JP4923730B2

JP4923730B2 - Compensation method and angle detection apparatus using the same in resolver angle detection

Info

Publication number: JP4923730B2
Application number: JP2006144094A
Authority: JP
Inventors: 英嗣浜田; 悠季生大西
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2006-05-24
Filing date: 2006-05-24
Publication date: 2012-04-25
Anticipated expiration: 2026-05-24
Also published as: JP2007315856A

Description

本発明は、レゾルバを用いてレゾルバ信号から回転機の回転角度を検出するときに、回路の精度、経時劣化や温度ドリフト等に起因して、時間の経過とともに徐々に変化する、基準交流信号の周期変化やオフセットの発生に基づく誤差を補償する方法及びこれを用いた回転角度検出装置に関する。 In the present invention, when a rotation angle of a rotating machine is detected from a resolver signal using a resolver, a reference AC signal that gradually changes over time due to circuit accuracy, deterioration with time, temperature drift, etc. The present invention relates to a method for compensating for an error based on the occurrence of a period change or an offset, and a rotation angle detection device using the same.

従来から、自動車のパワーステアリングや産業ロボットの関節にサーボモータ等の回転機が使用されているが、かかる回転機の回転角度を検出するセンサとして、レゾルバが知られている。かかるレゾルバを利用した電動機の効率を高めたり、検出誤差を補正して検出精度を高めたりするために、種々の工夫がなされている。 Conventionally, a rotating machine such as a servomotor is used for a power steering of an automobile or a joint of an industrial robot, and a resolver is known as a sensor for detecting a rotation angle of the rotating machine. Various devices have been devised in order to increase the efficiency of an electric motor using such a resolver or to correct detection errors to increase detection accuracy.

例えば、レゾルバ等の正弦波出力方式の磁極センサにより電動機のロータ磁極位置を検出して電動機を駆動する制御装置において、電動機の効率を最大にするために、磁極センサの出力である正弦波波形のゼロクロス点をロータ磁極の切り替わり位置に合わせるべく、磁極センサ出力の極性が変わる各ゼロクロス点間の時間幅を測定し、各時間幅が均等になるように磁気センサのオフセットレベルを調整する技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。 For example, in a control device that drives a motor by detecting the rotor magnetic pole position of a motor with a sine wave output type magnetic pole sensor such as a resolver, in order to maximize the efficiency of the motor, a sine wave waveform that is the output of the magnetic pole sensor A technology is known that measures the time width between each zero-cross point where the polarity of the magnetic pole sensor output changes so that the zero-cross point matches the rotor magnetic pole switching position, and adjusts the offset level of the magnetic sensor so that each time width is equal. (For example, refer to Patent Document 1).

また、レゾルバ装置において、励磁信号とレゾルバ出力信号の位相ズレ量と測定し、この位相ズレ量をオフセット値として励磁信号の位相をシフトして自動調整する技術が知られている。（例えば、特許文献２参照）。
特開平６−２５３５８３号公報特開２００４−７７２８８号広報 In a resolver device, a technique is known in which the phase shift amount of an excitation signal and a resolver output signal is measured, and the phase of the excitation signal is shifted and automatically adjusted using this phase shift amount as an offset value. (For example, refer to Patent Document 2).
Japanese Patent Laid-Open No. 6-253583 Japanese Laid-Open Patent Publication No. 2004-77288

しかしながら、上述の特許文献１に記載の構成では、ゼロクロス点間の時間幅を固定値として利用しており、レゾルバ信号を取得する際の、ゼロクロス点からレゾルバ信号頂点までの時間も固定値として設定しているため、温度ドリフトや、励磁発振回路の精度の問題又は経時劣化等により、ゼロクロス点間の時間幅が徐々に変化している場合には、オフセットレベルを調整しても信頼性の無いものとなってしまう。 However, in the configuration described in Patent Document 1 above, the time width between the zero cross points is used as a fixed value, and the time from the zero cross point to the resolver signal vertex when acquiring the resolver signal is also set as a fixed value. Therefore, if the time width between the zero cross points is gradually changing due to temperature drift, problems with the accuracy of the excitation oscillation circuit or deterioration over time, there is no reliability even if the offset level is adjusted. It becomes a thing.

また、上述の特許文献２に記載の構成では、励磁信号とレゾルバ信号の位相ズレについては言及しているが、励磁信号のゼロクロス点の変化とオフセット電圧の補償については、全く考慮されていない。 Further, in the configuration described in Patent Document 2 mentioned above, the phase shift between the excitation signal and the resolver signal is mentioned, but the change of the zero cross point of the excitation signal and the compensation of the offset voltage are not considered at all.

そこで、本発明では、励磁信号から生成される基準交流信号が、温度ドリフトや発振回路等の精度又は経時劣化等の影響により周期が変化したり、オフセットが重畳されてしまった場合でも、これらの変化を補償し、レゾルバ信号を適切な頂点のタイミングでサンプリングして出力正弦波及び余弦波の包略線を取得し、これに基づいて回転機の回転角度を検出する方法及びこれを用いた回転角度検出装置を提供することを目的とする。 Therefore, in the present invention, even if the reference AC signal generated from the excitation signal has a period changed due to the influence of temperature drift, accuracy of the oscillation circuit, etc. or deterioration with time, or offset is superimposed, Compensation of change, sampling resolver signal at appropriate vertex timing to obtain output sine wave and cosine wave envelopes, and detecting rotation angle of rotating machine based on this, and rotation using this An object is to provide an angle detection device.

上記目的を達成するため、第１の発明に係る回転角度検出方法は、基準交流信号をレゾルバに入力してレゾルバ信号を生成し、該レゾルバ信号を所定のタイミングでサンプリングした値に基づいて回転機の回転角度を検出する方法であって、
前記所定のタイミングは、正波は正波半周期同士、負波は負波半周期同士で、所定周期前までの前記基準交流信号の波形中のゼロクロス点間の時間の半分、又はゼロクロス点間の時間平均の半分に基づいて定めることを特徴とする。これにより、レゾルバ信号をサンプリングするタイミングを常に最近の所定周期内の基準交流信号の履歴に基づいて定めるので、経時的に徐々に影響を受ける基準交流信号の周期の変化又はオフセットの発生に対応した補償が可能となる。 In order to achieve the above object, a rotation angle detection method according to a first aspect of the present invention is a method for generating a resolver signal by inputting a reference AC signal to a resolver, and based on a value obtained by sampling the resolver signal at a predetermined timing. A method for detecting the rotation angle of
The predetermined timing includes positive half-cycles for positive waves and negative half-cycles for negative waves, half of the time between zero-cross points in the waveform of the reference AC signal up to a predetermined cycle , or between zero-cross points. It is characterized in that it is determined based on half of the time average . As a result, the timing for sampling the resolver signal is always determined on the basis of the history of the reference AC signal within the most recent predetermined period, so that it corresponds to the change in the period of the reference AC signal that is gradually affected over time or the occurrence of an offset. Compensation is possible.

第２の発明は、第１の発明に係る回転角度検出方法において、
前記所定のタイミングは、１周期前の前記基準交流信号の波形中のゼロクロス点間の時間の半分のタイミングであることを特徴とする。これにより、レゾルバ信号の頂点のタイミングでレゾルバ信号値を取得でき、適切なタイミングのレゾルバ信号値に基づいて回転角度を検出できる。また、レゾルバ信号をサンプリングするタイミングを常に最新の基準交流信号の履歴に基づいて定め、１周期前の基準交流信号の波形情報を正確に利用してレゾルバ信号の値を特定することができるので、経時的に徐々に影響を受ける基準交流信号の周期の変化又はオフセットの発生に対応した補償が可能となる。 The second invention is, in the rotation angle detecting method according to the first invention,
The predetermined timing is a timing that is half the time between zero-cross points in the waveform of the reference AC signal one cycle before. Thereby, the resolver signal value can be acquired at the timing of the vertex of the resolver signal, and the rotation angle can be detected based on the resolver signal value at an appropriate timing. In addition, since the timing for sampling the resolver signal can always be determined based on the latest reference AC signal history, the waveform information of the reference AC signal one cycle before can be accurately used to identify the value of the resolver signal. Compensation corresponding to the change in the period of the reference AC signal that is gradually affected over time or the occurrence of an offset becomes possible.

第３の発明に係る回転角度検出装置は、基準交流信号を生成する基準交流信号生成手段と、基準交流信号を入力することによりレゾルバ信号を生成するレゾルバと、レゾルバ信号を所定のタイミングでサンプリングし、該サンプリング値に基づいて回転角度を検出する信号処理手段、とを備えた回転機の回転角度検出装置であって、
前記信号処理手段は、前記所定のタイミングを、正波は正波半周期同士、負波は負波半周期同士で、所定周期前までの前記基準交流信号の波形中のゼロクロス点間の時間の半分、又はゼロクロス点間の時間平均の半分に基づいて定めることを特徴とする。これにより、レゾルバ信号をサンプリングするタイミングを常に最近の所定の周期内の基準交流信号の履歴に基づいて定めるので、経時的に徐々に影響を受ける基準交流信号の周期の変化に対応した補償が可能となる。 According to a third aspect of the present invention, there is provided a rotation angle detecting device, a reference AC signal generating means for generating a reference AC signal, a resolver for generating a resolver signal by inputting the reference AC signal, and sampling the resolver signal at a predetermined timing. A rotation angle detection device for a rotating machine, comprising: signal processing means for detecting a rotation angle based on the sampling value,
The signal processing means has the predetermined timing, the positive wave is a positive half-cycle, the negative wave is a negative half-cycle, and the time between zero cross points in the waveform of the reference AC signal up to a predetermined cycle . It is determined based on half or half of the time average between zero cross points . As a result, the timing for sampling the resolver signal is always determined based on the history of the reference AC signal within the most recent predetermined period, so compensation corresponding to changes in the period of the reference AC signal that is gradually affected over time is possible. It becomes.

第４の発明に係る回転角度検出装置は、第３の発明に係る回転角度検出装置において、
前記信号処理手段は、前記所定のタイミングを、１周期前の前記基準交流信号の波形中のゼロクロス点間の時間の半分のタイミングに定めてサンプリングを行うことを特徴とする。これにより、レゾルバ信号をサンプリングするタイミングを常に最新の基準交流信号の履歴に基づいて定めるので、経時的に徐々に影響を受ける基準交流信号の周期の変化に対応した補償が可能となる。 A rotation angle detection device according to a fourth invention is the rotation angle detection device according to the third invention,
Said signal processing means, the predetermined timing, and performs sampling Te constant because half the timing of the time between the zero crossing point in the waveform of one cycle before the reference AC signal. As a result, the timing for sampling the resolver signal is always determined based on the latest history of the reference AC signal, so that compensation corresponding to a change in the period of the reference AC signal that is gradually affected over time is possible.

