JP4928114B2

JP4928114B2 - キャリア位相相対測位装置

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Publication number: JP4928114B2
Application number: JP2005321939A
Authority: JP
Inventors: 奈緒美藤澤; 裕行戸田
Original assignee: Furuno Electric Co Ltd
Current assignee: Furuno Electric Co Ltd
Priority date: 2005-11-07
Filing date: 2005-11-07
Publication date: 2012-05-09
Anticipated expiration: 2025-11-07
Also published as: JP2007127579A

Description

本発明は測位用衛星からの搬送波の位相を利用して相対測位を行う装置に関し、特に電離層遅延量を推定・除去する技術に関する。

従来、ＧＰＳ衛星等の測位用衛星（以下、「測位用衛星」という。）から送信される電波を複数の受信機で受信して、それらのキャリア位相を測定することによって相対測位を行う方法が、例えば、船舶等の移動体の相対測位を行う装置等に適用されている。

このような測位装置では、以下に示す方法で相対測位を行う。

２つの測位用衛星から送信された電波を、複数の受信機で受信し、それぞれのキャリア位相を測定する。そして、２つのアンテナを組として、一方の測位用衛星からの電波に基づく前記２つのアンテナの１重位相差と、他方の測位用衛星からの電波に基づく前記２つのアンテナの１重位相差との差を２重位相差として求める。なお、アンテナ間位相差を取るのは、衛星に起因する誤差を取り除くためであるから、衛星に起因する誤差を外部手段により取り除くことが可能な場合には、０重位相差（位相差を取らない場合）および衛星間１重位相差を用いてもよい。

このように算出された２重位相差は波数単位に変換すると整数部と小数部とに分解される。このうち、小数部は測位装置により直接測定することができるが、整数部は直接測定できず不定性を残してしまう。この直接測定できない整数部を整数バイアスと呼び、この整数バイアスを求めることにより正確な位相差を求めることができる。整数バイアスは前述のように直接測定できないため、通常各種の方法で推定演算および検定して決定する。その後、基準アンテナと他のアンテナ（例えば、移動体に備えられたアンテナ）を結ぶ基線ベクトルを算出し、相対測位を行う（例えば、特許文献１、２参照）。
特開２００２−４０１２４号公報特開２００５−６９８６６号公報

前述のように測位装置では、整数バイアスを如何に正確に決定するかが、測位精度に大きく影響する。基線長が短い（短基線の）場合、すなわち、測位したい移動体の位置（移動体に備えられたアンテナの位置）が基準の位置（基準アンテナの位置）から近い場合には、既知の各技術で精度良く整数バイアスが決定される。

しかし、基線長が長い（長基線の）場合、すなわち、測位したい移動体（固定点でもよい）の位置（移動体に備えられたアンテナの位置）が基準の位置（基準アンテナの位置）から遠い場合、例えば、遠洋に存在する船舶で自船位置を測位する場合には、測位用衛星から送信される電波の電離層遅延や対流圏遅延等の影響を受ける。特に、電離層遅延量の影響が大きく、整数バイアスの推定に対する電離層遅延量の影響をできる限り抑制することで、長基線における整数バイアス推定精度の向上が可能となる。

本発明は前記課題に鑑みてなされたものであり、電離層遅延量の影響を除去した整数バイアスのフロート解の算出を可能とすることにより、基線長に関わらず高精度且つ高速に整数バイアスを決定することができるキャリア位相相対測位装置を提供することを目的とする。

