JP4855615B2 - 複数送信アンテナを使用する高速データサービス - Google Patents

Description

【０００１】
［関連出願］
本出願は、１９９９年６月２８日に同時に出願された米国仮特許出願第６０／１４１，５０４号および同第６０／１４１，２９３号の優先権を主張する。また、この出願は、２０００年６月５日に同時に出願された米国特許出願第０９／５８７，３９６号および同第０９／５８７，３４５号の優先権を主張する。
【０００２】
［技術分野］
本発明は、高速無線通信システムおよび方法に関する。より詳細には、本発明は、音声およびデータ通信ユーザに対し移動型多元接続を提案するかかる通信システムおよび方法に関する。さらにより詳細には、本発明は、複数の送信および受信アンテナ構造を採用するかかる無線通信システムおよび方法に関する。
【０００３】
［背景技術］
移動無線音声通信システムおよびサービスは、目下広く使用されている。ウェブブラウジング、マルチメディア配信および他のアプリケーションのための高速無線パケットデータサービスを提供することは、無線システムおよびサービス、特に符号分割多元接続（code division multiple access（ＣＤＭＡ））システムに基づくものを発展させるための重大な目的である。
【０００４】
マルチコードおよび可変拡散利得等の方式を使用して高速データを提供する提案がなされてきたが、これらは、不十分なセル容量に基づく限界に対応しない。すなわち、これらの技術は、単に、データ容量のために音声容量をトレードすることのみを含む。複数のデータユーザを同時にサポートする高速データシステムでは、セクタ毎のビット／チップで、または同等に、ビット／秒／Ｈｚ／セクタで測定されるスペクトル効率の、大幅な増大を必要とする。概して、K.S.Gilhousen、I.M.Jacobs、R.Padovani、A.J.Viterbi、L.A.Weaver Jr.、C.E.Wheatley III.による「On the Capacity of a Cellular CDMA System」、IEEE Trans.on Vehicular Technology、40、No.2:303〜312、May 1991を参照のこと。
【０００５】
G.J.Foschiniによる「Layered Space-Time Architecture for Wireless Communication in a Fading Environment When using Multi-Element Antennas」、Bell Labs Tech.J.、Autumn 1996、pp.41〜59では、無線システムにおいて複数の送信アンテナと、複数の受信アンテナと、受信機における高度信号処理と、を使用して非常に高データレートを達成する通信技術が述べられている。かかるシステムにおける高データレートは、単一の送信機からの信号が受信アンテナの各々において非常に無相関に見えるようにする十分な拡散環境の効果と、複数の受信アンテナを使用する略最適な方法で複数の送信アンテナからの信号を分離する、受信機における高度信号処理の利益と、を含む多くの要素に帰する可能性がある。最後に引用したFoschiniの論文のコンテキストは、セルラＣＤＭＡシステムにおける高速データサービスのためのシステムではなく、狭帯域チャネルおよびポイント・ツー・ポイント通信のコンテキストである。
【０００６】
［発明の概要］
本発明により、従来技術の限界は克服され、技術的進歩が達成される。その例示的な実施形態については後述する。１つの態様では、本発明は、複数のデータユーザを同時にサポートする高速データシステムおよび方法を提供する。さらに、本発明の実施形態は、高レートデータユーザと音声ユーザとを含む複数のユーザの各々に対し、同時に異なるデータレートを提供する柔軟な混合トラフィックサービスを提供する。
【０００７】
後述する例示的な実施形態では、かかる高速システムおよび関連サービスを提供する物理層すなわちＣＤＭＡアーキテクチャが開示されている。本発明の実施形態は、現行および第３世代ＣＤＭＡシステム（米国のＣＤＭＡ２０００およびヨーロッパ／日本の広帯域ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ ＣＤＭＡ）システム等）と互換性があり、場合によっては現行システムより１桁以上高いスペクトル効率を達成する。
【０００８】
例えば上で引用したFoschiniの論文で述べられているポイント・ツー・ポイント狭帯域システムにおいて、本発明の実施形態は、送信機および受信機において複数のアンテナを有利に採用する。しかしながら、かかる従来のシステムと異なり、目下開示される実施形態は、複数のユーザを同時にサポートする多元接続システムを実現するために符号拡散の使用を含む。発明のアーキテクチャおよび構成は、移動体ユーザに対する高速データサービスの要求を満足するように説明される。
【０００９】
本発明の他の態様によれば、例示的な受信機の実施形態によっては、デコリレーティング（decorrelating）検波器を有利に採用するものもあれば、デコリレーティング判定帰還型検波器を特色とするものもある。
【００１０】
従来のサービスに対する下位互換性を提供する場合、音声ユーザは、一般に、従来からの単一アンテナ受信機を使用すると仮定され、それらの信号は単一アンテナを使用して基地局から送信される。対照的に、移動体データユーザは、複数アンテナと高度信号処理とを採用することができ、信号は複数の基地局アンテナから受信される。本発明の原理は、例示的に、高データレート信号の送信および検出に適用される。すなわち、低レート（例えば、音声）信号の送信および検出は変更されず、本発明の教示を採用するシステムおよび方法と同時に動作することができる。
【００１１】
一般的な動作では、それぞれのデータユーザに向けられる複数の高速データストリームの各々は、複数のより低いレートのサブストリームに逆多重化される。概して、高速データストリームおよび低レートサブストリームは共にそのレートが異なる可能性がある。しかしながら、この発明の原理を例示するために、高データレートストリームはすべてのユーザに対して同じであり、これらストリームは、各々Ｇ＞１の低レートサブストリームに逆多重化される、と仮定することが都合のよいことが分かる。これらサブストリームの各々は、例示的に、従来の音声データストリームと同じレートを有する。これらサブストリームは、ＣＤＭＡ拡散符号によって変調され、基地局においてＭ個のアンテナから送信される。受信機は、Ｐ個のアンテナとマルチユーザ検出とを採用してユーザに関連するＧ個のデータサブストリームを復調する。
