JP4898971B1 - インダクタンス変化検出回路、変位検出装置及び金属検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】単一のコイルでインダクタンスの変化を効果的に検出し、小型でありながら高精度な変位センサを実現するためのインダクタンス変化検出回路と、これを用いる変位検出装置及び金属検出装置を提供する。
【解決手段】矩形波交流電圧源にコイルを接続し、コイルに流れる交流電流を電圧信号に変換した後、ヒステリシス特性を有するコンパレータを通すことで、コイルのインダクタンス変化をパルスの立ち上がりの位相変化として検出する。従来技術のように二つのコイルを設ける必要がなく、部品点数が少なくなるので、低コストで高精度な変位センサを実現できる。
【選択図】図３

Description

本発明は、インダクタンス変化検出回路、変位検出装置及び金属検出装置に関する。
より詳細には、高感度且つ安定した検出性能を実現する、アクティブ型変位センサ（変位検出装置）を構成するインダクタンス変化検出回路と、これを用いた変位検出装置及び金属検出装置に関する。

出願人は、抵抗スライダと違い、電気機械的接触部品を伴わずに、直線変位量をリニアなアナログ電圧で出力できる、アクティブ型変位センサを製造販売している。以下、このアクティブ型変位センサの動作原理について説明する。

図１０（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、出願人が製造販売する変位センサの動作原理を説明するための、コイルの諸特性を説明するグラフである。
図１０（ａ）は変位センサの原理を説明する回路図であり、図１０（ｂ）は図１０（ａ）の回路のスイッチＳＷの状態を示す図であり、図１０（ｃ）は図１０（ａ）の回路のコンデンサＣの両端電圧の過渡応答特性を示すグラフである。

図１０（ａ）に示すように、直流電源Ｅに、スイッチＳＷ、抵抗Ｒ、コイルＬとコンデンサＣを直列に接続し、図１０（ｂ）に示すようにスイッチをオン操作すると、コンデンサＣの両端電圧は、図１０（ｃ）に示すように、コイルＬの作用で徐々に増加して、その後振動しながらある一定の電圧に収束する。これは典型的なステップ応答の波形である。
この電圧波形の、スイッチＳＷをオン操作した直後の立ち上がりの傾きは、コイルＬのインダクタンスが大きいほど緩やかになり、コイルＬのインダクタンスが小さいほど急峻になることは周知である。
本出願人の変位センサは、このコイルのインダクタンスの変化を過渡応答現象から得ることで実現している。

交流を流しているコイルに非磁性体の金属を近接させると、金属に誘導電流が発生する。つまり、コイルから生じる磁束の一部が熱に変換されるため、コイルのインダクタンスは減少する。そこで、棒状に形成したコイルに真鍮等の非磁性体金属の筒を被せると、筒のコイルに対する被り具合に応じて、インダクタンスが直線的に変化する。このインダクタンスの変化を検出すると、変位センサが実現できる。

図１０（ｄ）は、コイルに金属を近接させた状態における、コンデンサＣの両端電圧の過渡応答特性を示すグラフである。
コイルＬに金属物を近づけない状態で図１０（ａ）の回路のスイッチＳＷをオン操作すると、コンデンサＣの両端電圧は、図１０（ｃ）と同様に、コイルＬの作用で徐々に増加して、その後振動しながらある一定の電圧に収束する（Ｓ１００１）。
コイルＬの一部に金属物を近づけた状態で図１０（ａ）の回路のスイッチＳＷをオン操作すると、コンデンサＣの両端電圧の立ち上がりの傾きは、コイルＬのインダクタンスが減少した分だけ急峻になる（Ｓ１００２）。
コイルＬの全部を金属物で覆った状態で図１０（ａ）の回路のスイッチＳＷをオン操作すると、コンデンサＣの両端電圧の立ち上がりの傾きは、コイルＬのインダクタンスが更に減少した分だけ急峻になる（Ｓ１００３）。
このように、コイルは、金属物と干渉する長さに応じて直線的な信号を得ることができる。そこで、コイルと金属物との相対的な配置関係を、絶対的な距離を検出できるセンサとして応用できる。
特許文献１及び特許文献２は、出願人による変位センサの先行技術文献である。

特公平６−２３６５９号公報 特開平２−２０１１１４号公報

特許文献１及び特許文献２に開示されている技術内容は、コイルのインダクタンスの変化をステップ応答特性を利用して検出するための技術が共通する。
図１１は特許文献１及び特許文献２に開示されている、検出回路の回路図である。
コイルＡ及びコイルＢには、トランス１１０２を介して矩形波発生器の矩形波が印加される。
コイルＡに流れる電流は、ダイオードＤ１１０３を通じてコンデンサＣ１１０４に流れ、コンデンサＣ１１０４には電荷が蓄積される。コイルＡとコンデンサＣ１１０４との間のダイオードＤ１１０３は、コイルからコンデンサに流れる電流を片方向に制限する。ダイオードＤ１１０３に電流が流れない期間では、コンデンサＣ１１０４に蓄積された電荷は、コンデンサＣ１１０４に並列接続されている抵抗Ｒ１１０５によって放電される。したがって、コンデンサＣ１１０４の両端（端子１１１０Ｂと端子１１１０Ｃとの間）には鋸歯状波が得られる。

コイルＢに流れる電流は、ダイオードＤ１１０６を通じてコンデンサＣ１１０７に流れ、コンデンサＣ１１０７には電荷が蓄積される。コイルＢとコンデンサＣ１１０７との間のダイオードＤ１１０６は、コイルからコンデンサに流れる電流を片方向に制限する。ダイオードＤ１１０６に電流が流れない期間では、コンデンサＣ１１０７に蓄積された電荷は、コンデンサＣ１１０７に並列接続されている抵抗Ｒ１１０８によって放電される。したがって、コンデンサＣ１１０７の両端（端子１１１０Ａと端子１１１０Ｃとの間）には、コンデンサＣ１１０４の両端にはコイルＡ側と同様な鋸歯状波が得られる。
端子１１１０Ａと端子１１１０Ｂから得られる信号を図示しない差動増幅回路で差動増幅すると、直流電圧が得られる。この直流電圧は、コイルＡ及びコイルＢのインダクタンスに応じて変化する。

コイルＡ及びコイルＢは、片方は金属物である筒に覆われる検出コイルとして用いられ、もう片方は筒に覆われないダミーコイルとして用意される。
検出コイルとダミーコイルのそれぞれに同じ検出回路が接続され、検出出力には互いに同相の鋸歯状波が得られる。両方の検出出力信号を差動増幅器で差動増幅すると、検出コイルのインダクタンスの変化に基づいて、出力電圧が変化する。

これら従来技術に用いられている検出回路は、その動作原理上、コイルを二つ用意しなければならない。コイルを二つ用意する、ということは、部品点数の増加を招き、装置の小型化を阻害する。