本発明によれば、回転機の回転角度を検出するレゾルバにおいて、温度ドリフト、回路の精度又は経時劣化により発生する、レゾルバ入力用の基準交流信号の周期変化やオフセットの付加に起因するレゾルバ信号のサンプリングのタイミング誤差を補償し、適切なタイミングでサンプリングしたレゾルバ信号の値に基づいて、高い精度で回転角度を検出できる方法及び装置を提供できる。 According to the present invention, in the resolver that detects the rotation angle of the rotating machine, the resolver signal generated due to the change in period of the reference AC signal for resolver input or the addition of the offset caused by temperature drift, circuit accuracy, or deterioration with time. It is possible to provide a method and apparatus capable of compensating for the sampling timing error and detecting the rotation angle with high accuracy based on the value of the resolver signal sampled at an appropriate timing.

以下、図面を参照して、本発明を実施するための最良の形態の説明を行う。 The best mode for carrying out the present invention will be described below with reference to the drawings.

図１は、一般的なレゾルバによる回転機の回転角度を検出する回転角度検出装置の機能ブロック図を示す。回転角度検出装置は、基準交流信号生成手段１０と、レゾルバ７０と、信号処理手段３０とを備えている。 FIG. 1 is a functional block diagram of a rotation angle detection device that detects a rotation angle of a rotating machine using a general resolver. The rotation angle detection device includes a reference AC signal generation unit 10, a resolver 70, and a signal processing unit 30.

基準交流信号生成手段１０は、レゾルバに入力する基準となる交流信号を生成しており、該基準となる交流信号は、一般的には正弦波が用いられる。レゾルバ７０に入力した基準交流信号１１は、検出しようとする回転機の回転角度に応じて振幅変調されたレゾルバ信号２１に変換されて出力される。得られたレゾルバ信号２１の頂点をサンプリングし、その値をデジタル変換して包絡線を作ると、回転角度θに依存する正弦波ｓｉｎθが得られる。一方で、レゾルバ信号は位相を正弦波よりπ／２進めた余弦波も出力するように構成されている。これも同様に頂点をサンプリングし、その値をデジタル変換して包絡線を作ると、回転角度に依存した包絡線ｃｏｓθが得られる。これからｔａｎθを求め、アークタンジェントを求めることにより、回転角度θを算出することができる。 The reference AC signal generation unit 10 generates an AC signal serving as a reference to be input to the resolver, and a sine wave is generally used as the AC signal serving as the reference. The reference AC signal 11 input to the resolver 70 is converted into a resolver signal 21 that is amplitude-modulated according to the rotation angle of the rotating machine to be detected and output. When the vertex of the obtained resolver signal 21 is sampled and the value is digitally converted to create an envelope, a sine wave sin θ depending on the rotation angle θ is obtained. On the other hand, the resolver signal is configured to output a cosine wave whose phase is advanced by π / 2 from the sine wave. Similarly, when the vertex is sampled and the value is digitally converted to create an envelope, an envelope cos θ depending on the rotation angle is obtained. The rotation angle θ can be calculated by determining tan θ from this and determining the arc tangent.

図２は、一般的なレゾルバ信号の取得方法を、波形を並べて図示して説明したものである。即ち、横軸は時間ｔの関数であり、縦軸はｓｉｎθの大きさを示している。図の最下段には、基準交流信号１１が示され、中央には、レゾルバ信号の出力として該基準交流信号１１が振幅変調された波形２１と、そのレゾルバ信号波形２１の頂点の値を結んで作成された正弦波の包略線３１とが示されている。 FIG. 2 illustrates a general resolver signal acquisition method with waveforms arranged side by side. That is, the horizontal axis is a function of time t, and the vertical axis indicates the magnitude of sin θ. The reference AC signal 11 is shown at the bottom of the figure. In the center, a waveform 21 in which the reference AC signal 11 is amplitude-modulated as an output of the resolver signal is connected to the value of the apex of the resolver signal waveform 21. The generated sine wave envelope 31 is shown.

基準交流信号１１は、一般的には振幅及び周期が一定の正弦波交流信号である。この基準交流信号１１の振幅がゼロとなる点、即ち図２において１２、１３、１４、１５及び１６をゼロクロス点と呼ぶが、この点は符号が正から負、負から正に転換する点であるため、検出し易く便利なので、この点を基準として周期的なタイミングを定めることが一般的に行われている。ここで、基準交流信号とレゾルバ信号２１との関係を見ると、基準交流信号１１におけるゼロクロス点１２、１３、１４、１５及び１６は、レゾルバ信号２１においても対応してゼロクロス点２２、２３、２４、２５及び２６を示している。同様に、基準交流信号１１のゼロクロス点からπ／２位相を進ませた、振幅の頂点である点１７、１８、１９及び２０は、出力レゾルバ信号２１において対応する点においても、振幅の頂点２７、２８、２９、及び１３０を示している。ここで、更にレゾルバ信号２１と正弦波の包略線３１の関係を見ると、レゾルバ信号２１の振幅の頂点２７、２８、２９、１３０はいずれも包絡線３１上に乗っている。従って、レゾルバ信号２１の頂点の値を結ぶことにより、包絡線３１を作成することが出来ることになる。この正弦波ｓｉｎθのθは、検出しようとしている回転機の回転角度であり、また上述のようにレゾルバ７０は同じ基準交流信号１１からｃｏｓθのレゾルバ信号も出力するように構成されているから、このｓｉｎθとｃｏｓθの２相から回転機の回転角度θを求めることができる。従って、回転角度θをより精密に求めるためには、包絡線３１を形成するレゾルバ信号の頂点の値２７、２８、２９及び１３０をどれだけ精密に求めるかが重要となり、それ故その取得タイミングを定めている基準交流電圧１１の頂点１７、１８、１９及び２０をどれだけ精密に設定できるかが重要となる。 The reference AC signal 11 is generally a sinusoidal AC signal having a constant amplitude and period. The point at which the amplitude of the reference AC signal 11 becomes zero, that is, 12, 13, 14, 15 and 16 in FIG. 2, is called a zero cross point. This point is a point where the sign changes from positive to negative and from negative to positive. For this reason, since it is easy to detect and convenient, it is generally performed to determine the periodic timing based on this point. Here, looking at the relationship between the reference AC signal and the resolver signal 21, the zero cross points 12, 13, 14, 15, and 16 in the reference AC signal 11 correspond to the zero cross points 22, 23, 24 in the resolver signal 21. , 25 and 26. Similarly, the amplitude peaks 17, 18, 19, and 20 obtained by advancing the π / 2 phase from the zero crossing point of the reference AC signal 11 also correspond to the output resolver signal 21 at the amplitude peak 27. , 28, 29, and 130 are shown. Here, when the relationship between the resolver signal 21 and the sine wave envelope 31 is further observed, the vertices 27, 28, 29, and 130 of the amplitude of the resolver signal 21 are all on the envelope 31. Therefore, the envelope 31 can be created by connecting the vertex values of the resolver signal 21. The θ of the sine wave sin θ is the rotation angle of the rotating machine to be detected, and the resolver 70 is configured to output the resolver signal of cos θ from the same reference AC signal 11 as described above. The rotation angle θ of the rotating machine can be obtained from the two phases sin θ and cos θ. Therefore, in order to obtain the rotation angle θ more precisely, it is important how precisely the vertex values 27, 28, 29 and 130 of the resolver signal forming the envelope 31 are obtained. It is important how precisely the apexes 17, 18, 19 and 20 of the determined reference AC voltage 11 can be set.

図３は、包絡線のイメージを分かり易くするために、図２よりも広い範囲で、レゾルバ信号２１と、その頂点を結んで得られた回転角度θに依存する正弦波の包絡線３１との関係を示す図である。図３より、レゾルバ信号２１の頂点のタイミングを正確に捉えることが正確な角度検出に大切であることが理解できる。 FIG. 3 shows a resolver signal 21 and a sinusoidal envelope 31 depending on the rotation angle θ obtained by connecting the vertices in a wider range than FIG. 2 in order to make the image of the envelope easier to understand. It is a figure which shows a relationship. From FIG. 3, it can be understood that it is important to accurately detect the vertex timing of the resolver signal 21 for accurate angle detection.

図４は、従来のレゾルバ信号２１のサンプリングのタイミングと、本実施例に係るサンプリングのタイミングを示した図である。図４（Ａ）は、従来のレゾルバを用いた回転角度検出方法のＡＤ変換（アナログ・デジタル変換）のサンプリングのタイミングを示した図である。図２と同様の構成要素には同一の参照符号を付し、その説明を省略する。図４において、交流信号波形の最初の１周期の頂点１７及び１８をサンプリングのタイミングとして設定したときに、波形のゼロクロス点１２から頂点１７に達するまでの時間幅を固定値Ｔ_１、波形のゼロクロス点１３から頂点１８に達するまでの時間幅を固定値Ｔ_２として把握し、その後の交流信号波形に関しても、最初に設定した固定値の時間幅をサンプリングのタイミングとして設定する。そうすると、例えば第２周期の信号波形で周波数が変化し、周期が短くなったときには、本来の頂点の１９、２０からずれた、少し頂点より位相の進んだ１９´、２０´の点を頂点として設定してしまう。次の交流信号波形も同じような周波数の波形が来たときには、また同じように頂点３３、３４からずれた点を頂点３３´、３４´として認識し、このずれた点をサンプリングし、これをデジタル変換した値に基づいて包絡線を作成するので、波形の周期が徐々に経時的に変化してしまっているような場合には、回転角度θの検出精度もその変化につれて低くなってしまう。 FIG. 4 is a diagram showing the sampling timing of the conventional resolver signal 21 and the sampling timing according to the present embodiment. FIG. 4A is a diagram showing sampling timing of AD conversion (analog / digital conversion) in a rotation angle detection method using a conventional resolver. The same components as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. In FIG. 4, when the vertices 17 and 18 of the first period of the AC signal waveform are set as sampling timings, the time width from the waveform zero-cross point 12 to the vertex 17 is set to a fixed value T ₁ , and the waveform zero-cross. grasp the time width from the point 13 to reach the apex 18 as a fixed value T _2, with regard subsequent AC signal waveform, set the time width of a fixed value set initially as the timing of the sampling. Then, for example, when the frequency changes in the signal waveform of the second period and the period becomes shorter, the points 19 ′ and 20 ′ that are shifted from the original vertices 19 and 20 and slightly advanced in phase from the vertices are used as vertices. Set it. When the next AC signal waveform also has a waveform with the same frequency, the point deviated from the vertices 33 and 34 is similarly recognized as the vertices 33 'and 34', and the deviated points are sampled. Since the envelope is created based on the digitally converted value, when the waveform cycle gradually changes with time, the detection accuracy of the rotation angle θ also decreases with the change.