【００１２】
あらゆる異なる送信および受信機技術の各々に対する性能測定は、ビット／チップ／セクタで測定されるスペクトル効率に関して例示的に導出される。特に、セクタにおいて所定のデータレート、誤り率および回線断率でサポートすることができるユーザの数を決定することが有利であることが分かる。リンクレベルのビット誤り率性能およびシステムレベルの信号対干渉比のシミュレーションと組合せて、複数アンテナおよびマルチユーザ検波器のシミュレーションを使用してＣＤＭＡシステムのスペクトル効率の分析を実行することが有用であることが分かる。
【００１３】
システムレベルの回線断シミュレーションと共にリンクレベルの結果を組込むことにより、システムレベルの容量およびスペクトル効率（ビット／秒／Ｈｚ／セクタで測定される）を計算する新規な技術が提供される。そして、システムスペクトル効率は、種々のパラメータ（例えば、送信アンテナの数、送信ダイバーシティオーダ、ランダムまたは直交符号送信、同または異符号送信、受信アンテナの数および受信機のタイプ）の関数として決定される。このため、システム設計および構成のトレードオフは、かかる性能の決定に基づいて容易に行われる。多数の選択要件および設計例を後に示す。
【００１４】
ここで開示する発明の技術を使用して、例示的なシステムは、６４ユーザ／１２０度セクタを各々１．２５ＭＨｚ帯域の７６．８Ｋｂｐｓで、４ｂｐｓ／Ｈｚ／セクタに等しいスペクトル効率（従来の（単一アンテナ）音声ＣＤＭＡシステムより大きい桁）で、サポートする。他の例示的な実施形態では、さらに高いデータレートユーザと種々の混合レートトラフィックとをサポートするシステムの設計が可能である。このため、例えば、本発明の他の例示的な実施形態は、セクタ毎に、各々３８４Ｋｂｐｓで動作する７高速データユーザを、同時に、各々９．６ｋｂｐｓで動作する８音声ユーザと共にサポートする。かかる結果は、基地局における４つの送信アンテナと、各々が１２個の受信アンテナと例示的なマルチユーザ検出アルゴリズムとを使用するラップトップサイズの移動型受信機装置と、を採用するシステムにおいて例示的に具体化される。
【００１５】
上に要約した発明は、以下の詳細な説明と添付図面とを考慮してより完全に理解されよう。
【００１６】
［好適な実施態様の説明］
システムアーキテクチャおよびリソース
図１は、送信局１００と複数の受信局１１０−ｉ、ｉ＝１、２、…、（Ｋ_ｄ＋Ｋ_ｖ）とを有する例示的なシステムの全体図を示す。なお、Ｋ_ｄは高データレートストリームを復調するユーザの数であり、Ｋ_vは音声ストリームを復調するユーザの数である。送信機１００と受信局１１０−ｉとにおけるアンテナは、各々マルチエレメントアレイ（ＭＥＡ）であることが分かる。例示的な送信機１００は、９個の送信機アンテナを有することが分かり、例示的な受信機１１０−ｉの各々は、１２個の受信アンテナを有しているように示されている。このように、上に引用したFoschini等の論文の用語において、送信および受信アンテナの数は、ペア（ｎ_Ｔ、ｎ_Ｒ）、すなわち図１の例では（９、１２）で表されてよい。
【００１７】
各受信機１１０−ｉにおいて、受信アンテナの各々で受信される信号はプロセッサ１２０−１に与えられ、分離され、検出され（あらゆる検出技術のうちの１つを使用して）、受信された信号のそれぞれが適当なユーザに配信される。例示の目的のために、送信機においていくつかのアンテナによって送信するために送信機１００に到着する信号を拡散するために、周知のＣＤＭＡ符号化および送信技術（後述する方法で変更されるような）が適用されるものとする。
【００１８】
本発明の例示的な実施形態の１つの態様は、システム性能に関連することから、複数のアンテナ、符号およびマルチユーザ検出テクノロジを含む種々のＣＤＭＡシステムリソース間のトレードオフに関連する。従って、これらリソースおよび選択されたそれぞれの要件のいくつかをそれらの使用において最初に検討することが有用であることが分かる。
【００１９】
複数送信アンテナおよび拡散符号
かかるトレードオフにおいて考慮される第１のリソースは、複数送信アンテナの使用である。概して、複数送信アンテナは２つの利点、すなわち送信ダイバーシティと空間的分離とを提供する。受信機において送信アンテナからの信号間に無相関フェーディングがある場合、複数アンテナから同じデータを送信することにより、送信ダイバーシティ利得が提供される。一方、異なるアンテナから独立したデータストリームを送信することができ、受信機は、複数のアンテナを有する場合、それらの空間的分離のみに基づいてデータストリームを復調することができる。
【００２０】
両方の利点からの潜在的な利益は、使用される拡散符号の数と結び付けられる。直交拡散符号システムでは、この数は限定され符号は貴重なものとなる。特に、異なるアンテナで異なるデータを拡散するために同じ符号が使用される場合、１より大きいスペクトル効率を達成することができる。複数の受信アンテナは、それらの空間的分離に基づいて信号を復調する必要があるため、送信機と受信機との両方において直交符号システムに対し１より大きいスペクトル効率を達成する必要がある。
【００２１】
いくつかの本例示的実施形態では、送信ダイバーシティは、異なる符号を使用して異なるアンテナで同じデータを拡散することにより達成されてよい。このため、ダイバーシティオーダを増大するためにはより多くの符号を使用する必要がある。空間的分離により、同じ符号を使用して異なるアンテナに対してデータを拡散することができる。しかしながら、異なる符号を使用してデータを拡散することも可能であり、それにより受信機においてさらに分離（符号次元および空間次元において）が達成される。このため、より多くの符号を使用することにより、多元接続干渉を低減し受信機において性能を向上させることができる。
【００２２】
複数受信アンテナ
トレードオフ決定において一般に考慮される他の例示的なシステムパラメータは、受信アンテナの数に関連する。受信機における複数のアンテナは、Foschiniによる上に引用した論文の考察からさらに理解されるように、３つの重要な利益を提供する。第１に、上述したように、それらは、それらの空間特性のみに基づいて信号を識別するように使用することができる。第２に、それらは、フェーディングに対する受信機ダイバーシティを提供する。第３に、それらは、干渉結合によりアンテナ利得を提供する。
【００２３】
