JP4859207B2 - Switching power supply - Google Patents

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Description

本発明はスイッチング電源装置に関し、詳細にはスイッチング電源装置の消費電力低減技術の１つであるバーストモード制御に関する。機器動作上発生する様々な状態変化に対応するために有効な制御方法が提供される。   The present invention relates to a switching power supply, and more particularly to burst mode control, which is one of techniques for reducing power consumption of a switching power supply. An effective control method is provided to cope with various state changes that occur in the operation of the device.

一般に自励式スイッチング電源は、熱設計の観点から自励式スイッチング電源が搭載される機器に求められる最大負荷の状態において効率が最大となるように設計される。そのため、機器休止時すなわち負荷が軽くなればなるほど効率が悪化する。この効率悪化を回避するための方法が特許文献１において提案されている。この方法は、機器休止時に自励式スイッチング電源の誤差検出回路の出力を一定の周波数及びデューティーで電源の発振停止に充分な時間だけ低下させるものである。   In general, a self-excited switching power supply is designed so that efficiency is maximized in a maximum load state required for a device on which the self-excited switching power supply is mounted from the viewpoint of thermal design. For this reason, the efficiency decreases as the apparatus is stopped, that is, as the load becomes lighter. A method for avoiding this deterioration in efficiency is proposed in Patent Document 1. In this method, the output of the error detection circuit of the self-excited switching power supply is reduced at a constant frequency and duty for a time sufficient to stop the oscillation of the power supply when the equipment is inactive.

特開２００３−２８４３４０号公報JP 2003-284340 A

しかし、特許文献１の方法では、スイッチング電源から電力を供給されて動作する機器において発生する様々な状態変化時に、自励式スイッチング電源の間欠発振、省エネモード時の供給負荷能力に起因する出力電圧の異常な乱高下を防止することができない。以下回路例を用いて詳細に説明する。   However, in the method of Patent Document 1, the output voltage due to the intermittent oscillation of the self-excited switching power supply and the supply load capability in the energy saving mode is generated at the time of various state changes that occur in a device that operates with power supplied from the switching power supply. Unusual fluctuations cannot be prevented. This will be described in detail below using a circuit example.

（スイッチング電源装置の基本動作）
従来のスイッチング電源装置を図６に示した自励型フライバックコンバータ（ＲＣＣ：リンギングチョークコンバータ）を基本回路として説明する。 (Basic operation of switching power supply)
A conventional switching power supply device will be described with a self-excited flyback converter (RCC: ringing choke converter) shown in FIG. 6 as a basic circuit.

絶縁トランスＴ６０１は入力側の１次巻線Ｎｐと出力側の２次巻線Ｎｓおよび１次側の補助巻線Ｎｂで構成される。補助巻線Ｎｂはスイッチング素子Ｑ６０２の駆動用巻線であり、スイッチング素子Ｑ６０２は主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子のオン／オフ制御を行う。入力電圧ＥはＡＣ入力電圧をブリッジダイオード（図示せず）で整流し、アルミ電界コンデンサ（図示せず）で平滑された直流電圧であり、アルミ電解コンデンサの両端電圧である。入力電圧Ｅは１次巻線Ｎｐの一端と主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流出端子の間に印加される。入力電圧Ｅの（＋）側は１次巻線Ｎｐの一端、（−）側は主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流出端子に接続される。補助巻き線Ｎｂは１次巻き線Ｎｐと同極に、２次巻線Ｎｓは１次巻き線Ｎｐと異極に接続される。   The insulating transformer T601 includes an input-side primary winding Np, an output-side secondary winding Ns, and a primary-side auxiliary winding Nb. The auxiliary winding Nb is a driving winding for the switching element Q602, and the switching element Q602 performs on / off control of the control terminal of the main switching element Q601. The input voltage E is a DC voltage obtained by rectifying an AC input voltage with a bridge diode (not shown) and smoothing with an aluminum electric field capacitor (not shown), and is a voltage across the aluminum electrolytic capacitor. The input voltage E is applied between one end of the primary winding Np and the current outflow terminal of the main switching element Q601. The (+) side of the input voltage E is connected to one end of the primary winding Np, and the (−) side is connected to the current outflow terminal of the main switching element Q601. The auxiliary winding Nb is connected to the same polarity as the primary winding Np, and the secondary winding Ns is connected to a different polarity from the primary winding Np.

入力電圧Ｅの（＋）側と主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子間には起動抵抗Ｒ６０１が接続される。主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子と入力直流電圧Ｅの（−）側との間には抵抗Ｒ６０２が接続される。起動抵抗Ｒ６０１と抵抗Ｒ６０２で直流電圧Ｅを分圧して、主スイッチング素子Ｑ６０１がオンするのに充分な電圧を得る。主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子と補助巻線Ｎｂの１次巻線との同極側との間にはコンデンサＣ６０１と抵抗Ｒ６０３、Ｒ６０４が接続される。抵抗Ｒ６０４の補助巻線Ｎｂ側にはダイオードＤ６０１のカソードが、抵抗Ｒ６０４の抵抗Ｒ６０３側にはダイオードＤ６０１のアノードが接続されており、主スイッチング素子Ｑ６０１のターンオン、ターンオフ速度を調整している。スイッチング素子Ｑ６０２は主スイッチング素子Ｑ６０１のオン、オフを制御する。   A starting resistor R601 is connected between the (+) side of the input voltage E and the control terminal of the main switching element Q601. A resistor R602 is connected between the control terminal of the main switching element Q601 and the (−) side of the input DC voltage E. The DC voltage E is divided by the starting resistor R601 and the resistor R602 to obtain a voltage sufficient to turn on the main switching element Q601. A capacitor C601 and resistors R603 and R604 are connected between the control terminal of the main switching element Q601 and the same polarity side of the primary winding of the auxiliary winding Nb. The cathode of the diode D601 is connected to the auxiliary winding Nb side of the resistor R604, and the anode of the diode D601 is connected to the resistor R603 side of the resistor R604, and the turn-on and turn-off speeds of the main switching element Q601 are adjusted. Switching element Q602 controls on / off of main switching element Q601.

スイッチング素子Ｑ６０２の電流流入端子は主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子に、電流流出端子は直流電圧Ｅの（−）側に接続され、制御端子と電流流出端子との間にはコンデンサＣ６０２が接続される。補助巻線Ｎｂとスイッチング素子Ｑ６０２の制御端子との間には抵抗Ｒ６０５が接続され、コンデンサＣ６０２とともに時定数回路を構成する。オプトカプラＩＣ６０１の１次側の電流流入端子と主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子との間には抵抗Ｒ６０６が接続され、オプトカプラＩＣ６０１に流れる電流を制限している。オプトカプラＩＣ６０１のフォトトランジスタの電流流出端子はスイッチング素子Ｑ６０２の制御端子に接続される。２次巻線Ｎｓの１次巻線Ｎｐとの異極側に整流用のダイオードＤ６０２のアノードが接続され、ダイオードＤ６０２のカソードと２次巻線Ｎｓの１次巻線Ｎｐとの同極側の間に電界コンデンサＣ６０３が接続される。   The current inflow terminal of switching element Q602 is connected to the control terminal of main switching element Q601, the current outflow terminal is connected to the (−) side of DC voltage E, and capacitor C602 is connected between the control terminal and the current outflow terminal. . A resistor R605 is connected between the auxiliary winding Nb and the control terminal of the switching element Q602, and constitutes a time constant circuit together with the capacitor C602. A resistor R606 is connected between the primary-side current inflow terminal of the optocoupler IC601 and the control terminal of the main switching element Q601 to limit the current flowing through the optocoupler IC601. The current outflow terminal of the phototransistor of the optocoupler IC 601 is connected to the control terminal of the switching element Q602. The anode of the rectifying diode D602 is connected to the side opposite to the primary winding Np of the secondary winding Ns, and the same polarity side of the cathode of the diode D602 and the primary winding Np of the secondary winding Ns is connected. An electric field capacitor C603 is connected between them.

