ブロックTX_BKの詳細を示すものであり、(a)、(b)は、それぞれ異なる構成例を示すブロック図である。図9(a)に示す送信回路ブロック(光送信回路)TX_BK2aは、プリドライバ回路PDV2aと、レーザドライバ回路LDV1aと、レーザダイオードLD1と、温度・光検出回路ブロックPTDET_BKを備えている。図9(a)のTX_BK2aは、図3(a)の送信回路ブロックTX_BK1aと比較して、TX_BK1aのプリドライバ回路PDV1aがTX_BK2aのプリドライバ回路PDV2aに置き換わった構成となっている。また、これに伴い、PTDET_BKは、図3(a)の場合と異なりPDV2aに向けて制御信号S_CTLeを出力する構成となっている。これら以外の構成に関しては図3(a)と同様であるため、詳細な説明は省略する。 FIG. 9 shows details of the transmission circuit block TX_BK in the optical communication system of FIG. 1 in the optical transmission circuit according to the second embodiment of the present invention. (A) and (b) are different configuration examples. FIG. The transmission circuit block (optical transmission circuit) TX_BK2a shown in FIG. 9A includes a pre-driver circuit PDV2a, a laser driver circuit LDV1a, a laser diode LD1, and a temperature / light detection circuit block PTDET_BK. The TX_BK2a in FIG. 9A has a configuration in which the predriver circuit PDV1a of TX_BK1a is replaced with the predriver circuit PDV2a of TX_BK2a, as compared with the transmission circuit block TX_BK1a of FIG. Accordingly, PTDET_BK is configured to output the control signal S_CTLe toward the PDV 2a, unlike the case of FIG. Since the configuration other than these is the same as that of FIG. 3A, detailed description thereof is omitted.
PDV2aは、例えば、複数の可変増幅回路および複数の可変遅延回路を組み合わせて構成した波形等化回路となっている。制御信号S_CLLeは、各可変増幅回路および可変遅延回路の可変量を制御し、これによって、PDV2aは、所定の波形形状を備えた出力波形を生成する。例えば、前述した図8の補正特性に対応するような波形形状を生成することで、図2で述べた第3の補償対象の補償が行える。更に、PDV2aは、この波形形状の全体的な振幅の大きさをS_CTLeに応じて変更する。これによって、図2で述べた第2の補償対象の補償が行える。 The PDV 2a is, for example, a waveform equalization circuit configured by combining a plurality of variable amplifier circuits and a plurality of variable delay circuits. The control signal S_CLLe controls the variable amount of each variable amplifier circuit and variable delay circuit, whereby the PDV 2a generates an output waveform having a predetermined waveform shape. For example, the third compensation object described in FIG. 2 can be compensated by generating a waveform shape corresponding to the correction characteristic of FIG. 8 described above. Further, the PDV 2a changes the overall amplitude of the waveform shape according to S_CTLe. As a result, the second compensation object described in FIG. 2 can be compensated.
一方、図9(b)に示す送信回路ブロック(光送信回路)TX_BK2bは、プリドライバ回路PDV2bと、レーザドライバ回路LDV1bと、レーザダイオードLD1と、温度・光検出回路ブロックPTDET_BKを備えている。図9(b)のTX_BK2bは、図3(b)の送信回路ブロックTX_BK1bと比較して、TX_BK1bのプリドライバ回路PDV1bがTX_BK2bのプリドライバ回路PDV2bに置き換わった構成となっている。また、これに伴い、PTDET_BKは、図3(b)の場合と異なりPDV2bに向けて制御信号S_CTLeを出力する構成となっている。これら以外の構成に関しては図3(b)と同様であるため、詳細な説明は省略する。 On the other hand, the transmission circuit block (optical transmission circuit) TX_BK2b shown in FIG. 9B includes a pre-driver circuit PDV2b, a laser driver circuit LDV1b, a laser diode LD1, and a temperature / light detection circuit block PTDET_BK. The TX_BK2b in FIG. 9B has a configuration in which the predriver circuit PDV1b of TX_BK1b is replaced with the predriver circuit PDV2b of TX_BK2b, as compared with the transmission circuit block TX_BK1b of FIG. 3B. Accordingly, PTDET_BK is configured to output a control signal S_CTLe to PDV 2b, unlike the case of FIG. 3B. Since the configuration other than these is the same as that of FIG. 3B, detailed description thereof is omitted.
PDV2bは、図9(a)のPDV2aと同様に、例えば、複数の可変増幅回路および複数の可変遅延回路を組み合わせて構成した波形等化回路となっている。制御信号S_CTLeは、各可変増幅回路および可変遅延回路の可変量を制御し、これによって、PDV2bは、所定の波形形状を備えた出力波形を生成する。例えば、前述した図8の補正特性に対応するような波形形状を生成することで、図2で述べた第3の補償対象の補償が行える。ただし、図9(a)の場合と異なり、第2の補償対象の補償は、レーザドライバ回路LDV1bで行われる。なお、図9(a)、(b)におけるレーザダイオードLD1とレーザドライバ回路LDV1a,LDV1bとの接続関係は、図4に示したように適宜変更することも可能である。 The PDV 2b is, for example, a waveform equalization circuit configured by combining a plurality of variable amplifier circuits and a plurality of variable delay circuits, similarly to the PDV 2a of FIG. 9A. The control signal S_CTLe controls the variable amount of each variable amplifier circuit and variable delay circuit, whereby the PDV 2b generates an output waveform having a predetermined waveform shape. For example, the third compensation object described in FIG. 2 can be compensated by generating a waveform shape corresponding to the correction characteristic of FIG. 8 described above. However, unlike the case of FIG. 9A, the compensation of the second compensation target is performed by the laser driver circuit LDV1b. Note that the connection relationship between the laser diode LD1 and the laser driver circuits LDV1a and LDV1b in FIGS. 9A and 9B can be changed as appropriate as shown in FIG.
図10は、図9(b)の送信回路ブロックTX_BK2bにおいて、その詳細な構成例を示す回路ブロック図である。図10において、プリドライバ回路PDV2bは、例えば、3個の可変増幅回路VAMP1〜VAMP3と、2個の可変遅延回路VDLY1,VDLY2と、加算回路ADDを備えている。VDLY1はPDV2bへの入力信号を遅延させ、VDLY2はVDLY1の出力信号を遅延させる。VAMP1はPDV2bへの入力信号を増幅し、VAMP2はVDLY1の出力信号を増幅し、VAMP3はVDLY2の出力信号を増幅する。ADDは、VAMP1〜VAMP3の出力信号を加算し、レーザドライバ回路LDV1bに出力する。 FIG. 10 is a circuit block diagram showing a detailed configuration example of the transmission circuit block TX_BK2b in FIG. 9B. In FIG. 10, the pre-driver circuit PDV2b includes, for example, three variable amplifier circuits VAMP1 to VAMP3, two variable delay circuits VDLY1 and VDLY2, and an adder circuit ADD. VDLY1 delays the input signal to PDV2b, and VDLY2 delays the output signal of VDLY1. VAMP1 amplifies the input signal to PDV2b, VAMP2 amplifies the output signal of VDLY1, and VAMP3 amplifies the output signal of VDLY2. The ADD adds the output signals of VAMP1 to VAMP3 and outputs them to the laser driver circuit LDV1b.
