JP4866974B1 - 磁気センサ - Google Patents

Abstract

【課題】単一のコイルで直流オフセットを効果的に抑止し、小型でありながら高精度な磁気センサを提供する。
【解決手段】コイルとコンデンサを直列接続した共振回路に対し、所定の電圧と接地とを交互に接続する。また、フリーホイールダイオードを二つ設けて、電圧或は接地から切断した直後にコイルから生じる起電力を受け流し、コンデンサに電荷を蓄積させると共に回路を安定化させる。その後、コンデンサ或はコンデンサとコイルの直列接続よりなる負荷の両端電圧を取得して、コイル電流による磁界と外部磁界が同一極性の状態と逆極性の状態との電圧を比較して、磁界の有無と方向を検出する。更に、温度特性を改善するために、シーケンサによってコンデンサを完全充電及び完全放電する期間を設ける。
【選択図】図３

Description

本発明は、磁気センサに関する。
より詳細には、高感度のアクティブ型磁気センサに、これまで除去できなかったオフセットを除去し、少ないハードウェアリソースで安定した特性を実現する、新規な磁気センサに関する。

出願人は、周知のホール素子と比べて感度で三桁以上の高感度特性を実現する、アクティブ型磁気センサを製造販売している。以下、このアクティブ型磁気センサの動作原理について説明する。

図９（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、出願人が製造販売する磁気センサの動作原理を説明するための、コイルの諸特性を説明するグラフである。
図９（ａ）は磁気センサの原理を説明する回路図であり、図９（ｂ）は図９（ａ）の回路のスイッチＳＷの状態を示す図であり、図９（ｃ）は図９（ａ）の回路のコンデンサＣの両端電圧の過渡応答特性を示すグラフである。

図９（ａ）に示すように、直流電源Ｅに、スイッチＳＷ、抵抗Ｒ、コイルＬとコンデンサＣを直列に接続し、図９（ｂ）に示すようにスイッチをオン操作すると、コンデンサＣの両端電圧は、図９（ｃ）に示すように、コイルＬの作用で徐々に増加して、その後振動しながらある一定の電圧に収束する。これは典型的なステップ応答の波形である。
この電圧波形の、スイッチＳＷをオン操作した直後の立ち上がりの傾きは、コイルＬのインダクタンスが大きいほど緩やかになり、コイルＬのインダクタンスが小さいほど急峻になることは周知である。
本出願人の磁気センサは、このコイルのインダクタンスの変化を過渡応答現象から得ることで実現している。

コイルの中心に透磁率の高いヨーク（継鉄）を介在させると、コイルのインダクタンスは増加する。透磁率の高い磁性材料として、磁気ヘッドで周知のパーマロイがある。このパーマロイには、高い透磁率の他に、強い磁界を与えるとある時点以降は磁束密度がそれ以上増えず、実質的に透磁率がゼロになる、という特性がある。強磁性体には強い磁界を与えると磁化して磁束密度がそれ以上増えない、飽和磁束密度が存在するが、パーマロイの場合は残留磁束密度が小さいので、トランスやコイル等のヨークとして用いるに適した材料である。そこで、ヨークにパーマロイを用いたコイルを用意して、外部から磁界を加える時と加えない時とで、インダクタンスの変化を検出すると、磁気センサが実現できる。

図９（ｄ）は、パーマロイをヨークに用いたコイルの、外部から印加する磁界の強さに対する、磁束密度の関係を示すグラフ（Ｂ−Ｈ曲線）である。
コイルに電流を流さない状態で外部磁界を印加すると、ヨークの磁束密度は飽和磁束密度に至るとそれ以上増えなくなる（Ｓ９０１）。
コイルに正方向の電流を流した状態で、ヨークに正方向の磁界を与えて、同様にヨークの磁束密度を見ると、電流で正方向の磁界が発生している分だけ磁束密度は正方向にオフセットして、電流が流れていない状態よりも弱い外部磁界で、飽和磁束密度に達する（Ｓ９０２）。
コイルに逆方向の電流を流した状態で、ヨークに正方向の磁界を与えて、同様にヨークの磁束密度を見ると、電流で負方向の磁界が発生している分だけ磁束密度は負方向にオフ
セットして、電流が流れていない状態よりも強い外部磁界で、飽和磁束密度に達する（Ｓ９０３）。
このように、パーマロイをヨークに用いたコイルは、正方向、負方向の両方向の磁界を区別して検出できるセンサとして応用できる。
特許文献１及び特許文献２は、上述の技術を応用した、本願発明者による磁気センサを用いた電流センサの先行技術文献である。

特許３９０７４８８号公報 特開２００１−１５３８９５号公報 特許４６８４３５６号公報

特許文献１及び特許文献２に開示されている技術内容は、コイルのインダクタンスの変化をステップ応答特性を利用して検出するための技術が共通する。コンデンサと直列接続されているコイルにパルス状の直流電圧を連続的に印加し、コイルの電流変化を捉える。特許文献１及び特許文献２は、ダイオードを用いた包絡線検波で電流変化を検出している。

これら従来技術に用いられている検出回路は、その動作原理上、検出電圧に直流オフセット成分が含まれる。そして、このオフセット電圧は回路定数などによってバラツキが生じ、また温度などの環境変化によって変動する、という問題があった。このため、従来技術はコイルを二つ用意して、それぞれの出力を減算し、オフセットをキャンセルして回避している。
しかし、コイルを二つ用意する、ということは、部品点数の増加を招き、装置の小型化を阻害する。