一方、図４（Ｂ）は、本実施例に係る回転角度検出方法におけるレゾルバ信号のサンプリングのタイミングを示した図である。本実施例に係る回転角度検出方法においては、サンプリングの対象となる波形の頂点のサンプリング・タイミングを、前の周期の基準交流信号の波形の頂点タイミングに基づいて定める点に特徴がある。 On the other hand, FIG. 4B is a diagram showing sampling timing of the resolver signal in the rotation angle detection method according to the present embodiment. The rotation angle detection method according to the present embodiment is characterized in that the sampling timing of the apex of the waveform to be sampled is determined based on the apex timing of the waveform of the reference AC signal in the previous cycle.

図４（Ｂ）で説明すると、まず、基準交流信号４０のｎ−１番目の正波のゼロクロス点４１、４２の間の時間幅をＴ_ｎ−１、ｎ番目の正波のゼロクロス点４３、４４の間の時間幅をＴ_ｎ、ｎ＋１番目の正波のゼロクロス点４５、４６の間の時間幅をＴ_ｎ＋１とすると、Ｔ_ｎのサンプリングのタイミングはＴ_ｎの最初のゼロクロス点４３からＴ_ｎ−１の１／２の時間幅の点５０に設定され、同様にＴ_ｎ＋１のサンプリングのタイミングはＴ_ｎ＋１の最初のゼロクロス点４５からＴ_ｎの１／２の時間幅の点５２に設定される。 4B, first, the time width between the (n−1) th positive wave zero-cross points 41 and 42 of the reference AC signal 40 is T _n−1 , and the nth positive wave zero-cross point 43, the time width _T n between 44, n + the first time width between the zero crossing points 45 and 46 Seinami and _{T n + 1,} the timing of the sampling of the _{T n} is _{T n} first _T from the zero-cross point 43 _n of is set to 1/2 of the point 50 of the time width of _-1, it is set similarly to _{T n + 1} is the sampling timing _{T n + 1} of point 52 of the time width of 1/2 of the initial zero-cross point 45 _{T n} .

ここで、ｎ−１番目の波形は正しい頂点タイミング４８でサンプリングされ、次のｎ番目の波形において、前のｎ−１番目の波形から周波数が変化し、更に次のｎ＋１番目の波形において、前のｎ番目の波形とほぼ同じ周波数の波形が来た場合を考える。ｎ番目の波形においては、前の周期のｎ−１番目の波形よりも周波数が高くなる変化をしたため、周期Ｔ_ｎがＴ_ｎ−１よりも短くなり、Ｔ_ｎ−１の１／２の時間幅分、Ｔ_ｎの最初のゼロクロス点４３から経過した点をサンプリングのタイミングに設定すると、頂点の位相π／２のタイミングよりも進んだ位相のタイミングの点５０で実際にはサンプリングをすることになってしまう。しかし、次のｎ＋１番目の波形において、ゼロクロス点４５からＴ_ｎの１／２時間が経過した点にサンプリングのタイミングを設定すると、Ｔ_ｎとＴ_ｎ＋１は周期が等しいため、正しく頂点５２でサンプリングできることになる。これは、常に１周期前の波形の周期からサンプリングのタイミングを定めているため、急激に周期に変動があったときはその変化にすぐには対応できないが、周期が比較的安定していて、少しずつしか変化しないような場合には、その変化に十分対応して正しく振幅の頂点のタイミングでサンプリングができることを意味する。例えば、温度ドリフトや回路の精度又は経時劣化等から来る基準交流信号の周期の変化は、急激に起こることは少ないが、じわりじわりと徐々に変化が起こり、時間がかなり長期間経過したときには、元々の周期と大きく異なっていることが起こりうる。このような場合に、図４（Ａ）に示す従来の方法のように、サンプリングのタイミングを固定とすると、変化に対応できずに時間の経過とともに検出する回転角度の精度が落ちてしまうが、本実施例のように、１周期前の波形の周期に基づいて頂点のサンプリング・タイミングを定めていれば、そのようなじわりじわりとした長期的な変化に、頂点のサンプリング・タイミングの方もじわりじわりと変化させて対応でき、常に正しい頂点のタイミングでサンプリングすることができる。従って、サンプリングした値から得られる回転角度θに依存する包略線ｓｉｎθ及びｃｏｓθも精度が高くなり、時間の経過に伴って基準交流信号の周期が変化したとしても、常に劣化することなく精度良く回転機の回転角度θを検出することができる。 Here, the (n-1) th waveform is sampled at the correct vertex timing 48, the frequency changes from the previous (n-1) th waveform in the next nth waveform, and further in the next (n + 1) th waveform. Let us consider a case where a waveform having the same frequency as that of the n-th waveform comes. In n-th waveform, due to the change in frequency becomes higher than the (n-1) th waveform before the period, the period T _n is shorter than T _n-1, 1/2 time T _n-1 width of, when set to the first timing and the sampling point elapsed from the zero cross point 43 of the T _n, to the actually sampled at phase points 50 of the timing of the advanced than the timing of the phase [pi / 2 vertices turn into. However, in the next (n + 1) th waveform, setting the timing of the sampling points has elapsed 1/2 hours T _n from the zero crossing point 45, T _n and T _{n + 1} because cycle are equal, can be sampled correctly in the apex 52 become. This is because the sampling timing is always determined from the cycle of the waveform one cycle before, so when there is a sudden change in the cycle, it cannot respond immediately to the change, but the cycle is relatively stable, If it changes little by little, it means that sampling can be performed correctly at the timing of the peak of the amplitude, sufficiently corresponding to the change. For example, the change in the period of the reference AC signal due to temperature drift, circuit accuracy or deterioration over time is rarely abrupt, but gradually changes gradually and when the time has passed for a long time, It can happen that it is very different from the period. In such a case, if the sampling timing is fixed as in the conventional method shown in FIG. 4 (A), the accuracy of the rotation angle that is detected with the lapse of time cannot be accommodated, and the accuracy of the rotation angle decreases. If the vertex sampling timing is determined on the basis of the waveform cycle one cycle earlier as in this embodiment, the vertex sampling timing is also gradually affected by such a long-term change. It is possible to respond by changing, and always sample at the correct vertex timing. Therefore, the envelopes sin θ and cos θ that depend on the rotation angle θ obtained from the sampled values are also highly accurate, and even if the period of the reference AC signal changes with time, it does not always deteriorate and is accurate. The rotation angle θ of the rotating machine can be detected.

同様に、図４（Ｂ）において、負波の場合も、ｍ番目の波形の頂点のサンプリングのタイミングを、１周期前のｍ−１番目の波形のゼロクロス点４２から頂点４９の間の時間であるＴ_ｍ−１／２と設定すれば、周波数の変化したｍ番目の波形では頂点より少し進んだタイミングの点５１でサンプリングすることになってしまうが、ｍ＋１番目の波形において、ｍ番目の波形のゼロクロス点４４から頂点までの時間であるＴ_ｍ／２を頂点タイミングに設定すれば、正しい頂点タイミングの点５３でサンプリングが可能となる。ｍ−１番目の波形とｍ番目の波形の間には周波数の変化があるが、その後波形が安定してｍ番目の波形とｍ＋１番目の波形は周波数が等しいので、補正をかけたサンプリングが可能となるからである。 Similarly, in FIG. 4B, also in the case of a negative wave, the sampling timing of the apex of the mth waveform is the time between the zero cross point 42 and the apex 49 of the (m−1) th waveform one cycle before. If a certain T _m−1 / 2 is set, sampling is performed at a point 51 at a timing slightly advanced from the apex in the m-th waveform whose frequency has changed, but the m-th waveform in the m + 1-th waveform. If T _m / 2, which is the time from the zero cross point 44 to the vertex, is set as the vertex timing, sampling at the point 53 with the correct vertex timing becomes possible. There is a change in frequency between the (m-1) th waveform and the mth waveform, but after that, the waveform is stable, and the mth waveform and the (m + 1) th waveform have the same frequency, so correction sampling is possible. Because it becomes.

また、本実施例の場合、一時的に急激に周期が変化し、その後、変化の影響を受けて周期自体は変更されているものの、その後の信号の周期はあまり変動なく安定しているような場合にも、有効である。即ち、急激な変化があったとき、その変化自体には対応できないが、その後波形が安定すれば、常に１周期前の波形に基づいて頂点のサンプリング・タイミングを定めているので、安定した波形自体の全体的な周期変動には十分対応可能だからである。 Further, in the case of the present embodiment, the cycle changes temporarily abruptly, and then the cycle itself is changed under the influence of the change, but the subsequent signal cycle is stable without much variation. It is also effective in some cases. That is, when there is an abrupt change, the change itself cannot be dealt with, but if the waveform stabilizes thereafter, the vertex sampling timing is always determined based on the waveform one cycle before, so the stable waveform itself This is because it can sufficiently cope with the overall fluctuation of the period.

なお、本実施例は、１周期前の波形のみならず、波形の周期の変化が殆ど無ければ、所定の数周期前の波形に基づいて頂点のサンプリング・タイミングを定めることも可能である。徐々に基準交流信号の周期が変化する場合を対象としているので、変化が見えてこない範囲で所定周期前までの基準交流信号に基づいてサンプリングのタイミングを定めても、経時的な変化を補償するという本実施例の目的は達成できるからである。所定周期前の基準交流信号の波形を対象とすることにより、メモリ、バッファ等の記憶手段を利用して演算速度に余裕を持たせることができるようになる。また、所定周期前の１つの波形に基づかずに、所定周期前までの基準交流信号のゼロクロス点間の時間の平均を取るようにして、その値に基づいてサンプリングのタイミングを定めるようにしてもよい。 In this embodiment, if there is almost no change in the waveform period, not only the waveform one period before, it is also possible to determine the sampling timing of the vertices based on the waveform several predetermined periods ago. Since the period of the reference AC signal gradually changes, even if the sampling timing is determined based on the reference AC signal up to a predetermined period before the change is visible, the change over time is compensated. This is because the object of this embodiment can be achieved. By targeting the waveform of the reference AC signal before a predetermined period, it becomes possible to give a margin to the calculation speed using storage means such as a memory and a buffer. Further, the sampling timing may be determined based on the average of the time between the zero-cross points of the reference AC signal before the predetermined period, without being based on one waveform before the predetermined period. Good.

