JP4929056B2

JP4929056B2 - Electric power steering device

Info

Publication number: JP4929056B2
Application number: JP2007143362A
Authority: JP
Inventors: 宏平松田
Original assignee: KYB Corp
Current assignee: KYB Corp
Priority date: 2007-05-30
Filing date: 2007-05-30
Publication date: 2012-05-09
Anticipated expiration: 2027-05-30
Also published as: JP2008296679A

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an electric power steering device which is not affected by noise when switching between a first mode and a second mode. <P>SOLUTION: This electric power steering device includes a control signal correction means which determines a difference between the present current deviation in a digital format and a current deviation in the digital format obtained before the last sampling or earlier samplings of the data of the present current deviation and adds a value obtained by multiplying the difference by a coefficient to a motor current control value. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

詳細な説明Detailed description

本発明は、車両のハンドル操舵補助に用いられる電動パワーステアリング装置に関する。 The present invention relates to an electric power steering device used for assisting steering of a vehicle steering wheel.

図４は、従来技術による電動パワーステアリング装置１００のブロック構成図を示す。 FIG. 4 shows a block diagram of an electric power steering apparatus 100 according to the prior art.

図４中、１０１は、ハンドル（図示せず）の操舵トルクを検出するトルクセンサを示し、１０２は、車速を検出する車速センサを示す。１０３は、前記トルクセンサ１０１及び車速センサ１０２の後段に設けられた目標値演算手段を示す。目標値演算手段１０３は、操舵トルクａ及び車速ｂを入力して、電流指令信号ｃを出力するものである。操舵トルクａ及び車速ｂによって、請求項１に記載のセンサ信号が構成される。 In FIG. 4, 101 indicates a torque sensor that detects a steering torque of a handle (not shown), and 102 indicates a vehicle speed sensor that detects a vehicle speed. Reference numeral 103 denotes target value calculation means provided in the subsequent stage of the torque sensor 101 and the vehicle speed sensor 102. The target value calculation means 103 inputs the steering torque a and the vehicle speed b and outputs a current command signal c. The sensor signal according to claim 1 is constituted by the steering torque a and the vehicle speed b.

目標値演算手段１０３は、操舵トルクａ及び車速ｂから電流指令信号ｃを演算するテーブルＴを内蔵している。 The target value calculation means 103 has a built-in table T for calculating a current command signal c from the steering torque a and the vehicle speed b.

目標値演算手段１０３の後段には、減算器１０４が設けられている。この減算器１０４は、前記電流指令信号ｃと、実測されたアシスト電流値との差を求めて電流偏差値ｅとして出力する機器である。この実測されたアシスト電流値は、後述するモータＭに実際に流れている電流値であって、モータ電流検出手段１０５によって検出される。 A subtracter 104 is provided following the target value calculation means 103. The subtractor 104 is a device that obtains a difference between the current command signal c and the actually measured assist current value and outputs it as a current deviation value e. The actually measured assist current value is a current value actually flowing in the motor M described later, and is detected by the motor current detecting means 105.

前記電流偏差値ｅは、後段の比例制御手段１０６と、積分制御手段１０７に入力される。比例制御手段１０６は、前記電流偏差値ｅを入力し、この電流偏差値ｅに係数αを乗算して、比例制御値ｆとして出力する機器である。 The current deviation value e is input to the subsequent proportional control means 106 and the integration control means 107. The proportional control means 106 is a device that receives the current deviation value e, multiplies the current deviation value e by a coefficient α, and outputs the result as a proportional control value f.

積分制御手段１０７は、加算器１０８と、遅れ演算子１０９と、利得調整部１１０とを備えている。遅れ演算子１０９は、減算器１０４から出力された現在の電流偏差値ｅ（ｉ）よりも前の電流偏差値ｅ（ｉ−１），ｅ（ｉ−２），ｅ（ｉ−３），，，を出力する機器である。 The integration control unit 107 includes an adder 108, a delay operator 109, and a gain adjustment unit 110. The lag operator 109 is a current deviation value e (i-1), e (i-2), e (i-3), e prior to the current current deviation value e (i) output from the subtractor 104. ,, And output devices.

加算器１０８において、前記電流偏差値ｅ（ｉ）にｅ（ｉ−１），ｅ（ｉ−２），ｅ（ｉ−３），，，を順次加算するループを繰り返すことによって、電流偏差値ｅの積分を実行して、積分制御信号ｇを出力するように構成されている。前記利得調整部１１０は、前記積分制御信号ｇに係数βを乗算して出力する機器である。 The adder 108 repeats a loop for sequentially adding e (i-1), e (i-2), e (i-3), to the current deviation value e (i), thereby obtaining a current deviation value. The integration of e is executed and an integration control signal g is output. The gain adjusting unit 110 is a device that multiplies the integration control signal g by a coefficient β and outputs it.