また、図10において、温度・光検出回路ブロックPTDET_BK2は、光検出センサとなるフォトダイオードPD1と、ロウパスフィルタLPFと、エラーアンプ回路EAと、サーミスタ等の温度センサTSENと、波形等化制御信号変換テーブルTBLeと、ゲイン制御変換テーブルTBLgを備えている。すなわち、図10のPTDET_BK2は、図6の温度・光検出回路ブロックPTDET_BK1と比較して、PTDET_BK1のオフセット電圧変換テーブルTBLoがPTDET_BK2のTBLeに置き換わった構成となっている。これ以外の構成に関しては、図6のPTDET_BK1と同様であるため、詳細な説明は省略する。 In FIG. 10, a temperature / photodetection circuit block PTDET_BK2 includes a photodiode PD1 serving as a photodetection sensor, a low-pass filter LPF, an error amplifier circuit EA, a temperature sensor TSEN such as a thermistor, and a waveform equalization control signal. A conversion table TBLe and a gain control conversion table TBLg are provided. That is, PTDET_BK2 in FIG. 10 has a configuration in which the offset voltage conversion table TBLo in PTDET_BK1 is replaced with TBLe in PTDET_BK2, as compared with the temperature / light detection circuit block PTDET_BK1 in FIG. Since the configuration other than this is the same as PTDET_BK1 in FIG. 6, detailed description thereof is omitted.
TBLeは、LPFの出力電圧(等価的にVrefまたはIb)とTSENの検出結果を受けてそれに応じた制御信号S_CTLeをPDV2bに出力する。PDV2bは、S_CTLeを受けて、VAMP1〜VAMP3の利得を個別に設定し、VDLY1,VDLY2の遅延量を個別に設定することで、図8の補正特性に対応する出力波形形状を作り出す。TBLeには、LPFの出力電圧(等価的にVrefまたはIb)およびTSENの検出結果と、VAMP1〜VAMP3の各利得およびVDLY1,VDLY2の各遅延量との関係が予め規定されている。これは、図6の場合と同様に、例えば汎用的な回路を適宜組み合わせること等で、様々な方式により実現可能である。 TBLe receives the output voltage of LPF (equivalently Vref or Ib) and the detection result of TSEN, and outputs a control signal S_CTLe corresponding to it to PDV2b. PDV2b receives S_CTLe, individually sets the gains of VAMP1 to VAMP3, and individually sets the delay amounts of VDLY1 and VDLY2, thereby creating an output waveform shape corresponding to the correction characteristics of FIG. In TBLe, the relationship between the output voltage of LPF (equivalently Vref or Ib) and the detection result of TSEN, the gains of VAMP1 to VAMP3, and the delay amounts of VDLY1 and VDLY2 is defined in advance. Similar to the case of FIG. 6, this can be realized by various methods, for example, by appropriately combining general-purpose circuits.
以上のように、本実施の形態2による光送信回路を用いることで、実施の形態1の場合と同様に、代表的には、通信速度の高速化が実現可能となる。なお、図5に示したオフセット方式と図8に示した波形等化方式とを比較すると、図5のオフセット方式は、1次元(縦軸方向)の調整を行うため、調整パラメータが少なく、簡素な回路構成および回路制御で実現可能となる。一方、図8の波形等化方式は、2次元(縦軸方向と横軸方向)の調整を行うため、複雑な回路構成および回路制御となるが、光出力パワーのアイパターンの形状を2次元的に調整可能になるため、よりアイを拡大することができ、更なる通信速度の高速化を図ることも可能となる。 As described above, by using the optical transmission circuit according to the second embodiment, it is typically possible to increase the communication speed as in the first embodiment. When the offset method shown in FIG. 5 is compared with the waveform equalization method shown in FIG. 8, the offset method shown in FIG. This can be realized with a simple circuit configuration and circuit control. On the other hand, the waveform equalization method of FIG. 8 performs two-dimensional adjustments (vertical axis direction and horizontal axis direction), resulting in a complicated circuit configuration and circuit control. However, the shape of the eye pattern of optical output power is two-dimensional. Therefore, the eye can be further expanded and the communication speed can be further increased.
(実施の形態3)
前述した実施の形態1,2では、高温時等における光出力パワーの非線形特性を送信回路ブロック内で補償したが、本実施の形態3では、この補償を受信回路ブロックを利用して行う。図11は、本発明の実施の形態3による光通信システムにおいて、その主要部の構成例を示すブロック図である。図11には、光信号を送信する送信回路ブロックTX_BK3と、この光信号を受信する受信回路ブロックRX_BK3およびその後段に接続されたクロックデータリカバリ回路CDRが示されている。TX_BK3は、例えば、図3(a)等と同様のレーザダイオードLD1、レーザドライバ回路LDV1a、およびプリドライバ回路PDV1aを備える。
(Embodiment 3)
In the first and second embodiments described above, the nonlinear characteristic of the optical output power at a high temperature or the like is compensated for in the transmission circuit block. In the third embodiment, this compensation is performed using the reception circuit block. FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of main parts of an optical communication system according to Embodiment 3 of the present invention. FIG. 11 shows a transmission circuit block TX_BK3 that transmits an optical signal, a reception circuit block RX_BK3 that receives this optical signal, and a clock data recovery circuit CDR connected to the subsequent stage. TX_BK3 includes, for example, a laser diode LD1, a laser driver circuit LDV1a, and a predriver circuit PDV1a similar to those in FIG.
一方、RX_BK3は、フォトダイオードPDと、トランスインピーダンスアンプ回路TIAと、ポストアンプ回路PAMPと、帰還制御回路FBCTLを備えている。PDは、電源電圧VCCとTIAの入力ノードの間に設けられ、TX_BK3からの光信号を受信し、その大きさに応じた電流信号を生成する。TIAは、増幅回路AMP1とその入力ノードと出力ノード間に設けられた電圧変換用の帰還抵抗Rfを含み、TIAの入力ノードに伝送された電流信号を電圧信号に変換する。PAMPは、TIAからの電圧信号を増幅し、クロックデータリカバリ回路CDRに出力する。 On the other hand, RX_BK3 includes a photodiode PD, a transimpedance amplifier circuit TIA, a post-amplifier circuit PAMP, and a feedback control circuit FBCTL. The PD is provided between the power supply voltage VCC and the input node of the TIA, receives the optical signal from the TX_BK3, and generates a current signal corresponding to the magnitude. The TIA includes an amplifier circuit AMP1 and a voltage conversion feedback resistor Rf provided between the input node and the output node thereof, and converts the current signal transmitted to the input node of the TIA into a voltage signal. The PAMP amplifies the voltage signal from the TIA and outputs it to the clock data recovery circuit CDR.