上述の課題を解決するため、出願人及び発明者は特許文献３に開示される磁気センサを開発した。ところが、特許文献３の磁気センサには、温度特性に問題があることが判明した。
外部磁界が大きくなると、相対的にコイル電流が大きくなり、コイルの発熱が大きくなる。そのため、コイル巻線の直流抵抗が変化して温度特性が悪化する。また、強磁界の状態から無磁界の状態に変化したときなどに、コイルの温度の平衡時間に起因して、出力電圧にヒステリシスが発生することが判った。

本発明はかかる課題を解決し、単一のコイルで直流オフセットを効果的に抑止すると共に、外部磁界の強弱にかかわらず温度特性を良好に保ち、小型でありながら高精度な磁気センサを提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の磁気センサは、所定の電圧が印加される第一スイッチと、第一スイッチに並列接続される第一フリーホイールダイオードと、第一スイッチと接地との間に接続される第二スイッチと、第二スイッチに並列接続される第二フリーホイールダイオードと、第一スイッチと第二スイッチとの間に接続される、ヨークを有するコイルと、コイルと接地との間に接続されるコンデンサと、コンデンサの両端電圧の変化を取得する電圧変化取得部と、第二スイッチをオフ制御しつつ第一スイッチをオン制御してコンデンサにコイルを通じて充電する計測用充電期間と、計測用充電期間の後に第一スイッチを更にオン制御してコンデンサにコイルを通じて充電する完全充電期間と、完全充電期間の後に第一スイッチをオフ制御しつつ第二スイッチをオン制御してコンデンサにコイルを通じて放電する計測用放電期間と、計測用放電期間の後に第二スイッチを更にオン制御してコンデンサにコイルを通じて放電する完全放電期間とを形成する制御パルス信号を出力するシーケンサとを備える。

また、上記課題を解決するために、本発明の磁気センサは、所定の電圧が印加される第一スイッチと、第一スイッチに並列接続される第一フリーホイールダイオードと、第一スイッチと接地との間に接続される第二スイッチと、第二スイッチに並列接続される第二フリーホイールダイオードと、第一スイッチと第二スイッチとの間に接続されるコンデンサと、コンデンサと接地との間に接続される、ヨークを有するコイルと、コンデンサ及びコイルの直列接続の両端電圧の変化を取得する電圧変化取得部と、第二スイッチをオフ制御しつつ第一スイッチをオン制御してコンデンサにコイルを通じて充電する計測用充電期間と、計測用充電期間の後に第一スイッチを更にオン制御してコンデンサにコイルを通じて充電する完全充電期間と、完全充電期間の後に第一スイッチをオフ制御しつつ第二スイッチをオン制御してコンデンサにコイルを通じて放電する計測用放電期間と、計測用放電期間の後に第二スイッチを更にオン制御してコンデンサにコイルを通じて放電する完全放電期間とを形成する制御パルス信号を出力するシーケンサとを備える。

コイルとコンデンサを直列接続した共振回路に対し、所定の電圧と接地とを交互に接続する。また、フリーホイールダイオードを二つ設けて、電圧或は接地から切断した直後にコイルから生じる起電力を受け流し、コンデンサに電荷を蓄積させると共に回路を安定化させる。その後、コンデンサ或はコンデンサとコイルの直列接続よりなる負荷の両端電圧を取得して、コイル電流による磁界と外部磁界が同一極性の状態と逆極性の状態との電圧を比較して、磁界の有無と方向を検出する。
更に、温度特性を一定にするため、コンデンサを満充電及び完全放電させるための期間をシーケンサに設けた。つまり、外部磁界等の影響に関わらず、コイルから発生する発熱を一定にするため、コイルに流れる電流の基となるコンデンサを常に満充電及び完全放電させるように、シーケンサのパターンを追加した。

本発明により、単一のコイルで直流オフセットを効果的に抑止すると共に、外部磁界の強弱にかかわらず温度特性を良好に保ち、小型でありながら高精度な磁気センサを提供できる。

本発明の第一の実施形態に係る磁気センサの外観斜視図である。 磁気センサのブロック図である。 検出部の回路図である。 シーケンサのブロック図である。 磁気センサの動作原理を説明する図である。 磁気センサの各部の波形図である。 本発明の第二の実施形態に係る磁気センサの、検出部の回路図である。 本発明の第二の実施形態に係る磁気センサの外観斜視図である。 出願人が製造販売する磁気センサの動作原理を説明するための、コイルの諸特性を説明するグラフである。

［第一の実施形態］
図１は、本発明の第一の実施形態に係る磁気センサの外観斜視図である。
磁気センサ１０１は、樹脂モールドされた回路を内蔵した一体型のセンサとして形成されている。
磁気センサ１０１の検出突起１０１ａの中にはパーマロイのヨークに巻かれたコイルが内蔵されている。
この検出突起１０１ａに磁石１０２を近接すると、アナログの検出信号が得られる。

図２は、磁気センサ１０１のブロック図である。
磁気センサ１０１は、ヨーク２０１に巻かれたコイルＬ２０２のインダクタンスの変化を検出する検出部２０３と、この検出部２０３に一定周期のパルスを複数出力するシーケンサ２０４よりなる。シーケンサ２０４は、後述する図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）に示す波形のパルスを出力する。