前記課題を解決するために、本発明は、少なくとも１つが移動体上に固定され、測位用衛星から送信される第１周波数と第２周波数の電波を受信する複数のアンテナと、前記複数のアンテナで受信した測位用信号からキャリア位相とともに、測位用信号に重畳された衛星情報を得る受信機と、前記キャリア位相から第１周波数の電波に対する位相差観測量、及び第１周波数と第２周波数の電波を差分合成してなるワイドレーン信号の位相差観測量を少なくとも算出する位相差演算部と、前記位相差観測量及び前記衛星情報から整数バイアス及び基線ベクトルを求め、得られた基線ベクトルに基づいて測位演算を行う測位演算部とを備え、前記測位演算部は、第１周波数に対する整数バイアス、基線ベクトル、及び電離層遅延量の推定演算に、第１周波数の電波に対する位相差観測量と、ワイドレーン信号の位相差観測量と、前記位相差観測量から得られる単位時間当たりの電離層誤差の変化量より生成した基線ベクトル及び電離層遅延量の時間更新と、を少なくとも用いることを特徴とする。なお、推定演算の手法としては、例えばカルマンフィルタによる手法がある。これにより、電離層遅延量の影響を除去した整数バイアス、基線ベクトルを得ることができる。

また、ワイドレーン信号はその波長が長く、例えば、Ｌ１−Ｌ２波の波長は0.862ｍ、Ｌ１−Ｌ５波の波長は0.751ｍ、Ｌ２−Ｌ５波の波長は5.865ｍであり、Ｌ１波の波長0.190ｍ、Ｌ２波の波長0.244ｍ、Ｌ５波の波長0.255ｍに比べ長い。そのため、長基線の場合であっても比較的容易にワイドレーン信号の整数バイアスを求めることができる。また、メルボルン・ビュベナ線形結合式を用いることにより、電離層遅延量の影響を除去したワイドレーン信号の整数バイアスを簡単に求めることができる。そのため、本発明の他の形態として、前記測位演算部が、先ず、前記位相差観測量及び前記衛星情報からワイドレーン信号の整数バイアスを決定し、該決定したワイドレーン信号の整数バイアス、前記時間更新、前記位相差観測量、及び前記衛星情報から、例えばカルマンフィルタを用いて、基準周波数に対する整数バイアス、基線ベクトル、及び電離層遅延を推定することも可能である。

本発明によれば、位相差観測量から基線ベクトルと電離層遅延量の時間更新を生成し、該生成した時間更新、前記位相差観測量、及び前記衛星情報を用いて、基準周波数に対する整数バイアス、ワイドレーン信号に対する整数バイアス、基線ベクトル、及び電離層遅延を推定することにより、電離層遅延誤差の影響を除去した整数バイアス及び基線ベクトルを求めることができる。

また、ワイドレーン信号の波長はＬ１波とＬ２波を用いた場合、約0.86ｍであり、例えば、DGPS測位結果やメルボルン・ビュベナ線形結合を用いてワイドレーン信号の整数バイアスを容易に決定することができる。そのため、先ず、ワイドレーン信号の整数バイアスを決定し、決定したワイドレーン信号の整数バイアス、時間更新、位相差観測量、及び衛星情報を用いて、基準周波数に対する整数バイアス、基線ベクトル、及び電離層遅延を推定することにより、より正確に整数バイアス及び基線ベクトルを求めることもできる。

これにより、長基線の場合であっても電離層遅延量の影響を除去した測位演算を行うことができ、測位精度の向上に寄与する。

また、基準周波数に対する整数バイアス決定後も電離層遅延量の推定を継続して行い、観測量に対して電離層遅延量を補正することにより、測位精度をさらに向上させることも可能である。

（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１によるキャリア位相相対測位装置について図面を参照しながら説明する。

図１は本実施形態に係る測位環境を示す概略図であり、図２は移動体受信機の測位装置の主要部を示す概略ブロック図である。

図１において、１００は固定局（基準局）に備えられたＧＰＳアンテナ、１０１は船舶（移動体）に備えられたＧＰＳアンテナ、ｓａｔ１〜ｓａｔＮは測位用衛星である。また、ＧＰＳアンテナ１０１が備えられた船舶は、図２に示すように、ＧＰＳ受信機２０１と相対測位演算処理部３０１を備えている。相対測位演算処理部３０１は、位相差演算部３１と、測位演算部３２を備えている。