図５は、本実施例に係る回転検出方法を、基準交流信号にオフセットが発生したときに適用する場合の説明図である。図５（Ａ）は、１周期分の基準交流信号電圧の波形を示している。図５（Ａ）において、基準交流信号４０の１周期分を中央に示し、下方に該基準交流信号のゼロクロスのタイミングを作る基準ゼロクロス信号５４を示す。基準交流信号４０の、オフセットのかかっていない状態では、正波半周期と負波半周期が同じ時間幅となっている。ここで、図５（Ａ）中では破線で示されたオフセット電圧Ｖ_ｏｆｓｈがかかった場合を考える。オフセット電圧Ｖ_ｏｆｓｈが基準交流信号電圧にかかることにより、見かけ上、基準交流信号電圧波形は下にずれたような形となり、２Ｔ_θ分だけ正波の半周期Ｔ_Hは短くなり、負波の半周期Ｔ_Lは長くなる。この状態で、従来のように、ゼロクロス点５５から単に固定設定した１／４周期の時間幅でサンプリングのタイミングをとると、正波の場合はＴ_θ分だけ頂点から遅れた点１２１が誤って頂点と判断され、一方、負波の方は、ゼロクロス点５６から１／４周期分進ませたタイミングを頂点と推定してサンプリングすると、逆に頂点より２Ｔ_θ分手前の点１２２が頂点と誤って判断されてしまう。それぞれの点のタイミングでレゾルバ信号電圧をサンプリングし、デジタル変換し、これに基づいて回転角度を検出すると、包略線のトレースする点のタイミングが頂点から少しずつずれているので、非常に精度の悪い回転角度の検出がなされてしまう。 FIG. 5 is an explanatory diagram when the rotation detection method according to the present embodiment is applied when an offset occurs in the reference AC signal. FIG. 5A shows the waveform of the reference AC signal voltage for one cycle. In FIG. 5A, one period of the reference AC signal 40 is shown in the center, and a reference zero-cross signal 54 for generating the zero-cross timing of the reference AC signal is shown below. In the state where the reference AC signal 40 is not offset, the positive wave half cycle and the negative wave half cycle have the same time width. Here, a case where an offset voltage V _ofsh indicated by a broken line is applied in FIG. By the offset voltage V _oFSH is applied to the reference AC signal voltage, apparently, the reference AC signal voltage waveform becomes a shape as shifted down half period T _H of the positive wave by 2T _theta component is shortened, the negative wave The half cycle T _L becomes longer. In this state, if the sampling timing is taken with a time width of ¼ period simply fixedly set from the zero cross point 55 as in the prior art, the point 121 delayed from the apex by T _{θ in} the case of a positive wave is erroneously detected. On the other hand, if the negative wave is sampled by estimating the timing advanced by ¼ period from the zero cross point 56 as a vertex, the point 122 2T _θ before the vertex is erroneously mistaken as the vertex. Will be judged. When the resolver signal voltage is sampled at the timing of each point, converted to digital, and the rotation angle is detected based on this, the timing of the traced point of the envelope line is slightly shifted from the apex. A bad rotation angle is detected.

一方、図５（Ｂ）は、図５（Ａ）に示すオフセットがかかった基準交流電圧波形の２周期分を示している。図５（Ｂ）において、オフセットがかかった隣接する２周期の波形を、正波同士及び負波同士で比較すると、１周期目の正波形のゼロクロス点５５と５６との間の半周期のＴ_H1と、２周期目の正波形のゼロクロス点５７と５８との間の半周期Ｔ_H2の長さは同じである。同様に、１周期目の負波形のゼロクロス点５６と５７との間の半周期のＴ_L1と、２周期目の負波形のゼロクロス点５８と５９との間の半周期Ｔ_L2の長さは同じである。即ち、たとえ基準交流信号にオフセットがかかっても、オフセットにより周期が短くなった波形同士及び長くなった波形同士で１周期前の波形と周期を比較するならば、前後の波形で同じ周期を保っている限り、ゼロクロス点間の時間幅は同一である。従って、正波のゼロクロス点間の時間Ｔ_Ｈ１及びＴ_Ｈ２は、オフセットの影響により、オフセットのかかっていない通常のゼロクロス点１２５と１２６との間及び１２７と１２８との間の時間より短くなっているが、１周期目の正波のＴ_Ｈ１／２の時間幅を、２周期目の正波のゼロクロス点５７に加えたタイミングでサンプリングを行えば、２周期目の正波は頂点１２３のタイミングで正しくサンプリングができる。 On the other hand, FIG. 5B shows two periods of the reference AC voltage waveform to which the offset shown in FIG. In FIG. 5B, when the waveforms of two adjacent periods to which an offset is applied are compared between positive waves and negative waves, the T of the half cycle between the zero-cross points 55 and 56 of the positive waveform in the first period is compared. The length of the half cycle T _H2 between _H1 and the zero-cross points 57 and 58 of the positive waveform in the second cycle is the same. Similarly, the length of the half cycle T _L1 between the zero-cross points 56 and 57 of the first negative waveform and the half cycle T _L2 between the zero-cross points 58 and 59 of the second negative waveform is The same. In other words, even if an offset is applied to the reference AC signal, if the waveform is compared with the waveform one cycle before in the waveforms that have become shorter due to the offset and the waveforms that have become longer, the same cycle is maintained in the previous and subsequent waveforms. As long as it is, the time width between the zero cross points is the same. Therefore, the times T _H1 and T _H2 between the zero-cross points of the positive wave are shorter than the times between the normal zero-cross points 125 and 126 which are not offset and between 127 and 128 due to the influence of the offset. However, if sampling is performed at the timing when the time width of T _H1 / 2 of the positive wave of the first cycle is added to the zero-cross point 57 of the positive wave of the second cycle, the positive wave of the second cycle is the timing of the vertex 123 Sampling correctly.

同様に、負波についても、オフセット電圧がかかった波形のゼロクロス点間の時間Ｔ_Ｌ１及びＴ_Ｌ２の時間は、オフセットがかかっていない波形のゼロクロス点１２６と１２７との間の時間及び１２８と１２９との間の時間よりそれぞれ長くなっているが、Ｔ_Ｌ１＝Ｔ_Ｌ２と考えてよいので、１周期目の負波のゼロクロス点間時間の半分のＴ_Ｌ１／２が２周期目の負波の最初のゼロクロス点１２８から経過した点１２４でサンプリングを行えば、頂点のタイミングとなっている。このように、本実施例の回転検出方法によれば、オフセットがかかった場合であっても、同じようにオフセットがかかった１周期前の波形の周期に基づいてゼロクロス点から頂点までの時間幅を算出しているので、頂点の位置自体はオフセットの程度に関わらず精度高く特定できるのである。なお、このような演算は、サンプリングを行う信号処理手段において行えばよく、通常はマイクロ・コンピュータ等の演算器で実行される。 Similarly, for negative waves, the times T _L1 and T _L2 between the zero cross points of the waveform to which the offset voltage is applied are the times between the zero cross points 126 and 127 of the waveform to which no offset is applied, and 128 and 129. However, since it may be considered that T _L1 = T _L2 , T _L1 / 2 that is half of the time between the zero-cross points of the negative wave of the first cycle is the negative wave of the second cycle. If sampling is performed at a point 124 that has passed from the first zero cross point 128, the timing of the vertex is reached. As described above, according to the rotation detection method of the present embodiment, even when an offset is applied, the time width from the zero cross point to the apex based on the waveform period one cycle before the offset is applied in the same manner. Therefore, the vertex position itself can be specified with high accuracy regardless of the degree of offset. Such an operation may be performed by a signal processing means for performing sampling, and is usually executed by an arithmetic unit such as a microcomputer.

次に、オフセット電圧Ｖ_ｏｆｓを直接的に数値として求めて補償する方法について説明する。上述のように、図５（Ａ）において、基準交流電圧４０にオフセット電圧Ｖ_ｏｆｓｈがかかることにより、見かけ上、基準交流電圧波形４０は下に下がることになり、正波のゼロクロス点５５と５６との間の時間幅Ｔ_Ｈが短くなり、負波のゼロクロス点５６と５７との間の時間幅Ｔ_Ｌが長くなる。ここで、オフセット電圧Ｖ_ｏｆｓｈを、符号を逆にして、元々の基準ゼロ点を基準として負側に取ると、負電圧側にＶ_ｏｆｓｌのラインを引くことが出来るが、そのラインと負側の基準交流電圧波形４０との交点間の線分が、正電圧側の波形におけるＴ_Ｈとの長さと等しくなる。即ち、図５（Ａ）中で言えば、Ｔ_H＝Ｔ_H´となる。これは、オフセットのかかっていない元々の基準のＸ軸と基準交流電圧信号４０との波形とのゼロクロス点に関して正波と負波は点対称であるので、正波を１８０度回転させて負波に重ねて考えてもよい。 Next, a method for compensating for the offset voltage V _ofs by directly obtaining a numerical value will be described. As described above, in FIG. 5A, when the offset voltage V _ofsh is applied to the reference AC voltage 40, the reference AC voltage waveform 40 is apparently lowered, and the zero-cross points 55 and 56 of the positive wave. time width T _H between is shortened, the time width T _L between the zero crossing point 56 and 57 of the negative wave is increased. Here, if the offset voltage V _ofsh is reversed and the negative reference is made with respect to the original reference zero point, a line of V _ofsl can be drawn on the negative voltage side. segment between the intersections of the reference alternating voltage waveform 40 is equal to the length of the T _H in the positive voltage side of the waveforms. That is, in FIG. 5A, T _H = T _{H ′} . This is because the positive wave and the negative wave are symmetric with respect to the zero cross point between the waveform of the original reference X-axis and the reference AC voltage signal 40 with no offset, so the positive wave is rotated 180 degrees to make the negative wave You may think over again.