図３は、検出部２０３の回路図である。
第一スイッチ３０１は第二スイッチ３０２に直列接続され、電源電圧＋Ｖｃｃが印加される。第二スイッチ３０２は第一スイッチ３０１と接地との間に接続される。
第一スイッチ３０１及び第二スイッチ３０２はトランジスタスイッチである。

第一スイッチ３０１はシーケンサ２０４が出力する制御パルス信号Ｐ１によってオン・オフ制御される。同様に、第二スイッチ３０２はシーケンサ２０４が出力する制御パルス信号Ｐ２によってオン・オフ制御される。制御パルス信号Ｐ１と制御パルス信号Ｐ２は、互いにオン・オフ動作するので、第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２が同時にオン動作することはない。

第一スイッチ３０１には、第一フリーホイールダイオードＤ３０３が並列接続されている。同様に、第二スイッチ３０２には、第二フリーホイールダイオードＤ３０４が並列接続されている。

第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２との間の中点には、コイルＬ２０２とコンデンサＣ３０５が直列接続されている。コンデンサＣ３０５はその一端が接地される。
コンデンサＣ３０５には、コンデンサＣ３０５の両端電圧を検出するための回路として、二つのサンプルホールド回路が接続されている。コンデンサＣ３０５の後続の回路は、電圧変化取得部ともいえる。

サンプルホールド回路は、第一サンプルホールド回路ともいえるコンデンサＣ３０６とオペアンプ３０７、及び第二サンプルホールド回路ともいえるコンデンサＣ３０９とオペアンプ３１１で構成される。オペアンプ３０７及び３１１は帰還抵抗がゼロの非反転増幅器、すなわちボルテージフォロワを構成し、コンデンサＣ３０６の両端電圧をそのまま出力する。

コンデンサＣ３０６とコンデンサＣ３０５との間には、第三スイッチ３０８が介在する。第三スイッチ３０８はシーケンサ２０４が出力するサンプリングパルス信号Ｐ３によってオン・オフ制御される。
コンデンサＣ３０９とコンデンサＣ３０５との間には、第四スイッチ３１０が介在する。第四スイッチ３１０はシーケンサ２０４が出力するサンプリングパルス信号Ｐ４によってオン・オフ制御される。

コンデンサＣ３０６とＣ３０９は、コンデンサＣ３０５の両端電圧を取得する際、コンデンサＣ３０５に蓄積されている電荷の量を大きく変化させないために、コンデンサＣ３０５と比べると十分小さな静電容量である必要がある。一例として、Ｃ３０５の１００分の１以下であることが望ましい。

サンプルホールド回路を構成するオペアンプ３０７の出力とオペアンプ３１１の出力は、加算回路に入力される。
オペアンプ３０７の出力に接続される抵抗Ｒ３１２と、オペアンプ３１１の出力に接続される抵抗Ｒ３１３は、加算回路の入力部を構成する。抵抗Ｒ３１２と抵抗Ｒ３１３の中点、すなわち加算信号はオペアンプ３１４の反転入力に印加される。

反転増幅器を構成するオペアンプ３１４の非反転入力には、バイアス電圧として、抵抗Ｒ３１５と抵抗Ｒ３１６で分圧された、電源電圧＋Ｖｃｃの半分の電圧が印加される。
こうして、オペアンプ３１４はコンデンサＣ３０５の平均電圧を出力する。
このコンデンサＣ３０５の平均電圧は、コイルＬ２０２に印加される磁界に応じて変化する。この仕組みの詳細については後述する。

図４は、シーケンサ２０４のブロック図である。
シーケンサ２０４は、後述する図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）に示す波形のパルスを出力する。この周期的なパルスを出力するために、シーケンサ２０４は、クロック発生器４０１と、ループカウンタ４０２と、ＲＯＭ４０３とデコーダ４０４よりなる。

クロック発生器４０１は所定の周波数の矩形波のパルスを出力する。
ループカウンタ４０２は、クロック発生器４０１が生成するパルスを受けて、０から予め定められた数Ｎまで計数し、その計数値データを出力する。ループカウンタ４０２はＮまで計数すると、再び計数値を０に戻して、再度計数を繰り返す。

ループカウンタ４０２の計数値データはＲＯＭ４０３のアドレスとして入力される。ＲＯＭ４０３にはクロック発生器４０１のパルスも入力されるので、ＲＯＭ４０３に書き込まれているデータがアドレス０からＮまで順番に読み出される。データは、制御パルス信号Ｐ１、制御パルス信号Ｐ２、サンプリングパルス信号Ｐ３及びサンプリングパルス信号Ｐ４の種別と、出力する論理値の組み合わせである。

ＲＯＭ４０３から出力されるデータは、デコーダ４０４に入力される。デコーダ４０４は入力されるデータに従って、制御パルス信号Ｐ１、制御パルス信号Ｐ２、サンプリングパルス信号Ｐ３及びサンプリングパルス信号Ｐ４を出力する。
なお、シーケンサ２０４はこの構成に限らず、複数のカウンタとフリップフロップ等の論理回路を組み合わせて構成してもよいし、マイコンで構成してもよい。

