JP4920542B2 - Interferometer control apparatus and method - Google Patents
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Description
本発明は、干渉計制御装置及び方法、特に、差動位相シフトキーイング信号をＩ成分およびＱ成分に分離する差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計を制御する干渉計制御装置及び方法に関する。 The present invention relates to an interferometer control apparatus and method, and more particularly to an interferometer control apparatus and method for controlling a differential phase shift keying signal demodulation interferometer that separates a differential phase shift keying signal into an I component and a Q component.
従来から、光伝送システムに用いる伝送符号として、波長分散耐力、偏波分散耐力の高いＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ；差動四相位相シフトキーイング）方式が広く検討されてきた。
ＤＱＰＳＫを受信するにあたっては、光干渉計を用いて遅延検波するのが一般的である。特に、光干渉計としてはマッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ；Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ）を用い、ダブルバランスドレシーバで差動受光する方式が主流である。
Conventionally, as a transmission code used in an optical transmission system, a DQPSK (Differential Quadrature Phase Shift Keying) system with high chromatic dispersion tolerance and polarization dispersion tolerance has been widely studied.
When receiving DQPSK, delay detection is generally performed using an optical interferometer. In particular, as an optical interferometer, a Mach-Zehnder Interferometer (MZI; Mach-Zehnder Interferometer) is used, and a system that receives differential light with a double balanced receiver is the mainstream.
ＤＱＰＳＫ信号は２つの２値信号を多重したものであるが、光学的にこれらを分離・復調するためには複数の干渉計が必要となる。近年では、ＰＬＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｌｉｎｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ；電力線通信）によって複数の干渉計を１つにまとめ、１台で２つの２値信号を同時に出力することが可能な干渉計も発表されている（Ｒ．Ｄｏｅｒｒら、“Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ ｆｏｒ ４０−Ｇｂ／ｓ ＤＱＰＳＫ Ｕｓｉｎｇ ａ Ｓｔａｒ Ｃｏｕｐｌｅｒ” Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｖｏｌ．２４ ｐ．１７１−（２００６））。 The DQPSK signal is obtained by multiplexing two binary signals, but a plurality of interferometers are required to optically separate and demodulate them. In recent years, an interferometer that can combine a plurality of interferometers into one by PLC (Power Line Communications; power line communication) and simultaneously output two binary signals has been announced (R. Doerr). “Monolithic Modulator for 40-Gb / s DQPSK Using a Star Coupler” Journal of Lightwave Technology Vol. 24 p.
ＤＱＰＳＫ信号は２つのディジタル信号を多重化したものである。以下これら２つの信号をＩ成分、Ｑ成分と呼ぶ。各々の成分の符号はＨ（Ｈｉｇｈ；ハイ）またはＬ（Ｌｏｗ；ロー）であるから、合計４種類の状態が存在しうる。括弧のなかにＩ成分の符号とＱ成分の符号を並べて表記すれば、これら４つの状態は（Ｉ，Ｑ）＝（Ｈ，Ｈ）、（Ｈ，Ｌ）、（Ｌ，Ｈ）、（Ｌ，Ｌ）と表現することができる。 The DQPSK signal is obtained by multiplexing two digital signals. These two signals are hereinafter referred to as I component and Q component. Since the sign of each component is H (High) or L (Low), a total of four states can exist. If the code of the I component and the code of the Q component are shown side by side in the parentheses, these four states are (I, Q) = (H, H), (H, L), (L, H), (L , L).
光ＤＱＰＳＫ信号は、２つの連続するタイムスロットの光位相の差ΔφＳを変調する。
図６は、多重化された符号（Ｉ，Ｑ）と、隣接タイムスロットの位相差ΔφＳの対応付けの一例を示す表である。
図６では、（Ｉ，Ｑ）＝（Ｈ，Ｈ）と、ΔφＳ＝０が対応付けられている。また、（Ｉ，Ｑ）＝（Ｈ，Ｌ）と、ΔφＳ＝３π／２が対応付けられている。また、（Ｉ，Ｑ）＝（Ｌ，Ｈ）と、ΔφＳ＝π／２が対応付けられている。また、（Ｉ，Ｑ）＝（Ｌ，Ｌ）と、ΔφＳ＝πが対応付けられている。
この光ＤＱＰＳＫ信号を干渉計に入射し、１タイムスロット分の遅延時間差を加えて自己干渉させる。この時、ΔφＳの位相差を持つ２つのタイムスロットが互いに干渉するが、これらのタイムスロットには干渉計の遅延時間によりΔφＭの位相差が更に加えられる。
The optical DQPSK signal modulates the optical phase difference Δφ S between two consecutive time slots.
FIG. 6 is a table showing an example of correspondence between multiplexed codes (I, Q) and phase difference Δφ S between adjacent time slots.
In FIG. 6, (I, Q) = (H, H) is associated with Δφ S = 0. Further, (I, Q) = (H, L) is associated with Δφ S = 3π / 2. Further, (I, Q) = (L, H) and Δφ S = π / 2 are associated with each other. Further, (I, Q) = (L, L) is associated with Δφ S = π.
This optical DQPSK signal is incident on the interferometer, and a self-interference is caused by adding a delay time difference of one time slot. At this time, two time slots having a phase difference of Δφ S interfere with each other, and a phase difference of Δφ M is further added to these time slots due to the delay time of the interferometer.
図７は、位相差ΔφＭと干渉光の強度との関係の一例を示すグラフである。図７では、横軸に位相差ΔφＭをとっており、縦軸に干渉光の強度をとっている。
ここでは、干渉光の強度の最小値と、最大値を各々０と＋１に規格化している。干渉光の強度はΔφＭに依存する周期関数であり、周期は２πである。ΔφＭ＝＋０．２５πの時（図７の動作点Ａ）であれば、Ｉ成分の符号がＨ（Ｌ）の時に干渉光の強度は図７のＶＨ（ＶＬ）となり、Ｉ成分が復調できる。一方、ΔφＭ＝−０．２５πの時（図７の動作点Ｂ）であれば、Ｑ成分の符号がＨ（Ｌ）の時に干渉強度はＶＨ（ＶＬ）となり、Ｑ成分が復調できる。
Figure 7 is a graph showing an example of a relationship between the phase difference [Delta] [phi M and the intensity of the interference light. In Figure 7, it takes the phase difference [Delta] [phi M is plotted on the horizontal axis, and taking the intensity of the interference light on the vertical axis.
Here, the minimum value and the maximum value of the intensity of interference light are normalized to 0 and +1, respectively. The intensity of the interference light is a periodic function that depends on the [Delta] [phi M, the period is 2 [pi. When Δφ M = + 0.25π (operating point A in FIG. 7), the intensity of the interference light becomes V H (V L ) in FIG. 7 when the sign of the I component is H ( L ), and the I component is Can be demodulated. On the other hand, when Δφ M = −0.25π (operation point B in FIG. 7), the interference intensity becomes V H (V L ) when the sign of the Q component is H ( L ), and the Q component can be demodulated. .
