JP4855615B2 - 複数送信アンテナを使用する高速データサービス - Google Patents
複数送信アンテナを使用する高速データサービス Download PDFInfo
- Publication number
- JP4855615B2 JP4855615B2 JP2001506165A JP2001506165A JP4855615B2 JP 4855615 B2 JP4855615 B2 JP 4855615B2 JP 2001506165 A JP2001506165 A JP 2001506165A JP 2001506165 A JP2001506165 A JP 2001506165A JP 4855615 B2 JP4855615 B2 JP 4855615B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- vector
- data
- substreams
- substream
- code
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/0842—Weighted combining
- H04B7/0845—Weighted combining per branch equalization, e.g. by an FIR-filter or RAKE receiver per antenna branch
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
- H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
- H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
- H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
- H04B7/0667—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal
- H04B7/0669—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal using different channel coding between antennas
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0891—Space-time diversity
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
- H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
- H04L1/0618—Space-time coding
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
- H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
- H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
- H04B2201/70703—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation using multiple or variable rates
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
[関連出願]
本出願は、1999年6月28日に同時に出願された米国仮特許出願第60/141,504号および同第60/141,293号の優先権を主張する。また、この出願は、2000年6月5日に同時に出願された米国特許出願第09/587,396号および同第09/587,345号の優先権を主張する。
【0002】
[技術分野]
本発明は、高速無線通信システムおよび方法に関する。より詳細には、本発明は、音声およびデータ通信ユーザに対し移動型多元接続を提案するかかる通信システムおよび方法に関する。さらにより詳細には、本発明は、複数の送信および受信アンテナ構造を採用するかかる無線通信システムおよび方法に関する。
【0003】
[背景技術]
移動無線音声通信システムおよびサービスは、目下広く使用されている。ウェブブラウジング、マルチメディア配信および他のアプリケーションのための高速無線パケットデータサービスを提供することは、無線システムおよびサービス、特に符号分割多元接続(code division multiple access(CDMA))システムに基づくものを発展させるための重大な目的である。
【0004】
マルチコードおよび可変拡散利得等の方式を使用して高速データを提供する提案がなされてきたが、これらは、不十分なセル容量に基づく限界に対応しない。すなわち、これらの技術は、単に、データ容量のために音声容量をトレードすることのみを含む。複数のデータユーザを同時にサポートする高速データシステムでは、セクタ毎のビット/チップで、または同等に、ビット/秒/Hz/セクタで測定されるスペクトル効率の、大幅な増大を必要とする。概して、K.S.Gilhousen、I.M.Jacobs、R.Padovani、A.J.Viterbi、L.A.Weaver Jr.、C.E.Wheatley III.による「On the Capacity of a Cellular CDMA System」、IEEE Trans.on Vehicular Technology、40、No.2:303〜312、May 1991を参照のこと。
【0005】
G.J.Foschiniによる「Layered Space-Time Architecture for Wireless Communication in a Fading Environment When using Multi-Element Antennas」、Bell Labs Tech.J.、Autumn 1996、pp.41〜59では、無線システムにおいて複数の送信アンテナと、複数の受信アンテナと、受信機における高度信号処理と、を使用して非常に高データレートを達成する通信技術が述べられている。かかるシステムにおける高データレートは、単一の送信機からの信号が受信アンテナの各々において非常に無相関に見えるようにする十分な拡散環境の効果と、複数の受信アンテナを使用する略最適な方法で複数の送信アンテナからの信号を分離する、受信機における高度信号処理の利益と、を含む多くの要素に帰する可能性がある。最後に引用したFoschiniの論文のコンテキストは、セルラCDMAシステムにおける高速データサービスのためのシステムではなく、狭帯域チャネルおよびポイント・ツー・ポイント通信のコンテキストである。
【0006】
[発明の概要]
本発明により、従来技術の限界は克服され、技術的進歩が達成される。その例示的な実施形態については後述する。1つの態様では、本発明は、複数のデータユーザを同時にサポートする高速データシステムおよび方法を提供する。さらに、本発明の実施形態は、高レートデータユーザと音声ユーザとを含む複数のユーザの各々に対し、同時に異なるデータレートを提供する柔軟な混合トラフィックサービスを提供する。
【0007】
後述する例示的な実施形態では、かかる高速システムおよび関連サービスを提供する物理層すなわちCDMAアーキテクチャが開示されている。本発明の実施形態は、現行および第3世代CDMAシステム(米国のCDMA2000およびヨーロッパ/日本の広帯域CDMA(Wideband CDMA)システム等)と互換性があり、場合によっては現行システムより1桁以上高いスペクトル効率を達成する。
【0008】
例えば上で引用したFoschiniの論文で述べられているポイント・ツー・ポイント狭帯域システムにおいて、本発明の実施形態は、送信機および受信機において複数のアンテナを有利に採用する。しかしながら、かかる従来のシステムと異なり、目下開示される実施形態は、複数のユーザを同時にサポートする多元接続システムを実現するために符号拡散の使用を含む。発明のアーキテクチャおよび構成は、移動体ユーザに対する高速データサービスの要求を満足するように説明される。
【0009】
本発明の他の態様によれば、例示的な受信機の実施形態によっては、デコリレーティング(decorrelating)検波器を有利に採用するものもあれば、デコリレーティング判定帰還型検波器を特色とするものもある。
【0010】
従来のサービスに対する下位互換性を提供する場合、音声ユーザは、一般に、従来からの単一アンテナ受信機を使用すると仮定され、それらの信号は単一アンテナを使用して基地局から送信される。対照的に、移動体データユーザは、複数アンテナと高度信号処理とを採用することができ、信号は複数の基地局アンテナから受信される。本発明の原理は、例示的に、高データレート信号の送信および検出に適用される。すなわち、低レート(例えば、音声)信号の送信および検出は変更されず、本発明の教示を採用するシステムおよび方法と同時に動作することができる。
【0011】
一般的な動作では、それぞれのデータユーザに向けられる複数の高速データストリームの各々は、複数のより低いレートのサブストリームに逆多重化される。概して、高速データストリームおよび低レートサブストリームは共にそのレートが異なる可能性がある。しかしながら、この発明の原理を例示するために、高データレートストリームはすべてのユーザに対して同じであり、これらストリームは、各々G>1の低レートサブストリームに逆多重化される、と仮定することが都合のよいことが分かる。これらサブストリームの各々は、例示的に、従来の音声データストリームと同じレートを有する。これらサブストリームは、CDMA拡散符号によって変調され、基地局においてM個のアンテナから送信される。受信機は、P個のアンテナとマルチユーザ検出とを採用してユーザに関連するG個のデータサブストリームを復調する。
【0012】
あらゆる異なる送信および受信機技術の各々に対する性能測定は、ビット/チップ/セクタで測定されるスペクトル効率に関して例示的に導出される。特に、セクタにおいて所定のデータレート、誤り率および回線断率でサポートすることができるユーザの数を決定することが有利であることが分かる。リンクレベルのビット誤り率性能およびシステムレベルの信号対干渉比のシミュレーションと組合せて、複数アンテナおよびマルチユーザ検波器のシミュレーションを使用してCDMAシステムのスペクトル効率の分析を実行することが有用であることが分かる。
【0013】
システムレベルの回線断シミュレーションと共にリンクレベルの結果を組込むことにより、システムレベルの容量およびスペクトル効率(ビット/秒/Hz/セクタで測定される)を計算する新規な技術が提供される。そして、システムスペクトル効率は、種々のパラメータ(例えば、送信アンテナの数、送信ダイバーシティオーダ、ランダムまたは直交符号送信、同または異符号送信、受信アンテナの数および受信機のタイプ)の関数として決定される。このため、システム設計および構成のトレードオフは、かかる性能の決定に基づいて容易に行われる。多数の選択要件および設計例を後に示す。
【0014】
ここで開示する発明の技術を使用して、例示的なシステムは、64ユーザ/120度セクタを各々1.25MHz帯域の76.8Kbpsで、4bps/Hz/セクタに等しいスペクトル効率(従来の(単一アンテナ)音声CDMAシステムより大きい桁)で、サポートする。他の例示的な実施形態では、さらに高いデータレートユーザと種々の混合レートトラフィックとをサポートするシステムの設計が可能である。このため、例えば、本発明の他の例示的な実施形態は、セクタ毎に、各々384Kbpsで動作する7高速データユーザを、同時に、各々9.6kbpsで動作する8音声ユーザと共にサポートする。かかる結果は、基地局における4つの送信アンテナと、各々が12個の受信アンテナと例示的なマルチユーザ検出アルゴリズムとを使用するラップトップサイズの移動型受信機装置と、を採用するシステムにおいて例示的に具体化される。
【0015】
上に要約した発明は、以下の詳細な説明と添付図面とを考慮してより完全に理解されよう。
【0016】
[好適な実施態様の説明]
システムアーキテクチャおよびリソース
図1は、送信局100と複数の受信局110−i、i=1、2、…、(Kd+Kv)とを有する例示的なシステムの全体図を示す。なお、Kdは高データレートストリームを復調するユーザの数であり、Kvは音声ストリームを復調するユーザの数である。送信機100と受信局110−iとにおけるアンテナは、各々マルチエレメントアレイ(MEA)であることが分かる。例示的な送信機100は、9個の送信機アンテナを有することが分かり、例示的な受信機110−iの各々は、12個の受信アンテナを有しているように示されている。このように、上に引用したFoschini等の論文の用語において、送信および受信アンテナの数は、ペア(nT、nR)、すなわち図1の例では(9、12)で表されてよい。
【0017】
各受信機110−iにおいて、受信アンテナの各々で受信される信号はプロセッサ120−1に与えられ、分離され、検出され(あらゆる検出技術のうちの1つを使用して)、受信された信号のそれぞれが適当なユーザに配信される。例示の目的のために、送信機においていくつかのアンテナによって送信するために送信機100に到着する信号を拡散するために、周知のCDMA符号化および送信技術(後述する方法で変更されるような)が適用されるものとする。
【0018】
本発明の例示的な実施形態の1つの態様は、システム性能に関連することから、複数のアンテナ、符号およびマルチユーザ検出テクノロジを含む種々のCDMAシステムリソース間のトレードオフに関連する。従って、これらリソースおよび選択されたそれぞれの要件のいくつかをそれらの使用において最初に検討することが有用であることが分かる。
【0019】
複数送信アンテナおよび拡散符号
かかるトレードオフにおいて考慮される第1のリソースは、複数送信アンテナの使用である。概して、複数送信アンテナは2つの利点、すなわち送信ダイバーシティと空間的分離とを提供する。受信機において送信アンテナからの信号間に無相関フェーディングがある場合、複数アンテナから同じデータを送信することにより、送信ダイバーシティ利得が提供される。一方、異なるアンテナから独立したデータストリームを送信することができ、受信機は、複数のアンテナを有する場合、それらの空間的分離のみに基づいてデータストリームを復調することができる。