更に、従来技術である、特許文献１及び特許文献２に開示されている技術内容には、変位センサの機械的強度の点についても課題があった。以下、この課題について説明する。
例えば、自動車や自動二輪車のサスペンションに変位センサを装着して、サスペンションの変位を計測する場合、サスペンションには強い力が加わるので、変位センサを構成する合成樹脂のプローブは機械衝撃に耐えられず、破損することがあった。
そこで、出願人および発明者は、プローブの機械強度を上げるため、プローブの外殻を金属製に代える検討を始めた。
しかし、変位センサがコイルのインダクタンスの変化を検出する仕組みであるが故に、プローブの外殻を金属製にすると、外殻に渦電流に起因する損失が発生し、位置検出感度が著しく低下する。
更に、図１０に開示する、従来技術の変位センサの回路構成では、検出感度を上昇させるためにコイルに流す電流を大きくしても、渦電流損失ばかり大きくなり、感度の向上に殆ど寄与しないことが判った。

また、図１０に開示する変位センサは、コンパレータで二値化すると、金属物の存在を検出する近接センサとしても利用できる。しかし、これも機械強度を確保するために金属製の筐体に収納すると、前述の変位センサと同様の問題を生じることとなる。

本発明はかかる課題を解決し、単一のコイルでインダクタンスの変化を効果的に検出し、小型でありながら高精度な変位センサを実現するためのインダクタンス変化検出回路と、これを用いる変位検出装置及び金属検出装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明のインダクタンス変化検出回路は、矩形波交流電圧源と、矩形波交流電圧源に接続されてインダクタンスの変化を検出されるコイルと、コイルに流れる電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部と、電圧信号を上限閾値電圧及び上限閾値電圧より低い下限閾値電圧を以て二値化して第一矩形波信号を出力する、ヒステリシス特性を有するコンパレータと、コンパレータが出力する第一矩形波信号と矩形波交流電圧源に同期する第二矩形波信号との排他的論理和の信号を出力する排他的論理和ゲートと、コイルに直流電流を流して、コイルの直流抵抗の変化に基づいて矩形波交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路とを備える。

また、上記課題を解決するために、本発明の変位検出装置は、矩形波交流電圧源と、矩形波交流電圧源に接続されるコイルと、コイルに流れる電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部と、電圧信号を上限閾値電圧及び上限閾値電圧より低い下限閾値電圧を以て二値化して第一矩形波信号を出力する、ヒステリシス特性を有するコンパレータと、コンパレータが出力する第一矩形波信号と矩形波交流電圧源に同期する第二矩形波信号との排他的論理和の信号を出力する排他的論理和ゲートと、コイルに直流電流を流して、コイルの直流抵抗の変化に基づいて矩形波交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路と、コイルの巻線方向に連続的に近接可能に設けられてコイルとの相対的変位を検出される非磁性体金属物とを備える。

矩形波交流電圧源にコイルを接続し、コイルに流れる交流電流を電圧信号に変換した後、ヒステリシス特性を有するコンパレータを通すことで、コイルのインダクタンス変化をパルスの立ち上がりの位相変化として検出する。
従来技術のように二つのコイルを設ける必要がなく、部品点数が少なくなるので、低コストで高精度な変位センサを実現できる。

本発明により、単一のコイルでインダクタンスの変化を効果的に検出し、小型でありながら高精度な変位センサを実現するためのインダクタンス変化検出回路と、これを用いる変位検出装置及び金属検出装置を提供できる。

本発明の第一の実施形態に係る変位センサの外観斜視図と一部断面図である。 変位センサのブロック図である。 検出部の回路図である。 プローブの外殻が非金属である場合の、変位センサの各部の波形図である。 プローブの外殻が金属である場合の、変位センサの各部の波形図である。 本発明の第二の実施形態に係る変位センサの、検出部の回路図である。 本発明の第三の実施形態に係る変位センサの、検出部の回路図である。 カレントトランスとコイルの構成を説明する概略図である。 金属検出装置に用いるコイルとコアの概略図である。 出願人が製造販売する変位センサの動作原理を説明するための、コイルの諸特性を説明するグラフである。 従来技術の検出回路の回路図である。

［第一の実施形態］
図１（ａ）及び（ｂ）は、本発明の第一の実施形態に係る変位センサの外観斜視図と一部断面図である。
図１（ａ）は、変位センサの外観斜視図である。
変位センサ１０１は、センサ本体部１０２とスリーブ１０３の組み合わせよりなる。
センサ本体部１０２は、検出回路を内蔵する筐体１０５の一端に、円筒形状のプローブ１０４が取り付けられている。
筐体１０５には、センサ本体部１０２を任意の物品に固定するための取り付け穴１０５ａ及び１０５ｂが設けられている。
プローブ１０４には後述する検出コイルが内蔵されている。このプローブ１０４に、真鍮製の筒であるスリーブ１０３が挿入される。スリーブ１０３の材質は、コイルＬ１０６に対して渦電流に起因する損失を発生させるために、例えば真鍮等の非磁性体金属物である。
スリーブ１０３がプローブ１０４に挿抜されると、センサ本体部１０２は、プローブ１０４に対するスリーブ１０３の相対的な位置に応じた、アナログの検出信号を出力する。

図１（ｂ）は、変位センサ１０１を横から見た状態で、スリーブ１０３とプローブ１０４について断面形状を示す一部断面図である。
プローブ１０４の外殻１０４ａは剛性を向上させるために、本出願人の従来製品の樹脂モールドではなく、非磁性体であるオーステナイト系のステンレスで形成され、検出コイルであるコイルＬ１０６を内蔵する。
コイルＬ１０６は図１（ｂ）に示すように、プローブ１０４の長手方向に螺旋状に形成されている。

周知のとおり、オーステナイト系のステンレスは剛性が高い非磁性体金属であり、更に抵抗率が高いので、プローブ１０４に用いる場合、抵抗率の低い金属と比べると渦電流を小さく抑えることができる。しかしながら、抵抗率が高いとはいえどもステンレスは導体であるので、コイルに交流電流を流した際に渦電流の発生は免れない。渦電流は熱エネルギーに変換され、結果としてコイルのインダクタンスの低下を招く。
なお、プローブ１０４の外殻１０４ａの材質は、必ずしもステンレスに限られないが、一定の条件が求められる。前述のように、非磁性体金属であることと、抵抗率が高いことである。抵抗率は、スリーブ１０３の抵抗率より高いことが好ましい。本実施形態の場合はスリーブ１０３の材質である真鍮（黄銅）が5〜7×10-8Ωｍであるのに対し、ステンレスは7.2×10-7Ωｍなので、この条件を満たす。