測位用衛星ｓａｔ１〜ｓａｔＮは、複数の周波数の電波を送信する。なお、本実施形態では、この電波としてＧＰＳシステムで使用されるＬ１波（ｆ_L1＝１５７５．４２ＭＨｚ）、Ｌ２波（ｆ_L2＝１２２７．６０ＭＨｚ）、Ｌ５波（１１７６．４５ＭＨｚ）のうち、Ｌ１波とＬ２波が送信されるものとし、受信機側ではＬ１波を基準信号とした処理内容について説明を行う。なお、これら電波はコードとよばれる測位符号がいくつか重畳された搬送波からなり、Ｌ１波にはＣ／ＡコードとＰコードとを含み、他にエフェメリス情報や電離層遅延および対流圏遅延に関する情報からなる航法メッセージが重畳されている。

ＧＰＳアンテナ１０１は、移動体上に固定されたアンテナであり、測位用衛星ｓａｔ１〜ｓａｔＮの所定の測位用衛星からの電波を受信して中間周波数信号に変換し、増幅器で増幅してＧＰＳ受信機２０１に送信する。この時ＧＰＳアンテナ１０１が受信する電波は、前述の測位用衛星から送信される複数の周波数の電波（ここでは、Ｌ１波、Ｌ２波）である。

ＧＰＳ受信機２０１は、ＧＰＳアンテナ１０１で受信した複数の周波数の電波から得たキャリア位相とともに前記電波に重畳される各衛星情報を、相対測位演算処理部３０１へ所定の間隔で送信する。ここで、キャリア位相は位相差演算部３１に送信され、衛星情報は測位演算部３２に送信される。

位相差演算部３１は、ＧＰＳ受信機２０１から受信したキャリア位相信号と、基準アンテナで受信した信号を基準受信機で解析して得られる同様の信号とから２重位相差の観測量（以下、位相差観測量とする。）を算出して、測位演算部３２に与える。位相差演算部３１で生成する位相差観測測量は２種類あり、位相差演算部３１は複数の周波数の電波から得たキャリア位相に基づいて、１つの基準周波数の電波（Ｌ１）に対する位相差観測量と、１つの基準周波数の電波（Ｌ１）に対して異なる周波数の電波（Ｌ２）を差分合成してなるワイドレーン信号の位相差観測量を生成する。

測位演算部３２は、ＧＰＳ受信機２０１から与えられた衛星情報、位相差演算部３１から与えられた位相差観測量、及び前記位相差観測量から生成した基線ベクトル・電離層遅延量の時間更新を用いて、基準周波数に対する整数バイアス（以下、適宜Ｌ１帯バイアスとする。）、ワイドレーン信号に対する整数バイアス（以下、適宜ＷＬバイアスとする。）、基線ベクトル、及び電離層遅延量の推定演算を行う。この推定演算を行うための手法としては、例えばカルマンフィルタを用いた技法がある。その後、測位演算部３２は、推定された整数バイアスの検定処理等を行って整数バイアスを決定し、基線ベクトルを算出した後、得られた基線ベクトルに基づいて測位演算を行う。

図３は、本発明の実施の形態１によるキャリア位相相対測位装置の測位演算部３２が行う処理内容の一例を示すフローチャートである。

（Ｓ１０１）先ず、ステップＳ１０１として、ＧＰＳ受信機２０１から与えられた衛星情報、位相差演算部３１から与えられた位相差観測量、及び前記位相差観測量から生成された基線ベクトルと電離層遅延量の時間更新から、例えばカルマンフィルタを用いてＬ１帯バイアス、ＷＬバイアス、基線ベクトル、及び電離層遅延量の推定を行う。なお、ここで推定されるＬ１帯バイアス及びＷＬバイアスは、整数バイアスのフロート解と呼ばれる小数部を持つバイアス値である（以下、この解をＬ１帯バイアスのフロート解、ＷＬバイアスのフロート解とする。）。

（Ｓ１０２）次に、推定されたＬ１帯バイアスのフロート解、ＷＬバイアスのフロート解は、例えば、ＬＡＭＢＤＡ法等の公知の技法を用いて整数化される。

（Ｓ１０３）ステップＳ１０３は、ステップＳ１０２で得られた整数バイアスが正しいかどうかを検定する処理である。整数バイアスの検定に失敗した場合には、再度、整数バイアスのフロート解の算出（ステップＳ１０１）、整数化処理（Ｓ１０２）を行う。一方、整数バイアスの検定をパスした場合には、基線ベクトルの推定処理に移行する。これにより、電離層遅延量の影響を除去したＬ１帯バイアス、ＷＬバイアスを得ることができる。

（Ｓ１０４）ステップＳ１０５では、決定されたＬ１帯バイアス、ＷＬバイアス、及び電離層遅延量に基づいて、基線ベクトルを算出する。これにより、電離層遅延量の影響を除去した基線ベクトルを得ることができる。
（Ｓ１０５）得られた基線ベクトルを用いて、相対測位を行う。

次に、ステップＳ１０１で説明した整数バイアスのフロート解の推定処理について、カルマンフィルタを用いる場合を例にとってさらに詳細に説明する。

（観測方程式）
自受信機観測量の擬似距離Ｐ、積算搬送波位相（以下、ＡＤＲとする。）Ψは、それぞれ以下の式で定義される。添え字について、例えばＰⁱ _1ｋは受信機ｋで衛星i のＬ１帯信号を観測した擬似距離を表す。

また、ＷＬのＡＤＲは、衛星ｉ，ｊ、受信機ｋ，ｌに対する、Ｌ１帯ＡＤＲの二重差∇ΔΨ^ｉｊ _１ｋｌおよびＬ２帯ＡＤＲの二重差∇ΔΨ^ｉｊ _２ｋｌを用いて、次式のように表すことができる。

ここでｆ_１−ｆ_２＝ｆ_ＷＬとおき、λ_ＷＬ＝Ｃ／ｆ_ＷＬ（Ｃは光速）とすると、次式（５）のように表すことができる。

ところで、対流圏誤差については、モデルを用いた補正により予め除去することができる。また、幾何学的距離∇Δρは、基線ベクトルb=[ｘ，ｙ，ｚ]^Ｔと方向余弦差行列ΔＨを使って∇Δρ＝ΔＨｂと表すことができる。これを利用して（１）式、（５）式から、次式（６）のような観測方程式を立てることができる。

ここで、ステートベクトルを[ｂ, ∇ΔＮ_１, ∇ΔＮ_ＷＬ, −∇ΔIon1]^Ｔとおくと観測方程式（６）は、次式（７）のように表すことができる。なお、次式からもわかるように、本発明の実施の形態１による整数バイアスのフロート解の推定処理では、マルチパスなどの影響によって位相観測量に比べて大きな誤差を持つ擬似距離観測量を使用していない。そのため、フロート解の推定処理に擬似距離観測量を用いる場合に比べて、ステートベクトルの推定結果の精度を向上させることができる。

測位演算部３２はカルマンフィルタを用いて、この（７）式のステートベクトルを推定する。この際の時間更新及び観測更新は下記のように設定される。

（時間更新）
時間更新は、新しい観測量が得られるまで計算によって予測値を求める処理である。ここで、整数バイアスはサイクルスリップが生じない限り時間経過により変化しないため、カルマンフィルタにおける整数バイアス、電離層誤差及び基線ベクトルの時間更新は次のように設定する。

１．整数バイアス
整数バイアスは時間経過により変化しないため、整数バイアスは一定とする。

２．電離層誤差
∇ΔΨ₁−∇ΔΨ_ＷＬは次式（８）より求めることができる。

これより、∇ΔIon１は、次式（９）のようになる。

前述のように時間変化によって整数バイアスは変化しないため、単位時間当たりの電離層誤差の変化量は次式（１０）のように表すことができる。

そのため、（１０）式で示す単位時間当たりの電離層誤差の変化量をdelta∇Δionとすると、電離層誤差の時間更新は次式（１１）のようになる。

３．基線ベクトル
基線ベクトルについては、Ｌ１帯観測量の方がＷＬ観測量より精度が良いためＬ１帯観測量を用いて更新する。ここで、時間変化により整数バイアスは変化しないこと、また対流圏誤差は予め除去できることより、∇ΔΨ₁（ｔ＋１）−∇ΔΨ₁（ｔ）は（１）式から次式（１２）より求めることができる。

この（１２）式をdelta∇Δion（単位時間当たりの電離層誤差の変化量）を用いて整理すると、次式のようになる。

これより、基線ベクトルの時間更新は次式（１３）のように表すことができる。

以上のように設定した１．整数バイアス、２．電離層誤差、３．基線ベクトルの時間更新をマトリクス表示すると、時間更新は次式（１４）のようになる。

（観測更新）
観測更新は、新しく得られた観測量と予測値から新しい推定値を求める処理であり、観測された値と予測された観測値を比較することにより、誤差に関する情報を得、それに対してあるゲインを掛けて予測値に対して付加し、それを推定値とする。この設定は通常の観測更新と同様である。

（整数バイアスのフロート解推定処理）
測位演算部３２は、前述のように位相差観測量から生成した時間更新、及び観測更新に基づいて、（７）式のステートベクトル[ｂ, ∇ΔＮ_１, ∇ΔＮ_ＷＬ, −∇ΔIon1]^Ｔを、カルマンフィルタを用いて推定する。

その後、推定された整数バイアスのフロート解は、公知のＬＡＭＢＤＡ法等を用いて整数化され、整数バイアスの検定が行われる。この検定をパスすることにより、整数バイアスが得られる。整数バイアスの決定後、基線ベクトルは、例えば、前述のカルマンフィルタでの推定演算より得られる電離層遅延量、及び決定された整数バイアスに基づいて、（６）式から求めることができる。

以上のような処理を行うことにより、（７）式のステートベクトルの推定演算時に電離層遅延量の影響を除去することができ、整数バイアス及び基線ベクトルを高精度に求めることができる。
また、本発明によれば、マルチパスなどの影響によって位相観測量に比べて大きな誤差を持つ擬似距離観測量を使用せずに整数バイアスのフロート解を推定できるため、フロート解の推定処理に擬似距離観測量を用いる場合に比べて、ステートベクトルの推定結果の精度を向上させることができる。

次に、本発明について行ったシミュレーション結果を以下に示す。
図４、図５は、本発明の実施の形態１によるキャリア位相相対測位装置について行ったシミュレーション結果を示す図である。図４は本発明の技法を用いて電離層推定を行った場合のシミュレーション結果を示し、図５は同一条件で、電離層を推定しない場合に得られる結果を示す。

本発明の実施の形態１にかかる手法をＰＣ上に実装し、2004年7月20日10時から約24時間、基線長約35kmの環境で収録したデータを用いて、ポストプロセスにより効果を確認した。カルマンフィルタを3600secごとに24回プログラム上でリセットする。リセットによりカルマンフィルタは推定を開始した状態となるため、異なった衛星配置のもとで24回、1時間づつカルマンフィルタを用いて推定した結果が得られる。経過時間ごとに24回の推定基線ベクトルの平均誤差を求めた。つまり、図４は、ある経過時間(1〜3600sec)における24個の推定基線ベクトルから、Ｘ，Ｙ，Ｚ各軸方向の平均誤差を示したものである。正しい電離層誤差は未知であるため、図５に示す電離層を推定しない場合に得られる基線精度との比較により効果確認を行った。

図示するように、電離層推定を行わない図５ではいつまで経っても推定基線ベクトル平均誤差が収束しないのに対し、本発明を用いて電離層推定を行った図４では約1000secを経過した頃から徐々に推定基線ベクトル平均誤差がゼロに収束することが確認できた。

以上のように、本発明の実施の形態１によるキャリア位相相対測位装置によれば、位相差観測量から基線ベクトルと電離層遅延量の時間更新を生成し、該生成した時間更新、前記位相差観測量、及び前記衛星情報を用いて、基準周波数に対する整数バイアス、ワイドレーン信号に対する整数バイアス、基線ベクトル、及び電離層遅延を推定することにより、電離層遅延誤差の影響を除去した整数バイアス及び基線ベクトルを求めることができる。これにより、長基線の場合であっても電離層遅延量の影響を除去した測位演算を行うことができ、測位精度の向上に寄与する。