【0020】
両方の利点からの潜在的な利益は、使用される拡散符号の数と結び付けられる。直交拡散符号システムでは、この数は限定され符号は貴重なものとなる。特に、異なるアンテナで異なるデータを拡散するために同じ符号が使用される場合、1より大きいスペクトル効率を達成することができる。複数の受信アンテナは、それらの空間的分離に基づいて信号を復調する必要があるため、送信機と受信機との両方において直交符号システムに対し1より大きいスペクトル効率を達成する必要がある。
【0021】
いくつかの本例示的実施形態では、送信ダイバーシティは、異なる符号を使用して異なるアンテナで同じデータを拡散することにより達成されてよい。このため、ダイバーシティオーダを増大するためにはより多くの符号を使用する必要がある。空間的分離により、同じ符号を使用して異なるアンテナに対してデータを拡散することができる。しかしながら、異なる符号を使用してデータを拡散することも可能であり、それにより受信機においてさらに分離(符号次元および空間次元において)が達成される。このため、より多くの符号を使用することにより、多元接続干渉を低減し受信機において性能を向上させることができる。
【0022】
複数受信アンテナ
トレードオフ決定において一般に考慮される他の例示的なシステムパラメータは、受信アンテナの数に関連する。受信機における複数のアンテナは、Foschiniによる上に引用した論文の考察からさらに理解されるように、3つの重要な利益を提供する。第1に、上述したように、それらは、それらの空間特性のみに基づいて信号を識別するように使用することができる。第2に、それらは、フェーディングに対する受信機ダイバーシティを提供する。第3に、それらは、干渉結合によりアンテナ利得を提供する。
【0023】
受信アンテナの数が送信機設計の態様と結びつくことに留意しなければならない。第1に、信号を空間的に分離する能力は、受信アンテナの数に関連するため、異なるアンテナから送信するために同じ符号を使用するか異なる符号を使用するかの判断に影響する。第2に、ダイバーシティオーダ全体が送信、受信およびマルチパスダイバーシティオーダの積であるため、および増大するダイバーシティオーダの減少する限界利得により、受信アンテナの数は使用される送信ダイバーシティの大きさにも影響を与える。
【0024】
マルチユーザ検出
例示的な発明のシステムでは、図1における110−i等の受信機は、G個のデータサブストリームを合計KdG+Kv(セル内)CDMAチャネルのその所望のユーザ出力に対して復調しなければならない。なお、Kdはデータユーザ(各々G個のサブストリームを有する)の数であり、Kvは音声ユーザの数である。基地送信機において直交符号が使用される場合であっても、周波数選択チャネルにより、マルチパス成分が互いに干渉することになる。
【0025】
多元接続干渉を考慮するためにマルチユーザ検波器を使用することと、空間・時間マルチユーザ検波器を使用して複数の受信アンテナを利用することと、が有利であることが分かる。特に、2つの空間・時間マルチユーザ検出アルゴリズム、すなわち、デコリレーティング検波器とデコリレーティング判定帰還型検波器とを採用することが有利であることが分かる(但し、いくつかのアプリケーションでは他の特定の検波器が使用される)。両方のアルゴリズムが、空間・時間マッチド(2−Dレイク)フィルタを使用して十分統計ベクトルに作用する。デコリレータは、ベクトルの各成分を他の成分のヌル空間に投影する。デコリレーティング判定帰還型検波器は、さらに、所望のユーザのサブストリームを推定し、再構成し、減じる反復アルゴリズムを使用する。デコリレーティング判定帰還型検波器は、例えばP.W.Woliansky、G.J.Foschini、G.D.Golden、R.A.Valenzuelaによる「V-BLAST:An architecture for realizing very high data rates over the rich-scattering wireless channel」、Proc./SSSE、Sept.1998に述べられているCDMA信号のための従来からのV−BLASTアルゴリズムの汎化であると考えることができる。(狭帯域BLASTシステムは、Kd=1、Kv=0およびG=MであるCDMAシステムの特別な場合である。この場合、2−Dレイクフィルタは空間マッチドフィルタ動作に対応し、デコリレーティング判定帰還型検波器は、V−BLAST検波器のヌル化、順序付けおよびキャンセル動作に対応する。)デコリレーティング検波器アルゴリズムとデコリレーティング判断帰還型検波器アルゴリズムとは共に、少なくともいくつかのコンテキストに対して計算集約的である可能性があるが、より複雑でない他の代替的な実現を後述する。
【0026】
下に示す数値結果を導出するために、まずビット誤り率対受信信号対干渉比に関してリンクレベル性能を考慮することが都合のよいことが分かる。システムレベル回線断シミュレーションと共にリンクレベル結果を組込むことにより、システムレベル容量とスペクトル効率(ビット/秒/Hz/セクタで測定される)とを計算する新規な技術が提示される。従って、システムスペクトル効率を、種々のパラメータ(例えば、送信アンテナの数、送信ダイバーシティオーダ、ランダムまたは直交符号送信、同または異符号送信、受信アンテナの数、受信機のタイプ)の関数として決定する。パラメータ選択肢間のトレードオフの本発明のアーキテクチャおよびアプリケーションの適用性を例示するために、いくつかの最初の実施例を考慮し例示的な結果を提供する。
【0027】
実施例:高スペクトル効率の達成(4bps/Hz/セクタ)
基地局セクタ毎に4個の送信アンテナがあり高速データ受信機毎に12個のアンテナがある実施例を考える。各受信機は、G=8個のデータサブストリームを、各々9.6Kbpsの基本音声レートで復調することにより、76.8Kbpsレートを達成する。(誤り訂正符号は使用しないものと仮定するが、当業者は、必要であるかまたは都合のよい可能性があるため、かかる誤り訂正技術を含むよう本教示を適応させるであろう。)拡散率128で直交符号を使用して、各送信アンテナに対し同じ符号を使用することにより、1より大きいスペクトル効率が達成される。このため、所定のデータユーザに対し、4個の送信アンテナにより8個のサブストリームを拡散するために2つの直交符号のみが使用される。1.25MHz帯域において、120度セクタ毎に合計64のユーザをサポートすることができる。結果としてのスペクトル効率(64×76.8Kbps/1.25MHz=4bps/Hz/セクタ)は、従来からの(単一アンテナ)音声CDMAシステム(セクタ毎に20ユーザ、すなわち20×9.6Kbps/1.25MHz=0.15bps/Hz/セクタ)より1桁大きい。
【0028】
実施例:混合トラフィック環境における384Kbps/データユーザの達成
第2の実施例として、ここでまた、データ送信機と受信機とがそれぞれ4個のアンテナと12個のアンテナとを使用するものと仮定する。しかしながら、ここでは、各々単一アンテナを有する音声ユーザが、各々が今384Kbpsを達成するためにG=40個のチャネルを変調するデータユーザと共にセクタで動作する、混合レートシステムを考える。音声ユーザの数を8とすると、例示的なシステムは、同符号送信技術を使用してセクタ毎に7高速データユーザをサポートする。データユーザのロケーションを制限すると、より高いスペクトル効率を達成することができる。例えば、データユーザが基地局からの距離R/3(Rはセルの半径)以内にいるものと限定されるとすると、8音声ユーザ(それらのロケーションに限定されない)と共に各々4個のアンテナのみを使用して384Kbpsで12データユーザをサポートすることができる。
【0029】
上述した例において述べたような高スペクトル効率を達成するためには、複数の無相関アンテナを配置するために十分な空間と空間・時間マルチユーザ検出アルゴリズムを実現するために十分な計算パワーとを備えた移動型受信機が必要である。現発明の原理の1つのアプリケーションでは、これら受信機は、それらのそれぞれの表示画面の後部にパッチアンテナのアレイを備えたラップトップコンピュータであってよい。
【0030】
システムアーキテクチャおよび動作の概論
妥当な簡略化した仮定の数が、以下の詳細な記述において処理可能な複雑性のレベルを維持するようにする。データユーザに対し、データアクティビティファクタを1としてモデル化することができるように、ロングデータパケット(音声アクティビティファクタに対して)を仮定する。データユーザに対し、一様のレートを仮定する。受信機において空間・時間レイク結合のために理想的なマルチパスタイミングおよびチャネル推定を仮定する。符号、周波数オフセット補正および利得制御を完全に取得すると仮定する。これらの仮定にも関わらず、結果としてのモデルは、複数の送信および受信アンテナを使用する場合のシステム設計に対する基本的洞察を提供するためには十分である。
【0031】
送信技術
このセクションは、複数のアンテナを使用する送信技術のファミリの説明を提供する。
【0032】
基地局送信機、例えば図1の100は、3つのリソース、すなわち拡散符号、アンテナおよび電源を有する。システム設計目標は、これらリソースを、干渉を最小限にしシステム容量を最大限にする方法でKd高速データユーザとKv音声ユーザとの間で効率的に割付けることである。基地局にm=1…Mで示されるM個の送信アンテナがあるものと仮定する。高速データストリームをG個のデータサブストリームに逆多重化することにより、高速データ送信が達成される。そして、各サブストリームは、拡散率Nで送信される。(当業者は、本発明の技術が、可変拡散利得およびより高次のデータ変調を採用することによって適応されてよい、ということを認めるであろう。)音声データもまた、Nの拡散率で送信される。ここで、各ユーザのG個のデータサブストリームがM個のアンテナの1つまたは複数に亙って拡散され送信されることが可能である方法を特徴付ける一般定式化を説明する。
【0033】
本発明の1つの態様による送信方策を説明するために使用される2つのパラメータは、C、すなわち拡散符号毎の変調されるサブストリームの数と、Mt、すなわち送信ダイバーシティオーダと、である。従来のCDMA送信では、各サブストリームを変調するために一意の符号が使用される。この場合、C=1である。
【0034】
例として、図2は、4個のアンテナから8個のサブストリームを送信するための符号およびアンテナ割当を示す。高データレートストリームへのサブストリームの割当は、符号拡散の観点から任意である。言換えれば、サブストリームは、1〜8個のデータストリームから導出されていることが可能である。サブストリーム1は、第1列に対応する符号を使用してアンテナm=1から送信される。サブストリーム2は、第2列に対応する符号を使用してアンテナm=2から送信され、サブストリーム4まで以下同様である。サブストリーム5〜8は、それぞれアンテナ1〜4から送信され、一意の符号を使用して拡散される。このように、8個のサブストリームに対して8個の符号が使用され、C=1である。なお、単一アンテナから8個のすべてのサブストリームを送信することも可能である。
【0035】
直交符号が使用される場合、直交符号のすべてが採用される時に最大スペクトル効率に達する。例えば、拡散率がNである場合、N個の直交符号がある。すべてのサブストリームに対してBPSKコンステレーションが使用される場合、各サブストリームは1/Nビット/秒/Hzをもたらす。N個の符号をすべて使用する場合、総スペクトル効率は1ビット/秒/Hzである。なお、最大スペクトル効率は、拡散率Nではなくコンステレーションサイズのみによって決まる。
【0036】
本発明の例示的な実施形態のうちの1つの態様によりスペクトル効率を増大させるために、独立したサブストリームが異なるアンテナから送信されるが同じ符号を使用して拡散されるように、各拡散符号を再使用する。例えば、図3において、第1列に示す符号は、サブストリーム1〜4を拡散するために使用される。そして、これらは、それぞれアンテナ1〜4から送信される。サブストリーム5〜8は、第2列によって示す符号を使用して拡散され、それぞれアンテナ1〜4から送信される。8個のサブストリームを拡散するために2つの符号のみが使用されるため、C=4である。
【0037】
同じ符号で拡散されるサブストリームを識別するために、受信機は、有利に、それら信号の空間特性に拠る。後に、これが複数受信アンテナを使用していかに行われるかを説明する。各拡散符号をC=4回再使用する場合、最大スペクトル効率は第1の実施例の4倍である。これは、拡散符号すべてをC=M回再使用することによって達成される。代替的に、直交符号のサブセットのみを再使用するよう選択することができ、またはMより小さい符号再使用係数を選択することができる。説明の簡略化のために、本明細書の残りの部分においてC=1およびC=Mの極端な場合のみを考慮する(但し、特定の場合において利益を得るためにそれより極端でない場合を採用する)。これら極端な場合を、それぞれ異符号および同符号送信として示す。
【0038】
ここまで、拡散符号を再使用することによりいかにスペクトル効率を増大させることができるかを示した。また、送信ダイバーシティを介してチャネルフェーディングに対するリンク性能および保護を向上させるために、拡散符号を使用することも可能である。送信ダイバーシティは多くの異なる方法で達成することができるが、ここでは2つの例示的な技術に焦点を当てる。第1は、符号送信ダイバーシティであり、Mt個の拡散符号で所定のサブストリームを拡散しMt個のアンテナから結果としての信号を送信することにより達成される。拡散符号が相互に直交し、チャネルが一様なフェーディングでかつ独立している場合、オーダMt送信ダイバーシティが達成される。図4は、C=1およびMt=2での送信方式を示す。図5は、C=4およびMt=2での送信方式を示す。
【0039】
なお、Cの定義において、各符号に対してカウントされるサブストリームは一意である必要はない。また、符号送信ダイバーシティを使用することにより、各サブストリームがMt回送信される場合、最大スペクトル効率は、Cとは無関係にMtの係数によって低減される。このように符号送信ダイバーシティを使用してMtを増大させることにより、リンク性能は向上するが、最大スペクトル効率は低下する。
【0040】