ダイオードＤ６０２は整流された交番電圧を平滑する。出力電圧Ｖｏは抵抗Ｒ６０７、Ｒ６０８によって分圧される。分圧電圧は差動増幅器ＩＣ６０２の反転入力端子に入力され、ツェナーダイオードＺＤ６０１と抵抗Ｒ６０９とで生成された基準電圧は差動増幅器ＩＣ６０２の非反転入力端子に入力される。差動増幅器ＩＣ６０２は反転入力端子の入力電圧を基準電圧と比較して出力端子の電圧に変換し、これにより、抵抗Ｒ６１０を介してオプトカプラＩＣ６０１の発光側のダイオードに流れる電流を制御する。差動増幅器ＩＣ６０２の反転入力端子と出力端子の間に接続された抵抗Ｒ６１１とコンデンサＣ６０４は、閉ループの利得・位相を調整するためのものである。   Diode D602 smoothes the rectified alternating voltage. The output voltage Vo is divided by resistors R607 and R608. The divided voltage is input to the inverting input terminal of the differential amplifier IC602, and the reference voltage generated by the Zener diode ZD601 and the resistor R609 is input to the non-inverting input terminal of the differential amplifier IC602. The differential amplifier IC602 compares the input voltage at the inverting input terminal with the reference voltage and converts it to the voltage at the output terminal, thereby controlling the current flowing through the diode on the light emitting side of the optocoupler IC601 via the resistor R610. A resistor R611 and a capacitor C604 connected between the inverting input terminal and the output terminal of the differential amplifier IC602 are for adjusting the gain and phase of the closed loop.

主スイッチング素子Ｑ６０１は起動抵抗Ｒ６０１と抵抗Ｒ６０２により制御端子に電圧が印加され導通状態となる。主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態になると１次巻線Ｎｐに入力電圧Ｅが印加され、補助巻線Ｎｂに１次巻線Ｎｐと同極側を正とする電圧が誘起される。このとき２次巻線Ｎｓにも電圧が誘起されるが、整流ダイオードＤ６０２のアノード側を負とする電圧であるため２次側には電圧は伝達されない。従って１次巻線Ｎｐを流れる電流は絶縁トランスＴ６０１の励磁電流だけで、絶縁トランスＴ６０１には励磁電流の２乗に比例したエネルギが蓄積される。この励磁電流は時間に比例して増大する。補助巻線Ｎｂに誘起された電圧によりコンデンサＣ６０１、抵抗Ｒ６０３、Ｒ６０４を介して主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子が充電され、さらに導通状態が継続される。   The main switching element Q601 is turned on by applying a voltage to the control terminal by the starting resistor R601 and the resistor R602. When main switching element Q601 becomes conductive, input voltage E is applied to primary winding Np, and a voltage having the same polarity as primary winding Np is induced in auxiliary winding Nb. At this time, a voltage is also induced in the secondary winding Ns. However, since the voltage is negative on the anode side of the rectifier diode D602, no voltage is transmitted to the secondary side. Therefore, the current flowing through the primary winding Np is only the exciting current of the insulating transformer T601, and energy proportional to the square of the exciting current is stored in the insulating transformer T601. This exciting current increases in proportion to time. The control terminal of the main switching element Q601 is charged via the capacitor C601 and the resistors R603 and R604 by the voltage induced in the auxiliary winding Nb, and the conduction state is continued.

時定数回路を構成するコンデンサＣ６０２は補助巻線Ｎｂからの電荷で充電される。コンデンサＣ６０２の両端の電圧がスイッチング素子Ｑ６０２の閾値より高くなるとスイッチング素子Ｑ６０２が導通状態となり、主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子電圧が低下するため、主スイッチング素子Ｑ６０１は非導通状態となる。このとき絶縁トランスＴ６０１の各巻線には起動時と逆極性の電圧が発生し、２次巻線Ｎｓには整流ダイオードＤ６０２のアノード側を正とする電圧が発生する。このため、絶縁トランスＴ６０１に蓄積されたエネルギが整流、平滑され、２次側に伝達される。絶縁トランスＴ６０１に蓄えられているエネルギが２次側にすべて伝達されると、主スイッチング素子Ｑ６０１は再び導通状態となる。   The capacitor C602 constituting the time constant circuit is charged with the electric charge from the auxiliary winding Nb. When the voltage at both ends of the capacitor C602 becomes higher than the threshold value of the switching element Q602, the switching element Q602 becomes conductive, and the control terminal voltage of the main switching element Q601 decreases, so that the main switching element Q601 becomes nonconductive. At this time, a voltage having a polarity opposite to that at the time of activation is generated in each winding of the insulating transformer T601, and a voltage with the anode side of the rectifier diode D602 being positive is generated in the secondary winding Ns. For this reason, the energy accumulated in the insulating transformer T601 is rectified and smoothed and transmitted to the secondary side. When the energy stored in the insulating transformer T601 is all transmitted to the secondary side, the main switching element Q601 becomes conductive again.

再び導通状態となる理由は次の通りである。主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流入、電流流出端子間の電圧の巻線比分の電圧が補助巻線Ｎｂに発生している。主スイッチング素子Ｑ６０１が非導通状態になった直後は制御端子が負にバイアスされているが、２次側にエネルギの伝達が終わると負のバイアスが徐々に低下する。このため、ＣカップリングしているコンデンサＣ６０１から再び主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子が正方向にバイアスされる。フォトカプラＩＣ６０１からの電流は出力電圧Ｖｏが高いときに電流を多く流すので、それによってコンデンサＣ６０２に電流が供給され、充電時間が短くなる。これは主スイッチング素子Ｑ６０１の導通時間が短くなることを示しており、これによって絶縁トランスＴ６０１に蓄積されるエネルギが減少することで出力電圧Ｖｏが下がり、定電圧動作を行っている。出力電圧が低い場合は逆の動作になる。   The reason for becoming conductive again is as follows. A voltage corresponding to the winding ratio of the voltage between the current inflow and current outflow terminals of the main switching element Q601 is generated in the auxiliary winding Nb. The control terminal is negatively biased immediately after the main switching element Q601 becomes non-conductive, but the negative bias gradually decreases when the transmission of energy to the secondary side ends. For this reason, the control terminal of the main switching element Q601 is again biased in the positive direction from the C-coupled capacitor C601. Since a large amount of current flows from the photocoupler IC 601 when the output voltage Vo is high, a current is supplied to the capacitor C602, thereby shortening the charging time. This indicates that the conduction time of the main switching element Q601 is shortened. As a result, the energy stored in the insulating transformer T601 is reduced, so that the output voltage Vo is lowered and the constant voltage operation is performed. The operation is reversed when the output voltage is low.

図７はＲＣＣ方式における各部の波形を示している。   FIG. 7 shows the waveform of each part in the RCC method.