（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２によるキャリア位相相対測位装置について説明する。なお、本発明の実施の形態２によるキャリア位相相対測位装置は、図２で示した測位演算部３２の処理内容が前記実施の形態１によるキャリア位相相対測位装置と異なるものである。そのため、以下の説明では測位演算部３２が行う処理について説明し、他の構成要素についての説明は省略する。

図６は、本発明の実施の形態２によるキャリア位相相対測位装置の測位演算部３２が行う処理内容の一例を示すフローチャートである。

ワイドレーン信号の波長は約0.86ｍであり、Ｌ１波の波長0.19ｍやＬ２波の波長0.24ｍに比べて長い。そのため、ＷＬバイアスは、Ｌ１帯バイアスやＬ２帯バイアスに比べて比較的容易に得ることができる。そこで、本発明の実施の形態２によるキャリア位相相対測位装置では、先ず、ＷＬバイアスの整数バイアスを決定した後、これを既知情報として電離層遅延量の影響を除去したＬ１帯バイアス及び基線ベクトルを求める。

（Ｓ２０１）先ず、ステップＳ２０１として、ＷＬバイアスのフロート解を推定する。この推定方法としては、例えば公知のメルボルン・ビュベナ線形結合を用いた技法やカルマンフィルタを用いた技法が考えられる。

ここで、メルボルン・ビュベナ線形結合を用いた技法とは、自受信機観測量の擬似距離Ｐ及び積算搬送波位相（以下、ＡＤＲとする。）Ψを表す（１）式〜（４）式よりＷＬバイアスを求める技法である。具体的には、前述の（１）式〜（４）式の（ρ^ｉ _ｋ＋Ｔ^ｉｋ）を１個の未知数とみなし、２つの（３）式、（４）式から２つの未知数（ρ^ｉ _ｋ＋Ｔ^ｉｋとＩ^ｉ _ｋ）を求める。その後、その解を（１）式、（２）式に代入してｎ^ｉ _１ｋ、ｎ^ｉ _２ｋを求め、ｎ^ｉ _１ｋ−ｎ^ｉ _２ｋからＷＬバイアスを求める技法である。なお、（３）式、（４）式で表される擬似距離Ｐは大きな誤差を含むため、この技法は、一般的に波長の長いＷＬバイアスの算出に用いられる。波長の短いＬ１波、Ｌ２波のバイアス決定に用いることは実用的ではない。

（Ｓ２０２）次に、推定されたＷＬバイアスのフロート解は、例えば、ＬＡＭＢＤＡ法等の公知の技法を用いて整数化される。

（Ｓ２０３）ステップＳ２０３は、ステップＳ２０２で得られたＷＬバイアスが正しいかどうかを検定する処理である。整数バイアスの検定に失敗した場合には、再度、ＷＬバイアスのフロート解の算出（ステップＳ２０１）、整数化処理（Ｓ２０２）を行う。一方、整数バイアスの検定をパスした場合には、Ｌ１帯バイアス及び基線ベクトルの推定処理に移行する。なお、ここで得られるＷＬバイアスは波長が長いため電離層遅延による誤差の影響を受けにくい。

（Ｓ２０４）次に、Ｓ２０４として、ＧＰＳ受信機２０１から与えられた衛星情報、位相差演算部３１から与えられた位相差観測量、及び前記位相差観測量から生成した基線ベクトルと電離層遅延量の時間更新から、例えばカルマンフィルタを用いてＬ１帯バイアス、基線ベクトル、及び電離層遅延量の推定を行う。