Mt=2の特別な場合において、空間・時間拡散として既知の代替的な送信ダイバーシティ技術により、余分の符号を使用することなくリンク性能が向上し、そのため最大スペクトル効率が低減しない。例えば、B.Hochwald、T.Marzetta、C.Papadiasによる「A Novel Space-Time Spreading Scheme for Wireless CDMA Systems」、37th annual Allerton Conference on Communication, Control, and Computing、Urbana、Illinois、Sept.22〜24、1999を参照のこと。M=2個のアンテナを使用すると、2つのアンテナからの送信信号は、
【数1】
によって与えられる。ここで、skは第k拡散符号であり、bkは第kデータサブストリームに対し複素(complex-valued)コンステレーションから選択されるシンボルであり、*は複素共役を表す。なお、信号のパワーは、総送信パワーがC=1、Mt=1の場合と同じであるように正規化される。チャネルが周波数非選択性である場合、およびアンテナ間のチャネルが統計的に独立している場合、送信ダイバーシティオーダMt=2は、単純なマッチドフィルタ受信機を使用することにより達成することができる。しかしながら、8個のサブストリームに対し8個の符号が使用されたため、従来のC=1、Mt=1送信に関して特別な符号を使用することなくこの送信ダイバーシティ利得に達した。
【0041】
空間・時間拡散は、符号再使用と共に使用することができる。例えば、M=4個のアンテナを使用する場合、以下の送信方式を使用して8個のサブストリームに対し4個の符号で送信ダイバーシティオーダMt=2に達することができる。
【数2】
この場合、拡散符号毎のサブストリームの数はC=2であり、最大の達成可能なスペクトル効率は、C=2、Mt=1送信の場合と同じである。
【0042】
当然ながら、送信ダイバーシティ利得を達成するために使用することができる他の技術がある。上述した説明は、符号再使用とスペクトル効率との間のトレードオフを強調するために符号送信ダイバーシティと空間・時間拡散とに焦点を当てた。
【0043】
直交符号とは対照的に、所定の拡散率Nに対するランダムバイナリ符号の数には制限はなく、そのため、対応する最大スペクトル効率がない。しかしながら、下の数値結果に関するセクションで分かるように、符号の数は、符号相関行列のランクによって制限され得る。
【0044】
音声ユーザとデータユーザとの混合トラフィックシステムの場合、音声信号はすべてアンテナm=1から送信され、データ信号は上述した方式を使用して送信される。
【0045】
受信信号モデルおよびシステム仮定
ここで、Kd高速ユーザの受信機のうちの1つにおける複素ベースバンド受信信号を考える。各高速データユーザは、そのG個のサブストリームを復調するためにP個のアンテナ受信機を有する。KdG個のデータサブストリームはM個のアンテナから送信され、ユーザのサブストリームに対するアンテナ割当は(1)によって与えられる。音声信号はアンテナm=1から送信されると仮定する。移動体ユーザのためのその第p(p=1…P)アンテナにおける複素ベースバンド受信信号は、
【数3】
となる。ここで、Gは、各高速データユーザに対する独立したサブストリームの数である。Lは、所定の送信信号に対する分解可能なマルチパスの数である。cm(g,mt),l,pは、第lマルチパスに亙る第m送信アンテナと第p受信アンテナとの間の複素チャネル振幅である。送信アンテナmの選択は、(1)によって与えられ、ユーザインデックスkとは無関係である。Kdは、各々がG個のデータストリームを復調する高速データユーザの数である。Akは、必要なEb/No(受信ビットエネルギ/雑音パワー)を満足するために選択される第k高速データユーザの振幅である。sk,g,mt(t)は、第kユーザの第gサブストリームの第mt送信に対するバイナリ拡散符号である。ユーザの符号の一意性は、送信技術(同または異符号)によって決まり、関連する送信アンテナは、(1)によって与えられる割当によって決まる。τm,lは、アンテナが(1)によって与えられる場合の、第m送信アンテナからの第lマルチパスの遅延である。bk,g(t)は、第kユーザの第gサブストリームに対するデータストリームである。ここではBPSK変調を仮定する。Kvは、音声ユーザの数である。Aj (v)は、第j音声ユーザの振幅である。sj (v)(t)は、第j音声ユーザに対する実拡散符号である。bj (v)(t)は、第j音声ユーザに対するデータストリームである。np(t)は、他のセル干渉および熱雑音の原因となる第p受信アンテナにおける付加的な白色ガウス雑音である。
【0046】
なお、所定のデータユーザに対応するサブストリームのすべてが、同じ送信パワーを有する。総基地局パワーが制限因子であると仮定してシステム容量を決定する。受信信号を簡略化するために以下のように仮定する。
【0047】
1.M個のアンテナからの信号は、同じタイミングで第p受信アンテナに到達する。言換えれば、固定lに対し、τ1,l=τ2,l=…=τM,lであり、送信機において直交する符号は、受信機においてそれらの直交性を維持する。
【0048】
2.データ信号および音声信号が同じソースから送信されるため、ユーザ(およびサブストリーム)の各々に対するシンボルインターバルが調整されると仮定する。このため、所定のシンボル期間に亙って受信信号(4)を書く場合、データbk,gは時間の関数ではない。
【0049】
3.長さNの拡散符号を使用して、データサブストリームおよび音声信号の各々が同じデータレートRで送信される。拡散符号は、単位エネルギを有するように正規化される。言換えれば、Tがシンボル(ビット)インターバル時間であるものとし、シンボルインターバルTに亙って積分すると、
【数4】
となる。
【0050】
4.チャネルが、シンボルの持続時間に亙って固定されているものと仮定し、受信機において既知であるものと仮定する。言換えれば、検波器が完全な推定値cm,l,pを有すると仮定する。チャネル(およびタイミング)推定値は、補助パイロットまたはトレーニング信号から取得することができる。また、チャネルは、チャネル係数がシンボル毎に独立しているという意味では高速にフェードしていると仮定する。これは、移動体シナリオに対応する。この仮定は、混合音声・データ環境における容量計算を容易にするために最初に行われる。このシナリオに対して取得される容量結果は、概して、静的データ端末に対しても達成される容量の向上に影響を与える。
【0051】
5.チャネル振幅は、単位分散を有する独立したゼロ平均正規複素ガウスランダム変数である。言換えれば、所定のlに対し、
【数5】
であり、*は複素共役を示す。
【0052】
6.L個の分解可能な遅延マルチパス成分の各々が、少なくとも最も近いものからのチップ期間によって分離されると仮定する。そして、各成分に対する拡散符号は無相関である。さらに、シンボルインターバルTが拡散した遅延に対して大きいと仮定すると、ISIを無視し符号に対するL個の成分をL個の独立したランダム符号としてモデル化することができる。
【0053】
これら仮定の下で、所定のシンボル期間に対し(4)におけるベースバンド受信信号は、
【数6】
として書換えることができる。
【0054】
そして、仮定6から、チップマッチドフィルタの出力においてユーザkに対し、L個の拡散符号を、それぞれsk,g(t−τg,1)、sk,g(t−τg,2)、…、sk,g(t−τg,L)に対応するNベクトルsk,g,1、sk,g,2、…、sk,g,Lとして示すことができる。同様に、第j音声ユーザの拡散符号に対し、sj,l (v)、…、sj,L (v)をsj (v)(t−τ1)、…、sj (v)(t−τL)に対応させる。(6)のチップマッチドフィルタ出力を、
【数7】
によって表現することができる。ここで、rpは複素Nベクトルである。Sdは、KdG符号行列で与えられる実N×KdGMtLデータ拡散符号行列
【数8】
である。第kユーザの第gサブストリームに対する符号行列は、
【数9】
である。Svは、
【数10】
によって定義される実N×KvL音声拡散符号行列である。Cpは、
【数11】
によって定義される複素GMtL×G行列であり、cm(g,mt),pは、送信アンテナmと受信アンテナpとの間のマルチパスチャネルに対応する複素Lベクトルであり、
【数12】
である。Ixは、x×x単位行列である。
【外1】
【数13】
によって定義される振幅の(KdG+Kv)×(KdG+Kv)対角行列である。bdは、
【数14】
によって定義されるデータユーザに対する実KdGビットベクトルである。bvは、
【数15】
によって定義される音声ユーザに対する実Kvビットベクトルである。npは、実成分および虚成分が各々分散σ2を有するi.i.d成分を有するゼロ平均複素(回転対称)ガウス雑音Nベクトルである。
【0055】
最後に、
【数16】
および
【数17】
と定義すると、(7)を単純に
【数18】
として書換えることができる。
【0056】
検出技術
このセクションでは、セクタ内干渉を考慮する複数アンテナ空間・時間検波器を説明する。
【0057】
上述したセクションで説明したタイプの受信信号のための連帯的に最適な検波器は、GKd+Kvサブストリームすべてを合せて検出する最尤空間・時間マルチユーザ検波器である。例えば、R.Kohno、N.IshiiおよびM.Nagatsukaによる「A spatially and temporally optimal multi-user receiver using an array antenna for DS/CDMA」、Proc.IEEE Int.Symp.on Personal、Indoor and Mobile Radio Communications、3:950〜954、Sept.1995を参照のこと。この検波器の複雑性は、サブストリームの数に対して指数関数的であるため、より複雑性の低い有用な準最適な検波器を調べる必要があった。かかる準最適検波器には、デコリレーティング検波器と、例えば上記Woliansky等の論文において述べられているデコリレーティング判定帰還型(V−BLAST)グループ検波器が含まれる。
【0058】
これら検波器を説明する前に、準最適検波器の各々において使用される十分統計量値をいかにして取得するかを見るために、最尤空間・時間マルチユーザ検波器を再検討することは意味があることが分かる。従って、受信信号(8)が与えられた場合、符号およびチャネル係数に関しマッチドフィルタリングを実行することにより、GKd+Kvチャネルに対する十分統計量ベクトルを取得する。かかるマッチドフィルタリングでは、まず、GKd+Kv拡散符号の各々のL個のマルチパスレプリカに一致するフィルタのバンクにより、P個のアンテナの各々からの受信信号を処理することを含む。第pアンテナに対する符号マッチドフィルタ出力は、Tが行列転置を示す場合、単純にSTrpである。そして、この(GKdMt+Kv)Lベクトルの成分は、対応するチャネル係数cm,p,lの複素共役によって重み付けされる。そして、それぞれGKdデータサブストリームとKv音声チャネルとの各々に対する結果としてのMtLPおよびLP積は共に合計されることにより複素GKd+Kvベクトルが生成される。データはバイナリ値であるため、十分統計量ベクトルyを取得するために各要素の実成分をとる。(8)における受信信号式を使用して、
【数19】
と書くことができる。ここで、
【数20】
は、KdG+Kv×KdG+Kv空間・時間符号相関行列である。ここで、ベクトルnは分散σ2Rを有する実KdG+Kvガウス雑音ベクトルであり、ベクトルおよび行列における実数演算子は、
【数21】
で定義される。(9)において十分統計量ベクトルyを生成するために使用される検波プロセスは、周知の空間・時間マッチドフィルタまたは2−Dレイク受信機である。図6を参照して下に示すように、所望のユーザのKdデータサブストリームのためのビットストリームを取得するために、十分統計量値yを処理することができる。
【0059】
単一サブストリーム検波器
これは、性能比較に対して考慮する従来の空間・時間マッチドフィルタ検波器である。第kサブストリーム(k=1…KdG+Kv)に対するビット推定値は、対応する十分統計成分の符号(sign)、すなわち
【数22】
である。ここで、[x]kは、ベクトルxの第k要素を示す。なお、この検波器は、所望のサブストリームの符号、タイミングおよびチャネル係数の知識を必要とする。他のサブストリームの知識は必要でない。第kサブストリームの対応するビット誤り率は、(9)から導出することができ、他のユーザのビットとチャネル係数とを左右する。第kチャネルのデータビットがbk=lであると仮定すると、チャネルおよび他のユーザのビットを左右するビット誤り率は、
【数23】
である。ここで、Q(・)は、Q関数を示す。
【0060】
デコリレーティング検波器
この検波器の場合、所定のチャネルに対するマッチドフィルタ出力は、他のKdG+Kv−1サブストリームのヌル空間に投影される。第kチャネルに対するビット推定値は、対応する投影成分の符号(sign)、すなわち
【数24】
である。
【0061】
この検波器は、KdG+Kvサブストリーム符号の知識を必要とする。これら符号は、例示的に、補助制御チャネルで受信機に送信される。第kサブストリームに対するビット誤り率は、
【数25】
である。ここで、[X](k,k)は、行列Xの第k対角要素を示す。
【0062】
デコリレーティング判定帰還型(V−BLAST)グループ検波器
この検波器は、デコリレーションに先立って強干渉による干渉を除去することにより、デコリレーティング検波器より優れた性能を達成する。それは、デコリレーティング判定帰還型検波器(マルチユーザ検波技術における当業者に既知であるような)かまたはV−BLAST検波器(既知である場合もある)を使用してM個のグループ(アンテナm=1…Mによって送信されるサブストリームのセットに対応する)における高速データユーザのためのKd個のサブストリームを検波する。かかる検波器の一態様によれば、まず特定のユーザに対するM個のサブストリームの所望のセットを合せて残りのサブストリームのヌル空間に投影することが有利であることが分かる。なお、この投影は、所望のM個のサブストリーム間にユーザ間干渉の無いデコリレーティング検波器の場合より限定的ではない。グループ検波器を用いることで、デコリレーティング判定帰還型(V−BLAST)検波器を使用して解決するこれらサブストリーム間にまだ干渉がある。簡単にするために、第1高速データユーザの最初のM個のサブストリームを復調することに焦点を当てる。投影に続くMベクトルは、
【数26】
