JP4899215B2 - Voltage controlled oscillator and voltage controlled oscillation method - Google Patents
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Description
本発明は、制御電圧によって発振周波数を制御する電圧制御発振器および電圧制御発振方法に関する。 The present invention relates to a voltage controlled oscillator and a voltage controlled oscillation method for controlling an oscillation frequency by a control voltage.
従来の電圧制御発振器(Voltage Controlled Oscillator;VCO)は、位相同期ループ(Phase Locked Loop;PLL)をはじめ、アナログ/デジタル変換器や通信システムおよび計測機器に応用される重要な回路であり、種々の報告がなされている(例えば、非特許文献1参照)。 A conventional voltage controlled oscillator (VCO) is an important circuit applied to an analog / digital converter, a communication system, and a measuring instrument, including a phase locked loop (PLL). A report has been made (for example, see Non-Patent Document 1).
例えば、発明者らは、NANDゲートのRSフリップフロップ(以下、NAND RS−FFと記載する)とブートストラップ回路とからなる、上昇モード動作の電圧制御発振器について報告している(非特許文献2参照)。この文献で報告している従来の電圧制御発振器を図11に示す。 For example, the inventors have reported a voltage-controlled oscillator that operates in a rising mode, which includes a NAND gate RS flip-flop (hereinafter referred to as NAND RS-FF) and a bootstrap circuit (see Non-Patent Document 2). ). A conventional voltage controlled oscillator reported in this document is shown in FIG.
この図11に示したように、従来の電圧制御発振器101は、フリップフロップを構成するNANDゲート103(103a,103b)と、このNANDゲート103からの出力をオンオフするスイッチ105(105a,105b)と、抵抗107(107a,107b)と、抵抗109(109a,109b)と、抵抗111(111a,111b)と、抵抗113(113a,113b)と、抵抗115(115a,115b)と、キャパシタ117(117a,117b)と、オペアンプ119(119a,119b)と、NANDゲート121(121a,121b)と、を備えている。なお、抵抗107〜115(107a〜115a,107b〜115b)と、キャパシタ117(117a,117b)と、オペアンプ119(119a、119b)とによって、ブートストラップ回路を構成している。この電圧制御発振器101では、制御電圧と発振周波数とを広範囲に可変とする、すなわち、動作範囲を大きくすることができる特徴を有している。
しかしながら、従来のアナログ素子を用いた電圧制御発振器では、当該発振器の動作範囲、例えば、発振周波数の制御範囲が大きくなると、制御電圧と発振周波数との直線性を維持するために、多くの素子が必要であり、一方、当該発振器の一部にデジタル素子であるNORゲートやNANDゲートによるフリップフロップを用いた電圧制御発振器では、ゲート数が多くなり、回路構成が複雑になってしまうという問題がある。 However, in a voltage-controlled oscillator using a conventional analog element, when the operating range of the oscillator, for example, the control range of the oscillation frequency is increased, many elements are used to maintain the linearity between the control voltage and the oscillation frequency. On the other hand, a voltage-controlled oscillator using a NOR gate or a NAND gate flip-flop as a digital element as a part of the oscillator has a problem that the number of gates increases and the circuit configuration becomes complicated. .
また、従来のアナログ素子を用いた電圧制御発振器では、回路動作の安定性に若干の難点があり、制御電圧と発振周波数との直線性が得られず、たとえ、NORゲートやNANDゲートのゲート数が同等であったとしても、制御電圧を大きく可変とすることができ、且つ、制御電圧と発振周波数とが非常によい直線性を示すものが望まれている。 In addition, in the voltage controlled oscillator using the conventional analog element, there are some difficulties in the stability of the circuit operation, and the linearity between the control voltage and the oscillation frequency cannot be obtained. For example, the number of gates of the NOR gate and the NAND gate Even if they are the same, it is desired that the control voltage can be made largely variable and that the control voltage and the oscillation frequency show very good linearity.
そこで、本発明では、前記した問題を解決し、回路構成が複雑になることがなく、動作範囲を大きくすることができる電圧制御発振器および電圧制御発振方法を提供することを目的とする。
また、ゲート数が従来と同等であっても、制御電圧を大きく可変とすることができ、且つ、制御電圧と発振周波数とが非常によい直線性を示すことができる電圧制御発振器および電圧制御発振方法を提供することを目的とする。
Therefore, an object of the present invention is to provide a voltage-controlled oscillator and a voltage-controlled oscillation method that can solve the above-described problems and can increase the operation range without complicating the circuit configuration.
Moreover, even if the number of gates is the same as the conventional one, the voltage control oscillator and the voltage control oscillation can make the control voltage greatly variable and the control voltage and the oscillation frequency can show very good linearity. It aims to provide a method.
前記課題を解決するため、請求項1に記載の電圧制御発振器は、フリップフロップを構成するNANDゲートと、オペアンプ、抵抗群およびキャパシタを有するブートストラップ回路とを備え、当該オペアンプの反転端子に制御電圧を印可することによって、当該制御電圧と発振周波数とを比例させる電圧制御発振器において、前記オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が前記NANDゲートの閾値以下になったか否かに基づいて、前記キャパシタに充電されている電荷を放電するか、前記キャパシタに電荷を充電するか否かを決定するダイオードを、前記オペアンプの非反転端子と前記NANDゲートの出力路との間に設けたことを特徴とする。
In order to solve the above problem, the voltage controlled oscillator according to
かかる構成によれば、電圧制御発振器は、フリップフロップを構成するNANDゲートの出力路とブートストラップ回路に含まれるオペアンプの非反転端子との間に設けたダイオードをスイッチとして用いることで、当該ブートストラップ回路に含まれるキャパシタに電荷を充電または放電し、発振状態を生じさせている。そして、電圧制御発振器は、ダイオードのスイッチングを、オペアンプの非反転端子から帰還した電圧値が当該NANDゲートの閾値以下になったか否かに基づいて行っている。 According to such a configuration, the voltage-controlled oscillator uses the diode provided between the output path of the NAND gate constituting the flip-flop and the non-inverting terminal of the operational amplifier included in the bootstrap circuit as a switch, so that the bootstrap An electric charge is charged or discharged in a capacitor included in the circuit to cause an oscillation state. The voltage controlled oscillator performs switching of the diode based on whether or not the voltage value fed back from the non-inverting terminal of the operational amplifier is equal to or less than the threshold value of the NAND gate.
請求項2に記載の電圧制御発振器は、フリップフロップを構成する第一NANDゲートおよび第二NANDゲートと、第一オペアンプ、第一抵抗群および第一キャパシタからなる第一ブートストラップ回路並びに第二オペアンプ、第二抵抗群および第二キャパシタからなる第二ブートストラップ回路と、前記第一NANDゲートと前記第一ブートストラップ回路とを接続する第一ダイオードおよび前記第二NANDゲートと前記第二ブートストラップ回路とを接続する第二ダイオードと、制御電圧を印可する直流電源部と、を備え、前記制御電圧と発振周波数とを比例させる電圧制御発振器であって、前記第一NANDゲートの出力路と前記第一ダイオードのアノードとを接続し、前記第一ダイオードのカソードと前記第一オペアンプの非反転端子とを接続し、前記第二NANDゲートの出力路と前記第二ダイオードのアノードとを接続し、前記第二ダイオードのカソードと前記第二オペアンプの非反転端子とを接続し、前記直流電源部は、前記第一オペアンプおよび前記第二オペアンプの反転端子に前記制御電圧を印可し、前記第一オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が前記第一NANDゲートの閾値以下になった場合に、前記第一NANDゲートがハイレベルになり、前記第一ダイオードがオンになるので、前記第一キャパシタには電荷が瞬時に充電されると共に、前記第二NANDゲートがローレベルになり、前記第二ダイオードがオフになるので、前記第二キャパシタから電荷が放電され、前記第二オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が前記第二NANDゲートの閾値以下になった場合に、前記第二NANDゲートがハイレベルになり、前記第二ダイオードがオンになるので、前記第二キャパシタには電荷が瞬時に充電されると共に、前記第一NANDゲートがローレベルになり、前記第一ダイオードがオフになるので、前記第一キャパシタから電荷が放電され、前記第一NANDゲートおよび前記第二NANDゲートのローレベルとハイレベルとが切り替わることで、当該発振器の状態を反転させることを特徴とする。
The voltage controlled oscillator according to
かかる構成によれば、電圧制御発振器は、フリップフロップとブートストラップ回路との間に設けた第一ダイオードと第二ダイオードとをオンオフすることで、第一キャパシタと第二キャパシタとに充電放電をし、この充電放電に従って、第一NANDゲートと第二NANDゲートとのハイレベルとローレベルとが入れ替わって、当該発振器の状態が反転することで、発振状態を発生させている。 According to this configuration, the voltage controlled oscillator charges and discharges the first capacitor and the second capacitor by turning on and off the first diode and the second diode provided between the flip-flop and the bootstrap circuit. In accordance with this charging / discharging, the high level and the low level of the first NAND gate and the second NAND gate are switched, and the state of the oscillator is inverted, thereby generating an oscillation state.
請求項3に記載の電圧制御発振方法は、フリップフロップを構成する第一NANDゲートおよび第二NANDゲートと、第一オペアンプ、第一抵抗群および第一キャパシタからなる第一ブートストラップ回路並びに第二オペアンプ、第二抵抗群および第二キャパシタからなる第二ブートストラップ回路と、前記第一NANDゲートと前記第一ブートストラップ回路とを接続する第一ダイオードおよび前記第二NANDゲートと前記第二ブートストラップ回路とを接続する第二ダイオードと、制御電圧を印可する直流電源部と、を備え、前記第一NANDゲートの出力路と前記第一ダイオードのアノードとを接続し、前記第一ダイオードのカソードと前記第一オペアンプの非反転端子とを接続し、前記第二NANDゲートの出力路と前記第二ダイオードのアノードとを接続し、前記第二ダイオードのカソードと前記第二オペアンプの非反転端子とを接続し、前記直流電源部は、前記第一オペアンプおよび前記第二オペアンプの反転端子に前記制御電圧を印可した電圧制御発振器において、前記制御電圧と発振周波数とを比例させる電圧制御発振方法であって、充電放電ステップと、閾値判定ステップと、オンオフ入替ステップと、を含むことを特徴とする。
The voltage controlled oscillation method according to
かかる手順によれば、電圧制御発振方法は、充電放電ステップにおいて、第一オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が第一NANDゲートの閾値以下になった場合に、第一NANDゲートがハイレベルになり、第一ダイオードがオンになるので、第一キャパシタには電荷が瞬時に充電されると共に、第二NANDゲートがローレベルになり、第二ダイオードがオフになるので、第二キャパシタから電荷が放電され、第二オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が第二NANDゲートの閾値以下になった場合に、第二NANDゲートがハイレベルになり、第二ダイオードがオンになるので、第二キャパシタには電荷が瞬時に充電されると共に、第一NANDゲートがローレベルになり、第一ダイオードがオフになるので、第一キャパシタから電荷が放電される。続いて、電圧制御発振方法は、閾値判定ステップにおいて、充電放電ステップにて、第一キャパシタから放電された結果、第一オペアンプの非反転端子から帰還された電圧が第一NANDゲートの閾値以下になったか否かまたは第二キャパシタから放電された結果、第二オペアンプの非反転端子から帰還された電圧が第二NANDゲートの閾値以下になったか否かを判定する。そして、電圧制御発振方法は、オンオフ入替ステップにおいて、閾値判定ステップにて、閾値に達したと判定した場合、第一ダイオードおよび第二ダイオードのオンオフが入れ替わる。 According to such a procedure, in the voltage controlled oscillation method, in the charge / discharge step, when the voltage fed back from the non-inverting terminal of the first operational amplifier becomes equal to or lower than the first NAND gate threshold, the first NAND gate is set to the high level. Since the first diode is turned on, the electric charge is instantaneously charged in the first capacitor, and the second NAND gate becomes low level, and the second diode is turned off. When the voltage discharged and fed back from the non-inverting terminal of the second operational amplifier falls below the threshold value of the second NAND gate, the second NAND gate goes high and the second diode is turned on. Is charged instantly, the first NAND gate goes low, and the first diode is turned off. Et charge is discharged. Subsequently, in the voltage-controlled oscillation method, in the threshold determination step, the voltage fed back from the non-inverting terminal of the first operational amplifier as a result of discharging from the first capacitor in the charge / discharge step is less than or equal to the threshold of the first NAND gate. It is determined whether or not the voltage fed back from the non-inverting terminal of the second operational amplifier is equal to or lower than the threshold value of the second NAND gate as a result of discharging from the second capacitor. In the voltage controlled oscillation method, when it is determined that the threshold value is reached in the threshold determination step in the on / off switching step, the first diode and the second diode are switched on and off.
請求項4に記載の電圧制御発振器は、フリップフロップを構成するNORゲートと、オペアンプ、抵抗群およびキャパシタを有するブートストラップ回路とを備え、当該オペアンプの非反転端子に制御電圧を印可することによって、当該制御電圧と発振周波数とを比例させる電圧制御発振器において、前記オペアンプからの出力が前記NORゲートの閾値に達したか否かに基づいて、前記キャパシタに充電されている電荷を放電するか、前記キャパシタに電荷を充電するか否かを決定するダイオードを、前記オペアンプの非反転端子と前記NORゲートの出力路との間に設けたことを特徴とする。
The voltage controlled oscillator according to
かかる構成によれば、電圧制御発振器は、NORゲートの出力路とブートストラップ回路の入力路との間に設けられたダイオードを、NORゲートの閾値にブートストラップ回路からの出力が達したか否かに基づいて、オンオフさせることで、オフ時には、ブートストラップ回路に含まれている時定数回路を構成する抵抗とキャパシタとにより、当該抵抗を介して当該キャパシタに充電を行い、オン時には、当該キャパシタに蓄えられている電荷を瞬時に放電させる。 According to such a configuration, the voltage-controlled oscillator determines whether the output from the bootstrap circuit reaches the threshold value of the NOR gate by using the diode provided between the output path of the NOR gate and the input path of the bootstrap circuit. Based on the above, when turned off, the capacitor is charged via the resistor by the resistor and the capacitor constituting the time constant circuit included in the bootstrap circuit, and when turned on, the capacitor is charged to the capacitor. Discharge the stored charge instantly.