FBCTLは、CDRの入力ノードに接続されたアイパターンモニタ回路EYM、またはCDRの出力ノードに接続されたビットエラーレート検出回路BERDET、あるいはその両方を備え、これらの回路の処理結果に応じて制御信号S_CTLogを出力する。そして、TX_BK3のプリドライバ回路PDV1aは、このS_CTLogに応じて、図3(a)で述べたような可変オフセット回路VOFにおけるオフセット量や、可変増幅回路VAMPpにおける利得を制御する。すなわち、図11の構成例は、受信信号の品質を監視し、その受信信号の品質がより向上するようにTX_BK3に対して帰還制御を行うことで、前述した光出力パワーのアイパターンにおけるアイの拡大を図り、間接的に実施の形態1,2で述べたような非線形特性に伴うアイパターンの歪みを解消するものである。 The FBCTL includes an eye pattern monitor circuit EYM connected to an input node of the CDR, a bit error rate detection circuit BERDET connected to an output node of the CDR, or both, and a control signal according to the processing result of these circuits. Output S_CTLLog. The pre-driver circuit PDV1a of TX_BK3 controls the offset amount in the variable offset circuit VOF as described in FIG. 3A and the gain in the variable amplifier circuit VAMPp according to this S_CTLlog. That is, the configuration example of FIG. 11 monitors the quality of the received signal, and performs feedback control on TX_BK3 so that the quality of the received signal is further improved, so that the eye pattern in the eye pattern of the optical output power described above can be obtained. In this way, the eye pattern distortion caused by the nonlinear characteristics as described in the first and second embodiments is indirectly eliminated.
図12は、図11の受信回路ブロックRX_BK3におけるアイパターンモニタ回路EYMの構成例を示す回路ブロック図である。図12に示すアイパターンモニタ回路EYMは、複数のフリップフロップ回路FF0,FF1,…,FFnと、クロック生成回路CLKGENと、判定回路JDGと、帰還信号生成回路FBGENを備えている。CLKGENは、一定の間隔で順次位相が異なったクロック信号φ0,φ1,…,φnを生成する。FF0,FF1,…,FFnは、入力信号EINを、それぞれ、φ0,φ1,…,φnでラッチする。JDGは、FF0〜FFnの出力を用いてEINのアイ幅を判定する。FBGENは、JDGの判定結果に応じた帰還信号(制御信号)S_CTL(S_CTLog)を出力する。 FIG. 12 is a circuit block diagram showing a configuration example of the eye pattern monitor circuit EYM in the reception circuit block RX_BK3 of FIG. The eye pattern monitor circuit EYM shown in FIG. 12 includes a plurality of flip-flop circuits FF0, FF1,... FFn, a clock generation circuit CLKGEN, a determination circuit JDG, and a feedback signal generation circuit FBGEN. CLKGEN generates clock signals φ0, φ1,..., Φn whose phases are sequentially different at regular intervals. FFn latches the input signal EIN with φ0, φ1,..., Φn, respectively. JDG determines the eye width of EIN using the outputs of FF0 to FFn. FBGEN outputs a feedback signal (control signal) S_CTL (S_CTLlog) corresponding to the determination result of JDG.
このような構成において、例えば、CLKGENは、EINの1周期よりも長い周期T(例えば2周期分)のクロック信号を用いて、(T/(n+1))単位で位相が異なったクロック信号φ0〜φnを生成するものとする。そうすると、EINがランダムデータであった場合、FF0〜FFnのいずれかを境界にして出力の論理レベルが反転するため、JDGは、この境界の位置によってEINのアイ幅を認識(判定)することが可能となる。FBGENは、JDGによって判定されたアイ幅を逐次監視しながら、制御信号S_CTLの値を、このEINのアイ幅を拡大させる方向に変動させる。 In such a configuration, for example, CLKGEN uses a clock signal having a period T (for example, two periods) longer than one period of EIN, and clock signals φ0 to φ0 having phases different in units of (T / (n + 1)). Let φn be generated. Then, if EIN is random data, the output logic level is inverted at any of FF0 to FFn as a boundary, so that JDG can recognize (determine) the EIN eye width based on the position of this boundary. It becomes possible. The FBGEN changes the value of the control signal S_CTL in a direction to increase the eye width of the EIN while sequentially monitoring the eye width determined by the JDG.
また、図11におけるビットエラーレート検出回路BERDETは、例えば、通信環境の初期設定時(所謂トレーニング時)に使用される。BERDETは、例えば、トレーニング期間において、送信回路ブロックTX_BK3から送信された予めデータパターンの期待値が判明している光信号を対象に、その受信結果(すなわちCDRを介した再生データ信号)を監視し、期待値との比較によってビットエラーレート(BER)を検出する。そして、制御信号S_CTLの値を、このビットエラーレートが低下する方向に変動させる。なお、EYMやBERDETにおいて、制御信号S_CTLの値を変動させる方向は、例えば、前回の変動方向に伴い結果が悪化した場合には今度は逆方向に変動させるといった具合に経験的に定められる。 Further, the bit error rate detection circuit BERDET in FIG. 11 is used, for example, at the initial setting of the communication environment (so-called training). For example, the BERDET monitors the reception result (that is, the reproduction data signal via the CDR) for the optical signal that has been known from the transmission circuit block TX_BK3 and has the expected value of the data pattern in advance during the training period. The bit error rate (BER) is detected by comparison with the expected value. Then, the value of the control signal S_CTL is changed in the direction in which the bit error rate decreases. In EYM and BERDET, the direction in which the value of the control signal S_CTL is changed is determined empirically, for example, when the result deteriorates with the previous change direction, the value is changed in the opposite direction.
以上のように、本実施の形態3による光通信システムを用いることで、代表的には、アイパターンの拡大に伴い、通信速度の高速化が実現可能となる。本実施の形態3の方式は、前述した実施の形態1,2の場合と異なり、様々な要因に伴うアイパターンの劣化を総合的に改善していく方式のため、結果的には、実施の形態1,2の方式よりも通信速度の高速化が図れることも有り得る。ただし、本実施の形態3の方式は、必ずしも図18で述べたようなアイパターンの歪みを解消できるとは限らず、また、複雑な制御が必要なため最適解が得られなかったり、場合によっては最適解を得る過程で制御が発散してしまう恐れもある。このような観点からは、実施の形態1,2で述べたような方式を用いることが望ましい。 As described above, by using the optical communication system according to the third embodiment, typically, the communication speed can be increased with the expansion of the eye pattern. Unlike the first and second embodiments described above, the method of the third embodiment is a method of comprehensively improving the deterioration of the eye pattern caused by various factors. It is possible that the communication speed can be increased as compared with the first and second modes. However, the method according to the third embodiment does not always eliminate the distortion of the eye pattern as described in FIG. 18, and an optimal solution cannot be obtained because complicated control is required. There is also a risk that control will diverge in the process of obtaining the optimal solution. From this point of view, it is desirable to use the method described in the first and second embodiments.
(実施の形態4)
本実施の形態4では、実施の形態1〜3で述べたような各種補償を行わずに通信速度の高速化を実現する方式について説明する。図13は、本発明の実施の形態4による光通信システムにおいて、その動作内容の一例を表す概念図である。前述した実施の形態1〜3では、非線形領域を使用することに伴う歪みを補償することによって波形品質を向上させ、高速化を図った。しかしながら、図13に示すように、非線形領域を使用するもののその光出力パワー(レーザダイオードLDの駆動電流)の振幅(または消光比)を小さくすれば、実質的に線形領域を使用できることになる。
(Embodiment 4)
In the fourth embodiment, a method for realizing an increase in communication speed without performing various compensations as described in the first to third embodiments will be described. FIG. 13 is a conceptual diagram showing an example of the operation contents in the optical communication system according to the fourth embodiment of the present invention. In the first to third embodiments described above, the waveform quality is improved by compensating for the distortion caused by using the non-linear region, and the speed is increased. However, as shown in FIG. 13, although the nonlinear region is used, if the amplitude (or extinction ratio) of the optical output power (drive current of the laser diode LD) is reduced, the linear region can be used substantially.