によって与えられる。ここで、[R−1y][1:M]は、ベクトルR−1yの最初のM個の要素を示し、(R−1)[1:M,1:M]は、R−1の左上M×M部分行列を示す。このため、この投影は2つの部分、すなわち完全デコリレーションと、それに続く、本質的に所望のM個のサブストリームに対してコリレーションを再導入する第2のコンバイナと、からなる。
【数27】
とすると、(15)を
【数28】
と書換えることができる。
【外2】
【0063】
そのため、zが与えられると、以下の反復アルゴリズムによって与えられるデコリレーティング判定帰還型(V−BLAST)検波器を使用する。
【0064】
ステップ0−初期化
【数29】
【0065】
式(19)において、y(1)は、空間・時間マッチドフィルタ出力であり(9)で与えられるyと等価である。
【0066】
ステップ1−最強サブストリーム検出
【数30】
【0067】
【外3】
これは、ステップ2で除去されなかった残りのM−j+1サブストリームのうちの最強である。(25)において第gサブストリームに対するビット推定が行われ、その信号はステップ2において受信信号から減算される。上に引用したWoliansky等による論文では、第j反復においてサブストリームを選択し除去するこの局部的な方策が実際には全体的に最適な方策であることが示された。
【0068】
ステップ2−最強サブストリームの信号の再構成推定値の除去
【数31】
j=j+1
【0069】
サブストリームg(j)に対応するL個のマルチパス信号成分は、(26)において再構成され受信信号から減算される。(27)において、現反復から第mサブストリームに対応するL列を削除することにより、次の反復Xp(j+1)におけるアンテナpに対する空間・時間マッチドフィルタ行列が得られる。
【0070】
ステップ3−ステップ1に戻りMサブストリームすべてが検波されるまで繰返す 反復jにおける第mサブストリームに対するビット誤り率は、
【外4】
この信号は、残りのサブストリームの信号と、場合によっては(26)において不適当に検出されたサブストリームを減算することによりもたらされるバイアス成分と、複素ガウス雑音ベクトル成分と、を含む。rp(j)の「無雑音(non-noise)」成分は、
【数32】
によって得られる。
【0071】
(28)におけるマッチドフィルタリングと(25)におけるデコリレーションとに続き、「無雑音」ベクトルの第g(j)成分は、
【数33】
である。
【0072】
【外5】
このため、所望のサブストリームのデータビットが1であると仮定すると、第gサブストリームのための条件付きビット誤り率は、
【数34】
となる。
【0073】
【外6】
【数35】
まで簡略化される。
【0074】
なお、上述したデコリレーティング検波器およびV−BLASTグループ検波器は、線形投影を使用してセル内干渉を考慮する、ということが留意されよう。代替的に、いくつかのアプリケーションまたはコンテキストでは、セル内干渉を無視しユーザのG個のサブストリームに対応するユーザ間干渉のみを考慮するより単純な検波器を使用することが都合のよいことが分かる。かかる適応は、所望のユーザのG個のサブストリームに対してのみ十分統計成分を収集する。そして、デコリレーティング検波器は、例示的に、各チャネルを他のG−1サブストリームのヌル空間に投影し、デコリレーティング判定帰還型検波器も同様に例示的にこの低減された十分統計ベクトルに対して動作する。もちろん、検波器は、ユーザ間干渉を明らかにするために用いられるタイプの検波器に制限されない。デコリレーティング検波器とデコリレーティング判定帰還型検波器とは、例示的な実施例として与えられている。
【0075】
容量解析
以下の2つのセクションでは、マルチユーザ検波を用いて複数アンテナシステムのシステム容量を決定する技術を展開する。次のセクションでは、音声のみ(音声オンリ)またはデータのみ(データオンリ)のシステムを扱い、続く第2セクションでは、音声・データ混合コンテキストを扱う。種々の検波器およびパラメータバリエーション間の比較は、「数値結果」のセクションで後述する。
【0076】
音声オンリおよびデータオンリシステム
ここでの容量解析は、音声に対するWoliansky等による論文(上に引用した)における方法に幾分か類似するが、ここでは、複数の送信および受信アンテナと、データ受信機が従来の単一ユーザマッチドフィルタ検波器とは対照的にデコリレータ検波器を使用するという事実と説明するために変更する。このセクションでは、容量を決定する技術に焦点を当てる。
【0077】
まず、音声オンリシステムとデータオンリシステムとの両方に必要な回線断(outage)曲線について説明する。これら曲線は、マルチプルセルシステム(説明の目的のために2層のセルを有する19セルシステムを使用する)の各セクタに所定数のユーザをランダムに分散させた後、受信Eb/Noがすべてのユーザに対するEb/No要求を満たさない確率を決定することによって得られる。セルは3つの120度セクタに分割され、基地局において完全なセクタ化が行われ(サイドローブエネルギが無い)、およびソフトハンドオフが無いと仮定する。音声オンリシステムの場合、単一ユーザマッチドフィルタ検波器に対し、引用したWoliansky等による論文ではEb/Noに対する以下の限界が使用された。
【数36】
ここで、Sは、各基地局で利用可能な最大送信パワーであり、γk,bは、基地局bからセル1(中心セル)と通信しているユーザkまでのシャドウフェーディングおよび経路損失であり、φkは、基地局1で利用可能な総パワーの各ユーザkに対する割合であり、NoはAWGNスペクトル密度であり、Wは信号帯域幅であり、Nは拡散率であり、βは情報に対して利用可能な基地局パワーの割合であり、1−βは、パイロットに対して示される割合である。なお、(31)は2つの理由により下限である。第1に、基地局1からの総パワーがセル内干渉として扱われるためであり、第2に、ユーザのアクティビティファクタが平均干渉パワーを低減するためである。
【0078】
データシステムの場合、受信Eb/No(符号マッチドフィルタおよびチャネルコンバイナの次にくるがアンテナ結合に先立つ)は、
【数37】
によって与えられる。ここで、φkは、ユーザkの各サブストリームに対する基地局1で利用可能な総パワーの割合である。上記式は、各データユーザの各個別サブストリームに与えられ、以下のように正当化される。分母項は、干渉および雑音項を含む。干渉項は、(31)とは異なりセル外干渉のみからなる。データユーザの場合、デコリレーティング検波器はフロントエンドで使用され、そのため、セル内干渉は、目標Eb/Noを導出するためにBER解析で考慮されるため回線断解析では無視される。種々の干渉項が、適当なシャドウフェーディング係数によって重み付けされる。なお、上記式は、受信Eb/NoがP個の受信アンテナ間の結合の前に測定されるため、送信および受信アンテナの数とは無関係である。所定ユーザのサブストリームのすべてが同じロケーションで復調されるため、各々は同じ送信パワーレベルを必要とする。このため、G個のサブストリームに関するユーザkに対する総送信パワーは、Gφkである。なお、ここでは、すべての隣接する基地局に完全に負荷がかかっている、すなわちすべてがフルパワーで送信している最悪の場合のシナリオを想定した。
【0079】
受信信号の正常な復号化のために、受信Eb/Noは、目標BERを満たすために必要なEb/Noより大きくなければならない。基地局は、総パワー制約
【数38】
を受ける可能な限り多くの音声(データ)ユーザをサポートするように、各音声(データ)ユーザに対し、Eb/No要求を満たすためにちょうど十分な大きいパワー割合φk(Gφk)を選択することができる。なお、Xkは、
【数39】
によって定義されるインジケータ関数であり、αv(αd)は音声(データ)アクティビティファクタである。回線断イベントは、所定数Kのユーザに対し、すべてのユーザがそれらのEb/No要求を満たすこと、すなわち条件(Eb/No)rx≧(Eb/No)reqを満足させることが可能でない場合に発生すると言われる。従って、回線断確率は、
【数40】
である。ここでは、各ユーザがそのEb/No要求を満たす、すなわち(Eb/No)rx=(Eb/No)reqであるためにちょうど十分なパワーを受けるように、完全なパワー制御を仮定する。音声ユーザに対し、(31)から、
【数41】
が得られる。従って、回線断確率に対する上限は、
【数42】
によって与えられる。
【0080】
回線断曲線から容量を決定するために、所要Eb/Noを決定しなければならず、それは目標BERによって決まる。音声システムの場合、すべての端末が単一ユーザマッチドフィルタ検波器を使用するため、セル内およびセル外干渉が共にガウス雑音として扱われ、そのため、所要Eb/Noは、AWGNにおける単一ユーザのBER性能から取得することができる。7dBの所要Eb/Noは、0.001の目標BERを保証するためには十分である。(34)とランダムシャドウフェーディング、ユーザロケーションおよびアクティビティインジケータに対するモンテカルロシミュレーションとを使用して、N=128、β=0.8およびαv=3/8の場合の音声オンリシステムの回線断曲線を図7に示す。(数値結果のすべてにおいて、熱雑音が存在しない、すなわちNo=0であると仮定する。)このため、0.001のBERにおいて、音声オンリシステムは、0.01回線断確率において約20のユーザをサポートすることができ、結果としてのスペクトル効率は、20/128=0.156bps/Hz/セクタとなる。
【0081】
データユーザに対する回線断計算に戻ると、(32)から
【数43】
が得られ、このため回線断確率は、
【数44】
となる。
【0082】
高速データシステムでは、BER性能、所要Eb/Noおよび対応するシステム容量を決定することはそれほど単純ではない。これは、データ端末がマルチユーザ検波器を使用し、所要Eb/Noがこの場合ユーザの数の関数であるためである。結果として、所要Eb/Noを、音声オンリシステムに対して行ったように単純に固定することはできない。図8は、データオンリシステムに対する回線断曲線を示し(G=1)、曲線は受信Eb/Noによってパラメタ化されている。ここでは、アクティビティファクタがαd=1であるようにデータを非常に長いパケットとしてモデル化した。
【0083】
目標BERに達するように所要Eb/Noを決定するために、Eb/NoおよびKdの関数としてマルチユーザ検波器のBERが必要である。このコンテキストにおいて、(32)に対応するEb/Noは、A2/2σ2として与えられる。これは、逆拡散、マルチパス結合および送信ダイバーシティ結合後であるが受信ダイバーシティ結合前の信号対雑音比である。BER計算における付加雑音npは、セル外干渉および熱雑音の役割を果たす。
【0084】
なお、デコリレーティング検波器の場合、BERは、干渉しているユーザの受信パワーレベルにはよらない。このため、BERの計算は、使用されるパワー制御方式とは無関係であり得る。図8は、直交同符号送信とデコリレータ検波器とを使用する、K=2、16、32、48ユーザ、L=2、M=1、P=4の場合のBER対Eb/Noを示す。拡散率はN=128であり、BERは、ランダムチャネル実現およびユーザビットに対し(14)または(30)を平均化することによって得られる。
【0085】
図7の回線断曲線から、図9において、所定の回線断率(0.01)について受信Eb/No対Kdをプロットすることができる。図8のBER曲線から、図9の同じ軸に、所定のBER率(0.001)についての所要Eb/No対Kdをプロットする。そして、結果としてのシステム容量は、2つの曲線が交差するKd(Kd=27)の値である。数値解析において、この交差を見つけるために線形補間法が使用される。なお、Eb/Noが増大すると、BER曲線からはKdは単調に減少し、回線断曲線からはKdは単調に増大する。Kdが与えられると、スペクトル効率は帯域幅毎の総セクタスループットである。すなわち、
【数45】
【0086】
直交同符号送信の場合、(37)において(2)からKd,maxを使用して符号限定(code−limited)スペクトル効率を計算することができる。すなわち、SEmax=M/Mtである。直交異符号送信の場合、符号限定スペクトル効率は、(3)においてKd,maxから得られる。すなわち、SEmax=1/Mtである。
【0087】
混合音声・データ解析
本発明の教示による混合音声・データシステムは、音声ユーザがデータユーザの存在によって影響を受けてはならないという意味で、望ましくは下位互換性である。さらに、音声端末は、単一受信アンテナのみを有し、マッチドフィルタ検波のみを使用する。上述したように、音声は、単一送信アンテナのみにより有利に送信される。データ端末は、セル内干渉に対するデコリレーティング/V−BLASTタイプマルチユーザ検波器を実現するために十分な処理パワーを有する。混合音声・データシステムに対する容量解析は、先のセクションにおいて示されるものと同様であり、以下は、関連する変更を示す。
【0088】
混合システムに対する回線断確率は、必要な目標Eb/Noを満たす音声ユーザとデータユーザとの両方によって決まる。第k音声ユーザに対する受信Eb/Noは、(31)における限界によって与えられ、第kデータユーザに対するそれは、(32)によって与えられる。音声ユーザの場合、音声端末はマッチドフィルタ検波器を使用するため、分母にセル内干渉が含まれるが、データユーザの場合は、マルチユーザ検波器を使用するためセル内干渉を含まない、ということを想起されたい。音声ユーザのいずれもまたはいかなるデータユーザのデータストリームのいずれもが、Eb/No要求を満たすことができない場合、回線断イベントが発生する。ここで、総パワー制約は、
【数46】
によって与えられる。このため、(33)および(35)から、回線断確率に対する限界は、
【数47】
によって与えられる。
【0089】
このように、回線断確率は、KvおよびKd両方の関数である。ここでの数値結果に対し、音声ユーザの数Kvを、サポートすることができる音声ユーザの最大数より少ない値に固定し、回線断曲線を、必要なデータEb/Noによってパラメタ化されるデータユーザの数の関数として決定する。(例示的に、最大数は20であり、Kv=8と設定する。)音声端末は、性能が、干渉がデータ端末からであるか音声端末からであるかとは無関係に総干渉パワーによってのみ決まる、単一ユーザマッチドフィルタを使用するため、音声端末の所要Eb/Noは、混合環境において同じままである。このため、音声に対して必要なEb/Noを7dBと設定する。しかしながら、データ端末の場合、BER性能は音声ユーザの数によって決まる。データユーザのBER性能は、音声・データ混合環境におけるシミュレーションによって得られる。ここで、音声ユーザの数を固定し、Kd、M、Mt、LおよびPによってパラメタ化されるデータユーザに対しBER曲線を決定する。