Ｖｇｓは主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子電圧、Ｖｄｓは主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流入端子、電流流出端子間電圧、Ｉｄは主スイッチング素子Ｑ６０１に流れる電流を示す。ＶＮｓは２次巻線Ｎｓに発生する電圧、Ｉｓは２次側の整流ダイオードＤ６０２に流れる電流、ＶＮｂは補助巻線Ｎｂに発生する電圧を示す。まず、主スイッチング素子Ｑ６０１のオン期間について説明する。起動抵抗Ｒ６０１により制御端子に電圧が印加され、Ｖｇｓが上昇することによって主スイッチング素子Ｑ６０１は導通状態となり、Ｉｄは時間とともに正の傾きで直線的に増加し、絶縁トランスＴ６０１にエネルギが蓄積される。このときＶｄｓは主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態であるため略零であり、２次側の整流ダイオードＤ６０２にはＶＮｓが印加されて逆バイアスされているため、Ｉｓは流れない。   Vgs is a control terminal voltage of the main switching element Q601, Vds is a voltage between the current inflow terminal and the current outflow terminal of the main switching element Q601, and Id is a current flowing through the main switching element Q601. VNs is a voltage generated in the secondary winding Ns, Is is a current flowing through the rectifier diode D602 on the secondary side, and VNb is a voltage generated in the auxiliary winding Nb. First, the on period of main switching element Q601 will be described. When a voltage is applied to the control terminal by the starting resistor R601 and Vgs rises, the main switching element Q601 becomes conductive, and Id increases linearly with a positive slope with time, and energy is stored in the insulating transformer T601. . At this time, Vds is substantially zero because the main switching element Q601 is in a conducting state, and Is does not flow because VNs is applied to the secondary side rectifier diode D602 and reverse biased.

このときの補助巻線Ｎｂの電圧がＶＮｂで示される。コンデンサが充電され、トランジスタＱ６０２が導通状態になると主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子電圧Ｖｇｓは零になり、主スイッチング素子Ｑ６０１は非導通状態となる。このため、Ｉｄは零になり、Ｖｄｓは入力電圧Ｅと２次側の出力電圧の巻線比倍の電圧、およびサージ電圧を重畳したものとなる。このとき２次側の整流ダイオードＤ６０２は導通状態となり、絶縁トランスＴ６０１に蓄積されたエネルギが２次側に伝達される。Ｉｓは負の傾きで直線的に減少する。このとき補助巻線Ｎｓには負電圧が発生するが、その後の負電圧の低下により再び主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態となることで継続して発振動作を行う。   The voltage of the auxiliary winding Nb at this time is indicated by VNb. When the capacitor is charged and transistor Q602 is turned on, control terminal voltage Vgs of main switching element Q601 becomes zero, and main switching element Q601 is turned off. For this reason, Id becomes zero, and Vds is obtained by superimposing a voltage that is a winding ratio times the input voltage E and the output voltage on the secondary side, and a surge voltage. At this time, the rectifier diode D602 on the secondary side becomes conductive, and the energy accumulated in the insulating transformer T601 is transmitted to the secondary side. Is decreases linearly with a negative slope. At this time, although a negative voltage is generated in the auxiliary winding Ns, the main switching element Q601 becomes conductive again due to the subsequent decrease in the negative voltage, and the oscillation operation is continuously performed.

以上の動作により、機器動作時の負荷が大きい場合には、負荷変動に対して一定電圧をＶｌｏａｄとして出力するよう制御を行う。その際にはマイクロコントローラＩＣ６０３が備えるモード選択端子Ｐ１はスイッチング素子Ｑ６０３の制御端子をＬＯＷとする。これによりスイッチング素子Ｑ６０３は導通状態にはならず、強制的に主スイッチング素子Ｑ６０１が発振を停止してしまうことはない。一方、機器休止時の負荷が小さい場合には、モード選択端子Ｐ１からスイッチング素子Ｑ６０３の制御端子に、ＨＩ／ＬＯＷを繰り返すパルス状の信号が印かされる。スイッチング素子Ｑ６０３の制御端子がＨＩの期間、絶縁トランスＴ６０１の２次側に結合するオプトカプラＩＣ６０１の発光ダイオードには差動増幅器ＩＣ６０２の出力とは関係なく抵抗Ｒ６１２で制限される電流が流れる。   With the above operation, when the load during device operation is large, control is performed so that a constant voltage is output as Vload with respect to the load fluctuation. At this time, the mode selection terminal P1 provided in the microcontroller IC 603 sets the control terminal of the switching element Q603 to LOW. As a result, switching element Q603 does not become conductive, and main switching element Q601 does not forcibly stop oscillating. On the other hand, when the load at the time of equipment suspension is small, a pulse signal that repeats HI / LOW is marked from the mode selection terminal P1 to the control terminal of the switching element Q603. During the period when the control terminal of the switching element Q603 is HI, a current limited by the resistor R612 flows through the light emitting diode of the optocoupler IC601 coupled to the secondary side of the isolation transformer T601 regardless of the output of the differential amplifier IC602.

この電流は機器動作時に比べて充分に大きい。この電流が絶縁トランスＴ６０１の１次側に結合するオプトカプラＩＣ６０１のフォトトランジスタに伝えられると、瞬時にコンデンサＣ６０２の電圧を上昇させることでスイッチング素子Ｑ６０２を導通状態とし、主スイッチング素子Ｑ６０１を非導通状態にする。この状態を自励式スイッチング電源の発振周波数の例えば２〜２０倍位継続すると、絶縁トランスＴ６０１のエネルギが完全に放出され、本自励式スイッチング電源の１次側は起動前と同じ状態になる。本スイッチング電源の２次側は負荷が小さいため、出力電圧はほぼそのままの状態で維持できる。スイッチング素子Ｑ６０３の制御端子がＨＩからＬＯＷに戻ると、オプトカプラＩＣ６０１の２次側の発光ダイオードの電流もほぼ以前の状態に回復する。   This current is sufficiently larger than when the device is operating. When this current is transmitted to the phototransistor of the optocoupler IC 601 that is coupled to the primary side of the isolation transformer T601, the voltage of the capacitor C602 is instantaneously increased to make the switching element Q602 conductive and the main switching element Q601 nonconductive. To. If this state is continued for about 2 to 20 times the oscillation frequency of the self-excited switching power supply, for example, the energy of the insulating transformer T601 is completely released, and the primary side of the self-excited switching power supply is in the same state as before the start-up. Since the secondary side of the switching power supply has a small load, the output voltage can be maintained almost as it is. When the control terminal of the switching element Q603 returns from HI to LOW, the current of the light emitting diode on the secondary side of the optocoupler IC 601 is also almost restored to the previous state.

オプトカプラＩＣ６０１のフォトトランジスタの電流による抵抗Ｒ６０５両端の電圧降下をスイッチング素子Ｑ６０２の閾値電圧より大きく設定した場合、スイッチング素子Ｑ６０２は導通状態を継続する。そして、起動抵抗Ｒ６０１からの電流はスイッチング素子Ｑ６０２にすべて流れ込む。したがって主スイッチング素子Ｑ６０１はオンできないため、本自励式スイッチング電源は発振停止状態を継続する。時間経過に伴い、コンデンサＣ６０３の蓄積電荷が負荷により消費されていくと、２次側の出力電圧も低下する。それに伴い差動増幅器ＩＣ６０２の出力電圧も上昇し、オプトカプラＩＣ６０１のフォトトランジスタ側に流れる電流が減少する。このため、抵抗Ｒ６０５両端の電圧降下がスイッチング素子Ｑ６０２の閾値電圧よりも小さくなると、起動抵抗Ｒ６０１からコンデンサＣ６０１に充電が行われ、主スイッチング素子Ｑ６０１がオンし、本自励式スイッチング電源は発振を再開する。   When the voltage drop across the resistor R605 due to the phototransistor current of the optocoupler IC 601 is set larger than the threshold voltage of the switching element Q602, the switching element Q602 continues to be conductive. All of the current from the starting resistor R601 flows into the switching element Q602. Therefore, since main switching element Q601 cannot be turned on, the self-excited switching power supply continues to be in an oscillation stopped state. As the accumulated charge in the capacitor C603 is consumed by the load with the passage of time, the output voltage on the secondary side also decreases. Along with this, the output voltage of the differential amplifier IC602 also increases, and the current flowing to the phototransistor side of the optocoupler IC601 decreases. For this reason, when the voltage drop across the resistor R605 becomes smaller than the threshold voltage of the switching element Q602, the capacitor C601 is charged from the starting resistor R601, the main switching element Q601 is turned on, and the self-excited switching power supply resumes oscillation. To do.