受信アンテナの数が送信機設計の態様と結びつくことに留意しなければならない。第１に、信号を空間的に分離する能力は、受信アンテナの数に関連するため、異なるアンテナから送信するために同じ符号を使用するか異なる符号を使用するかの判断に影響する。第２に、ダイバーシティオーダ全体が送信、受信およびマルチパスダイバーシティオーダの積であるため、および増大するダイバーシティオーダの減少する限界利得により、受信アンテナの数は使用される送信ダイバーシティの大きさにも影響を与える。
【００２４】
マルチユーザ検出
例示的な発明のシステムでは、図１における１１０−ｉ等の受信機は、Ｇ個のデータサブストリームを合計Ｋ_ｄＧ＋Ｋ_ｖ（セル内）ＣＤＭＡチャネルのその所望のユーザ出力に対して復調しなければならない。なお、Ｋ_ｄはデータユーザ（各々Ｇ個のサブストリームを有する）の数であり、Ｋ_ｖは音声ユーザの数である。基地送信機において直交符号が使用される場合であっても、周波数選択チャネルにより、マルチパス成分が互いに干渉することになる。
【００２５】
多元接続干渉を考慮するためにマルチユーザ検波器を使用することと、空間・時間マルチユーザ検波器を使用して複数の受信アンテナを利用することと、が有利であることが分かる。特に、２つの空間・時間マルチユーザ検出アルゴリズム、すなわち、デコリレーティング検波器とデコリレーティング判定帰還型検波器とを採用することが有利であることが分かる（但し、いくつかのアプリケーションでは他の特定の検波器が使用される）。両方のアルゴリズムが、空間・時間マッチド（２−Ｄレイク）フィルタを使用して十分統計ベクトルに作用する。デコリレータは、ベクトルの各成分を他の成分のヌル空間に投影する。デコリレーティング判定帰還型検波器は、さらに、所望のユーザのサブストリームを推定し、再構成し、減じる反復アルゴリズムを使用する。デコリレーティング判定帰還型検波器は、例えばP.W.Woliansky、G.J.Foschini、G.D.Golden、R.A.Valenzuelaによる「V-BLAST:An architecture for realizing very high data rates over the rich-scattering wireless channel」、Proc./SSSE、Sept.1998に述べられているＣＤＭＡ信号のための従来からのＶ−ＢＬＡＳＴアルゴリズムの汎化であると考えることができる。（狭帯域ＢＬＡＳＴシステムは、Ｋ_ｄ＝１、Ｋ_ｖ＝０およびＧ＝ＭであるＣＤＭＡシステムの特別な場合である。この場合、２−Ｄレイクフィルタは空間マッチドフィルタ動作に対応し、デコリレーティング判定帰還型検波器は、Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波器のヌル化、順序付けおよびキャンセル動作に対応する。）デコリレーティング検波器アルゴリズムとデコリレーティング判断帰還型検波器アルゴリズムとは共に、少なくともいくつかのコンテキストに対して計算集約的である可能性があるが、より複雑でない他の代替的な実現を後述する。
【００２６】
下に示す数値結果を導出するために、まずビット誤り率対受信信号対干渉比に関してリンクレベル性能を考慮することが都合のよいことが分かる。システムレベル回線断シミュレーションと共にリンクレベル結果を組込むことにより、システムレベル容量とスペクトル効率（ビット／秒／Ｈｚ／セクタで測定される）とを計算する新規な技術が提示される。従って、システムスペクトル効率を、種々のパラメータ（例えば、送信アンテナの数、送信ダイバーシティオーダ、ランダムまたは直交符号送信、同または異符号送信、受信アンテナの数、受信機のタイプ）の関数として決定する。パラメータ選択肢間のトレードオフの本発明のアーキテクチャおよびアプリケーションの適用性を例示するために、いくつかの最初の実施例を考慮し例示的な結果を提供する。
【００２７】
実施例：高スペクトル効率の達成（４ｂｐｓ／Ｈｚ／セクタ）
基地局セクタ毎に４個の送信アンテナがあり高速データ受信機毎に１２個のアンテナがある実施例を考える。各受信機は、Ｇ＝８個のデータサブストリームを、各々９．６Ｋｂｐｓの基本音声レートで復調することにより、７６．８Ｋｂｐｓレートを達成する。（誤り訂正符号は使用しないものと仮定するが、当業者は、必要であるかまたは都合のよい可能性があるため、かかる誤り訂正技術を含むよう本教示を適応させるであろう。）拡散率１２８で直交符号を使用して、各送信アンテナに対し同じ符号を使用することにより、１より大きいスペクトル効率が達成される。このため、所定のデータユーザに対し、４個の送信アンテナにより８個のサブストリームを拡散するために２つの直交符号のみが使用される。１．２５ＭＨｚ帯域において、１２０度セクタ毎に合計６４のユーザをサポートすることができる。結果としてのスペクトル効率（６４×７６．８Ｋｂｐｓ／１．２５ＭＨｚ＝４ｂｐｓ／Ｈｚ／セクタ）は、従来からの（単一アンテナ）音声ＣＤＭＡシステム（セクタ毎に２０ユーザ、すなわち２０×９．６Ｋｂｐｓ／１．２５ＭＨｚ＝０．１５ｂｐｓ／Ｈｚ／セクタ）より１桁大きい。
【００２８】
実施例：混合トラフィック環境における３８４Ｋｂｐｓ／データユーザの達成
第２の実施例として、ここでまた、データ送信機と受信機とがそれぞれ４個のアンテナと１２個のアンテナとを使用するものと仮定する。しかしながら、ここでは、各々単一アンテナを有する音声ユーザが、各々が今３８４Ｋｂｐｓを達成するためにＧ＝４０個のチャネルを変調するデータユーザと共にセクタで動作する、混合レートシステムを考える。音声ユーザの数を８とすると、例示的なシステムは、同符号送信技術を使用してセクタ毎に７高速データユーザをサポートする。データユーザのロケーションを制限すると、より高いスペクトル効率を達成することができる。例えば、データユーザが基地局からの距離Ｒ／３（Ｒはセルの半径）以内にいるものと限定されるとすると、８音声ユーザ（それらのロケーションに限定されない）と共に各々４個のアンテナのみを使用して３８４Ｋｂｐｓで１２データユーザをサポートすることができる。
【００２９】
上述した例において述べたような高スペクトル効率を達成するためには、複数の無相関アンテナを配置するために十分な空間と空間・時間マルチユーザ検出アルゴリズムを実現するために十分な計算パワーとを備えた移動型受信機が必要である。現発明の原理の１つのアプリケーションでは、これら受信機は、それらのそれぞれの表示画面の後部にパッチアンテナのアレイを備えたラップトップコンピュータであってよい。
【００３０】
システムアーキテクチャおよび動作の概論