請求項5に記載の電圧制御発振器は、フリップフロップを構成する第一NORゲートおよび第二NORゲートと、第一オペアンプ、第一抵抗群および第一キャパシタからなる第一ブートストラップ回路並びに第二オペアンプ、第二抵抗群および第二キャパシタからなる第二ブートストラップ回路と、前記第一NORゲートと前記第一ブートストラップ回路とを接続する第一ダイオードおよび前記第二NORゲートと前記第二ブートストラップ回路とを接続する第二ダイオードと、制御電圧を印可する直流電源部と、を備え、前記制御電圧と発振周波数とを比例させる電圧制御発振器であって、前記第一NORゲートの入力路と前記第一オペアンプの出力路とを接続し、前記第二NORゲートの入力路と前記第二オペアンプの出力路とを接続し、前記第一ダイオードをオンした際に前記第一キャパシタから電荷を瞬時に放電し、前記第一ダイオードをオフした際に前記第一キャパシタに電荷を充電して、前記第一オペアンプの非反転端子の電圧を所定値にすると共に、前記第二ダイオードをオンした際に前記第二キャパシタから電荷を瞬時に放電し、前記第二ダイオードをオフした際に前記第二キャパシタに電荷を充電して、前記第二オペアンプの非反転端子の電圧を上昇させ、前記第一キャパシタが充電された結果、前記第一オペアンプの出力が前記第一NORゲートの閾値に達した場合または前記第二キャパシタが充電された結果、前記第二オペアンプの出力が前記第二NORゲートの閾値に達した場合、当該発振器の状態を反転させ、前記フリップフロップの出力路において、前記第一ダイオードまたは前記第二ダイオードのオンオフが入れ替わることを特徴とする。
6. The voltage controlled oscillator according to
かかる構成によれば、電圧制御発振器は、第一ダイオードと第二ダイオードとをオンオフすることで、第一キャパシタと第二キャパシタとに充電放電をして、放電した場合には、第一オペアンプおよび第二オペアンプの非反転端子の電圧が所定値に向けて上昇する。そして、電圧制御発振器は、第一キャパシタおよび第二キャパシタに充電して、第一オペアンプの出力(出力端子における電圧値)が第一NORゲートの閾値に達した場合または第二オペアンプの出力(出力端子における電圧値)が第二NORゲートの閾値に達した場合、当該発振器の状態を反転させ、フリップフロップの出力路において、第一ダイオードまたは第二ダイオードのオンオフが入れ替わる。 According to such a configuration, the voltage controlled oscillator charges and discharges the first capacitor and the second capacitor by turning on and off the first diode and the second diode. The voltage at the non-inverting terminal of the second operational amplifier rises toward a predetermined value. The voltage controlled oscillator charges the first capacitor and the second capacitor, and when the output of the first operational amplifier (voltage value at the output terminal) reaches the threshold value of the first NOR gate or the output of the second operational amplifier (output) When the voltage value at the terminal reaches the threshold value of the second NOR gate, the state of the oscillator is inverted and the first diode or the second diode is turned on and off in the output path of the flip-flop.
請求項6に記載の電圧制御発振方法は、フリップフロップを構成する第一NORゲートおよび第二NORゲートと、第一オペアンプ、第一抵抗群および第一キャパシタからなる第一ブートストラップ回路並びに第二オペアンプ、第二抵抗群および第二キャパシタからなる第二ブートストラップ回路と、前記第一NORゲートと前記第一ブートストラップ回路とを接続する第一ダイオードおよび前記第二NORゲートと前記第二ブートストラップ回路とを接続する第二ダイオードと、制御電圧を供給する直流電源部と、を備え、前記第一NORゲートの入力路と前記第一オペアンプの出力路とを接続し、前記第二NORゲートの入力路と前記第二オペアンプの出力路とを接続した電圧制御発振器において、前記制御電圧と発振周波数とを比例させる電圧制御発振方法であって、充電放電ステップと、閾値判定ステップと、フリップフロップの出力レベル反転ステップと、ダイオードのオンオフ入替ステップと、を含むことを特徴とする。
The voltage controlled oscillation method according to
かかる手順によれば、電圧制御発振方法は、閾値判定ステップにおいて、第一ダイオードをオフした際に第一キャパシタに電荷を充電し、第一ダイオードをオンした際に第一キャパシタから電荷を瞬時に放電して第一オペアンプの非反転端子の電圧を所定値にするまたは第二ダイオードをオフした際に第二キャパシタに電荷を充電し、第二ダイオードをオンした際に第二キャパシタから電荷を瞬時に放電して第二オペアンプの非反転端子の電圧を所定値にする。続いて、電圧制御発振方法は、閾値判定ステップにおいて、充電放電ステップにて第一キャパシタに電荷が充電された結果、第一オペアンプの出力が第一NORゲートの閾値に達したか否かまたは第二キャパシタに電荷が充電された結果、第二オペアンプの出力が第二NORゲートの閾値に達したか否かを判定する。そして、電圧制御発振方法は、閾値判定ステップにおいて、閾値に達したと判定した場合、当該発振器の状態を反転させ、フリップフロップの出力路において、第一ダイオードまたは第二ダイオードのオンオフが入れ替わる。 According to such a procedure, the voltage controlled oscillation method charges the first capacitor when the first diode is turned off in the threshold determination step, and instantaneously charges the first capacitor when the first diode is turned on. When discharging, the voltage at the non-inverting terminal of the first operational amplifier is set to a predetermined value or when the second diode is turned off, the second capacitor is charged, and when the second diode is turned on, the charge is instantaneously charged from the second capacitor. The voltage at the non-inverting terminal of the second operational amplifier is set to a predetermined value. Subsequently, in the voltage controlled oscillation method, in the threshold determination step, whether or not the output of the first operational amplifier has reached the threshold of the first NOR gate as a result of charging the first capacitor in the charge / discharge step or As a result of charging the two capacitors, it is determined whether the output of the second operational amplifier has reached the threshold value of the second NOR gate. When the voltage-controlled oscillation method determines that the threshold value is reached in the threshold value determination step, the state of the oscillator is inverted, and the first diode or the second diode is turned on and off in the output path of the flip-flop.
請求項7に記載の電圧制御発振器は、フリップフロップを構成する第一NORゲートおよび第二NORゲートと、第一オペアンプ、第一抵抗群および第一キャパシタからなる第一ブートストラップ回路並びに第二オペアンプ、第二抵抗群および第二キャパシタからなる第二ブートストラップ回路と、前記第一NORゲートと前記第一ブートストラップ回路とを接続する第一ダイオードおよび前記第二NORゲートと前記第二ブートストラップ回路とを接続する第二ダイオードと、制御電圧を印可する直流電源部と、前記第一ダイオードのカソードと前記第二NORゲートの入力路とを接続する第三NORゲートおよび前記第二ダイオードのカソードと前記第一NORゲートの入力路とを接続する第四NORゲートと、を備え、前記制御電圧と発振周波数とを比例させる電圧制御発振器であって、前記第一NORゲートの出力路と前記第一ダイオードのアノードとを接続し、前記第一ダイオードのカソードと前記第一オペアンプの非反転端子とを接続し、前記第二NORゲートの出力路と前記第二ダイオードのアノードとを接続し、前記第二ダイオードのカソードと前記第二オペアンプの非反転端子とを接続し、前記直流電源部は、前記第一オペアンプおよび前記第二オペアンプの反転端子に前記制御電圧を印可し、前記第一NORゲートがローレベルおよび前記第二NORゲートがハイレベルになった際に、第一ダイオードがオフとなり、第一ブートストラップ回路が作動して、第一キャパシタに蓄積されていた電荷が放電され、第三NORゲートの閾値に達すると回路状態が反転し、前記第一NORゲートがハイレベルおよび前記第二NORゲートがローレベルになった際に、第二ダイオードがオフとなり、第二ブートストラップ回路が作動して、第二キャパシタに蓄積されていた電荷が放電され、第四NORゲートの閾値に達すると回路状態が反転することで発振動作を繰り返すことを特徴とする。
8. A voltage controlled oscillator according to
かかる構成によれば、電圧制御発振器は、フリップフロップとブートストラップ回路との間に設けた第一ダイオードと第二ダイオードとをオンオフすることで、第一キャパシタと第二キャパシタとに充電放電をし、この充電放電に従って、第一NORゲートと第二NORゲートとのハイレベルとローレベルとが入れ替わって、当該発振器の状態が反転することで、発振状態を発生させている。 According to this configuration, the voltage controlled oscillator charges and discharges the first capacitor and the second capacitor by turning on and off the first diode and the second diode provided between the flip-flop and the bootstrap circuit. According to this charging and discharging, the high level and the low level of the first NOR gate and the second NOR gate are switched, and the state of the oscillator is inverted, thereby generating an oscillation state.
請求項8に記載の電圧制御発振方法は、フリップフロップを構成する第一NORゲートおよび第二NORゲートと、第一オペアンプ、第一抵抗群および第一キャパシタからなる第一ブートストラップ回路並びに第二オペアンプ、第二抵抗群および第二キャパシタからなる第二ブートストラップ回路と、前記第一NORゲートと前記第一ブートストラップ回路とを接続する第一ダイオードおよび前記第二NORゲートと前記第二ブートストラップ回路とを接続する第二ダイオードと、制御電圧を印可する直流電源部と、前記第一ダイオードのカソードと前記第二NORゲートの入力路とを接続する第三NORゲートおよび前記第二ダイオードのカソードと前記第一NORゲートの入力路とを接続する第四NORゲートと、を備え、前記第一NORゲートの出力路と前記第一ダイオードのアノードとを接続し、前記第一ダイオードのカソードと前記第一オペアンプの非反転端子とを接続し、前記第二NORゲートの出力路と前記第二ダイオードのアノードとを接続し、前記第二ダイオードのカソードと前記第二オペアンプの非反転端子とを接続し、前記直流電源部は、前記第一オペアンプおよび前記第二オペアンプの反転端子に前記制御電圧を印可した電圧制御発振器において、前記制御電圧と発振周波数とを比例させる電圧制御発振方法であって、充電放電ステップと、閾値判定ステップと、オンオフ入替ステップと、を含む手順とした。
The voltage controlled oscillation method according to
かかる手順によれば、電圧制御発振方法は、充電放電ステップにおいて、第一ダイオードおよび第二ダイオードのオンオフにより、第一ブートストラップ回路の第一キャパシタおよび第二ブートストラップ回路の第二キャパシタに充電放電が繰り返される。続いて、電圧制御発振方法は、閾値判定ステップにおいて、充電放電ステップにて、第一キャパシタから電荷が放電された結果、第一オペアンプの非反転端子から帰還された電圧が第三NORゲートの閾値に達したか否かまたは第二キャパシタから電荷が放電された結果、第二オペアンプの非反転端子から帰還された電圧が第四NORゲートの閾値に達したか否かを判定する。そして、電圧制御発振方法は、オンオフ入替ステップにおいて、閾値判定ステップにて、閾値に達したと判定した場合、第一ダイオードおよび第二ダイオードのオンオフを入れ替える。 According to this procedure, the voltage controlled oscillation method charges and discharges the first capacitor of the first bootstrap circuit and the second capacitor of the second bootstrap circuit by turning on and off the first diode and the second diode in the charge / discharge step. Is repeated. Subsequently, in the voltage-controlled oscillation method, the voltage fed back from the non-inverting terminal of the first operational amplifier as a result of the electric charge being discharged from the first capacitor in the charge / discharge step in the threshold determination step is the threshold of the third NOR gate. It is determined whether or not the voltage fed back from the non-inverting terminal of the second operational amplifier has reached the threshold value of the fourth NOR gate as a result of discharging the electric charge from the second capacitor. Then, in the voltage controlled oscillation method, in the on / off switching step, when it is determined in the threshold determination step that the threshold has been reached, the first diode and the second diode are switched on / off.
請求項1に記載の発明によれば、NANDゲートを用いることで回路構成が複雑になることがなく、ダイオードを設けたことで制御電圧の変化に伴って、発振周波数を変化させることができる。 According to the first aspect of the present invention, the circuit configuration is not complicated by using the NAND gate, and the oscillation frequency can be changed with the change of the control voltage by providing the diode.
請求項2、3に記載の発明によれば、第一オペアンプの非反転端子の電圧が第一NANDゲートの閾値以下になったか否かまたは第二オペアンプの非反転端子の電圧が第二NANDゲートの閾値以下になったか否かによって、第一ダイオードと第二ダイオードのオンオフを入れ替え、充電放電を行い、放電の際に第一オペアンプまたは第二オペアンプの反転端子に印可する制御電圧を変化させることによって、発振周波数を変化させることができる。 According to the second and third aspects of the present invention, whether or not the voltage at the non-inverting terminal of the first operational amplifier is equal to or lower than the threshold value of the first NAND gate or the voltage at the non-inverting terminal of the second operational amplifier is equal to the second NAND gate. The first diode and the second diode are switched on and off depending on whether or not the threshold value is below the threshold value, charging and discharging are performed, and the control voltage applied to the inverting terminal of the first operational amplifier or the second operational amplifier is changed at the time of discharging. Thus, the oscillation frequency can be changed.
請求項4に記載の発明によれば、NORゲートを用いることで回路構成が複雑になることがなく、ダイオードを設けたことで制御電圧の変化に伴って、発振周波数を変化させることができる。 According to the fourth aspect of the present invention, the circuit configuration is not complicated by using the NOR gate, and the oscillation frequency can be changed with the change of the control voltage by providing the diode.
請求項5、6に記載の発明によれば、第一NORゲートの閾値に第一オペアンプの出力が達したか否かまたは第二NORゲートの閾値に第二オペアンプの出力が達したか否かによって、第一ダイオードと第二ダイオードのオンオフを入れ替え、充電放電を行い、充電の際に第一オペアンプまたは第二オペアンプの非反転端子に印可する制御電圧を変化させることによって、発振周波数を変化させることができる。 According to the fifth and sixth aspects of the invention, whether the output of the first operational amplifier has reached the threshold value of the first NOR gate or whether the output of the second operational amplifier has reached the threshold value of the second NOR gate. To change the oscillation frequency by changing the control voltage applied to the non-inverting terminal of the first operational amplifier or the second operational amplifier at the time of charging by switching on / off of the first diode and the second diode, charging and discharging be able to.