図13の例では、例えば、低温動作時には、レーザダイオードLDに対してバイアス電流Ib(lt)を中心に電流信号(Iac(lt))が供給され、高温動作時には、LDに対してIb(lt)よりも高いバイアス電流Ib(ht)を中心に電流信号(Iac(ht))が供給される。これに伴い、LDは、低温動作時には、平均光出力パワーPave(lt)を中心にPmin(lt)〜Pmax(lt)の振幅を持つ光信号を生成し、高温動作時には、平均光出力パワーPave(ht)を中心にPmin(ht)〜Pmax(ht)の振幅を持つ光信号を生成する。 In the example of FIG. 13, for example, during a low temperature operation, a current signal (Iac (lt)) is supplied to the laser diode LD centering on the bias current Ib (lt), and during a high temperature operation, Ib (lt) The current signal (Iac (ht)) is supplied centering on a bias current Ib (ht) higher than. Accordingly, the LD generates an optical signal having an amplitude of Pmin (lt) to Pmax (lt) around the average optical output power Pave (lt) during the low temperature operation, and the average optical output power Pave during the high temperature operation. An optical signal having an amplitude of Pmin (ht) to Pmax (ht) around (ht) is generated.
具体的には、例えば、低温(25℃)において、Ib(lt)=24mA、Pave(lt)=7mW、(Pmax(lt)−Pmin(lt))=2mWなどであり、高温(85℃)において、Ib(ht)=53mA、Pave(ht)=11.5mW、(Pmax(ht)−Pmin(ht))=2mWなどである。比較例として、前述した図16の場合には、例えば、Pmax=10mW、Pmin=1mW、(Pmax−Pmin)=9mW等である。この場合、消光比(10×log10(Pmax/Pmin))は10dBとなる。 Specifically, for example, at low temperature (25 ° C.), Ib (lt) = 24 mA, Pave (lt) = 7 mW, (Pmax (lt) −Pmin (lt)) = 2 mW, etc., and high temperature (85 ° C.) , Ib (ht) = 53 mA, Pave (ht) = 11.5 mW, (Pmax (ht) −Pmin (ht)) = 2 mW, and the like. As a comparative example, in the case of FIG. 16 described above, for example, Pmax = 10 mW, Pmin = 1 mW, (Pmax−Pmin) = 9 mW, and the like. In this case, the extinction ratio (10 × log 10 (Pmax / Pmin)) is 10 dB.
通常、インターネット等に代表される光ファイバ網では、長距離伝送(例えば数百km等)を前提としているため、比較的大きな光出力パワーの振幅(9mW等)と消光比(10dB等)を確保する必要がある。しかしながら、例えば、ある程度纏まって配置された装置間で近距離伝送(例えば数cm〜数十m等)による通信を行う場合には、必ずしも大きな光出力パワーの振幅および消光比を確保する必要はない。このような場合に、図13に示したような方式を用いて通信を行うことで、図18で述べたような非線形領域を用いることによるアイパターンの歪みを解消し、通信速度の高速化が図れる。さらに、光出力パワー(LD駆動電流)の振幅が小さいため、消費電力の低減が図れる。なお、図13において、低温動作時と高温動作時とで光出力パワーの平均値(Pave(lt),Pave(ht))を変えているのは、緩和振動周波数を確保しつつも、更なる消費電力の低減を図るためである。消費電力の低減は、ノイズの低減や自己発熱の抑制にも繋がるため、更なる通信速度の高速化に寄与する。 Usually, optical fiber networks such as the Internet are premised on long-distance transmission (for example, several hundred km), so a relatively large optical output power amplitude (9 mW, etc.) and extinction ratio (10 dB, etc.) are ensured. There is a need to. However, for example, when performing communication by short-distance transmission (for example, several centimeters to several tens of meters) between devices arranged to some extent, it is not always necessary to ensure a large optical output power amplitude and extinction ratio. . In such a case, the communication using the method as shown in FIG. 13 eliminates the distortion of the eye pattern caused by using the nonlinear region as described in FIG. I can plan. Furthermore, since the amplitude of the optical output power (LD drive current) is small, power consumption can be reduced. In FIG. 13, the average value (Pave (lt), Pave (ht)) of the optical output power is changed between the low temperature operation and the high temperature operation, while the relaxation oscillation frequency is secured. This is to reduce power consumption. Reduction of power consumption leads to reduction of noise and suppression of self-heating, which contributes to further increase in communication speed.
図14は、図13の通信方式を用いた場合における光通信システムの主要部の構成例を示す回路ブロック図である。図14には、ある光通信デバイスDEV1に含まれる送信回路ブロックTX_BK4と、別の光通信デバイスDEV2に含まれる受信回路ブロックRX_BK4およびクロックデータリカバリ回路CDRが示され、TX_BK4が光伝送ケーブルOFを介して送信した光信号をRX_BK4が受信する例が示されている。DEV1内のTX_BK4は、ドライバ回路DRVおよび可変電流源ISb1を含んだレーザドライバ回路LDV1aと、レーザダイオードLD1と、温度検出回路ブロックTDET_BKを備える。 FIG. 14 is a circuit block diagram showing a configuration example of a main part of the optical communication system when the communication method of FIG. 13 is used. FIG. 14 shows a transmission circuit block TX_BK4 included in one optical communication device DEV1, a reception circuit block RX_BK4 and a clock data recovery circuit CDR included in another optical communication device DEV2, and TX_BK4 passes through the optical transmission cable OF. In this example, RX_BK4 receives the transmitted optical signal. TX_BK4 in DEV1 includes a laser driver circuit LDV1a including a driver circuit DRV and a variable current source ISb1, a laser diode LD1, and a temperature detection circuit block TDET_BK.
DRVは、前段のフィードフォワードイコライザ回路FFE(図1参照)等からの出力を受け、それに応じた充電電流(Iac1)または放電電流(Iac2)を生成する。ISb1は、DRVの出力ノードと接地電源電圧GNDの間に設けられ、バイアス電流Ibを生成する。LD1は、電源電圧VCCとDRVの出力ノードの間に設けられ、(Ib−Iac1)または(Ib+Iac2)によって駆動される。TDET_BKは、LD1の温度を検出し、その結果に基づいてISb1におけるIbの大きさを制御する。すなわち、図13に示したようなバイアス電流Ib(lt),Ib(ht)の制御を行う。 The DRV receives an output from the feed-forward equalizer circuit FFE (see FIG. 1) in the previous stage and generates a charging current (Iac1) or a discharging current (Iac2) corresponding to the output. ISb1 is provided between the output node of DRV and the ground power supply voltage GND, and generates a bias current Ib. LD1 is provided between the output nodes of the power supply voltage VCC and DRV, and is driven by (Ib−Iac1) or (Ib + Iac2). TDET_BK detects the temperature of LD1 and controls the magnitude of Ib in ISb1 based on the result. That is, the bias currents Ib (lt) and Ib (ht) as shown in FIG. 13 are controlled.