［動作］
図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）は、磁気センサ１０１の動作原理を説明する図である。
図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）及び（ｆ）は、磁気センサ１０１の各部の波形図である。
先ず、図６（ａ）は制御パルス信号Ｐ１の波形であり、図６（ｂ）は制御パルス信号Ｐ２の波形であり、図６（ｃ）はサンプリングパルス信号Ｐ３の波形であり、図６（ｄ）はサンプリングパルス信号Ｐ４の波形である。

本発明は、特許文献３の改良である。
本発明の第一の実施形態の、特許文献３との相違点は、図６（ａ）及び（ｂ）に示すように、制御パルス信号Ｐ１と制御パルス信号Ｐ２に、コンデンサＣ３０５を完全充電させるための完全充電期間Ｐ６０２（時点ｔ８からｔ１０まで）と、コンデンサＣ３０５を完全放電させるための完全放電期間Ｐ６０４（時点ｔ１８からｔ２０まで）を設けた点である。

図６（ａ）及び（ｂ）に示すように、制御パルス信号Ｐ１と制御パルス信号Ｐ２は、それぞれ交互にオン・オフ動作する。
制御パルス信号Ｐ１は、コンデンサＣ３０５にコイルＬ２０２のインダクタンスの変化を検出するための計測用充電期間Ｐ６０１（時点ｔ１からｔ３まで）と、コンデンサＣ３０５を完全充電させるための完全充電期間Ｐ６０２（時点ｔ８からｔ１０まで）とを有する。計測用充電期間Ｐ６０１と完全充電期間Ｐ６０２の間の期間に、サンプリングパルス信号Ｐ３による、コンデンサＣ３０５の両端電圧のサンプリングが行われる。
制御パルス信号Ｐ２は、コンデンサＣ３０５にコイルＬ２０２のインダクタンスの変化を検出するための計測用放電期間Ｐ６０３（時点ｔ１１からｔ１３まで）と、コンデンサＣ３０５を完全放電させるための完全放電期間Ｐ６０４（時点ｔ１８からｔ２０まで）とを有する。計測用放電期間Ｐ６０３と完全放電期間Ｐ６０４の間の期間に、サンプリングパルス信号Ｐ４による、コンデンサＣ３０５の両端電圧のサンプリングが行われる。

図５（ａ）は、制御パルス信号Ｐ１がオンになっている期間（時点ｔ１からｔ３まで）における、検出部２０３に流れる電流を示す図である。制御パルス信号Ｐ１は第一スイッチ３０１をオン制御するので、電源電圧＋ＶｃｃがコイルＬ２０２とコンデンサＣ３０５に印加され、矢印に示す電流が過渡応答として流れる。

図５（ｂ）は、時点ｔ３の後、制御パルス信号Ｐ１がオフになり、制御パルス信号Ｐ２もオフのままの期間（時点ｔ３からｔ８まで）における、検出部２０３に流れる電流を示す図である。制御パルス信号Ｐ１は第一スイッチ３０１をオフ制御すると、コイルＬ２０２にはそれまで流れていた電流とは逆方向の起電力が生じる。この起電力を逃がすため、第二フリーホイールダイオードＤ３０４が設けられている。

制御パルス信号Ｐ１は、時点ｔ８から時点ｔ１０まで、再び第一スイッチ３０１をオン制御する。つまり、再び図５（ａ）の状態になる。コンデンサＣ３０５の両端電圧は完全充電されることによって＋Ｖｃｃに等しくなり、このため時点ｔ９から電流が流れなくなる。

図５（ｃ）は、時点ｔ１０の後、制御パルス信号Ｐ２がオンになっている期間（時点ｔ１１からｔ１３まで）における、検出部２０３に流れる電流を示す図である。制御パルス信号Ｐ２は第二スイッチ３０２をオン制御するので、コンデンサＣ３０５に蓄積されていた電荷がコイルＬ２０２を通じて接地に流れ、矢印に示す電流が過渡応答として流れる。

図５（ｄ）は、時点ｔ１３の後、制御パルス信号Ｐ２がオフになり、制御パルス信号Ｐ１もオフのままの期間（時点ｔ１３からｔ１８まで）における、検出部２０３に流れる電流を示す図である。制御パルス信号Ｐ２は第二スイッチ３０２をオフ制御すると、コイルＬ２０２にはそれまで流れていた電流とは逆方向の起電力が生じる。この起電力を逃がすため、第二フリーホイールダイオードＤ３０４が設けられている。

制御パルス信号Ｐ２は、時点ｔ１８から時点ｔ２０まで、再び第二スイッチ３０２をオン制御する。つまり、再び図５（ｃ）の状態になる。コンデンサＣ３０５の両端電圧は完全放電されることによって０Ｖに等しくなり、このため時点ｔ１９から電流が流れなくなる。

以上、図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）にて説明した回路の動作を踏まえて、図６（ｅ）及び（ｆ）を説明する。
図６（ｅ）は、コイルＬ２０２に流れる電流の波形図である。
時点ｔ１で制御パルス信号Ｐ１がオンになると、図５（ａ）の矢印に示す電流が流れる。コイルＬ２０２の特性により、電流は正方向に徐々に増加する。
コイルＬ２０２に電流が流れると、コイルＬ２０２に電流に比例する磁界が生じる。時点ｔ２において、電流がある値に至ると、コイルＬ２０２のヨーク２０１の透磁率が飽和し、コイルＬ２０２のインダクタンスは減少する。コイルＬ２０２のインダクタンスが減少すると、電流増加の傾きは急峻になる。