請求項7、8に記載の発明によれば、第一オペアンプの非反転端子の電圧が第二NORゲートの閾値以下になったか否かまたは第二オペアンプの非反転端子の電圧が第一NORゲートの閾値以下になったか否かによって、第一ダイオードと第二ダイオードのオンオフを入れ替え、充電放電を行い、放電の際に第一オペアンプまたは第二オペアンプの反転端子に印可する制御電圧を変化させることによって、発振周波数を変化させることができ、第三NORゲート及び第四NORゲートを挿入することで論理的な整合がとれ回路動作が安定し、制御電圧と発振周波数とが非常によい直線性を示すことができる。 According to the seventh and eighth aspects of the present invention, whether or not the voltage at the non-inverting terminal of the first operational amplifier is equal to or lower than the threshold value of the second NOR gate or the voltage at the non-inverting terminal of the second operational amplifier is equal to the first NOR gate. The first diode and the second diode are switched on and off depending on whether or not the threshold value is below the threshold value, charging and discharging are performed, and the control voltage applied to the inverting terminal of the first operational amplifier or the second operational amplifier is changed at the time of discharging. The oscillation frequency can be changed by inserting a third NOR gate and a fourth NOR gate, the logical matching is achieved, the circuit operation is stabilized, and the control voltage and the oscillation frequency have a very good linearity. Can show.
次に、本発明の実施形態について、適宜、図面を参照しながら詳細に説明する。ここでは、2つの実施形態について説明することとし、第一実施形態の構成、動作、第二実施形態の構成、動作の順に行うこととする。 Next, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings as appropriate. Here, two embodiments will be described, and the configuration and operation of the first embodiment, the configuration of the second embodiment, and the operation will be performed in this order.
(電圧制御発振器[第一実施形態]の構成)
図1は、電圧制御発振器(第一実施形態)の回路図である。この図1に示すように、電圧制御発振器1は、NANDゲート3(3a(第一NANDゲート),3b(第二NANDゲート))と、抵抗5(5a,5b)と、抵抗7(7a,7b)と、抵抗9(9a,9b)と、抵抗11(11a,11b)と、抵抗13(13a,13b)と、キャパシタ15(15a(第一キャパシタ),15b(第二キャパシタ))と、オペアンプ17(17a(第一オペアンプ),17b(第二オペアンプ))と、直流電源部19と、ダイオード21(21a(第一ダイオード),21b(第二ダイオード))と、を備えている。
(Configuration of voltage controlled oscillator [first embodiment])
FIG. 1 is a circuit diagram of a voltage controlled oscillator (first embodiment). As shown in FIG. 1, the voltage controlled
なお、この電圧制御発振器1において、NANDゲート3(3a,3b)によってフリップフロップ2を構成していると共に、抵抗5a〜13aと、キャパシタ15aと、オペアンプ17aとにより一方のブートストラップ回路(第一ブートストラップ回路)4a(4)を構成しており、抵抗5b〜13bと、キャパシタ15bと、オペアンプ17bとにより他方のブートストラップ回路(第二ブートストラップ回路)4b(4)を構成している。
In this voltage controlled
NANDゲート3(3a,3b)は、RS型のフリップフロップ(FF)2を構成しており、一般的な素子で構成されている。このNANDゲート3(3a,3b)は、直流電源として供給される電圧で決定される固有の閾値を有しており、この閾値以下になると、その出力がハイレベルとなり、当該NAND側のダイオードがオンとなり、反対側はその逆の動作となるので、ダイオード21(21a,21b)はオフとなる。 The NAND gate 3 (3a, 3b) constitutes an RS type flip-flop (FF) 2 and is constituted by a general element. The NAND gate 3 (3a, 3b) has a specific threshold value determined by a voltage supplied as a DC power supply. When the NAND gate 3 (3a, 3b) is less than this threshold value, its output becomes high level, and the diode on the NAND side The diode 21 (21a, 21b) is turned off because the opposite side operates in the opposite direction.
ここでは、NANDゲート3aへの入力、すなわち、オペアンプ17aの非反転端子(+端子)から帰還した電圧が当該NANDゲート3aの閾値以下になると、その出力はハイレベルになり、ダイオード21aをオフからオンに切り替える。そして、ダイオード21aがオフになると、キャパシタ15aから電荷を放電すると共に、NANDゲート3bがハイレベルになり、ダイオード21bがオンになって、キャパシタ15bに電荷を瞬時に充電する。
Here, when the input to the
同様に、NANDゲート3bへの入力、すなわち、オペアンプ17bの非反転端子(+端子)から帰還した電圧が当該NANDゲート3bの閾値以下になると、その出力はハイレベルになり、ダイオード21bがオフからオンに切り替わる。そして、ダイオード21bがオフになると、キャパシタ15bから電荷を放電すると共に、NANDゲート3aがハイレベルになり、ダイオード21aがオンになって、キャパシタ15aに電荷を瞬時に充電する。
Similarly, when the input to the
抵抗5(5a,5b)、抵抗7(7a,7b)、抵抗9(9a,9b)、抵抗11(11a,11b)および抵抗13(13a,13b)は、ブートストラップ回路4(4a,4b)を構成する一素子であり、オペアンプ17(17a、17b)に印可される電圧(直流電圧)を抑制するものである。 Resistor 5 (5a, 5b), resistor 7 (7a, 7b), resistor 9 (9a, 9b), resistor 11 (11a, 11b) and resistor 13 (13a, 13b) are connected to bootstrap circuit 4 (4a, 4b). Which suppresses the voltage (DC voltage) applied to the operational amplifier 17 (17a, 17b).
抵抗5(5a,5b)は、オペアンプ17(17a,17b)の反転端子と直流電源部19との間に接続されており、抵抗7(7a,7b)は、オペアンプ17(17a,17b)の出力端子と反転端子との間に接続されている。
The resistor 5 (5a, 5b) is connected between the inverting terminal of the operational amplifier 17 (17a, 17b) and the DC
また、抵抗9(9a,9b)は、オペアンプ17(17a,17b)の非反転端子とキャパシタ15(15a,15b)とを連結する線路と、抵抗11(11a,11b)と抵抗13(13a,13b)とを連結する線路とに接続されている。 The resistor 9 (9a, 9b) includes a line connecting the non-inverting terminal of the operational amplifier 17 (17a, 17b) and the capacitor 15 (15a, 15b), a resistor 11 (11a, 11b), and a resistor 13 (13a, 13b). 13b) is connected to the line connecting.
さらに、抵抗11(11a,11b)は、抵抗13(13a,13b)と、オペアンプ17(17a,17b)の出力との間に接続されており、抵抗13(13a,13b)は、アースと、抵抗9(9a,9b)および抵抗11(11a,11b)の交点との間に接続されている。 Further, the resistor 11 (11a, 11b) is connected between the resistor 13 (13a, 13b) and the output of the operational amplifier 17 (17a, 17b), and the resistor 13 (13a, 13b) is connected to the ground, It is connected between the intersection of the resistor 9 (9a, 9b) and the resistor 11 (11a, 11b).
キャパシタ15(15a,15b)は、ブートストラップ回路4(4a,4b)を構成する一素子であり、電荷を蓄積するものである。このキャパシタ15(15a,15b)は、オペアンプ17(17a,17b)の非反転端子に接続されており、ダイオード21(21a,21b)がオフした際に、充電されていた電荷が放電し、オンした際に電荷を瞬時に充電する。 The capacitor 15 (15a, 15b) is one element constituting the bootstrap circuit 4 (4a, 4b), and accumulates electric charges. The capacitor 15 (15a, 15b) is connected to the non-inverting terminal of the operational amplifier 17 (17a, 17b). When the diode 21 (21a, 21b) is turned off, the charged charge is discharged and turned on. When you do so, you will be charged instantly.
オペアンプ17(17a,17b)は、ブートストラップ回路4(4a,4b)を構成する一素子であり、反転端子(17において「−」)と、非反転端子(17において「+」)と、出力端子とを備えている。このオペアンプ17(17a,17b)の反転端子には、抵抗5(5a,5b)を介して、直流電源部19から制御電圧が印可されていると共に、非反転端子には電荷を充電または放電するためのキャパシタ15(15a,15b)が接続されている。
The operational amplifier 17 (17a, 17b) is one element constituting the bootstrap circuit 4 (4a, 4b), an inverting terminal (“−” in 17), a non-inverting terminal (“+” in 17), and an output. Terminal. A control voltage is applied to the inverting terminal of the operational amplifier 17 (17a, 17b) from the DC
そして、このオペアンプ17(17a,17b)の非反転端子から、NANDゲート3(3a,3b)に帰還した電圧が当該NANDゲート3(3a,3b)の閾値以下になると、当該電圧制御発振器1の回路状態が反転することになる。
When the voltage fed back from the non-inverting terminal of the operational amplifier 17 (17a, 17b) to the NAND gate 3 (3a, 3b) becomes equal to or lower than the threshold value of the NAND gate 3 (3a, 3b), the voltage controlled
直流電源部19は、ブートストラップ回路4(4a、4b)を構成するオペアンプ17(17a,17b)の反転端子に対し、抵抗5(5a,5b)を介在させて、所定の直流電流と、所定の電圧(制御電圧)とを供給するものである。すなわち、直流電源部19は、当該電圧制御発振器1に制御電圧を供給するものである。
The DC
ダイオード21(21a,21b)は、オペアンプ17(17a,17b)の非反転端子から帰還した電圧がNANDゲート3(3a,3b)の閾値以下になったか否かに基づいて、オンとオフとが切り替わるものである。 The diode 21 (21a, 21b) is turned on and off based on whether the voltage fed back from the non-inverting terminal of the operational amplifier 17 (17a, 17b) is equal to or lower than the threshold value of the NAND gate 3 (3a, 3b). It will be switched.
このダイオード21(21a,21b)のオンオフが切り替わると、例えば、ダイオード21aがオンからオフに、ダイオード21bがオフからオンに切り替わると、キャパシタ15aでは電荷が放電され、キャパシタ15bでは電荷が瞬時に充電されることになる。逆に、ダイオード21aがオフからオンに、ダイオード21bがオンからオフに切り替わると、キャパシタ15aには電荷が瞬時に充電され、キャパシタ15bでは電荷が放電されることになる。
When the diode 21 (21a, 21b) is switched on and off, for example, when the
この電圧制御発振器1によれば、オペアンプ17(17a,17b)の非反転端子から帰還した電圧がNANDゲート3(3a,3b)の閾値以下になったか否かに基づいて、オンオフが入れ替わるダイオード21(21a,21b)を設けるだけで回路構成が複雑になることがなく、制御電圧の変化に伴って、発振周波数を変化させることができる。
According to the voltage controlled
(ブートストラップ回路の動作解析)
ここで、図1に示した電圧制御発振器1におけるブートストラップ回路の動作について、数式を用いながら説明する。
図1に示した点a1および点a2(いずれかを指す場合「点a」と記載する)、点b1および点b2(いずれかを指す場合「点b」と記載する)、点c1および点c2(いずれかを指す場合「点c」と記載する)、点d1および点d2(いずれかを指す場合「点d」と記載する)における各電位(電圧値)を、vai、vbi、vci、vdiと表すこととし、vai、vbiが時刻tを変数とする時間関数となる場合には、vai(t)、vbi(t)と表すこととする。
(Analysis of bootstrap circuit operation)
Here, the operation of the bootstrap circuit in the voltage controlled
Point a 1 and point a 2 (referred to as either “point a”), point b 1 and point b 2 (referred to as either “point b”), point shown in FIG. Respective potentials (voltage values) at c 1 and point c 2 (referred to as “point c” when referring to either) and point d 1 and point d 2 (referred to as “point d” when referred to as either), respectively. , V ai , v bi , v ci , v di, and when v ai , v bi are time functions with time t as a variable, they are represented as v ai (t), v bi (t). I will do it.
また、抵抗5(5a,5b)の抵抗値をR1iとし、抵抗7(7a,7b)の抵抗値をR2iとし、抵抗9(9a,9b)の抵抗値をR3iとし、抵抗11(11a,11b)の抵抗値をR4iとし、抵抗13(13a,13b)の抵抗値をR5iとする。さらに、キャパシタ15(15a,15b)の静電容量をCiとし、直流電源部19の電圧値をEsとする。さらにまた、NANDゲート3(3a,3b)の閾値をVthとし、発振周波数をfとする。
そして、点aおよび点bはイマジナリーショートと考えることができるので、vaiとvbiとの関係は次に示す数式(1)のようになる。
The resistance value of the resistor 5 (5a, 5b) is R 1i , the resistance value of the resistor 7 (7a, 7b) is R 2i , the resistance value of the resistor 9 (9a, 9b) is R 3i , and the resistance 11 ( The resistance value of 11a, 11b) is R4i, and the resistance value of the resistor 13 (13a, 13b) is R5i . Furthermore, the capacitance of the capacitor 15 (15a, 15b) and C i, the voltage value of the DC
Since the points a and b can be considered as imaginary shorts, the relationship between v ai and v bi is as shown in the following formula (1).
そして、この場合の点bの電位vbiは、次に示す数式(2)のようになる。 In this case, the potential v bi at the point b is expressed by the following formula (2).
そうすると、点cの電位vciは、次に示す数式(3)のようになる。 Then, the potential v ci at the point c is expressed by the following formula (3).
また、点dの電位vdiは、次に示す数式(4)の関係を用いると、数式(5)のようになる。 Further, the potential v di of the point d is expressed by the following equation (5) using the relationship of the following equation (4).
ここで、vciとvaiとの間には、常にvci>vaiの関係が成立しているので、抵抗値R3i>>R4i、R5iといった関係とすると、vdiは次に示す数式(6)のようになる。 Here, since the relationship of v ci > v ai is always established between v ci and v ai , assuming that the resistance values R 3i >> R 4i , R 5i are satisfied, v di is It becomes like numerical formula (6) shown.
そして、この数式(6)に、数式(3)を代入すると、次に示す数式(7)のようになる。 Then, when the formula (3) is substituted into the formula (6), the following formula (7) is obtained.
また、点aと点dとの電位差をvadiとし、この電位差vadiは次に示す数式(8)のようになる。 Further, the potential difference between the points a and d is v adi, and this potential difference v adi is expressed by the following formula (8).
ここで、この数式(8)において、ブートストラップ効果によって、vadiがEsに比例するためには、次に示す数式(9)のような関係が成立していればよい。 Here, in this formula (8), by the bootstrap effect, to v adi is proportional to E s, the relationship such as equation (9) shown below may if satisfied.
この場合のvadiは、次に示す数式(10)のようになる。 In this case, v adi is represented by the following formula (10).
そうした場合、抵抗5(5a,5b)に流れる電流Iは、次に示す数式(11)のようになる。 In such a case, the current I flowing through the resistor 5 (5a, 5b) is expressed by the following formula (11).
この数式(11)に示したように、電流Iは制御電圧Esに比例する一定電流になることがわかる。
ここで、NANDゲート3aがローレベル、NANDゲート3bがハイレベルになった瞬間t=0における点aの初期電圧vai(0)と点cの初期電圧vci(0)を求める。vai(0)は図1から明らかなように、次に示す数式(12)のようになる。
As this was expressed by the equation (11), current I is found to be a constant current proportional to the control voltage E s.