一方、DEV2内のRX_BK4は、フォトダイオードPDと、可変電流源ISrと、トランスインピーダンスアンプ回路TIAと、直流成分検出回路DCDETと、ポストアンプ回路PAMPと、エラーアンプ回路EA2を備えている。PDは、電源電圧VCCとTIAの入力ノードの間に設けられ、光伝送ケーブルOFからの光信号を受信し、その大きさに応じた電流信号を生成する。ISrは、TIAの入力ノードとGNDの間に設けられる。TIAは、増幅回路AMP1とその入力ノードと出力ノード間に設けられた電圧変換用の帰還抵抗Rfを含み、TIAの入力ノードに伝送された電流信号を増幅すると共に電圧信号に変換する。DCDETは、例えば、ロウパスフィルタ等であり、TIAが出力した電圧信号に含まれる直流成分Vdcを検出する。PAMPは、このVdcを基準にTIAからの電圧信号を差動増幅し、クロックデータリカバリ回路CDRに出力する。例えば、TIAからの電圧信号に含まれる交流成分の大きさは、数mmV〜数十mmV等であり、PAMPは、この信号を数百mV等に増幅する。 On the other hand, RX_BK4 in DEV2 includes a photodiode PD, a variable current source ISr, a transimpedance amplifier circuit TIA, a DC component detection circuit DCDET, a post-amplifier circuit PAMP, and an error amplifier circuit EA2. The PD is provided between the power supply voltage VCC and the input node of the TIA, receives the optical signal from the optical transmission cable OF, and generates a current signal corresponding to the magnitude. ISr is provided between the input node of TIA and GND. The TIA includes an amplifier circuit AMP1 and a voltage conversion feedback resistor Rf provided between the input node and the output node thereof, and amplifies the current signal transmitted to the input node of the TIA and converts it into a voltage signal. DCDET is, for example, a low-pass filter or the like, and detects the DC component Vdc included in the voltage signal output from the TIA. The PAMP differentially amplifies the voltage signal from the TIA with reference to this Vdc and outputs it to the clock data recovery circuit CDR. For example, the magnitude of the AC component contained in the voltage signal from the TIA is several mmV to several tens mmV, and the PAMP amplifies this signal to several hundred mV.
EA2は、DCDETが検出した直流成分Vdcと予め定めた参照電圧Vref1との差分を増幅し、その結果に応じてISrの出力電流の大きさを制御する。すなわち、図13に示したように温度に応じて光信号の平均光出力パワー(Pave)を大きくすると、DCDETが検出するVdcも大きくなるが、これに応じてEA2は、ISrの出力電流を増加させる制御を行う。光信号の平均光出力パワーが増大すると、PDが生成する電流信号に含まれる直流成分の大きさも増大するため、この直流成分の増大を相殺するようにISrの出力電流を増大させることで、TIAには、PDからの電流信号に含まれる交流成分と常に一定値となるバイアス電流が入力されることになる。このようにTIAのバイアス点を安定させることで、TIAは、広帯域に渡って所定の増幅率で安定した増幅動作を行うことが可能となる。
The
以上のように、本実施の形態4による光通信システムを用いることで、代表的には通信速度の高速化が実現可能となる。なお、ここでは、一例として直流成分検出回路DCDET、エラーアンプ回路EA2、および可変電流源ISrによってトランスインピーダンスアンプ回路TIAにおける動作の安定化を図ったが、このような構成に限定されるものではなく、TIAのバイアス点を安定させる構成であれば適宜変更可能である。例えば、帰還抵抗Rfの一端と、増幅回路AMP1の入力ノードとの間にレベルシフト回路等を挿入し、可変電流源ISrの電流値を制御する代わりにこのレベルシフト回路のレベルシフト量を制御するような構成であってもよい。 As described above, by using the optical communication system according to the fourth embodiment, it is typically possible to increase the communication speed. Here, as an example, the DC component detection circuit DCDET, the error amplifier circuit EA2, and the variable current source ISr are used to stabilize the operation of the transimpedance amplifier circuit TIA. However, the present invention is not limited to such a configuration. Any configuration that stabilizes the bias point of TIA can be changed as appropriate. For example, a level shift circuit or the like is inserted between one end of the feedback resistor Rf and the input node of the amplifier circuit AMP1, and the level shift amount of the level shift circuit is controlled instead of controlling the current value of the variable current source ISr. Such a configuration may be adopted.
(実施の形態5)
本実施の形態5では、実施の形態4で述べた図14とは異なる構成を用いて図13の通信方式を実現する。図15は、本発明の実施の形態5による光通信システムにおいて、その主要部の構成例を示す回路ブロック図である。図15に示す光通信システムは、図14の光通信システムと比較して、送信回路ブロックの構成は同一であるが、受信回路ブロックの構成が異なっている。すなわち、ここでは、ある光通信デバイスDEV1に含まれる送信回路ブロックTX_BK4と、別の光通信デバイスDEV3に含まれる受信回路ブロックRX_BK5およびクロックデータリカバリ回路CDRが示され、TX_BK4が光伝送ケーブルOFを介して送信した光信号をRX_BK5が受信する例が示されている。
(Embodiment 5)
In the fifth embodiment, the communication method in FIG. 13 is realized using a configuration different from that in FIG. 14 described in the fourth embodiment. FIG. 15 is a circuit block diagram showing a configuration example of the main part of the optical communication system according to the fifth embodiment of the present invention. The optical communication system shown in FIG. 15 has the same transmission circuit block configuration as the optical communication system shown in FIG. 14, but the reception circuit block configuration is different. That is, here, a transmission circuit block TX_BK4 included in a certain optical communication device DEV1, a reception circuit block RX_BK5 and a clock data recovery circuit CDR included in another optical communication device DEV3 are shown, and TX_BK4 passes through the optical transmission cable OF. In this example, the RX_BK 5 receives the transmitted optical signal.
RX_BK5は、図14の受信回路ブロックRX_BK4と同様のフォトダイオードPD、可変電流源ISr、トランスインピーダンスアンプ回路TIAおよびポストアンプ回路PAMPに加えて、帰還制御回路FBCTL2を備えている。すなわち、RX_BK4におけるエラーアンプ回路EAがRX_BK5におけるFBCTL2に置き換わった構成となっている。FBCTL2は、CDRの入力ノードに接続されたアイパターンモニタ回路EYM、またはCDRの出力ノードに接続されたビットエラーレート検出回路BERDET、あるいはその両方を備え、これらの回路の処理結果に応じて制御信号S_CTLrを出力する。そして、可変電流源ISrは、このS_CTLrに応じて、PDに供給するバイアス電流量を制御する。 RX_BK5 includes a feedback control circuit FBCTL2 in addition to the photodiode PD, variable current source ISr, transimpedance amplifier circuit TIA, and postamplifier circuit PAMP similar to those in the reception circuit block RX_BK4 of FIG. That is, the error amplifier circuit EA in RX_BK4 is replaced with FBCTL2 in RX_BK5. The FBCTL2 includes an eye pattern monitor circuit EYM connected to an input node of the CDR, a bit error rate detection circuit BERDET connected to an output node of the CDR, or both, and a control signal according to a processing result of these circuits. S_CTLr is output. The variable current source ISr controls the amount of bias current supplied to the PD in accordance with this S_CTLr.