なお、制御パルス信号Ｐ１のパルス幅は、ヨークが十分飽和するまでの値が必要である。言い換えれば、パルス幅が狭いと磁気センサとして機能しない。コイルＬ２０２のインダクタンス及びクロック発生器４０１の周波数とＲＯＭ４０３に記憶されているシーケンスパターンはこの条件を満たすために適切に設定されなければならない。また、このことはシーケンサ２０４を周知のマイコンで構成する場合にも同様のことが言える。マイコンで構成する場合は、プログラムで制御パルス信号Ｐ１及びＰ２、サンプリングパルス信号Ｐ３及びＰ４のシーケンスパターンを構成する。

時点ｔ３で制御パルス信号Ｐ１がオフになると、図５（ｂ）の矢印に示す電流が流れる。時点ｔ２以降、ヨーク２０１の透磁率は飽和しているので、コイルＬ２０２に流れる電流は急激に減少するが、時点ｔ４になるとヨーク２０１に印加されている磁界が弱まって飽和状態が解消され、コイルＬ２０２のインダクタンスは増加する。コイルＬ２０２のインダクタンスが増加すると、電流減少の傾きは緩やかになって、時点ｔ５で電流はゼロになる。

コイルＬ２０２の過渡現象である時点ｔ１からｔ５までの現象が終わった後、コンデンサＣ３０５にはコイルＬ２０２が流した電流によって電荷が蓄積される。この、コンデンサＣ３０５の両端電圧を、コイルＬ２０２の過渡現象が終了したｔ５の後、シーケンサ２０４が時点ｔ６からサンプリングパルス信号Ｐ３を発生すると、サンプルホールド回路はｔ７の間までサンプリングする。

時点ｔ６からｔ７の間にサンプルホールド回路が得たコンデンサＣ３０５の両端電圧は、コイルＬ２０２のインダクタンスと、ヨーク２０１に印加されている磁界に応じて流れた電流の結果である。つまり、この時点におけるコンデンサＣ３０５の両端電圧は、ヨーク２０１に印加される外部磁界の強弱に応じて変化するので、時点ｔ１からｔ３の期間を計測用充電期間Ｐ６０１と呼ぶ。このことは、時点ｔ６からｔ７の間にコンデンサＣ３０５に蓄積されている電荷量は、ヨーク２０１に印加される外部磁界の強弱に応じて変化していることを意味する。

今、コイルＬ２０２の発熱量が外部磁界の強弱に応じて変化することによって、温度特性がばらつくことが問題となっている。周知のように、コイルＬ２０２は僅かながら直流抵抗成分を持つ。この直流抵抗分が、発熱の原因となる。コイルＬ２０２の発熱量が変化すると、コイルＬ２０２の直流抵抗成分が変動する。この直流抵抗成分の変動は、計測誤差に繋がる。また、コイルＬ２０２の温度の平衡時間に起因して、出力電圧にヒステリシスが発生する。
コイルＬ２０２の発熱量が外部磁界の強弱に応じて変化することが問題ならば、コイルＬ２０２の発熱量が外部磁界の強弱に関わらず変化しないようにすれば良い。コイルＬ２０２の発熱が一定になればコイルＬ２０２の直流抵抗が一定になり、計測誤差が生じ難くなる。また、コイルＬ２０２の発熱が一定になることでヨーク２０１の磁気特性も一定になる。これにより、ヨーク２０１の温度特性のバラツキも無くなる。
前述のように、コイルＬ２０２の直流抵抗分が、発熱の原因となる。そして、コイルＬ２０２の発熱量は、コイルＬ２０２に流れる電流と時間の積分で決まる。つまり、コイルＬ２０２の発熱量は、コンデンサＣ３０５に蓄積される電荷と実質的に等価である。

そこで、計測用充電期間Ｐ６０１の後、サンプリングパルス信号Ｐ３でコンデンサＣ３０５の両端電圧をサンプリングした後、更にコンデンサＣ３０５に電流を流してコンデンサＣ３０５を満充電させるための、完全充電期間Ｐ６０２を設けた。これが、時点ｔ８からｔ１０の期間である。
制御パルス信号Ｐ１は時点ｔ８から再び論理の真になり、第一スイッチ３０１が再びオン制御される。そして、コイルＬ２０２を通じてコンデンサＣ３０５に電流が流れるが、コンデンサＣ３０５の両端電圧が＋Ｖｃｃに等しくなったｔ９時点で、コンデンサＣ３０５は満充電状態となり、これ以上電流が流れなくなる。

時点ｔ１１で制御パルス信号Ｐ２がオンになると、図５（ｃ）の矢印に示す電流が流れる。コイルＬ２０２の特性により、電流は負方向に徐々に増加する。
コイルＬ２０２に電流が流れると、コイルＬ２０２に電流に比例する磁界が生じる。時点ｔ１２において、電流がある値に至ると、コイルＬ２０２のヨーク２０１の透磁率が飽和し、コイルＬ２０２のインダクタンスは減少する。コイルＬ２０２のインダクタンスが減少すると、電流増加の傾きは急峻になる。