（Ｓ２０５）次に、推定されたＬ１帯バイアスのフロート解は、ＬＡＭＢＤＡ法等の公知の技法を用いて整数化される。

（Ｓ２０６）ステップＳ２０６は、ステップＳ１０２で得られたＬ１帯バイアスが正しいかどうかを検定する処理である。整数バイアスの検定に失敗した場合には、再度、Ｌ１帯バイアスのフロート解の算出（ステップＳ２０４）、整数化処理（Ｓ２０５）を行う。一方、整数バイアスの検定をパスした場合には、基線ベクトルの推定処理に移行する。これにより、電離層遅延量の影響を除去したＬ１帯バイアスを得ることができる。

（Ｓ２０７）ステップＳ２０７では、決定されたＬ１帯バイアス及びＷＬバイアスに基づいて、基線ベクトルを算出する。これにより、電離層遅延量の影響を除去した基線ベクトルを得ることができる。
（Ｓ２０８）得られた基線ベクトルを用いて、相対測位を行う。

次に、ステップＳ２０４で説明したＬ１帯バイアスのフロート解の推定処理について、カルマンフィルタを用いる場合を例にとってさらに詳細に説明する。

（観測方程式）
ＷＬバイアス決定後のＬ１ＡＤＲの二重位相差とＷＬＡＤＲの二重位相差に対する観測方程式は次式（１５）のように表される。

ここで、ステートベクトルを[ｂ, ∇ΔＮ_１, −∇ΔIon1]^Ｔとおくと観測方程式（１５）は、次式（１６）のように表すことができる。なお、次式からもわかるように、本発明の実施の形態１による整数バイアスのフロート解の推定処理では、マルチパスなどの影響によって位相観測量に比べて大きな誤差を持つ擬似距離観測量を使用していない。そのため、フロート解の推定処理に擬似距離観測量を用いる場合に比べて、ステートベクトルの推定結果の精度を向上させることができる。

（時間更新・観測更新）
時間更新及び観測更新は、前記実施の形態１で説明したものと同じであるため、ここでは説明を省略する。

（整数バイアスのフロート解推定処理）
測位演算部３２は、位相差観測量から生成した時間更新、及び観測更新に基づいて、（１６）式のステートベクトル[ｂ, ∇ΔＮ_１, −∇ΔIon1]^Ｔをカルマンフィルタを用いて推定する。

その後、推定されたＬ１帯バイアスのフロート解は、公知のＬＡＭＢＤＡ法等を用いて整数化され、Ｌ１帯バイアスの検定が行われる。この検定をパスすることにより、Ｌ１帯バイアスが得られる。Ｌ１帯バイアスの決定後、基線ベクトルは、例えば、前述のカルマンフィルタでの推定演算より得られる電離層遅延量、及び決定されたＬ１帯バイアスに基づいて、（１５）式から求めることができる。

以上のような処理を行うことにより、（１６）式のステートベクトルの推定演算時に電離層遅延量の影響を除去することができ、Ｌ１帯バイアス及び基線ベクトルをより高精度に求めることができる。
また、本発明によれば、マルチパスなどの影響によって位相観測量に比べて大きな誤差を持つ擬似距離観測量を使用せずに整数バイアスのフロート解を推定できるため、フロート解の推定処理に擬似距離観測量を用いる場合に比べて、ステートベクトルの推定結果の精度を向上させることができる。

次に、本発明について行ったシミュレーション結果を以下に示す。
図７は、本発明の実施の形態２によるキャリア位相相対測位装置について行ったシミュレーション結果を示す図である。なお、ＷＬバイアスは正しい基線を元にあらかじめ計算した値を用い、その他の条件は前記実施の形態１で説明した図４及び図５のものと同じである。

図７に示すように、ｘ、ｙ、ｚ軸何れにおいても基線ベクトルが、±0.03ｍの誤差範囲内で求まり、高精度に基線ベクトルを算出できることが確認できた。

以上のように、本発明の実施の形態２によるキャリア位相相対測位装置によれば、先ず、位相差観測量及び衛星情報からワイドレーン信号の整数バイアスを決定し、その後、決定したワイドレーン信号の整数バイアス、時間更新、位相差観測量、及び衛星情報を用いて、基準周波数に対する整数バイアス、基線ベクトル、及び電離層遅延を推定することにより、電離層遅延誤差の影響を除去して整数バイアス及び基線ベクトルを求めることができる。これにより、長基線の場合であっても電離層遅延量の影響を除去した測位演算を行うことができ、測位精度の向上に寄与する。