このとき、オフセットによるゼロクロス点間の時間の変化分は、元々のゼロクロス点間の半周期時間に対して、短くなった正波の方は２Ｔ_θ減少し、長くなった負波の方は２Ｔ_θ増加するので、両者の差分は、｜Ｔ_Ｌ−Ｔ_H｜＝｜Ｔ_Ｌ−Ｔ_H´｜＝２Ｔ_θ−（−２Ｔ_θ）＝４Ｔ_θとなる。一方、基準交流電圧信号４０の周期はオフセットがかかろうとかかるまいと常に一定で、Ｔ_H＋Ｔ_Ｌであるから、Ｔ_θを角度θに換算して表現すると、θ＝Ｔ_θ＊２π／（Ｔ_H＋Ｔ_Ｌ）となる。この差分を表すθから電圧の差分、即ちオフセット電圧を求めれば、Ｖ_ｏｆｓｈ＝ｓｉｎθとなる。以上より、オフセット電圧は、Ｖ_ｏｆｓｈ＝ｓｉｎ［（｜Ｔ_Ｌ−Ｔ_H｜）／４＊{２π／（Ｔ_H＋Ｔ_Ｌ）}］＝ｓｉｎ{（｜Ｔ_Ｌ−Ｔ_H｜π）／２（Ｔ_H＋Ｔ_Ｌ）}となる。 In this case, the time variation between the zero-cross point due to the offset, to the half period time between the original zero-who Seinami became shorter decreases 2T _theta, towards the negative wave became longer 2T _{Since θ} increases, the difference between the two becomes | T _L −T _H | = | T _L −T _{H ′} | = 2T _θ − (− 2T _θ ) = 4T _θ . On the other hand, in the reference period of the AC voltage signal 40 is always constant and Mai according attempt Kakaro offset, because it is T _H + T _L, when expressed in terms of T _theta angle _{θ, θ = T θ * 2π} / ( T _H + T _L ). If a voltage difference, that is, an offset voltage is obtained from θ representing this difference, V _ofsh = sin θ. From the above, the offset voltage is _Vofsh = sin [(| T _L −T _H |) / 4 * {2π / (T _H + T _L )}] = sin {(| T _L −T _H | π) / 2 (T _H + T _L )}.

このようにして求まったオフセット電圧Ｖ_ｏｆｓｈは、基準交流電圧を作るときに、補償することができる。補償は、基準交流信号がレゾルバに入力するまでになされていればよく、基準交流信号の生成のときに、オフセット量を考慮する演算をマイクロ・コンピュータ等で行って反映させるようにしてもよいし、単純な発振回路等からオフセットを考慮せずに基準交流信号の源となる正弦波交流をまず作り、その後にオフセット調整回路等のオフセット補償手段を設けて補償し、最終的な基準交流信号を作成し、レゾルバに入力するようにしてもよい。求まったオフセット電圧Ｖ_ｏｆｓｈをどのように補償するかは、種々の形式・方法が好適に用いられてよい。 The offset voltage V _ofsh thus obtained can be compensated for when generating the reference AC voltage. Compensation is only required until the reference AC signal is input to the resolver. When generating the reference AC signal, an operation that takes into account the offset amount may be performed by a microcomputer or the like and reflected. First, create a sine wave AC that is the source of the reference AC signal without considering the offset from a simple oscillation circuit, etc., and then provide offset compensation means such as an offset adjustment circuit to compensate for the final reference AC signal. It may be created and input to the resolver. Various types and methods may be suitably used for how to compensate the obtained offset voltage V _ofsh .

次に、本実施例を実現する回転角度検出装置の構成について説明する。図６は、本実施例に係る回転角度検出装置の一例を示す。本実施例に係る回転角度検出装置は、基準交流信号生成手段６０と、レゾルバ７０と、信号処理手段８０とから構成されている。このうち、基準交流信号生成手段６０及び信号処理手段８０は、ＥＣＵ（ＥｌｅｃｔｏｒｉｃａｌＣｏｍｐｕｔｅｒＵｎｉｔ）の内部に内蔵され、レゾルバ７０は回転機に外部センサとして取り付けられている。 Next, the configuration of the rotation angle detection device that realizes the present embodiment will be described. FIG. 6 shows an example of a rotation angle detection device according to the present embodiment. The rotation angle detection apparatus according to the present embodiment includes a reference AC signal generation means 60, a resolver 70, and a signal processing means 80. Among these, the reference AC signal generating means 60 and the signal processing means 80 are built in an ECU (Electrical Computer Unit), and the resolver 70 is attached to the rotating machine as an external sensor.

基準交流信号生成手段６０は、発振回路６１と、増幅回路６２と、ゼロクロス信号発生回路６３と、マイクロ・コンピュータ６４とを含む。発振回路６１では、励磁発振して励磁交流信号を発生させる、基準交流信号の信号源としての役割を果たす。発振回路６１で生成された励磁交流信号は、一方は増幅回路６２に送られ、他方は並列結線されたゼロクロス信号発生回路６３に送られる。ゼロクロス信号発生回路６３は、正弦波の励磁交流信号を、該正弦波がゼロとなる点で反転する矩形波に波形整形してデジタル信号とし、マイクロ・コンピュータ６４に送る。マイクロ・コンピュータ６４は、基準交流信号を生成するために、タイミングやオフセット等の種々の調整を行い、増幅回路６２に送る。増幅回路６２は、発振回路６１から送られてきた励磁信号に、マイクロ・コンピュータ６４から送られてきた調整信号を付加して調整を行い、増幅して最終的な基準交流信号としてレゾルバ７０に出力する。ここで、図示しないが、基準交流信号生成手段６０のいずれかの箇所に、時間計測手段が設けられる。時間計測手段は、基準交流信号のゼロクロス点間の時間幅を計測するためのものである。基準交流信号のゼロクロス点間の時間を計測できる箇所であればどこに設けても良いが、例えば、好適には、マイクロ・コンピュータ６４においてゼロクロス点間の時間幅を用いてサンプリングするタイミングを算出したり、オフセット量を算出するのに用いるために、発振回路６１で生成した励磁信号のゼロクロス点間の時間を測定するために発振回路６１内からゼロクロス信号発生回路６３までの間に設けるか、又はゼロクロス信号のゼロクロス点間の時間幅を測定できるようにゼロクロス信号発生回路６３自体かそれ以降のマイクロ・コンピュータ６４の内部の間に設けられてよい。 The reference AC signal generation means 60 includes an oscillation circuit 61, an amplification circuit 62, a zero cross signal generation circuit 63, and a microcomputer 64. The oscillation circuit 61 serves as a signal source of a reference AC signal that generates an excitation AC signal by excitation oscillation. One of the excitation AC signals generated by the oscillation circuit 61 is sent to the amplifier circuit 62, and the other is sent to the zero-cross signal generating circuit 63 connected in parallel. The zero cross signal generation circuit 63 shapes the waveform of the sine wave excitation AC signal into a rectangular wave that is inverted at the point where the sine wave becomes zero, and sends the digital signal to the microcomputer 64. The micro computer 64 performs various adjustments such as timing and offset in order to generate a reference AC signal, and sends it to the amplifier circuit 62. The amplifying circuit 62 performs adjustment by adding the adjustment signal sent from the microcomputer 64 to the excitation signal sent from the oscillation circuit 61, amplifies it, and outputs it to the resolver 70 as a final reference AC signal. To do. Here, although not shown, a time measuring unit is provided at any location of the reference AC signal generating unit 60. The time measuring means is for measuring a time width between zero cross points of the reference AC signal. It may be provided anywhere as long as the time between the zero cross points of the reference AC signal can be measured. For example, preferably, the microcomputer 64 calculates the sampling timing using the time width between the zero cross points. In order to calculate the offset amount, it is provided between the oscillation circuit 61 and the zero cross signal generation circuit 63 in order to measure the time between the zero cross points of the excitation signal generated by the oscillation circuit 61, or the zero cross It may be provided between the zero cross signal generation circuit 63 itself or the inside of the microcomputer 64 thereafter so that the time width between the zero cross points of the signal can be measured.

レゾルバ７０は、回転機のシャフトに取り付けられた回転角度を検出するためのセンサであり、回転機のロータ磁界に合わせて調整されている。図７に、レゾルバ７０の概略構造の一例を示す。ステータ１次コイル７１と、ロータ７２と、２組の２次コイル７３、７４とからなる。ステータ１次コイル７１は、ロータ７２と２次コイル７３、７４を内包するように全体を取り囲んでおり、２組の２次コイル７３、７４は２個のコイルを差動結線してある。また、２組の２次コイル７３、７４は互いに電気角で位相がπ／２ずれた角度に配置してある。一方、ロータ７２は正弦波カーブを円周上につないだ形状の磁性体が用いられ、２次コイル７３、７４の上を正弦波カーブが回転するように取り付けられている。１次コイルを基準交流信号で励磁し、誘起される交流磁界内で磁性体のロータ７２を回転させると、２組の２次コイル７３、７４に、ロータの回転角度θに応じた交流鎖交磁束により、それぞれ電圧を誘起する。ここで、励磁基準交流電圧信号をＡｓｉｎωｔ（Ａは定数）とすると、２次コイル７３に発生するレゾルバ信号電圧はＶ１＝ａｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ（ａは定数）となり、もう一方の２次コイル７４に発生するレゾルバ信号電圧は、Ｖ１と電気的に位相がπ／２ずれたＶ２＝ａｓｉｎωｔ・ｃｏｓθとなる。この２つのレゾルバ信号は、信号処理手段８０に送られる。なお、ここでは一般的なレゾルバ７０の構成を一例として説明したが、本実施例は種々の形式のレゾルバに適用可能であり、複数の相の回転角度に依存する関数を出力することができ、その相の関係から回転角度を検出できるように構成されている磁気センサであれば、その型式や種類は問わない。 The resolver 70 is a sensor for detecting a rotation angle attached to the shaft of the rotating machine, and is adjusted according to the rotor magnetic field of the rotating machine. FIG. 7 shows an example of a schematic structure of the resolver 70. A stator primary coil 71, a rotor 72, and two sets of secondary coils 73 and 74 are included. The stator primary coil 71 surrounds the entire rotor 72 and the secondary coils 73 and 74 so that the two sets of secondary coils 73 and 74 are differentially connected to each other. The two sets of secondary coils 73 and 74 are arranged at an angle that is an electrical angle and a phase shift of π / 2. On the other hand, the rotor 72 is made of a magnetic material having a sine wave curve connected on the circumference, and is mounted on the secondary coils 73 and 74 so that the sine wave curve rotates. When the primary coil is excited with a reference AC signal and the magnetic rotor 72 is rotated in the induced AC magnetic field, the two secondary coils 73 and 74 are connected to the AC linkage according to the rotation angle θ of the rotor. A voltage is induced by each magnetic flux. Here, when the excitation reference AC voltage signal is Asinωt (A is a constant), the resolver signal voltage generated in the secondary coil 73 is V1 = asinωt · sinθ (a is a constant), and is generated in the other secondary coil 74. The resolver signal voltage to be V2 = asin ωt · cos θ, whose phase is electrically shifted by π / 2 from V1. These two resolver signals are sent to the signal processing means 80. In addition, although the structure of the general resolver 70 was demonstrated as an example here, a present Example is applicable to various types of resolvers, can output the function depending on the rotation angle of several phases, Any type and type of magnetic sensor can be used as long as the rotation angle can be detected from the phase relationship.