FBCTL2の構成および動作は、実施の形態3の図11および図12で述べた帰還制御回路FBCTLと同様である。すなわち、FBCTL2は、受信信号の品質を監視し、その受信信号の品質がより向上するように可変電流源ISrに対して帰還制御を行うことで、結果的に、図14で述べたようなトランスインピーダンスアンプ回路TIAのバイアス点の安定化等を図るものである。 The configuration and operation of FBCTL2 are the same as those of feedback control circuit FBCTL described in FIGS. 11 and 12 of the third embodiment. In other words, the FBCTL2 monitors the quality of the received signal and performs feedback control on the variable current source ISr so that the quality of the received signal is further improved. As a result, the transformer as described in FIG. This is intended to stabilize the bias point of the impedance amplifier circuit TIA.
以上のように、本実施の形態5による光通信システムを用いることで、代表的には、実施の形態4の場合と同様に、通信速度の高速化が実現可能となる。ただし、実施の形態3の場合ほどではないが、これと同様の理由で若干制御が複雑となる恐れがあるため、この観点からは、前述した実施の形態4の方式を用いる方が望ましい。 As described above, by using the optical communication system according to the fifth embodiment, it is typically possible to increase the communication speed as in the case of the fourth embodiment. However, although not as in the case of the third embodiment, the control may be slightly complicated for the same reason as described above. From this viewpoint, it is preferable to use the method of the fourth embodiment described above.
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。 As mentioned above, the invention made by the present inventor has been specifically described based on the embodiments. However, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention.
例えば、実施の形態1の図3、図6等では、プリドライバ回路内の差動増幅回路に対してオフセットを加える構成例を示したが、図19に示すように、差動増幅回路に限らず、シングル型の増幅回路に対してオフセットを加えるような構成とすることも可能である。図19の例では、プリドライバ回路PDV1cが、シングル型の可変増幅回路VAMPp’と、その出力に接続されたオフセット調整用の可変電流源ISn’を備えている。例えば、ISn’がΔIの充電電流を出力すると、ドライバ回路DRVに対する充電電流がΔIだけ増加し、放電電流がΔIだけ減少する。これによって、オフセット電圧が加えられる。 For example, in FIGS. 3 and 6 of the first embodiment, the configuration example in which the offset is added to the differential amplifier circuit in the pre-driver circuit is shown. However, as shown in FIG. Alternatively, a configuration in which an offset is added to a single-type amplifier circuit is also possible. In the example of FIG. 19, the pre-driver circuit PDV1c includes a single variable amplifier circuit VAMPp 'and an offset adjustment variable current source ISn' connected to the output thereof. For example, when ISn ′ outputs a charging current of ΔI, the charging current for the driver circuit DRV increases by ΔI, and the discharging current decreases by ΔI. This adds an offset voltage.
また、前述した実施の形態1、2では、例えば、図20に示すようなレーザドライバ回路を用いるものとし、プリドライバ回路の出力波形を調整することで非線形領域の使用に伴う補償を行った。図20は、図4の送信回路ブロックTX_BK1a’において、そのレーザドライバ回路LDV1a’の構成例を示す回路図である。図20に示すLDV1a’は、例えば、NMOSトランジスタMN1〜MN4と、PMOSトランジスタMP1,MP2と、電流源ISbを備えている。MN1,MN2は、それぞれ差動入力対となり、その共通ソースノードにISbが接続される。MN3,MN4は、ゲートに共通の固定電圧が印加され、ソースがMN1,MN2のドレインにそれぞれ接続される。MP1,MP2は、ゲートに共通の固定電圧が印加され、ドレインがMN3,MN4のドレインにそれぞれ接続される。そして、MP2,MN4のドレインとGNDの間にレーザダイオードLD1’が接続される。 In the first and second embodiments described above, for example, a laser driver circuit as shown in FIG. 20 is used, and compensation accompanying use of the nonlinear region is performed by adjusting the output waveform of the pre-driver circuit. FIG. 20 is a circuit diagram showing a configuration example of the laser driver circuit LDV1a ′ in the transmission circuit block TX_BK1a ′ of FIG. The LDV 1a 'illustrated in FIG. 20 includes, for example, NMOS transistors MN1 to MN4, PMOS transistors MP1 and MP2, and a current source ISb. Each of MN1 and MN2 becomes a differential input pair, and ISb is connected to the common source node. A common fixed voltage is applied to the gates of MN3 and MN4, and the sources are connected to the drains of MN1 and MN2, respectively. In MP1 and MP2, a common fixed voltage is applied to the gates, and the drains are connected to the drains of MN3 and MN4, respectively. A laser diode LD1 'is connected between the drains of MP2 and MN4 and GND.
ここで、例えば、MN1のゲートに‘H’レベル(MN2のゲートに‘L’レベル)を印加すると、レーザダイオードLD1’の駆動電流が増加し、MN1のゲートに‘L’レベル(MN2のゲートに‘H’レベル)を印加すると、LD1’の駆動電流が減少する。図7に示したように、この駆動電流を増加させる際にMN1,MN2のゲート間に印加する電圧振幅を、駆動電流を減少させる際の電圧振幅よりも大きくすることで非線形領域の使用に伴う補償が実現可能となる。このような所謂CML(Current Mode Logic)方式のレーザドライバ回路を用いることでLD1’を高速に駆動することができ、更に、ゲート接地となるMN3,MN4を加えることで更なる高速化が図れる。
Here, for example, when the “H” level is applied to the gate of MN1 (“L” level to the gate of MN2), the drive current of the laser diode LD1 increases and the “L” level (gate of MN2 gate) increases to the gate of MN1. When “H” level is applied, the drive current of LD1 decreases. As shown in FIG. 7, when the drive current is increased, the voltage amplitude applied between the gates of MN1 and MN2 is made larger than the voltage amplitude when the drive current is decreased. Compensation can be realized. By using such a so-called CML (Current Mode Logic) type laser driver circuit, the
この図20に示すようなレーザドライバ回路を用いる場合には、その入力となるプリドライバ回路の出力波形を調整すればよいが、レーザドライバ回路の回路構成によってはレーザドライバ回路自体を制御することで非線形領域の使用に伴う補償を行うことも可能である。例えば、レーザドライバ回路LDV内のドライバ回路DRV自体に充電電流設定用の可変電流源と放電電流設定用の可変電流源とが備わっているような場合には、2個の可変電流源を制御信号S_CTLoによって制御し、各電流値に差を持たせればよい。 When the laser driver circuit as shown in FIG. 20 is used, the output waveform of the pre-driver circuit serving as the input may be adjusted. Depending on the circuit configuration of the laser driver circuit, the laser driver circuit itself may be controlled. Compensation associated with the use of the non-linear region can also be performed. For example, when the driver circuit DRV itself in the laser driver circuit LDV includes a variable current source for setting a charging current and a variable current source for setting a discharging current, the two variable current sources are controlled by a control signal. What is necessary is just to control by S_CTLo and to have a difference in each current value.