【0090】
そして、容量は、先のセクションで述べたようなBER曲線と回線断曲線とから得られる。スペクトル効率は、音声ユーザおよびデータユーザの結合された達成可能データレートから導出される。
【数48】
【0091】
数値結果
次の以下のセクションは、あらゆる特定のコンテキストに対する関連する数値結果を開示する。
【0092】
回線断確率対ユーザの数
図11は、G=1およびM=1に対しかつあらゆる構成に対する、1%回線断確率における受信Eb/No対ユーザの数を示す。これら曲線は、1タイプ容量および混合容量についてのセクションからの容量解析技術を使用して生成される。それらは、ユーザの数が増大するに従って受信Eb/Noが減少することを示し、それは、ユーザが少ないほどより迅速に減少する。ここでは、データオンリシステムと、音声およびデータを使用する混合トラフィックシステムと、を考慮する。データオンリシステムの場合、セクタ全体に亙って移動体が一様に分散されると仮定する。対応するデータオンリスペクトル効率は、「データオンリシナリオに対するスペクトル効率」と題されたセクションで述べる。混合トラフィックシステムの場合、セクタ全体に亙る一様の分散と3ゾーンの各々における一様の分散とを考慮する。rを六辺形セルの半径(中心から端まで測定された)とすると、ゾーン1は0〜r/3の半径に対応する。ゾーン2は、r/3〜2r/3の半径に対応し、ゾーン3は残りのエリアに対応する。3ゾーンの回線断曲線は、それぞれのゾーン内に一様に分散するユーザの受信Eb/No統計量から生成される。混合トラフィック全セクタおよび3ゾーンの場合の対応するスペクトル効率は、それぞれ「混合トラフィックシナリオの場合のスペクトル効率」と「混合トラフィックの場合のロケーション依存スペクトル効率」とで述べる。
【0093】
概して、G’≠1を説明するために、図11の回線断曲線を調整する必要がある。(35)および(36)から、回線断確率がG(Eb/No)rx=G(Eb/No)reqの関数であることが分かる。このため図11において固定されたKdに対し、G’≠1に対する受信Eb/Noは、単純に図11の受信Eb/No(G=1の場合)をG’で除算したものである。これは、曲線の10log10G’dBの下方シフトに対応する。
【0094】
また、(8)から導出される全セクタ音声オンリシステムの場合の回線断曲線をプロットすることができた。この曲線は、7dB Eb/Noで20ユーザのポイントを通過する。この曲線と全セクタデータオンリ曲線との相違は、1)アクティビティファクタ(3/8対1)と、2)使用される検波器((14)対(30)に反映されるように、従来対マルチユーザ)による。推測される音声オンリ曲線から開始して、アクティビティファクタが増大することにより曲線は下方にシフトし、マルチユーザ検波器を使用することにより曲線は上方にシフトする。データオンリ曲線が20ユーザ7dB Eb/Noポイントのすぐ上を通過するという事実は、マルチユーザ検波器の利益が、増大するアクティビティファクタの効果を相殺するだけではない、ということを示す。また、全セクタ混合トラフィックケースの場合の回線断曲線は、ゾーン3の曲線に最も近接し、それは全セクタシステムの性能がセルの端に近いユーザによって占められていることを示す。
【0095】
データオンリシナリオに対するスペクトル効率
種々の送信機および受信機オプションに対するリンクレベルの結果は、デコリレーティングまたはV−BLAST検波器に対するBER式を使用してシミュレーとすることができる。「容量解析」と題された先のセクションで説明したように、これら結果を上で取得したシステムレベル結果と結合することによりシステムスペクトル効率を決定することができる。図14〜図21は、データオンリ(Kv=0)シナリオの下での固定データレートに対するシステムスペクトル効率対受信アンテナの数を示す。各図において、3つのグラフは、異なる数の送信アンテナに対するものであり、各グラフの曲線は、送信ダイバーシティオーダによってパラメタ化される。ここでは、データユーザ毎のサブストリームの数をG=8に固定し、各ユーザがデコリレータまたはV−BLAST検波器を使用してM個のサブストリームのG/Mグループを復調するようにM、PおよびMtが変更される場合の、スペクトル効率を考慮する。これら結果は、先の2つのセクションからのビット誤り率および回線断データと、上記容量解析セクションにおいて述べた技術と、から導出される。ここで、N=128の拡散率とL=2の分解可能マルチパス成分とを仮定する。
【0096】
図14は、V−BLAST検波器を用いた直交同符号送信方式の場合の性能を示す。最左グラフ(M=2)から開始すると、Pが小さい場合、送信ダイバーシティケース(Mt=2)の効率は、送信ダイバーシティの無いケースより優れている。P≧8の場合、Mt=2に対するスペクトル効率は、利用可能な直交符号の数が制限されることによって制限される。Pの増大に伴って所要Eb/Noがさらに減少するが、スペクトル効率は増大する可能性はない。このため、受信機にさらにアンテナを追加することにより全システム容量は向上しない。式(2)から、ユーザの最大数はKd,max=16である。(37)を使用して、直交同符号送信の場合の最大スペクトル効率は、SEmax=Kd,maxG/N=M/Mtである。このため、Mt=2に対しSEmax=1である。Mt=1ケースはより高い符号制限値を有するため、その最大スペクトル効率はより高くなる(SEmax=2)。このため、Pが小さい場合はMt=2の方が優れているが、そのスペクトル効率は早くから制限され、このポイントを越えると、Mt=1の方が優れて実行する。M=4の場合、同様の傾向があるが、この場合はスペクトル効率限界はMが増大することにより高くなる。この場合も、符号制限のない最高ダイバーシティオーダが最高スペクトル効率を提供することが分かる。P=12において、3つの送信ダイバーシティケースのすべてがそれらの符号制限値に達する。M=8およびP=12の場合、送信ダイバーシティの無いケースが最良であるが、このデータから、Mt=2ケースがその符号制限値に達した後に、それがMt=2よりよいポイントが発生するか否かを推断することはできない。ランダム符号曲線(符号制限が無い)から、符号制限後にクロスオーバが発生することが信じられる。符号制限の無い状況(例えば、Mt=2、P=2)の場合、BER曲線から期待されるように、Mが増大するとスペクトル効率はわずかに低下する。これは、Mが増大するに伴って増大する空間的信号分離の利益を無効にする(overriding)、増大する干渉の結果であることを想起されたい。
【0097】
図15は、V−BLAST検波器を用いた直交異符号送信の場合の性能を示す。同符号送信に対する利点は、この場合符号がデータユーザのM個のサブストリーム間でさえ直交する、ということである。不都合なことに、この利点は、V−BLAST検波器が干渉を克服することに有効であるためそれほど価値はない。例えば、P=4、Mt=1の場合の2つの送信技術を比較されたい。M=8を除いてその差は極わずかである。(垂直軸は図14に比較して異なるスケールであることを留意されたい。V−BLAST検波器を使用する、直交同符号送信のスペクトル効率である。)さらに、異符号送信は、より厳密な符号制限((2)から、Kd,max=N/(GMt))および故により低いスペクトル効率制限(SEmax=1/Mt)を有するため、直交異符号送信は、システムの符号が制限されない場合は同符号送信に対する性能の利点はわずかでしかなく、符号が制限される場合は、同符号送信の方が優れている、と結論される。
【0098】
図16は、デコリレーティング検波器を使用する直交同符号送信の場合の性能を示す。V−BLAST検波器と同様に、性能利得はMと共に増大する。しかしながら、それらは、追加の受信アンテナがデコリレータの性能を高めるようにアンテナ利得および信号分離を提供するため、Pが増大すると低減する。最後に、図17は、デコリレーティング検波器を使用する直交異符号送信の性能を示す。本質的に、V−BLAST検波器についてなされた結論と同じ結論がデコリレータ検波器に同様に適用される。
【0099】
図18乃至図21は、ランダム符号送信の場合のスペクトル効率を示す。同じマルチパス遅延を伴う符号間のMAIのため、ランダム符号の場合のスペクトル効率は、符号制限に達しなかった場合の直交符号のスペクトル効率を常に下限する。ランダム符号に対して符号制限が無いため、それらのスペクトル効率は、Pに対しておよそ線形に増大し続け、直交符号の飽和点を越える。Mtが増大するに伴いスペクトル効率が増大することが分かるが、総ダイバーシティオーダが増大するに従い限界ダイバーシティ利得が減少するため、PおよびMtが大きい場合限界利得は減少する。Mおよび検波器技術に関し、および同符号対異符号送信に関し、直交符号と同様の特徴があることが分かる。
【0100】
P=1受信アンテナの場合、マルチユーザ検波が使用されてもスペクトル効率は0である、ということは驚くべきことである。一般に、スペクトル効率は少なくとも、単一アンテナとマッチドフィルタ検波とを備えた現行システムで達成されるものと同じくらい大きくなければならない、ということが期待される。しかしながら、ここでは本BER計算においていかなる順方向誤り訂正符号化も考慮しなかったため、これは当てはまらない。このため、高速フェーディングチャネルにおいて単一受信アンテナのみを使用する場合(符号化からの時間ダイバーシティ無し)、0.001の目標BERを満たすための所要Eb/Noは、単一ユーザさえサポートすることができないほど大きくなる。一方、複数受信アンテナの場合、複数アンテナからのダイバーシティ利得がすでにあるため、符号化からのダイバーシティ利得が無いことはそれほど重大なことにはならない。
【0101】
混合トラフィックシナリオの場合のスペクトル効率
混合トラフィックシナリオでは、最大音声ユーザの40%、すなわちセクタ毎の最大20ユーザ8まで動作しているシステムを考える。上記音声オンリおよびデータオンリシステムに対する容量の論考から、最大容量が、1%回線断確率における7dB Eb/No要求を仮定して導出される。音声ユーザに対するEb/No要求は該してデータユーザに対するより高いため、混合トラフィックシステムのスペクトル効率は対応するデータオンリシステム(システムは符号制限的でないと仮定して)のスペクトル効率より低いと予測される。例えば、G=8、M=4、Mt=1およびP=8である直交同符号システムの場合、データオンリシステムのスペクトル効率は、Kv=8音声ユーザでの混合トラフィックシナリオの場合の1.5bps/Hz/セクタと比較して約2.25bps/Hz/セクタである。このため、データオンリシステムは、76.8KbpsでKd=2.25N/G=36ユーザをサポートするが、混合トラフィックシステムは、76.8KbpsでKd=(15N−Kv)/G=23ユーザをサポートする。M=4、Mt=1、G=8でV−BLAST検波器を使用する直交同符号送信の場合のスペクトル効率を、図22Aに示す(全セクタケース)。この曲線は、図22Aにおいて対応する曲線により上限が決められている。なお、データユーザの最大数Kd,maxは、Kd,maxMtG/M+Kv=Nを解くことによって得られる。そして、(39)から、最大スペクトル効率は、
【数49】
となり、N=128、Kv=8、M=4、Mt=1の場合、最大スペクトル効率は3.8である。また、ユーザが384Kbpsでデータを受信する場合(G=40)を考える(図22B)。固定の積KdGに対し、Gが増大するに従って回線断確率が増大する。これは、固定移動体ロケーションに対し、Gが増大するに従って基地局がG個のサブストリームを送信するために十分なパワーを有する可能性が低くなるためである。このため、所定のM、MtおよびPに対し、Gが増大するに従いスペクトル効率が低減する。言換えれば、システムが符号制限的でないと仮定すると、総セクタスループットの低下を犠牲にしてユーザ毎のスループットが増大する。これは、図22Bにおける全セクタ曲線によって反映される。
【0102】
混合トラフィックの場合のロケーション依存スペクトル効率
高速ユーザの数がわずかであるシステムでは、容量はセル中心に近い数ユーザによって占められる可能性があるため、信頼できるシステム容量は、セル全体に亙るユーザロケーションを平均化することによって得ることができない。ここでのスペクトル効率数字計算はユーザロケーション分散に厳密に依存しないということを示すために、ユーザがすべて図12に示す3つのゾーンのうちの1つに分散される場合を考える。3つのゾーンに対する回線断曲線を使用することにより、基地局からの距離の関数としてスペクトル効率を決定することができる。図26AおよびBは、それぞれG=8および40の場合の3つのゾーンに対するスペクトル効率を示す。(前の場合のように、M=4、Mt=1、L=2および直交同符号送信を使用する。)それは、データユーザがすべてセルの端に制限定される場合であっても、スペクトル効率は劇的に低減しない、ということを示す。データユーザが基地局に近いようにゾーン1に制限される場合(音声ユーザはセクタ全体に亙って分散されることを想起)、非常にわずかな受信アンテナを使用して大きいスペクトル効率を達成することができる。P=4受信アンテナ/データユーザとM=4送信アンテナとを使用して、データユーザがゾーン1に制限される場合、システムは、76.8Kbpsで60データユーザをサポートするか、または同時に8音声ユーザと共に384Kbpsで15データユーザをサポートすることができる。
【0103】
受信機アーキテクチャ
このセクションでは、図13に関して本送信および検波技術を使用してCDMA2000におけるパケットデータをサポートする方式を説明する。かかる受信機の重要な要素を、以下の6つのセクションで説明する。
【0104】
時間が、各々が何百ものシンボルのオーダであるフレームに分割されるものと仮定する。各パケットは、各アクティブデータユーザに割当てられる専用のトラフィックチャネルの1つまたは複数のフレーム(サブストリームのセット)で送信される。各ユーザに送信されるパケットは基地局で待ち行列に入り、このため基地局は、現フレーム自体の始めにどのユーザが次のフレームで送信されるデータを有するかを知る、と仮定する。従って、次のフレームに対するアクティブユーザの符号インデックスを、現フレームの共通制御チャネルにおけるすべてのデータユーザにブロードキャストすることができる。この情報は、受信機において、マルチユーザ検波に必要な符号訂正行列を生成するために使用される。いくつか(何10か)のシンボルの持続時間においてチャネルが一定のままであるように、高速データユーザは低速に移動すると仮定する。