以上のように、小負荷時にスイッチング素子Ｑ６０３の制御端子に対してＨＩ／ＬＯＷの信号を繰り返し入力することにより、本自励式スイッチング電源の単位時間あたりの発振回数を減少させることができる。このため、小負荷時の損失を低減することができ、より高効率化することができる。Ｖ１は詳細な回路は図示しないが、Ｖｏを降圧することによって生成される直流出力電圧を示しており、このＶ１によってマイクロコントローラＩＣ６０３は動作する。   As described above, the number of oscillations per unit time of the self-excited switching power supply can be reduced by repeatedly inputting the HI / LOW signal to the control terminal of the switching element Q603 when the load is small. For this reason, the loss at the time of a small load can be reduced, and it can be made more efficient. Although a detailed circuit is not shown, V1 indicates a DC output voltage generated by stepping down Vo, and the microcontroller IC 603 operates by this V1.

（課題となる動作）
しかし、スイッチング電源装置から電力を供給される機器の動作状態及び動作の遷移の仕方によっては負荷に必要な電力を供給できず、以下の具体例のように２次側の直流出力電圧の低下を招く。 (Behavioral behavior)
However, depending on the operating state of the equipment supplied with power from the switching power supply and the manner of transition of the operation, the necessary power cannot be supplied to the load, and the secondary side DC output voltage is reduced as in the following specific example. Invite.

図１は問題となる動作が発生する一例を示す。図６の回路との違いは、Ｖｌｏａｄへ供給される負荷がＱ１０１により遮断される構成になっている点である。抵抗Ｒ１０２、Ｒ１０３はＱ１０１のゲートを駆動するための分圧抵抗である。スイッチング素子Ｑ１０２はマイクロコントローラＩＣ１０３のポートＰ２により抵抗Ｒ１０４を介して負荷遮断導通制御を行う。遮断される負荷側に取り付けられている電界コンデンサＣ１０２はＶｌｏａｄ側電圧のリップル除去の役割を果たす。マイクロコントローラＩＣ１０３のポートＰ３には抵抗Ｒ１０５を介してＶ１にプルアップされたＳＷ１０１が接続され、ＳＷ１０１が押されてポートＰ３がＬＯＷになることでマイクロコンローラＩＣ１０３がＱ１０１の遮断導通動作を行う。   FIG. 1 shows an example in which a problematic operation occurs. The difference from the circuit of FIG. 6 is that the load supplied to Vload is cut off by Q101. Resistors R102 and R103 are voltage dividing resistors for driving the gate of Q101. The switching element Q102 performs load breaking conduction control via the resistor R104 by the port P2 of the microcontroller IC103. The electric field capacitor C102 attached to the load side to be cut off plays a role of ripple removal of the Vload side voltage. SW101 pulled up to V1 via a resistor R105 is connected to the port P3 of the microcontroller IC103. When the SW101 is pushed and the port P3 becomes LOW, the microcontroller IC103 performs the shutoff conduction operation of Q101.

図８は具体的な動作波形を示す。Ｍｏｄｅはスイッチング電源装置の動作状態、ＳＷはＳＷ１０１が押される前後のどちらなのかを示す。ＩｒｕｓｈはＱ１０１に流れるラッシュ電流、Ｖｏｕｔは出力電圧を示す。Ｖｄｓは主スイッチング素子Ｑ６０１のドレインソース間電圧、Ｐｕｌｓｅはモード選択端子Ｐ１からＱ６０３の制御端子に印加されるパルス信号を示す。ＳＷ１０１が押されることによりＳＷがｏｆｆ状態からｏｎ状態に移行するとマイクロコントローラＩＣ１０３はＰ２をＨＩＧＨに維持することでＱ１０１を導通状態に遷移させる。このときＱ１０１にはＣ１０２に充電するためにラッシュ電流Ｉｒｕｓｈが流れる。一方、スイッチング電源側は省エネモード１であるため、マイクロコントローラＩＣ１０３は一定周波数、一定デューティーにてＱ６０３の制御端子にＨＩ／ＬＯＷの繰り返し信号Ｐｕｌｓｅを出力している。   FIG. 8 shows specific operation waveforms. Mode indicates the operating state of the switching power supply, and SW indicates before or after the SW 101 is pressed. Irush indicates a rush current flowing through Q101, and Vout indicates an output voltage. Vds is a drain-source voltage of the main switching element Q601, and Pulse is a pulse signal applied from the mode selection terminal P1 to the control terminal of Q603. When the SW 101 is pressed and the SW shifts from the off state to the on state, the microcontroller IC 103 changes the Q101 to the conducting state by maintaining P2 at HIGH. At this time, a rush current Irush flows through Q101 to charge C102. On the other hand, since the switching power supply side is in the energy saving mode 1, the microcontroller IC 103 outputs the HI / LOW repetition signal Pulse to the control terminal of Q603 at a constant frequency and a constant duty.

スイッチング電源は起動、発振停止を繰り返しながら負荷に電力を供給する。Ｖｄｓはスイッチング電源装置の発振の状態を示しており、ＶｄｓがＧＮＤレベルのときはスイッチング電源装置が発振しておらず、電圧が発生しているときはスイッチング電源装置が発振（数１０ｋＨｚ）している。省エネモード１にて動作中はＰｕｌｓｅ波形に見られるように数ｋＨｚ、数１０％程度のデューティーにてマイクロコントローラＩＣ１０３のモード選択端子Ｐ１はＨＩ／ＬＯＷを繰り返している。ＰｕｌｓｅのＨＩ期間中はスイッチング素子Ｑ６０３が導通することで主スイッチング素子Ｑ６０１が強制的に非導通となることでスイッチング損失を低減することでスイッチング電源装置のエネルギ損失を低減させることで省エネを実現している。   The switching power supply supplies power to the load while repeatedly starting and stopping oscillation. Vds indicates the oscillation state of the switching power supply device. When Vds is at the GND level, the switching power supply device does not oscillate, and when a voltage is generated, the switching power supply device oscillates (several tens of kHz). Yes. During operation in the energy saving mode 1, the mode selection terminal P1 of the microcontroller IC 103 repeats HI / LOW at a duty of several kHz and several tens of percent as seen in the Pulse waveform. During the HI period of Pulse, the switching element Q603 is turned on so that the main switching element Q601 is forcibly turned off to reduce the switching loss, thereby reducing the energy loss of the switching power supply device, thereby realizing energy saving. ing.

ｔ１はＰｕｌｓｅのＨＩが終了してからスイッチング電源装置が発振を開始する（Ｖｄｓが発生する）までの時間を示す。時間ｔ１は主スイッチング素子Ｑ６０１の最大オン時間を決めている時定数回路（Ｒ６０５，Ｃ６０２）と起動抵抗Ｒ６０１と主スイッチング素子Ｑ６０１のゲート入力容量との関係にて決定される。主スイッチング素子Ｑ６０１の非導通期間の終了後、Ｃ６０２に電荷が残留する期間はスイッチング素子Ｑ６０２が導通状態のため、起動抵抗Ｒ６０１から主スイッチング素子Ｑ６０１のゲートへ充電が行われていても主スイッチング素子Ｑ６０１は導通できない。しかしＣ６０２が放電され、スイッチング素子Ｑ６０２が非導通になると起動抵抗Ｒ６０１から主スイッチング素子Ｑ６０１のゲートへの充電時間後に主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態に移行する。   t1 indicates the time from when the HI of Pulse ends to when the switching power supply device starts oscillating (Vds is generated). The time t1 is determined by the relationship between the time constant circuit (R605, C602) that determines the maximum on-time of the main switching element Q601, the starting resistance R601, and the gate input capacitance of the main switching element Q601. After the non-conducting period of the main switching element Q601 ends, the switching element Q602 is in the conducting state during the period in which the charge remains in the C602, so that the main switching element is charged even if the starting resistor R601 is charged to the gate of the main switching element Q601. Q601 cannot conduct. However, when C602 is discharged and switching element Q602 becomes non-conductive, main switching element Q601 transitions to a conductive state after the charging time from starting resistor R601 to the gate of main switching element Q601.