本実施の形態による光送信回路および光通信システムは、光ファイバによるインターネットシステムを代表に、レーザダイオードを用いて光通信を行う製品全般に対して広く適用可能である。 The optical transmission circuit and the optical communication system according to the present embodiment can be widely applied to all products that perform optical communication using a laser diode, typified by an optical system using an optical fiber.
SYS 光通信システム
LOG ディジタル信号処理回路
TX_BK 送信回路ブロック
RX_BK 受信回路ブロック
PDV プリドライバ回路
LDV レーザドライバ回路
LD レーザダイオード
OF 光伝送ケーブル
FFE フィードフォワードイコライザ回路
CDR クロックデータリカバリ回路
IS 電流源
DRV ドライバ回路
VAMP 可変増幅回路
VOF 可変オフセット回路
S_CTL 制御信号
PTDET_BK 温度・光検出回路ブロック
AMP 増幅回路
VDRV 可変ドライバ回路
R 抵抗
NI,PI 入力ノード
NO,PO 出力ノード
MN NMOSトランジスタ
MP PMOSトランジスタ
EA エラーアンプ回路
PD フォトダイオード
LPF ロウパスフィルタ
TBL 変換テーブル
TSEN 温度センサ
VDLY 可変遅延回路
ADD 加算回路
PAMP ポストアンプ回路
FBCTL 帰還制御回路
EYM アイパターンモニタ回路
BERDET ビットエラーレート検出回路
FF フリップフロップ回路
CLKGEN クロック生成回路
JDG 判定回路
FBGEN 帰還信号生成回路
TDET_BK 温度検出回路ブロック
DCDET 直流成分検出回路
SYS Optical communication system LOG Digital signal processing circuit TX_BK Transmission circuit block RX_BK Reception circuit block PDV Pre-driver circuit LDV Laser driver circuit LD Laser diode OF Optical transmission cable FFE Feedforward equalizer circuit CDR Clock data recovery circuit IS Current source DRV driver circuit VAMP Variable Amplifier circuit VOF Variable offset circuit S_CTL Control signal PTDET_BK Temperature / photodetection circuit block AMP Amplifier circuit VDRV Variable driver circuit R Resistance NI, PI Input node NO, PO Output node MN NMOS transistor MP PMOS transistor EA Error amplifier circuit PD Photodiode LPF Low Pass filter TBL conversion table TSEN Temperature sensor VDLY Variable delay Circuit ADD adder circuit PAMP post amplifier circuit FBCTL feedback control circuit EYM eye pattern monitor circuit BERDET bit error rate detecting circuit FF flip-flop circuit CLKGEN clock generation circuit JDG decision circuit FBGEN feedback signal generation circuit TDET_BK temperature detection circuit blocks DCDET DC component detecting circuit
Claims (9)
前記レーザダイオードにバイアス電流を供給するバイアス電流源と、
前記バイアス電流に第1駆動電流を加算することで前記レーザダイオードを前記高光出力パワーで発光させ、前記バイアス電流から第2駆動電流を減算することで前記レーザダイオードを前記低光出力パワーで発光させるドライバ回路と、
前記レーザダイオードの温度を検出する温度検出回路を含み、前記温度検出回路の検出結果と前記バイアス電流の大きさに基づいて値が変動する第1制御信号を出力する検出回路ブロックと、
前記第1駆動電流の大きさと前記第2駆動電流の大きさとの差分を前記第1制御信号の値に応じて設定する第1補償手段と、
出力ノードが前記ドライバ回路の入力ノードに接続された第1プリドライバ回路とを備え、
前記第1補償手段は、前記第1プリドライバ回路の出力信号に前記第1制御信号に応じた量のオフセットを付加することで実現されることを特徴とする光送信回路。 A laser diode that emits light while transitioning between high optical output power and low optical output power;
A bias current source for supplying a bias current to the laser diode;
Adding the first drive current to the bias current causes the laser diode to emit light at the high optical output power, and subtracting the second drive current from the bias current causes the laser diode to emit light at the low optical output power. A driver circuit;
A detection circuit block that includes a temperature detection circuit that detects the temperature of the laser diode, and that outputs a first control signal whose value varies based on the detection result of the temperature detection circuit and the magnitude of the bias current;
First compensation means for setting a difference between the magnitude of the first drive current and the magnitude of the second drive current according to a value of the first control signal ;
A first pre-driver circuit having an output node connected to an input node of the driver circuit;
The optical transmission circuit according to claim 1, wherein the first compensation means is realized by adding an offset of an amount corresponding to the first control signal to the output signal of the first pre-driver circuit.
前記検出回路ブロックは、更に、前記レーザダイオードからの光出力パワーの平均的な大きさを検出する光検出回路を備え、前記光検出回路の検出値と予め定めた設定値との差分に応じて値が変動する第2制御信号を出力し、
前記光送信回路は、更に、前記バイアス電流源からの前記バイアス電流の大きさを前記第2制御信号の値に応じて設定する第2補償手段を有することを特徴とする光送信回路。 The optical transmission circuit according to claim 1 ,
The detection circuit block further includes a light detection circuit for detecting an average magnitude of light output power from the laser diode, and according to a difference between a detection value of the light detection circuit and a predetermined set value. Output a second control signal whose value fluctuates;
The optical transmission circuit further comprises second compensation means for setting the magnitude of the bias current from the bias current source in accordance with the value of the second control signal.
前記検出回路ブロックは、前記温度検出回路の検出結果に基づいて値が変動する第3制御信号を出力し、
前記光送信回路は、更に、前記ドライバ回路の利得または前記第1プリドライバ回路の利得を前記第3制御信号の値に応じて設定する第3補償手段を有することを特徴とする光送信回路。 The optical transmission circuit according to claim 2 , wherein
The detection circuit block outputs a third control signal whose value varies based on the detection result of the temperature detection circuit,
The optical transmission circuit further includes third compensation means for setting a gain of the driver circuit or a gain of the first pre-driver circuit according to a value of the third control signal.
更に、出力ノードが前記ドライバ回路の入力ノードに接続された第2プリドライバ回路を備え、
前記第1補償手段は、前記第2プリドライバ回路を波形等化回路で構成し、この波形等化に伴う各種制御パラメータを前記第1制御信号に応じて設定することで実現されることを特徴とする光送信回路。 The optical transmission circuit according to claim 1,
And a second pre-driver circuit having an output node connected to an input node of the driver circuit,
The first compensation means is realized by configuring the second pre-driver circuit with a waveform equalization circuit and setting various control parameters associated with the waveform equalization according to the first control signal. An optical transmission circuit.