コイルＬ１０６は図１（ｂ）に示すように、プローブ１０４の内部に長手方向に設けられている、円柱形状のフェライトのコア１０７に巻きつけられている。つまり、プローブ１０４は、コア１０７を中心として、コア１０７にコイルＬ１０６が巻きつけられ、これらコイルＬ１０６を外殻１０４ａが被さることによって形成される。
スリーブ１０３の長さは、コイルＬ１０６の長さと同一か、やや長いことが好ましいが、変位センサ１０１が適用される用途によっては必ずしもこれに限られない。

図２は、変位センサ１０１のブロック図である。
変位センサ１０１は、コイルＬ１０６のインダクタンスの変化を検出する検出部２０１と、この検出部２０１に一定周期の矩形波信号を出力する矩形波信号源２０２と、矩形波信号源２０２から発生する矩形波信号の論理を反転するＮＯＴゲート２０３よりなる。矩形波信号源２０２は、後述する図４（ａ）に示す波形の信号を出力する。また、ＮＯＴゲート２０３は後述する図４（ｂ）に示す波形の信号を出力する。

図３は、検出部２０１の回路図である。
第一スイッチ３０１は第二スイッチ３０２に直列接続され、電源電圧＋Ｖｃｃが印加される。第二スイッチ３０２は第一スイッチ３０１と接地との間に接続される。
第一スイッチ３０１及び第二スイッチ３０２はトランジスタスイッチである。

第一スイッチ３０１は矩形波信号源２０２が出力する制御信号Ｐ２０４によってオン・オフ制御される。同様に、第二スイッチ３０２はＮＯＴゲート２０３が出力する制御信号Ｐ２０５によってオン・オフ制御される。つまり、第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２は交互にオン・オフ制御される。
第一スイッチ３０１には、周知の回路保護のための第一フリーホイールダイオードＤ３０３が並列接続されている。同様に、第二スイッチ３０２には第二フリーホイールダイオードＤ３０４が並列接続されている。
第一スイッチ３０１、第二スイッチ３０２、第一フリーホイールダイオードＤ３０３及び第二フリーホイールダイオードＤ３０４は、矩形波信号源２０２及びＮＯＴゲート２０３によって制御され、脈流の矩形波電圧を出力する矩形波電圧源を構成する。

第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２との間の中点には、コンデンサＣ３０５とコイルＬ１０６と抵抗Ｒ３０６が直列接続されている。抵抗Ｒ３０６はその一端が接地される。
コンデンサＣ３０５は、コイルＬ１０６に矩形波電圧源の交流成分のみを与える、直流遮断のために設けられている。
抵抗Ｒ３０６は、コイルＬ１０６に流れる電流を電圧として検出するために設けられている、例えば１０Ω程度の低抵抗である。
矩形波電圧源とコンデンサＣ３０５は、コイルＬ１０６と抵抗Ｒ３０６に交流の矩形波電圧を与える矩形波交流電圧源であるともいえる。

コイルＬ１０６と抵抗Ｒ３０６の接続点にはコンデンサＣ３０７が接続されている。更にコンデンサＣ３０７の他端は、抵抗Ｒ３０８を通じてオペアンプ３０９の反転入力端子に接続される。オペアンプ３０９の反転入力端子と出力端子の間には抵抗Ｒ３１０が接続されている。また、オペアンプ３０９の非反転入力端子には、Ｖｃｃ／２、つまり電源電圧の半分の電圧が印加される。
抵抗Ｒ３０８、抵抗Ｒ３１０及びオペアンプ３０９は周知の反転増幅回路を構成する。反転増幅回路によって、抵抗Ｒ３０６の両端電圧は反転増幅される。
抵抗Ｒ３０６と反転増幅回路は、コイルＬ１０６に流れる交流電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部であるともいえる。

なお、第一の実施形態に係る図３の検出部２０１の回路において、コンデンサＣ３０７は接地電位とオペアンプ３０９の非反転入力端子との直流電位差によって抵抗Ｒ３０８に直流電流が流れオペアンプ３０９の出力に余分なオフセット電圧が発生するのを阻止している。図３の実施例は単一電源での動作を想定した回路構成になっており、両極性電源で動作させる場合はコンデンサＣ３０７は不要である。しかし、後述する第二の実施形態に係る図６の検出部６０１では、コンデンサＣ３０７が必須になる。コンデンサＣ３０７の役割については第二の実施形態の図６において後述する。

オペアンプ３０９の出力端子は、抵抗Ｒ３１１に接続される。抵抗Ｒ３１１はオペアンプ３１２の非反転入力端子に接続される。オペアンプ３１２の非反転入力端子と出力端子の間には抵抗Ｒ３１３が接続されている。また、オペアンプ３１２の反転入力端子には、Ｖｃｃ／２、つまり電源電圧の半分の電圧が印加される。

抵抗Ｒ３１１、抵抗Ｒ３１３及びオペアンプ３１２は周知のコンパレータを構成する。そして、このコンパレータは抵抗Ｒ３１１と抵抗Ｒ３１３によって、ヒステリシス特性を備える。
入力抵抗である抵抗Ｒ３１１と正帰還抵抗である抵抗Ｒ３１３及びオペアンプ３１２で構成されるコンパレータは、オペアンプ３１２の反転入力端子に印加される電圧がＶｃｃ／２の場合、上限閾値電圧ＶＨと、下限閾値電圧ＶＬは、以下の式で算出できる。

ＶＨ＝Ｖｃｃ・（１＋Ｒ３１１／Ｒ３１３）／２
ＶＬ＝Ｖｃｃ・（１−Ｒ３１１／Ｒ３１３）／２

入力抵抗である抵抗Ｒ３１１に印加される入力電圧Ｖｉｎが０Ｖから徐々に上昇し、上限閾値電圧ＶＨを超えると、オペアンプ３１２の出力は０Ｖから＋Ｖｃｃに転化する。この上限閾値電圧ＶＨは、Ｖｃｃ／２より高い電圧である。
この後、入力抵抗である抵抗Ｒ３１１に印加される入力電圧Ｖｉｎが上限閾値電圧ＶＨを越えた電圧から徐々に低下して、上限閾値電圧ＶＨを下回っても、下限閾値電圧ＶＬを下回らない限り、オペアンプ３１２の出力は＋Ｖｃｃを維持する。
そして、入力抵抗である抵抗Ｒ３１１に印加される入力電圧Ｖｉｎが下限閾値電圧ＶＬを下回ると、オペアンプ３１２の出力は＋Ｖｃｃから０Ｖに転化する。この下限閾値電圧ＶＬは、Ｖｃｃ／２より低い電圧である。

コンパレータによって、オペアンプ３０９の出力信号は制御信号Ｐ２０４（矩形波信号源２０２の出力信号）と比較され、矩形波の信号を出力する。この、コンパレータが出力する矩形波の信号は、コイルＬ１０６のインダクタンスの変化に応じて、立ち上がり及び立ち下がりの位相がずれる。