前記比例制御手段１０６と積分制御手段１０７との後段には、加算器１１１が設けられている。この加算器１１１は、前記比例制御値ｆと積分制御値ｇを加算して、モータ電流制御値ｈとして出力する機器である。 An adder 111 is provided following the proportional control means 106 and the integral control means 107. The adder 111 is a device that adds the proportional control value f and the integral control value g and outputs the sum as a motor current control value h.

前記加算器１１１の後段には、ＰＷＭ制御手段１１２が設けられている。このＰＷＭ制御手段１１２は、前記モータ電流制御値ｈを入力し、このモータ電流制御値ｈに基づき、後段のモータ駆動手段１１３をＰＷＭ制御する機器である。 A PWM control unit 112 is provided following the adder 111. The PWM control unit 112 is a device that inputs the motor current control value h and performs PWM control of the subsequent motor driving unit 113 based on the motor current control value h.

前記モータ駆動手段１１３の後段には、モータ回路１１４が設けられている。このモータ回路１１４は、４つのスイッチング素子Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４と、直流モータＭとによって構成されている。このモータ回路１１４は、電源１１５とアースとの間に設けられて、電源１１５からは電流検出抵抗器１１６を介して電力が供給される構成になっている。 A motor circuit 114 is provided at the subsequent stage of the motor driving means 113. The motor circuit 114 includes four switching elements F1, F2, F3, and F4 and a DC motor M. The motor circuit 114 is provided between the power source 115 and the ground, and is configured such that electric power is supplied from the power source 115 via the current detection resistor 116.

モータ回路１１４は、ハイサイド側の２つのスイッチング素子Ｆ１，Ｆ２と、ローサイド側の２つのスイッチング素子Ｆ３，Ｆ４とがブリッジ接続されたＨブリッジ回路で構成され、ハイサイド側の２つのスイッチング素子Ｆ１，Ｆ２と、ローサイド側の２つのスイッチング素子Ｆ３，Ｆ４との間には、前記操舵補助用の直流モータＭが設けられている。各スイッチング素子Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４は、ＦＥＴなどのパワートランジスタ等で構成されている。各ＦＥＴのゲートは前記モータ駆動手段１１３に接続されて、モータ駆動手段１１３から各ＦＥＴに駆動信号が入力される構成になっている。 The motor circuit 114 is composed of an H bridge circuit in which two switching elements F1 and F2 on the high side and two switching elements F3 and F4 on the low side are bridge-connected, and the two switching elements F1 on the high side. , F2 and the two low-side switching elements F3, F4 are provided with the steering assist DC motor M. Each of the switching elements F1, F2, F3, and F4 is configured by a power transistor such as an FET. The gate of each FET is connected to the motor drive means 113, and a drive signal is input from the motor drive means 113 to each FET.

前記スイッチング素子Ｆ１とスイッチング素子Ｆ４とが対になり、前記スイッチング素子Ｆ２とスイッチング素子Ｆ３とが対になっている。 The switching element F1 and the switching element F4 are paired, and the switching element F2 and the switching element F3 are paired.

ここで、前記４つのスイッチング素子Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，Ｆ４が作動するモードには、第１モードと第２モードとがある。第１モードとは、ローサイド側の２つのスイッチング素子Ｆ３，又はＦ４が常にオン状態にあり、スイッチング素子Ｆ３，又はＦ４と対になるハイサイド側のスイッチング素子Ｆ１、Ｆ２をＰＷＭ制御するモードである。又、第２モードは、スイッチング素子Ｆ１及びスイッチング素子Ｆ４と、スイッチング素子Ｆ２及びスイッチング素子Ｆ３をそれぞれＰＷＭ制御するモードである。 Here, the modes in which the four switching elements F1, F2, F3, and F4 operate include a first mode and a second mode. The first mode is a mode in which the two switching elements F3 or F4 on the low side are always in the ON state and the switching elements F1 and F2 on the high side that are paired with the switching element F3 or F4 are PWM-controlled. . The second mode is a mode in which the switching elements F1 and F4, and the switching elements F2 and F3 are PWM-controlled, respectively.