【0105】
図13は、概して図6に示すタイプのシステムの好ましい実現において使用される主な機能ブロックを示す。図6に示すコンポーネントに加えて、図13のシステムにおいて、チャネルおよびタイミング推定を実行する追加の要素131を採用することが有利であることが分かる。これら機能は、M個のアンテナの各々から送信されるパイロット信号(受信信号モデル(4)には与えられていないが、本技術分野において周知である)に対して有利に実行される。また、上述したように、アクティブ拡散符号のセットのインデックスは、デコリレーションを実行することができるように受信機において有利に使用される。この拡散符号情報は、好ましくは制御チャネル符号を介して送信され、この情報を伝達する制御メッセージは、適当なコンテキストに対して定義されあらゆる業界標準に含まれる。本例示的な目的のために、拡散符号Sk,g,mt(t)と制御チャネル符号とパイロット符号とは、3G CDMA規格に従うものとする。特に、符号は相互に直交し、ランダム拡散符号(シンボル毎に変化する)とウォルシュ(Walsh)符号(シンボル毎に一定である)とのコンポーネント別の積である。マルチユーザ検波に先立ち、パイロットマルチパス干渉が、パイロット干渉キャンセラを使用して除去される。相関行列生成器ブロックは、マルチユーザ検波に使用される相関行列Rを生成する。ここで、機能ブロックの各々を詳細に説明する。
【0106】
タイミングおよびチャネル推定器
タイミングおよびチャネル推定器(図13のブロック131として示す)は、タイミングτm,lを追跡しMLPマルチパス信号の係数cm,l,pを推定する。P個の受信アンテナの各々に対し、MLP推定器の合計に対しM個のアンテナの各々についてL個のかかるブロックがある。これら動作の実行に使用される技術は周知である。例えば、F.Adachi、M.SawahashiおよびH.Sudaによる「Wideband DS-CDMA for next-generation mobile communications systems」、IEEE Communications Magazine、Vol.36、No.9、pp.56〜69、Sept.1998を参照のこと。第m送信アンテナからの第1マルチパス成分に対し、第pアンテナにおける受信信号rp(t)が第mパイロット拡散符号を使用して相関される。コリレータ出力は重み付けされ先の値と合計されることにより、干渉チャネル推定値を提供する。(チャネルは、何10ものシンボル期間に対して一定であると仮定されることを想起のこと。)このため、非常に正確な推定値を得るために、大きい窓に亙ってチャネル推定値を平均化することができる。受信信号は、タイミングループを駆動するパイロット拡散符号の進んだレプリカと遅れたレプリカとに同時に相関される。トラッキングジッタに対する頑強性を向上させるために、タイミングループにおいて干渉チャネル推定が使用される。
【0107】
データ拡散符号マッチドフィルタ
図13のブロック132は、タイミング推定器131から得られる適当なマルチパス遅延時間においてデータ拡散符号と相関されている受信信号を示す。各受信アンテナに対し、行列Sdの列に対応するKGMtL個のかかるマッチドフィルタがある。この行列で使用されるアクティブサブストリームの符号は、先のフレーム中に基地局からの制御信号メッセージによって決定される。このユーザに対する符号が、それらがウォルシュ・アダマール関係を満足するように割当てられる場合、マッチドフィルタのバンクは、高速ウォルシュ・アダマール変換を使用して実現することができ、それにより複雑性が低減される。例えば、C.-L.I.C.A.Webb III、H.Huang、S.ten Brink、S.NandaおよびR.D.Gitlinによる「IS-95 Enhancements for Multimedia Services」、Bell Labs Techical Journal、Vol.1、No.2、pp.60〜87、Autumn 1996を参照のこと。
【0108】
なお、マルチユーザ検波器137は十分統計量y(長さKdG+Kv)に対して動作するが、デコリレーティング検波器の出力において、またはV−BLAST処理に対するベクトルzに対して、M個の要素のみが必要である。これらM個の要素は、2つの方法で取得することができる。
【0109】
1.第1に、それらは、図6におけるように、マッチドフィルタがベクトルyを取得するためにKdG+Kv符号すべてに関して実行されるように取得することができる。そして、デコリレータに対するR-1の最初のM行に対応する部分行列によりベクトルを乗算する。
【外7】
【0110】
2.代替的に、KdG+Kvすべてに対してではなく所望のM個のサブストリームのみに対してマッチドフィルタを使用することによりM個の要素を取得することができる。
【外8】
【0111】
デコリレーティング検波器の場合、第2の方法によりある程度計算が節約される結果となる可能性がある。しかしながら、V−BLAST検波器の場合、第2の方法では、M−j+1の等価なマッチドフィルタを第j反復において計算する必要がある。さらに、各反復において、受信信号rpと等価なマッチドフィルタとの間のチップレートフィルタリングが必要である。このため、V−BLAST検波器の場合は、第1の方法から計算上の節約が有利に導出される。
【0112】
空間・時間レイクコンバイナ
図13の空間・時間レイクコンバイナ133は、十分統計ベクトルyを生成するためにチャネル推定を使用してマッチドフィルタ出力に対して最大比結合を実行する。図6において、コンバイナは、チャネルコンバイナ、合計および実数演算子に対応する。このブロックは、本システムで使用されるレイクマッチドフィルタと同じであってよい。
【0113】
パイロット干渉キャンセラ
最大比コンバイナに続いて、チャネルが周波数選択性である(L>1)場合にパイロット信号からの多元接続干渉(MAI)がある。この干渉は、場合によっては重大である可能性がある。従って、パイロット干渉キャンセラ134は、かかる干渉を除去するために有利に採用される。MAIを除去するための一般的な構成には、yの各要素からパイロットMAI寄与を計算し減ずるパイロット干渉キャンセラを使用することが含まれる。かかる構成は、例えばC.-L.I.C.A.Webb III、H.Huang、S.ten Brink、S.NandaおよびR.D.Gitlinによる「IS-95 Enhancements for Multimedia Services」、Bell Labs Technical Journal、Vol.1、No.2、pp.60〜87、Automun 1996に述べられている。
【0114】
相関行列生成器
図13における相関行列生成器136は、デコリレータとV−BLAST検波器との両方とで使用される相関行列Rを計算する。この行列は、アクティブユーザの特定の拡散符号とチャネル推定値とによって決まる。アクティブ符号セットは、所定のフレームに対して固定であり、チャネルは、いくつかのシンボルに対して一定であると仮定する。しかしながら、拡散符号自体は、基地局を識別するためにCDMA2000で使用される長い拡散符号により、シンボル毎に変化する。このため、Rは各シンボルに対して計算される必要がある。なお、長い拡散符号が使用されるシステム設計では、Rは、チャネル時間のバリエーションによりフレームのみの持続時間に亙って変化する。このため、この場合、相関行列はシンボル毎に計算される必要はない。相関行列の計算は、式(10)で与えられる(KdG+Kv)×(KdG+Kv)行列を含む。
【数50】
【0115】
マルチユーザ検波器(デコリレータまたはV−BLAST検波器)
デコリレータとV−BLAST検波器とは共に、相関行列Rの適当なM行を使用する行列乗算を必要とする。この時点で、制御チャネルが復調され、アクティブ拡散符号のインデックスが、図13においてデインタリーバ139の制御出力を介して相関生成器136とデータ拡散マッチドフィルタ132とに中継される。デコリレータ検波器の最も計算集約的部分は、シンボル毎に変化する行列Rの逆数を計算している。
【0116】
V−BLAST検波器(フロントエンドデコリレータを含む)の処理は、計算集約的となり、カスタムASICを有利に採用することになる。1つの実施形態では、かかるカスタムASICはデコリレータの代りにフロントエンド最小平均自乗誤差(minimum mean-squared error(MMSE))線形コンバイナを使用する。代替的に、デコリレータは、例えばN.MandayamおよびS.Verduによる「Analysis of an approximate decorrelating detector」、Wireless Personal Communications、Vol.6、Nos.112、pp.97〜111、Jan.1998で述べられているようなその一次近似に置換えられてよい。この代替例は、行列反転が必要でないため実現がより容易であるが、サブストリームおよびそれらの相関の数に依存する性能トレードオフである。
【0117】
デインタリーバおよびチャネルデコーダ
図13に示すデインタリーバおよびチャネルデコーダ139は、周知の設計であり、他の受信機要素に対し通常のデータ出力と上述した制御信号とを共に提供する。
【0118】
結論
複数アンテナ送信ダイバーシティ、マルチコード送信および空間・時間デコリレーティング検波器を使用する高速CDMAシステムについて説明した。システム容量を評価する新規な技術を使用して、複数の送信および受信アンテナにより現行の音声システムに対し大幅に容量を向上させることができることを示した。本発明の寄与は、併記の特許請求の範囲によって画定されるが、例示的な特徴および結果は以下を含む。
【0119】
1.直交符号対ランダム符号送信。ランダム符号は、いかなる設計された(designed)符号に関してもスペクトル効率に対し下限を与える。直交符号は、設計された符号を使用するシステムの一例である。利用可能な直交符号の数は拡散利得Nと等しいため、直交符号システムではスペクトル効率が制限される。このため、この符号限界に達するまで、直交符号はランダム符号より優れている。この時点で、直交符号スペクトル効率は飽和する。ランダム符号が、実際にこの飽和点より大きいスペクトル効率に達することができる(より大きいPを使用して)という事実は、直交符号ケースに対しより高次の変調を使用することにより、残余Eb/No(すなわち、所要の受信Eb/Noより大きい)を利用することと飽和点より向上することとが可能であることを意味する。より一般的に、これらの状況では、いかなる「設計された」符号に対してもより高次の変調を使用することができる。
【0120】
2.異符号対同符号送信。異符号送信は、概して、同符号送信よりわずかに優れているのみである。例外は、送信アンテナMの数が大きく、デコリレーティング検波器が使用される場合に発生し、その場合、差は大きくなる。直交符号送信の場合、スペクトル効率の飽和点は、異符号送信と比較して同符号に対して大きいMの係数である。このため、直交符号によってより高スペクトルを達成するために、同符号送信が使用されるべきである。
【0121】
3.送信アンテナの数(M)。所定の送信方式(異/同符号および直交/ランダム符号)、所定の送信ダイバーシティオーダMt、受信アンテナの数Pおよび所定の受信機に対し、最高スペクトル効率を達成する最適なM≦Pがある。(これは、各アンテナに対する独立したデータストリームを仮定する。それは、M個のすべてのアンテナにより独立したデータストリームを送信することが必ずしも最適ではないということである。)
【0122】
4.送信ダイバーシティオーダ(Mt)。固定MおよびPに対し、直交符号の場合(符号限界まで)もランダム符号の場合(確かな符号限界は無い)も、スペクトル効率はMtによって増大する。しかしながら、考慮されたより大きいPの値の場合、Mtの増大によりスペクトル効率は殆ど増大せず、それは送信ダイバーシティからの利得が結果的に飽和することを意味する。
【0123】
5.受信アンテナの数(P)。固定M、Mtに対し、スペクトル効率はPによって増大し、増大の量はMtの同じ増大によって達成されるより大きい。
【0124】
6.考慮されたパラメータの範囲に対し、送信ダイバーシティの無い(Mt=1)直交同符号送信と、M=8送信アンテナと、P=12受信アンテナと、を使用して、最大スペクトル効率(4.13bps/Hz/セクタ)が達成された。M=4送信アンテナである以外同じシナリオは、4bps/Hz/セクタのスペクトル効率に達し、これは1.25MHz帯域幅における76.8Kbpsでの64ユーザに対応する。なお、ここでの解析におけるデータストリームは符号化されていなかった。代りに、レート1/2畳込み符号化と64の拡散率とを使用した場合、所要Eb/Noは低減され、結果としてのスペクトル効率は、直交符合限界に達しないと仮定すると潜在的により高くなる。
【0125】
本発明の例示的な実施形態に対する上記システム記述、動作の方法および構成選択肢を使用することにより、CDMAシステムにおいて複数の送信および受信アンテナを使用してかなりの容量利得が実現される。本発明の教示を使用して特徴および利得が達成されるが、特定の実現および適応は、異なる特定のパラメータまたはコンポーネント選択肢を含み、またはパワー制御の程度、チャネル推定の精度および受信機における処理の複雑性に関する仮定条件から逸脱してよい。さらに、本発明の教示に基づく他の複雑性が低減された方式が、説明した容量利得の多くを達成するであろう。
【図面の簡単な説明】
【図1】 送信局と複数の受信局とのシステム全体図を示す。
【図2】 異なる符号が使用され、送信ダイバーシティオーダMtが1である、図1のシステムの受信機における代表的なユーザに対する送信割当を示す。
【図3】 同じ符号が使用され、送信ダイバーシティオーダMtが1である、図1のシステムの受信機における代表的なユーザに対する送信割当を示す。
【図4】 異なる符号が使用され、Mt=2である、図1のシステムの受信機における代表的なユーザに対する送信割当を示す。
【図5】 同じ符号が使用され、Mt=2である、図1のシステムの受信機における代表的なユーザに対する送信割当を示す。