コンパレータの出力信号は、排他的論理和ゲート（以下「ＥＸＯＲゲート」）３１４の入力端子に供給される。また、ＥＸＯＲゲート３１４のもう一方の入力端子には、制御信号Ｐ２０５（ＮＯＴゲート２０３の出力信号）が供給される。この結果、ＥＸＯＲゲート３１４はＰＷＭ信号を出力する。また、ＰＷＭ信号を抵抗Ｒ３１５とコンデンサＣ３１６よりなる積分回路で積分すると、電圧信号を取り出すことができる。

［動作］
図４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）及び（ｆ）は、変位センサ１０１の各部の波形図である。なお、図４（ｄ）の波形は、プローブ１０４の外殻１０４ａが合成樹脂等の非金属である場合の波形である。
先ず、図４（ａ）は矩形波信号源２０２が出力する制御信号Ｐ２０４の波形であり、図４（ｂ）はＮＯＴゲート２０３が出力する制御信号Ｐ２０５の波形である。
図４（ｃ）は、コイルＬ１０６に印加される電圧の波形図である。つまり、矩形波電圧源から出力される脈流の矩形波電圧からコンデンサＣ３１６によって直流成分がカットされた矩形波交流電圧Ｅ３２１である。
図４（ｄ）は、オペアンプ３０９の出力信号（反転電流波形信号Ｅ３２２）の波形図である。
コイルＬ１０６に正方向の電圧が印加されると、コイルＬ１０６には正方向に増加する電流が流れる。コイルＬ１０６の特性により、電流は正方向に徐々に増加する。
コイルＬ１０６に負方向の電圧が印加されると、コイルＬ１０６には負方向に減少する電流が流れる。コイルＬ１０６の特性により、電流は負方向に徐々に減少する。
そして、この電流波形は抵抗Ｒ３０６によって電圧に変換され、反転増幅器によって増幅されるので、オペアンプ３０９の出力電圧は、コイルＬ１０６に正方向の電圧が印加されている間には電圧が減少し、コイルＬ１０６に負方向の電圧が印加されている間には電圧が増加する。
こうして、オペアンプ３０９が出力する反転電流波形信号Ｅ３２２は、図４（ｄ）に示すようにＶｃｃ／２を中心に上下する鋸歯状の電圧波形になる。

コイルＬ１０６を内蔵するプローブ１０４にスリーブ１０３を被せていないときは、オペアンプ３０９は図４（ｄ）の実線に示す反転電流波形信号Ｅ３２２ａを出力する。
これに対し、コイルＬ１０６を内蔵するプローブ１０４にスリーブ１０３を被せると、オペアンプ３０９は図４（ｄ）の点線に示す反転電流波形信号Ｅ３２２ｂを出力する。つまり、コイルＬ１０６のインダクタンスが減少するので、抵抗Ｒ３０６に電流が流れ易くなり、電流が正方向、負方向の何れにも増加するので、鋸歯状波形のピーク電圧が上昇する。

反転増幅器が出力する反転電流波形信号Ｅ３２２は、ヒステリシスを有するコンパレータに通される。
反転増幅器の出力電圧信号が０Ｖから徐々に上昇し、上限閾値電圧ＶＨを超えると、オペアンプ３１２の出力信号は０Ｖから＋Ｖｃｃに転化する。
一旦＋Ｖｃｃに転化したオペアンプ３１２の出力信号は、反転増幅器の出力電圧信号が上限閾値電圧ＶＨを越えた電圧から徐々に低下して、上限閾値電圧ＶＨを下回っても、下限閾値電圧ＶＬを下回らない限り、オペアンプ３１２の出力信号は＋Ｖｃｃを維持する。
そして、反転増幅器の出力電圧信号が下限閾値電圧ＶＬを下回ると、オペアンプ３１２の出力は＋Ｖｃｃから０Ｖに転化する。
一旦０Ｖに転化したオペアンプ３１２の出力信号は、反転増幅器の出力電圧信号が下限閾値電圧ＶＬを下回った電圧から徐々に上昇して、下限閾値電圧ＶＬを上回っても、上限閾値電圧ＶＨを上回らない限り、オペアンプ３１２の出力信号は０Ｖを維持する。
こうして、コンパレータは図４（ｅ）に示す矩形波の位相差信号Ｅ３２３を出力する。

コンパレータが出力する位相差信号Ｅ３２３の立ち上がりのタイミングは、上限閾値電圧ＶＨ及び下限閾値電圧ＶＬに対する、反転増幅器が出力する反転電流波形信号Ｅ３２２の傾きによって変化する。図４（ｄ）を見て判るように、反転電流波形信号Ｅ３２２のピーク値が上昇すると、反転電流波形信号Ｅ３２２の傾きは急峻になり、より早いタイミングで上限閾値電圧ＶＨ及び下限閾値電圧ＶＬに到達する。したがって、コイルのインダクタンスが低下すると、コンパレータが出力する位相差信号Ｅ３２３の立ち上がりの位相が早まることとなる。

したがって、コイルＬ１０６を内蔵するプローブ１０４にスリーブ１０３が被さっていない（コイルＬ１０６のインダクタンスが低下していない）状態では、コンパレータが出力する矩形波の位相差信号Ｅ３２３は、図４（ｅ）の実線に示す波形Ｅ３２３ａになるが、コイルＬ１０６を内蔵するプローブ１０４にスリーブ１０３が被さっている（コイルＬ１０６のインダクタンスが低下している）状態では、位相差信号Ｅ３２３は図４（ｅ）の実線に示す波形Ｅ３２３ａよりも立ち上がりの位相が早い、点線に示す波形Ｅ３２３ｂになる。

このようにしてコンパレータから出力される位相差信号Ｅ３２３と、ＮＯＴゲート２０３が出力する制御信号Ｐ２０５とをＥＸＯＲゲート３１４に入力すると、図４（ｆ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｅ３２４を取り出すことができる。このＰＷＭ信号Ｅ３２４は、コイルのインダクタンスが低下すると、パルス幅のデューティ比（信号の一周期のうち高電位の期間／信号の一周期）が低下する。
コイルＬ１０６を内蔵するプローブ１０４にスリーブ１０３が被さっていない（コイルＬ１０６のインダクタンスが低下していない）状態では、ＥＸＯＲゲート３１４が出力するＰＷＭ信号Ｅ３２４は、図４（ｆ）の実線に示す波形Ｅ３２４ａになるが、コイルＬ１０６を内蔵するプローブ１０４にスリーブ１０３が被さっている（コイルＬ１０６のインダクタンスが低下している）状態では、ＰＷＭ信号Ｅ３２４は図４（ｆ）の実線に示す波形Ｅ３２４ａよりもパルス幅のデューティ比が上昇した、点線に示す波形Ｅ３２４ｂになる。
ＥＸＯＲゲート３１４が出力する信号はＰＷＭ信号Ｅ３２４なので、ディジタル入力を備える計測装置にそのまま入力することができる他、抵抗Ｒ３１５及びコンデンサＣ３１６よりなる積分回路を通すことで、コイルのインダクタンスの変化、転じてプローブ１０４に対するスリーブの相対位置に応じて電圧が変化するアナログ電圧信号を得ることができる。
なお、ＥＸＯＲゲート３１４にＮＯＴゲート２０３の代わりに制御信号Ｐ２０４（矩形波信号源２０２の出力信号）を与えると、図４（ｆ）のＰＷＭ信号Ｅ３２４の論理が反転し、図４（ｆ）の上下が反転した波形になる。つまり、コイルのインダクタンスが低下すると、パルス幅のデューティ比が上昇する信号を得ることができる。