ところで、前記第１モードの場合には、ハイサイド側のスイッチング素子Ｆ１、又はＦ２のみがＰＷＭ制御されるため、スイッチングの回数が少なく、スイッチング時の損失による発熱が少ないという利点を有する反面、図５に示すような問題がある。 By the way, in the case of the first mode, since only the high-side switching element F1 or F2 is PWM-controlled, there is an advantage that the number of times of switching is small and heat generation due to loss during switching is small. There is a problem as shown in FIG.

図５は、第１モードにおいて、モータ回路１１４に流れる電流を示した図であって、図５（Ａ）はモータＭの正転時にモータ回路１１４に流れる電流を示す。モータＭの正転時には、スイッチング素子Ｆ１、Ｆ４が導通しているとする。 FIG. 5 is a diagram illustrating a current flowing through the motor circuit 114 in the first mode. FIG. 5A illustrates a current flowing through the motor circuit 114 when the motor M is rotating forward. It is assumed that the switching elements F1 and F4 are conductive during normal rotation of the motor M.

図５（Ｂ）は、第１モードの際にハイサイド側のＦＥＴがＯＦＦした時のモータ回路１１４に流れる電流を示す。即ち、第１モードの際にハイサイド側のＦＥＴがＯＦＦした時にはスイッチング素子Ｆ４、スイッチング素子Ｆ３の寄生ダイオードＤ３及びモータＭで構成される回路内で電流が流れるため、電流検出抵抗器１１６を流れない構成になる。この状況を実際の車両で考えると、運転者がハンドルを操舵するときには問題にならないが、操舵を解除し車両のセルフアライニングトルクによってハンドルが自動的に中立位置に復帰しようとした場合などのハンドルの戻り時において、モータが発生する逆起電圧による回生電流が生じるが、上記の理由から第１モードではこのときの電流を検出できないため、モータＭに流れる電流を制御できない状態になってしまう。このため、ハンドル戻り時にスムーズな回転が得られず、これが原因で異音が発生するなどの問題がある。 FIG. 5B shows a current flowing through the motor circuit 114 when the high-side FET is turned off in the first mode. That is, when the high-side FET is turned off in the first mode, current flows in the circuit formed by the switching element F4, the parasitic diode D3 of the switching element F3, and the motor M, and therefore flows through the current detection resistor 116. There is no configuration. Considering this situation with an actual vehicle, there is no problem when the driver steers the steering wheel, but the steering wheel is released and the steering wheel automatically returns to the neutral position by the vehicle's self-aligning torque. At the time of return, a regenerative current is generated due to the counter electromotive voltage generated by the motor. However, for the above reason, the current at this time cannot be detected in the first mode, and the current flowing through the motor M cannot be controlled. For this reason, there is a problem in that smooth rotation cannot be obtained when the handle is returned and abnormal noise is generated due to this.

このため、特許文献１には、ハンドルの操舵補助を第１モードによって制御することを基本とする一方、第２モードによってハンドルの戻り制御を実行するようにした発明が開示されている。
特許２８５７５５５号公報 For this reason, Patent Document 1 discloses an invention in which steering assist of the steering wheel is basically controlled in the first mode, while return control of the steering wheel is executed in the second mode.
Japanese Patent No. 2857555

しかし、前記特許文献１においては、以下の問題がある。図６は、ＰＷＭ制御とアシスト電流との関係を示す特性図である。図６中、横軸に、ＰＷＭ制御即ち、デュティー比を示し、縦軸にアシスト電流を示す。図６中、点線は第１モードの特性を示し、実線は第２モードの特性を示す。 However, Patent Document 1 has the following problems. FIG. 6 is a characteristic diagram showing the relationship between PWM control and assist current. In FIG. 6, the horizontal axis represents PWM control, that is, the duty ratio, and the vertical axis represents assist current. In FIG. 6, the dotted line indicates the characteristics of the first mode, and the solid line indicates the characteristics of the second mode.

そして、第１モードにおいては、図６中の点線で示す特性に基づきモータＭのアシスト電流を制御しているが、第２モードにおいては、図６中の実線で示す特性に基づきアシスト電流を制御する。このため、第１モードの特性と第２モードの特性との間の電流差Ｓによって、その切り替え時の反動によって、当該電流差Ｓが図７に示すように、ノイズＮとなって現れる。 In the first mode, the assist current of the motor M is controlled based on the characteristic indicated by the dotted line in FIG. 6, but in the second mode, the assist current is controlled based on the characteristic indicated by the solid line in FIG. To do. Therefore, due to the current difference S between the first mode characteristic and the second mode characteristic, the current difference S appears as noise N as shown in FIG.