この時間ｔ１を主スイッチング素子Ｑ６０１の動作上の不感帯という。すなわち、Ｐｕｌｓｅ信号の周波数、デューティー、ｔ１によって省エネモード１時にスイッチング電源装置から供給できる電力が決定される。ＳＷ１０１が押され、スイッチング素子Ｑ１０１が導通するとＣ１０２への充電電流としてラッシュ電流Ｉｒｕｓｈが流れる。このラッシュ電流Ｉｒｕｓｈが省エネモード１のときにスイッチング電源装置から供給できる電力よりも大きい場合、電力の供給不足によりＶｏｕｔに電圧低下ΔＶｏｕｔが発生してしまう。このラッシュ電流値もスイッチング素子Ｑ１０１のゲートに接続されたコンデンサＣ１０１によって電流のピークを下げることはできても電力としては変化がないため、少なからず電圧低下ΔＶｏｕｔが発生することになる。   This time t1 is referred to as a dead zone in the operation of the main switching element Q601. That is, the power that can be supplied from the switching power supply device in the energy saving mode 1 is determined by the frequency, duty, and t1 of the Pulse signal. When SW101 is pressed and switching element Q101 is turned on, a rush current Irush flows as a charging current for C102. When the rush current Irush is larger than the power that can be supplied from the switching power supply device in the energy saving mode 1, a voltage drop ΔVout occurs in Vout due to insufficient supply of power. Even if the peak of the current can be lowered by the capacitor C101 connected to the gate of the switching element Q101, the power of the rush current value does not change, so that a voltage drop ΔVout occurs.

本発明の目的は、上記の課題を解決することのできるスイッチング電源装置を提供することである。   The objective of this invention is providing the switching power supply device which can solve said subject.

上記課題を解決するために本発明に係るスイッチング電源装置は、１次巻線と２次巻線を有するトランスと、直流電源から前記１次巻線に流れる電流を制御する第１のスイッチング素子と、前記２次巻線に発生した交流電圧を平滑整流した直流電圧と基準電圧との誤差電圧を出力する誤差検出手段と、 前記誤差電圧に応じて前記第１のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する発振制御手段と、を備えたスイッチング電源装置において、前記２次巻線に発生した交流電圧を平滑整流した直流電圧の負荷への供給状態を切り換えるスイッチと、入力信号に応じて前記スイッチの動作を制御して前記誤差検出手段からの前記誤差電圧によらず前記スイッチング素子の動作を制御するコントローラと、を備え、前記コントローラは、前記入力信号に応じて前記負荷に前記直流電圧を供給しない状態から供給する状態に切り換えるタイミングで、前記スイッチング動作を制御するためのパルス信号の周期を前記負荷に直流電圧を供給しない状態の周期よりも長い周期に変化させる、または、前記パルス信号を停止することを特徴とする。 Switching power supply according to the present invention in order to solve the above problems, a transformer having a primary winding and a secondary winding, a first switching element for controlling a current flowing through the primary winding from a DC power source and error detection means for outputting an error voltage between the DC voltage and the reference voltage of the AC voltage generated was blunt rectifying the secondary winding, to control the switching operation of the first switching element in response to the error voltage A switching power supply comprising: an oscillation control means; a switch for switching a supply state of a DC voltage obtained by smoothing and rectifying an AC voltage generated in the secondary winding to a load; and an operation of the switch according to an input signal. A controller for controlling the operation of the switching element irrespective of the error voltage from the error detection means, the controller comprising the input The cycle of the pulse signal for controlling the switching operation is longer than the cycle of the state in which no DC voltage is supplied to the load at the timing of switching from the state in which the DC voltage is not supplied to the load in accordance with the signal The period is changed, or the pulse signal is stopped .

（実施形態１）
図１は従来例における問題点を示す際にも使用した自励式のスイッチング電源の構成を示す回路図であるが、本実施形態も図１に従って説明する。本実施形態における従来例との違いは時定数回路（Ｒ６０５，Ｃ６０２）の抵抗Ｒ６０５の両端にダイオードＤ１０１、抵抗Ｒ１０１との直列回路を接続したことに回路上の工夫がある。ダイオードＤ１０１はカソード電極側が補助巻線Ｎｂ側になるように接続される。また、制御上の改良点は図２に示すように省エネモード１中に省エネモード２という別のモードに移行させたことに特徴がある。以下それぞれの動作、効果について説明する。 (Embodiment 1)
FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of a self-excited switching power supply used to show problems in the conventional example. This embodiment will also be described with reference to FIG. The difference from the conventional example in this embodiment is that the series circuit of the diode D101 and the resistor R101 is connected to both ends of the resistor R605 of the time constant circuit (R605, C602). The diode D101 is connected such that the cathode electrode side is on the auxiliary winding Nb side. Further, the improvement in control is characterized in that the mode is shifted to another mode called the energy saving mode 2 during the energy saving mode 1 as shown in FIG. Each operation and effect will be described below.

時定数回路（Ｒ６０５，Ｃ６０２）の抵抗Ｒ６０５に並列接続されたダイオードＤ１０１と抵抗Ｒ１０１の直列回路において、抵抗Ｒ１０１の抵抗値は抵抗Ｒ６０５の抵抗値よりも小さく設定される。この直列回路の存在により、スイッチング素子Ｑ６０３が非導通状態に移行した後、スイッチング素子Ｑ６０２が非導通状態になるまでの時間を短くすることが可能となる。これは、抵抗Ｒ６０５の並列抵抗（Ｒ１０１）により補助巻線側へのＣ６０２の放電抵抗が小さくなるためである。この直列回路の存在により遅延時間ｔ１を従来にも増して自由に選択可能になり、抵抗Ｒ１０１の抵抗値の調整により省エネモード１あるいは省エネモード２においてスイッチング電源装置から供給可能な電力が調整可能となり、設計の自由度が向上する。ただし、起動抵抗Ｒ６０１から主スイッチング素子Ｑ６０１のゲートへの充電時間は必要である。   In the series circuit of the diode D101 and the resistor R101 connected in parallel to the resistor R605 of the time constant circuit (R605, C602), the resistance value of the resistor R101 is set smaller than the resistance value of the resistor R605. Due to the presence of this series circuit, it is possible to shorten the time until the switching element Q602 is turned off after the switching element Q603 is turned off. This is because the discharge resistance of C602 to the auxiliary winding side is reduced by the parallel resistance (R101) of the resistor R605. Due to the presence of this series circuit, the delay time t1 can be freely selected in comparison with the prior art, and the power that can be supplied from the switching power supply in the energy saving mode 1 or the energy saving mode 2 can be adjusted by adjusting the resistance value of the resistor R101. , Design flexibility is improved. However, charging time from the starting resistor R601 to the gate of the main switching element Q601 is necessary.