妥当な簡略化した仮定の数が、以下の詳細な記述において処理可能な複雑性のレベルを維持するようにする。データユーザに対し、データアクティビティファクタを１としてモデル化することができるように、ロングデータパケット（音声アクティビティファクタに対して）を仮定する。データユーザに対し、一様のレートを仮定する。受信機において空間・時間レイク結合のために理想的なマルチパスタイミングおよびチャネル推定を仮定する。符号、周波数オフセット補正および利得制御を完全に取得すると仮定する。これらの仮定にも関わらず、結果としてのモデルは、複数の送信および受信アンテナを使用する場合のシステム設計に対する基本的洞察を提供するためには十分である。
【００３１】
送信技術
このセクションは、複数のアンテナを使用する送信技術のファミリの説明を提供する。
【００３２】
基地局送信機、例えば図１の１００は、３つのリソース、すなわち拡散符号、アンテナおよび電源を有する。システム設計目標は、これらリソースを、干渉を最小限にしシステム容量を最大限にする方法でＫ_ｄ高速データユーザとＫ_v音声ユーザとの間で効率的に割付けることである。基地局にｍ＝１…Ｍで示されるＭ個の送信アンテナがあるものと仮定する。高速データストリームをＧ個のデータサブストリームに逆多重化することにより、高速データ送信が達成される。そして、各サブストリームは、拡散率Ｎで送信される。（当業者は、本発明の技術が、可変拡散利得およびより高次のデータ変調を採用することによって適応されてよい、ということを認めるであろう。）音声データもまた、Ｎの拡散率で送信される。ここで、各ユーザのＧ個のデータサブストリームがＭ個のアンテナの１つまたは複数に亙って拡散され送信されることが可能である方法を特徴付ける一般定式化を説明する。
【００３３】
本発明の１つの態様による送信方策を説明するために使用される２つのパラメータは、Ｃ、すなわち拡散符号毎の変調されるサブストリームの数と、Ｍ_ｔ、すなわち送信ダイバーシティオーダと、である。従来のＣＤＭＡ送信では、各サブストリームを変調するために一意の符号が使用される。この場合、Ｃ＝１である。
【００３４】
例として、図２は、４個のアンテナから８個のサブストリームを送信するための符号およびアンテナ割当を示す。高データレートストリームへのサブストリームの割当は、符号拡散の観点から任意である。言換えれば、サブストリームは、１〜８個のデータストリームから導出されていることが可能である。サブストリーム１は、第１列に対応する符号を使用してアンテナｍ＝１から送信される。サブストリーム２は、第２列に対応する符号を使用してアンテナｍ＝２から送信され、サブストリーム４まで以下同様である。サブストリーム５〜８は、それぞれアンテナ１〜４から送信され、一意の符号を使用して拡散される。このように、８個のサブストリームに対して８個の符号が使用され、Ｃ＝１である。なお、単一アンテナから８個のすべてのサブストリームを送信することも可能である。
【００３５】
直交符号が使用される場合、直交符号のすべてが採用される時に最大スペクトル効率に達する。例えば、拡散率がＮである場合、Ｎ個の直交符号がある。すべてのサブストリームに対してＢＰＳＫコンステレーションが使用される場合、各サブストリームは１／Ｎビット／秒／Ｈｚをもたらす。Ｎ個の符号をすべて使用する場合、総スペクトル効率は１ビット／秒／Ｈｚである。なお、最大スペクトル効率は、拡散率Ｎではなくコンステレーションサイズのみによって決まる。
【００３６】
本発明の例示的な実施形態のうちの１つの態様によりスペクトル効率を増大させるために、独立したサブストリームが異なるアンテナから送信されるが同じ符号を使用して拡散されるように、各拡散符号を再使用する。例えば、図３において、第１列に示す符号は、サブストリーム１〜４を拡散するために使用される。そして、これらは、それぞれアンテナ１〜４から送信される。サブストリーム５〜８は、第２列によって示す符号を使用して拡散され、それぞれアンテナ１〜４から送信される。８個のサブストリームを拡散するために２つの符号のみが使用されるため、Ｃ＝４である。
【００３７】
同じ符号で拡散されるサブストリームを識別するために、受信機は、有利に、それら信号の空間特性に拠る。後に、これが複数受信アンテナを使用していかに行われるかを説明する。各拡散符号をＣ＝４回再使用する場合、最大スペクトル効率は第１の実施例の４倍である。これは、拡散符号すべてをＣ＝Ｍ回再使用することによって達成される。代替的に、直交符号のサブセットのみを再使用するよう選択することができ、またはＭより小さい符号再使用係数を選択することができる。説明の簡略化のために、本明細書の残りの部分においてＣ＝１およびＣ＝Ｍの極端な場合のみを考慮する（但し、特定の場合において利益を得るためにそれより極端でない場合を採用する）。これら極端な場合を、それぞれ異符号および同符号送信として示す。
【００３８】
ここまで、拡散符号を再使用することによりいかにスペクトル効率を増大させることができるかを示した。また、送信ダイバーシティを介してチャネルフェーディングに対するリンク性能および保護を向上させるために、拡散符号を使用することも可能である。送信ダイバーシティは多くの異なる方法で達成することができるが、ここでは２つの例示的な技術に焦点を当てる。第１は、符号送信ダイバーシティであり、Ｍ_ｔ個の拡散符号で所定のサブストリームを拡散しＭ_ｔ個のアンテナから結果としての信号を送信することにより達成される。拡散符号が相互に直交し、チャネルが一様なフェーディングでかつ独立している場合、オーダＭ_ｔ送信ダイバーシティが達成される。図４は、Ｃ＝１およびＭ_ｔ＝２での送信方式を示す。図５は、Ｃ＝４およびＭ_ｔ＝２での送信方式を示す。
【００３９】
なお、Ｃの定義において、各符号に対してカウントされるサブストリームは一意である必要はない。また、符号送信ダイバーシティを使用することにより、各サブストリームがＭ_ｔ回送信される場合、最大スペクトル効率は、Ｃとは無関係にＭ_ｔの係数によって低減される。このように符号送信ダイバーシティを使用してＭ_ｔを増大させることにより、リンク性能は向上するが、最大スペクトル効率は低下する。
【００４０】
Ｍ_ｔ＝２の特別な場合において、空間・時間拡散として既知の代替的な送信ダイバーシティ技術により、余分の符号を使用することなくリンク性能が向上し、そのため最大スペクトル効率が低減しない。例えば、B.Hochwald、T.Marzetta、C.Papadiasによる「A Novel Space-Time Spreading Scheme for Wireless CDMA Systems」、37th annual Allerton Conference on Communication, Control, and Computing、Urbana、Illinois、Sept.22〜24、1999を参照のこと。Ｍ＝２個のアンテナを使用すると、２つのアンテナからの送信信号は、
【数１】