当該ノイズＮの発生について、図７に基づき説明する。図７は横軸に入力トルクを示し、縦軸にアシスト電流を示す。同図７の第１象限において、第２モードで制御されながら同図７中、矢示Ａ方向へ入力トルクが増大していき、第１モードに切り替わったとする。この場合、図７に示すように、第２モードと第１モードとの電流差Ｓ（図６に示す）に基づいて、電流が上昇する向きのノイズＮ（１）が発生する。一方、第１モードで制御されながら同図７中、矢示Ｂ方向へ入力トルクが減少していき、第２モードに切り替わったとする。この場合、第２モードと第１モードとの電流差Ｓ（図６に示す）に基づいて、電流が下降する向きのノイズＮ（２）が発生する。 Generation of the noise N will be described with reference to FIG. FIG. 7 shows the input torque on the horizontal axis and the assist current on the vertical axis. In the first quadrant of FIG. 7, it is assumed that the input torque increases in the direction indicated by the arrow A in FIG. 7 while being controlled in the second mode, and is switched to the first mode. In this case, as shown in FIG. 7, noise N (1) in the direction of increasing current is generated based on the current difference S (shown in FIG. 6) between the second mode and the first mode. On the other hand, it is assumed that the input torque decreases in the direction of arrow B in FIG. 7 while being controlled in the first mode, and the mode is switched to the second mode. In this case, based on the current difference S (shown in FIG. 6) between the second mode and the first mode, noise N (2) in the direction in which the current decreases is generated.

更に、前記ノイズＮには、前述の原因の他に、積分制御手段１０７の応答性の悪さに基づいたノイズも加算される。 Furthermore, in addition to the above-mentioned causes, noise based on the poor response of the integration control means 107 is also added to the noise N.

そして、前記ノイズＮがモータＭに流れた場合には、運転者に衝撃となって伝わり、運転中において違和感が起きるだけでなく、運転中においては好ましい現象ではない。 When the noise N flows to the motor M, it is transmitted as an impact to the driver, causing not only an uncomfortable feeling during driving, but also a undesirable phenomenon during driving.

一方、図６に示す第２モードの特性を仮に特定できれば、即ち、第２モードの特性線の形態を特定できれば、第２モードの特性と第１モードの特性との差Ｓを固定値として予め予想し、当該差Ｓでアシスト電流を補正することによって、前記ノイズＮの発生を防止することが予想される。 On the other hand, if the characteristic of the second mode shown in FIG. 6 can be specified, that is, if the form of the characteristic line of the second mode can be specified, the difference S between the characteristic of the second mode and the characteristic of the first mode is set in advance as a fixed value. Anticipating and correcting the assist current with the difference S is expected to prevent the noise N from occurring.

しかし、このように、第２モードの特性と第１モードの特性との差Ｓを特定しようとした場合、以下の問題がある。 However, when the difference S between the characteristic of the second mode and the characteristic of the first mode is to be specified in this way, there are the following problems.

即ち、モータＭ自体の特性や、ハーネスの長さ等によって第２モードの特性が変動する。即ち、モータＭ自体の特性や、ハーネスの長さ等によって第２モードの特性線が異なった形態になる。このため、第２モードと第１モードとの差Ｓ（図６に示す）を予め特定することは困難であった。 That is, the characteristics of the second mode vary depending on the characteristics of the motor M itself, the length of the harness, and the like. That is, the characteristic line of the second mode varies depending on the characteristics of the motor M itself, the length of the harness, and the like. For this reason, it is difficult to specify the difference S (shown in FIG. 6) between the second mode and the first mode in advance.

又、モータＭは、出力軸側から外力により回転させられた際に発電機として作用する。そして、このモータＭに流れる電流は、モータＭで発電した電力と、電源１１５の電力との和に基づいて決定する。このため、図８に示すように、第２モードの特性線は変動する。同図８において、中央の特性線は、モータＭをロック状態にした際の特性を示す。右側の特性線は、モータＭに制御方向と同じ向きの外力が作用している際の特性を示す。又、左側の特性線は、モータＭに制御方向とは逆向きの外力が作用している際の特性を示す。 The motor M acts as a generator when rotated by an external force from the output shaft side. The current flowing through the motor M is determined based on the sum of the power generated by the motor M and the power of the power source 115. For this reason, as shown in FIG. 8, the characteristic line of the second mode fluctuates. In FIG. 8, the center characteristic line indicates the characteristic when the motor M is in the locked state. The right characteristic line indicates the characteristic when an external force in the same direction as the control direction is acting on the motor M. Further, the characteristic line on the left shows the characteristic when an external force opposite to the control direction is acting on the motor M.

このように、第２モードの特性線は、モータＭの発電条件により電流特性が変動するため、第２モードの特性線を特定することができず、その結果、第１モードと第２モードとの差Ｓを予め固定値として求め、当該固定値によってノイズの発生を防止することで、モータＭのアシスト電流をノイズの影響を受けないように制御することができなかった。 Thus, since the current characteristic of the second mode characteristic line varies depending on the power generation condition of the motor M, the second mode characteristic line cannot be specified. As a result, the first mode and the second mode By obtaining the difference S in advance as a fixed value and preventing the generation of noise by the fixed value, the assist current of the motor M could not be controlled so as not to be affected by the noise.

本発明は、前記背景技術の問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、第１モードと第２モードとの切り替え時において、ノイズの影響を受けることのない電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the problems of the background art, and an object thereof is to provide an electric power steering device that is not affected by noise when switching between the first mode and the second mode. For the purpose.

請求項１に記載の発明は、車速を検出する車速センサ、及びハンドルの操舵トルクを検出するトルクセンサと、ハンドルの操舵補助用のモータと、４つのスイッチング素子から成るＨブリッジ回路で構成されて前記モータを駆動するモータ回路と、該モータ回路を駆動するモータ駆動手段と、前記車速センサ、及びトルクセンサから出力されたセンサ信号に対応した電流指令信号と、前記モータに流れる実測のアシスト電流とを減算して得た電流偏差値をデジタルデータの形式で入力し積分してモータ電流制御値として出力する積分制御手段と、前記モータ電流制御値に基づき前記モータ駆動手段をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段とを少なくとも備え、前記ＰＷＭ制御は、前記４つのスイッチング素子のローサイド側のスイッチング素子をンのままハイサイド側のスイッチング素子をＰＷＭ制御する第１モードと、前記４つのスイッチング素子の全てをＰＷＭ制御する第２モードからなる電動パワーステアリング装置において、現在の電流偏差値のデジタルデータよりも１つ又は複数個前のデジタルデータと、現在の電流偏差値のデジタルデータとの差分を求め、その差分に係数を乗算して得られた値を前記モータ電流制御値に加算する制御信号補正手段を備えたことを特徴とするものである。 The invention according to claim 1 includes a vehicle speed sensor that detects a vehicle speed, a torque sensor that detects a steering torque of a steering wheel, a steering assist motor, and an H bridge circuit that includes four switching elements. A motor circuit for driving the motor; motor driving means for driving the motor circuit; a current command signal corresponding to sensor signals output from the vehicle speed sensor and the torque sensor; and an actually measured assist current flowing through the motor; Integration control means for inputting and integrating the current deviation value obtained by subtracting in the form of digital data and outputting it as a motor current control value, and PWM control means for PWM controlling the motor drive means based on the motor current control value The PWM control includes switching elements on the low side of the four switching elements. In the electric power steering apparatus including the first mode in which the high-side switching element is PWM-controlled and the second mode in which all the four switching elements are PWM-controlled, the current current deviation value digital data is 1 Control signal correction means for obtaining a difference between one or a plurality of previous digital data and the digital data of the current current deviation value, and adding a value obtained by multiplying the difference by a coefficient to the motor current control value; It is characterized by having.

現在の電流偏差値と、一つ又は複数個前の電流偏差値との差を求め、当該差をモータ電流制御値に即座に加算することによって、アシスト電流を制御するようにしたため、積分制御手段の応答性が悪くても、ノイズの影響を受けることなく、アシスト電流を即座に良好に制御することが可能である。 Since the assist current is controlled by calculating the difference between the current current deviation value and one or more previous current deviation values and immediately adding the difference to the motor current control value, the integral control means Even if the responsiveness is poor, the assist current can be immediately and satisfactorily controlled without being affected by noise.

図１は、本実施例に係る電動パワーステアリング装置１のブロック構成図を示す。図２は作用を説明する図である。電動パワーステアリング装置１は、トルクセンサ１０１、車速センサ１０２、目標値演算手段１０３、減算器１０４、モータ電流検出手段１０５、比例制御手段１０６、積分制御手段１０７、加算器１０８、ＰＷＭ制御手段１１２、モータ駆動手段１１３、及びモータ回路１１４を備えている点については、背景技術の電動パワーステアリング装置１００と同様である。 FIG. 1 is a block diagram of an electric power steering apparatus 1 according to this embodiment. FIG. 2 is a diagram for explaining the operation. The electric power steering apparatus 1 includes a torque sensor 101, a vehicle speed sensor 102, a target value calculation means 103, a subtractor 104, a motor current detection means 105, a proportional control means 106, an integral control means 107, an adder 108, a PWM control means 112, The motor driving unit 113 and the motor circuit 114 are provided in the same manner as the electric power steering apparatus 100 of the background art.

図１に示すように、本実施例に係る電動パワーステアリング装置１は、制御信号補正手段２を備えている。制御信号補正手段２は、減算器３と利得制御手段４とを備えている。減算器３は、現在の電流偏差値ｅ（ｉ）と、遅れ演算子１０９から入力された一つ前の電流偏差値ｅ（ｉ―１）との差分を求めて差分信号ｊとして出力する機器である。ここで、一つ前の電流偏差値ｅ（ｉ―１）とは、積分制御手段１０７が積分する際に用いたデジタル形式の電流偏差値であって、現在の電流偏差値ｅ（ｉ）よりも一つ前のサンプリングのタイミングで取り込まれた電流偏差値ｅ（ｉ―１）である。尚、二個のサンプリング前、又は複数個のサンプリング前の電流偏差値を取り込むようにしても良い。 As shown in FIG. 1, the electric power steering apparatus 1 according to this embodiment includes a control signal correction unit 2. The control signal correction unit 2 includes a subtracter 3 and a gain control unit 4. The subtractor 3 obtains a difference between the current current deviation value e (i) and the previous current deviation value e (i-1) input from the delay operator 109, and outputs the difference signal j. It is. Here, the previous current deviation value e (i-1) is a digital current deviation value used when the integration control means 107 performs integration, and is based on the current current deviation value e (i). Is the current deviation value e (i-1) captured at the timing of the previous sampling. Note that two or more current deviation values before sampling may be captured.

前記制御信号補正手段２の減算器３は、以下の演算式（１）を実行して、差分信号ｊを出力する機器である。前記利得制御手段４は、前記差分信号ｊに係数γを乗算して補正制御信号ｋを求めると共に、この補正制御信号ｋを加算器１１１に出力する機器である。この加算器１１１において、モータ電流制御値ｈに補正制御信号ｋが加算される。
ｊ＝［−｛現在の電流偏差値ｅ（ｉ）｝+｛一つ前のサンプリングによって取込まれた電流偏差値ｅ（ｉ―１）｝］（１）
又、前記係数γを調節することで、前記ノイズを容易に相殺又は、低減させることができる。 The subtractor 3 of the control signal correcting means 2 is a device that executes the following arithmetic expression (1) and outputs a difference signal j. The gain control means 4 is a device that obtains a correction control signal k by multiplying the difference signal j by a coefficient γ and outputs the correction control signal k to the adder 111. In the adder 111, the correction control signal k is added to the motor current control value h.
j = [− {current current deviation value e (i)} + {current deviation value e (i−1)} acquired by the previous sampling]] (1)
Further, the noise can be easily canceled or reduced by adjusting the coefficient γ.

次に、作用を説明する。仮に、図７中、矢印Ａ方向に、第２モードによって入力トルクが増大していったとする。そして、背景技術においては、第２モードから第１モードに切り替わる際に、電流が上昇するノイズＮ（１）が発生した。 Next, the operation will be described. Suppose that the input torque increases in the direction of arrow A in FIG. In the background art, when switching from the second mode to the first mode, noise N (1) in which the current increases is generated.

一方、本実施形態においては、この場合、制御信号補正手段２の出力は、前記演算式（１）に基づき負になる。つまり、この場合、現在の電流偏差ｅ（ｉ）と一つ前の電流偏差ｅ（ｉ―１）とを比較した場合、現在の電流偏差ｅ（ｉ）の方が大きい。このため、前記演算式（１）に示すように、制御信号補正手段２からは負の値が出力されることで、図２に示すように、前記ノイズＮ（１）が相殺され、又は、低減することでノイズＮ（２）が消滅、又は減少する。 On the other hand, in this embodiment, in this case, the output of the control signal correction unit 2 becomes negative based on the arithmetic expression (1). That is, in this case, when the current current deviation e (i) is compared with the previous current deviation e (i-1), the current current deviation e (i) is larger. For this reason, as shown in the arithmetic expression (1), by outputting a negative value from the control signal correction means 2, the noise N (1) is canceled as shown in FIG. By reducing, the noise N (2) disappears or decreases.