時点ｔ１３で制御パルス信号Ｐ２がオフになると、図５（ｄ）の矢印に示す電流が流れる。時点ｔ１２以降、ヨーク２０１の透磁率は飽和しているので、コイルＬ２０２に流れる電流は急激に減少するが、時点ｔ１４になるとヨーク２０１に印加されている磁界が弱まって飽和状態が解消され、コイルＬ２０２のインダクタンスは増加する。コイルＬ２０２のインダクタンスが増加すると、電流現象の傾きは緩やかになって、時点ｔ１５で電流はゼロになる。

コイルＬ２０２の過渡現象である時点ｔ１１からｔ１５までの現象が終わった後、コンデンサＣ３０５にはコイルＬ２０２が流した電流によって電荷が蓄積される。この、コンデンサＣ３０５の両端電圧を、コイルＬ２０２の過渡現象が終了したｔ１５の後、シーケンサ２０４が時点ｔ１６からサンプリングパルス信号Ｐ４を発生すると、サンプルホールド回路はｔ１７の間までサンプリングする。

時点ｔ１６からｔ１７の間にサンプルホールド回路が得たコンデンサＣ３０５の両端電圧は、コイルＬ２０２のインダクタンスと、ヨーク２０１に印加されている磁界に応じて流れた電流の結果である。つまり、この時点におけるコンデンサＣ３０５の両端電圧は、ヨーク２０１に印加される外部磁界の強弱に応じて変化するので、時点ｔ１１からｔ１３の期間を計測用放電期間Ｐ６０３と呼ぶ。このことは、時点ｔ６からｔ７の間にコンデンサＣ３０５に残留している電荷量は、ヨーク２０１に印加される外部磁界の強弱に応じて変化していることを意味する。

今、コイルＬ２０２の発熱量が外部磁界の強弱に応じて変化することによって、温度特性がばらつくことが問題となっている。前述のように、コイルＬ２０２の発熱量が外部磁界の強弱に応じて変化することが問題ならば、コイルＬ２０２の発熱量が外部磁界の強弱に関わらず変化しないようにすれば良い。
周知のように、コイルＬ２０２は僅かながら直流抵抗成分を持つ。この直流抵抗分が、発熱の原因となる。そして、コイルＬ２０２の発熱量は、コイルＬ２０２に流れる電流と時間の積分で決まる。つまり、コイルＬ２０２の発熱量は、コンデンサＣ３０５に蓄積される電荷と実質的に等価である。

そこで、計測用放電期間Ｐ６０３の後、サンプリングパルス信号Ｐ４でコンデンサＣ３０５の両端電圧をサンプリングした後、更にコンデンサＣ３０５を放電し、コンデンサＣ３０５を完全放電させるための、完全放電期間Ｐ６０４を設けた。これが、時点ｔ１８からｔ２０の期間である。
制御パルス信号Ｐ３は時点ｔ１８から再び論理の真になり、第二スイッチ３０２が再びオン制御される。そして、コイルＬ２０２を通じてコンデンサＣ３０５に電流が流れるが、コンデンサＣ３０５の両端電圧が０Ｖに等しくなったｔ１９時点で、コンデンサＣ３０５は完全放電状態となり、これ以上電流が流れなくなる。

コイルＬ２０２に磁界が印加されていないときは、コイルＬ２０２には図６（ｅ）の実線に示す電流が流れる。これに対し、コイルＬ２０２に負方向の磁界を印加すると、コイルＬ２０２には図６（ｅ）の点線に示す電流が流れる。つまり、コイルＬ２０２のＢ−Ｈ曲線が負方向にオフセットされるので、正方向には電流が増加し（時点ｔ１からｔ５）、負方向には電流が減少する（時点ｔ１１からｔ１５）。

図６（ｆ）は、コンデンサＣ３０５の両端電圧の波形図である。
計測用充電期間Ｐ６０１を経たコンデンサＣ３０５に蓄積される電荷と、計測用放電期間Ｐ６０３を経たコンデンサＣ３０５に残留する電荷は、コイルＬ２０２に発生する電流によって上下する。但し、計測用充電期間Ｐ６０１の後、完全充電期間Ｐ６０２を経てコンデンサＣ３０５は満充電状態となり、また、計測用放電期間Ｐ６０３の後、完全放電期間Ｐ６０４を経てコンデンサＣ３０５は完全放電状態となる。
したがって、時点ｔ１から時点ｔ５までは両端電圧が増加し、時点ｔ５から時点ｔ８までは安定し、時点ｔ８から時点ｔ９までは両端電圧が再び電源電圧＋Ｖｃｃまで増加し、時点ｔ９から時点ｔ１１までは安定し、時点ｔ１１から時点ｔ１５までは両端電圧が減少し、時点ｔ１５から時点ｔ１８までは安定し、時点ｔ１８から時点ｔ１９までは両端電圧が０Ｖまで減少し、時点ｔ１９から時点ｔ２１までは安定する。この周期を繰り返す。

コイルＬ２０２に磁界が印加されていないときは、コンデンサＣ３０５の両端電圧は図６（ｆ）の実線に示す変化となる。したがって、時点ｔ６からｔ７の間と、時点ｔ１３からｔ１４の間のコンデンサＣ３０５の両端電圧をサンプリングして、加算すると、オペアンプ３１４の出力からは電源電圧＋Ｖｃｃ／２の電圧に相当する信号が得られる。