によって与えられる。ここで、ｓ_ｋは第ｋ拡散符号であり、ｂ_ｋは第ｋデータサブストリームに対し複素(complex-valued)コンステレーションから選択されるシンボルであり、＊は複素共役を表す。なお、信号のパワーは、総送信パワーがＣ＝１、Ｍ_ｔ＝１の場合と同じであるように正規化される。チャネルが周波数非選択性である場合、およびアンテナ間のチャネルが統計的に独立している場合、送信ダイバーシティオーダＭ_ｔ＝２は、単純なマッチドフィルタ受信機を使用することにより達成することができる。しかしながら、８個のサブストリームに対し８個の符号が使用されたため、従来のＣ＝１、Ｍ_ｔ＝１送信に関して特別な符号を使用することなくこの送信ダイバーシティ利得に達した。
【００４１】
空間・時間拡散は、符号再使用と共に使用することができる。例えば、Ｍ＝４個のアンテナを使用する場合、以下の送信方式を使用して８個のサブストリームに対し４個の符号で送信ダイバーシティオーダＭ_ｔ＝２に達することができる。
【数２】

この場合、拡散符号毎のサブストリームの数はＣ＝２であり、最大の達成可能なスペクトル効率は、Ｃ＝２、Ｍ_ｔ＝１送信の場合と同じである。
【００４２】
当然ながら、送信ダイバーシティ利得を達成するために使用することができる他の技術がある。上述した説明は、符号再使用とスペクトル効率との間のトレードオフを強調するために符号送信ダイバーシティと空間・時間拡散とに焦点を当てた。
【００４３】
直交符号とは対照的に、所定の拡散率Ｎに対するランダムバイナリ符号の数には制限はなく、そのため、対応する最大スペクトル効率がない。しかしながら、下の数値結果に関するセクションで分かるように、符号の数は、符号相関行列のランクによって制限され得る。
【００４４】
音声ユーザとデータユーザとの混合トラフィックシステムの場合、音声信号はすべてアンテナｍ＝１から送信され、データ信号は上述した方式を使用して送信される。
【００４５】
受信信号モデルおよびシステム仮定
ここで、Ｋ_ｄ高速ユーザの受信機のうちの１つにおける複素ベースバンド受信信号を考える。各高速データユーザは、そのＧ個のサブストリームを復調するためにＰ個のアンテナ受信機を有する。Ｋ_ｄＧ個のデータサブストリームはＭ個のアンテナから送信され、ユーザのサブストリームに対するアンテナ割当は（１）によって与えられる。音声信号はアンテナｍ＝１から送信されると仮定する。移動体ユーザのためのその第ｐ（ｐ＝１…Ｐ）アンテナにおける複素ベースバンド受信信号は、
【数３】