図２に示したスイッチング電源装置の状態遷移図であるが、図８に示した従来例と違い、省エネモード１中に省エネモード２という別のモードに移行させたことに特徴があり、図２では省エネモード２においてＰｕｌｓｅ信号の周波数を低下させている。この周波数変化は、例えば省エネモード１においては１ｋＨｚ、省エネモード２においては５００Ｈｚとすることができる。また、ＳＷがｏｆｆ状態からｏｎ状態に移行する前に省エネモード１から省エネモード２に移行させることにも特徴がある。省エネモード２は省エネモード１と比較し、Ｐｕｌｓｅ信号の周波数が低いために相対的に主スイッチング素子Ｑ６０１がスイッチング動作を行っている時間が長くなる。これは強制的な主スイッチング素子Ｑ６０１の非導通状態が解除された後、ｔ１後にスイッチング動作を開始するが、次の強制オフまでの時間が長くなるためである。このことによりスイッチング損失は増加するが、スイッチング電源装置から供給可能な電力が増加することになる。   FIG. 2 is a state transition diagram of the switching power supply device shown in FIG. 2, which is different from the conventional example shown in FIG. 8 in that it is shifted to another mode called the energy saving mode 2 during the energy saving mode 1. In the energy saving mode 2, the frequency of the Pulse signal is reduced. This frequency change can be set to 1 kHz in the energy saving mode 1 and 500 Hz in the energy saving mode 2, for example. Further, there is a feature in that the energy saving mode 1 is shifted to the energy saving mode 2 before the SW shifts from the off state to the on state. Compared with the energy saving mode 1, the energy saving mode 2 has a relatively long frequency during which the main switching element Q601 performs the switching operation because the frequency of the Pulse signal is low. This is because the switching operation is started after t1 after the forced non-conducting state of the main switching element Q601 is released, but the time until the next forced off becomes long. This increases the switching loss, but increases the power that can be supplied from the switching power supply.

以上の作用によりＳＷが押されてから遮断スイッチＱ１０１を導通するまでの間に省エネモード１から省エネモード２にスイッチング電源装置の状態を移行させることにより、供給可能な電力が増加する。このため従来例で発生していたような電圧低下ΔＶｏｕｔを小さく抑えることが可能となる。   The power that can be supplied is increased by shifting the state of the switching power supply from the energy saving mode 1 to the energy saving mode 2 during the period from when the SW is pressed to when the cut-off switch Q101 is turned on. For this reason, it is possible to suppress the voltage drop ΔVout that occurs in the conventional example.

また、実施形態２の説明において詳細を説明するが、ＳＷがｏｆｆ状態からｏｎ状態に移行する際にスイッチング電源装置側を省エネモード１から省エネ解除モードに移行しておく方法も考えられる。しかし、この場合にはスイッチング電源装置がＰｕｌｓｅに同期した動作を行っていない状態になるため長周期の起動／発振を繰り返す間欠発振状態となり、この状態においてラッシュ電流が発生した場合にも大きな電圧低下ΔＶｏｕｔが発生してしまう。   Although details will be described in the description of the second embodiment, a method of shifting the switching power supply side from the energy saving mode 1 to the energy saving cancellation mode when the SW shifts from the off state to the on state is also conceivable. However, in this case, the switching power supply device does not operate in synchronization with the pulse, so that it becomes an intermittent oscillation state in which long-period start-up / oscillation is repeated, and even if a rush current is generated in this state, a large voltage drop occurs. ΔVout is generated.

本実施形態では省エネモード２においてＰｕｌｓｅ信号の周波数を下げることを提案したが、同様の効果はＰｕｌｓｅ信号のデューティーを下げることによっても得られる。デューティーを下げることによっても、主スイッチング素子Ｑ６０１が強制的に非導通にされている時間そのものを短くすることになるためである。変化の割合は例えば、ＨＩ側のデューティーが省エネモード１においては１０％、省エネモード２においては５％と言った具合である。本実施形態はダイオードＤ１０１と抵抗Ｒ１０１で構成される直列回路の追加、省エネモード２の介在といった特徴があるが、これらは双方存在して効果が得られるというものではなく、単独であっても効果が得られる。   In this embodiment, it has been proposed to lower the frequency of the Pulse signal in the energy saving mode 2, but the same effect can be obtained by lowering the duty of the Pulse signal. This is because reducing the duty also shortens the time for which the main switching element Q601 is forcibly turned off. For example, the ratio of change is such that the duty on the HI side is 10% in the energy saving mode 1 and 5% in the energy saving mode 2. Although the present embodiment has features such as the addition of a series circuit composed of a diode D101 and a resistor R101, and the intervention of an energy saving mode 2, these both exist and are not effective. Is obtained.

また、本実施形態ではマイクロコンピュータを使用する例を挙げたが、モード選択が可能であり、Ｐｕｌｓｅ信号の発振状態を変化させられるものであれば、マイクロコントローラに限定されるものではない。また、自励式スイッチング電源の構成を示す回路例としてはＭＯＳＦＥＴを主スイッチング素子として用いたが、例えば主スイッチング素子Ｑ６０１をバイポーラトランジスタから構成する場合などの如く、適宜構成に変更を加えることが可能である。また、本実施形態では基準電圧をツェナーダイオードで作成したが、本発明は基準電圧の作成方法をツェナーダイオードによるもの限定されない。   In this embodiment, an example in which a microcomputer is used has been described. However, the present invention is not limited to a microcontroller as long as mode selection is possible and the oscillation state of the Pulse signal can be changed. Further, as a circuit example showing the configuration of the self-excited switching power supply, a MOSFET is used as a main switching element. However, the configuration can be changed as appropriate, for example, when the main switching element Q601 is configured from a bipolar transistor. is there. In this embodiment, the reference voltage is created by a Zener diode. However, the present invention is not limited to the method of creating the reference voltage by using a Zener diode.

（実施形態２）
図３は本実施形態を説明するための回路図、図４、図５は本実施形態の効果を説明するためのスイッチング電源装置の状態遷移図である。本実施形態ではモータＭ３０１をマイクロコントローラＩＣ１０３においてＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行う場合を例に挙げて説明する。 (Embodiment 2)
FIG. 3 is a circuit diagram for explaining the present embodiment, and FIGS. 4 and 5 are state transition diagrams of the switching power supply device for explaining the effect of the present embodiment. In the present embodiment, the case where the motor M301 performs PWM (pulse width modulation) control in the microcontroller IC 103 will be described as an example.

図３においてＭ３０１は制御対象であるモータである。Ｑ３０１はモータＭ３０１をスイッチング駆動するためのスイッチング素子である。Ｑ３０２，Ｑ３０３はスイッチング素子Ｑ３０１をプッシュプル駆動するスイッチング素子である。抵抗Ｒ３０１はＱ３０１のゲート電流制限用の抵抗である。Ｒ３０２、Ｒ３０３はプッシュプル駆動する際の電圧を決定する分圧抵抗である。Ｑ３０４はオープンコレクタ動作するスイッチング素子である。抵抗Ｒ３０４はスイッチング素子Ｑ３０４の制御端子に流れ込む電流を制限するための抵抗である。Ｐ４はマイクロコントローラＩＣ１０３のＰＷＭ駆動可能なポートである。モータＭ３０１の一端はＶｏに接続され、他端はスイッチング素子Ｑ３０１の電流流入端子に接続され、電流流出端子はスイッチング電源装置の出力電圧の負側（ＧＮＤ）に接続される。   In FIG. 3, M301 is a motor to be controlled. Q301 is a switching element for switching and driving the motor M301. Q302 and Q303 are switching elements that push-pull drive the switching element Q301. A resistor R301 is a resistor for limiting the gate current of Q301. R302 and R303 are voltage-dividing resistors that determine the voltage at the time of push-pull driving. Q304 is a switching element that operates as an open collector. The resistor R304 is a resistor for limiting the current flowing into the control terminal of the switching element Q304. P4 is a port capable of PWM driving of the microcontroller IC103. One end of the motor M301 is connected to Vo, the other end is connected to the current inflow terminal of the switching element Q301, and the current outflow terminal is connected to the negative side (GND) of the output voltage of the switching power supply device.