これに対し、コイルＬ２０２に負方向の磁界を印加すると、コンデンサＣ３０５の両端電圧は図６（ｆ）の点線に示す変化となる。つまり、コイルＬ２０２のＢ−Ｈ曲線は負方向にオフセットされるので、正方向には電流が増加した結果、コンデンサＣ３０５の両端電圧は正方向にオフセットする。したがって、時点ｔ６からｔ７の間と、時点ｔ１６からｔ１７の間のコンデンサＣ３０５の両端電圧をサンプリングして加算すると、オペアンプ３１４の出力には、無磁界の時点で得られた、電源電圧＋Ｖｃｃ／２の電圧に相当する信号より正方向にオフセットした信号が得られる。
逆に、図６には図示してはいないものの、コイルＬ２０２に正方向の磁界を印加すると、オペアンプ３１４の出力には、無磁界の時点で得られた、電源電圧＋Ｖｃｃ／２の電圧に相当する信号より負方向にオフセットした信号が得られる。

以上説明したように、コイルＬ２０２に直流磁界が印加されると、コンデンサＣ３０５の両端電圧の変化は直流磁界の方向に応じて正方向又は負方向にオフセットされる。サンプルホールド回路は、このコンデンサＣ３０５の両端電圧の変化の平均を採取することで、安定した検出出力を得る。この検出出力は、外部磁界がゼロの時は電源電圧＋Ｖｃｃ／２であり、コンデンサＣ３０５の容量誤差、制御パルス信号Ｐ１及びＰ２のパルス幅の誤差、コイルＬ２０２のインダクタンス誤差、ヨーク２０１の磁気特性の誤差などの回路定数のばらつきの影響を受けず変化しない。すなわち、ゼロ点ドリフトのない安定した出力が得られる。

第一の実施形態の検出部２０３の特徴は、特許文献１及び特許文献２に開示されている技術内容と異なり、図５（ａ）乃至（ｄ）及び図６（ｅ）にて説明したように、コイルＬ２０２及びコンデンサＣ３０５には双方向の電流が流れる、という点である。つまり、回路定数が変化した場合でも検出電圧の変化が電流方向の違いでそれぞれ同じ大きさになり相殺されるので、無磁界状態のオフセットが殆ど生じない。したがって、従来技術のようにコイルＬ２０２を二つ並べてオフセットキャンセルを行う必要がなく、コイルＬ２０２一つだけで磁界を正しく検出できる。

［第二の実施形態］
図７は、本発明の第二の実施形態に係る磁気センサの、検出部の回路図である。第二の実施形態の磁気センサは、第一の実施形態の磁気センサ１０１の、検出部のみが異なり、それ以外の部分は共通するので、共通部分の説明は割愛する。

図７に示す検出部７０１の、図３の検出部２０３との相違点は、第一スイッチ３０１と第二スイッチ３０２との中点にコンデンサＣ３０５を接続し、コンデンサＣ３０５の先にコイルＬ７０２を接続した点である。したがって、サンプルホールド回路はコンデンサＣ３０５とコイルＬ７０２の直列回路の両端電圧をサンプルすることとなる。

図７の検出部７０１の、図３の検出部２０３から比べた優位点は、コイルＬ７０２が接地されている、という点である。センサであるコイルＬ７０２が接地されているので、コイルＬ７０２に対する外来ノイズの影響を受け難い。したがって、図３の検出部２０３と比べると、検出部７０１からコイルＬ７０２のみをケーブルで引き伸ばして配置することが比較的容易にできる。

図８は、本発明の第二の実施形態に係る磁気センサの外観斜視図である。
先に説明したように、図７の検出部７０１であれば、検出部７０１からコイルＬ７０２のみ取り出してケーブルで引き回すことができる。センサであるコイルＬ７０２が検出部７０１から離して配置できるので、第一の実施形態の磁気センサ１０１と比べると、磁気センサとしての配置の自由度が高い。

上述の実施形態の他、以下のような応用例が考えられる。
（１）検出部２０３及び８０１では、第一スイッチ３０１及び抵抗Ｒ３１５に印加される電圧は電源電圧であったが、これは必ずしも電源電圧である必要はない。これら素子に印加する電圧をどのように決定するかは設計的事項である。

（２）ヨーク２０１はパーマロイであったが、透磁率が高く、且つ飽和磁束密度の小さい材料であればこれに限られない。例えば、アモルファス合金等が挙げられる。

本実施形態では、磁気センサを開示した。
コイルとコンデンサを直列接続した共振回路に対し、所定の電圧と接地とを交互に接続する。また、フリーホイールダイオードを二つ設けて、電圧或は接地から切断した直後にコイルから生じる起電力を受け流し、コンデンサに電荷を蓄積させると共に回路を安定化させる。その後、コンデンサ或はコンデンサとコイルの直列接続よりなる負荷の両端電圧を取得して、コイル電流による磁界と外部磁界が同一極性の状態と逆極性の状態との電圧を比較して、磁界の有無と方向を検出する。

従来技術とは異なり、コイルに双方向の電流を流すので、回路定数が変化した場合でも検出電圧の変化が電流方向の違いでそれぞれ同じ大きさになり相殺される。このため無磁界時のオフセットが生じ難い。したがって、従来技術のように二つのコイルを設ける必要がなく、部品点数が少なくなるので、低コストで高精度な磁気センサを実現できる。