前記検出回路ブロックは、更に、前記レーザダイオードからの光出力パワーの平均的な大きさを検出する光検出回路を備え、前記光検出回路の検出値と予め定めた設定値との差分に応じて値が変動する第2制御信号を出力し、
前記光送信回路は、更に、前記バイアス電流源からの前記バイアス電流の大きさを前記第2制御信号の値に応じて設定する第2補償手段を有することを特徴とする光送信回路。 The optical transmission circuit according to claim 4 , wherein
The detection circuit block further includes a light detection circuit for detecting an average magnitude of light output power from the laser diode, and according to a difference between a detection value of the light detection circuit and a predetermined set value. Output a second control signal whose value fluctuates;
The optical transmission circuit further comprises second compensation means for setting the magnitude of the bias current from the bias current source in accordance with the value of the second control signal.
前記検出回路ブロックは、前記温度検出回路の検出結果に基づいて値が変動する第3制御信号を出力し、
前記光送信回路は、更に、前記ドライバ回路の利得または前記第2プリドライバ回路の利得を前記第3制御信号の値に応じて設定する第3補償手段を有することを特徴とする光送信回路。 The optical transmission circuit according to claim 5 , wherein
The detection circuit block outputs a third control signal whose value varies based on the detection result of the temperature detection circuit,
The optical transmission circuit further includes third compensation means for setting a gain of the driver circuit or a gain of the second pre-driver circuit according to a value of the third control signal.
前記送信回路ブロックから送信された前記光信号を受信する受信回路ブロックとを備え、
前記送信回路ブロックは、
高光出力パワーと低光出力パワーの間を遷移しながら発光するレーザダイオードと、
前記レーザダイオードにバイアス電流を供給するバイアス電流源と、
前記バイアス電流に第1駆動電流を加算することで前記レーザダイオードを前記高光出力パワーで発光させ、前記バイアス電流から第2駆動電流を減算することで前記レーザダイオードを前記低光出力パワーで発光させるドライバ回路と、
出力ノードが前記ドライバ回路の入力ノードに接続されたプリドライバ回路とを備え、
前記受信回路ブロックは、
前記レーザダイオードの光出力パワーに応じた電流信号を出力するフォトダイオードと、
前記フォトダイオードからの前記電流信号を増幅ならびに電圧信号に変換するアンプ回路と、
前記アンプ回路の後段に配置され、前記アンプ回路を介して伝送された受信信号の信号品質を監視し、その監視結果に応じて値が変動する第1制御信号を出力する検出回路ブロックとを備え、
前記送信回路ブロックは、更に、前記第1駆動電流の大きさと前記第2駆動電流の大きさとの差分を前記第1制御信号の値に応じて設定する第1補償手段を有し、
前記第1補償手段は、前記プリドライバ回路の出力信号に前記第1制御信号に応じた量のオフセットを付加することで実現されることを特徴とする光通信システム。 A transmission circuit block for transmitting an optical signal;
A receiving circuit block for receiving the optical signal transmitted from the transmitting circuit block;
The transmission circuit block includes:
A laser diode that emits light while transitioning between high optical output power and low optical output power;
A bias current source for supplying a bias current to the laser diode;
Adding the first drive current to the bias current causes the laser diode to emit light at the high optical output power, and subtracting the second drive current from the bias current causes the laser diode to emit light at the low optical output power. A driver circuit;
An output node comprising a pre-driver circuit connected to an input node of the driver circuit;
The receiving circuit block includes:
A photodiode that outputs a current signal according to the optical output power of the laser diode;
An amplifier circuit for amplifying and converting the current signal from the photodiode into a voltage signal;
A detection circuit block disposed downstream of the amplifier circuit, for monitoring the signal quality of the received signal transmitted through the amplifier circuit, and outputting a first control signal whose value varies according to the monitoring result. ,
The transmitting circuit block further have a first compensation means for setting in accordance with the difference between the size of the size and the second driving current of said first drive current to the value of the first control signal,
The optical communication system, wherein the first compensation means is realized by adding an offset of an amount corresponding to the first control signal to the output signal of the pre-driver circuit .
前記検出回路ブロックは、前記アンプ回路を介して伝送された前記受信信号をそれぞれ異なる複数のクロック位相でラッチし、このラッチ結果によって前記受信信号のアイパターンにおけるアイの大きさを判定し、このアイの大きさが拡大するように前記第1制御信号の値を変動させることを特徴とする光通信システム。 The optical communication system according to claim 7 .
The detection circuit block latches the received signal transmitted through the amplifier circuit at a plurality of different clock phases, and determines the eye size in the eye pattern of the received signal based on the latch result. An optical communication system, wherein the value of the first control signal is varied so that the size of the first control signal increases.
前記送信回路ブロックは、
高光出力パワーと低光出力パワーの間を遷移しながら発光するレーザダイオードと、
前記レーザダイオードにバイアス電流を供給するバイアス電流源と、
前記バイアス電流に第1駆動電流を加算することで前記レーザダイオードを前記高光出力パワーで発光させ、前記バイアス電流から第2駆動電流を減算することで前記レーザダイオードを前記低光出力パワーで発光させるドライバ回路と、
前記レーザダイオードの温度を検出する温度検出回路と備え、
前記バイアス電流源は、前記温度検出回路によって検出された前記レーザダイオードの温度が高くなるほど前記バイアス電流を増大させ、
前記第1駆動電流と前記第2駆動電流の大きさは、前記レーザダイオードの温度に関わらずほぼ一定値に設定され、
さらに、第2光信号を受信する受信回路ブロックを含み、
前記受信回路ブロックは、
前記第2光信号の光出力パワーに応じた電流信号を出力するフォトダイオードと、
補正電流を出力し、前記フォトダイオードから出力される前記電流信号から前記補正電流を減算する補正電流源と、
前記フォトダイオードの前記電流信号から前記補正電流を減算した電流を増幅ならびに電圧信号に変換するトランスインピーダンスアンプ回路と、
前記トランスインピーダンスアンプ回路の出力電圧から直流電圧成分を抽出する直流成分検出回路と、
前記直流成分検出回路の出力電圧が一定値を保つように前記補正電流源から出力される前記補正電流の大きさを制御する補正電流制御回路とを有することを特徴とする光通信システム。 Including a transmission circuit block for transmitting the first optical signal;
The transmission circuit block includes:
A laser diode that emits light while transitioning between high optical output power and low optical output power;
A bias current source for supplying a bias current to the laser diode;
Adding the first drive current to the bias current causes the laser diode to emit light at the high light output power, and subtracting the second drive current from the bias current causes the laser diode to emit light at the low light output power. A driver circuit;
A temperature detection circuit for detecting the temperature of the laser diode;
The bias current source increases the bias current as the temperature of the laser diode detected by the temperature detection circuit increases.
The magnitudes of the first drive current and the second drive current are set to substantially constant values regardless of the temperature of the laser diode ,
And a receiving circuit block for receiving the second optical signal,
The receiving circuit block includes:
A photodiode that outputs a current signal according to the optical output power of the second optical signal;
A correction current source that outputs a correction current and subtracts the correction current from the current signal output from the photodiode;
A transimpedance amplifier circuit that amplifies a current obtained by subtracting the correction current from the current signal of the photodiode and converts the current into a voltage signal;
A DC component detection circuit that extracts a DC voltage component from the output voltage of the transimpedance amplifier circuit;
An optical communication system, comprising: a correction current control circuit that controls the magnitude of the correction current output from the correction current source so that an output voltage of the DC component detection circuit maintains a constant value .
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