Here, the initial voltage v ai (0) at the point a and the initial voltage v ci (0) at the point c at the instant t = 0 when the
ここで、VohはNANDゲート3のハイレベルの電圧、Vfはダイオード21の順方向電圧(オン)である。また、反転端子側の電圧は数式(2)のように表されるので、この数式(2)と、数式(1)、(3)の関係よりvci(0)は、次に示す数式(13)のようになる。
Here, V oh is a high level voltage of the
ここで、R1i=R2i=R4i=R5iとすると、数式(13)は、次に示す数式(14)のようになる。 Here, assuming that R 1i = R 2i = R 4i = R 5i , Equation (13) becomes Equation (14) below.
次に、これら初期電圧vai(0)、vci(0)から降下する電圧vai(t)、vci(t)を求める。NANDゲート3aがローレベル、NANDゲート3bがハイレベルになった瞬間に、ダイオード21aが逆方向電圧(オフ)になり、キャパシタ15aから電荷が放電され始めるので、vai(t)は、次に示す数式(15)のようになる。
Next, voltages v ai (t) and v ci (t) that fall from these initial voltages v ai (0) and v ci (0) are obtained. At the moment when the
さらに、ここで、R1i=R2i=R4i=R5iの条件を代入すると、次に示す数式(16)のようになる。 Further, when the condition of R 1i = R 2i = R 4i = R 5i is substituted here, the following equation (16) is obtained.
また、vci(t)は、数式(3)より、vci(t)=2vai(t)−Esと表されるので、数式(16)を用いると、次に示す数式(17)のようになる。 Further, since v ci (t) is expressed as v ci (t) = 2 v ai (t) −E s according to Equation (3), using Equation (16), Equation (17) shown below become that way.
数式(16)からわかるように、点aから帰還をかけると、vai(t)は、初期値が常に一定で、且つ、降下する電圧の傾斜がEsに比例することがわかる。また、数式(17)からわかるように、点bから帰還をかけると、vci(t)は、降下する電圧の傾斜がEsに比例するものの初期値が一定値にならない(Esに作用される)ことがわかる。それゆえ、この電圧制御発振器1では、点aから帰還をかける、すなわち、オペアンプ17の非反転端子から帰還をかける方式としている。
As can be seen from equation (16), multiplied by the feedback from the point a, v ai (t) is the initial value is always constant, and it can be seen that the slope of the voltage drop is proportional to E s. Moreover, as can be seen from equation (17), multiplied by the feedback from the point b, v ci (t) is the initial value of which slope of the voltage drop is proportional to E s is not a constant value (applied to the E s You can see. Therefore, in this voltage controlled
(電圧制御発振器[第一実施形態]の動作)
次に、図2および図3に示すフローチャートを参照して、電圧制御発振器1の概略の動作を説明する(適宜、図1参照)。
ここでは、ブートストラップ回路4を構成する第一ブートストラップ回路4aおよび第二ブートストラップ回路4bのうち、抵抗5a〜13aとキャパシタ15aとオペアンプ17aとによって構成される第一ブートストラップ回路4aに着目して、キャパシタ15aから充電を開始した場合の動作について説明する。なお、キャパシタ15aから充電を開始する場合とは、ダイオード21aがオフからオンに切り替わった場合である。
(Operation of voltage controlled oscillator [first embodiment])
Next, the schematic operation of the voltage controlled
Here, attention is paid to the
図2は、抵抗5a〜13aとキャパシタ15aとオペアンプ17aとによって構成される第一ブートストラップ回路4aが発振を開始する動作を示すフローチャートであり、図3は当該回路1が発振を継続する動作を示すフローチャートである。
FIG. 2 is a flowchart showing an operation in which the
図2に示したように、まず、電圧制御発振器1は、NANDゲート3aの出力がハイレベルになると、ダイオード21aがオフからオンに切り替わり、キャパシタ15aに電荷を瞬時に充電される(ステップS1)。そして、電圧制御発振器1は、ダイオード21aがオンからオフに切り替わると、キャパシタ15aから電荷が放電される(ステップS2)。
As shown in FIG. 2, first, in the voltage controlled
そうすると、電圧制御発振器1は、第一ブートストラップ回路4aのオペアンプ17aの非反転端子から帰還した電圧がNANDゲート3aの閾値以下か否か(閾値電圧以下か否か)を判定し(ステップS3)、閾値以下であると判定しなかった場合(ステップS3、No)には、ステップS2に戻り、閾値以下であると判定した場合(ステップS3、Yes)には、当該発振器1の回路状態を反転する(ステップS4)。
Then, the voltage controlled
そして、電圧制御発振器1は、フリップフロップの出力路、すなわち、NANDゲート3aによって、ダイオード21aのオンオフが入れ替わる(オフからオンに切り替える)(ステップS5)。
In the voltage controlled
図3に示したように、電圧制御発振器1は、ダイオード21aがオフからオンに切り替わった瞬時に、キャパシタ15aに電荷を充電する(ステップS11)。そして、電圧制御発振器1は、ダイオード21aがオンからオフに切り替わると、キャパシタ15aから電荷が放電される(ステップS12)。
As shown in FIG. 3, the voltage controlled
そうすると、電圧制御発振器1は、第一ブートストラップ回路4aのオペアンプ17aの非反転端子から帰還した電圧がNANDゲート3aの閾値以下か否か(閾値電圧以下か否か)を判定し(ステップS13)、閾値以下であると判定しなかった場合(ステップS13、No)には、ステップS12に戻り、閾値以下であると判定した場合(ステップS13、Yes)には、当該発振器1の回路状態を反転する(ステップS14)。
Then, the voltage controlled
そして、電圧制御発振器1は、フリップフロップの出力路、すなわち、NANDゲート3aによって、ダイオード21aのオンオフを入れ替え(オフからオンに切り替える)(ステップS15)、ステップS11に戻り、発振動作を継続させる。
Then, the voltage-controlled
(電圧制御発振器の動作波形、制御電圧と発振周波数との関係)
次に、図4、図5を参照して、電圧制御発振器1による動作波形、制御電圧と発振周波数との関係について説明する。図4は、電圧制御発振器1による動作波形を示しており、図5は、電圧制御発振器1による制御電圧と発振周波数との関係を示している。
(Operation waveform of voltage controlled oscillator, relationship between control voltage and oscillation frequency)
Next, with reference to FIG. 4 and FIG. 5, the operation waveform by the voltage controlled
図4は電圧制御発振器1において、発振動作が継続する場合の動作波形を示している。この発振動作について説明する。電圧制御発振器1では、まず、NANDゲート3aがローレベル(以下、単に“L”と記載する)、NANDゲート3bがハイレベル(以下、単に“H”と記載する)になったとすると、ダイオード21aがオフとなり、抵抗5a〜13aとキャパシタ15aとオペアンプ17aとによって構成される第一ブートストラップ回路4aが作動する。
FIG. 4 shows operation waveforms in the voltage controlled
そうすると、電圧制御発振器1では、キャパシタ15aに蓄積されていた電荷が、抵抗9aおよび抵抗13aを介して、放電されるので、点aにおける電圧va(t)は初期電圧から直線的に降下していき、NANDゲート3aの閾値Vth以下になると回路状態が反転して、NANDゲート3aが“H”に、NANDゲート3bが“L”となる。そして、他方のブートストラップ回路4bにおいても同様の動作が繰り返され、発振動作が継続する。
As a result, in the voltage controlled
以下、電圧制御発振器1では、抵抗5b〜13bとキャパシタ15bとオペアンプ17bとによって構成される第二ブートストラップ回路4bにおいても同様の動作が繰り返されるので、発振動作が継続して発生する。
Hereinafter, in the voltage controlled
ここで、図4に示した出力パルス幅(準安定時間)tw1を求めることとする。t=0において、NANDゲート3aが“L”、NANDゲート3bが“H”になったと仮定する。出力パルス幅(準安定時間)tw1は、NANDゲート3aが“L”になった瞬間からva(t)がNANDゲート3aの閾値Vth以下になるまでの時間であるので、前記した数式(16)において、vai(t)=Vth、t=tw1とおいて、当該tw1を解くことで得られ、解いた結果は次に示す数式(18)のようになる。
Here, the output pulse width (metastable time) tw1 shown in FIG. 4 is obtained. It is assumed that at t = 0, the
この数式(18)を用いて発振周波数fを求めると、次に示す数式(19)のようになる。 When the oscillation frequency f is obtained using this equation (18), the following equation (19) is obtained.
この数式(19)によると、発振周波数fは、制御電圧Esに比例して変化することがわかる。 According to this formula (19), the oscillation frequency f, it can be seen that changes in proportion to the control voltage E s.
図4においては、制御電圧ESを3Vと、R=R1=R2を100kΩと、C=C1=C2を1000pFとした場合の電圧制御発振器1の動作波形を示している。なお、図4において、VOH、VOLはそれぞれNANDゲート3(3a,3b)のハイレベルとローレベルを示している。
In FIG. 4 shows a control voltage E S and 3V, and R = R 1 = R 2 to 100 k Omega, the operation waveforms of the voltage controlled
この図4に示したように、電圧制御発振器1は、NANDゲート3(3a,3b)から方形波を、また、ブートストラップ回路4(4a,4b)を構成するオペアンプ17(17a,17b)の非反転端子から直線性の良いのこぎり波を同時に得ることができる。
As shown in FIG. 4, the voltage controlled
また、図5では、NANDゲート3(3a,3b)に品番TC4011BPを、オペアンプ17(17a,17b)にRail to Railの品番CA3160VCを用い、電源電圧として、5V、10Vを供給した場合において、抵抗9(9a,9b)の抵抗値R3iを一定とし、キャパシタ15(15a,15b)の静電容量Ciをパラメータにした場合における制御電圧Esと発振周波数fとの関係を示している。 Further, in FIG. 5, when the product number TC4011BP is used for the NAND gate 3 (3a, 3b), the Rail-to-Rail product number CA3160VC is used for the operational amplifier 17 (17a, 17b), and the power supply voltage is 5V and 10V, 9 (9a, 9b) the resistance value R 3i of a constant, shows the relationship between the capacitor 15 (15a, 15b) and the control voltage E s in the case where the capacitance C i of the parameter and the oscillation frequency f.
この図5から、制御電圧を1Vから16Vまで変化させても、当該制御電圧に比例する発振周波数が得られることが明確になっている。また、これらの計算値と測定値との関係が非常によく一致していることがわかる。 FIG. 5 clearly shows that an oscillation frequency proportional to the control voltage can be obtained even when the control voltage is changed from 1V to 16V. It can also be seen that the relationship between these calculated values and the measured values is very consistent.
(電圧制御発振器[第二実施形態]の構成)
図6は、電圧制御発振器(第二実施形態)の回路図である。この図6に示すように、電圧制御発振器1Aは、NORゲート23(23a(第一NORゲート),23b(第二NORゲート))と、抵抗25(25a,25b)と、抵抗27(27a,27b)と、抵抗29(29a,29b)と、抵抗31(31a,31b)と、抵抗33(33a,33b)と、キャパシタ35(35a(第一キャパシタ),35b(第二キャパシタ))と、オペアンプ37(37a(第一オペアンプ),37b(第二オペアンプ))と、直流電源部39と、ダイオード41(41a(第一ダイオード),41b(第二ダイオード))と、を備えている。
(Configuration of voltage controlled oscillator [second embodiment])
FIG. 6 is a circuit diagram of a voltage controlled oscillator (second embodiment). As shown in FIG. 6, the voltage controlled
なお、この電圧制御発振器1Aにおいて、抵抗25a〜33aと、キャパシタ35aと、オペアンプ37aとにより一方のブートストラップ回路(第一ブートストラップ回路)を構成しており、抵抗25b〜33bと、キャパシタ35bと、オペアンプ37bとにより他方のブートストラップ回路(第二ブートストラップ回路)を構成している。
In this voltage controlled
NORゲート23(23a,23b)は、RS型のフリップフロップ(FF)を構成しており、一般的な素子で構成されている。このNORゲート23(23a,23b)は、NORゲート23(23a,23b)に印加する電源電圧で決定される固有の閾値を有しており、オペアンプ37(37a,37b)の出力がこの閾値を超えると、ダイオード41(41a,41b)のオンオフを切り替える。そして、このNORゲート23(23a,23b)がローレベルからハイレベルにまたはハイレベルからローレベルに切り替わることで、当該発振器1Aの回路状態が反転する。
The NOR gate 23 (23a, 23b) constitutes an RS type flip-flop (FF), and is constituted by a general element. The NOR gate 23 (23a, 23b) has a unique threshold value determined by the power supply voltage applied to the NOR gate 23 (23a, 23b), and the output of the operational amplifier 37 (37a, 37b) has this threshold value. If exceeded, the diode 41 (41a, 41b) is switched on and off. The NOR gate 23 (23a, 23b) is switched from the low level to the high level or from the high level to the low level, thereby inverting the circuit state of the
ここでは、NORゲート23aがローレベルになると、ダイオード41aがオンとなって、キャパシタ35aに蓄積されていた電荷が瞬時に放電して、所定値(ほぼ0.7V一定)となる。また、NORゲート23aがハイレベルになると、ダイオード41aがオフとなって、直流電源部39から電荷が抵抗29aおよび抵抗33aを介して、キャパシタ35aに充電される。これによって、オペアンプ37aの出力端子の電圧がブートストラップ効果により、直線的に上昇していき、NORゲート23aの閾値に達すると回路状態が反転して、この動作が第一ブートストラップ回路と第二ブートストラップ回路とで交互に繰り返されて、発振する。
Here, when the NOR
抵抗25(25a,25b)、抵抗27(27a,27b)、抵抗29(29a,29b)、抵抗31(31a,31b)および抵抗33(33a,33b)は、ブートストラップ回路を構成する一素子であり、オペアンプ37(37a,37b)に印可される電圧(直流電圧)を抑制するものである。 The resistor 25 (25a, 25b), the resistor 27 (27a, 27b), the resistor 29 (29a, 29b), the resistor 31 (31a, 31b) and the resistor 33 (33a, 33b) are one element constituting the bootstrap circuit. Yes, it suppresses the voltage (DC voltage) applied to the operational amplifier 37 (37a, 37b).
抵抗25(25a,25b)は、接地(アース)とオペアンプ37(37a,37b)の反転端子との間に接続されており、抵抗27(27a,27b)は、オペアンプ37(37a,37b)の出力端子と反転端子との間に接続されている。 The resistor 25 (25a, 25b) is connected between the ground (earth) and the inverting terminal of the operational amplifier 37 (37a, 37b), and the resistor 27 (27a, 27b) is connected to the operational amplifier 37 (37a, 37b). Connected between the output terminal and the inverting terminal.