【図6】 本発明の例示的な実施形態による空間・時間マルチユーザ検波器のブロック図である。
【図7】 例示的な音声オンリシステムに対する例示的な回線断曲線を示す(α=3/8)。
【図8】 例示的な音声オンリシステムに対するの例示的な回線断曲線を示す(α=1)。
【図9】 データユーザに対する例示的なBER曲線を示す。
【図10】 図8および図9から導出されるあるタイプの情報に基づく結果を使用してシステム容量を決定する技術を示す。
【図11】 G=1およびM=1に対するおよびあらゆる構成に対する1%回線断率対ユーザの数における受信Eb/Noを示す。
【図12】 本発明の例示的な実施形態に対するユーザロケーションの重大な依存の無いことを立証するために有用な、例示的な3ゾーンセル構成を示す。
【図13】 概して図6に示すタイプのシステムの好ましい実施形態で使用される例示的な機能ブロックを示す。
【図14】 V−BLAST検波器を使用する例示的な直交同符号送信方式に対する性能を示す。
【図15】 V−BLAST検波器を使用する例示的な直交異符号送信方式に対する性能を示す。
【図16】 デコリレーティング検波器を使用する例示的な直交同符号送信方式に対する性能を示す。
【図17】 デコリレーティング検波器を使用する例示的な直交異符号送信方式に対する性能を示す。
【図18】 V−BLAST検波器を使用する例示的なランダム同符号送信方式に対する性能を示す。
【図19】 V−BLAST検波器を使用する例示的なランダム異符号送信方式に対する性能を示す。
【図20】 デコリレーティング検波器を使用する例示的なランダム同符号送信方式に対する性能を示す。
【図21】 デコリレーティング検波器を使用する例示的なランダム異符号送信方式に対する性能を示す。
【図22A】 G=8である、例示的な混合トラフィック(M=4、Mt=1、L=2)直交同符号送信方式に対する性能を示す。
【図22B】 G=40である、例示的な混合トラフィック(M=4、Mt=1、L=2)直交同符号送信方式に対する性能を示す。
Claims (23)
- 無線基地局を動作させる方法であって、
複数の入力データストリームのうちの少なくとも1つを複数のデータサブストリームに逆多重化するステップと、
拡散符号に従って該データサブストリームの各々を拡散することにより複数の拡散データサブストリームを生成するステップと、
該拡散データサブストリームの各々をM個の送信アンテナのうちの少なくとも1つに与えるステップとを含み、
前記複数のデータサブストリームのうちのC個の独立したデータサブストリームの各々は、同一の拡散符号を使用して拡散されることにより、対応するC個の拡散データサブストリームを生成することを特徴とする方法。ここで、Mは2より大きい整数であり、Cは1より大きくM以下の整数である。 - 前記拡散データサブストリームのうちの1つが与えられる前記送信アンテナの各々からのパワー出力は実質的に等しい請求項1記載の方法。
- 前記拡散符号は直交符号である請求項1記載の方法。
- 前記入力データストリームのうちの少なくとも1つは、該入力データストリームの少なくとも1つの他のもののデータレートとは異なるデータレートを有する請求項1記載の方法。
- 前記入力データストリームの少なくとも1つは音声データストリームである請求項1記載の方法。
- 受信無線信号を検出する方法であって、該受信無線信号は少なくとも1つのデータストリームに対応し、該データストリームの各々は複数の独立したデータサブストリームに逆多重化されており、該複数の独立したデータサブストリームの各々は、複数の拡散データサブストリームを生成するために、複数の拡散符号のうちの1つに応じて拡散されており、前記複数のデータサブストリームのうちのC個の独立したデータサブストリームの各々は、同一の拡散符号を使用して拡散されることにより、対応するC個の拡散データサブストリームを生成することを特徴とし、そして、該複数の拡散データサブストリームの各々はM個の送信アンテナのうちの少なくとも1つから送信されたものであり、該検出することが、該データストリームのうちの少なくとも1つを検出することである方法であって、 複数P個の受信アンテナにおいて、前記情報ストリームの各々に関するL個の分解可能なマルチパス信号のセットを受信するステップと、
該L個のマルチパス信号のセットに基づき、データサブストリームの所望のサブセットに関する情報を含む十分統計ベクトルを生成するステップと、
該十分統計ベクトルに基づいて、該十分ベクトルをフィルタリングすることにより第2のベクトルを生成するステップと、
データサブストリームの前記所望のサブセットに対応する前記情報ストリームを前記第2のベクトルから抽出するステップと、を含む方法。ここで、Mは2より大きい整数であり、Cは1より大きくM以下の整数である。 - 前記十分統計ベクトルをフィルタリングするステップは、データサブストリームの前記サブセットの中に無いサブストリームによって寄与される干渉を除去するステップを含む請求項6記載の方法。
- 前記十分統計ベクトルを生成するステップは、前記受信マルチパス信号の各々を複数の符号マッチドフィルタに与えるステップを含み、各符号マッチドフィルタは、前記拡散符号のそれぞれ1つに整合される請求項6記載の方法。
- 前記十分統計ベクトルを生成するステップは、前記受信マルチパス信号のタイミングおよびチャネル推定値を生成するステップと、チップマッチドフィルタに対し該タイミングおよびチャネル推定値を与えるステップと、をさらに含む請求項8記載の方法。
- 前記チャネル推定値を生成するステップは、第l番目のマルチパス(l=1、2、…、L)に亙る第m番目の送信アンテナ(m=1、2、…、M)と第p番目の受信アンテナ(p=1、2、…、P)との間のそれぞれのチャネルに対しチャネル係数cm,p,lの推定値を生成するステップを含む請求項9記載の方法。
- 前記十分統計ベクトルを生成するステップは、前記受信したL個の分解可能なマルチパス信号のセットを2−Dレイク受信機に与えるステップを含み、該十分統計ベクトルは、該2−Dレイク受信機の結果としての出力である請求項6記載の方法。
- 前記抽出するステップは、前記第2のベクトルをデコリレーティング検波器に与えることを含む請求項6記載の方法。
- 前記デコリレーティング検波器は、前記第2のベクトルの各成分を前記統計量の他の成分のヌル空間に投影する請求項12記載の方法。
- 前記抽出するステップは、デコリレーティング判定帰還型検波器において前記第2のベクトルを処理するステップを含む請求項7記載の方法。
- 前記第2のベクトルは複数のベクトル成分を含み、前記複数のベクトル成分の各々が前記複数の所望のサブストリームのうちの1つに対応し、前記デコリレーティング判定帰還型検波器における前記処理するステップは、
(a)前記複数のベクトル成分の各々に対し、他のサブストリームに対応する成分からもたらされる干渉を除去し、それによって各サブストリームに対する拡張成分を有する拡張された第2のベクトルを生成するステップと、
(b)最高信号対雑音比を有する前記拡張された第2のベクトルの前記拡張成分に対応する前記所望のサブストリームを検出することにより、検出されたサブストリームを生成するステップとを含む請求項14記載の方法。 - 前記第2のベクトルは複数のベクトル成分を含み、前記複数のベクトル成分の各々が前記複数の所望のサブストリームのうちの1つに対応し、前記デコリレーティング判定帰還型検波器における前記処理するステップは、
(a)前記複数のベクトル成分の各々に対し、他のサブストリームに対応する成分からもたらされる干渉を除去し、それによって各サブストリームに対する拡張成分を有する拡張された第2のベクトルを生成するステップと、
(b)最高信号対雑音比を有する前記拡張された第2のベクトルの前記拡張成分に対応する前記所望のサブストリームを検出することにより、検出されたサブストリームを生成するステップと、
(c)該検出されたサブストリームの前記第2のベクトルに対する寄与を再構成するステップと、
(d)該第2のベクトルから該寄与を減ずることにより該第2のベクトルを変更するステップと、
(e)該第2のベクトルにおける残りの成分の各々に対し、該第2のベクトルに残っている他の成分からもたらされる干渉を除去することにより、各残りのサブストリームに対応する拡張成分を有する拡張された第2のベクトルを生成するステップと、
(f)選択されたストリームのセットにおけるすべての所望のサブストリームが検出されるまでステップ(b)〜(e)を繰返すステップとを含む請求項14記載の方法。 - 前記第2のベクトルは複数のベクトル成分を含み、前記複数のベクトル成分の各々が前記複数の所望のサブストリームのうちの1つに対応し、前記デコリレーティング判定帰還型検波器における前記処理は、
(a)前記複数のベクトル成分の各々に対し、他のサブストリームに対応する成分からもたらされる干渉を除去し、それによって各サブストリームに対する拡張成分を有する拡張された第2のベクトルを生成するステップと、
(b)最高信号対雑音比を有する前記拡張された第2のベクトルにおける前記拡張成分に対応する前記所望のサブストリームを検出することにより、検出されたサブストリームを生成するステップと、
(c)該検出されたサブストリームの前記第2のベクトルに対する寄与を再構成するステップと、
(d)該第2のベクトルから該寄与を減ずることにより該第2のベクトルを変更するステップと、
(e)該第2のベクトルにおける残りの成分の各々に対し、該第2のベクトルに残っている他の成分からもたらされる干渉を除去することにより、各残りのサブストリームに対応する拡張成分を有する拡張された第2のベクトルを生成するステップと、
(f)所望のサブストリームのすべてが検出されるまでステップ(b)〜(e)を繰返すステップとを含む請求項14記載の方法。 - 前記他のサブストリームからもたらされる干渉を除去するステップは、各所望のサブストリームを該他のサブストリームのヌル空間に投影することを含む請求項17記載の方法。
- パイロット信号を受信するステップと、
受信したパイロット信号に基づいて干渉キャンセル信号を生成するステップと、
前記2Dレイクフィルタの出力から該干渉キャンセル信号を減ずることにより前記検出統計ベクトルを形成するステップとをさらに含む請求項11記載の方法。 - 前記抽出するステップは、前記サブストリームの所望のセットを前記データストリームのそれぞれに多重化することをさらに含む請求項6記載の方法。
- 前記フィルタリングすることは、少なくとも1つのデータストリームに関連するすべてのサブストリームのグループを選択することにより前記第2のベクトルを生成することを含む請求項6記載の方法。
- 前記フィルタリングすることは、少なくとも1つのデータサブストリームに関連するすべてのサブストリームのグループを選択することにより前記第2のベクトルを生成することと、前記他のサブストリームの成分からもたらされる干渉を除去することと、を含む請求項6記載の方法。
- 前記他のサブストリームの成分からもたらされる干渉を除去することは、前記所望のサブストリームを前記十分統計ベクトルにおける前記他のサブストリームによってスパンされるヌル空間に投影することをさらに含む請求項22記載の方法。
Applications Claiming Priority (9)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US14129399P | 1999-06-28 | 1999-06-28 | |
US14150499P | 1999-06-28 | 1999-06-28 | |
US60/141,293 | 1999-06-28 | ||
US60/141,504 | 1999-06-28 | ||
US58739600A | 2000-06-05 | 2000-06-05 | |
US09/587,345 US6370129B1 (en) | 1999-06-28 | 2000-06-05 | High-speed data services using multiple transmit antennas |
US09/587,345 | 2000-06-05 | ||
US09/587,396 | 2000-06-05 | ||
PCT/US2000/016689 WO2001001605A1 (en) | 1999-06-28 | 2000-06-16 | High-speed data services using multiple transmit antennas |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003503887A JP2003503887A (ja) | 2003-01-28 |
JP4855615B2 true JP4855615B2 (ja) | 2012-01-18 |
Family
ID=27495465
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001506165A Expired - Fee Related JP4855615B2 (ja) | 1999-06-28 | 2000-06-16 | 複数送信アンテナを使用する高速データサービス |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP1190506B1 (ja) |
JP (1) | JP4855615B2 (ja) |
CN (1) | CN100479347C (ja) |
AT (1) | ATE537615T1 (ja) |
AU (1) | AU5745700A (ja) |
CA (1) | CA2377539C (ja) |
WO (1) | WO2001001605A1 (ja) |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6993050B2 (en) | 2001-03-14 | 2006-01-31 | At&T Corp. | Transmit and receive system for cable data service |
JP4704667B2 (ja) * | 2001-04-05 | 2011-06-15 | ノーテル・ネットワークス・リミテッド | 多重符号と多重アンテナを用いた無線通信システム用送信装置 |
DE50114759D1 (de) * | 2001-09-07 | 2009-04-23 | Nokia Siemens Networks Gmbh | Verfahren zur Sendemehrwegeübertragung von Daten in einem Funk-Kommunikationssystem |