となる。ここで、Ｇは、各高速データユーザに対する独立したサブストリームの数である。Ｌは、所定の送信信号に対する分解可能なマルチパスの数である。_{ｃｍ（ｇ，ｍｔ），ｌ，ｐ}は、第ｌマルチパスに亙る第ｍ送信アンテナと第ｐ受信アンテナとの間の複素チャネル振幅である。送信アンテナｍの選択は、（１）によって与えられ、ユーザインデックスｋとは無関係である。Ｋ_ｄは、各々がＧ個のデータストリームを復調する高速データユーザの数である。Ａ_ｋは、必要なＥｂ／Ｎｏ（受信ビットエネルギ／雑音パワー）を満足するために選択される第ｋ高速データユーザの振幅である。_{ｓｋ，ｇ，ｍｔ}（ｔ）は、第ｋユーザの第ｇサブストリームの第ｍ_ｔ送信に対するバイナリ拡散符号である。ユーザの符号の一意性は、送信技術（同または異符号）によって決まり、関連する送信アンテナは、（１）によって与えられる割当によって決まる。τ_ｍ，ｌは、アンテナが（１）によって与えられる場合の、第ｍ送信アンテナからの第ｌマルチパスの遅延である。ｂ_ｋ，ｇ（ｔ）は、第ｋユーザの第ｇサブストリームに対するデータストリームである。ここではＢＰＳＫ変調を仮定する。Ｋ_ｖは、音声ユーザの数である。Ａ_ｊ ^（ｖ）は、第ｊ音声ユーザの振幅である。ｓ_ｊ ^（ｖ）（ｔ）は、第ｊ音声ユーザに対する実拡散符号である。ｂ_ｊ ^（ｖ）（ｔ）は、第ｊ音声ユーザに対するデータストリームである。ｎ^ｐ（ｔ）は、他のセル干渉および熱雑音の原因となる第ｐ受信アンテナにおける付加的な白色ガウス雑音である。
【００４６】
なお、所定のデータユーザに対応するサブストリームのすべてが、同じ送信パワーを有する。総基地局パワーが制限因子であると仮定してシステム容量を決定する。受信信号を簡略化するために以下のように仮定する。
【００４７】
１．Ｍ個のアンテナからの信号は、同じタイミングで第ｐ受信アンテナに到達する。言換えれば、固定ｌに対し、τ_１，ｌ＝τ_２，ｌ＝…＝τ_Ｍ，ｌであり、送信機において直交する符号は、受信機においてそれらの直交性を維持する。
【００４８】
２．データ信号および音声信号が同じソースから送信されるため、ユーザ（およびサブストリーム）の各々に対するシンボルインターバルが調整されると仮定する。このため、所定のシンボル期間に亙って受信信号（４）を書く場合、データｂ_ｋ，ｇは時間の関数ではない。
【００４９】
３．長さＮの拡散符号を使用して、データサブストリームおよび音声信号の各々が同じデータレートＲで送信される。拡散符号は、単位エネルギを有するように正規化される。言換えれば、Ｔがシンボル（ビット）インターバル時間であるものとし、シンボルインターバルＴに亙って積分すると、
【数４】

となる。
【００５０】
４．チャネルが、シンボルの持続時間に亙って固定されているものと仮定し、受信機において既知であるものと仮定する。言換えれば、検波器が完全な推定値ｃ_{ｍ，ｌ，ｐ}を有すると仮定する。チャネル（およびタイミング）推定値は、補助パイロットまたはトレーニング信号から取得することができる。また、チャネルは、チャネル係数がシンボル毎に独立しているという意味では高速にフェードしていると仮定する。これは、移動体シナリオに対応する。この仮定は、混合音声・データ環境における容量計算を容易にするために最初に行われる。このシナリオに対して取得される容量結果は、概して、静的データ端末に対しても達成される容量の向上に影響を与える。
【００５１】
５．チャネル振幅は、単位分散を有する独立したゼロ平均正規複素ガウスランダム変数である。言換えれば、所定のｌに対し、
【数５】

であり、＊は複素共役を示す。
【００５２】
６．Ｌ個の分解可能な遅延マルチパス成分の各々が、少なくとも最も近いものからのチップ期間によって分離されると仮定する。そして、各成分に対する拡散符号は無相関である。さらに、シンボルインターバルＴが拡散した遅延に対して大きいと仮定すると、ＩＳＩを無視し符号に対するＬ個の成分をＬ個の独立したランダム符号としてモデル化することができる。
【００５３】
これら仮定の下で、所定のシンボル期間に対し（４）におけるベースバンド受信信号は、
【数６】

として書換えることができる。
【００５４】
そして、仮定６から、チップマッチドフィルタの出力においてユーザｋに対し、Ｌ個の拡散符号を、それぞれｓ_ｋ，ｇ（ｔ−τ_ｇ，１）、ｓ_ｋ，ｇ（ｔ−τ_ｇ，２）、…、ｓ_ｋ，ｇ（ｔ−τ_ｇ，Ｌ）に対応するＮベクトルｓ_{ｋ，ｇ，１}、ｓ_{ｋ，ｇ，２}、…、ｓ_{ｋ，ｇ，Ｌ}として示すことができる。同様に、第ｊ音声ユーザの拡散符号に対し、ｓ_ｊ，ｌ ^（ｖ）、…、ｓ_ｊ，Ｌ ^（ｖ）をｓ_ｊ ^（ｖ）（ｔ−τ_１）、…、ｓ_ｊ ^（ｖ）（ｔ−τ_Ｌ）に対応させる。（６）のチップマッチドフィルタ出力を、
【数７】

によって表現することができる。ここで、ｒ_ｐは複素Ｎベクトルである。Ｓ_ｄは、Ｋ_ｄＧ符号行列で与えられる実Ｎ×Ｋ_ｄＧＭ_ｔＬデータ拡散符号行列
【数８】

である。第ｋユーザの第ｇサブストリームに対する符号行列は、
【数９】

である。Ｓ_ｖは、
【数１０】

によって定義される実Ｎ×Ｋ_ｖＬ音声拡散符号行列である。Ｃ_ｐは、
【数１１】

によって定義される複素ＧＭ_ｔＬ×Ｇ行列であり、ｃ_{ｍ（ｇ，ｍｔ），ｐ}は、送信アンテナｍと受信アンテナｐとの間のマルチパスチャネルに対応する複素Ｌベクトルであり、
【数１２】

である。Ｉ_ｘは、ｘ×ｘ単位行列である。
【外１】

【数１３】

によって定義される振幅の（Ｋ_ｄＧ＋Ｋ_ｖ）×（Ｋ_ｄＧ＋Ｋ_ｖ）対角行列である。ｂ_ｄは、
【数１４】

によって定義されるデータユーザに対する実Ｋ_ｄＧビットベクトルである。ｂ_ｖは、
【数１５】

によって定義される音声ユーザに対する実Ｋ_ｖビットベクトルである。ｎ_ｐは、実成分および虚成分が各々分散σ^２を有するｉ．ｉ．ｄ成分を有するゼロ平均複素（回転対称）ガウス雑音Ｎベクトルである。
【００５５】
最後に、
【数１６】