また、抵抗29(29a,29b)は、直流電源部39に連結する線路上に抵抗33(33a,33b)を介在させて、当該抵抗33(33a,33b)と、キャパシタ35(35a,35b)、オペアンプ37(37a,37b)の非反転端子およびダイオード41(41a,41b)の交点に接続されている。
Also, the resistor 29 (29a, 29b) has a resistor 33 (33a, 33b) interposed on a line connected to the DC
さらに、抵抗31(31a,31b)は、抵抗33(33a,33b)と、オペアンプ37(37a,37b)の出力との間に接続されており、抵抗33(33a,33b)は、直流電源部39と、抵抗29(29a,29b)および抵抗31(31a,31b)の交点との間に接続されている。 Further, the resistor 31 (31a, 31b) is connected between the resistor 33 (33a, 33b) and the output of the operational amplifier 37 (37a, 37b), and the resistor 33 (33a, 33b) is connected to the DC power supply unit. 39 and the intersection of the resistor 29 (29a, 29b) and the resistor 31 (31a, 31b).
キャパシタ35(35a,35b)は、ブートストラップ回路を構成する一素子であり、電荷を蓄積するものである。このキャパシタ35(35a,35b)は、オペアンプ37(37a,37b)の非反転端子に接続されており、ダイオード41(41a,41b)のオフした際に、電荷を充電(蓄積)し、オンした際に蓄積した電荷を瞬時にNORゲート23(23a,23b)を介して接地に放電する。 The capacitor 35 (35a, 35b) is one element constituting the bootstrap circuit, and accumulates electric charges. The capacitor 35 (35a, 35b) is connected to the non-inverting terminal of the operational amplifier 37 (37a, 37b). When the diode 41 (41a, 41b) is turned off, the charge is charged (accumulated) and turned on. The electric charge accumulated at that time is instantaneously discharged to the ground through the NOR gate 23 (23a, 23b).
オペアンプ37(37a,37b)は、ブートストラップ回路を構成する一素子であり、反転端子(37において「−」)と、非反転端子(37において「+」)と、出力端子とを備えている。このオペアンプ37(37a,37b)の非反転端子には、直流電源部39から制御電圧が印可されると、キャパシタ35(35a,35b)には、抵抗29(29a,29b)および抵抗33(33a,33b)を介して直流電源部39から充電が開始される。
The operational amplifier 37 (37a, 37b) is one element constituting a bootstrap circuit, and includes an inverting terminal (“−” in 37), a non-inverting terminal (“+” in 37), and an output terminal. . When a control voltage is applied to the non-inverting terminal of the operational amplifier 37 (37a, 37b) from the DC
そして、このオペアンプ37(37a,37b)の出力端子は、NORゲート23(23a,23b)の入力路に接続されており、当該出力端子からの出力の値がNORゲート23(23a,23b)の閾値に達すると、当該電圧制御発振器1Aの回路状態が反転することになる。
The output terminal of the operational amplifier 37 (37a, 37b) is connected to the input path of the NOR gate 23 (23a, 23b), and the output value from the output terminal is the NOR gate 23 (23a, 23b). When the threshold value is reached, the circuit state of the voltage controlled
直流電源部39は、ブートストラップ回路を構成するオペアンプ37(37a,37b)の非反転端子に対し、抵抗29(29a,29b)および抵抗33(33a,33b)を介在させて、所定の電圧(制御電圧)を供給するものである。すなわち、直流電源部39は、当該電圧制御発振器1Aに制御電圧を供給するものである。
The direct current
ダイオード41(41a,41b)は、NORゲート23(23a,23b)によるフリップフロップとブートストラップ回路とを接続し、NORゲート23(23a,23b)の閾値にオペアンプ37(37a,37b)からの出力の値(電圧値)が達したか否かに基づいて、オンとオフとが切り替わるものである。 The diode 41 (41a, 41b) connects the flip-flop of the NOR gate 23 (23a, 23b) and the bootstrap circuit, and outputs from the operational amplifier 37 (37a, 37b) to the threshold value of the NOR gate 23 (23a, 23b). On and off are switched based on whether or not the value (voltage value) has been reached.
このダイオード41(41a,41b)のオンオフが切り替わると、当該発振器1Aの回路状態が反転する。例えば、ダイオード41aがオンからオフに、ダイオード41bがオフからオンに切り替わると、キャパシタ35aには電荷が充電され、キャパシタ35bでは電荷が瞬時に放電されることになる。この場合、電荷が放電されたキャパシタ35bに接続されるオペアンプ37bの非反転端子の電圧は所定値(ほぼ0.7V)になる。
When the diode 41 (41a, 41b) is turned on and off, the circuit state of the
この電圧制御発振器1Aによれば、NORゲート23(23a,23b)の閾値にキャパシタ35(35a,35b)からの出力値が達したか否かに基づいて、オンオフが入れ替わるダイオード41(41a,41b)を設けるだけで回路構成が複雑になることがなく、制御電圧の変化に伴って(制御電圧に比例させて)、発振周波数を変化させることができる。
According to the voltage controlled
(ブートストラップ回路の動作解析)
ここで、図6に示した電圧制御発振器1Aにおけるブートストラップ回路の動作について、数式を用いながら説明する。
図6に示した点a1および点a2(いずれかを指す場合「点a」と記載する)、点b1および点b2(いずれかを指す場合「点b」と記載する)、点c1および点c2(いずれかを指す場合「点c」と記載する)、点d1および点d2(いずれかを指す場合「点d」と記載する)における各電位(電圧値)を、vai、vbi、vci、vdiと表すこととし、vai、vbiが時刻tを変数とする時間関数となる場合には、vai(t)、vbi(t)と表すこととする。
(Analysis of bootstrap circuit operation)
Here, the operation of the bootstrap circuit in the voltage controlled
Point a 1 and point a 2 (referred to as “point a” when referring to any one), point b 1 and point b 2 (referred to as “point b” when referring to any), point shown in FIG. Respective potentials (voltage values) at c 1 and point c 2 (referred to as “point c” when referring to either) and point d 1 and point d 2 (referred to as “point d” when referred to as either), respectively. , V ai , v bi , v ci , v di, and when v ai , v bi are time functions with time t as a variable, they are represented as v ai (t), v bi (t). I will do it.
また、抵抗25(25a,25b)の抵抗値をR1iとし、抵抗27(27a,27b)の抵抗値をR2iとし、抵抗29(29a,29b)の抵抗値をR3iとし、抵抗31(31a,31b)の抵抗値をR4iとし、抵抗33(33a,33b)の抵抗値をR5iとする。さらに、キャパシタ35(35a,35b)の静電容量をCiとし、直流電源部39の電圧値をEsとする。さらにまた、NORゲート23(3a,3b)の閾値をVthとし、発振周波数をfとする。
そして、点aおよび点bはイマジナリーショートと考えることができるので、vaiとvbiとの関係は次に示す数式(20)のようになる。
The resistance value of the resistor 25 (25a, 25b) is R 1i , the resistance value of the resistor 27 (27a, 27b) is R 2i , the resistance value of the resistor 29 (29a, 29b) is R 3i , and the resistance 31 ( The resistance value of 31a, 31b) is R4i, and the resistance value of the resistor 33 (33a, 33b) is R5i . Furthermore, the capacitance of the capacitor 35 (35a, 35b) and C i, the voltage value of the DC
Since the points a and b can be considered as imaginary shorts, the relationship between v ai and v bi is as shown in the following equation (20).
そして、この場合の点bの電位vbiは、次に示す数式(21)のようになる。 In this case, the potential v bi at the point b is expressed by the following formula (21).
そうすると、点cの電位vciは、次に示す数式(22)のようになる。 Then, the potential v ci at the point c is expressed by the following formula (22).
また、点dの電位vdiは、次に示す数式(23)の関係を用いると、数式(24)のようになる。 Further, the potential v di of the point d is expressed by the following equation (24) using the relationship of the following equation (23).
ここで、抵抗値R3i>>R4i、R5iといった関係とすると、vciとvaiとの関係は、2vai>vci>vaiとなるので、vdiは次に示す数式(25)のようになる。 Here, assuming that the resistance values R 3i >> R 4i , R 5i , the relationship between v ci and v ai is 2v ai > v ci > v ai , so v di is the following formula (25 )become that way.
そして、数式(25)に、数式(22)を代入すると、次に示す数式(26)のようになる。 Then, when the formula (22) is substituted into the formula (25), the following formula (26) is obtained.
また、点dと点aとの電位差をvdaiとし、この電位差vdaiは次に示す数式(27)のようになる。 Further, the potential difference between the point d and the point a is set to v dai, and this potential difference v dai is represented by the following formula (27).
ここで、この数式(27)において、ブートストラップ効果によって、vdaiがEsに比例するためには、次に示す数式(28)のような関係が成立していればよい。 Here, in this formula (27), by the bootstrap effect, to v dai is proportional to E s, the relationship such as equation (28) shown below may if satisfied.
この場合のvdaiは、次に示す数式(29)のようになる。 In this case, v dai is represented by the following formula (29).
そうした場合、抵抗25(25a,25b)に流れる電流iは、次に示す数式(30)のようになる。 In such a case, the current i flowing through the resistor 25 (25a, 25b) is represented by the following formula (30).
この数式(30)に示したように、電流iは制御電圧Esに比例することがわかる。
ここで、点aの電圧vai(t)を求める。いま、NORゲート23aがハイレベルになったとすると、ダイオード41aがオンからオフに切り替わり、キャパシタ35aに電荷の充電が始まるので、点aの電圧vai(t)は、次に示す数式(31)のようになる。
As this was expressed by the equation (30), current i is proportional to the control voltage E s.
Here, the voltage v ai (t) at the point a is obtained. Now, assuming that the NOR
この数式(31)に示したように、点aの電圧vai(t)は、時間tの一次関数で表され、時間tの経過と共に直線的に上昇する。この上昇する際の直線の傾きは、制御電圧Esによって、自由に変更することができる。また、この数式(31)を数式(22)に代入すると、次に示す数式(32)のようになる。 As shown in the equation (31), the voltage v ai (t) at the point a is expressed by a linear function of the time t, and increases linearly with the lapse of the time t. The inclination of the straight line when it rises can be freely changed by the control voltage Es. Further, when this equation (31) is substituted into the equation (22), the following equation (32) is obtained.
この数式(32)に示したように、点cにおける電圧vci(t)も制御電圧Esに比例して増加することがわかる。 The as shown in equation (32), it can be seen that increases in proportion to the voltage v ci (t) is also a control voltage E s at the point c.
(電圧制御発振器[第二実施形態]の動作)
次に、図7および図8に示すフローチャートを参照して、電圧制御発振器1Aの概略の動作を説明する(適宜、図6参照)。
ここでは、ブートストラップ回路を構成する第一ブートストラップ回路および第二ブートストラップ回路のうち、抵抗25a〜33aとキャパシタ35aとオペアンプ37aとによって構成される第一ブートストラップ回路に着目して、キャパシタ35aから充電を開始する場合の動作について説明する。なお、キャパシタ35aから充電が行われる場合とは、ダイオード41aがオンからオフに切り替わった場合である。
(Operation of Voltage Control Oscillator [Second Embodiment])
Next, the schematic operation of the voltage controlled
Here, focusing on the first bootstrap circuit constituted by the
図7は、抵抗25a〜33aとキャパシタ35aとオペアンプ37aとによって構成される第一ブートストラップ回路の発振開始動作を、図8は当該電圧制御発振器1Aが発振を継続する場合の動作を示している。
FIG. 7 shows the oscillation start operation of the first bootstrap circuit constituted by the
図7に示したように、まず、電圧制御発振器1Aは、ダイオード41aがオフからオンに切り替わった瞬時に、キャパシタ35aから電荷を放電する(ステップS31)。そして、電圧制御発振器1Aは、ダイオード41aがオンからオフに切り替わった時点から、キャパシタ35aに電荷を充電する(ステップS32)。
As shown in FIG. 7, first, the voltage controlled
そうすると、電圧制御発振器1Aは、第一ブートストラップ回路からの出力、すなわち、オペアンプ37aからの出力がNORゲート23aの閾値以上か否か(閾値電圧以上か否か)を判定し(ステップS33)、閾値以上であると判定しなかった場合(ステップS33、No)には、ステップS32に戻り、閾値以上であると判定した場合(ステップS33、Yes)には、当該発振器1Aの回路状態を反転する(ステップS34)。
Then, the voltage controlled
そして、電圧制御発振器1Aは、フリップフロップの出力路、すなわち、NORゲート23aによって、ダイオード41bのオン、オフを入れ替える(オンからオフに切り替える)(ステップS35)。
The voltage controlled
図8に示したように、電圧制御発振器1Aは、ダイオード41aがオフからオンに切り替わった瞬時に、キャパシタ35aから電荷を放電する(ステップS41)。そして、電圧制御発振器1Aは、ダイオード41aがオンからオフに切り替ると、キャパシタ35aに電荷を充電する(ステップS42)。
As shown in FIG. 8, the voltage controlled
そうすると、電圧制御発振器1Aは、第一ブートストラップ回路からの出力、すなわち、オペアンプ37aからの出力がNORゲート23aの閾値以上か否か(閾値電圧以上か否か)を判定し(ステップS43)、閾値以上であると判定しなかった場合(ステップS43、No)には、ステップS42に戻り、閾値以上であると判定した場合(ステップS43、Yes)には、当該発振器1Aの回路状態を反転する(ステップS44)。
Then, the voltage controlled
そして、電圧制御発振器1Aは、フリップフロップの出力路、すなわち、NORゲート23bによって、ダイオード41bのオン、オフを入れ替え(オンからオフに切り替える)(ステップS45)、ステップS41に戻り、発振動作が継続する。
Then, the voltage controlled
(電圧制御発振器の動作波形、制御電圧と発振周波数との関係)
次に、図9、図10を参照して、電圧制御発振器1Aによる動作波形、制御電圧と発振周波数との関係について説明する。図9は、電圧制御発振器1Aによる動作波形を示しており、図10は、電圧制御発振器1Aによる制御電圧と発振周波数との関係を示している。
(Operation waveform of voltage controlled oscillator, relationship between control voltage and oscillation frequency)
Next, with reference to FIG. 9 and FIG. 10, the operation waveform by the voltage controlled
図9に示した電圧制御発振器1Aによる動作波形では、発振動作が継続して発生した状態を示しており、この発振動作について説明する。電圧制御発振器1Aでは、まず、NORゲート23aがハイレベル(以下、単に“H”と記載する)、NORゲート23bがローレベル(以下、単に“L”と記載する)になったとすると、ダイオード41aがオンからオフになり(開き)、抵抗25a〜33aとキャパシタ35aとオペアンプ37aとによって構成される第一ブートストラップ回路が作動する。
The operation waveform by the voltage controlled
そうすると、電圧制御発振器1Aでは、点c1における電圧vc(t)はほぼ0.7Vから直線的に上昇し、NORゲート23aの閾値Vthに達すると、当該発振器1Aの回路状態が反転し、NORゲート23aが“L”にNORゲート23bが“H”になる。この瞬間、ダイオード41aがオフからオンになり(閉じて)、キャパシタ35aに蓄積されていた電荷が瞬時に放電される。この結果、オペアンプ37aの非反転端子の電圧はほぼ0.7Vになる。
Then, in the voltage controlled
以下、電圧制御発振器1Aでは、抵抗25b〜33bとキャパシタ35bとオペアンプ37bとによって構成される第二ブートストラップ回路においても同様の動作が繰り返されるので、発振動作が継続して発生する。
Hereinafter, in the voltage controlled
ここで、図9に示した出力パルス幅(準安定時間)tw1を求めることとする。t=0において、NORゲート23aが“H”、NORゲート23bが“L”になったと仮定する。出力パルス幅(準安定時間)tw1は、NORゲート23aが“H”になった瞬間からvc(t)がNORゲート23aの閾値Vthに達するまでの時間であるので、前記した数式(32)において、vc1(t)=Vth、t=tw1とおいて、当該tw1を解くことで得られ、解いた結果は次に示す数式(33)のようになる。
Here, the output pulse width (metastable time) tw1 shown in FIG. 9 is obtained. It is assumed that the NOR
この数式33を用いて発振周波数fを求めると、次に示す数式(34)のようになる。
When the oscillation frequency f is obtained using the
この数式(34)によると、発振周波数fは、制御電圧Esに比例して変化することがわかる。なお、図6において点線で示した帰還の回路構成にし、抵抗25(25a,25b)と抵抗27(27a,27b)との抵抗値R1iと抵抗値R2iとが等しい場合、発振周波数が数式(25)で得られる値のほぼ1/2になる。 According to this formula (34), the oscillation frequency f, it can be seen that changes in proportion to the control voltage E s. When the feedback circuit configuration shown by the dotted line in FIG. 6 is used and the resistance value R 1i and the resistance value R 2i of the resistor 25 (25a, 25b) and the resistor 27 (27a, 27b) are equal, the oscillation frequency is expressed by the equation The value obtained by (25) is almost ½.
図9においては、制御電圧ESを3Vと、R=R1=R2を100kΩと、C=C1=C2を1000pFとした場合の電圧制御発振器1Aの動作波形を示している。
9 shows a control voltage E S and 3V, and R = R 1 = R 2 to 100 k Omega, the operation waveforms of the voltage controlled
この図9に示したように、電圧制御発振器1Aは、NORゲート23(23a,23b)から方形波を、ブートストラップ回路の出力から直線性の良いのこぎり波を同時に得ることができる。
As shown in FIG. 9, the voltage controlled
また、図10では、NORゲート23(23a,23b)にHD4001BPを、オペアンプ37(37a,37b)にCA3160Eを用い、電源電圧として、全ての素子に10Vを供給した場合において、抵抗29(29a,29b)の抵抗値R3iを一定とし、キャパシタ35(35a,35b)の静電容量Ciをパラメータにした場合における制御電圧Esと発振周波数fとの関係を示している。 In FIG. 10, when the HD4001BP is used for the NOR gate 23 (23a, 23b), the CA3160E is used for the operational amplifier 37 (37a, 37b), and 10V is supplied to all the elements as the power supply voltage, the resistance 29 (29a, the resistance value R 3i of 29 b) is constant, shows the relationship between the capacitor 35 (35a, a control voltage E s in the case where the capacitance C i of 35b) for the parameter and the oscillation frequency f.
この図10から、制御電圧Esを1Vから16Vまで変化させても、発振周波数fが良好に比例することがわかる。
また、電圧制御発振器1Aでは、デューティ比50%の方形波が得られる。また、制御可能な発振周波数の最小値と最大値との比は、抵抗25(25a,25b)〜抵抗33(33a,33b)までの抵抗値R1i〜R5iとキャパシタ35(35a,35b)の静電容量Ciとによって決定される時定数の大小に関係なく、大きく変化させることができる。
From FIG. 10, even when the control voltage is changed E s to 16V from 1V, it can be seen that the oscillation frequency f is proportional well.
Further, in the voltage controlled
さらに、電圧制御発振器1Aでは、制御電圧Esおよび発振周波数fの計算値と測定値とがほぼ一致する。さらにまた、電圧制御発振器1Aでは、制御電圧Esが同じ値の場合、点線で示した場合には実線で示した場合のほぼ1/2の発振周波数になることを確認することができた。
Further, in the voltage controlled
(電圧制御発振回路[第三実施形態]の構成)
図12は、電圧制御発振器(第三実施形態)の回路図である。この図12に示すように、電圧制御発振器1Bは、NORゲート43(43a(第一NORゲート),43b(第二NORゲート))と、NORゲート45(45a(第三NORゲート),45b(第四NORゲート))と、抵抗5(5a,5b)と、抵抗7(7a,7b)と、抵抗9(9a,9b)と、抵抗11(11a,11b)と、抵抗13(13a,13b)と、キャパシタ15(15a(第一キャパシタ),15b(第二キャパシタ))と、オペアンプ17(17a(第一オペアンプ),17b(第二オペアンプ))と、直流電源部19と、ダイオード21(21a(第一ダイオード),21b(第二ダイオード))と、を備えている。なお、図1に示した電圧制御発振器1と同様の構成は、同一の符号を付してその説明を省略する。
(Configuration of voltage controlled oscillation circuit [third embodiment])
FIG. 12 is a circuit diagram of a voltage controlled oscillator (third embodiment). As shown in FIG. 12, the voltage controlled
なお、この電圧制御発振器1Bにおいて、NORゲート43(43a,43b)によってフリップフロップ6を構成していると共に、NORゲート45(45a,45b)は閾値電圧を検出し、トリガパルスを発生するインバータを構成している。また、抵抗5a〜13aと、キャパシタ15aと、オペアンプ17aとにより一方のブートストラップ回路(第一ブートストラップ回路)4a(4)を構成しており、抵抗5b〜13bと、キャパシタ15bと、オペアンプ17bとにより他方のブートストラップ回路(第二ブートストラップ回路)4b(4)を構成している。
In this voltage controlled
NORゲート43(43a,43b)およびNORゲート45(45a,45b)は、直流電源として供給される電圧で決定される固有の閾値を有しており、NORゲート45(45a,45b)へ入力される電圧が閾値以下になると、その出力がハイレベルとなり、この出力路と接続されているNORゲート43(43a,43b)がローレベルとなり、当該NOR側のダイオード21aがオフとなる。反対側はその逆の動作になるので、ダイオード21bはオンとなる。
The NOR gate 43 (43a, 43b) and the NOR gate 45 (45a, 45b) have a specific threshold value determined by the voltage supplied as a DC power supply, and are input to the NOR gate 45 (45a, 45b). When the voltage becomes lower than the threshold value, the output becomes high level, the NOR gate 43 (43a, 43b) connected to the output path becomes low level, and the
ここで、オペアンプ17aの非反転端子(+端子)から帰還された電圧がNORゲート45aの閾値以下になると、その出力はハイレベルとなるので、NORゲート43bはローレベルになり、NORゲート43aはハイレベルとなる。従って、ダイオード21aはオフからオンに切り替わり、キャパシタ15aには、瞬時に電荷が充電される。同様にして、オペアンプ17bの非反転端子(+端子)から帰還された電圧がNORゲート45bの閾値以下になると、NORゲート43aはハイレベルからローレベルになるので、ダイオード21bはオンからオフに切り替わり、キャパシタ15bに蓄積されていた電荷が抵抗19bを介して放電される。この過程でオペアンプ17bの非反転端子(+端子)がNORゲート45bの閾値以下になると、この出力がハイレベルとなり、フリップフロップを構成するNORゲート43aの出力はローレベルになる。従って、今度はダイオード21aがオンからオフに切り替わり、キャパシタ15aに蓄積されていた電荷が抵抗19aを介して放電される。
Here, when the voltage fed back from the non-inverting terminal (+ terminal) of the operational amplifier 17a becomes equal to or lower than the threshold value of the NOR
この電圧制御発振器1Bによれば、オペアンプ17(17a,17b)の非反転端子から帰還した電圧がNORゲート45(45a,45b)の閾値以下になったか否かに基づいて、オンオフが入れ替わるダイオード21(21a,21b)を設けるだけで回路構成が複雑になることがなく、制御電圧の変化に伴って、発振周波数を変化させることができる。
According to the voltage controlled
(ブートストラップ回路の動作解析)
ここで、図12に示した電圧制御発振器1Bにおけるブートストラップ回路の動作について、数式を用いながら説明する。
図12に示した点a1および点a2(いずれかを指す場合「点a」と記載する)、点b1および点b2(いずれかを指す場合「点b」と記載する)、点c1および点c2(いずれかを指す場合「点c」と記載する)、点d1および点d2(いずれかを指す場合「点d」と記載する)における各電位(電圧値)を、vai、vbi、vci、vdiと表すこととし、vai、vbiが時刻tを変数とする時間関数となる場合には、vai(t)、vbi(t)と表すこととする。
(Analysis of bootstrap circuit operation)
Here, the operation of the bootstrap circuit in the voltage controlled
Point a 1 and point a 2 (referred to as “point a” when referring to any one), point b 1 and point b 2 (referred to as “point b” when referring to either), point shown in FIG. Respective potentials (voltage values) at c 1 and point c 2 (referred to as “point c” when referring to either) and point d 1 and point d 2 (referred to as “point d” when referred to as either), respectively. , V ai , v bi , v ci , v di, and when v ai , v bi are time functions with time t as a variable, they are represented as v ai (t), v bi (t). I will do it.
また、抵抗5(5a,5b)の抵抗値をR1iとし、抵抗7(7a,7b)の抵抗値をR2iとし、抵抗9(9a,9b)の抵抗値をR3iとし、抵抗11(11a,11b)の抵抗値をR4iとし、抵抗13(13a,13b)の抵抗値をR5iとする。さらに、キャパシタ15(15a,15b)の静電容量をCiとし、直流電源部19の電圧値をEsとする。さらにまた、NORゲート43(43a,43b)の閾値をVthとし、発振周波数をfaとする。
そして、点aおよび点bはイマジナリーショートと考えることができるので、vaiとvbiとの関係は次に示す数式(35)のようになる。
The resistance value of the resistor 5 (5a, 5b) is R 1i , the resistance value of the resistor 7 (7a, 7b) is R 2i , the resistance value of the resistor 9 (9a, 9b) is R 3i , and the resistance 11 ( The resistance value of 11a, 11b) is R4i, and the resistance value of the resistor 13 (13a, 13b) is R5i . Furthermore, the capacitance of the capacitor 15 (15a, 15b) and C i, the voltage value of the DC
Since the points a and b can be considered as imaginary shorts, the relationship between v ai and v bi is as shown in the following equation (35).
そして、この場合の点bの電位vbiは、次に示す数式(36)のようになる。 In this case, the potential v bi at the point b is expressed by the following formula (36).
そうすると、点cの電位vciは、次に示す数式(37)のようになる。 Then, the potential v ci at the point c is expressed by the following formula (37).
また、点dの電位vdiは、次に示す数式(38)の関係を用いると、数式(39)のようになる。 Further, the potential v di of the point d is expressed by the following equation (39) using the relationship of the following equation (38).
ここで、vciとvaiとの間には、常にvci>vaiの関係が成立しているので、抵抗値R3i>>R4i、R5iといった関係とすると、vdiは次に示す数式(40)のようになる。 Here, since the relationship of v ci > v ai is always established between v ci and v ai , assuming that the resistance values R 3i >> R 4i , R 5i are satisfied, v di is It becomes like the numerical formula (40) shown.
そして、この数式(40)に、数式(37)を代入すると、次に示す数式(41)のようになる。 Then, when the formula (37) is substituted into the formula (40), the following formula (41) is obtained.
また、点aと点dとの電位差をvadiとし、この電位差vadiは次に示す数式(42)のようになる。 Further, the potential difference between the points a and d is v adi , and the potential difference v adi is represented by the following formula (42).
ここで、この数式(42)において、ブートストラップ効果によって、vadiがEsに比例するためには、次に示す数式(43)のような関係が成立していればよい。 Here, in this formula (42), by the bootstrap effect, to v adi is proportional to E s, the relationship such as equation (43) shown below may if satisfied.
この場合のvadiは、次に示す数式(44)のようになる。 In this case, v adi is represented by the following formula (44).
そうした場合、抵抗5(5a,5b)に流れる電流Iは、次に示す数式(45)のようになる。 In such a case, the current I flowing through the resistor 5 (5a, 5b) is expressed by the following formula (45).
この数式(45)に示したように、電流Iは制御電圧Esに比例する一定電流になることがわかる。
ここで、NORゲート43aがローレベル、NORゲート43bがハイレベルになった瞬間t=0における点aの初期電圧vai(0)と点cの初期電圧vci(0)を求める。vai(0)は図12から明らかなように、次に示す数式(46)のようになる。
As this was expressed by the equation (45), current I is found to be a constant current proportional to the control voltage E s.
Here, the initial voltage v ai (0) at the point a and the initial voltage v ci (0) at the point c at the instant t = 0 when the NOR
ここで、VOHはNORゲート43のハイレベルの電圧、VFはダイオード21の順方向電圧(オン)である。また、反転端子側の電圧は数式(36)のように表されるので、この数式(36)と、数式(35)、(37)の関係よりvci(0)は、次に示す数式(47)のようになる。
Here, the V OH high-level voltage of the NOR
ここで、R1i=R2i=R4i=R5iとすると、数式(47)は、次に示す数式(48)のようになる。 Here, assuming that R 1i = R 2i = R 4i = R 5i , Expression (47) becomes Expression (48) shown below.
次に、これら初期電圧vai(0)、vci(0)から降下する電圧vai(t)、vci(t)を求める。NORゲート43aがローレベル、NORゲート43bがハイレベルになった瞬間に、ダイオード21aが逆方向電圧(オフ)になり、キャパシタ15aから電荷が放電され始めるので、vai(t)は、次に示す数式(49)のようになる。
Next, voltages v ai (t) and v ci (t) that fall from these initial voltages v ai (0) and v ci (0) are obtained. At the moment when the NOR
さらに、ここで、R1i=R2i=R4i=R5iの条件を代入すると、次に示す数式(50)のようになる。 Further, when the condition of R 1i = R 2i = R 4i = R 5i is substituted here, the following equation (50) is obtained.