図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）は、プローブ１０４の外殻１０４ａが金属である場合の、変位センサ１０１の各部の波形図である。
図５（ａ）は、図４（ｃ）と同様、コイルＬ１０６に印加される電圧（矩形波交流電圧Ｅ３２１）の波形図である。
図５（ｂ）は、図４（ｄ）と同様、オペアンプ３０９の出力信号（反転電流波形信号Ｅ３２２）の波形図である。
図５（ｃ）は、シミュレーションによって得た、プローブ１０４の外殻１０４ａが金属である場合の、外殻１０４ａに流れる電流の波形図である。外殻１０４ａにはコイルＬ１０６によって渦電流が発生する。この渦電流は、所定の上下ピーク値を伴う、略台形形状の波形になる。この波形は、コイルが発する磁界の強さに略一致する。
図５（ｄ）は、プローブ１０４の外殻１０４ａが金属である場合の、コイルＬ１０６に流れる電流の波形図である。この波形は、図５（ｂ）と図５（ｃ）の合成波形になる。コイルに流れる電流は、外殻１０４ａに渦電流を発生させる分と、コイル自身に流れる分との総和となる。したがって、渦電流の成分がコイル自身に流れる電流の、オフセットの効果を生じる。

今一度、図４（ｄ）の波形と、図５（ｄ）の波形とを見比べると、渦電流に起因する電流波形のオフセット成分が、コンパレータのヒステリシス特性に対して良好な効果を奏することが判る。もし、オフセット成分がないと、電流波形の傾きに対してＥＸＯＲゲート３１４から出力されるＰＷＭ信号Ｅ３２４の位相の変化は小さい。しかし、電流波形に渦電流に起因する電流波形のオフセット成分が加わることと、コンパレータの上限閾値電圧ＶＨ及び下限閾値電圧ＶＬを適切に設定することで、コイルそのものに流れる電流の、インダクタンスの変化に応じて生じる変化を広範囲に捉えることができる。
図５（ｂ）においてピーク電流の変化による位相差の変化ｔ１は、原理的に矩形波交流電圧Ｅ３２１の周期の１／４を超えることが出来ない。一方、渦電流によるオフセットが重畳された図５（ｄ）の波形では、検出位相差ｔ２がより広範囲に検出できることが（ｂ）との対比により理解できる。
つまり、本来なら検出感度が低下する筈の、金属製の外殻１０４ａをプローブ１０４に導入することで、変位センサとしての分解能を向上させることができる、という大変興味深い効果を得ることができる。

［第一の実施形態・変位センサ１０１の作用と効果］
前述の通り、プローブ１０４に対するスリーブ１０３の変位は、コイルＬ１０６のインダクタンスを変化させる。そして、インダクタンスの変化はコイルＬ１０６に流れる電流の、ピーク電流値の変化として現れる。変位センサ１０１は、ピーク電流値の変化によって生じる傾きの変化からスリーブ１０３の変位を検出している。
ピーク電流値の差を大きくするには、二通りの方法がある。一つは、パルス電圧を大きくすることであり、もうひとつはパルス電圧のパルス周期を大きくすることである。後者の場合、電流値は時間の一次関数で増加することに起因する。

本実施形態の変位センサ１０１の場合、コイルＬ１０６を保護する保護管ともいえる外殻１０４ａの材質は、機械的強度を確保するためにオーステナイト系ステンレスである。
もし、パルス電圧を大きくすると、ステンレス製の外殻１０４ａに発生する渦電流が大きくなる。すると、渦電流に基づく損失が大きくなり、消費電流が増大し、発熱する。
また、この現象はトランスに置き換えて説明することもできる。コイルＬ１０６に対して、ステンレス製の外殻１０４ａは、トランスの一時コイルと１ターンの二次コイルの関係に相当する。このため、コイルＬ１０６の電流を増やすために矩形波電圧源の電圧を大きくすると、二次コイルに相当する外殻１０４ａに誘起する電圧も大きくなり、短絡電流が増加する。
つまり、外殻１０４ａをステンレス製にしたことで、パルス電圧を大きくすることは消費電力をいたずらに増大させるばかりで、変位センサ１０１の感度上昇には殆ど寄与しない。
以上のことから、パルス電圧はなるべく低く押さえて、その代わりにパルス周期を大きく取ることでピーク電流を大きくすることが、変位センサ１０１の感度上昇に効果がある。

なお、コイルＬ１０６のピーク電流値がそのまま回路の消費電流値にはならないことに注意されたい。
コイルを有する交流回路の電力消費は、フェライトコアの場合、巻線抵抗によるジュール熱が支配的である。例えば、ピーク電流値が５０ｍＡであっても、巻線抵抗が数Ωの場合、消費電流は１ｍＡ以下である。したがって、検出感度を上げるためにピーク電流を増大させても、消費電流に与える影響は少ない。

第一の実施形態に係る変位センサ１０１の、動作原理として最も大事な点は、コイルに流れる電流の変化を、ヒステリシスを有するコンパレータを用いて位相差として検出することである。
仮に、コイルの電流のピーク値をそのまま検出する場合は、その回路にはピーク電流値に対応したダイナミックレンジが求められる。言い換えると、大きなオフセット値を持った信号の中から僅かな変化（電流差）を求めるような回路構成になってしまう。このような回路構成の場合、出力信号のＳ／Ｎ比は低下する。
第一の実施形態に係る変位センサ１０１の場合、位相差で検出しているので、Ｓ／Ｎ比は良好であり高感度である。

すなわち、第一の実施形態に係る変位センサ１０１は、検出コイルに矩形波交流電圧Ｅ３２１を与え、その電流を電圧信号に変換して、ヒステリシスを有するコンパレータを用いて位相差として検出することと、矩形波交流電圧Ｅ３２１は低く抑え、その代わりに矩形波交流の周期を大きく設定することで、センサコイルを感度が低下してしまう金属製の外殻１０４ａに収納しても、必要十分な位置検出感度を得ることができる。