および
【数１７】

と定義すると、（７）を単純に
【数１８】

として書換えることができる。
【００５６】
検出技術
このセクションでは、セクタ内干渉を考慮する複数アンテナ空間・時間検波器を説明する。
【００５７】
上述したセクションで説明したタイプの受信信号のための連帯的に最適な検波器は、ＧＫ_ｄ＋Ｋ_ｖサブストリームすべてを合せて検出する最尤空間・時間マルチユーザ検波器である。例えば、R.Kohno、N.IshiiおよびM.Nagatsukaによる「A spatially and temporally optimal multi-user receiver using an array antenna for DS/CDMA」、Proc.IEEE Int.Symp.on Personal、Indoor and Mobile Radio Communications、3:950〜954、Sept.1995を参照のこと。この検波器の複雑性は、サブストリームの数に対して指数関数的であるため、より複雑性の低い有用な準最適な検波器を調べる必要があった。かかる準最適検波器には、デコリレーティング検波器と、例えば上記Woliansky等の論文において述べられているデコリレーティング判定帰還型（Ｖ−ＢＬＡＳＴ）グループ検波器が含まれる。
【００５８】
これら検波器を説明する前に、準最適検波器の各々において使用される十分統計量値をいかにして取得するかを見るために、最尤空間・時間マルチユーザ検波器を再検討することは意味があることが分かる。従って、受信信号（８）が与えられた場合、符号およびチャネル係数に関しマッチドフィルタリングを実行することにより、ＧＫ_ｄ＋Ｋ_ｖチャネルに対する十分統計量ベクトルを取得する。かかるマッチドフィルタリングでは、まず、ＧＫ_ｄ＋Ｋ_ｖ拡散符号の各々のＬ個のマルチパスレプリカに一致するフィルタのバンクにより、Ｐ個のアンテナの各々からの受信信号を処理することを含む。第ｐアンテナに対する符号マッチドフィルタ出力は、Ｔが行列転置を示す場合、単純にＳ^Ｔｒ_ｐである。そして、この（ＧＫ_ｄＭ_ｔ＋Ｋ_ｖ）Ｌベクトルの成分は、対応するチャネル係数ｃ_{ｍ，ｐ，ｌ}の複素共役によって重み付けされる。そして、それぞれＧＫ_ｄデータサブストリームとＫ_ｖ音声チャネルとの各々に対する結果としてのＭ_ｔＬＰおよびＬＰ積は共に合計されることにより複素ＧＫ_ｄ＋Ｋ_ｖベクトルが生成される。データはバイナリ値であるため、十分統計量ベクトルｙを取得するために各要素の実成分をとる。（８）における受信信号式を使用して、
【数１９】

と書くことができる。ここで、
【数２０】

は、Ｋ_ｄＧ＋Ｋ_ｖ×Ｋ_ｄＧ＋Ｋ_ｖ空間・時間符号相関行列である。ここで、ベクトルｎは分散σ^２Ｒを有する実Ｋ_ｄＧ＋Ｋ_ｖガウス雑音ベクトルであり、ベクトルおよび行列における実数演算子は、
【数２１】

で定義される。（９）において十分統計量ベクトルｙを生成するために使用される検波プロセスは、周知の空間・時間マッチドフィルタまたは２−Ｄレイク受信機である。図６を参照して下に示すように、所望のユーザのＫ_ｄデータサブストリームのためのビットストリームを取得するために、十分統計量値ｙを処理することができる。
【００５９】
単一サブストリーム検波器
これは、性能比較に対して考慮する従来の空間・時間マッチドフィルタ検波器である。第ｋサブストリーム（ｋ＝１…Ｋ_ｄＧ＋Ｋ_ｖ）に対するビット推定値は、対応する十分統計成分の符号（ｓｉｇｎ）、すなわち
【数２２】

である。ここで、［ｘ］_ｋは、ベクトルｘの第ｋ要素を示す。なお、この検波器は、所望のサブストリームの符号、タイミングおよびチャネル係数の知識を必要とする。他のサブストリームの知識は必要でない。第ｋサブストリームの対応するビット誤り率は、（９）から導出することができ、他のユーザのビットとチャネル係数とを左右する。第ｋチャネルのデータビットがｂ_ｋ＝ｌであると仮定すると、チャネルおよび他のユーザのビットを左右するビット誤り率は、
【数２３】

である。ここで、Ｑ（・）は、Ｑ関数を示す。
【００６０】
デコリレーティング検波器
この検波器の場合、所定のチャネルに対するマッチドフィルタ出力は、他のＫ_ｄＧ＋Ｋ_ｖ−１サブストリームのヌル空間に投影される。第ｋチャネルに対するビット推定値は、対応する投影成分の符号(sign)、すなわち
【数２４】

である。
【００６１】
この検波器は、Ｋ_ｄＧ＋Ｋ_ｖサブストリーム符号の知識を必要とする。これら符号は、例示的に、補助制御チャネルで受信機に送信される。第ｋサブストリームに対するビット誤り率は、
【数２５】

である。ここで、［Ｘ］_{（ｋ，ｋ）}は、行列Ｘの第ｋ対角要素を示す。
【００６２】
デコリレーティング判定帰還型（Ｖ−ＢＬＡＳＴ）グループ検波器
この検波器は、デコリレーションに先立って強干渉による干渉を除去することにより、デコリレーティング検波器より優れた性能を達成する。それは、デコリレーティング判定帰還型検波器（マルチユーザ検波技術における当業者に既知であるような）かまたはＶ−ＢＬＡＳＴ検波器（既知である場合もある）を使用してＭ個のグループ（アンテナｍ＝１…Ｍによって送信されるサブストリームのセットに対応する）における高速データユーザのためのＫ_d個のサブストリームを検波する。かかる検波器の一態様によれば、まず特定のユーザに対するＭ個のサブストリームの所望のセットを合せて残りのサブストリームのヌル空間に投影することが有利であることが分かる。なお、この投影は、所望のＭ個のサブストリーム間にユーザ間干渉の無いデコリレーティング検波器の場合より限定的ではない。グループ検波器を用いることで、デコリレーティング判定帰還型（Ｖ−ＢＬＡＳＴ）検波器を使用して解決するこれらサブストリーム間にまだ干渉がある。簡単にするために、第１高速データユーザの最初のＭ個のサブストリームを復調することに焦点を当てる。投影に続くＭベクトルは、
【数２６】