更に、外部磁界の強弱に起因して、コイルＬ２０２に発生する熱による特性のばらつきや計測誤差を防ぐため、シーケンサのパターンを改善し、サンプリングパルスの後にコンデンサＣ３０５に対する完全充電期間Ｐ６０２と完全放電期間Ｐ６０４を設けた。この、完全充電期間Ｐ６０２と完全放電期間Ｐ６０４を設けたことによって、コンデンサＣ３０５に充放電される電荷量は外部磁界の強弱に関わらず常に一定となるので、コイルＬ２０２の発熱量も外部磁界の強弱に関わらず常に一定となる。このため、コイルＬ２０２の温度の平衡時間に起因して生じていた出力電圧のヒステリシスも解消し、誤検出の可能性が低下する。

特に、第二の実施形態では、コイルを単体でセンサとして回路ブロックから引き出すことができる。その際、従来技術と比べるとコイルが一つだけで済むので、センサが小型化でき、更に回路ブロックとコイルとを結線する信号ケーブルの本数を節約して低コスト化に一層寄与することができる。

以上、本発明の実施形態例について説明したが、本発明は上記実施形態例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の
変形例、応用例を含む。

１０１…磁気センサ、１０２…磁石、２０１…ヨーク、２０３…検出部、２０４…シーケンサ、３０１…第一スイッチ、３０２…第二スイッチ、３０７…オペアンプ、３０８…第三スイッチ、３１０…第四スイッチ、３１１…オペアンプ、３１４…オペアンプ、４０１…クロック発生器、４０２…ループカウンタ、４０３…ＲＯＭ、４０４…デコーダ、７０１…検出部、７０１…検出部、Ｃ３０５…コンデンサ、Ｃ３０６…コンデンサ、Ｃ３０９…コンデンサ、Ｄ３０３…第一フリーホイールダイオード、Ｄ３０４…第二フリーホイールダイオード、Ｌ２０２…コイル、Ｌ７０２…コイル、Ｒ３１２…抵抗、Ｒ３１３…抵抗、Ｒ３１５…抵抗、Ｒ３１６…抵抗

Claims (4)

1. 所定の電圧が印加される第一スイッチと、
   前記第一スイッチに並列接続される第一フリーホイールダイオードと、
   前記第一スイッチと接地との間に接続される第二スイッチと、
   前記第二スイッチに並列接続される第二フリーホイールダイオードと、
   前記第一スイッチと前記第二スイッチとの間に接続される、ヨークを有するコイルと、
   前記コイルと接地との間に接続されるコンデンサと、
   前記コンデンサの両端電圧の変化を取得する電圧変化取得部と、
   前記第二スイッチをオフ制御しつつ前記第一スイッチをオン制御して前記コンデンサに前記コイルを通じて充電する計測用充電期間と、前記計測用充電期間の後に前記第一スイッチを更にオン制御して前記コンデンサに前記コイルを通じて充電する完全充電期間と、前記完全充電期間の後に前記第一スイッチをオフ制御しつつ前記第二スイッチをオン制御して前記コンデンサに前記コイルを通じて放電する計測用放電期間と、前記計測用放電期間の後に前記第二スイッチを更にオン制御して前記コンデンサに前記コイルを通じて放電する完全放電期間とを形成する制御パルス信号を出力するシーケンサと
   を備える磁気センサ。
2. 前記電圧変化取得部は、
   前記シーケンサによって前記計測用充電期間の後、前記完全充電期間の前に前記コンデンサの両端電圧を取得する第一サンプルホールド回路と、
   前記シーケンサによって前記計測用放電期間の後、前記完全放電期間の前に前記コンデンサの両端電圧を取得する第二サンプルホールド回路と、
   前記第一サンプルホールド回路と前記第二サンプルホールド回路の出力を加算する加算回路と
   よりなる、請求項１記載の磁気センサ。
3. 所定の電圧が印加される第一スイッチと、
   前記第一スイッチに並列接続される第一フリーホイールダイオードと、
   前記第一スイッチと接地との間に接続される第二スイッチと、
   前記第二スイッチに並列接続される第二フリーホイールダイオードと、
   前記第一スイッチと前記第二スイッチとの間に接続されるコンデンサと、
   前記コンデンサと接地との間に接続される、ヨークを有するコイルと、
   前記コンデンサ及び前記コイルの直列接続の両端電圧の変化を取得する電圧変化取得部と、
   前記第二スイッチをオフ制御しつつ前記第一スイッチをオン制御して前記コンデンサに前記コイルを通じて充電する計測用充電期間と、前記計測用充電期間の後に前記第一スイッチを更にオン制御して前記コンデンサに前記コイルを通じて充電する完全充電期間と、前記完全充電期間の後に前記第一スイッチをオフ制御しつつ前記第二スイッチをオン制御して前記コンデンサに前記コイルを通じて放電する計測用放電期間と、前記計測用放電期間の後に前記第二スイッチを更にオン制御して前記コンデンサに前記コイルを通じて放電する完全放電期間とを形成する制御パルス信号を出力するシーケンサと
   を備える磁気センサ。
4. 前記電圧変化取得部は、
   前記シーケンサによって前記計測用充電期間の後、前記完全充電期間の前に前記コンデンサの両端電圧を取得する第一サンプルホールド回路と、
   前記シーケンサによって前記計測用放電期間の後、前記完全放電期間の前に前記コンデンサの両端電圧を取得する第二サンプルホールド回路と、
   前記第一サンプルホールド回路と前記第二サンプルホールド回路の出力を加算する加算回路と
   よりなる、請求項３記載の磁気センサ。

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