JP4920462B2 - Ofdm伝送方式における受信方法及び受信装置 - Google Patents
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Description
さらに、1シンボルのn倍の期間の時間波形においてはシンボルが変化するので、シンボルの境界で波形がステップ的に変化する。したがって、1シンボルのn倍の時間期間のフーリエ変換の結果は、サブキャリア毎の線スペクトルにはならず、sin(ω)/ωのスペクトルとなり、サブキャリア間においても、サブキャリアのサイドローブが存在し、正確な雑音成分だけを抽出できる訳ではない。
本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、OFDM伝送方式にけおるアダプティブアレイアンテナを用いた受信方法及び受信装置において、簡単な構成により、C/N比の高い合成を実現できるようにすることである。
アダプティブアレイアンテナでは、たとえば、合成後の信号の電力が最大となるように、振幅と位相とを変化させて、合成する重み付け装置を有している。この重み付け装置における重み係数の絶対値が、C/N比の大きい受信信号程、大きくなるようにしている。
各アンテナ系統毎に、各アンテナの出力を増幅する増幅器を設けて、この増幅器の増幅率を、受信信号のC/Nが大きい信号程、大きくするようにしている。
離散フーリエ変換においては、この特定周波数は、ヌルキャリアとして扱われる。1MHz、7MHzのスペクトルの強度は、正確に、雑音成分の強度を示している。したがって、少なくとも、この1MHzである特定周波数の整数倍のスペクトルが得られるように、受信信号を離散フーリエ変換し、1MHzと7MHzのスペクトルの強度を平均して雑音強度Nを求め、2、3、4、5、6MHzのスペクトルの強度を平均してサブキャリア強度Cを求めることができる。これから、C/N比を正確に演算することができる。
以下の方法によると、さらに、離散フーリエ変換を簡単化することができる。上記の例から分かるように、信号キャリアの存在しない周波数の整数倍のスペクトル強度を求める最も簡単な場合は、信号帯域を中心周波数で2分して、低帯域と高帯域とするとき、(上記の例では、1.2〜4MHzの低帯域と、4〜6.8MHzの高帯域)低帯域と高帯域とのそれぞれで、1MHzの整数倍のスペクトルにおいて、1本のスペクトルだけ、ヌルキャリアとするように、選択する場合である。この場合に、離散フーリエ変換の入力点数と出力点数を最小にすることができる。すなわち、1.2〜4MHzの低帯域の1、2、3、4MHzのスペクトルを得るようにしても良い。この場合にも、周波数分解能は、0.2MHz以下とすることが必要であるから、ウインドウは5μsである。離散フーリエ変換の出力の範囲は、−4MHz〜4MHzとなるから、8MHz/0.2MHz=40点のサンプリング点数があれば、1MHzにおいて、サブキャリアが漏れることなく、1MHzの整数倍の周波数のスペクトルを得ることができる。この場合のサンプリング周波数は、40/5μs=8MHzとなる。
もしも、高帯域の折り返しを禁止するのであれば、受信信号の正規にサンプリングされたディジタル信号に、帯域を2分するディジタルフィルタを操作して、一方の帯域の信号に対して、帯域幅の2倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングする。上記の地上ディジタル放送の例で言えば、受信信号の正規にサンプリングされたディジタル信号に、帯域0〜4MHzのディジタルフィルタを操作して、0〜4MHzの帯域に制限した後、8MHzでダウンサンプリングすれば、0〜4MHzのスペクトルを正確に得ることができる。そして、1、2、3、4MHzのスペクトルにおいて、1MHzの周波数の電力を雑音電力とし、2、3、4MHzの周波数の平均電力をサブキャリア電力とすれば、正確に、C/N比を演算することができる。また、ディジタル信号に、帯域4〜8MHzのディジタルフィルタを操作して、スペクトルを帯域4〜8MHzに制限した後、4MHzでダウンサンプリングすれば、0〜4MHz帯域のスペクトルを得ることができ、上記と同様にして、C/N比を求めることができる。この2分された帯域に対して、上記の処理を行って求めたそれぞれの雑音強度の平均値とそれぞれのサブキャリア強度の平均値を求めて、C/N比を求めれば、0〜8MHzの全帯域に対してC/N比を求めることができる。また、2分割された帯域について、サブキャリアの強度が変動がないか、対称であるならば、何れか一方の方法で、C/N比を求めることも可能である。
さらに、発展させると、第1の方法に対して、時間軸上のウインドウを同一として、帯域(DFTの出力の最大周波数)を1/4、サンプリング周波数を1/4、サンプリング点数を1/4にして、C/N比を演算することができる。上記の地上ディジタル放送の例で言えば、0〜2MHzの帯域だけディジタルローパスフィルタで抽出して、4MHzでダウンサンプリングすれば、1、2MHzのスペクトルを得ることかできる。1MHzのスペクトル強度を雑音強度とし、2MHzのスペクトル強度をサブキャリア強度として、C/N比を求めることも可能である。この場合には、離散フーリエ変換の入出力点数は20点に縮小することができる。また、FFTで行う場合には、32点FFTを用いることができる。
この発明は、上記した第2の方法、第3の方法を一般化して特定したものである。上記のOFDM地上ディジタル放送の場合においては、受信信号の帯域は、1.2MHzから6.8MHzまでの帯域幅5.6MHzの帯域を意味し、所定帯域の上限の最大周波数Aは、8MHzを意味する。A/2は、離散フーリエ変換による出力の最大周波数である。また、変調されたサブキャリアの存在しない特定周波数f0 の整数倍を最大周波数Aとする。この最大周波数Aで、受信信号をサンプリングすると、上述したように、ベースバンド帯域の高帯域側(周波数A/2〜A)が低帯域側(0〜A/2)に周波数A/2を中心として、折り返される。しかし、信号の存在する帯域の下側及び上側の僅かに外に存在する両周波数は、ヌルキャリアであるので、特定周波数f0 において、スペクトルが重なっていても、雑音電力を正確に求めることができる。また、信号で変調されているサブキャリアが、低帯域と高帯域とで、重畳されていても、サブキャリアの平均電力を求めるには、問題を生じない。
すなわち、離散フーリエ変換の周波数分解能をΔfG 以下とすることで、離散フーリエ変換において、雑音を測定するための周波数にサブキャリアが漏れて観測されることを防止している。もちろん、特定周波数の整数倍は、ΔfG の整数倍となるようにΔfG を選択することは必要である。また、時間軸上のウインドウは、1/ΔfG 以上で、スペクトルにおいて、特定周波数の整数倍が得られる時間となる。さらに、スペクトルの間隔の整数倍がΔfG となると、特定周波数に対するサブキャリアのサイドローブの漏れもなくなるので、雑音電力をより正確に求めることができる。離散フーリエ変換において、最も望ましい最小点数は、fc /ΔfG である。この時、スペクトルは、ΔfG 間隔となるので、最も点数の少ない離散フーリエ変換で、サブキャリアの特定周波数への漏れがなく、雑音電力を正確に測定することが可能となる。
この装置は、第1の方法発明を実現する装置である。
また、OFDM伝送方式で送信された電波をアダプティブアレイアンテナを用いて受信する受信方法において、アダプティブアレイアンテナの各アンテナにより受信された各受信信号の合成信号のC/N比を演算し、そのC/N比が最大となるように、各アンテナの各受信信号の振幅を変化させて、合成することもできる。
また、OFDM伝送方式で送信された電波をアダプティブアレイアンテナを用いて受信し、各アンテナの各受信信号を重み付け合成して、合成信号に対して復調を行う受信装置において、アダプティブアレイアンテナの各アンテナにより受信された各受信信号の合成後の信号のC/N比を演算するC/N比演算装置と、各アンテナの各受信信号の振幅を、C/N比演算装置により演算されたC/N比を最大とするように、変化させる増幅装置とを有することも可能である。
これらは、各アンテナの受信信号を合成した後の信号のC/N比が最大となるように、各アンテナの受信信号の振幅を変化させて合成するものである。
本実施例では、離散フーリエ変換装置として、入出力点数128点のFFT演算装置24としているが、80点の離散フーリエ変換装置を用いても良い。この場合にも、変換行列の係数の実部、虚部の絶対値は、0,1,a,b,cの5種類で済む。この場合には、周波数スペクトルは、0.2MHz間隔となり、時間軸上のウインドウは5μsとなる。この場合においても、正確に、C/N比を求めることができる。
また、0〜2MHz、2〜4MHz、4〜6MHz、6〜8MHzのディジタルバンドパスフィルタを設けて、それぞれの通過信号に対して、4MHzでダウンサンプリングして、離散フーリエ変換して、各帯域毎にC/N比を演算するようにしても良い。そして、全帯域でのC/N比を求めるには、これらの各帯域のC/N比の平均値を求めれば良い。