次に、図７中、矢印Ｂ方向へ示すように、入力トルクが減少していったとする。この場合、第１モードから第２モードに切り替わる。そして、背景技術においては、電流が下降するノイズＮ（２）が発生した。 Next, it is assumed that the input torque decreases as shown in the arrow B direction in FIG. In this case, the mode is switched from the first mode to the second mode. In the background art, noise N (2) in which the current decreases is generated.

一方、本実施形態においては、この場合、制御信号補正手段２の出力は、前記演算式（１）に基づき正になる。つまり、この場合、現在の電流偏差ｅ（ｉ）と一つ前の電流偏差ｅ（ｉ―１）とを比較した場合、現在の電流偏差ｅ（ｉ）の方が小さい。このため、制御信号補正手段２からは正の値が出力されて、図２に示すように、前記ノイズＮ（２）と相殺され、又は、低減することでノイズＮ（２）が消滅、又は減少する。 On the other hand, in this embodiment, in this case, the output of the control signal correction unit 2 becomes positive based on the arithmetic expression (1). That is, in this case, when the current current deviation e (i) is compared with the previous current deviation e (i-1), the current current deviation e (i) is smaller. For this reason, a positive value is output from the control signal correction means 2 and is canceled or reduced by the noise N (2) as shown in FIG. Decrease.

以上の説明においては、図７中、第１象限に発生するノイズＮ（１）、Ｎ（２）を消滅、又は、低減させる場合について説明したが、第３象限に発生するノイズＮを消滅、又は、低減させる場合についても同様である。 In the above description, the case where the noises N (1) and N (2) generated in the first quadrant are eliminated or reduced in FIG. 7 has been described. However, the noise N generated in the third quadrant is eliminated, The same applies to the case of reduction.

以上説明したように、制御信号補正手段２から出力された補正制御信号ｋによって、ノイズＮが消滅、或いは、低減することになって、運転中、不快感を感ずることのない良好な制御を行うことが可能である。 As described above, the noise N is eliminated or reduced by the correction control signal k output from the control signal correction means 2, and good control without feeling uncomfortable during driving is performed. It is possible.

又、図１に示すように、本実施形態においては、現在の電流偏差値ｅ（ｉ）と、一つ前のサンプリングのタイミングで取り込まれた電流偏差値ｅ（ｉ―１）とを減算することで求められた補正制御信号ｋをＰＷＭ制御手段１１２に入力してアシスト電流を即座に制御するようにしたため、積分制御手段１０７の応答性が悪くても、アシスト制御を即座に良好に実行することができて、図７に示すようなノイズＮが発生しない。 As shown in FIG. 1, in the present embodiment, the current current deviation value e (i) is subtracted from the current deviation value e (i-1) captured at the previous sampling timing. Since the correction control signal k obtained in this way is inputted to the PWM control means 112 to immediately control the assist current, the assist control is immediately and satisfactorily executed even if the integration control means 107 has poor responsiveness. Therefore, noise N as shown in FIG. 7 does not occur.

図３は、図７に示す特性線図の一部を拡大した図を示す。一般に、積分器の出力値は、入力値に対して、９０度の位相遅れが生じ、応答性が悪い。特に、図６に示すように、第２モードの特性は、小電流の際には、傾きが小さく、応答性が悪いため、図３中、一点鎖線で示すように、入力トルクが積分器の閾値以上に大きくなってからアシスト電流が急激に立ち上がるという現象がある。この場合、アシスト電流が急激に立ち上がることによって、アシスト開始時に違和感を感じることがある。 FIG. 3 is an enlarged view of a part of the characteristic diagram shown in FIG. In general, the output value of the integrator has a phase delay of 90 degrees with respect to the input value, and the response is poor. In particular, as shown in FIG. 6, the characteristics of the second mode have a small slope and poor response when the current is small. Therefore, as shown by the alternate long and short dash line in FIG. There is a phenomenon that the assist current suddenly rises after the threshold value is exceeded. In this case, when the assist current suddenly rises, a sense of incongruity may be felt at the start of the assist.