［第二の実施形態］
第一の実施形態に係る変位センサには、温度変化という、変位検出精度を悪化させる最大の要因が存在する。
コイルは導体を長く巻いた巻線である。つまり、コイルそれ自体が必然的に導体に固有の直流抵抗を内包する。そして、この直流抵抗成分は、温度が高くなると抵抗値が増大する。コイルＬ１０６の内部抵抗値の増大はインピーダンスの変化となって現れ、変位検出信号を構成する抵抗Ｒ３０６の電位差にも跳ね返り、検出精度を悪化させる。

第一の実施形態に開示した検出部２０１の温度補償を行うために、温度センサをコイルＬ１０６近傍に設けることも考えられる。しかし、コイルＬ１０６はプローブ１０４に内蔵され、長手方向に細長く形成されており、時に変位センサ１０１の設置状況によっては、プローブ１０４の先端部分だけが熱を帯び、他の箇所は冷たいまま、というような状況もあり得る。通常、温度センサの温度観測箇所は点であり、長手方向に広く温度を検出するには、それだけ温度センサを多数設けなければならない。このような解決策は非現実的である。

そこで、コイルＬ１０６そのものを温度センサとして利用する可能性を考える。
第一の実施形態である図３の回路図をよく見ると、コイルＬ１０６及び抵抗Ｒ３０６は接地とコンデンサＣ３０５とコンデンサＣ３０７との間に接続されている。つまり、コイルＬ１０６はコンデンサＣ３０５とコンデンサＣ３０７によって直流的には分離されている。インダクタンスの変化を検出するための電流は交流成分のみであり、このコイルＬ１０６に別途直流を流しても、コイルＬ１０６に温度変化をもたらす程の大電流でない限り、インダクタンスの変化の検出には全く影響しない。
コイルＬ１０６に直流電流を流し、内部抵抗を検出して、得られた電流の変化を、コンデンサＣ３０５、コイルＬ１０６及び抵抗Ｒ３０６の直列回路に印加する矩形波電圧源の出力電圧に反映すると、温度補償が実現できる。

図６は、本発明の第二の実施形態に係る変位センサの、検出部６０１の回路図である。第二の実施形態の変位センサは、第一の実施形態の検出部２０１の、第一スイッチ３０１に印加される電圧が＋Ｖｃｃでないことと、コンデンサＣ３０５とコイルＬ１０６との間からコイルＬ１０６の直流抵抗値を検出するための線が引き出され、新規に回路が追加されている以外の部分は共通するので、共通部分の説明は割愛する。つまり、検出部６０１は、検出部２０１に温度補償のための電圧制御回路を追加した改良版である。
図６において、図３の検出部２０１に対して追加された、抵抗Ｒ６０２、抵抗Ｒ６０３、オペアンプ６０４、抵抗Ｒ６０５、コンデンサＣ６０６、抵抗Ｒ６０７、オペアンプ６０８、抵抗Ｒ６０９、抵抗Ｒ６１０、可変抵抗ＶＲ６１１、そしてコンデンサＣ６１２は電圧制御回路を構成する。

コンデンサＣ３０５とコイルＬ１０６と抵抗Ｒ３０６との間には、抵抗Ｒ６０２が接続されている。抵抗Ｒ６０２は、電源電圧＋Ｖｃｃから抵抗Ｒｔ、抵抗Ｒ６０３、抵抗Ｒ６０２、コイルＬ１０６、そして抵抗Ｒ３０６を通じて接地される、抵抗の直列回路の一部を構成する。抵抗Ｒ６０２とＲ６０３の抵抗値は同じである。また、Ｒｔは電流検出抵抗である抵抗Ｒ３０６の直流抵抗値と、コイルＬ１０６の常温における直流抵抗値との合計と同じ値である。但し、このＲｔは省略可能である。理由は後述する。
抵抗Ｒ６０２とＲ６０３との接続点にはオペアンプ６０４の反転入力端子が接続されている。オペアンプ６０４の非反転入力端子には、参照電圧としてＶｃｃ／２が供給される。すなわち（Ｒｔ＋Ｒ６０３）を入力抵抗値とする第一の入力抵抗と（Ｒ６０２＋Ｒ３０６＋Ｌ１０６の直流抵抗値）を入力抵抗値とする第二の入力抵抗を持つ二入力反転増幅回路を構成し、それぞれの入力端子が＋Ｖｃｃおよび接地電位に接続されている。

常温の状態であれば、コイルＬ１０６の直流抵抗値と抵抗Ｒ３０６との合計値は抵抗Ｒｔと同じになる。したがって、抵抗Ｒ６０２とＲ６０３にはそれぞれ方向が逆で同じ値の電流が流れるので、抵抗Ｒ６０５に流れる電流はゼロになり、常温の状態であればオペアンプ６０４はＶｃｃ／２を出力する。

常温の状態から温度が上昇すると、コイルＬ１０６の直流抵抗値が増加する。すると、Ｒ６０２に流れる電流が減少しＲ６０３に流れる電流との差がＲ６０５に流れて、オペアンプ６０４の出力端子の電圧はＶｃｃ／２からマイナス方向へ低下する。
逆に、常温の状態から温度が下降すると、コイルＬ１０６の直流抵抗値が減少する。すると、オペアンプ６０４の反転入力端子の電位が下降し、オペアンプ６０４の出力端子の電圧はＶｃｃ／２からプラス方向へ上昇する。
こうして、オペアンプ６０４は、コイルＬ１０６の周囲の温度に応じて変化する電圧信号を出力する。

抵抗Ｒ６０２とＲ６０３は数ｋΩである。一方、コイルＬ１０６の直流抵抗値はせいぜい数Ω程度であり、電流検出抵抗値も１０Ω程度である。つまり、コイルＬ１０６の直流抵抗値と電流検出抵抗値との合計値及び抵抗Ｒｔは、抵抗Ｒ６０２及びＲ６０３と比較すると、誤差範囲にも満たない値である。
更に、オペアンプ６０４が出力すべきは、温度変化に対応してコイルＬ１０６の直流抵抗値が増減したことを示す信号である。「常温」と説明したのは説明の便宜であり、「常温」の定義を厳密に求める必要はない。
したがって、抵抗Ｒｔはなくてもよい。

オペアンプ６０４の反転入力端子と出力端子との間には、抵抗Ｒ６０５とコンデンサＣ６０６が並列接続されている。コンデンサＣ６０６が存在することで、オペアンプ６０４は積分回路を構成する。このコンデンサＣ６０６は、コイルＬ１０６から出力される交流成分を除去するために必要である。

オペアンプ６０４は積分回路であると共に反転増幅器を構成している。温度が上昇してコイルＬ１０６の直流抵抗値が増加すると、抵抗Ｒ６０２の電流が減少し、オペアンプ６０４の出力端子の電圧は低下する。また、温度上昇によってコイルＬ１０６の直流抵抗値が増加すると、コンデンサＣ３０５に流れる電流が低下してしまう。したがって、コイルＬ１０６に温度補償を行うには、コンデンサＣ３０５に印加する電圧を温度上昇に応じて高くする必要がある。つまり、オペアンプ６０４の出力信号を更に反転増幅させる必要がある。

オペアンプ６０４の出力端子から抵抗Ｒ６０７を通じて反転入力端子に接続されるオペアンプ６０８は、反転入力端子と出力端子の間に抵抗Ｒ６０９が接続されており、反転増幅回路を構成する。更に、オペアンプ６０８の反転入力端子には抵抗Ｒ６１０を通じて可変抵抗ＶＲ６１１が接続されている。可変抵抗ＶＲ６１１の一端は、電源電圧＋Ｖｃｃに接続され、他端は接地されている。また、オペアンプ６０８自体は図示しない倍電圧回路等が出力する、電源電圧＋Ｖｃｃよりも電圧上昇させられた駆動電圧で駆動され、電源電圧＋Ｖｃｃより高い電圧を出力できるように構成されている。また、出力電圧の若干の低下を許容するのであれば、単一の電源電圧で構成しても良い。
こうして、オペアンプ６０８は温度補償の成分を含む駆動電圧を出力し、第一スイッチ３０１及び第一フリーホイールダイオードＤ３０３に印加する。

［第三の実施形態］
第一の実施形態及び第二の実施形態に係る変位センサは、いずれもコイルＬ１０６に流れる電流の変化を抵抗Ｒ３０６によって電圧信号に変換し、その電圧信号の交流成分をコンデンサＣ３０７で抽出していた。
コイルＬ１０６の電流変化を電圧信号に変換するには、この他にも様々な方法が考えられる。例えば、オペアンプを用いた電流電圧変換回路である。しかし、オペアンプの電流電圧変換回路の場合、オペアンプの非反転入力端子が接地されている必要がある。つまり、入力信号やその他の諸要因によって電位が変わってはならない。一方、第一の実施形態及び第二の実施形態に係る変位センサは、いずれも片電源で構成されている。ＰＷＭ信号、つまり信号の時間軸上の変化でインダクタンスの変化を検出できるので、信号の振幅を決定する電源電圧に厳密性を求める必要がないからである。この点は、変位センサを構成する際、コスト面で非常に有利である。しかし、オペアンプの電流電圧変換回路を採用しようとすると、回路構成上どうしても両電源を採用せざるを得ず、折角のコスト面の優位性を捨ててしまうこととなる。これでは、変位センサを構成する上であまり好ましくない。

そこで、他の電流電圧変換方法として、カレントトランスの採用を考える。カレントトランス自体は抵抗やコンデンサ等の他の受動素子と比べるとやや高価な部品ではあるものの、直流電圧を分離できるので他の回路素子の電位を考慮しなくて良い等、回路設計上極めて有利な点が多々ある。

図７は、本発明の第三の実施形態に係る変位センサの、検出部７０１の回路図である。第三の実施形態の変位センサは、第二の実施形態の検出部６０１の、抵抗Ｒ３０６、コンデンサＣ３０７、抵抗Ｒ３０８、オペアンプ３０９及び抵抗Ｒ３１０を、カレントトランス７０２とオペアンプ７０３と抵抗Ｒ７０４にて置換した回路構成である。これ以外の回路構成は、第二の実施形態と共通するので、共通部分の説明は割愛する。

図７において、第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２との間の中点には、コンデンサＣ３０５を通じてカレントトランス７０２の第一巻線の一端が接続されている。カレントトランス７０２の第一巻線の他端と第二巻線の一端には、コイルＬ１０６が接続されている。カレントトランス７０２の第二巻線の他端は、接地されている。
カレントトランス７０２の第三巻線の端子は、それぞれオペアンプ７０３の反転入力端子および非反転入力端子に接続される。また、オペアンプ７０３の非反転入力端子にはＶｃｃ／２、つまり電源電圧の半分の電圧が印加される。オペアンプ７０３の反転入力端子と出力端子との間には抵抗Ｒ７０４が接続されている。
カレントトランス７０２とオペアンプ７０３と抵抗Ｒ７０４は、コイルＬ１０６に流れる交流電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部であるともいえる。
ここで、カレントトランス７０２の第一巻線の巻線数Ｎ１と第二巻線の巻線数Ｎ２は等しい。これは、後述する周知のコモンモードノイズをキャンセルするためである。

図８はカレントトランス７０２とコイルＬ１０６の構成を説明する概略図である。
前述のように、コイルＬ１０６は、カレントトランス７０２の第一巻線の他端と第二巻線の一端に接続される。コイルＬ１０６とカレントトランス７０２とを二芯シールド線８０１で接続すると、コイルＬ１０６の端子に接続される信号線に乗るコモンモードノイズｉｎが、カレントトランス７０２に到達すると逆位相に印加されることとなるので、カレントトランス７０２でノイズキャンセリングが実現できる。したがって、第三の実施形態の検出部７０１は、コイルＬ１０６を延長する形態の変位センサを構成する場合に好適である。

上述の実施形態の他、以下のような応用例が考えられる。
（１）検出部２０１では、第一スイッチ３０１に印加される電圧は電源電圧であったが、これは必ずしも電源電圧である必要はない。これら素子に印加する電圧をどのように決定するかは設計的事項である。

（２）スリーブ１０３は真鍮であったが、非磁性体金属であればこれに限られない。例えば、銅やアルミニウム等が挙げられる。但し、外殻１０４ａより抵抗率が低いことが望ましい。

（３）コイルＬ１０６を変形させ、フェライトコア等にコイルを収納すると、渦電流を利用した金属検出装置に応用できる。
図９（ａ）及び（ｂ）は、金属検出装置に用いるコイルとコアの概略図である。
図９（ａ）は、コイルとフェライトコアの分解斜視図である。図９（ｂ）は、コイルを収納したフェライトコアの断面図である。
コイルＬ９０１を、ボビン形状のフェライトコア９０２に収納する。コイルＬ９０１は、第一、第二及び第二の実施形態で開示した検出部２０１の回路にそのまま組み込む。こうして形成された検出コイル体９０３は、金属が近づくと当該金属に渦電流が発生し、この渦電流に起因する損失に応じてコイルＬ９０１のインダクタンスが低下する。このインダクタンスの低下を金属検出信号として取り出す。

本実施形態では、変位センサを開示した。
矩形波交流電圧源にコイルを接続し、コイルに流れる交流電流を電圧信号に変換した後、ヒステリシス特性を有するコンパレータを通すことで、コイルのインダクタンス変化をパルスの立ち上がりの位相変化として検出する。
従来技術のように二つのコイルを設ける必要がなく、部品点数が少なくなるので、低コストで高精度な変位センサを実現できる。

更に、第二の実施形態では、コイル自身を温度センサとして流用することで、温度センサを別途設けることなく、変位センサの温度補償を実現できる。

また、第三の実施形態では、電流電圧変換方法としてカレントトランスを採用することで、コイルをシールド線で延長することが可能になる。

以上、本発明の実施形態例について説明したが、本発明は上記実施形態例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含む。

１０１…変位センサ、１０２…センサ本体部、１０３…スリーブ、１０４…プローブ、１０５…筐体、１０７…コア、２０１…検出部、２０２…矩形波信号源、２０３…ＮＯＴゲート、３０１…第一スイッチ、３０２…第二スイッチ、３０９…オペアンプ、３１２…オペアンプ、３１４…ＥＸＯＲゲート、６０１…検出部、６０４…オペアンプ、６０８…オペアンプ、７０１…検出部、７０２…カレントトランス、７０３…オペアンプ、８０１…二芯シールド線、Ｃ３０５、Ｃ３０７、Ｃ３１６、Ｃ６０６、Ｃ６１２…コンデンサ、Ｄ３０３…第一フリーホイールダイオード、Ｄ３０４…第二フリーホイールダイオード、Ｌ１０６…コイル、Ｒ３０６、Ｒ３０８、Ｒ３１０、Ｒ３１１、Ｒ３１３、Ｒ３１５、Ｒ６０２、Ｒ６０３、Ｒ６０５、Ｒ６０７、Ｒ６０９、Ｒ６１０、Ｒ７０４…抵抗、ＶＲ６１１…可変抵抗

Claims (9)

1. 矩形波交流電圧源と、
   前記矩形波交流電圧源に接続されてインダクタンスの変化を検出されるコイルと、
   前記コイルに流れる電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部と、
   前記電圧信号を上限閾値電圧及び前記上限閾値電圧より低い下限閾値電圧を以て二値化して第一矩形波信号を出力する、ヒステリシス特性を有するコンパレータと、
   前記コンパレータが出力する第一矩形波信号と前記矩形波交流電圧源に同期する第二矩形波信号との排他的論理和の信号を出力する排他的論理和ゲートと、
   前記コイルに直流電流を流して、前記コイルの直流抵抗の変化に基づいて前記矩形波交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路と
   を備える、インダクタンス変化検出回路。
2. 矩形波交流電圧源と、
   前記矩形波交流電圧源に接続されるコイルと、
   前記コイルに流れる電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部と、
   前記電圧信号を上限閾値電圧及び前記上限閾値電圧より低い下限閾値電圧を以て二値化して第一矩形波信号を出力する、ヒステリシス特性を有するコンパレータと、
   前記コンパレータが出力する第一矩形波信号と前記矩形波交流電圧源に同期する第二矩形波信号との排他的論理和の信号を出力する排他的論理和ゲートと、
   前記コイルに直流電流を流して、前記コイルの直流抵抗の変化に基づいて前記矩形波交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路と、
   前記コイルの巻線方向に連続的に近接可能に設けられて前記コイルとの相対的変位を検出される非磁性体金属物と
   を備える、変位検出装置。
3. 矩形波交流電圧源と、
   前記矩形波交流電圧源に接続されると共にコアを有し、前記コアに金属が近接することでインダクタンスが変化するコイルと、
   前記コイルに流れる電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部と、
   前記電圧信号を上限閾値電圧及び前記上限閾値電圧より低い下限閾値電圧を以て二値化して第一矩形波信号を出力する、ヒステリシス特性を有するコンパレータと、
   前記コンパレータが出力する第一矩形波信号と前記矩形波交流電圧源に同期する第二矩形波信号との排他的論理和の信号を出力する排他的論理和ゲートと、
   前記コイルに直流電流を流して、前記コイルの直流抵抗の変化に基づいて前記矩形波交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路と
   を備える、金属検出装置。
4. 矩形波交流電圧源と、
   第一巻線の一方の端子が前記矩形波交流電圧源に接続され、第二巻線の一方の端子が接地されるカレントトランスと、
   前記第一巻線の他方の端子と前記第二巻線の他方の端子に接続されてインダクタンスの変化を検出されるコイルと、
   前記カレントトランスの第三巻線に接続されて前記コイルに流れる電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部と、
   前記電圧信号を上限閾値電圧及び前記上限閾値電圧より低い下限閾値電圧を以て二値化して第一矩形波信号を出力する、ヒステリシス特性を有するコンパレータと、
   前記コンパレータが出力する第一矩形波信号と前記矩形波交流電圧源に同期する第二矩形波信号との排他的論理和の信号を出力する排他的論理和ゲートと
   を備える、インダクタンス変化検出回路。
5. 更に、
   前記コイルに直流電流を流して、前記コイルの直流抵抗の変化に基づいて前記矩形波交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路と
   を備える、請求項４記載のインダクタンス変化検出回路。
6. 矩形波交流電圧源と、
   第一巻線の一方の端子が前記矩形波交流電圧源に接続され、第二巻線の一方の端子が接地されるカレントトランスと、
   前記第一巻線の他方の端子と前記第二巻線の他方の端子に接続されてインダクタンスの変化を検出されるコイルと、
   前記カレントトランスの第三巻線に接続されて前記コイルに流れる電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部と、
   前記電圧信号を上限閾値電圧及び前記上限閾値電圧より低い下限閾値電圧を以て二値化して第一矩形波信号を出力する、ヒステリシス特性を有するコンパレータと、
   前記コンパレータが出力する第一矩形波信号と前記矩形波交流電圧源に同期する第二矩形波信号との排他的論理和の信号を出力する排他的論理和ゲートと、
   前記コイルの巻線方向に連続的に近接可能に設けられて前記コイルとの相対的変位を検出される非磁性体金属物と
   を備える、変位検出装置。
7. 更に、
   前記コイルに直流電流を流して、前記コイルの直流抵抗の変化に基づいて前記矩形波交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路と
   を備える、請求項６記載の変位検出装置。
8. 矩形波交流電圧源と、
   第一巻線の一方の端子が前記矩形波交流電圧源に接続され、第二巻線の一方の端子が接地されるカレントトランスと、
   前記第一巻線の他方の端子と前記第二巻線の他方の端子に接続されてインダクタンスの変化を検出されるコイルと、
   前記カレントトランスの第三巻線に接続されて前記コイルに流れる電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部と、
   前記電圧信号を上限閾値電圧及び前記上限閾値電圧より低い下限閾値電圧を以て二値化して第一矩形波信号を出力する、ヒステリシス特性を有するコンパレータと、
   前記コンパレータが出力する第一矩形波信号と前記矩形波交流電圧源に同期する第二矩形波信号との排他的論理和の信号を出力する排他的論理和ゲートと
   を備える、金属検出装置。
9. 更に、
   前記コイルに直流電流を流して、前記コイルの直流抵抗の変化に基づいて前記矩形波交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路と
   を備える、請求項８記載の金属検出装置。

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