図６において、信号処理手段８０は、入力回路８１と、マイクロ・コンピュータ６４とから構成されている。入力回路８１は、２つのレゾルバ信号を、サンプリングし、デジタル変換するコンバータである。一般的に、ＡＤＣ（アナログ・デジタル・コンバータ）又はＲＤＣ（レゾルバ・デジタル・コンバータ）と呼ばれる、アナログのレゾルバ出力信号をデジタル変換する手段が好適に利用される。入力回路８１において、レゾルバ信号出力をサンプリングした値についてデジタル変換を行うが、そのサンプリングを行うタイミングは、上述のように１周期前の基準交流信号に基づいて定められる。そのサンプリングを行うタイミングの演算は、マイクロ・コンピュータ６４で行われるようにしてよい。マイクロ・コンピュータ６４は、基準交流信号生成手段６０の一部としても利用されている。基準交流信号を生成する際に、マイクロ・コンピュータ６４で調整を行うので、そのときに算出した１周期前の基準交流信号に基づく頂点のタイミング、即ち、ゼロクロス点からπ／２だけずらした点に達する時間の情報を、マイクロ・コンピュータ６４から入力回路８１に送って指令するようにする。上述のように、温度ドリフトや入力回路の経時劣化により周期自体又はオフセットにより見かけ上の周期が徐々に変化したときでも、常に１周期前の波形のゼロクロス点間の時間に基づいて頂点のタイミングが定められるから、その変化に追従して頂点のサンプリングのタイミングを適切に変化させることができる。なお、温度ドリフトや回路の経時劣化は、入力回路８１を始めとして、他に発振回路６１、増幅回路６２等の総ての回路について発生しうるが、いかなる要因に起因しても、結果が基準交流信号の徐々の変化又はオフセット量の付加による見かけ上の周期変化であれば、総て１周期前の交流信号の波形に基づいて、レゾルバ信号のサンプリングのタイミングを定める本実施例により解決できる。 In FIG. 6, the signal processing means 80 is composed of an input circuit 81 and a microcomputer 64. The input circuit 81 is a converter that samples and digitally converts two resolver signals. In general, means for digitally converting an analog resolver output signal, called ADC (analog-digital converter) or RDC (resolver-digital converter), is preferably used. In the input circuit 81, digital conversion is performed on a value obtained by sampling the resolver signal output. The timing for performing the sampling is determined based on the reference AC signal one cycle before as described above. The calculation of the timing for performing the sampling may be performed by the microcomputer 64. The micro computer 64 is also used as a part of the reference AC signal generation means 60. When the reference AC signal is generated, adjustment is performed by the microcomputer 64, so that the vertex timing based on the reference AC signal one cycle before that calculated, that is, a point shifted by π / 2 from the zero cross point. Information on the reaching time is sent from the microcomputer 64 to the input circuit 81 to be commanded. As described above, even when the apparent period gradually changes due to the temperature drift or deterioration of the input circuit due to the time lapse, the vertex timing is always based on the time between the zero-cross points of the previous waveform. Therefore, the sampling timing of the vertex can be appropriately changed following the change. Note that temperature drift and circuit degradation over time can occur in all circuits including the input circuit 81 and other circuits such as the oscillation circuit 61 and the amplification circuit 62. In the present embodiment, the sampling timing of the resolver signal is determined based on the waveform of the AC signal one cycle before, as long as the AC signal gradually changes or an apparent period change due to the addition of an offset amount.

また、本実施例では、１周期前の基準交流信号に基づいてサンプリングのタイミングを定めている例を説明しているが、例えば演算の速度に余裕が無い場合には、数周期前の基準交流信号に基づいてサンプリングのタイミングを定めるようにしてもよい。本実施例では、経時的な比較的長期に渡る周期等の変化に対応できることを目的としているので、数周期に渡っても周期やオフセット量の変化が検出されない程度の変化であれば、必ずしも１周期前でなくても、数周期前の波形を対象としても十分であろうと考えられるからである。 Further, in this embodiment, an example is described in which the sampling timing is determined based on the reference AC signal one cycle before. For example, when there is no allowance in the calculation speed, the reference AC is several cycles before. The sampling timing may be determined based on the signal. In this embodiment, the purpose is to be able to cope with a change in a cycle or the like over a relatively long period of time. Therefore, if the change is such that no change in the cycle or the offset amount is detected even over several cycles, the change is not necessarily 1. This is because even if it is not before the cycle, it is considered sufficient to target the waveform several cycles before.

なお、本実施例においては、マイクロ・コンピュータ６４を、基準交流信号生成手段６０に用いられているものと兼ねる例について説明したが、サンプリングのタイミングの演算を専用で行う、信号処理手段専用のコンピュータを設けるようにしてもよい。この場合は、基準交流信号発生手段６０のマイクロ・コンピュータから、データを送るように構成してもよいし、まだデジタル変換されていないレゾルバ出力信号の周期も基準交流信号の周期と同じであるので、レゾルバ信号から１周期前の信号のゼロクロス点間の時間幅を求め、これよりサンプリングのタイミングを求めるようにしてもよい。 In the present embodiment, the example in which the microcomputer 64 is also used as the reference AC signal generation means 60 has been described. However, the computer dedicated to the signal processing means that performs the sampling timing calculation exclusively. May be provided. In this case, data may be sent from the microcomputer of the reference AC signal generating means 60, and the period of the resolver output signal that has not yet been digitally converted is also the same as the period of the reference AC signal. The time width between the zero cross points of the signal one cycle before may be obtained from the resolver signal, and the sampling timing may be obtained therefrom.

次に、図６において、補償すべきオフセット量を基準交流信号の波形から求めて、基準交流信号生成の際に、オフセット量の補償を反映させる場合の実施例について説明する。上述のように、オフセット電圧は、Ｖ_ｏｆｓ＝ｓｉｎ{（｜Ｔ_Ｌ−Ｔ_H｜π）／２（Ｔ_H＋Ｔ_Ｌ）}で求められるが、この演算及び補償は、マイクロ・コンピュータ６４で行うようにしてよい。即ち、発振回路６１又はゼロクロス信号発生回路６３で発生したオフセットは、マイクロ・コンピュータ６４で基準交流信号の調整を行うときに算出できるので、この調整のときに、オフセット量を補償するような調整を同時に行うようにすればよい。このように、オフセット量の補償をマイクロ・コンピュータ６４内で基準交流信号の生成の際に行えば、新たな補償用の回路等の手段を設ける必要が無く、装置をより小型化して構成することができる。 Next, an embodiment in which the offset amount to be compensated is obtained from the waveform of the reference AC signal and the offset amount compensation is reflected when generating the reference AC signal in FIG. 6 will be described. As described above, the offset voltage is obtained by V _ofs = sin {(| T _L −T _H | π) / 2 (T _H + T _L )}. This calculation and compensation are performed by the microcomputer 64. You may do it. That is, since the offset generated by the oscillation circuit 61 or the zero cross signal generation circuit 63 can be calculated when the reference AC signal is adjusted by the microcomputer 64, adjustment to compensate for the offset amount is performed at the time of this adjustment. It should be done at the same time. In this way, if the offset amount is compensated when the reference AC signal is generated in the microcomputer 64, it is not necessary to provide a new means such as a compensation circuit, and the apparatus can be made more compact. Can do.

図８は、図６とは異なる態様の本実施例に係る回転角度検出装置の構成を示した図であり、図６で示した基準交流信号生成手段６０内に、新たにオフセット調整回路６５を設けた点のみが図６と異なっている。なお、図６と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。オフセット調整回路６５は、オフセット量が算出されたときに、オフセット量を補償する制御を行う回路である。図６においては、マイクロ・コンピュータ６４で基準交流信号生成の際にオフセット量の補償を行うようにしたが、マイクロ・コンピュータ６４の演算量が多くなると、負担が偏ることから、オフセット調整回路を別回路として設けて、マイクロ・コンピュータ６４の負担を軽減したものである。 FIG. 8 is a diagram showing the configuration of the rotation angle detection device according to the present embodiment in a mode different from that in FIG. 6, and a new offset adjustment circuit 65 is provided in the reference AC signal generation means 60 shown in FIG. Only the point provided is different from FIG. In addition, about the component same as FIG. 6, the same referential mark is attached | subjected and description is abbreviate | omitted. The offset adjustment circuit 65 is a circuit that performs control to compensate for the offset amount when the offset amount is calculated. In FIG. 6, the offset amount is compensated when the microcomputer 64 generates the reference AC signal. However, if the calculation amount of the microcomputer 64 increases, the burden is biased. It is provided as a circuit to reduce the burden on the microcomputer 64.

なお、オフセット量の補償手段については、図６で示したように、省スペースの点を重視してマイクロ・コンピュータ６４内で総て演算し切ってもよいし、図８で示したように、マイクロ・コンピュータ６４の負担を軽減し、固定回路として素早く並行処理で演算を進めるようにしてもよい。ユーザーの目的と用途に応じて、適宜適切な手段を選択することができる。 As shown in FIG. 6, the offset amount compensation means may be completely calculated in the microcomputer 64 with emphasis on space saving, or as shown in FIG. It is also possible to reduce the burden on the microcomputer 64 and to advance the calculation by a parallel process quickly as a fixed circuit. Appropriate means can be appropriately selected according to the purpose and application of the user.

図９は、実施例２に係る回転機の回転角度検出方法及び装置を、自己診断機能を有するレゾルバとして自動車に搭載した適用例を示す全体構成図である。本実施例は、自動車のモータに利用されるのが好ましく、特に、ハイブリッドカーのモータ制御に好適に利用される。図９において、自己診断レゾルバ装置は、電源ＩＣ９０と、レゾルバ７０と、ＲＤＣ（レゾルバ・デジタル・コンバータ）８２と、ＣＰＵ１００とから構成される。電源ＩＣ９０と、ＲＤＣ８２と、ＣＰＵ１００とはＥＣＵ（ＥｌｅｃｔｏｒｉｃＣｏｎｔｒｏｌＵｎｉｔ）の内部に設置され、レゾルバは外部センサとして自動車のモータに設置される。 FIG. 9 is an overall configuration diagram illustrating an application example in which the rotation angle detection method and apparatus for a rotating machine according to the second embodiment is mounted on a vehicle as a resolver having a self-diagnosis function. The present embodiment is preferably used for a motor of an automobile, and particularly preferably used for motor control of a hybrid car. In FIG. 9, the self-diagnostic resolver device includes a power supply IC 90, a resolver 70, an RDC (resolver digital converter) 82, and a CPU 100. The power supply IC 90, the RDC 82, and the CPU 100 are installed in an ECU (Electronic Control Unit), and the resolver is installed in an automobile motor as an external sensor.

電源ＩＣ９０は、電源から送り出される電気エネルギーの電圧を制御し、機器内の各部品に安定した電圧を送るための半導体チップであり、波形生成部９１と、波形整形部９２とからなる。波形生成部９１は、発振回路で構成され、正弦波の基準交流信号を生成する。生成された基準交流信号は、一方は電源ＩＣ内の波形整形部９２に送られ、もう一方はレゾルバ７０、更にもう一方はＲＤＣ８２に出力される。波形整形部９２は、波形生成部９１で生成された正弦波の基準交流信号から、矩形波のゼロクロス信号の波形整形を行い、基準ゼロクロス信号を生成する。ここで、基準ゼロクロス信号とは、例えば正弦波の基準交流信号をｙ＝Ｂｓｉｎωｔ（Ｂは定数）とすれば、ｙ＝０となる点で反転する矩形波を意味する。波形整形後の基準ゼロクロス信号は、電源ＩＣ９０から出力されてＣＰＵ１００に送られる。 The power supply IC 90 is a semiconductor chip for controlling the voltage of electrical energy sent from the power supply and sending a stable voltage to each component in the device, and includes a waveform generation unit 91 and a waveform shaping unit 92. The waveform generation unit 91 includes an oscillation circuit, and generates a sine wave reference AC signal. One of the generated reference AC signals is sent to the waveform shaping unit 92 in the power supply IC, the other is output to the resolver 70, and the other is output to the RDC 82. The waveform shaping unit 92 performs waveform shaping of a rectangular wave zero-cross signal from the sine wave reference AC signal generated by the waveform generation unit 91 to generate a reference zero-cross signal. Here, the reference zero-cross signal means a rectangular wave that is inverted at a point where y = 0 if, for example, a sine reference AC signal is y = Bsinωt (B is a constant). The reference zero-cross signal after waveform shaping is output from the power supply IC 90 and sent to the CPU 100.

レゾルバ７０は、電源ＩＣ９０から出力された基準交流信号が入力されると、モータのロータの回転角度φに応じた２つのレゾルバ信号、Ｖ１´＝ｂｓｉｎωｔ・ｓｉｎφ及びＶ２´＝ｂｓｉｎωｔ・ｃｏｓφ（ｂは定数）を出力する。出力された２つのレゾルバ信号は、一方はＲＤＣ８２に入力され、他方はＣＰＵ１００に入力される。 When the reference AC signal output from the power supply IC 90 is input to the resolver 70, two resolver signals according to the rotation angle φ of the motor rotor, V1 ′ = bsinωt · sinφ and V2 ′ = bsinωt · cosφ (b is Constant). One of the two output resolver signals is input to the RDC 82, and the other is input to the CPU 100.

ＲＤＣ８２は、入力された基準交流信号ｙ＝Ｂｓｉｎωｔと、レゾルバ出力信号Ｖ１´＝ｂｓｉｎωｔ・ｓｉｎφ及びＶ２´＝ｂｓｉｎωｔ・ｃｏｓφとから、ωｔ＝π／２となる頂点のタイミングでレゾルバ信号Ｖ１´及びＶ２´をサンプリングし、このサンプリング値をデジタル変換することにより、Ｖ１´＝ｓｉｎφ及びＶ２´＝ｃｏｓφの包絡線を取得し、これより回転角度φを求める。求めた回転角度φは、２相エンコーダパルスとしてＣＰＵ１００に出力する。ここで、２相エンコーダパルスとは、Ａ相、Ｂ相の位相の異なるパルスと、エンコーダゼロ点時に出力するＮＭ相（Ｚ相ともいう）の３つの信号を指し、Ａ相とＢ相の位相差は９０°である。 The RDC 82 receives the reference AC signal y = Bsinωt, the resolver output signals V1 ′ = bsinωt · sinφ and V2 ′ = bsinωt · cosφ, and resolver signals V1 ′ and V2 at the timing of the vertex where ωt = π / 2. ′ Is sampled, and the sampling values are digitally converted to obtain envelopes of V1 ′ = sin φ and V2 ′ = cos φ, and the rotation angle φ is obtained therefrom. The obtained rotation angle φ is output to the CPU 100 as a two-phase encoder pulse. Here, the two-phase encoder pulse refers to three signals of a pulse with different phases of A phase and B phase and an NM phase (also referred to as Z phase) output at the encoder zero point. The phase difference is 90 °.

ＣＰＵ１００は、カウンタ１０１と、ディレイタイマ１０２と、ＡＤＣ（アナログ・デジタル・コンバータ）１０３と、角度算出手段１０４と、角度比較器１０５と、診断結果出力手段１０６とから構成される。 The CPU 100 includes a counter 101, a delay timer 102, an ADC (analog / digital converter) 103, an angle calculation unit 104, an angle comparator 105, and a diagnosis result output unit 106.

カウンタ１０１は、ＲＤＣ８２から入力されてきた２相エンコーダパルスから、回転角度φを算出する。即ち、図１０（Ａ）に示すように、正転時の場合の、Ｂの立ち上がり時にＡがＨｉｇｈのときは、出力はＨｉｇｈとなってカウントアップし、図１０（Ｂ）に示すように、逆転時の場合の、Ｂの立ち上がり時にＡがＬｏｗのときは、出力はＬｏｗとなり、カウントダウンするが、このパルスをカウンタ１０１で回転方向を含めてカウントすれば、モータの回転角度の累積値、すなわち現在の角度Φを求めることができる。なお、カウンタ１０１は、ＮＭ入力時にリセットされるようになっている。カウンタ１０１で得られた角度Φは、角度比較器１０５に送られる。 The counter 101 calculates the rotation angle φ from the two-phase encoder pulse input from the RDC 82. That is, as shown in FIG. 10 (A), when A is High at the rise of B in the case of normal rotation, the output is High and counts up, and as shown in FIG. 10 (B), In the case of reverse rotation, when A is low at the rise of B, the output is low and counts down. If this pulse is counted by the counter 101 including the rotation direction, the accumulated value of the rotation angle of the motor, that is, The current angle Φ can be determined. The counter 101 is reset when NM is input. The angle Φ obtained by the counter 101 is sent to the angle comparator 105.

ディレイタイマ１０２は、電源ＩＣ９０から入力される矩形波の基準ゼロクロス信号の入力タイミングで起動する。ディレイタイマ１０２は、矩形波のゼロクロス基準信号を９０°遅らせてトリガを発し、このトリガによりＡＤＣ１０３を起動する。ＡＤＣ１０３は、レゾルバ７０の出力信号として送られてきたＶ１´＝ｂｓｉｎωｔ・ｓｉｎφ及びＶ２´＝ｂｓｉｎωｔ・ｃｏｓφを、ディレイタイマ１０２から送られてくるトリガのタイミングでデジタル値に変換するが、このとき、サンプリングのタイミングｔ＝π／２ω＝Ｔ／４は（Ｔは周期）は、実施例１において説明したのと同様に、1周期前又は数周期前の基準交流信号を用いて、温度ドリフトや回路劣化の経時変化による周期変化を補償するように定めてよい。この変換したデジタル値に基づいて、角度算出手段１０４により、回転角度φを求める。求めた回転角度φは、角度比較器１０５に出力する。 The delay timer 102 starts at the input timing of a rectangular wave reference zero cross signal input from the power supply IC 90. The delay timer 102 delays the square-wave zero-cross reference signal by 90 °, generates a trigger, and activates the ADC 103 by this trigger. The ADC 103 converts V1 ′ = bsinωt · sinφ and V2 ′ = bsinωt · cosφ sent as output signals of the resolver 70 into digital values at the timing of the trigger sent from the delay timer 102. At this time, Sampling timing t = π / 2ω = T / 4 (where T is a period) is the same as described in the first embodiment, using a reference AC signal one period before or several periods ago, and a temperature drift or circuit It may be determined so as to compensate for a periodic change due to a change in deterioration over time. Based on the converted digital value, the angle calculation means 104 determines the rotation angle φ. The obtained rotation angle φ is output to the angle comparator 105.

角度比較器１０５では、カウンタ１０１から入力された回転角度Φと、角度算出手段１０４から入力された回転角度φとを比較する。そして比較結果が、所定の閾値を超えたときに、「レゾルバ角度異常」と判定し、診断結果出力手段１０６に出力する。診断結果出力手段１０６は、「レゾルバ角度異常」との結果が出れば、車両内の表示器により異常をユーザーに知らせる警告出力を行う。異常が特に無ければ、特に何も表示しなくてもよい。この自己診断結果は、ＲＤＣ、レゾルバ及びその入出力回路系の故障を表しているので、ユーザーは「レゾルバ角度異常」の出力により、故障箇所の系統を特定することができる。 The angle comparator 105 compares the rotation angle Φ input from the counter 101 with the rotation angle Φ input from the angle calculation unit 104. When the comparison result exceeds a predetermined threshold, it is determined that the resolver angle is abnormal, and is output to the diagnosis result output means 106. If a result of “resolver angle abnormality” is output, the diagnosis result output means 106 outputs a warning that informs the user of the abnormality by a display in the vehicle. If there is no abnormality, nothing may be displayed. Since this self-diagnosis result represents a failure in the RDC, resolver, and its input / output circuit system, the user can specify the system of the failure location by the output of “abnormal resolver angle”.

なお、本実施例では、レゾルバ信号出力を利用してモータの回転角度を検出する系統が２つあるが、実際にモータを制御するモータ制御システムとして利用するのは、ＲＤＣ８２を経てカウンタ１０１から出力される角度を用いるのが好適である。カウンタ１０１は、モータ制御システムが欲する時に、その角度をリアルタイムで、ＲＤＣ８２の分解能で保持しているので、モータ制御に使用可能であるが、ＡＤＣ１０３から出力される角度は、そのサンプリング周期は基準交流信号の周期に依存し、基準交流信号の周波数は約１０ｋＨｚであるのに対し、モータ制御システムにおいて必要とされる周波数は、基準交流信号とは非同期な１．２５ｋＨｚ〜１０ｋＨｚであるため、ＡＤＣ１０３から出力される角度は分解能的に使用できないからである。 In this embodiment, there are two systems for detecting the rotation angle of the motor using the resolver signal output. However, what is actually used as a motor control system for controlling the motor is output from the counter 101 via the RDC 82. It is preferable to use the angle to be used. The counter 101 holds the angle in real time at the resolution of the RDC 82 when the motor control system desires, so it can be used for motor control. However, the angle output from the ADC 103 is the reference cycle. Depending on the period of the signal, the frequency of the reference AC signal is about 10 kHz, whereas the frequency required in the motor control system is 1.25 kHz to 10 kHz asynchronous with the reference AC signal. This is because the output angle cannot be used in terms of resolution.

また、本実施例に係る自己診断機能を有するレゾルバにおいて、自己診断時の閾値は、診断している系及びそれら回路の誤差を総て含み十分なマージンで設計されているが、今後、モータ制御及びフェールセーフ性能の向上が考えられ、自己診断精度の向上が求められる可能性がある。この場合において、各種信号の源である基準交流信号の精度向上は必須であるが、精度向上のためには、誤差を取り除く演算又はフィードバックによる補償が必要である。本実施例では、誤差を取り除く演算について説明したが、誤差を取り除く演算をフィードバックに適用することも可能である。 In the resolver having the self-diagnosis function according to the present embodiment, the threshold value at the time of self-diagnosis is designed with a sufficient margin including all errors of the system being diagnosed and their circuits. In addition, improvement in fail-safe performance is conceivable, and improvement in self-diagnosis accuracy may be required. In this case, it is essential to improve the accuracy of the reference AC signal that is the source of various signals. However, in order to improve the accuracy, compensation to eliminate errors or feedback is necessary. In this embodiment, the calculation for removing the error has been described, but the calculation for removing the error can be applied to the feedback.

以上、本発明の好ましい実施例について詳説したが、本発明は、上述した実施例に制限されることはなく、本発明の範囲を逸脱することなく、上述した実施例に種々の変形及び置換を加えることができる。例えば、回転機としては、自動車のパワーステアリングのアシスト・モータや、車輪の駆動系のモータ等に好適に適用可能である。 The preferred embodiments of the present invention have been described in detail above. However, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications and substitutions can be made to the above-described embodiments without departing from the scope of the present invention. Can be added. For example, the rotating machine can be suitably applied to an assist motor for a power steering of an automobile, a motor for a wheel drive system, or the like.

一般的なレゾルバによる回転機の回転角度を検出する回転角度検出装置の機能ブロック図である。It is a functional block diagram of the rotation angle detection apparatus which detects the rotation angle of the rotary machine by a general resolver. 一般的なレゾルバ信号の取得方法を、波形を並べて図示して説明した図である。It is the figure which illustrated and showed the common resolver signal acquisition method side by side with a waveform. レゾルバ信号２１と、その頂点を結んで得られた回転角度θに依存する正弦波の包絡線３１との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the resolver signal 21 and the envelope 31 of the sine wave depending on rotation angle (theta) obtained by connecting the vertex. 従来のレゾルバ信号２１のサンプリングのタイミングと、本実施例に係るサンプリングのタイミングを示した図である。It is the figure which showed the timing of the sampling of the conventional resolver signal 21, and the timing of the sampling which concerns on a present Example. 本実施例に係る回転検出方法を、基準交流信号にオフセットが発生したときに適用する場合の説明図である。図５（Ａ）は、１周期分の基準交流信号電圧の波形を示した図である。図５（Ｂ）は、図５（Ａ）に示すオフセットがかかった基準交流電圧波形の２周期分を示した図である。It is explanatory drawing in the case of applying the rotation detection method according to the present embodiment when an offset occurs in the reference AC signal. FIG. 5A is a diagram showing a waveform of the reference AC signal voltage for one cycle. FIG. 5B is a diagram showing two periods of the reference AC voltage waveform to which the offset shown in FIG. 5A is applied. 本実施例に係る回転角度検出装置の構成の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a structure of the rotation angle detection apparatus which concerns on a present Example. レゾルバ７０の概略構造の一例を示した図である。3 is a diagram illustrating an example of a schematic structure of a resolver 70. FIG. 図６とは異なる態様の本実施例に係る回転角度検出装置の構成を示した図である。It is the figure which showed the structure of the rotation angle detection apparatus which concerns on a present Example of the aspect different from FIG. 実施例２に係る回転機の回転角度検出方法及び装置を、自己診断機能を有するレゾルバとして自動車に搭載した適用例を示す全体構成図である。It is a whole block diagram which shows the example of application which mounts the rotation angle detection method and apparatus of the rotary machine which concerns on Example 2 on a motor vehicle as a resolver which has a self-diagnosis function. 図１０（Ａ）は、正転時の、カウンタ１０１がカウントアップする場合を示した図である。図１０（Ｂ）は、逆転時の、カウンタ１０１がカウントダウンする場合を示した図である。FIG. 10A is a diagram illustrating a case where the counter 101 counts up during normal rotation. FIG. 10B shows a case where the counter 101 counts down during reverse rotation.

符号の説明Explanation of symbols

１０従来の基準交流信号生成手段
１１基準交流信号
１２、１３、１４、１５、１６基準交流信号のゼロクロス点
１７、１８、１９、２０基準交流信号の頂点
１８´、１９´ 基準交流信号の頂点からずれた点
２１レゾルバ信号
２２、２３、２４、２５レゾルバ信号のゼロクロス点
２６、２７、２８、２９レゾルバ信号の頂点
３０従来の信号処理手段
３１サインカーブ
３２コサインカーブ
３３、３４基準交流信号の頂点
３３´、３４´ 基準交流信号の頂点からずれた点
４０基準交流電圧波形
４１、４２、４３、４４、４５、４６、４７ゼロクロス点
４８、４９、５０、５１、５２、５３頂点
５４基準ゼロクロス信号
５５、５６、５７ゼロクロス点
６０基準交流信号生成手段
６１発振回路
６２増幅回路
６３ゼロクロス信号発生回路
６４マイクロ・コンピュータ
６５オフセット調整回路
７０レゾルバ
７１ステータ１次コイル
７２ロータ
７３、７４ステータ２次コイル
８０信号処理手段
８１入力回路
８２ＲＤＣ（レゾルバ・デジタル・コンバータ）
９０電源ＩＣ
９１波形生成部
９２波形整形部
１００ＣＰＵ
１０１カウンタ
１０２ディレイタイマ
１０３ＡＤＣ（アナログ・デジタル・コンバータ）
１０４角度算出手段
１０５角度比較器
１０６診断結果出力手段
１２１、１２２基準交流信号の頂点からずれた点
１２３、１２４基準交流信号の頂点
１２５、１２６、１２７、１２８、１２９ゼロクロス点
１３０レゾルバ信号の頂点 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Conventional reference | standard AC signal production | generation means 11 Reference | standard AC signal 12, 13, 14, 15, 16 Zero cross point of reference | standard AC signal 17, 18, 19, 20 From vertex of reference | standard AC signal 18 ', 19' From the vertex of reference | standard AC signal Misaligned point 21 Resolver signal 22, 23, 24, 25 Resolver signal zero-cross point 26, 27, 28, 29 Resolver signal vertex 30 Conventional signal processing means 31 Sine curve 32 Cosine curve 33, 34 Reference AC signal vertex 33 ', 34' Point shifted from the apex of the reference AC signal 40 Reference AC voltage waveform 41, 42, 43, 44, 45, 46, 47 Zero cross point 48, 49, 50, 51, 52, 53 Vertex 54 Reference zero cross signal 55 , 56, 57 Zero cross point 60 Reference AC signal generation means 61 Oscillator circuit 62 Amplifier circuit 63 Zero cross signal Generating circuit 64 microcomputer 65 offset adjustment circuit 70 resolver 71 stator primary coil 72 rotor 73 stator secondary coil 80 signal processing unit 81 input circuit 82 RDC (resolver-to-digital converter)
90 Power IC
91 Waveform generation unit 92 Waveform shaping unit 100 CPU
101 Counter 102 Delay Timer 103 ADC (Analog / Digital Converter)
104 Angle calculation means 105 Angle comparator 106 Diagnosis result output means 121, 122 Points deviated from the apex of the reference AC signal 123, 124 Vertices of the reference AC signal 125, 126, 127, 128, 129 Zero cross points 130 Vertices of the resolver signal

Claims

基準交流信号をレゾルバに入力してレゾルバ信号を生成し、該レゾルバ信号を所定のタイミングでサンプリングした値に基づいて回転機の回転角度を検出する方法であって、
前記所定のタイミングは、正波は正波半周期同士、負波は負波半周期同士で、所定周期前までの前記基準交流信号の波形中のゼロクロス点間の時間の半分、又はゼロクロス点間の時間平均の半分に基づいて定めることを特徴とする回転角度検出方法。 A method of detecting a rotation angle of a rotating machine based on a value obtained by inputting a reference AC signal to a resolver to generate a resolver signal and sampling the resolver signal at a predetermined timing,
The predetermined timing includes positive half-cycles for positive waves and negative half-cycles for negative waves, half of the time between zero-cross points in the waveform of the reference AC signal up to a predetermined cycle , or between zero-cross points. Rotation angle detection method characterized in that the rotation angle is determined based on half of the time average .

前記所定のタイミングは、１周期前の前記基準交流信号の波形中のゼロクロス点間の時間の半分のタイミングであることを特徴とする請求項１に記載の回転角度検出方法。 The rotation angle detection method according to claim 1 , wherein the predetermined timing is a half of a time between zero-cross points in a waveform of the reference AC signal one cycle before.

基準交流信号を生成する基準交流信号生成手段と、基準交流信号を入力することによりレゾルバ信号を生成するレゾルバと、レゾルバ信号を所定のタイミングでサンプリングし、該サンプリング値に基づいて回転角度を検出する信号処理手段、とを備えた回転機の回転角度検出装置であって、
前記信号処理手段は、前記所定のタイミングを、正波は正波半周期同士、負波は負波半周期同士で、所定周期前までの前記基準交流信号の波形中のゼロクロス点間の時間の半分、又はゼロクロス点間の時間平均の半分に基づいて定めることを特徴とする回転角度検出装置。 Reference AC signal generating means for generating a reference AC signal, resolver for generating a resolver signal by inputting the reference AC signal, sampling the resolver signal at a predetermined timing, and detecting a rotation angle based on the sampling value A rotation angle detection device for a rotating machine comprising signal processing means,
The signal processing means has the predetermined timing, the positive wave is a positive half-cycle, the negative wave is a negative half-cycle, and the time between zero cross points in the waveform of the reference AC signal up to a predetermined cycle . A rotation angle detecting device characterized in that the rotation angle is determined based on a half or half of a time average between zero-cross points .

前記信号処理手段は、前記所定のタイミングを、１周期前の前記基準交流信号の波形中のゼロクロス点間の時間の半分のタイミングに定めてサンプリングを行うことを特徴とする請求項３に記載の回転角度検出装置。 Said signal processing means, according to claim 3, said predetermined timing, characterized by constant because Te performing the sampling to half the timing of the time between the zero crossing point in the waveform of one cycle before the reference AC signal Rotation angle detection device.