また、vci(t)は、数式(37)より、vci(t)=2vai(t)−Esと表されるので、数式(50)を用いると、次に示す数式(51)のようになる。 Further, since v ci (t) is expressed as v ci (t) = 2v ai (t) −E s according to Equation (37), using Equation (50), Equation (51) shown below become that way.
数式(50)からわかるように、点aから帰還をかけると、vai(t)は、初期値が常に一定で、且つ、降下する電圧の傾斜がEsに比例することがわかる。また、数式(51)からわかるように、点bから帰還をかけると、vci(t)は、降下する電圧の傾斜がEsに比例するものの初期値が一定値にならない(Esに作用される)ことがわかる。それゆえ、この電圧制御発振器1Bでは、点aから帰還をかける、すなわち、オペアンプ17の非反転端子から帰還をかける方式としている。
As can be seen from equation (50), multiplied by the feedback from the point a, v ai (t) is the initial value is always constant, and it can be seen that the slope of the voltage drop is proportional to E s. Moreover, as can be seen from equation (51), multiplied by the feedback from the point b, v ci (t) is the initial value of which slope of the voltage drop is proportional to E s is not a constant value (applied to the E s You can see. Therefore, in this voltage controlled
(電圧制御発振回路[第三実施形態]の動作)
次に、図13および図14に示すフローチャートを参照して、電圧制御発振器1Bの概略の動作を説明する(適宜、図12参照)。
ここでは、ブートストラップ回路4を構成する第一ブートストラップ回路4aおよび第二ブートストラップ回路4bのうち、抵抗5a〜13aとキャパシタ15aとオペアンプ17aとによって構成される第一ブートストラップ回路4aに着目して、キャパシタ15aから充電を開始した場合の動作について説明する。なお、キャパシタ15aから充電を開始する場合とは、ダイオード21aがオフからオンに切り替わった場合である。
(Operation of Voltage Control Oscillation Circuit [Third Embodiment])
Next, a schematic operation of the voltage controlled
Here, attention is paid to the
図13は、抵抗5a〜13aとキャパシタ15aとオペアンプ17aとによって構成される第一ブートストラップ回路4aが発振を開始する動作を示すフローチャートであり、図14は当該回路1Bが発振を継続する動作を示すフローチャートである。
FIG. 13 is a flowchart showing an operation in which the
図13に示したように、まず、電圧制御発振器1Bは、NORゲート43aの出力がハイレベルになると、ダイオード21aがオフからオンに切り替わり、キャパシタ15aに電荷を瞬時に充電される(ステップS51)。そして、電圧制御発振器1Bは、ダイオード21aがオンからオフに切り替わると、キャパシタ15aから電荷が放電される(ステップS52)。
As shown in FIG. 13, first, in the voltage controlled
そうすると、電圧制御発振器1Bは、第一ブートストラップ回路4aのオペアンプ17aの非反転端子から帰還した電圧がNORゲート45aの閾値以下か否か(閾値電圧以下か否か)を判定し(ステップS53)、閾値以下であると判定しなかった場合(ステップS53、No)には、ステップS52に戻り、閾値以下であると判定した場合(ステップS53、Yes)には、当該発振器1Bの回路状態を反転する(ステップS54)。
Then, the voltage controlled
そして、電圧制御発振器1Bは、フリップフロップの出力路、すなわち、NORゲート43bによって、ダイオード21bのオンオフが入れ替わる(オフからオンに切り替える)(ステップS55)。
In the voltage controlled
図14に示したように、電圧制御発振器1Bは、ダイオード21aがオフからオンに切り替わった瞬時に、キャパシタ15aに電荷を充電する(ステップS61)。そして、電圧制御発振器1Bは、ダイオード21aがオンからオフに切り替わると、キャパシタ15aから電荷が放電される(ステップS62)。
As shown in FIG. 14, the voltage controlled
そうすると、電圧制御発振器1Bは、第一ブートストラップ回路4aのオペアンプ17aの非反転端子から帰還した電圧がNORゲート45aの閾値以下か否か(閾値電圧以下か否か)を判定し(ステップS63)、閾値以下であると判定しなかった場合(ステップS63、No)には、ステップS62に戻り、閾値以下であると判定した場合(ステップS63、Yes)には、当該発振器1Bの回路状態を反転する(ステップS64)。
Then, the voltage controlled
そして、電圧制御発振器1Bは、フリップフロップの出力路、すなわち、NORゲート43bによって、ダイオード21bのオンオフを入れ替え(オフからオンに切り替える)(ステップS65)、ステップS61に戻り、発振動作を継続させる。
The voltage controlled
(電圧制御発振器の動作波形、制御電圧と発振周波数との関係)
次に、図15、図16を参照して、電圧制御発振器1Bによる動作波形、制御電圧と発振周波数との関係について説明する。図15は、電圧制御発振器1Bによる動作波形を示しており、図16は、電圧制御発振器1Bによる制御電圧と発振周波数との関係を示している。
(Operation waveform of voltage controlled oscillator, relationship between control voltage and oscillation frequency)
Next, with reference to FIG. 15 and FIG. 16, the operation waveform by the voltage controlled
図15は電圧制御発振器1Bにおいて、発振動作が継続する場合の動作波形を示している。この発振動作について説明する。電圧制御発振器1Bでは、まず、NORゲート43aがローレベル(以下、単に“L”と記載する)、NORゲート43bがハイレベル(以下、単に“H”と記載する)になったとすると、ダイオード21aがオフとなり、抵抗5a〜13aとキャパシタ15aとオペアンプ17aとによって構成される第一ブートストラップ回路4aが作動する。
FIG. 15 shows operation waveforms when the oscillation operation continues in the voltage controlled
そうすると、電圧制御発振器1Bでは、キャパシタ15aに蓄積されていた電荷が、抵抗9aおよび抵抗13aを介して、放電されるので、点aにおける電圧va(t)は初期電圧から直線的に降下していき、NORゲート45aの閾値Vth以下になると回路状態が反転して、NORゲート43aが“H”に、NORゲート43bが“L”となる。
Then, in the voltage controlled
以下、電圧制御発振器1Bでは、抵抗5b〜13bとキャパシタ15bとオペアンプ17bとによって構成される第二ブートストラップ回路4bにおいても同様の動作が生ずるので、発振動作が継続する。
Hereinafter, in the voltage controlled
ここで、図15に示した出力パルス幅(準安定時間)tw1を求めることとする。t=0において、NORゲート43aが“L”、NORゲート43bが“H”になったと仮定する。出力パルス幅(準安定時間)tw1は、NORゲート43aが“L”になった瞬間からva(t)がNORゲート43aの閾値Vth以下になるまでの時間であるので、前記した数式(50)において、vai(t)=Vth、t=tw1とおいて、当該tw1を解くことで得られ、解いた結果は次に示す数式(52)のようになる。
Here, the output pulse width (metastable time) tw1 shown in FIG. 15 is obtained. It is assumed that the NOR
この数式(52)を用いて発振周波数faを求めると、次に示す数式(53)のようになる。 When obtaining the oscillation frequency f a by using this equation (52), so that the equation (53) shown below.
この数式(53)によると、発振周波数faは、制御電圧Esに比例して変化することがわかる。 According to this formula (53), the oscillation frequency f a is seen to vary in proportion to the control voltage E s.
図15においては、制御電圧ESを3Vと、R=R1=R2を100kΩと、C=C1=C2を1000pF、とした場合の電圧制御発振器1Bの動作波形を示している。なお、図15において、VOH、−VOHはそれぞれNORゲート43(43a,43b)のハイレベルとローレベルを示している。
15 shows the control voltage E S and 3V, and an R = R 1 = R 2 1 00kΩ, the operation waveforms of the voltage controlled
この図15に示したように、電圧制御発振器1Bは、NORゲート43(43a,43b)から方形波を、また、ブートストラップ回路4(4a,4b)を構成するオペアンプ17(17a,17b)の非反転端子から直線性の良いのこぎり波を同時に得ることができる。
As shown in FIG. 15 , the voltage controlled
また、図16では、NORゲート43(43a,43b)に品番4001BPを、オペアンプ17(17a,17b)にRail to Railの品番CA3160Eを用い、電源電圧として、5V、10Vを供給した場合において、抵抗9(9a,9b)の抵抗値R3iを一定とし、キャパシタ15(15a,15b)の静電容量Ciをパラメータにした場合における制御電圧Esと発振周波数faとの関係を示している。 Further, in FIG. 16, when a part number 4001BP is used for the NOR gate 43 (43a, 43b), a Rail to Rail part number CA3160E is used for the operational amplifier 17 (17a, 17b), and the power supply voltage is 5V and 10V, 9 (9a, 9b) the resistance value R 3i of a constant, shows the relationship between the capacitor 15 (15a, 15b) and the control voltage E s in the case where the capacitance C i of the parameter and the oscillation frequency f a .
この図16から、制御電圧を1Vから10Vまで変化させても、当該制御電圧に比例する発振周波数が得られることが明確になっている。また、これらの計算値と測定値との関係が非常によく一致していることがわかる。 FIG. 16 clearly shows that an oscillation frequency proportional to the control voltage can be obtained even when the control voltage is changed from 1V to 10V. It can also be seen that the relationship between these calculated values and the measured values is very consistent.
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は前記実施形態には限定されない。例えば、本実施形態では、電圧制御発振器1、1A、1Bとして説明したが、当該発振器1、1A、1Bを構成する各構成により、電流、電圧を制御することで、発振周波数を制御する方法、すなわち、電圧制御発振方法として捉えることも可能である。この場合、当然のことながら、電圧制御発振器1、1A、1Bと同様の効果を奏する。
As mentioned above, although embodiment of this invention was described, this invention is not limited to the said embodiment. For example, in the present embodiment, the voltage controlled
1、1A、1B 電圧制御発振器
3,3a,3b NANDゲート
5,5a,5b、25,25a,25b 抵抗
7,7a,7b、27,27a,27b 抵抗
9,9a,9b、29,29a,29b 抵抗
11,11a,11b、31,31a,31b 抵抗
13,13a,13b、33,33a,33b 抵抗
15,15a,15b、35,35a,35b キャパシタ
17,17a,17b、37,37a,37b オペアンプ
19、39 直流電源部
21,21a,21b、41,41a,41b ダイオード
23,23a,23b、43,43a,43b NORゲート
45,45a,45b NORゲート(インバータ)
1, 1A, 1B Voltage controlled
Claims (8)
前記オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が前記NANDゲートの閾値以下になったか否かに基づいて、前記キャパシタに充電されている電荷を放電するか、前記キャパシタに電荷を充電するか否かを決定するダイオードを、前記オペアンプの非反転端子と前記NANDゲートの出力路との間に設けたことを特徴とする電圧制御発振器。 A voltage control including a NAND gate constituting a flip-flop and a bootstrap circuit having an operational amplifier, a resistor group, and a capacitor, and applying a control voltage to the inverting terminal of the operational amplifier to make the control voltage and the oscillation frequency proportional In the oscillator,
Whether to discharge the charge charged in the capacitor or charge the capacitor based on whether or not the voltage fed back from the non-inverting terminal of the operational amplifier is equal to or lower than the threshold value of the NAND gate. A voltage-controlled oscillator comprising a diode to be determined provided between a non-inverting terminal of the operational amplifier and an output path of the NAND gate.
前記第一NANDゲートの出力路と前記第一ダイオードのアノードとを接続し、前記第一ダイオードのカソードと前記第一オペアンプの非反転端子とを接続し、前記第二NANDゲートの出力路と前記第二ダイオードのアノードとを接続し、前記第二ダイオードのカソードと前記第二オペアンプの非反転端子とを接続し、
前記直流電源部は、前記第一オペアンプおよび前記第二オペアンプの反転端子に前記制御電圧を印可し、
前記第一オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が前記第一NANDゲートの閾値以下になった場合に、前記第一NANDゲートがハイレベルになり、前記第一ダイオードがオンになるので、前記第一キャパシタには電荷が瞬時に充電されると共に、前記第二NANDゲートがローレベルになり、前記第二ダイオードがオフになるので、前記第二キャパシタから電荷が放電され、
前記第二オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が前記第二NANDゲートの閾値以下になった場合に、前記第二NANDゲートがハイレベルになり、前記第二ダイオードがオンになるので、前記第二キャパシタには電荷が瞬時に充電されると共に、前記第一NANDゲートがローレベルになり、前記第一ダイオードがオフになるので、前記第一キャパシタから電荷が放電され、
前記第一NANDゲートおよび前記第二NANDゲートがローレベルまたはハイレベルに切り替わることで、当該発振器の状態を反転させることを特徴とする電圧制御発振器。 The first NAND gate and the second NAND gate constituting the flip-flop, the first bootstrap circuit including the first operational amplifier, the first resistor group, and the first capacitor, and the second operational amplifier, the second resistor group, and the second capacitor. A second diode that connects the second bootstrap circuit, the first NAND gate and the first bootstrap circuit, a second diode that connects the second NAND gate and the second bootstrap circuit, and a control voltage A voltage-controlled oscillator comprising: a direct-current power supply unit that applies:
The output path of the first NAND gate and the anode of the first diode are connected, the cathode of the first diode and the non-inverting terminal of the first operational amplifier are connected, and the output path of the second NAND gate and the Connect the anode of the second diode, connect the cathode of the second diode and the non-inverting terminal of the second operational amplifier,
The DC power supply unit applies the control voltage to inverting terminals of the first operational amplifier and the second operational amplifier,
When the voltage fed back from the non-inverting terminal of the first operational amplifier becomes equal to or lower than the threshold value of the first NAND gate, the first NAND gate becomes high level and the first diode is turned on. One capacitor is charged with an electric charge at the same time, and the second NAND gate goes to a low level, and the second diode is turned off, so that the electric charge is discharged from the second capacitor,
When the voltage fed back from the non-inverting terminal of the second operational amplifier becomes equal to or lower than the threshold value of the second NAND gate, the second NAND gate becomes high level and the second diode is turned on. The two capacitors are charged instantly, the first NAND gate goes low, and the first diode is turned off, so that the charge is discharged from the first capacitor,
A voltage controlled oscillator, wherein the state of the oscillator is inverted by switching the first NAND gate and the second NAND gate to a low level or a high level.