スイッチング素子Ｑ３０２の電流流出端子、スイッチング素子Ｑ３０３の電流流入端子は抵抗Ｒ３０１を介してスイッチング素子Ｑ３０１の制御端子に接続される。スイッチング素子Ｑ３０２の電流流入端子は出力電圧Ｖｏに、スイッチング素子Ｑ３０３の電流流出端子は出力電圧の負側（ＧＮＤ）に接続され、それぞれの制御端子は抵抗Ｒ３０２，Ｒ３０３で生成される分圧電圧が印加されている。この接続の状態ではスイッチング素子Ｑ３０１は常に導通状態となり、モータＭ３０１は回転し続けてしまうが、スイッチング素子Ｑ３０４が導通することによりＱ３０１が非導通となり、モータＭ３０１が停止することになる。   The current outflow terminal of switching element Q302 and the current inflow terminal of switching element Q303 are connected to the control terminal of switching element Q301 via resistor R301. The current inflow terminal of the switching element Q302 is connected to the output voltage Vo, the current outflow terminal of the switching element Q303 is connected to the negative side (GND) of the output voltage, and each control terminal receives a divided voltage generated by the resistors R302 and R303. Applied. In this connection state, the switching element Q301 is always in a conducting state, and the motor M301 continues to rotate. However, when the switching element Q304 is turned on, the Q301 becomes non-conducting and the motor M301 stops.

図４を参照してモータＭ３０１をＰＷＭ駆動する場合に問題となる動作を説明する。通常、スイッチング電源装置が省エネモード１からモータＭ３０１をＰＷＭ駆動する省エネ解除モードに移行する場合、省エネモード１ではモータＭ３０１をＰＷＭ駆動するのに十分な電力をスイッチング電源装置が供給できない。このため、省エネモード１にて出力していたＰｕｌｓｅ信号を停止してからモータＭ３０１をＰＷＭ駆動するのが常である。しかし、この移行方法では省エネモード１を解除後すぐにスイッチング電源装置が長周期にて主スイッチング素子Ｑ６０１の起動／停止を繰り返す間欠発振状態に入ってしまう。この間欠発振状態は長周期にわたる起動／停止になるため、図４に示したように出力電圧Ｖｏｕｔのリップル電圧は大きくなる。この間欠発振状態のとき、特に発振停止直後にモータＭ３０１のＰＷＭ駆動が開始されると、フィードバック制御に依存する遅れ時間（delay time）後に主スイッチング素子Ｑ６０１の発振が再開される。このため、この期間に大きな電圧低下ΔＶｏｕｔが発生してしまう。   With reference to FIG. 4, an operation that causes a problem when the motor M301 is PWM-driven will be described. Normally, when the switching power supply device shifts from the energy saving mode 1 to the energy saving release mode in which the motor M301 is PWM-driven, in the energy saving mode 1, the switching power supply device cannot supply sufficient power for PWM driving the motor M301. For this reason, the motor M301 is normally PWM-driven after the Pulse signal output in the energy saving mode 1 is stopped. However, in this transition method, immediately after canceling the energy saving mode 1, the switching power supply device enters an intermittent oscillation state in which the main switching element Q601 is repeatedly started / stopped in a long cycle. Since this intermittent oscillation state is started / stopped over a long period, the ripple voltage of the output voltage Vout increases as shown in FIG. In this intermittent oscillation state, when the PWM drive of the motor M301 is started immediately after the oscillation is stopped, the oscillation of the main switching element Q601 is resumed after a delay time depending on the feedback control. For this reason, a large voltage drop ΔVout occurs during this period.

本実施形態は省エネモード１解除時に生じる上記問題を回避するためのものであり、省エネモード１からモータ回転までの遷移過程において、モータＰＷＭ負荷状態を通過させ、かつ省エネモード１とモータＰＷＭ負荷モードを重複させることに特徴がある。以下、図５に従って本実施形態を説明する。   The present embodiment is for avoiding the above-described problem that occurs when the energy saving mode 1 is canceled. In the transition process from the energy saving mode 1 to the motor rotation, the motor PWM load state is passed, and the energy saving mode 1 and the motor PWM load mode are passed. It is characterized by overlapping. Hereinafter, this embodiment will be described with reference to FIG.

省エネモード１では一定周波数、デューティーにおいてＰｕｌｓｅ信号が出力されており、スイッチング損失を最大限低下させながら主スイッチング素子Ｑ６０１がスイッチング動作を行っている。モータＰＷＭ負荷モードは、省エネモード１にて供給可能であり、かつ省エネモード１解除後もスイッチング電源装置が間欠発振を防止できる負荷をスイッチング電源装置に与えるモードである。本実施形態ではモータＭ３０１が回転しない程度の低デューティーでＰＷＭ駆動を行い、スイッチング電源装置の負荷として利用している。更に、省エネモード１の解除前にモータＰＷＭ負荷モードを開始し、省エネモード１の状態でも省エネモード解除後もモータＰＷＭ負荷モードが存在するようにし、モータＭ３０１を回転動作させる場合、次の特徴がある。つまり、ＰＷＭ駆動信号Ｐ４のデューティーを上昇させることで、速やかにモータ回転モードに移行する特徴がある。本実施形態でのスイッチング電源装置のモード移行方法を実現することにより、出力電圧Ｖｏｕｔに電圧低下の発生しない移行方法を実現することができる。   In the energy saving mode 1, the Pulse signal is output at a constant frequency and duty, and the main switching element Q601 performs the switching operation while reducing the switching loss to the maximum. The motor PWM load mode is a mode that can be supplied in the energy saving mode 1 and that gives the switching power supply a load that can prevent intermittent oscillation even after the energy saving mode 1 is canceled. In the present embodiment, PWM driving is performed with a low duty such that the motor M301 does not rotate, and is used as a load of the switching power supply. Further, when the motor PWM load mode is started before the energy saving mode 1 is released so that the motor PWM load mode exists both in the energy saving mode 1 and after the energy saving mode is released, and the motor M301 is rotated, the following characteristics are obtained. is there. That is, there is a feature that the mode is quickly shifted to the motor rotation mode by increasing the duty of the PWM drive signal P4. By realizing the mode transition method of the switching power supply device in the present embodiment, it is possible to realize a transition method in which no voltage drop occurs in the output voltage Vout.

なお、本実施形態では省エネモード１にて供給可能であり、なおかつ省エネモード１を解除後もスイッチング電源装置が間欠発振を防止できる負荷としてモータのＰＷＭ駆動時に生じる負荷を利用した。しかし、本発明はこれに限定されない。例えば高圧回路が存在するのであれば高圧回路を疑似負荷として、ファンモータがあるのであればファンモータを疑似負荷として利用してもよく、本発明はスイッチング電源装置のモード移行時におけるシーケンスに関するものである。また、動作モードとして省エネモード１からモータ回転モードへの移行に際して１モード、ステップを踏むという方法を記載したが、本発明は１モードのみに限定されず、複数モードを経て移行してもよい。   In the present embodiment, a load generated during PWM driving of the motor is used as a load that can be supplied in the energy saving mode 1 and the switching power supply can prevent intermittent oscillation even after the energy saving mode 1 is canceled. However, the present invention is not limited to this. For example, if there is a high voltage circuit, the high voltage circuit may be used as a pseudo load, and if there is a fan motor, the fan motor may be used as a pseudo load. is there. Moreover, although the method of taking 1 mode and a step at the time of transfer from the energy saving mode 1 to the motor rotation mode as the operation mode has been described, the present invention is not limited to only 1 mode, and may be transferred through a plurality of modes.

（効果）
従来例のスイッチング電源装置のモード移行時のシーケンスでは省エネ効果と供給負荷という相反する動作の両立、負荷少状態における間欠発振に起因するスイッチング電源装置として起こしてはならない移行時の出力電圧の低下という問題を防止できなかった。しかし、本発明の実施形態によりスイッチング電源装置の動作移行時にモードを段階的に切り換えていく手法、移行前後のモードにおいて両立可能なモードを介して移行することにより出力電圧の低下しない動作モード変更可能なスイッチング電源装置を提供できた。 (effect)
In the sequence at the time of mode transition of the switching power supply device of the conventional example, both the energy saving effect and the conflicting operation of the supply load, the decrease in the output voltage at the time of transition should not occur as a switching power supply device due to intermittent oscillation in a low load state The problem could not be prevented. However, according to the embodiment of the present invention, a method of switching the mode stepwise at the time of switching the operation of the switching power supply apparatus, the operation mode can be changed without lowering the output voltage by shifting through the compatible mode in the mode before and after the transition. A switching power supply.

本発明の第１の実施形態に係る負荷遮断機能を有する自励式スイッチング電源の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the self-excitation switching power supply which has the load interruption | blocking function based on the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置のモード切替時の状態遷移図である。It is a state transition diagram at the time of mode switching of the switching power supply according to the first embodiment of the present invention. 本発明の第２の実施形態に係るモータＰＷＭ駆動装置へ負荷を供給する自励式スイッチング電源の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the self-excitation type switching power supply which supplies load to the motor PWM drive device which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施形態が解決する課題を説明するためのスイッチング電源装置のモード切替時の状態遷移図である。It is a state transition diagram at the time of the mode switching of the switching power supply device for demonstrating the subject which the 2nd Embodiment of this invention solves. 本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置のモード切替時の状態遷移である。It is a state transition at the time of mode switching of the switching power supply concerning the 2nd Embodiment of this invention. 従来例の自励式スイッチング電源の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the self-excited switching power supply of a prior art example. 従来例の自励式スイッチング電源の動作時の各部波形である。It is each part waveform at the time of operation | movement of the self-excited switching power supply of a prior art example. 従来例のスイッチング電源装置で課題となるのモード切替時の状態遷移図である。It is a state transition diagram at the time of mode switching which is a problem in the conventional switching power supply device.

符号の説明Explanation of symbols

ＩＣ１０３，ＩＣ４０３，ＩＣ６０３‥‥マイクロコントローラ（モード選択素子）
Ｑ６０１ ‥‥主スイッチング素子
Ｑ６０２ ‥‥スイッチング素子
Ｑ６０３ ‥‥スイッチング素子
Ｒ６０１ ‥‥起動抵抗
Ｒ６０５ ‥‥抵抗（時定数回路）
Ｃ６０２ ‥‥コンデンサ（時定数回路）
Ｑ１０１ ‥‥負荷遮断用スイッチング素子
Ｃ１０２ ‥‥コンデンサ（負荷）
Ｒ１０１ ‥‥抵抗（時定数改善）
Ｄ１０１ ‥‥ダイオード（時定数改善）
ＳＷ１０１‥‥モード切替用スイッチ
Ｔ６０１ ‥‥絶縁トランス
Ｍ３０１ ‥‥モータ
Ｑ３０１ ‥‥モータＰＷＭ駆動用スイッチング素子
IC103, IC403, IC603... Microcontroller (mode selection element)
Q601 ... Main switching element Q602 ... Switching element Q603 ... Switching element R601 ... Starting resistance R605 ... Resistance (time constant circuit)
C602 ... Capacitor (Time constant circuit)
Q101 Load switching element C102 ... Capacitor (load)
R101 Resistance (time constant improvement)
D101 Diode (improved time constant)
SW101 Mode switch T601 Insulation transformer M301 Motor Q301 Switching element for motor PWM drive

Claims (4)

１次巻線と２次巻線を有するトランスと、直流電源から前記１次巻線に流れる電流を制御する第１のスイッチング素子と、前記２次巻線に発生した交流電圧を平滑整流した直流電圧と基準電圧との誤差電圧を出力する誤差検出手段と、 前記誤差電圧に応じて前記第１のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する発振制御手段と、を備えたスイッチング電源装置において、
前記２次巻線に発生した交流電圧を平滑整流した直流電圧の負荷への供給状態を切り換えるスイッチと、
入力信号に応じて前記スイッチの動作を制御して前記誤差検出手段からの前記誤差電圧によらず前記スイッチング素子の動作を制御するコントローラと、
を備え、
前記コントローラは、前記入力信号に応じて前記負荷に前記直流電圧を供給しない状態から供給する状態に切り換えるタイミングで、前記スイッチング動作を制御するためのパルス信号の周期を前記負荷に直流電圧を供給しない状態の周期よりも長い周期に変化させる、または、前記パルス信号を停止する
ことを特徴とするスイッチング電源装置。 A transformer having a primary winding and a secondary winding, a first switching element for controlling a current flowing through the primary winding from a DC power source and an AC voltage generated in the secondary winding and smoothing rectifier DC and error detecting means for outputting an error voltage between a voltage and a reference voltage, the switching power supply and a oscillation control means for controlling the switching operation of the first switching element in response to the error voltage,
A switch for switching a supply state to a load of a DC voltage obtained by smoothing and rectifying an AC voltage generated in the secondary winding;
A controller for controlling the operation of the switching element regardless of the error voltage from the error detection means by controlling the operation of the switch according to an input signal;
With
The controller does not supply a DC voltage to the load at a timing of switching from a state in which the DC voltage is not supplied to the load to a state in which the DC voltage is supplied to the load in accordance with the input signal. A switching power supply device characterized by changing to a cycle longer than the cycle of the state or stopping the pulse signal . 前記トランスは更に補助巻線を有し、
前記発振制御手段は、
前記補助巻線の電圧上昇に伴い第１の抵抗を介して充電されるコンデンサと、
前記コンデンサの充電電圧が制御端子に入力され、電流流出端子が前記トランスの低電位側に接続され、前記第１のスイッチング素子の制御端子に電流流入端子が接続される第２のスイッチング素子と
で構成される
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 The transformer further has an auxiliary winding,
The oscillation control means includes
A capacitor charged through a first resistor as the voltage of the auxiliary winding rises;
Charging voltage of the capacitor is input to the control terminal, current output terminal is connected to the low potential side of the transformer, with the first of the second switching element current input terminal is connected to the control terminal of the switching element It is comprised. The switching power supply device of Claim 1 characterized by the above-mentioned. 第２の抵抗とダイオードからなる直列回路を前記第１の抵抗と並列に接続し、前記ダイオードの陽極が前記コンデンサ側に接続されることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。 A series circuit comprising a second resistor and a diode connected in parallel with the first resistor, the switching power supply device according to claim 2, the anode of the diode, characterized in that it is connected to the capacitor side. 前記負荷はモータであって、
前記コントローラは、前記入力信号に応じて前記直流電圧を前記負荷に供給しない第１状態から前記直流電圧を前記負荷に供給する第２状態に移行するときに、前記モータが回転する際のデューティより低いデューティの駆動信号で駆動させて、前記パルス信号の供給を停止する
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかの項に記載のスイッチング電源装置。 The load is a motor;
When the controller shifts from a first state in which the DC voltage is not supplied to the load to a second state in which the DC voltage is supplied to the load in accordance with the input signal, the controller uses a duty when the motor rotates. It is driven at a low duty of the drive signal, the switching power supply device according to any of claims 1 to 3, characterized in that stops the supply of the pulse signal.
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