図８は、光ＤＱＰＳＫ信号復調用の干渉計２００の概略構成図である。干渉計２００の入力ポートから入力された信号光は分岐され、ディレイラインで１タイムスロットに等しい遅延を受ける。これにより、ＤＱＰＳＫ信号の隣接するタイムスロットの相互干渉が可能となる。
次に、これらの光をスターカップラ２０１で合波および４分岐する。スターカップラ２０１の光学特性により、分岐された光の位相は相対的にπ／４ずつずれている。出力ポートＡから出力される信号はΔφＭ＝＋０．２５π（図７の動作点Ａ）で自己干渉しており、出力ポートＢから出力される信号はΔφＭ＝−０．２５π（図７の動作点Ｂ）で自己干渉している。
FIG. 8 is a schematic configuration diagram of an
Next, these lights are combined and branched into four by the star coupler 201. Due to the optical characteristics of the star coupler 201, the phase of the branched light is relatively shifted by π / 4. The signal output from the output port A is self-interfering at Δφ M = + 0.25π (operating point A in FIG. 7), and the signal output from the output port B is Δφ M = −0.25π (in FIG. 7). Self-interference at operating point B).
したがって図６に示す対応付けを行っていれば、出力ポートＡからはＩ成分が、出力ポートＢからはＱ成分が復調できる。出力ポートＡ￣（Ａバー）、Ｂ￣（Ｂバー）からはＩ成分の反転、Ｑ成分の反転が復調される。
光強度は常に０より大きいが、反転ポートと併せてダブルバランスドレシーバで光／電気変換することにより、Ｈレベルを正電位、Ｌレベルを負電位、両者の中間を０電位に規格化することができる。この場合の復調信号の電位を図９に示す。
Therefore, if the association shown in FIG. 6 is performed, the I component can be demodulated from the output port A and the Q component can be demodulated from the output port B. From the output ports A￣ (A bar) and B￣ (B bar), the inversion of the I component and the inversion of the Q component are demodulated.
Although the light intensity is always greater than 0, normalize the H level to a positive potential, the L level to a negative potential, and the middle between them to 0 potential by optical / electrical conversion with a double balanced receiver in combination with an inverting port. Can do. The potential of the demodulated signal in this case is shown in FIG.
図９は、位相差ΔφＭと復調信号の電位との関係の一例を示すグラフである。図９では、横軸に位相差ΔφＭをとっており、縦軸に復調信号の電位をとっている。
ここで、縦軸の最大、最小値は＋１、−１に規格化してある。動作点Ａ、Ｂにおける電位はＶＨ＝−ＶＬとなり、ＧＮＤレベルに対して対称となる。
Figure 9 is a graph showing an example of a relationship between the phase difference [Delta] [phi M and the potential of the demodulated signal. In FIG. 9, the horizontal axis represents the phase difference Δφ M , and the vertical axis represents the potential of the demodulated signal.
Here, the maximum and minimum values on the vertical axis are normalized to +1 and -1. The potentials at the operating points A and B are V H = −V L and are symmetric with respect to the GND level.
図１０は、ダブルバランスドレシーバの概略構成図である。ダブルバランスドレシーバは、直列接続された２つのフォトダイオード（ＰＤ）を有している。これら２つのＰＤは、各々干渉計の出力ポートＡ、Ａ￣に接続されている。２つの直列接続されたフォトダイオードの両端には、バイアス電圧が印加されており、２つのフォトダイオードの中間の電位を取り出すことにより、Ｉ成分の符号を電位に変換することが可能となる。
また、ダブルバランスドレシーバは、直列接続された２つのフォトダイオードを有している。これら２つのＰＤは、各々干渉計の出力ポートＢ、Ｂ￣に接続されている。２つの直列接続されたフォトダイオードの両端には、バイアス電圧が印加されており、２つのフォトダイオードの中間の電位を取り出すことにより、Ｑ成分の符号を電位に変換することが可能となる。
以下、電位に変換されたＩ成分の符号とＱ成分の符号を各々ＶＩ、ＶＱと表記する。Ｉ、Ｑ各成分の符号はランダムであるから、動作点Ａ、ＢにおいてＶＩはＶＨまたはＶＬの値をとる。ＶＱも同様である。
FIG. 10 is a schematic configuration diagram of a double balanced receiver. The double balanced receiver has two photodiodes (PD) connected in series. These two PDs are connected to output ports A and A of the interferometer, respectively. A bias voltage is applied to both ends of the two photodiodes connected in series, and the sign of the I component can be converted into a potential by taking out an intermediate potential between the two photodiodes.
The double balanced receiver has two photodiodes connected in series. These two PDs are connected to output ports B and B of the interferometer, respectively. A bias voltage is applied to both ends of the two photodiodes connected in series, and the sign of the Q component can be converted into a potential by taking out an intermediate potential between the two photodiodes.
Hereinafter, the sign of the I component and the sign of the Q component converted to the potential are denoted as V I and V Q , respectively. Since the signs of the I and Q components are random, V I takes a value of V H or V L at the operating points A and B. V Q is the same.
ここで、ディレイラインの誤差ないし波長の時間変動のために、位相誤差αが生じ、ΔφＭ＝±π／４＋αになった場合について説明する。図９より明らかなように、ＶＨはＶＨ１とＶＨ２に分離し、ＶＬはＶＬ１とＶＬ２に分離する。ことに、α＝π／４ないし−π／４では、ＶＨ２＝ＶＬ２＝０となり、アイは完全に閉じてしまう。 Here, a case will be described in which a phase error α occurs due to a delay line error or a wavelength variation over time, and Δφ M = ± π / 4 + α. As is apparent from FIG. 9, VH is separated into VH1 and VH2 , and VL is separated into VL1 and VL2 . In particular, when α = π / 4 to −π / 4, V H2 = V L2 = 0, and the eye is completely closed.
図１１（ａ）及び図１１（ｂ）は、実際に測定された復調波形の振幅のアイパターンを示す図である。図１１（ａ）に示すように、位相誤差αが０の場合、ＶＨ１とＶＨ２、およびＶＬ１とＶＬ２は縮退して一致し、各々ＶＨとＶＬになる。
一方、図１１（ｂ）に示すように、α＝π／４の場合、ＶＨ１とＶＬ１の絶対値はＶＨとＶＬに比べ大きくなるが、ＶＨ２とＶＬ２は０に落ち込み、正常な復調ができない。
従って、復調信号の品質を最高に保つためには、遅延時間は波長オーダで正確に調整する必要がある。この制御にはヒータによる温度制御を用いるのが一般的である（特許文献１）。
FIGS. 11A and 11B are diagrams showing eye patterns of amplitudes of actually measured demodulated waveforms. As shown in FIG. 11A, when the phase error α is 0, V H1 and V H2 and V L1 and V L2 are degenerate and coincide with each other, and become V H and V L , respectively.
On the other hand, as shown in FIG. 11B, when α = π / 4, the absolute values of V H1 and V L1 are larger than V H and V L , but V H2 and V L2 fall to 0, Normal demodulation is not possible.
Therefore, in order to keep the quality of the demodulated signal at the maximum, it is necessary to accurately adjust the delay time in the wavelength order. For this control, temperature control using a heater is generally used (Patent Document 1).
ΔφＭを直接測定するのは困難であるため、復調信号の波形をモニタし、（１）復調信号のＶＨ２（またはＶＬ２の絶対値）を最大に保つ、（２）復調信号のＶＨ１（またはＶＬ１の絶対値）を最小に保つ、（３）復調信号のＶＨ１とＶＨ２の平均値（またはＶＬ１とＶＬ２の平均値の絶対値）を最大に保つ、のいずれかにより最適な遅延時間に設定する構成が特許文献２に開示されている。
しかしながら、伝送路中で群速度分散や偏波分散などの非線形光学効果が加わると、復調信号の波形も劣化し、パルスの圧縮や拡大、場合によってはダブルピークが生じる。このような場合、ＶＨ１やＶＨ２レベルが不明確になってしまうため、従来の方法では最適な遅延時間差をモニタすることが困難となる。群速度分散の場合、±２００ｐｓ／ｎｍを超えるあたりから波形の劣化がはなはだしくなり、従来の方法で干渉計の制御を行うのは極めて困難になる。 However, when nonlinear optical effects such as group velocity dispersion and polarization dispersion are added in the transmission path, the waveform of the demodulated signal also deteriorates, and pulse compression and expansion, and in some cases, a double peak occurs. In such a case, the V H1 and V H2 levels become unclear, and it becomes difficult to monitor the optimum delay time difference with the conventional method. In the case of group velocity dispersion, the waveform is extremely deteriorated from around ± 200 ps / nm, and it becomes extremely difficult to control the interferometer by the conventional method.
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、受信波形が大きく劣化している場合であっても、干渉計に最適な遅延時間差を与えることができる干渉計制御装置及び方法を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide an interferometer control apparatus capable of giving an optimum delay time difference to an interferometer even when the received waveform is greatly degraded. It is to provide a method.
上述した課題を解決するために、本発明は、差動位相シフトキーイング信号を２分岐し、２分岐後の前記差動位相シフトキーイング信号にディレイラインにより１タイムスロットに等しい遅延を与えた後に合波して、合波後の前記差動位相シフトキーイング信号をＩ成分およびＱ成分に分離する、前記差動位相シフトキーイング信号に対して設けられた単一の差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計を制御する干渉計制御装置であって、同一のタイムスロットから復調されたＩ成分およびＱ成分の電位ＶＩおよび電位ＶＱの積であるＶＩ×ＶＱを検出する電位乗算手段と、前記電位乗算手段が検出したＶＩ×ＶＱの絶対値を検出する絶対値検出手段と、前記絶対値検出手段が検出したＶＩ×ＶＱの絶対値が最大となるように前記差動位相シフトキーイング信号に遅延時間差を与える遅延時間調整手段と、を有し、前記遅延時間調整手段は、前記ディレイラインの遅延時間を調整することを特徴とする。 In order to solve the above-described problems, the present invention is configured such that a differential phase shift keying signal is branched into two, and a delay equal to one time slot is given to the differential phase shift keying signal after the two branches by a delay line. A single differential phase shift keying signal demodulation interference provided for the differential phase shift keying signal, which separates the combined differential phase shift keying signal into an I component and a Q component. An interferometer control device for controlling a meter, and a potential multiplying means for detecting V I × V Q which is a product of potentials V I and V Q of I component and Q component demodulated from the same time slot; and absolute value detecting means for detecting the absolute value of V I × V Q of the potential multiplication unit detects the difference so that the absolute value is maximum of V I × V Q of the absolute value detecting means has detected Possess a delay time adjustment means for applying a phase shift keying signal to the delay time difference, and the delay time adjusting means may adjust the delay time of the delay line.
また、本発明は、前記電位乗算手段としてミキサを用いることを特徴とする。 The present invention is characterized in that a mixer is used as the potential multiplication means.
また、本発明は、前記ＶＩ×ＶＱの絶対値を検出する絶対値検出手段は、電力測定手段であることを特徴とする。 In the present invention, the absolute value detecting means for detecting the absolute value of V I × V Q is a power measuring means.
また、本発明は、前記差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計が分離する差動位相シフトキーイング信号のＩ成分およびＱ成分に基づいて前記電位ＶＩおよび電位ＶＱを生成するバランス型受信器を更に有することを特徴とする。 The present invention also provides a balanced receiver that generates the potential V I and the potential V Q based on the I component and the Q component of the differential phase shift keying signal separated by the differential phase shift keying signal demodulation interferometer. It further has these.
また、本発明は、周波数ｆで発振する発振器と、前記発振器の出力で前記遅延時間差にディザリングを施すディザリング手段と、前記絶対値検出手段が検出した前記ＶＩ×ＶＱの絶対値から周波数ｆの変動成分を検出し、前記発振器の出力と同期検波を行う同期検波手段を更に有し、前記遅延時間調整手段は、前記同期検波手段の検波結果に基づいて遅延時間差を与えることを特徴とする。 Further, the present invention provides an oscillator that oscillates at a frequency f, dithering means that dithers the delay time difference with the output of the oscillator, and an absolute value of V I × V Q detected by the absolute value detection means. The apparatus further comprises synchronous detection means for detecting a fluctuation component of the frequency f and performing synchronous detection with the output of the oscillator, and the delay time adjusting means gives a delay time difference based on the detection result of the synchronous detection means. And
また、本発明は、差動位相シフトキーイング信号を２分岐し、２分岐後の前記差動位相シフトキーイング信号にディレイラインにより１タイムスロットに等しい遅延を与えた後に合波して、合波後の前記差動位相シフトキーイング信号をＩ成分およびＱ成分に分離する、前記差動位相シフトキーイング信号に対して設けられた単一の差動位相シフトキーイング信号復調用干渉計を制御する干渉計制御装置を用いた干渉計制御方法であって、前記干渉計制御装置は、同一のタイムスロットから復調されたＩ成分およびＱ成分の電位ＶＩおよび電位ＶＱの積であるＶＩ×ＶＱを検出する電位乗算過程と、前記電位乗算過程で検出したＶＩ×ＶＱの絶対値を検出する絶対値検出過程と、前記絶対値検出過程で検出したＶＩ×ＶＱの絶対値が最大となるように前記差動位相シフトキーイング信号に遅延時間差を与える遅延時間調整過程と、を実行し、前記遅延時間調整過程は、前記ディレイラインの遅延時間を調整する。 The present invention also divides the differential phase shift keying signal into two branches, combines the differential phase shift keying signal after the two branches after giving a delay equal to one time slot by a delay line, and combines them. Interferometer control for controlling a single differential phase shift keying signal demodulation interferometer provided for the differential phase shift keying signal, which separates the differential phase shift keying signal into an I component and a Q component In the interferometer control method using the apparatus, the interferometer control apparatus calculates V I × V Q which is a product of the potential V I and the potential V Q of the I component and the Q component demodulated from the same time slot. the potential multiplication step of detecting the absolute value of the absolute value detection process for detecting the absolute value of the potential multiplication process with the detected V I × V Q, detected by the absolute value detection process V I × V Q is most Running, the delay time adjustment process to provide a delay time difference in the differential phase shift keying signal so that the delay time adjustment process, adjusting the delay time of the delay line.
上述した発明について、図１０に示すような、典型的なバランス受信の系を考える。ここでは、説明の便宜のため、タイムスロットとタイムスロットの間の遷移時間の位相変動や強度変動はここでは無視する。
まず、非線形効果による波形劣化はないものとする。受信後の電圧ＶＩとＶＱは、符号の論理値の組み合わせ（Ｉ，Ｑ）と位相誤差αに依存するが、（Ｉ，Ｑ）の論理値の組み合わせは前述のとおり４種類存在する。ＶＩ×ＶＱの値は、ｓｉｎ（π／４＋α）×ｓｉｎ（−π／４＋α）、又は、ｃｏｓ（π／４＋α）×ｃｏｓ（−π／４＋α）のいずれかひとつになる。両者の絶対値は等しいため、ＶＩ×ＶＱの絶対値は符号の論理値（Ｉ，Ｑ）の組み合わせにはよらないαの関数になる。
For the above-described invention, consider a typical balanced reception system as shown in FIG. Here, for convenience of explanation, the phase fluctuation and the intensity fluctuation of the transition time between the time slots are ignored here.
First, it is assumed that there is no waveform deterioration due to a nonlinear effect. The received voltages V I and V Q depend on the combination of the logical values of the codes (I, Q) and the phase error α, but there are four types of combinations of the logical values of (I, Q) as described above. The value of V I × V Q is one of sin (π / 4 + α) × sin (−π / 4 + α) or cos (π / 4 + α) × cos (−π / 4 + α). Since the absolute values of both are equal, the absolute value of V I × V Q is a function of α that does not depend on the combination of the logical values (I, Q) of the sign.
ＶＩ×ＶＱの絶対値を位相誤差αの関数としてプロットしたものを図３に示す。この図３では、横軸に位相誤差αをとっており、縦軸にＶＩ×ＶＱの絶対値をとっている。
この図に示すように、ＶＩ×ＶＱは位相誤差αが０の時に最大値となり、α＝±０．２５πの時に０となる。従って、ＶＩ×ＶＱの絶対値を位相誤差αのモニタ信号として活用することができる。ＶＩ×ＶＱの測定は、ミキサの出力を使って実現することができる。また、ＶＩ×ＶＱの絶対値は、ミキサの出力の電力値をモニタすることによりモニタ可能である。
A plot of the absolute value of V I × V Q as a function of the phase error α is shown in FIG. In FIG. 3, the horizontal axis indicates the phase error α, and the vertical axis indicates the absolute value of V I × V Q.
As shown in this figure, V I × V Q has a maximum value when the phase error α is 0, and 0 when α = ± 0.25π. Therefore, the absolute value of V I × V Q can be used as a monitor signal for the phase error α. The measurement of V I × V Q can be realized using the output of the mixer. The absolute value of V I × V Q can be monitored by monitoring the power value of the mixer output.
ＶＩ×ＶＱの絶対値が最大となるαは、図３に示したα＝０の他にα＝±０．５πとα＝πがある。αがこれらの値に達した場合、ＩとＱの符号の入れ替りと正負の反転が生じるが、α＝０と同様に最良のアイ開口を得ることは可能である。
なお、今までの説明では、典型例としてバランス受信の場合を説明してきたが、単一の光電気変換によっても同様の手段で位相誤差を検出できる。ただしこの場合は、光電気変換後の電位はＧＮＤに対して非対称になる。
Α having the maximum absolute value of V I × V Q includes α = ± 0.5π and α = π in addition to α = 0 shown in FIG. When α reaches these values, the signs of I and Q are switched and the positive and negative inversions occur, but it is possible to obtain the best eye opening as with α = 0.
In the description so far, the case of balanced reception has been described as a typical example, but the phase error can be detected by the same means even by single photoelectric conversion. However, in this case, the potential after photoelectric conversion is asymmetric with respect to GND.
次に、群速度分散あるいは偏波分散など、非線形光学効果による波形劣化が生じた場合について説明する。送信時において単一であった光パルスは、これらの効果により伝送劣化を受けて崩れ、パルス幅の拡大やピークの分離を生じる。そのため前述のＶＩやＶＱが減少、あるいは一意に定まらなくなる。しかし、波形が劣化してもパルスのエネルギは減少しないため、ＶＩ×ＶＱの絶対値はあまり影響を受けない。このため、非線形光学効果による波形劣化に影響されること無くＭＺＩ干渉計の制御が可能となる。 Next, a case where waveform degradation due to nonlinear optical effects such as group velocity dispersion or polarization dispersion occurs will be described. A single optical pulse at the time of transmission collapses due to transmission degradation due to these effects, and causes an increase in pulse width and separation of peaks. Therefore aforementioned V I and V Q is reduced, or not uniquely determined. However, even if the waveform deteriorates, the pulse energy does not decrease, so the absolute value of V I × V Q is not significantly affected. For this reason, it becomes possible to control the MZI interferometer without being affected by the waveform deterioration due to the nonlinear optical effect.
本発明の干渉計制御装置及び方法では、受信波形が大きく劣化している場合であっても、干渉計に最適な遅延時間差を与えることができる。 In the interferometer control apparatus and method of the present invention, an optimum delay time difference can be given to the interferometer even when the received waveform is greatly degraded.
以下、図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
（基本構成）
図１は、本発明の実施形態による受信装置１００（干渉計制御装置）の構成を示すブロック図である。受信装置１００は、復調用干渉計１０１、Ｉ成分出力光ポート１０２、Ｑ成分出力光ポート１０３、光電気変換手段１０４、光電気変換手段１０５、信号分岐手段１０６、信号分岐手段１０７、Ｉ成分出力ポート１０８、Ｑ成分出力ポート１０９、電圧乗算手段１１０（電位乗算手段）、電力モニタ手段１１１（絶対値検出手段）、遅延時間差調整手段１１２（遅延時間調整手段）を有する。
(Basic configuration)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a receiving apparatus 100 (interferometer control apparatus) according to an embodiment of the present invention. The receiving
２値のＩ成分信号と２値のＱ成分信号を多重した光ＤＱＰＳＫ信号は復調用干渉計１０１に入力される。復調用干渉計１０１内で信号は分離・復調され、Ｉ成分出力光ポート１０２とＱ成分光出力ポート１０３から、光電気変換手段１０４と光電気変換手段１０５に各々出力される。この段階では、光信号の波長ドリフトや干渉計製造誤差による位相誤差が発生している可能性があり、復調されたＩ成分またはＱ成分が劣化している可能性がある。
An optical DQPSK signal obtained by multiplexing the binary I component signal and the binary Q component signal is input to the
各復調信号は光電気変換手段１０４、１０５によりそれぞれ電気信号ＶＩ、ＶＱに変換され、信号分岐手段１０６、１０７にそれぞれ出力される。これらの電気信号は信号分岐手段１０６、１０７により分岐され、各々が電圧乗算手段１１０に入力され、ＶＩ×ＶＱが算出される。
ここでは、信号分岐手段１０６、１０７の損失や電圧乗算手段１１０の効率は無視している。電圧乗算手段１１０の出力は電カモニタ手段１１１に出力される。電力はＶＩ×ＶＱの絶対値に比例する量であるから、位相誤差αが最小の時に最大となる。
電カモニタ手段１１１の出力は遅延時間差調整手段１１２に出力され、復調用干渉計１０１の位相誤差αを最小とするようフィードバックがかけられる。最終的には、α＝０の、最良の動作点に系が収束する。
The demodulated signals are converted into electric signals V I and V Q by the photoelectric conversion means 104 and 105, respectively, and output to the signal branching means 106 and 107, respectively. These electric signals are branched by the signal branching means 106 and 107, and each is inputted to the voltage multiplication means 110, and V I × V Q is calculated.
Here, the loss of the signal branching means 106 and 107 and the efficiency of the voltage multiplying means 110 are ignored. The output of the
The output of the electric power monitoring means 111 is output to the delay time difference adjusting means 112, and feedback is applied so as to minimize the phase error α of the
（第１の実施形態）
図２は、本発明の第１の実施形態による受信装置１００ａ（干渉計制御装置）の構成を示すブロック図である。受信装置１００ａは、復調用干渉計１０１ａ、Ｉ成分出力光ポート１０２ａ、Ｉ￣（Ｉバー）成分出力光ポート１１３ａ、Ｑ成分出力光ポート１０３ａ、Ｑ￣（Ｑバー）成分出力光ポート１１４ａ、Ｉ成分用バランス型受光器１１５ａ、Ｑ成分用バランス型受光器１１６ａ、Ｉ成分用アンプ１１７ａ、Ｑ成分用アンプ１１８ａ、Ｉ成分出力ポート１０８ａ、Ｑ成分出力ポート１０９ａ、ミキサ１１９ａ（電位乗算手段）、電力測定手段１２０ａ（絶対値検出手段）、ヒータ電力掃引手段１２１ａ（遅延時間調整手段）を有する。
(First embodiment)
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the receiving
また、復調用干渉計１０１ａは、カップラ１０１１ａ、遅延時間制御用ヒータ１０１２ａ、ＩＱ分離手段１０１３ａを有する。
また、電力測定手段１２０ａは、整流手段１２０１ａ、平滑化手段１２０２ａを有する。
The
The
なお、図１の復調用干渉計１０１は、図２の復調用干渉計１０１ａに対応している。また、図１のＩ成分出力光ポート１０２は、図２のＩ成分出力光ポート１０２ａ、Ｉ￣成分出力光ポート１１３ａに対応している。
また、図１のＱ成分出力光ポート１０３は、図２のＱ成分出力光ポート１０３ａ、Ｑ￣成分出力光ポート１１４ａに対応している。また、図１の光電気変換手段１０４は、図２のＩ成分用バランス型受光器１１５ａに対応している。
また、図１の光電気変換手段１０５は、図２のＱ成分用バランス型受光器１１６ａに対応している。また、図１の信号分岐手段１０６は、図２のＩ成分用アンプ１１７ａに対応している。
The
Further, the Q component output optical port 103 in FIG. 1 corresponds to the Q component output optical port 103a and the Q￣ component output optical port 114a in FIG. The photoelectric conversion means 104 in FIG. 1 corresponds to the I-component balanced light receiver 115a in FIG.
The photoelectric conversion means 105 in FIG. 1 corresponds to the Q-component balanced light receiver 116a in FIG. The signal branching means 106 in FIG. 1 corresponds to the I component amplifier 117a in FIG.
また、図１の信号分岐手段１０７は、図２のＱ成分用アンプ１１８ａに対応している。また、図１のＩ成分出力ポート１０８は、図２のＩ成分出力ポート１０８ａに対応している。また、図１のＱ成分出力ポート１０９は、図２のＱ成分出力ポート１０９ａに対応している。
また、図１の電圧乗算手段１１０は、図２のミキサ１１９ａに対応している。また、図１の電力モニタ手段１１１は、図２の電力測定手段１２０ａに対応している。また、図１の遅延時間差調整手段１１２は、図２のヒータ電力掃引手段１２１ａに対応している。
The signal branching means 107 in FIG. 1 corresponds to the Q component amplifier 118a in FIG. The I component output port 108 in FIG. 1 corresponds to the I component output port 108a in FIG. Further, the Q component output port 109 in FIG. 1 corresponds to the Q component output port 109a in FIG.
1 corresponds to the
図２において、復調用干渉計１０１ａのカップラ１０１１ａから遅延時間制御用ヒータ１０１２ａを介してＩＱ分離手段に接続される線は、１ビット分の遅延線である。ＩＱ分離手段１０１３ａは図８に示したようなスターカップラでも良いが、同等の機能を有する光回路であればその他のものを用いても良い。
復調用干渉計１０１ａの遅延時間が正しい値の近傍に設定されていれば、Ｉ成分出力光ポート１０２ａからはＩ成分が、Ｑ成分出力光ポート１０３ａからはＱ成分が出力される。また、Ｉ￣成分出力光ポート１１３ａからはＩ成分を反転した信号が、Ｑ￣成分出力光ポート１１４ａからはＱ成分を反転した信号が出力される。
In FIG. 2, the line connected from the
If the delay time of the
Ｉ成分出力光ポート１０２ａから出力される信号とＩ￣成分出力光ポート１１３ａから出力される信号をＩ成分用バランス型受光器１１５ａに入力するとともに、Ｑ成分出力光ポート１０３ａから出力される信号とＱ￣成分出力光ポート１１４ａから出力される信号をＱ成分用バランス型受光器１１６ａに入力することにより、各バランス型受光器１１５ａ、１１６ａからはＧＮＤレベルをはさんで対称な、Ｉ成分およびＱ成分に対応した２値の強度信号を得ることができる。 The signal output from the I component output optical port 102a and the signal output from the I￣ component output optical port 113a are input to the balanced light receiver 115a for I component and the signal output from the Q component output optical port 103a By inputting the signal output from the Q-component output optical port 114a to the Q-component balanced light receiver 116a, the balanced light receivers 115a and 116a are symmetrical with respect to the GND level with respect to the I component and the Q component. A binary intensity signal corresponding to the component can be obtained.
Ｉ成分用バランス型受光器１１５ａから出力される信号は、反転出力を有するＩ成分用アンプ１１７ａに入力される。また、Ｑ成分用バランス型受光器１１６ａから出力される信号は、反転出力を有するＱ成分用アンプ１１８ａに入力される。
Ｉ成分用アンプ１１７ａは、Ｉ成分用バランス型受光器１１５ａから出力されるＩ成分の信号を復調して、Ｉ成分出力ポート１０８ａに出力する。
The signal output from the I-component balanced light receiver 115a is input to the I-component amplifier 117a having an inverted output. The signal output from the Q-component balanced light receiver 116a is input to the Q-component amplifier 118a having an inverted output.
The I-component amplifier 117a demodulates the I-component signal output from the I-component balanced light receiver 115a and outputs it to the I-component output port 108a.
また、Ｑ成分用アンプ１１７ａは、Ｑ成分用バランス型受光器１１６ａから出力されるＱ成分の信号を復調して、Ｑ成分出力ポート１０９ａに出力する。
また、Ｉ成分用アンプ１１７ａは、Ｉ成分出力ポート１０８ａに出力する信号を反転した信号をミキサ１１９ａに出力する。
また、Ｑ成分用アンプ１１８ａは、Ｑ成分出力ポート１０９ａに出力する信号を反転した信号をミキサ１１９ａに出力する。
The Q-component amplifier 117a demodulates the Q-component signal output from the Q-component balanced light receiver 116a and outputs the demodulated signal to the Q-component output port 109a.
The I component amplifier 117a outputs a signal obtained by inverting the signal output to the I component output port 108a to the
The Q component amplifier 118a outputs a signal obtained by inverting the signal output to the Q component output port 109a to the
なお、ここでは、Ｉ成分出力ポート１０８ａに出力する信号やＱ成分出力ポート１０９ａに出力する信号を反転した信号をミキサ１１９ａに入力しているが、非反転出力をミキサ１１９ａに入力しても良い。
また、非反転出力のみを有するアンプを用い、出力を分岐手段（図示省略）で信号を分岐し、片方をミキサ１１９ａに入力するようにしても良い。
Ｉ成分とＱ成分のどちらをミキサ１１９ａのローカル側にしても良いが、同一のタイムスロットから復調されたＩ成分、Ｑ成分２つのビットが同時にミキサ１１９ａに入力されるように構成する。
In this example, a signal output to the I component output port 108a or a signal inverted from the signal output to the Q component output port 109a is input to the
Alternatively, an amplifier having only a non-inverted output may be used, and the output may be branched by a branching means (not shown), and one of the signals may be input to the
Either the I component or the Q component may be on the local side of the
ミキサ１１９ａの出力は電力測定手段１２０ａの整流手段１２０１ａに入力される。電力測定手段１２０ａは、ＶＩ×ＶＱの絶対値をＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ；直流）電圧に変換して、ヒータ掃引手段１２１ａに出力する。
電力測定手段１２０ａの平滑化手段１２０２ａからヒータ掃引手段１２１ａに出力するＶＩ×ＶＱの絶対値が最大のときに位相誤差α＝０となり、最良のアイ開口が得られる。
位相誤差αを０にするには、復調用干渉計１０１ａのΔφＭを調整すればよく、ΔφＭの制御には遅延時間制御用ヒータ１０１２ａを用いる。
The output of the
When the absolute value of V I × V Q output from the smoothing
To the
図３に示すように、ＶＩ×ＶＱの絶対値は位相誤差αの正負に対して対称であるから、遅延時間制御用ヒータ１０１２ａ（図２）の温度が不足しているのか過剰であるかは直ちに判定することはできない。ヒータ電力掃引手段１２１ａ（図２）により遅延時間制御用ヒータ１０１２ａの温度を微小範囲で掃引し、ＶＩ×ＶＱの絶対値の絶対値が最大となる温度に固定する。掃引は、系の立ち上げ時にのみ行っても良いし、電力測定手段１２０ａの出力が変化した時に行っても良い。以上の操作により、系全体は、位相誤差α＝０すなわちアイ開口最良の状態に収束する。
As shown in FIG. 3, since the absolute value of V I × V Q is symmetric with respect to the positive and negative of the phase error α, the temperature of the delay
本発明の第１の実施形態では、同一のタイムスロットから復調されたＩ成分およびＱ成分の電位ＶＩおよび電位ＶＱの積であるＶＩ×ＶＱをミキサ１１９ａによって検出し、ミキサ１１９ａが検出したＶＩ×ＶＱの絶対値を電力測定手段１２０ａによって検出し、電力測定手段１２０ａが検出したＶＩ×ＶＱの絶対値が最大となるように光ＤＱＰＳＫ信号に遅延時間差をヒータ電力掃引手段１２１ａによって与えるようにしたので、受信装置１００ａの受信波形である光ＤＱＰＳＫ信号が大きく劣化している場合であっても、復調用干渉計１０１ａの遅延時間制御用ヒータ１０１２ａに最適な遅延時間差を与えることができる。
In the first embodiment of the present invention, V I × V Q that is the product of the potential V I and the potential V Q of the I component and the Q component demodulated from the same time slot is detected by the
（第２の実施形態）
図４は、本発明の第２の実施形態による受信装置１００ｂ（干渉計制御装置）の構成を示すブロック図である。受信装置１００ｂは、復調用干渉計１０１ｂ、Ｉ成分出力光ポート１０２ａ、Ｉ￣成分出力光ポート１１３ａ、Ｑ成分出力光ポート１０３ａ、Ｑ￣成分出力光ポート１１４ａ、Ｉ成分用バランス型受光器１１５ａ、Ｑ成分用バランス型受光器１１６ａ、Ｉ成分用アンプ１１７ａ、Ｑ成分用アンプ１１８ａ、Ｉ成分出力ポート１０８ａ、Ｑ成分出力ポート１０９ａ、ミキサ１１９ａ、電力測定手段１２０ａ、ＢＰＦ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ；バンドパスフィルタ）・１２２ｂ、同期検波手段１２３ｂ、ヒータ電力制御手段１２４ｂ（遅延時間調整手段）、信号分岐手段１２５ｂ、発信器１２６ｂを有する。
(Second Embodiment)
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a receiving
また、復調用干渉計１０１ｂは、カップラ１０１１ａ、遅延時間制御用ヒータ１０１２ａ、ＩＱ分離手段１０１３ａ、ディザリング用ペルチェ１０１４ｂ（ディザリング手段）を有する。
また、電力測定手段１２０ａは、整流手段１２０１ａ、平滑化手段１２０２ａを有する。
なお、第２の実施形態において、第１の実施形態（図２）と同様の構成を有する部分については、同一の符号を付してそれらの説明を省略する。
The
The
Note that in the second embodiment, portions having the same configurations as those of the first embodiment (FIG. 2) are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
第１の実施形態では遅延時間制御用ヒータ１０１２ａの温度が不足しているのか過剰であるかを判定するためにヒータ温度の掃引を行ったが、第２の実施形態では、ディザリングの技術を用いる。発信器１２６ｂにより周波数ｆの正弦波をつくり、これを信号分岐手段１２５ｂによって分岐し、ディザリング用ペルチェ１０１４ｂにこの電圧を印加する。
周波数ｆの温度変動により、ΔφＭは周波数ｆで変動する。この時、ΔφＭの変動により信号品質も周期的に変動してしまうため、システム運営上許容できる範囲の変動幅に抑えておく。第１の実施形態で説明したように、電力測定手段１２０ａからはＶＩ×ＶＱの絶対値が出力される。
In the first embodiment, the heater temperature is swept to determine whether the temperature of the delay
Due to the temperature fluctuation of the frequency f, Δφ M fluctuates at the frequency f. At this time, since fluctuates signal quality periodically by changes in [Delta] [phi M, kept suppressed to change the width of the range that can be system operational tolerance. As described in the first embodiment, the absolute value of V I × V Q is output from the
ΔφＭの変動に伴い、αおよびＶＩ×ＶＱの絶対値もまた周波数ｆで変動する。図３から明らかなように、αの平均値が負であれば、αの増減とＶＩ×ＶＱの絶対値の増減は同相であり、αの平均値が正であれば、αの増減とＶＩ×ＶＱの絶対値の増減は逆相である。
従って、発信器１２６ｂの出力の位相とＶＩ×ＶＱの絶対値の増減の位相を同期検波で比較参照することにより、遅延時間制御用ヒータ１０１２ａの温度が不足しているのか過剰であるかを判定することができる。同期検波は、ＢＰＦ・１２２ｂと同期検波手段１２３ｂによって行われ、ヒータ電力制御手段１２４ｂにより、遅延時間制御用ヒータ１０１２ａにフィードバックされる。
As Δφ M varies, the absolute values of α and V I × V Q also vary at the frequency f. As apparent from FIG. 3, if it is negative the average value of α is, increase or decrease of the absolute value of the increase or decrease and V I × V Q of α are in phase, if the mean value of α is positive, increase or decrease the α The increase / decrease in absolute values of V I × V Q is in reverse phase.
Therefore, by comparing and referring to the phase of the output of the transmitter 126b and the phase of increase / decrease in the absolute value of V I × V Q by synchronous detection, is the temperature of the delay
本発明の第２の実施形態では、同一のタイムスロットから復調されたＩ成分およびＱ成分の電位ＶＩおよび電位ＶＱの積であるＶＩ×ＶＱをミキサ１１９ａによって検出し、ミキサ１１９ａが検出したＶＩ×ＶＱの絶対値を電力測定手段１２０ａによって検出し、電力測定手段１２０ａが検出したＶＩ×ＶＱの絶対値が最大となるように光ＤＱＰＳＫ信号に遅延時間差をヒータ電力制御手段１２４ｂによって与えるようにしたので、受信装置１００ｂの受信波形である光ＤＱＰＳＫ信号が大きく劣化している場合であっても、復調用干渉計１０１ｂの遅延時間制御用ヒータ１０１２ａに最適な遅延時間差を与えることができる。
In the second embodiment of the present invention, V I × V Q which is the product of the potential V I and the potential V Q of the I component and the Q component demodulated from the same time slot is detected by the
（第３の実施形態）
図５は、本発明の第３の実施形態による受信装置１００ｃ（干渉計制御装置）の構成を示すブロック図である。受信装置１００ｃは、復調用干渉計１０１ｂ、Ｉ成分出力光ポート１０２ａ、Ｉ￣成分出力光ポート１１３ａ、Ｑ成分出力光ポート１０３ａ、Ｑ￣成分出力光ポート１１４ａ、第１のフォトディテクタ１２７ｃ、第２のフォトディテクタ１２８ｃ、第３のフォトディテクタ１２９ｃ、第４のフォトディテクタ１３０ｃ、第１のアンプ１３１ｃ、第２のアンプ１３２ｃ、第３のアンプ１３３ｃ、第４のアンプ１３４ｃ、Ｉ成分出力ポート１０８ａ、Ｑ成分出力ポート１０９ａ、ミキサ１１９ａ、電力測定手段１２０ａ、ＢＰＦ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ；バンドパスフィルタ）・１２２ｂ、同期検波手段１２３ｂ、ヒータ電力制御手段１２４ｂ、信号分岐手段１２５ｂ、発信器１２６ｂを有する。
(Third embodiment)
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a receiving device 100c (interferometer control device) according to the third embodiment of the present invention. The receiving apparatus 100c includes a
また、復調用干渉計１０１ｂは、カップラ１０１１ａ、遅延時間制御用ヒータ１０１２ａ、ＩＱ分離手段１０１３ａ、ディザリング用ペルチェ１０１４ｂを有する。
また、電力測定手段１２０ａは、整流手段１２０１ａ、平滑化手段１２０２ａを有する。
なお、第３の実施形態において、第１の実施形態（図２）や第２の実施形態（図４）と同様の構成を有する部分については、同一の符号を付してそれらの説明を省略する。
Further, the
The
In the third embodiment, parts having the same configurations as those of the first embodiment (FIG. 2) and the second embodiment (FIG. 4) are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. To do.
第１および第２の実施形態では、復調されたＩ成分またはＱ成分の光信号を電気変換するにあたってバランス型受光器を用いていた。しかしこれは単一のフォトディテクタに置き換えることも可能である。このような場合、復調用干渉計１０１ｂの出力ポートの空きポートを利用して、ＶＩ×ＶＱの絶対値をモニタすることが可能である。第３の実施形態では、Ｑ成分出力光ポート１０３ａが出力する信号を、第１のフォトディテクタ１２７ｃ、第１のアンプ１３１ｃを介して、Ｑ成分出力ポート１０９ａからＱ成分として出力している。
また、Ｉ成分出力光ポート１０２ａが出力する信号を、第２のフォトディテクタ１２８ｃ、第２のアンプ１３２ｃを介して、Ｉ成分出力ポート１０８ａからＩ成分として出力している。
In the first and second embodiments, a balanced light receiver is used to electrically convert the demodulated I-component or Q-component optical signal. However, this can be replaced by a single photodetector. In such a case, it is possible to monitor the absolute value of V I × V Q using the empty port of the output port of the
The signal output from the I component output optical port 102a is output as an I component from the I component output port 108a via the
また、Ｑ￣成分出力光ポート１１４ａが出力する信号を、第３のフォトディテクタ１２９ｃ、第３のアンプ１３３ｃを介して、ミキサ１１９ａに出力している。
また、Ｉ￣成分出力光ポート１１３ａが出力する信号を、第４のフォトディテクタ１３０ｃ、第４のアンプ１３４ｃを介して、ミキサ１１９ａに出力している。
ミキサ１１９ａでは、第３のアンプ１３３ｃの出力と、第４のアンプ１３４ｃの出力とを用いてＶＩ×ＶＱを生成している。
Further, a signal output from the Q-component output optical port 114a is output to the
The signal output from the I￣ component output optical port 113a is output to the
In the
本発明の第３の実施形態では、同一のタイムスロットから復調されたＩ成分およびＱ成分の電位ＶＩおよび電位ＶＱの積であるＶＩ×ＶＱをミキサ１１９ａによって検出し、ミキサ１１９ａが検出したＶＩ×ＶＱの絶対値を電力測定手段１２０ａによって検出し、電力測定手段１２０ａが検出したＶＩ×ＶＱの絶対値が最大となるように光ＤＱＰＳＫ信号に遅延時間差をヒータ電力制御手段１２４ｂによって与えるようにしたので、受信装置１００ｃの受信波形である光ＤＱＰＳＫ信号が大きく劣化している場合であっても、復調用干渉計１０１ｂの遅延時間制御用ヒータ１０１２ａに最適な遅延時間差を与えることができる。
In the third embodiment of the present invention, V I × V Q which is the product of the potential V I and the potential V Q of the I component and the Q component demodulated from the same time slot is detected by the
以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。 The embodiment of the present invention has been described in detail with reference to the drawings. However, the specific configuration is not limited to this embodiment, and the design and the like within the scope of the present invention are also within the scope of the claims. include.
１００・・・受信装置、１００ａ〜１００ｃ・・・受信装置、１０１・・・復調用干渉計、１０１ａ、１０１ｂ・・・復調用干渉計、１０２・・・Ｉ成分出力光ポート、１０２ａ・・・Ｉ成分出力光ポート、１０３・・・Ｑ成分出力光ポート、１０３ａ・・・Ｑ成分出力光ポート、１０４・・・光電気変換手段、１０５・・・光電気変換手段、１０６・・・信号分岐手段、１０７・・・信号分岐手段、１０８・・・Ｉ成分出力ポート、１０８ａ・・・Ｉ成分出力ポート、１０９・・・Ｑ成分出力ポート、１０９ａ・・・Ｑ成分出力ポート、１１０・・・電圧乗算手段、１１１・・・電力モニタ手段、１１２・・・遅延時間差調整手段、１１３ａ・・・Ｉ￣成分出力光ポート、１１４ａ・・・Ｑ￣成分出力光ポート、１１５ａ・・・Ｉ成分用バランス型受光器、１１６ａ・・・Ｑ成分用バランス型受光器、１１７ａ・・・Ｉ成分用アンプ、１１８ａ・・・Ｑ成分用アンプ、１１９ａ・・・ミキサ、１２０ａ・・・電力測定手段、１２１ａ・・・ヒータ電力掃引手段、１２２ｂ・・・ＢＰＦ、１２３ｂ・・・同期検波手段、１２４ｂ・・・ヒータ電力制御手段、１２５ｂ・・・信号分岐手段、１２６ｂ・・・発信器、１２７ｃ・・・第１のフォトディテクタ、１２８ｃ・・・第２のフォトディテクタ、１２９ｃ・・・第３のフォトディテクタ、１３０ｃ・・・第４のフォトディテクタ、１３１ｃ・・・第１のアンプ、１３２ｃ・・・第２のアンプ、１３３ｃ・・・第３のアンプ、１３４ｃ・・・第４のアンプ、１０１１ａ・・・カップラ、１０１２ａ・・・遅延時間制御用ヒータ、１０１３ａ・・・ＩＱ分離手段、１０１４ｂ・・・ディザリング用ペルチェ、１２０１ａ・・・整流手段、１２０２ａ・・・平滑化手段
DESCRIPTION OF
Claims (6)
同一のタイムスロットから復調されたＩ成分およびＱ成分の電位ＶＩおよび電位ＶＱの積であるＶＩ×ＶＱを検出する電位乗算手段と、
前記電位乗算手段が検出したＶＩ×ＶＱの絶対値を検出する絶対値検出手段と、
前記絶対値検出手段が検出したＶＩ×ＶＱの絶対値が最大となるように前記差動位相シフトキーイング信号に遅延時間差を与える遅延時間調整手段と、
を有し、
前記遅延時間調整手段は、前記ディレイラインの遅延時間を調整することを特徴とする干渉計制御装置。 The differential phase shift keying signal is branched into two, and the differential phase shift keying signal after the two branches is combined with a delay line after being given a delay equal to one time slot. An interferometer controller for controlling a single differential phase shift keying signal demodulation interferometer provided for the differential phase shift keying signal, which separates a keying signal into an I component and a Q component,
A potential multiplier for detecting V I × V Q which is the product of the potential V I and the potential V Q of the I component and the Q component demodulated from the same time slot;
Absolute value detecting means for detecting an absolute value of V I × V Q detected by the potential multiplying means;
Delay time adjusting means for giving a delay time difference to the differential phase shift keying signal so that the absolute value of V I × V Q detected by the absolute value detecting means is maximized;
I have a,
The interferometer control apparatus characterized in that the delay time adjusting means adjusts a delay time of the delay line .
前記発振器の出力で前記遅延時間差にディザリングを施すディザリング手段と、
前記絶対値検出手段が検出した前記ＶＩ×ＶＱの絶対値から周波数ｆの変動成分を検出し、前記発振器の出力と同期検波を行う同期検波手段を更に有し、
前記遅延時間調整手段は、前記同期検波手段の検波結果に基づいて遅延時間差を与えることを特徴とする請求項１に記載の干渉計制御装置。 An oscillator that oscillates at a frequency f;
Dithering means for dithering the delay time difference at the output of the oscillator;
And further comprising synchronous detection means for detecting a fluctuation component of frequency f from the absolute value of V I × V Q detected by the absolute value detection means, and performing synchronous detection with the output of the oscillator,
The interferometer control apparatus according to claim 1, wherein the delay time adjusting unit gives a delay time difference based on a detection result of the synchronous detection unit.
前記干渉計制御装置は、
同一のタイムスロットから復調されたＩ成分およびＱ成分の電位ＶＩおよび電位ＶＱの積であるＶＩ×ＶＱを検出する電位乗算過程と、
前記電位乗算過程で検出したＶＩ×ＶＱの絶対値を検出する絶対値検出過程と、
前記絶対値検出過程で検出したＶＩ×ＶＱの絶対値が最大となるように前記差動位相シフトキーイング信号に遅延時間差を与える遅延時間調整過程と、
を実行し、
前記遅延時間調整過程は、前記ディレイラインの遅延時間を調整することを特徴とする干渉計制御方法。 The differential phase shift keying signal is branched into two, and the differential phase shift keying signal after the two branches is combined with a delay line after being given a delay equal to one time slot. An interferometer using an interferometer controller for controlling a single differential phase shift keying signal demodulation interferometer provided for the differential phase shift keying signal, which separates the keying signal into an I component and a Q component A control method,
The interferometer controller is
A potential multiplication process for detecting V I × V Q which is the product of the potentials V I and V Q of the I component and Q component demodulated from the same time slot;
An absolute value detection process for detecting an absolute value of V I × V Q detected in the potential multiplication process;
A delay time adjustment step of giving a delay time difference to the differential phase shift keying signal so that the absolute value of V I × V Q detected in the absolute value detection step is maximized;
The execution,
The interferometer control method characterized in that the delay time adjustment step adjusts a delay time of the delay line .
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