KR100475178B1 (ko) * | 2002-06-18 | 2005-03-10 | 엘지전자 주식회사 | 다중 입출력 이동 통신 시스템에서의 신호 처리 장치 및방법 |
DE10239063A1 (de) * | 2002-08-26 | 2004-03-25 | Siemens Ag | Verfahren und Vorrichtung zum Übertragen von Daten in einem Kommunikationssystem |
JP3799030B2 (ja) | 2003-05-09 | 2006-07-19 | 松下電器産業株式会社 | Cdma送信装置およびcdma送信方法 |
CN1918817B (zh) * | 2004-02-11 | 2011-05-11 | Lg电子株式会社 | 发射和接收数据流的方法和*** |
WO2005076758A2 (en) | 2004-02-11 | 2005-08-25 | Lg Electronics Inc. | A method and system for transmitting and receiving data streams |
US8582622B2 (en) | 2008-05-11 | 2013-11-12 | Qualcomm Incorporated | Spread-spectrum coding of data bursts |
EP2321914B1 (en) * | 2008-09-04 | 2012-11-07 | Telecom Italia S.p.A. | A method of processing received signals, corresponding receiver and computer program product therefor |
EP2605442B1 (en) * | 2008-09-26 | 2017-08-30 | Samsung Electronics Co., Ltd | Apparatus and method for supporting the transmission of srs (sounding reference signals) from multiple antennas |
CN104641571A (zh) * | 2013-04-10 | 2015-05-20 | 华为技术有限公司 | 移动通信方法、装置及*** |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH10107685A (ja) * | 1996-10-01 | 1998-04-24 | Uniden Corp | スペクトル拡散通信方式を用いた送信機、受信機、通信システム及び通信方法 |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5592490A (en) * | 1991-12-12 | 1997-01-07 | Arraycomm, Inc. | Spectrally efficient high capacity wireless communication systems |
US5619524A (en) * | 1994-10-04 | 1997-04-08 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for coherent communication reception in a spread-spectrum communication system |
JPH08195703A (ja) * | 1995-01-17 | 1996-07-30 | Toshiba Corp | 無線通信装置 |
US6097771A (en) * | 1996-07-01 | 2000-08-01 | Lucent Technologies Inc. | Wireless communications system having a layered space-time architecture employing multi-element antennas |
US6067292A (en) * | 1996-08-20 | 2000-05-23 | Lucent Technologies Inc | Pilot interference cancellation for a coherent wireless code division multiple access receiver |
US6144711A (en) * | 1996-08-29 | 2000-11-07 | Cisco Systems, Inc. | Spatio-temporal processing for communication |
-
2000
- 2000-06-16 JP JP2001506165A patent/JP4855615B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2000-06-16 WO PCT/US2000/016689 patent/WO2001001605A1/en active Application Filing
- 2000-06-16 AT AT00942895T patent/ATE537615T1/de active
- 2000-06-16 CN CNB008109230A patent/CN100479347C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2000-06-16 CA CA002377539A patent/CA2377539C/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-06-16 EP EP00942895A patent/EP1190506B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-06-16 AU AU57457/00A patent/AU5745700A/en not_active Abandoned
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH10107685A (ja) * | 1996-10-01 | 1998-04-24 | Uniden Corp | スペクトル拡散通信方式を用いた送信機、受信機、通信システム及び通信方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN100479347C (zh) | 2009-04-15 |
JP2003503887A (ja) | 2003-01-28 |
CA2377539A1 (en) | 2001-01-04 |
CN1399819A (zh) | 2003-02-26 |
EP1190506B1 (en) | 2011-12-14 |
CA2377539C (en) | 2008-12-02 |
ATE537615T1 (de) | 2011-12-15 |
WO2001001605A1 (en) | 2001-01-04 |
EP1190506A1 (en) | 2002-03-27 |
AU5745700A (en) | 2001-01-31 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US6370129B1 (en) | High-speed data services using multiple transmit antennas | |
EP1040597B1 (en) | A mobile station having plural antenna elements and interference suppression | |
FI106897B (fi) | RAKE-vastaanotin | |
KR100526499B1 (ko) | 두 개 이상 안테나를 사용하는 안테나 전송 다이버시티방법 및 장치 | |
AU772722B2 (en) | Rake receiver | |
KR100377391B1 (ko) | 두 개 이상 안테나를 사용하는 안테나 전송 다이버시티방법 및 장치 | |
US8780957B2 (en) | Optimal weights for MMSE space-time equalizer of multicode CDMA system | |
US20020193146A1 (en) | Method and apparatus for antenna diversity in a wireless communication system | |
US20060115015A1 (en) | Transmitter and receiver for use in a relay network, and system and method for performing transmission and reception using the same | |
US20060072652A1 (en) | Method and system for single antenna receiver system for HSDPA | |
JP4855615B2 (ja) | 複数送信アンテナを使用する高速データサービス | |
US20070189362A1 (en) | Method and system for channel estimation, related receiver and computer program product | |
US7933314B2 (en) | Method and apparatus for communication receiver despreading resource management | |
Huang et al. | Achieving high data rates in CDMA systems using BLAST techniques | |
Shakya et al. | High user capacity collaborative code-division multiple access | |
JP5722407B2 (ja) | マルチコードcdmaシステムのmmseスペースタイムイコライザーのための最適重み | |
JP2002368662A (ja) | 基地局装置 | |
Sfar et al. | Achieving high capacities in CDMA systems using multiuser detection based on BLAST | |
Ventola et al. | Performance of dual antenna diversity reception in WCDMA terminals | |
Xiao et al. | Canceling co-channel interference for MIMO CDMA systems | |
JP2002044055A (ja) | 無線移動局及び無線通信システム | |
Lu | Multiuser detection in CDMA MIMO systems with timing mismatch | |
Uzmi et al. | Performance analysis of a convolutionally-encoded synchronous CDMA system with adaptive beamforming and linear multiuser detection | |
Karlsson et al. | Performance of SUD and MUD interference cancellation receivers in single-cell and multi-cell CDMA systems | |
Ni et al. | Spectral efficiency of distributed MIMO code division multiple access systems over multipath fading channels |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070615 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100426 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100823 |
|
A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20101122 |
|
A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20101130 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20110223 |
|
RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20110223 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20110330 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20110801 |
|
A911 | Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20110914 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20111003 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20111027 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20141104 Year of fee payment: 3 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |