JP4884434B2

JP4884434B2 - Electric motor drive

Info

Publication number: JP4884434B2
Application number: JP2008184467A
Authority: JP
Inventors: 浩一有澤; 和憲坂廼邊; 直藤城; 敦史小林; 俊祐橘
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2008-07-16
Filing date: 2008-07-16
Publication date: 2012-02-29
Anticipated expiration: 2028-07-16
Also published as: JP2010028911A

Description

本発明は、冷凍空調装置・家電機器の電動機駆動等に利用する電動機駆動装置に関するものであり、特にテスターや温度センサを用いずに巻線抵抗・温度算出を行う機能を付加した電動機駆動装置に関する。 The present invention relates to an electric motor drive device used for driving an electric motor of a refrigeration air conditioner / home appliance, and more particularly to an electric motor drive device having a function of calculating winding resistance / temperature without using a tester or a temperature sensor. .

近年、低廉・高性能な可変電圧・可変周波数インバータが実用化されるに従って、各種の可変速電動機駆動の応用分野が開拓されてきた。その中で、大トルク・大容量のインバータが求められるようになってきている。一方、駆動装置の高性能化とともに、装置の信頼性向上の観点から、電動機の過熱焼損保護に対する要求も年々高まってきている。
現在、電動機を駆動するために用いる電動機巻線抵抗は、テスターやミリオーム計等を用いて事前に手動で測定して制御定数として設定する方法の他に、センサレス制御技術の進化を受け推定シーケンスを付加して定数推定を自動的に行う方法等が提案されてきている。
また、電動機巻線温度計測・過熱焼損防止に関しては、バイメタルやサーミスタ等により直接巻線温度を計測して行う方法が一般に用いられ、例えば電動機固定子のスロット内にある電動機巻線の隙間にセンサを設置する等で温度計測が行われる。また、温度計測の場合も、巻線抵抗同様に推定・保護シーケンスを付加して定数推定を自動的に行う等の手法が提案されている。 In recent years, as low-cost and high-performance variable voltage / variable frequency inverters have been put into practical use, various application fields for variable speed motor driving have been developed. In this situation, an inverter having a large torque and a large capacity has been demanded. On the other hand, demands for overheat burnout protection of electric motors are increasing year by year from the viewpoint of improving the performance of the drive device and improving the reliability of the device.
Currently, the motor winding resistance used to drive the motor is measured manually in advance using a tester, milliohm meter, etc., and set as a control constant. In addition, a method for automatically performing constant estimation has been proposed.
For measuring the winding temperature of the motor and preventing overheat burnout, a method of directly measuring the winding temperature with a bimetal, thermistor, etc. is generally used. For example, a sensor is installed in the gap of the motor winding in the slot of the motor stator. The temperature is measured by installing the In the case of temperature measurement, a method has been proposed in which an estimation / protection sequence is added as in the case of winding resistance to automatically perform constant estimation.

例えば、コイルの両端電圧を測定し、予め設定した設定電圧と比較することによりコイルの状態を検知して過熱焼損保護を行う保護装置が開示されている（例えば特許文献１参照）。
また、複数のインバータを並列運転した場合の誘導電動機一次・二次巻線抵抗値の推定を行うインバータ装置が開示されている（例えば特許文献２参照）。
また、３つの異なる周波数を用いて誘導電動機の一次・二次巻線抵抗値を含む電気的定数の各パラメータを推定する誘導電動機制御装置が開示されている（例えば特許文献３参照）。
また、試験電源の有効電力と無効電力を演算することにより誘導電動機の一次・二次巻線抵抗値を含む電気的定数の各パラメータを推定する誘導電動機制御装置が開示されている（例えば特許文献４参照）。 For example, a protection device is disclosed that detects the coil state by measuring the voltage at both ends of the coil and comparing the measured voltage with a preset voltage (see, for example, Patent Document 1).
Also, an inverter device that estimates the primary and secondary winding resistance values of an induction motor when a plurality of inverters are operated in parallel is disclosed (for example, see Patent Document 2).
In addition, an induction motor control device that estimates each parameter of an electrical constant including primary and secondary winding resistance values of an induction motor using three different frequencies is disclosed (see, for example, Patent Document 3).
In addition, an induction motor control device is disclosed that estimates each parameter of electrical constants including primary and secondary winding resistance values of an induction motor by calculating active power and reactive power of a test power supply (for example, Patent Documents). 4).

特開昭６０−１７４０１９号公報（第４頁，第１図、第３図）JP-A-60-174019 (page 4, FIGS. 1 and 3) 特許第３３０２７９９号公報Japanese Patent No. 3302799 特許第３５２６８７６号公報（第７頁〜第８頁，図１〜図４）Japanese Patent No. 3526876 (pages 7 to 8, FIGS. 1 to 4) 特許第３７７１２３９号公報（第１６頁〜第１７頁，図５）Japanese Patent No. 3771239 (pages 16-17, FIG. 5)

特許文献１〜４で示される従来例では、電動機巻線抵抗の測定や、電動機巻線温度測定・電動機巻線の過熱保護は前記のように構成されているので、１システム内で行うものが多く、ユーザの要望等によって、電動機巻線の種別を変更する場合や・生産途中における電動機構成要素の素材変更を伴う場合や、システムの構成要素自体の変更を余儀なくされる場合（インバータ交換等）など、システムの小変更に対して設置上あるいは構造上の制約が多く、信頼性の確保が難しかった。
また、汎用インバータ等を用いて独自なシステム構築を行う場合、電動機巻線温度測定・電動機巻線の過熱保護を行う際に、上記と同様の問題により信頼性の確保が難しかった。 In the conventional examples shown in Patent Documents 1 to 4, the measurement of the motor winding resistance, the measurement of the motor winding temperature, and the overheating protection of the motor winding are configured as described above. In many cases, when the type of the motor winding is changed due to the user's request, or when the material of the motor component is changed during production, or when the system component itself must be changed (inverter replacement, etc.) For example, there were many restrictions on installation or structure for small changes in the system, and it was difficult to ensure reliability.
In addition, when a unique system is constructed using a general-purpose inverter or the like, it is difficult to ensure reliability due to the same problem as described above when measuring the motor winding temperature and overheating protection of the motor winding.

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、装置の信頼性を低下させることなく電動機巻線抵抗の測定や、電動機巻線温度測定・電動機巻線の過熱保護を行える電動機駆動装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above problems, measurement and the motor winding resistance without lowering the reliability of the equipment, thermal protection of the motor winding temperature measurement and the motor windings An object of the present invention is to provide an electric motor drive device capable of performing the above.

この発明に係る電動機駆動装置は、直流電圧源と、この直流電圧源の供給電力により電動機を駆動するインバータと、ＰＷＭ信号を生成して前記インバータを制御する第１の演算処理装置と、前記直流電圧源が接続される直流母線経路の電流を検出する電流検出手段と、前記直流母線経路の電圧を検出する母線電圧検出手段と、前記第１の演算処理装置からのＰＷＭ信号のパルス幅を計測し、前記電流検出手段の検出結果、前記母線電圧検出手段によって検出された母線電圧及び前記計測したＰＷＭ信号のパルス幅に基づき前記電動機の巻線抵抗を算出する第２の演算処理装置と、を具備し、前記第１の演算処理装置は、空間ベクトル変調において、所定の位相角に出力電圧ベクトルを構成し、通電角を前記所定の位相角に固定して前記インバータを制御し、前記第２の演算処理装置は、前記通電角が前記所定の位相角に固定された状態において１相のＰＷＭ信号のパルス幅のＯＮ時間またはＯＦＦ時間を計測し、計測した前記ＰＷＭ信号のパルス幅のＯＮ時間またはＯＦＦ時間に基づいて印加比率を算出し、算出した前記印加比率を前記母線電圧検出手段の出力に乗算させることにより前記電動機巻線へ印加する電圧の平均値を算出し、前記第１の演算処理装置と、前記第２の演算処理装置は、同一制御基板上に搭載されていることを特徴とする。 Electric motor drive device according to the present invention includes a DC voltage source, an inverter for driving a motor by supplying electric power of the DC voltage source, a first processing unit for controlling the inverter to generate a PWM signal, the DC measurement current detection means for detecting a current of the DC bus route voltage source is connected, the bus voltage detecting means for detecting a voltage of the DC bus route, the pulse width of the PWM signal from the first processor and the detection result of said current detecting means, and a second processor for calculating the winding resistance of the motor based on the pulse width of the detected bus voltage and the measured PWM signal by the bus voltage detecting means And the first arithmetic processing unit constitutes an output voltage vector at a predetermined phase angle in space vector modulation, and fixes the energization angle at the predetermined phase angle. Controls over data, the second processor, the conduction angle is measured the predetermined ON time or OFF time of the pulse width of one phase of the PWM signal landline state odor in phase angle measurement An application ratio is calculated based on the ON time or OFF time of the pulse width of the PWM signal, and an average of voltages applied to the motor windings is calculated by multiplying the output of the bus voltage detection means by the calculated application ratio. A value is calculated , and the first arithmetic processing unit and the second arithmetic processing unit are mounted on the same control board .

この発明によれば、温度センサによらない手法で電動機巻線抵抗を検出するので、設置制約や構造制約の観点から直接の巻線抵抗・巻線温度のセンシングが困難な場合であっても、それほどコストアップせずに巻線抵抗を測定することができる。なお、この巻線抵抗測定が行われることにより、事前に得られた巻線抵抗と巻線温度の関係を用いて巻線温度を求めることが可能となり、ひいては電動機巻線の過度な温度上昇に対して瞬時に精度良く電動機巻線の過熱保護を行うことが可能となる。また、同一基板上で、比較的短い配線で２つの演算処理装置の通信をやりとりできるから、外乱やノイズに強く、抵抗及び温度検出可能であり、信頼性が向上する。また、第１の演算処理装置の異常動作時に誤動作を第２の演算処理装置で把握し、システムを停止することが可能となるから、信頼性が向上する。 According to the present invention, since the winding resistance of the motor is detected by a method that does not depend on the temperature sensor, even if it is difficult to directly sense the winding resistance / winding temperature from the viewpoint of installation restrictions and structural restrictions, Winding resistance can be measured without much cost increase. In addition, by performing this winding resistance measurement, it becomes possible to obtain the winding temperature using the relationship between the winding resistance and the winding temperature obtained in advance, resulting in an excessive temperature rise of the motor winding. On the other hand, overheating protection of the motor winding can be performed instantly and accurately. Further, since communication between the two arithmetic processing units can be exchanged with a relatively short wiring on the same substrate, resistance to temperature and noise can be detected, resistance and temperature can be detected, and reliability is improved. In addition, since the malfunction can be grasped by the second arithmetic processing unit at the time of abnormal operation of the first arithmetic processing unit and the system can be stopped, the reliability is improved .

以下、本発明の具体的な実施の形態を説明する。
実施の形態１．
以下、本発明の実施の形態１に係る電動機駆動装置及びその方法について図面を参照しながら説明する。図１は、実施の形態１における電動機駆動装置の構成の一例を示すブロック図である。
図１に示す装置は、直流電圧源１、インバータ２、同期電動機３、直流母線経路に挿入された抵抗・カレントトランス等の電流検出素子６、母線電圧検出回路１１、ＰＷＭ信号のバッファ回路２１、電流検出回路３１、インバータを制御する演算処理装置であるＣＰＵ４１、電動機巻線抵抗・巻線温度を算出するための外部演算処理装置であるＣＰＵ４２、ＣＰＵ４１とＣＰＵ４２の通信回路４３とから構成される。なお、図１では直流電圧源１、インバータ２、直流母線経路に挿入された抵抗で構成された電流検出素子６、母線電圧検出回路１１、ＰＷＭ信号のバッファ回路２１、電流検出回路３１、ＣＰＵ４１、ＣＰＵ４２、を一枚の電子基板５１上に実装しているようにしているが、必要に応じて各ブロックを分けて、複数枚の基板構成としても良い。
インバータ２は、スイッチング素子４ａ〜４ｆ及びダイオード５ａ〜５ｆで構成される周知回路である。
ＰＷＭ信号のバッファ回路２１は、必要に応じてＰＷＭ論理を反転可能なバッファＩＣ等で構成される。
電流検出手段３１は、電流検出素子６を構成する抵抗の両端に発生した電圧をＣＰＵ等に取り込み電流換算できるようにするＡ／Ｄ変換器、増幅器等で構成される。母線電圧検出手段１１は、直流母線電圧をＣＰＵ等に取り込み電圧換算できるようにする抵抗・コンデンサ等から成る分圧回路、Ａ／Ｄ変換器、増幅器等で構成される。 Hereinafter, specific embodiments of the present invention will be described.
Embodiment 1 FIG.
Hereinafter, an electric motor drive device and a method thereof according to Embodiment 1 of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram illustrating an example of the configuration of the electric motor drive device according to the first embodiment.
The apparatus shown in FIG. 1 includes a DC voltage source 1, an inverter 2, a synchronous motor 3, a current detection element 6 such as a resistance / current transformer inserted in a DC bus path, a bus voltage detection circuit 11, a PWM signal buffer circuit 21, The current detection circuit 31 includes a CPU 41 that is an arithmetic processing unit that controls the inverter, a CPU 42 that is an external arithmetic processing unit for calculating the motor winding resistance and winding temperature, and a communication circuit 43 of the CPU 41 and the CPU 42. In FIG. 1, a DC voltage source 1, an inverter 2, a current detection element 6 constituted by a resistor inserted in a DC bus path, a bus voltage detection circuit 11, a PWM signal buffer circuit 21, a current detection circuit 31, a CPU 41, The CPU 42 is mounted on one electronic board 51, but each block may be divided as necessary to form a plurality of boards.
The inverter 2 is a well-known circuit composed of switching elements 4a to 4f and diodes 5a to 5f.
The PWM signal buffer circuit 21 is configured by a buffer IC or the like that can invert PWM logic as necessary.
The current detection means 31 is configured by an A / D converter, an amplifier, and the like that allow the voltage generated at both ends of the resistor constituting the current detection element 6 to be taken into a CPU or the like and converted into a current. The bus voltage detecting means 11 is composed of a voltage dividing circuit, an A / D converter, an amplifier, and the like which are made up of a resistance / capacitor and the like so that a DC bus voltage can be taken into a CPU or the like and converted into a voltage.