しかし、本実施形態においては、制御信号補正手段２から出力された補正制御信号ｋが、ＰＷＭ制御手段１１２に加えられるため、図３中、実線で示すように、アシスト電流は速やかに立ち上がることができて、パワーステアリングの制御を滑らかに実行することができる。このため、操舵開始時の違和感を受けることなく、良好な走行が可能である。 However, in this embodiment, since the correction control signal k output from the control signal correction unit 2 is applied to the PWM control unit 112, the assist current rises quickly as shown by the solid line in FIG. Thus, the power steering control can be executed smoothly. For this reason, it is possible to travel well without feeling uncomfortable at the start of steering.

本実施形態に係る電動パワーステアリング装置のブロック構成図である。（本実施形態）It is a block block diagram of the electric power steering device which concerns on this embodiment. (This embodiment) 作用を説明する図である。（本実施形態）It is a figure explaining an effect | action. (This embodiment) 作用を説明する図である。（本実施形態）It is a figure explaining an effect | action. (This embodiment) 背景技術に係る電動パワーステアリング装置のブロック構成図である。（背景技術）It is a block block diagram of the electric power steering device which concerns on background art. (Background technology) モータ回路の構成図である。（背景技術）It is a block diagram of a motor circuit. (Background technology) 第１モードと、第２モードとにおいて、ＰＷＭ制御と、アシスト電流との関係を示す図である。（背景技術）It is a figure which shows the relationship between PWM control and assist current in the 1st mode and the 2nd mode. (Background technology) 入力トルクとアシスト電流との関係を示す図である。（背景技術）It is a figure which shows the relationship between input torque and assist current. (Background technology) 図６に示す第２モードの特性線の形態が、正回転、逆回転に伴って変化していく状態を示す図である。（背景技術）It is a figure which shows the state which the form of the characteristic line of the 2nd mode shown in FIG. 6 changes with forward rotation and reverse rotation. (Background technology)

符号の説明Explanation of symbols

１電動パワーステアリング装置
２制御信号補正手段
１０１トルクセンサ
１０２車速センサ
１０４モータ回路
１０７積分制御手段
１１２ＰＷＭ制御手段
１１３モータ駆動手段
Ｍモータ
Ｆ１〜Ｆ４スイッチング素子 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Electric power steering apparatus 2 Control signal correction | amendment means 101 Torque sensor 102 Vehicle speed sensor 104 Motor circuit 107 Integration control means 112 PWM control means 113 Motor drive means M Motor F1-F4 Switching element

Claims

車速を検出する車速センサ、及びハンドルの操舵トルクを検出するトルクセンサと、ハンドルの操舵補助用のモータと、４つのスイッチング素子から成るＨブリッジ回路で構成されて前記モータを駆動するモータ回路と、該モータ回路を駆動するモータ駆動手段と、前記車速センサ、及びトルクセンサから出力されたセンサ信号に対応した電流指令信号と、前記モータに流れる実測のアシスト電流とを減算して得た電流偏差値をデジタルデータの形式で入力し積分してモータ電流制御値として出力する積分制御手段と、前記モータ電流制御値に基づき前記モータ駆動手段をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段とを少なくとも備え、
前記ＰＷＭ制御は、前記４つのスイッチング素子のローサイド側のスイッチング素子をオンのままハイサイド側のスイッチング素子をＰＷＭ制御する第１モードと、前記４つのスイッチング素子をＰＷＭ制御する第２モードからなる電動パワーステアリング装置において、
現在の電流偏差値のデジタルデータよりも１つ又は複数個前のデジタルデータと、現在の電流偏差値のデジタルデータとの差分を求め、その差分に係数を乗算して得られた値を前記モータ電流制御値に加算する制御信号補正手段を備えたことを特徴とする電動パワーステアリング装置。 A vehicle speed sensor for detecting the vehicle speed, a torque sensor for detecting the steering torque of the steering wheel, a motor for assisting steering of the steering wheel, and a motor circuit configured to include an H bridge circuit including four switching elements, and driving the motor; A current deviation value obtained by subtracting a motor driving means for driving the motor circuit, a current command signal corresponding to the sensor signal output from the vehicle speed sensor and the torque sensor, and an actually measured assist current flowing through the motor. At least integration control means for inputting and integrating as digital data and outputting as a motor current control value, and PWM control means for PWM controlling the motor drive means based on the motor current control value,
The PWM control includes a first mode in which the high-side switching elements are PWM-controlled while the low-side switching elements of the four switching elements are on, and a second mode in which the four switching elements are PWM-controlled. In the power steering device,
A difference between one or a plurality of digital data before the current current deviation value digital data and the current current deviation value digital data is obtained, and a value obtained by multiplying the difference by a coefficient is used as the motor. An electric power steering apparatus comprising control signal correction means for adding to a current control value.