前記第一オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が前記第一NANDゲートの閾値以下になった場合に、前記第一NANDゲートがハイレベルになり、前記第一ダイオードがオンになるので、前記第一キャパシタには電荷が瞬時に充電されると共に、前記第二NANDゲートがローレベルになり、前記第二ダイオードがオフになるので、前記第二キャパシタから電荷が放電され、前記第二オペアンプの非反転端子から帰還した電圧が前記第二NANDゲートの閾値以下になった場合に、前記第二NANDゲートがハイレベルになり、前記第二ダイオードがオンになるので、前記第二キャパシタには電荷が瞬時に充電されると共に、前記第一NANDゲートがローレベルになり、前記第一ダイオードがオフになるので、前記第一キャパシタから電荷が放電される充電放電ステップと、
この充電放電ステップにて、前記第一キャパシタから放電された結果、前記第一オペアンプの非反転端子から帰還された電圧が前記第一NANDゲートの閾値以下になったか否かまたは前記第二キャパシタから放電された結果、前記第二オペアンプの非反転端子から帰還された電圧が前記第二NANDゲートの閾値以下になったか否かを判定する閾値判定ステップと、
この閾値判定ステップにて、前記閾値に達したと判定した場合、前記第一ダイオードおよび前記第二ダイオードのオンオフを入れ替えるオンオフ入替ステップと、
を含むことを特徴とする電圧制御発振方法。 The first NAND gate and the second NAND gate constituting the flip-flop, the first bootstrap circuit including the first operational amplifier, the first resistor group, and the first capacitor, and the second operational amplifier, the second resistor group, and the second capacitor. A second diode that connects the second bootstrap circuit, the first NAND gate and the first bootstrap circuit, a second diode that connects the second NAND gate and the second bootstrap circuit, and a control voltage A direct-current power supply unit for applying, connecting an output path of the first NAND gate and an anode of the first diode, and connecting a cathode of the first diode and a non-inverting terminal of the first operational amplifier. , Connecting the output path of the second NAND gate and the anode of the second diode, In the voltage controlled oscillator that connects the cathode of the diode and the non-inverting terminal of the second operational amplifier, the DC power supply unit applies the control voltage to the inverting terminals of the first operational amplifier and the second operational amplifier. Is a voltage controlled oscillation method that makes the oscillation frequency proportional to
When the voltage fed back from the non-inverting terminal of the first operational amplifier becomes equal to or lower than the threshold value of the first NAND gate, the first NAND gate becomes high level and the first diode is turned on. Charge is instantaneously charged to one capacitor, and the second NAND gate becomes low level and the second diode is turned off, so that the charge is discharged from the second capacitor, and the second operational amplifier is turned off. When the voltage fed back from the inverting terminal becomes equal to or lower than the threshold value of the second NAND gate, the second NAND gate becomes high level and the second diode is turned on. As soon as the first NAND gate goes low and the first diode turns off, the first capacitor is charged. A charging discharging step charge is discharged,
In this charge / discharge step, as a result of discharging from the first capacitor, whether or not the voltage fed back from the non-inverting terminal of the first operational amplifier is equal to or lower than the threshold value of the first NAND gate or from the second capacitor. A threshold value determining step for determining whether or not the voltage fed back from the non-inverting terminal of the second operational amplifier is equal to or lower than the threshold value of the second NAND gate as a result of the discharge;
In this threshold determination step, when it is determined that the threshold has been reached, an on / off replacement step of switching on / off of the first diode and the second diode;
A voltage-controlled oscillation method comprising:
前記オペアンプからの出力が前記NORゲートの閾値に達したか否かに基づいて、前記キャパシタに充電されている電荷を放電するか、前記キャパシタに電荷を充電するか否かを決定するダイオードを、前記オペアンプの非反転端子と前記NORゲートの出力路との間に設けたことを特徴とする電圧制御発振器。 A voltage comprising a NOR gate constituting a flip-flop and a bootstrap circuit having an operational amplifier, a resistor group and a capacitor, and applying the control voltage to the non-inverting terminal of the operational amplifier, thereby making the control voltage and the oscillation frequency proportional In the controlled oscillator,
Based on whether the output from the operational amplifier has reached the threshold value of the NOR gate, a diode that determines whether to discharge the charge charged in the capacitor or charge the capacitor. A voltage controlled oscillator provided between a non-inverting terminal of the operational amplifier and an output path of the NOR gate.
前記第一NORゲートの入力路と前記第一オペアンプの出力路とを接続し、前記第二NORゲートの入力路と前記第二オペアンプの出力路とを接続し、
前記第一ダイオードがオンした際に前記第一キャパシタから電荷を瞬時に放電し、前記第一ダイオードをオフした際に前記第一キャパシタに電荷を充電して、前記第一オペアンプの非反転端子の電圧を所定値に向けて上昇させると共に、前記第二ダイオードをオンした際に前記第二キャパシタから電荷を瞬時に放電し、前記第二ダイオードがオフした際に前記第二キャパシタに電荷を充電して、前記第二オペアンプの非反転端子の電圧を所定値に向けて上昇させ、
前記第一キャパシタが充電された結果、前記第一オペアンプの出力が前記第一NORゲートの閾値に達した場合または前記第二キャパシタが充電された結果、前記第二オペアンプの出力が前記第二NORゲートの閾値に達した場合、当該発振器の状態を反転させ、前記フリップフロップの出力路において、前記第一ダイオードまたは前記第二ダイオードのオンオフが入れ替わることを特徴とする電圧制御発振器。 The first NOR gate and the second NOR gate constituting the flip-flop, the first bootstrap circuit including the first operational amplifier, the first resistor group, and the first capacitor, and the second operational amplifier, the second resistor group, and the second capacitor. A second diode that connects the second bootstrap circuit, the first NOR gate and the first bootstrap circuit, a second diode that connects the second NOR gate and the second bootstrap circuit, and a control voltage A voltage-controlled oscillator comprising: a direct-current power supply unit that applies:
Connecting the input path of the first NOR gate and the output path of the first operational amplifier, connecting the input path of the second NOR gate and the output path of the second operational amplifier,
When the first diode is turned on, the electric charge is instantaneously discharged from the first capacitor, and when the first diode is turned off, the first capacitor is charged with electric charge, and the non-inverting terminal of the first operational amplifier is The voltage is increased toward a predetermined value, and when the second diode is turned on, the charge is instantaneously discharged from the second capacitor, and when the second diode is turned off, the second capacitor is charged. Increasing the voltage at the non-inverting terminal of the second operational amplifier toward a predetermined value,
As a result of charging the first capacitor, when the output of the first operational amplifier reaches a threshold value of the first NOR gate, or as a result of charging the second capacitor, the output of the second operational amplifier becomes the second NOR. When the threshold value of the gate is reached, the state of the oscillator is inverted, and the on-off state of the first diode or the second diode is switched in the output path of the flip-flop.
前記第一ダイオードをオフした際に前記第一キャパシタに電荷を充電し、前記第一ダイオードをオンした際に前記第一キャパシタから電荷を瞬時に放電して前記第一オペアンプの非反転端子の電圧を所定値にするまたは前記第二ダイオードをオフした際に前記第二キャパシタに電荷を充電し、前記第二ダイオードをオンした際に前記第二キャパシタから電荷を瞬時に放電して前記第二オペアンプの非反転端子の電圧を所定値にする充電放電ステップと、
この充電放電ステップにて前記第一キャパシタに電荷が充電された結果、前記第一オペアンプの出力が前記第一NORゲートの閾値に達したか否かまたは前記第二キャパシタに電荷が充電された結果、前記第二オペアンプの出力が前記第二NORゲートの閾値に達したか否かを判定する閾値判定ステップと、
この閾値判定ステップにおいて、前記閾値に達したと判定した場合、当該発振器の状態を反転させる出力レベル反転ステップと、
前記フリップフロップの出力路において、前記第一ダイオードまたは前記第二ダイオードのオンオフを入れ替えるオンオフ入替ステップと、
を含むことを特徴とする電圧制御発振方法。 The first NOR gate and the second NOR gate constituting the flip-flop, the first bootstrap circuit including the first operational amplifier, the first resistor group, and the first capacitor, and the second operational amplifier, the second resistor group, and the second capacitor. A second diode that connects the second bootstrap circuit, the first NOR gate and the first bootstrap circuit, a second diode that connects the second NOR gate and the second bootstrap circuit, and a control voltage A DC power supply unit for connecting the input path of the first NOR gate and the output path of the first operational amplifier, and connecting the input path of the second NOR gate and the output path of the second operational amplifier. In a connected voltage controlled oscillator, a voltage controlled oscillation method that makes the control voltage and the oscillation frequency proportional to each other,
When the first diode is turned off, the first capacitor is charged with electric charge, and when the first diode is turned on, the electric charge is instantaneously discharged from the non-inverting terminal of the first operational amplifier. When the second diode is turned off, the second capacitor is charged with charge, and when the second diode is turned on, the charge is instantaneously discharged from the second capacitor. A charge / discharge step of setting the voltage of the non-inverting terminal of the battery to a predetermined value;
As a result of charging the first capacitor in this charging / discharging step, whether the output of the first operational amplifier has reached the threshold value of the first NOR gate or the result of charging the second capacitor A threshold determination step for determining whether the output of the second operational amplifier has reached the threshold of the second NOR gate;
In this threshold determination step, if it is determined that the threshold has been reached, an output level inversion step for inverting the state of the oscillator;
An on / off switching step for switching on / off the first diode or the second diode in the output path of the flip-flop;
A voltage-controlled oscillation method comprising:
前記第一NORゲートの出力路と前記第一ダイオードのアノードとを接続し、前記第一ダイオードのカソードと前記第一オペアンプの非反転端子とを接続し、前記第二NORゲートの出力路と前記第二ダイオードのアノードとを接続し、前記第二ダイオードのカソードと前記第二オペアンプの非反転端子とを接続し、
前記直流電源部は、前記第一オペアンプおよび前記第二オペアンプの反転端子に前記制御電圧を印可し、
前記第一NORゲートがローレベルおよび前記第二NORゲートがハイレベルになった際に、第一ダイオードがオフとなり、第一ブートストラップ回路が作動して、第一キャパシタに蓄積されていた電荷が放電され、第三NORゲートの閾値に達すると回路状態が反転し、
前記第一NORゲートがハイレベルおよび前記第二NORゲートがローレベルになった際に、第二ダイオードがオフとなり、第二ブートストラップ回路が作動して、第二キャパシタに蓄積されていた電荷が放電され、第四NORゲートの閾値に達すると回路状態が反転することで発振動作を繰り返すことを特徴とする電圧制御発振器。 The first NOR gate and the second NOR gate constituting the flip-flop, the first bootstrap circuit including the first operational amplifier, the first resistor group, and the first capacitor, and the second operational amplifier, the second resistor group, and the second capacitor. A second diode that connects the second bootstrap circuit, the first NOR gate and the first bootstrap circuit, a second diode that connects the second NOR gate and the second bootstrap circuit, and a control voltage A direct current power supply unit that applies a voltage, a third NOR gate that connects a cathode of the first diode and an input path of the second NOR gate, and a cathode of the second diode and an input path of the first NOR gate. A fourth NOR gate that performs voltage control generation that makes the control voltage proportional to the oscillation frequency. A vessel,
The output path of the first NOR gate and the anode of the first diode are connected, the cathode of the first diode and the non-inverting terminal of the first operational amplifier are connected, and the output path of the second NOR gate and the Connect the anode of the second diode, connect the cathode of the second diode and the non-inverting terminal of the second operational amplifier,
The DC power supply unit applies the control voltage to inverting terminals of the first operational amplifier and the second operational amplifier,
When the first NOR gate is at a low level and the second NOR gate is at a high level, the first diode is turned off, the first bootstrap circuit is activated, and the charge accumulated in the first capacitor is When discharged and the third NOR gate threshold is reached, the circuit state is reversed,
When the first NOR gate is at a high level and the second NOR gate is at a low level, the second diode is turned off, the second bootstrap circuit is activated, and the charge accumulated in the second capacitor is reduced. A voltage-controlled oscillator that repeats an oscillation operation by reversing a circuit state when discharged and reaches a threshold value of a fourth NOR gate.
前記第一ダイオードおよび前記第二ダイオードのオンオフにより、前記第一ブートストラップ回路の第一キャパシタおよび前記第二ブートストラップ回路の第二キャパシタに充電放電が繰り返される充電放電ステップと、
この充電放電ステップにて、前記第一キャパシタから電荷が放電された結果、前記第一オペアンプの非反転端子から帰還された電圧が前記第三NORゲートの閾値に達したか否かまたは前記第二キャパシタから電荷が放電された結果、前記第二オペアンプの非反転端子から帰還された電圧が前記第四NORゲートの閾値に達したか否かを判定する閾値判定ステップと、
この閾値判定ステップにて、前記閾値に達したと判定した場合、前記第一ダイオードおよび前記第二ダイオードのオンオフを入れ替えるオンオフ入替ステップと、
を含むことを特徴とする電圧制御発振方法。 The first NOR gate and the second NOR gate constituting the flip-flop, the first bootstrap circuit including the first operational amplifier, the first resistor group, and the first capacitor, and the second operational amplifier, the second resistor group, and the second capacitor. A second diode that connects the second bootstrap circuit, the first NOR gate and the first bootstrap circuit, a second diode that connects the second NOR gate and the second bootstrap circuit, and a control voltage A direct current power supply unit that applies a voltage, a third NOR gate that connects a cathode of the first diode and an input path of the second NOR gate, and a cathode of the second diode and an input path of the first NOR gate. A fourth NOR gate, and an output path of the first NOR gate and the first diode An anode is connected, a cathode of the first diode is connected to a non-inverting terminal of the first operational amplifier, an output path of the second NOR gate is connected to an anode of the second diode, and the second diode is connected A voltage control oscillator in which the control voltage is applied to the inverting terminals of the first operational amplifier and the second operational amplifier. A voltage-controlled oscillation method in which the oscillation frequency is proportional,
A charging / discharging step in which charging / discharging is repeated on the first capacitor of the first bootstrap circuit and the second capacitor of the second bootstrap circuit by turning on and off the first diode and the second diode;
Whether the voltage fed back from the non-inverting terminal of the first operational amplifier has reached the threshold value of the third NOR gate or not as a result of discharging the charge from the first capacitor in the charge / discharge step. A threshold value determining step for determining whether or not a voltage fed back from the non-inverting terminal of the second operational amplifier has reached a threshold value of the fourth NOR gate as a result of discharging the charge from the capacitor;
In this threshold determination step, when it is determined that the threshold has been reached, an on / off replacement step of switching on / off of the first diode and the second diode;
A voltage-controlled oscillation method comprising:
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