図１の装置では、ＣＰＵ４１が電流検出素子６及び電流検出手段３１によって検出された電動機３の電流情報及び母線電圧検出手段１１によって検出された母線電圧情報に基づいて、電動機３を駆動するインバータ２の制御を行う。
図２はＣＰＵ４１によるインバータ２の制御を示す流れ図であり、電動機の電流情報Ｉｕ〜Ｉｗからインバータ２に出力するＰＷＭデューティを作成する過程の一例を示している。
本処理フローは、電流検出手段３１によって得られた電動機電流Ｉｕ〜Ｉｗから励磁電流Ｉγとトルク電流Ｉδを算出する励磁電流及びトルク電流を求める手段１０１ａと、励磁電流Ｉγとトルク電流Ｉδと周波数指令ｆ＊とから次回の電圧指令ベクトルＶγ＊及びＶδ＊を演算するγ軸電圧・δ軸電圧指令演算手段１０１ｂと、Ｖγ＊及びＶδ＊及び母線電圧Ｖｄｃからインバータの出力電圧Ｖｕ〜Ｖｗを算出する二相三相変換手段１０１ｃと、Ｖｕ〜ＶｗからインバータのＰＷＭ信号Ｔｕｐ〜Ｔｗｎを作成するＰＷＭ信号作成手段１０１ｄと、インバータ２のＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎを発生するＰＷＭ信号発生手段１０１ｅとから構成される。
なお、これらの各手段はＣＰＵ４１によって実現される。 In the apparatus of FIG. 1, the inverter 41 that drives the motor 3 based on the current information of the motor 3 detected by the current detection element 6 and the current detection means 31 and the bus voltage information detected by the bus voltage detection means 11. Control.
FIG. 2 is a flowchart showing the control of the inverter 2 by the CPU 41, and shows an example of a process of creating a PWM duty to be output to the inverter 2 from the current information Iu to Iw of the motor.
This processing flow includes means 101a for obtaining excitation current and torque current for calculating excitation current Iγ and torque current Iδ from motor currents Iu to Iw obtained by current detection means 31, excitation current Iγ, torque current Iδ, and frequency command. γ-axis voltage / δ-axis voltage command calculation means 101b for calculating the next voltage command vectors Vγ * and Vδ * from f *, and output voltages Vu to Vw of the inverter from Vγ * and Vδ * and bus voltage Vdc. Two-phase three-phase conversion means 101c, PWM signal generation means 101d for generating PWM signals Tup to Twn of the inverter from Vu to Vw, and PWM signal generation means 101e for generating PWM signals Up to Wn of inverter 2 The
Each of these means is realized by the CPU 41.

はじめに電流検出について説明する。インバータ２のスイッチング素子４ａ〜４ｆは、上下アームについていずれか一方がＯＮされるものであるから、スイッチングモードは、２³＝８通り存在する。本文では、各相の上アーム（４ａ〜４ｃ）を基準としたスイッチング状態の表記として、スイッチング素子ＯＮ状態を１、ＯＦＦ状態を０とし、各スイッチングモードの基本電圧ベクトルを次のように称する。 First, current detection will be described. Since one of the switching elements 4a to 4f of the inverter 2 is turned on for the upper and lower arms, there are 2 ³ = 8 switching modes. In the present text, as the notation of the switching state based on the upper arm (4a to 4c) of each phase, the switching element ON state is 1 and the OFF state is 0, and the basic voltage vector of each switching mode is referred to as follows.

基本電圧ベクトル発生区間において、電流検出素子６上を電動機電流が流れる。よってこのタイミングで電流検出手段３１（増幅器、ＡＤ変換器）によりＩｕ〜Ｉｗの情報を演算処理装置ＣＰＵ４１内で処理できる数値として三相分の電流情報を取得することができる。本例では、電動機制御に用いる電流検出手段として直流母線経路に挿入される抵抗素子（電流検出素子６）を利用する方法を示したが、電動機３とインバータ２の接続線等にカレントトランスを挿入して電動機電流検出を行うことで、三相電流情報を得ても良い。 In the basic voltage vector generation period, the motor current flows on the current detection element 6. Therefore, current information for three phases can be acquired as numerical values that can be processed in the arithmetic processing unit CPU41 by the current detection means 31 (amplifier, AD converter) at this timing. In this example, a method of using a resistance element (current detection element 6) inserted in the DC bus path as a current detection means used for motor control is shown. However, a current transformer is inserted in the connection line of the motor 3 and the inverter 2 or the like. Then, three-phase current information may be obtained by detecting the motor current.

Ｉｕ〜Ｉｗは、図２に示す励磁電流及びトルク電流を求める手段１０１ａにより、励磁電流（γ軸電流Ｉγ）及びトルク電流成分（δ軸電流Ｉδ）に変換される。具体的には、Ｉｕ〜Ｉｗを数２に示すような変換行列[Ｃ₁]を用いることで行う。ただし、式中のθはインバータ回転角で、回転方向が時計回りの場合を示す。 Iu to Iw are converted into an excitation current (γ-axis current Iγ) and a torque current component (δ-axis current Iδ) by means 101a for obtaining the excitation current and torque current shown in FIG. Specifically, Iu to Iw are performed by using a transformation matrix [C ₁ ] as shown in Equation 2. However, θ in the equation represents the inverter rotation angle and the rotation direction is clockwise.

なお、パルスエンコーダ等の回転子位置を検出するセンサを用いる場合、回転子の電気角周波数とインバータの回転周波数はほぼ一致するので、回転子の電気角周波数と同一周波数でインバータが回転する座標系をｄｑ座標系と一般的に称する。また、パルスエンコーダ等の回転子位置を検出するセンサを用いない場合は、演算処理装置ＣＰＵ４１でｄｑ軸座標を正確に捉えることができず、実際にはｄｑ座標系と位相差Δθだけずれてインバータが回転している。このような場合を想定して、一般的にはインバータの出力電圧と同一周波数で回転する座標系をγδ座標系と称し、回転座標系とは区別して扱うこととしているが、本文の実施例ではセンサを用いない場合の例を示しているのでこの慣例を踏襲してγδを添え字としている。 When using a sensor that detects the rotor position, such as a pulse encoder, the electrical angular frequency of the rotor and the rotational frequency of the inverter are substantially the same, so the coordinate system in which the inverter rotates at the same frequency as the electrical angular frequency of the rotor. Is generally referred to as the dq coordinate system. Further, when a sensor for detecting the rotor position such as a pulse encoder is not used, the arithmetic processing unit CPU 41 cannot accurately capture the dq axis coordinates, and is actually shifted from the dq coordinate system by a phase difference Δθ. Is rotating. Assuming such a case, generally, a coordinate system that rotates at the same frequency as the output voltage of the inverter is referred to as a γδ coordinate system, and is handled separately from the rotating coordinate system. Since an example in the case of not using a sensor is shown, following this convention, γδ is a subscript.

次に、γ軸電圧・δ軸電圧指令演算手段１０１ｂにより、励磁電流Ｉγとトルク電流Ｉδと周波数指令ｆ＊から速度制御を含む各種ベクトル制御を行い、次回のγ軸電圧指令及びδ軸電圧指令Ｖγ*、Ｖδ*を求める。 Next, the γ-axis voltage / δ-axis voltage command calculation means 101b performs various vector controls including speed control from the excitation current Iγ, torque current Iδ, and frequency command f *, and the next γ-axis voltage command and δ-axis voltage command. Vγ * and Vδ * are obtained.

その後、二相三相変換手段１０１ｃにより三相分の出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを得る。ここでは二相三相変換手段を用いる例を示しているが、Ｖγ*、Ｖδ*より得られる指令電圧ベクトルより空間ベクトル変調等を用いても良い。
ＰＷＭ信号作成手段１０１ｄは、出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが得られるようにＰＷＭ信号のＯＮ時間またはＯＦＦ時間Ｔｕｐ〜Ｔｗｎを演算する。これを受けて、ＰＷＭ信号発生手段１０１ｅによりＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎを発生し、インバータ２のスイッチング素子４ａ〜４ｆを制御し、電動機３を駆動する。 Thereafter, three-phase output voltages Vu, Vv, Vw are obtained by the two-phase / three-phase conversion means 101c. Here, an example using two-phase three-phase conversion means is shown, but space vector modulation or the like may be used from a command voltage vector obtained from Vγ * and Vδ *.
The PWM signal generating unit 101d calculates the ON time or OFF time Tup to Twn of the PWM signal so that the output voltages Vu, Vv, and Vw are obtained. In response to this, the PWM signal generating means 101e generates PWM signals Up to Wn, controls the switching elements 4a to 4f of the inverter 2, and drives the motor 3.

次に、電動機巻線抵抗・温度検出について説明する。また、抵抗・温度検出は、従来のテスターや温度センサにより行わず、インバータのＰＷＭ制御を用いて、温度センサによらない手法で実施する。また、多種モータやモータ・インバータのシステム組合せ変更に対応するため、本検出に関する演算は外部演算処理装置であるＣＰＵ４２を用いる。インバータ２を制御するＣＰＵ４１の運転モード情報は通信回路４３を介してＣＰＵ４２に伝達される。電動機巻線抵抗・温度の検出は、上記運転モードが電圧ベクトル出力方向固定運転モード（三相電圧形インバータの出力電圧ベクトルの出力方向を所定の位相方向に固定するモード）である時に必要に応じて実施する。すなわち抵抗・温度の検出が必要なタイミングにおいて、外部演算処理装置ＣＰＵ４２から演算処理装置ＣＰＵ４１に対して、電圧ベクトル出力方向固定運転モードを要求し許可された後にＣＰＵ４２が電動機巻線抵抗・温度の検出を実施する。 Next, motor winding resistance / temperature detection will be described. Resistance / temperature detection is not performed by a conventional tester or temperature sensor, but is performed by a method not using a temperature sensor by using PWM control of an inverter. Further, in order to cope with a change in the system combination of various motors and motors / inverters, the calculation relating to this detection uses the CPU 42 which is an external arithmetic processing unit. The operation mode information of the CPU 41 that controls the inverter 2 is transmitted to the CPU 42 via the communication circuit 43. Detection of motor winding resistance and temperature is necessary when the above operation mode is the voltage vector output direction fixed operation mode (the mode in which the output direction of the output voltage vector of the three-phase voltage source inverter is fixed to the predetermined phase direction). To implement. That is, at the timing when the resistance / temperature needs to be detected, the CPU 42 detects the motor winding resistance / temperature after the external processing unit CPU 42 requests the arithmetic processing unit CPU 41 for the voltage vector output direction fixed operation mode and is permitted. To implement.

図４に、電動機巻線抵抗・温度検出のフローを示す。
例として、二相変調を用いて通電角を固定してＵＶ相（二相）に通電する場合の電動機巻線抵抗・温度の検出について以下説明する。 FIG. 4 shows a flow of motor winding resistance / temperature detection.
As an example, the detection of the motor winding resistance and temperature when energizing the UV phase (two phases) with a conduction angle fixed using two-phase modulation will be described below.

ステップ１０１ａにて、外部演算処理装置であるＣＰＵ４２からＣＰＵ４１に対して通信回路４３を介して電圧ベクトル出力方向固定運転モードの要求信号を送信する（可能な場合には出力電圧ベクトルの位相角の指定も含めて要求する）。
ＣＰＵ４１がこの要求信号を受信すると、ステップ１０１ｂにて、ＣＰＵ４１から外部演算処理装置ＣＰＵ４２に対して電圧ベクトル出力方向固定運転モードの許可信号を送信する。
その後、ステップ２０１ａにてＣＰＵ４１は通電角固定で励磁を開始する。
以下、ＣＰＵ４１とＣＰＵ４２との間の通信により出力電圧ベクトルの位相角指定が可能で、位相角が３３０[ｄｅｇ]である場合の例を中心に説明する。
図５に、（ａ）二相変調を用いてＵＶ相通電する時の上アーム論理と（ｂ）電圧ベクトルの様子の一例を示す（概念図のため、図中のデュイーティ比は実際とは異なる）。この場合、Ｕ(＋)相とＶ(−)相に出力すれば良いことがベクトル図から分かる。 In step 101a, a request signal for the voltage vector output direction fixed operation mode is transmitted from the CPU 42, which is an external processing unit, to the CPU 41 via the communication circuit 43 (if possible, the phase angle of the output voltage vector is designated). Request).
When the CPU 41 receives this request signal, in step 101b, the CPU 41 transmits a permission signal for the voltage vector output direction fixed operation mode to the external arithmetic processing unit CPU42.
Thereafter, in step 201a, the CPU 41 starts excitation with the conduction angle fixed.
Hereinafter, an example in which the phase angle of the output voltage vector can be specified by communication between the CPU 41 and the CPU 42 and the phase angle is 330 [deg] will be mainly described.
FIG. 5 shows an example of (a) the upper arm logic and (b) the voltage vector when the UV phase is energized using the two-phase modulation. (Due to the conceptual diagram, the duty ratio in the figure is different from the actual. ). In this case, it can be seen from the vector diagram that the U (+) phase and the V (−) phase may be output.

図５（ａ）のようなＰＷＭでＵＶ相に通電し、過電流にかからないようにパルス幅を調整しながら所定時間経過すると、各部波形は図７のようになる。
図７は上からＵ相上アーム出力Ｕｐ、Ｖ相上アーム出力Ｖｐ、Ｗ相上アーム出力Ｗｐを示す。 When the UV phase is energized by PWM as shown in FIG. 5A and a predetermined time elapses while adjusting the pulse width so as not to apply an overcurrent, the waveform of each part is as shown in FIG.
FIG. 7 shows the U-phase upper arm output Up, the V-phase upper arm output Vp, and the W-phase upper arm output Wp from the top.

図４のステップ２０１ｂにおいて、ＣＰＵ４２は電圧計測を行う。
ここで、電動機駆動に汎用インバータを用いる場合、ＣＰＵ４１から出力される出力電圧を正確に把握できない場合がある。そこで、システムの一部に汎用装置を用いた場合でもそれほどコストアップせずに精度良く出力電圧（平均値）を求めるために、ＰＷＭのパルス幅（デューティ）を外部の計測装置｛ここでは外部演算処理装置であるＣＰＵ４２｝を用いて測定する方法を考案した。
ＣＰＵ４２によりＶ₄またはＶ₅発生時のパルス幅（デューティ）、またはＶ₀発生時のパルス幅（デューティ）を計測することで、直流電圧の印加比率を算出できる。すなわち、電動機巻線に印加される電圧を算出することが可能である。空間ベクトル変調では、通電角と各相のパルス幅（デューティ）の関係が一意に決まる。よって少なくとも１相のパルス幅（デューティ）情報が得られれば、母線電圧との比率で平均出力電圧換算が可能である（出力電圧ベクトルの位相角の指定が可能であれば、１相のパルス幅情報で確実に平均出力電圧の算出が行える）。 In step 201b of FIG. 4, the CPU 42 performs voltage measurement.
Here, when a general-purpose inverter is used for driving the motor, the output voltage output from the CPU 41 may not be accurately grasped. Therefore, even if a general-purpose device is used as part of the system, the PWM pulse width (duty) is calculated from an external measuring device {here, an external calculation) in order to obtain the output voltage (average value) with high accuracy without increasing the cost. The method of measuring using CPU42} which is a processing apparatus was devised.
By measuring the pulse width (duty) when V ₄ or V _{5 is} generated by the CPU 42 or the pulse width (duty) when V _{0 is} generated, the DC voltage application ratio can be calculated. That is, it is possible to calculate the voltage applied to the motor winding. In space vector modulation, the relationship between the conduction angle and the pulse width (duty) of each phase is uniquely determined. Therefore, if at least one-phase pulse width (duty) information is obtained, the average output voltage can be converted in proportion to the bus voltage (if the phase angle of the output voltage vector can be specified, the single-phase pulse width can be specified). The average output voltage can be calculated with certainty.)

図８に、パルス幅（デューティ）計測の一例を示す。ここではＣＰＵ４１から出力されたＵ相上アームのＰＷＭ信号に関して、バッファ回路２１を経由した後の信号をＣＰＵ４２のＩ／Ｏポート等に入力する。ＣＰＵ４２は本パルス信号の立ち上がり、立ち下がりのエッジを検出し、ＣＰＵ４２内部に設定されたカウンタにてパルス幅計測を行う。計測はカウンタをスタートさせてから２回目以降の数値を用いる。図８では、パルスのエッジ方向の切替でカウントを終了・開始し、Ｕ相上アームのＯＮ幅をＡ、ＯＦＦ幅をＢとしてＣＰＵ４２内のメモリーに記憶することで、ＣＰＵ４２によって時間換算できる。 FIG. 8 shows an example of pulse width (duty) measurement. Here, regarding the U-phase upper arm PWM signal output from the CPU 41, the signal after passing through the buffer circuit 21 is input to the I / O port or the like of the CPU. The CPU 42 detects the rising and falling edges of this pulse signal, and measures the pulse width with a counter set in the CPU 42. The measurement uses the second and subsequent values after starting the counter. In FIG. 8, counting is ended and started by switching the edge direction of the pulse, and the CPU 42 can convert the time by storing the ON width of the U-phase upper arm as A and the OFF width as B in the memory in the CPU 42.

一般に民生機用インバータのＰＷＭは数ｋ〜数十ｋＨｚのキャリア周波数ｆｃでチョッピングして実施される。よって、数百ｍｓ〜数秒程度の時間連続あるいは所定間隔ごとに計測を行えば、相当数の計測母数となり、十分なサンプル数が確保できる。ＣＰＵ４２はパルスが安定に発生できる区間で、計測した複数の値の平均値を計算する等してＯＮ幅Ｔｏｎ・ＯＦＦ幅Ｔｏｆｆを求める。通常、ＰＷＭパルス発生時にはリンギング等のノイズが発生するので、明らかに誤検出していると判断できる場合には、他のデータとの数値比較等して算出に用いないことで検出精度が向上できる。この場合、ＣＰＵ４２はリンギングの発生時間とマージンの時間を含めた所定の時間経過後のデータを取り込むようにする。さらに、キャリア周波数ｆｃまたはキャリア周期Ｔｃ・デッドタイム等が既知の場合はＴｏｎ、Ｔｏｆｆのいずれか一方の計測で良い（一方の計測であってもデューティ換算可能である）。 In general, PWM of an inverter for consumer equipment is performed by chopping at a carrier frequency fc of several k to several tens of kHz. Therefore, if measurement is performed continuously for several hundred ms to several seconds or at predetermined intervals, a considerable number of measurement parameters is obtained, and a sufficient number of samples can be secured. The CPU 42 obtains the ON width Ton / OFF width Toff by, for example, calculating an average value of a plurality of measured values in a section where the pulse can be stably generated. Normally, noise such as ringing is generated when PWM pulses are generated. Therefore, if it can be determined that a false detection is clearly detected, the detection accuracy can be improved by using a numerical comparison with other data and not using it for calculation. . In this case, the CPU 42 captures data after a predetermined time including the ringing occurrence time and the margin time. Further, when the carrier frequency fc or the carrier cycle Tc / dead time is known, either Ton or Toff measurement may be performed (even one measurement can be converted into duty).

また、ＣＰＵ４２はステップ３０１ｂにて、母線電圧検出回路１１を用いてＡ／Ｄ変換された検出回路出力ｘｄｃを取り込む。次に、ＣＰＵ４２はステップ３０１ｃにて、ｘｄｃを検出回路で定まるゲイン換算して母線電圧Ｖｄｃを求める。電動機巻線抵抗検出・巻線温度検出を高精度で行う必要がある際は、Ｖｄｃとｘｄｃの関係を事前に計測してゲイン換算に反映しておくことで、以下の直流電圧算出が精度良く行える。 In step 301b, the CPU 42 takes in the detection circuit output xdc that has been A / D converted using the bus voltage detection circuit 11. Next, in step 301c, the CPU 42 obtains a bus voltage Vdc by converting xdc into a gain determined by the detection circuit. When it is necessary to detect motor winding resistance and winding temperature with high accuracy, the following DC voltage calculation can be accurately performed by measuring the relationship between Vdc and xdc in advance and reflecting it in gain conversion. Yes.

次に、ＣＰＵ４２はステップ２０１ｃにて、ステップ２０１ｂにて求めたＴｏｎ・Ｔｏｆｆと、ステップ３０１ｃにて求めたＶｄｃから、数１０を用いて、ＵＶ巻線間に印加される直流電圧Ｅｄを算出する。ここで、ＴｃはＴｏｎ・Ｔｏｆｆの合計｛キャリア周期｝を示す。 Next, in step 201c, the CPU 42 calculates the DC voltage Ed applied between the UV windings using Equation 10 from Ton · Toff obtained in step 201b and Vdc obtained in step 301c. . Here, Tc represents the total {carrier cycle} of Ton · Toff.

一方、ＣＰＵ４２はステップ４０１ｂにおいて、電流検出素子６の両端電圧Ｖshの計測を行う。
電流検出は、電流検出素子６に電流が流れることで発生する両端電圧Ｖshを検出して行う。図５（ａ）の場合、Ｖ₄またはＶ₅発生時は電流検出素子６に電流が通電された状態での両端電圧Ｖsh（ＯＮ）が観測される。Ｖ₄発生時のケースの電流経路を図９（ａ）に示し、Ｖ₅発生時のケースの電流経路を図９（ｂ）に示す。 On the other hand, the CPU 42 measures the voltage Vsh across the current detection element 6 in step 401b.
The current detection is performed by detecting the voltage Vsh across both ends generated when a current flows through the current detection element 6. In the case of FIG. 5A, when V ₄ or V _{5 is} generated, the both-ends voltage Vsh (ON) in a state where current is supplied to the current detection element 6 is observed. FIG. 9A shows the current path of the case when V ₄ occurs, and FIG. 9B shows the current path of the case when V ₅ occurs.

また、Ｖ₀発生時は電流検出素子６に電流が通電されない状態での両端電圧Ｖsh（ＯＦＦ）が観測される。また、このケースの電流経路を図９（ｃ）に示す｛ゼロベクトル発生時には、ダイオード５ｄを通る経路でＵＶ相に電流が流れ続ける｝。従って、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗは図７に示すようにそれぞれプラス、マイナス、ゼロとなる。即ち、ＵＶ相を流れる電流は直流となる。そこで、インバータ２と電動機３の接続線の経路に直流成分を検出可能なカレントトランス（ＤＣＣＴ）を挿入することでもＵＶ相に流れる電流を検出できる。
なお、このとき電動機は誘導電動機であるため、回転しないで停止している。 Further, when V _{0 is} generated, the voltage Vsh (OFF) between both ends in a state where no current is passed through the current detection element 6 is observed. Further, the current path in this case is shown in FIG. 9C {when the zero vector is generated, the current continues to flow in the UV phase along the path passing through the diode 5d}. Therefore, the U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw are plus, minus, and zero, respectively, as shown in FIG. That is, the current flowing through the UV phase is a direct current. Therefore, the current flowing in the UV phase can also be detected by inserting a current transformer (DCCT) capable of detecting a DC component in the path of the connecting line between the inverter 2 and the electric motor 3.
At this time, since the electric motor is an induction motor, it stops without rotating.

上述のように、Ｖsh(ＯＮ)｛必要に応じてＶsh(ＯＦＦ)も｝を計測すればＵＶ相に通電される電流を算出することが可能である。
通常、Ｖshは微少信号であるので、電流検出手段３１は非反転増幅回路等でＶshを増幅し、さらにＡ／Ｄ変換してＣＰＵ４２内に取り込む。ＣＰＵ４２は取り込んだＶshを電流に換算する。
図１０に、ＶｓｈをＡ／Ｄ変換してＣＰＵ４２内に取り込む際の一例を示す。Ｕ相の上アーム信号のエッジ切替タイミング等で割込処理を行い、所定のタイミングでＡ／Ｄサンプルホールドを行い、データをＣＰＵ４２内の図示しないメモリーに記憶する。 As described above, if Vsh (ON) {Vsh (OFF) if necessary} is measured, it is possible to calculate the current to be supplied to the UV phase.
Normally, Vsh is a very small signal, so the current detection means 31 amplifies Vsh with a non-inverting amplifier circuit or the like, and further A / D converts it into the CPU 42. The CPU 42 converts the acquired Vsh into a current.
FIG. 10 shows an example when Vsh is A / D converted and taken into the CPU 42. Interrupt processing is performed at the edge switching timing of the upper arm signal of the U phase, A / D sample hold is performed at a predetermined timing, and data is stored in a memory (not shown) in the CPU.

また、図１１に、非反転増幅回路の一例を示す（Ｖrefはオフセットを持たせた場合の基準電位）。ＯＰアンプＩＣ１０１Ａの非反転入力端子Ｖ(＋)は増幅回路のゲインを考慮し数１２で表せる。またＶ(＋)は、数１３のようにＶrefと電流検出素子６両端電圧Ｖsh間の分圧でも表せる。これらより、Ｖshを数１４で表すことができる。これにより、図１０に示すように、電流検出素子６に通電中及び必要に応じて非通電中（本例では、Ｖrefが０[Ｖ]でない場合等）の情報をＣＰＵ４２内に取り込むことで、Ｖsh｛非通電中も計測した場合はＶrefも｝算出が可能となる。 FIG. 11 shows an example of a non-inverting amplifier circuit (Vref is a reference potential when an offset is provided). The non-inverting input terminal V (+) of the OP amplifier IC 101A can be expressed by Equation 12 in consideration of the gain of the amplifier circuit. Further, V (+) can also be expressed by a divided voltage between Vref and the voltage Vsh across the current detection element 6 as shown in Equation 13. From these, Vsh can be expressed by Equation 14. As a result, as shown in FIG. 10, the current detection element 6 is energized and if necessary is de-energized (in this example, when Vref is not 0 [V], etc.) into the CPU 42, Vsh {Vref if measured even during non-energization} can be calculated.

次にＣＰＵ４２はステップ４０１ｃにて、電流検出素子６の両端電圧に所定ゲインＧを乗ずることで、数１５に示すように直流電流を算出する。 Next, in step 401c, the CPU 42 calculates a direct current as shown in Equation 15 by multiplying the voltage across the current detection element 6 by a predetermined gain G.

ここで、定常時（通電から所定時間経過した後）の電圧方程式は、ＵＶ二相に通電し、２つのスイッチング素子を動作させるので、数１６で表せる。ここで、Ｒは１相の巻線抵抗値、Ｖce(sat)は１つのスイッチング素子のＯＮ電圧、ＩはＵＶ相に流れる電流値またはスイッチング素子のＯＮ区間に電流検出素子６に流れる電流値（図７のＶｓｈの電流換算値）を示す。
以上より、ＣＰＵ４２はステップ２０１ｄにて、数１７のように巻線抵抗値Ｒを算出する。 Here, the voltage equation at the normal time (after a predetermined time has passed since energization) is expressed by Expression 16 because the two switching elements are operated by energizing the UV two-phase. Here, R is the winding resistance value of one phase, Vce (sat) is the ON voltage of one switching element, I is the current value flowing in the UV phase, or the current value flowing in the current detection element 6 during the ON period of the switching element ( FIG. 8 shows a current converted value of Vsh in FIG.
As described above, the CPU 42 calculates the winding resistance value R as shown in Equation 17 in step 201d.

通常、直流母線の経路に挿入された電流検出素子６は、過電流検出に用いられる。上記直流電流の検出には、前述のＤＣＣＴを用いても良いが、抵抗素子で構成された電流検出素子６を用いて行うことで、それほどのシステムのコストＵＰ無しに、しかも少ない部品点数で電流検出回路を構成でき、電動機巻線抵抗の検出が可能となる。
また、外部演算処理装置（ＣＰＵ４２）を付加することで、汎用のインバータや汎用ＩＣを使用しても、モータ交換時等システム変更に対しても、高い精度で巻線抵抗検出を行うことが可能となる。 Usually, the current detection element 6 inserted in the path of the DC bus is used for overcurrent detection. The above-described DCCT may be used for the detection of the direct current. However, by using the current detection element 6 formed of a resistance element, the current can be reduced with a small number of parts without increasing the system cost. A detection circuit can be configured, and the motor winding resistance can be detected.
In addition, by adding an external processing unit (CPU42), it is possible to detect winding resistance with high accuracy even when using a general-purpose inverter or general-purpose IC, or when changing the system such as when replacing a motor. It becomes.

また、図１２に示すように、電動機巻線抵抗値と電動機巻線温度は、１次の線形特性を有する。
よってステップ２０１ｅにて、上記手法かあるいは抵抗・温度計測を事前に行うことにより、事前に測定した「巻線抵抗−巻線温度」特性のＭＡＰを作成しておき、必要時にこのＭＡＰを参照することで、検出された巻線抵抗から巻線温度を推定することが可能である。 Further, as shown in FIG. 12, the motor winding resistance value and the motor winding temperature have first-order linear characteristics.
Therefore, in step 201e, a MAP having the previously measured “winding resistance-winding temperature” characteristic is created by performing the above-described method or resistance / temperature measurement in advance, and this MAP is referred to when necessary. Thus, the winding temperature can be estimated from the detected winding resistance.

次に、ステップ５０１ａで、ＣＰＵ４２からＣＰＵ４１に通信回路４３を介して電圧ベクトル出力方向固定運転モード終了要求を送信する。
最後に、ステップ５０１ｂで、ＣＰＵ４１からＣＰＵ４２に対して通信回路４３を介して電圧ベクトル出力方向固定運転モード終了連絡を送信し、一連のシーケンスを終了する。 Next, in step 501a, the CPU 42 transmits a voltage vector output direction fixed operation mode end request to the CPU 41 via the communication circuit 43.
Finally, in step 501b, the CPU 41 transmits a voltage vector output direction fixed operation mode end notification to the CPU 42 via the communication circuit 43, and the series of sequences is completed.

以上、この実施の形態１によれば、巻線抵抗や温度の測定を行い、巻線が過熱状態であれば、運転停止など運転モードを調整することで、電動機巻線の過熱焼損を防止できるため信頼性の高い電動機駆動システムを提供することが可能である。 As described above, according to the first embodiment, the winding resistance and temperature are measured, and if the winding is in an overheated state, the motor winding can be prevented from being overheated by adjusting the operation mode such as operation stop. Therefore, it is possible to provide a highly reliable electric motor drive system.

実施の形態１における電動機駆動装置の構成の一例を示すブロック図である。1 is a block diagram illustrating an example of a configuration of an electric motor drive device according to Embodiment 1. FIG. 実施の形態１における各相電流からＰＷＭ信号を発生するフローの一例を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing an example of a flow for generating a PWM signal from each phase current in the first embodiment. 実施の形態１におけるインバータ回転角と電圧ベクトルを示す図である。It is a figure which shows the inverter rotation angle and voltage vector in Embodiment 1. FIG. 実施の形態１における電動機巻線抵抗・巻線温度算出のフローの一例を示す流れ図である。3 is a flowchart showing an example of a flow of calculation of motor winding resistance and winding temperature in the first embodiment. 実施の形態１における（ａ）直流電圧印加時の上アーム論理と（ｂ）電圧ベクトルの様子（インバータ回転角３３０度付近への通電角固定励磁の場合の例）を示す説明図である。FIG. 6 is an explanatory diagram showing (a) upper arm logic when a DC voltage is applied and (b) a state of a voltage vector (an example in the case of energization angle fixed excitation near an inverter rotation angle of 330 degrees) in the first embodiment. 図４の各相電圧の様子｛（ａ）はＶ₄発生時、（ｂ）はＶ₅発生時｝を示す説明図である。FIG. ₅ is an explanatory diagram showing a state of each phase voltage in FIG. 4 ((a) when V _{4 is} generated, and (b) when V _{5 is} generated}. 実施の形態１における各相上アーム出力及び電流検出素子両端電圧及び各相電流の様子（インバータ回転角３３０度付近への通電角固定励磁の場合の例）を示す説明図である。FIG. 6 is an explanatory diagram showing an upper arm output of each phase, a voltage across the current detection element, and a current of each phase in the first embodiment (an example in the case of energization angle fixed excitation near an inverter rotation angle of 330 degrees). 実施の形態１におけるパルス幅（デューティ）計測の一例を示すタイムチャートである。3 is a time chart illustrating an example of pulse width (duty) measurement in the first embodiment. 実施の形態１における直流電圧印加時の電流経路の一例（インバータ回転角３３０度付近への通電角固定励磁の場合の例）を示す概念図である。FIG. 3 is a conceptual diagram showing an example of a current path when a DC voltage is applied in Embodiment 1 (an example in the case of energization angle fixed excitation near an inverter rotation angle of 330 degrees). ＶｓｈをＡ／Ｄ変換してＣＰＵ４２内に取り込む際の一例を示すタイムチャートである。It is a time chart which shows an example at the time of A / D converting Vsh and taking in in CPU42. 実施の形態１による電流検出回路の一例を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a current detection circuit according to the first embodiment. 実施の形態１による巻線抵抗と巻線温度の関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the winding resistance by Embodiment 1, and winding temperature.

符号の説明Explanation of symbols

１直流電圧源、２インバータ、３電動機、４ａ〜４ｆスイッチング素子、５ａ〜５ｆダイオード、６電流検出素子、１１母線電圧検出回路、２１バッファ回路、３１電流検出手段、４１演算処理装置、４２演算処理装置、４３通信回路、５１制御基板。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC voltage source, 2 inverter, 3 motor, 4a-4f switching element, 5a-5f diode, 6 current detection element, 11 bus-bar voltage detection circuit, 21 buffer circuit, 31 current detection means, 41 arithmetic processing unit, 42 arithmetic processing Device, 43 communication circuit, 51 control board.

Claims

直流電圧源と、
この直流電圧源の供給電力により電動機を駆動するインバータと、
ＰＷＭ信号を生成して前記インバータを制御する第１の演算処理装置と、
前記直流電圧源が接続される直流母線経路の電流を検出する電流検出手段と、
前記直流母線経路の電圧を検出する母線電圧検出手段と、
前記第１の演算処理装置からのＰＷＭ信号のパルス幅を計測し、
前記電流検出手段の検出結果、前記母線電圧検出手段によって検出された母線電圧及び前記計測したＰＷＭ信号のパルス幅に基づき前記電動機の巻線抵抗を算出する第２の演算処理装置と、
を具備し、
前記第１の演算処理装置は、
空間ベクトル変調において、所定の位相角に出力電圧ベクトルを構成し、通電角を前記所定の位相角に固定して前記インバータを制御し、
前記第２の演算処理装置は、
前記通電角が前記所定の位相角に固定された状態において１相のＰＷＭ信号のパルス幅のＯＮ時間またはＯＦＦ時間を計測し、
計測した前記ＰＷＭ信号のパルス幅のＯＮ時間またはＯＦＦ時間に基づいて印加比率を算出し、
算出した前記印加比率を前記母線電圧検出手段の出力に乗算させることにより前記電動機巻線へ印加する電圧の平均値を算出し、
前記第１の演算処理装置と、前記第２の演算処理装置は、同一制御基板上に搭載されていることを特徴とする電動機駆動装置。 A DC voltage source;
An inverter that drives an electric motor by the power supplied from the DC voltage source;
A first arithmetic processing unit that generates a PWM signal to control the inverter;
Current detection means for detecting a current of a DC bus path to which the DC voltage source is connected;
Bus voltage detecting means for detecting the voltage of the DC bus path;
Measuring the pulse width of the PWM signal from the first arithmetic processing unit;
A second arithmetic processing unit that calculates a winding resistance of the electric motor based on a detection result of the current detection unit, a bus voltage detected by the bus voltage detection unit, and a pulse width of the measured PWM signal;
Comprising
The first arithmetic processing unit includes:
In space vector modulation, an output voltage vector is configured at a predetermined phase angle, the conduction angle is fixed at the predetermined phase angle, and the inverter is controlled.
The second arithmetic processing unit includes:
The conduction angle is measured ON time or OFF time of the pulse width of the predetermined one-phase of the PWM signal landline state odor in phase angle,
Calculate the application ratio based on the ON time or OFF time of the pulse width of the measured PWM signal,
An average value of the voltage applied to the motor winding is calculated by multiplying the output of the bus voltage detection means by the calculated application ratio ,
The electric motor drive device, wherein the first arithmetic processing unit and the second arithmetic processing unit are mounted on the same control board .

前記第１の演算処理装置は２相変調で前記インバータを制御することを特徴とする請求項１記載の電動機駆動装置。 The motor driving device according to claim 1, wherein the first arithmetic processing unit controls the inverter by two-phase modulation.

前記第２の演算処理装置は、ＰＷＭパルス幅のＯＮ時間中またはＯＦＦ時間中に前記電流検出手段の検出結果を取り込むことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電動機駆動装置。 3. The electric motor drive device according to claim 1, wherein the second arithmetic processing unit captures a detection result of the current detection unit during an ON time or an OFF time of a PWM pulse width.

前記第２の演算処理装置は、ＰＷＭパルス幅のＯＮ時間中またはＯＦＦ時間中に前記ＰＷＭパルスのエッジ切替タイミングから所定時間経過後に前記電流検出手段の検出結果を取り込むことを特徴とする請求項３記載の電動機駆動装置。 4. The second arithmetic processing device captures a detection result of the current detection means after a predetermined time has elapsed from an edge switching timing of the PWM pulse during an ON time or an OFF time of a PWM pulse width. The electric motor drive device described.

事前に得られた巻線抵抗と巻線温度の関係を記憶する記憶手段を備え、
前記第２の演算処理装置は、前記算出した電動機の巻線抵抗から前記記憶手段に記憶された巻線抵抗と巻線温度の関係を用いて前記電動機の巻線温度を求めることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電動機駆動装置。 A storage means for storing the relationship between winding resistance and winding temperature obtained in advance;
The second arithmetic processing unit obtains the winding temperature of the motor from the calculated winding resistance of the motor using the relationship between the winding resistance and the winding temperature stored in the storage means. The electric motor drive device in any one of Claims 1-4.