なお、前述した実施形態１、２は最良の実施形態の一例であって、本発明の要旨を損なわない範囲で種々の変更が可能であり、本発明は前述した実施形態に限定されるものではない。

本実施形態にかかる測位環境を示す概略図本発明の実施の形態１によるキャリア位相相対測位装置の構成の一例を示すブロック図本発明の実施の形態１によるキャリア位相相対測位装置の測位演算部が行う処理内容の一例を示すフローチャート本発明の実施の形態１による技法を用いて電離層推定を行った場合のシミュレーション結果を示す図図４と同一条件で電離層推定を行わない場合に得られたシミュレーション結果を示す図本発明の実施の形態２によるキャリア位相相対測位装置の測位演算部が行う処理内容の一例を示すフローチャート本発明の実施の形態２による技法を用いて電離層推定を行った場合のシミュレーション結果を示す図

符号の説明

１００、１０１ＧＰＳアンテナ
２０１ＧＰＳ受信機
３０１相対測位演算処理部
３１位相差演算部
３２測位演算部
ｓａｔ１〜ｓａｔＮ測位用衛星

Claims

少なくとも１つが移動体上に固定され、測位用衛星から送信される第１周波数と第２周波数の電波を受信する複数のアンテナと、
前記複数のアンテナで受信した測位用信号からキャリア位相とともに、測位用信号に重畳された衛星情報を得る受信機と、
前記キャリア位相から第１周波数の電波に対する位相差観測量、及び第１周波数と第２周波数の電波を差分合成してなるワイドレーン信号の位相差観測量を少なくとも算出する位相差演算部と、
前記位相差観測量及び前記衛星情報から整数バイアス及び基線ベクトルを求め、得られた基線ベクトルに基づいて測位演算を行う測位演算部とを備え、
前記測位演算部は、第１周波数に対する整数バイアス、基線ベクトル、及び電離層遅延量の推定演算に、第１周波数の電波に対する位相差観測量と、ワイドレーン信号の位相差観測量と、前記位相差観測量から得られる単位時間当たりの電離層誤差の変化量より生成した基線ベクトル及び電離層遅延量の時間更新と、を少なくとも用いることを特徴とするキャリア位相相対測位装置。
少なくとも１つが移動体上に固定され、測位用衛星から送信される第１周波数と第２周波数の電波を受信する複数のアンテナと、
前記複数のアンテナで受信した測位用信号からキャリア位相とともに、測位用信号に重畳された衛星情報を得る受信機と、
前記キャリア位相から第１周波数の電波に対する位相差観測量、及び第１周波数と第２周波数の電波を差分合成してなるワイドレーン信号の位相差観測量を少なくとも算出する位相差演算部と、
前記位相差観測量及び前記衛星情報から整数バイアス及び基線ベクトルを求め、得られた基線ベクトルに基づいて測位演算を行う測位演算部とを備え、
前記測位演算部は、第１周波数に対する整数バイアス、基線ベクトル、及び電離層遅延量の推定演算に、ワイドレーン信号の位相差観測量と前記衛星情報を用いて予め決定したワイドレーン信号の整数バイアスと、第１周波数の電波に対する位相差観測量と、ワイドレーン信号の位相差観測量と、前記位相差観測量から得られる単位時間当たりの電離層誤差の変化量より生成した基線ベクトル及び電離層遅延量の時間更新と、を少なくとも用いることを特徴とするキャリア位相相対測位装置。
請求項２に記載のキャリア位相相対測位装置において、
前記測位演算部は、ワイドレーン信号の整数バイアスの決定にメルボルン・ビュベナ線形結合式を用いることを特徴とするキャリア位相相対測位装置。
請求項１又は請求項２に記載のキャリア位相相対測位装置において、
前記測位演算部による推定演算を、カルマンフィルタを用いて行うことを特徴とするキャリア位相相対測位装置。