24…FFT演算装置
26…C/N比演算装置。
Claims (10)
- OFDM伝送方式で送信された電波をアダプティブアレイアンテナを用いて受信し、前記各アンテナからの受信信号を第1サンプリング周波数でサンプリングし、サンプリングされた各第1受信信号を重み付け合成した後に、復号用フーリエ変換装置により復調する受信方法において、
前記各第1受信信号を、前記第1サンプリング周波数よりも低い第2サンプリング周波数でダウンサンプリングして各第2受信信号を得て、1シンボル期間より短い時間軸上のウインドウ区間における該各第2受信信号から、サブキャリアに割当られる周波数位置であって、ヌルキャリアである特定周波数の整数倍のスペクトル強度を離散フーリエ変換により求め、
前記スペクトル強度におけるヌルキャリアのうち少なくとも一つのヌルキャリアから雑音レベルを求め、前記スペクトル強度におけるサブキャリアのうち少なくとも一つのサブキャリアから搬送波レベルを求め、前記雑音レベルと前記搬送波レベルとから前記各受信信号のそれぞれのC/N比を求め、
前記各アンテナの前記各受信信号又は前記各第1受信信号の振幅を、前記各C/N比に応じた大きさにして、合成することを特徴とする受信方法。 - 前記各第1受信信号の前記振幅は、前記各第1受信信号を合成する際の重み係数の絶対値により、変化させることを特徴とする請求項1に記載の受信方法。
- 前記各受信信号の前記振幅は、前記各アンテナの前記各受信信号を増幅する各増幅器の増幅率により、変化させることを特徴とする請求項1に記載の受信方法。
- 前記第2サンプリング周波数は、前記特定周波数の整数倍であって前記受信信号の帯域を内部に含む所定帯域の上限の最大周波数Aとしたことを特徴とする請求項1乃至請求項3の何れか1項に記載のC/N比演算方法。
- 前記離散フーリエ変換の入力点数は、前記第2サンプリング周波数を前記サブキャリアが存在する周波数であってその最低周波数と前記特定周波数との差の周波数で除した値以上としたことを特徴とする請求項1乃至請求項4の何れか1項に記載の受信方法。
- OFDM伝送方式で送信された電波をアダプティブアレイアンテナを用いて受信し、前記各アンテナの前記受信信号を第1サンプリング周波数でサンプリングし、サンプリングされた各第1受信信号を重み付け合成した後に、復号用フーリエ変換装置により復調する受信装置において、
前記各第1受信信号を、前記第1サンプリング周波数よりも低い第2サンプリング周波数で、それぞれ、ダウンサンプリングするダウンサンプリング装置と、
前記各ダウンサンプリング装置によりダウンサンプリングされて得られた各第2受信信号であって、1シンボル期間より短い時間軸上のウインドウ区間における該各第2受信信号から、サブキャリアに割当られる周波数位置であって、ヌルキャリアである特定周波数の整数倍のスペクトル強度を離散フーリエ変換により求める離散フーリエ変換装置と、
前記離散フーリエ変換装置により求められたスペクトル強度におけるヌルキャリアのうち少なくとも一つのヌルキャリアから雑音レベルを求め、そのスペクトル強度におけるサブキャリアのうち少なくとも一つのサブキャリアから搬送波レベルを求め、前記雑音レベルと前記搬送波レベルとから前記各受信信号のそれぞれのC/N比を求めるC/N比演算装置と、
前記各アンテナの各受信信号又は前記各第1受信信号の振幅を、前記C/N比演算装置により演算された前記各C/N比に応じた大きさに、増加させる増幅装置と
を有することを特徴とする受信装置。 - 前記増幅装置は、前記各第1受信信号を合成する際の重み係数の絶対値を、前記C/N比演算装置により演算された前記各C/N比に応じた大きさに、変化させる装置であることを特徴とする請求項6に記載の受信装置。
- 前記増幅装置は、前記C/N比演算装置により演算された前記各C/N比に応じた大きさに応じて、増幅率を変化させる増幅器であることを特徴とする請求項6又は請求項7に記載の受信装置。
- 前記第2サンプリング周波数は、前記特定周波数の整数倍であって前記受信信号の帯域を内部に含む所定帯域の上限の最大周波数Aとしたことを特徴とする請求項6乃至請求項8の何れか1項に記載の受信装置。
- 前記離散フーリエ変換装置の入出力点数は、前記第2サンプリング周波数を前記サブキャリアが存在する周波数であってその最低周波数と前記特定周波数との差の周波数で除した値以上としたことを特徴とする請求項6乃至請求項9の何れか1項に記載の受信装置。
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