によって与えられる。ここで、［Ｒ^−１ｙ］_{［１：Ｍ］}は、ベクトルＲ^−１ｙの最初のＭ個の要素を示し、（Ｒ^−１）_{［１：Ｍ，１：Ｍ］}は、Ｒ^−１の左上Ｍ×Ｍ部分行列を示す。このため、この投影は２つの部分、すなわち完全デコリレーションと、それに続く、本質的に所望のＭ個のサブストリームに対してコリレーションを再導入する第２のコンバイナと、からなる。
【数２７】

とすると、（１５）を
【数２８】

と書換えることができる。
【外２】

【００６３】
そのため、ｚが与えられると、以下の反復アルゴリズムによって与えられるデコリレーティング判定帰還型（Ｖ−ＢＬＡＳＴ）検波器を使用する。
【００６４】
ステップ０−初期化
【数２９】

【００６５】
式（１９）において、ｙ（１）は、空間・時間マッチドフィルタ出力であり（９）で与えられるｙと等価である。
【００６６】
ステップ１−最強サブストリーム検出
【数３０】

【００６７】
【外３】

これは、ステップ２で除去されなかった残りのＭ−ｊ＋１サブストリームのうちの最強である。（２５）において第ｇサブストリームに対するビット推定が行われ、その信号はステップ２において受信信号から減算される。上に引用したWoliansky等による論文では、第ｊ反復においてサブストリームを選択し除去するこの局部的な方策が実際には全体的に最適な方策であることが示された。
【００６８】
ステップ２−最強サブストリームの信号の再構成推定値の除去
【数３１】

ｊ＝ｊ＋１
【００６９】
サブストリームｇ（ｊ）に対応するＬ個のマルチパス信号成分は、（２６）において再構成され受信信号から減算される。（２７）において、現反復から第ｍサブストリームに対応するＬ列を削除することにより、次の反復Ｘ_p（ｊ＋１）におけるアンテナｐに対する空間・時間マッチドフィルタ行列が得られる。
【００７０】
ステップ３−ステップ１に戻りＭサブストリームすべてが検波されるまで繰返す 反復ｊにおける第ｍサブストリームに対するビット誤り率は、
【外４】

この信号は、残りのサブストリームの信号と、場合によっては（２６）において不適当に検出されたサブストリームを減算することによりもたらされるバイアス成分と、複素ガウス雑音ベクトル成分と、を含む。ｒ_ｐ（ｊ）の「無雑音(non-noise)」成分は、
【数３２】

によって得られる。
【００７１】
（２８）におけるマッチドフィルタリングと（２５）におけるデコリレーションとに続き、「無雑音」ベクトルの第ｇ（ｊ）成分は、
【数３３】

である。
【００７２】
【外５】

このため、所望のサブストリームのデータビットが１であると仮定すると、第ｇサブストリームのための条件付きビット誤り率は、
【数３４】

となる。
【００７３】
【外６】

【数３５】

まで簡略化される。
【００７４】
なお、上述したデコリレーティング検波器およびＶ−ＢＬＡＳＴグループ検波器は、線形投影を使用してセル内干渉を考慮する、ということが留意されよう。代替的に、いくつかのアプリケーションまたはコンテキストでは、セル内干渉を無視しユーザのＧ個のサブストリームに対応するユーザ間干渉のみを考慮するより単純な検波器を使用することが都合のよいことが分かる。かかる適応は、所望のユーザのＧ個のサブストリームに対してのみ十分統計成分を収集する。そして、デコリレーティング検波器は、例示的に、各チャネルを他のＧ−１サブストリームのヌル空間に投影し、デコリレーティング判定帰還型検波器も同様に例示的にこの低減された十分統計ベクトルに対して動作する。もちろん、検波器は、ユーザ間干渉を明らかにするために用いられるタイプの検波器に制限されない。デコリレーティング検波器とデコリレーティング判定帰還型検波器とは、例示的な実施例として与えられている。
【００７５】
容量解析
以下の２つのセクションでは、マルチユーザ検波を用いて複数アンテナシステムのシステム容量を決定する技術を展開する。次のセクションでは、音声のみ（音声オンリ）またはデータのみ（データオンリ）のシステムを扱い、続く第２セクションでは、音声・データ混合コンテキストを扱う。種々の検波器およびパラメータバリエーション間の比較は、「数値結果」のセクションで後述する。
【００７６】
音声オンリおよびデータオンリシステム
ここでの容量解析は、音声に対するWoliansky等による論文（上に引用した）における方法に幾分か類似するが、ここでは、複数の送信および受信アンテナと、データ受信機が従来の単一ユーザマッチドフィルタ検波器とは対照的にデコリレータ検波器を使用するという事実と説明するために変更する。このセクションでは、容量を決定する技術に焦点を当てる。
【００７７】
まず、音声オンリシステムとデータオンリシステムとの両方に必要な回線断(outage)曲線について説明する。これら曲線は、マルチプルセルシステム（説明の目的のために２層のセルを有する１９セルシステムを使用する）の各セクタに所定数のユーザをランダムに分散させた後、受信Ｅｂ／Ｎｏがすべてのユーザに対するＥｂ／Ｎｏ要求を満たさない確率を決定することによって得られる。セルは３つの１２０度セクタに分割され、基地局において完全なセクタ化が行われ（サイドローブエネルギが無い）、およびソフトハンドオフが無いと仮定する。音声オンリシステムの場合、単一ユーザマッチドフィルタ検波器に対し、引用したWoliansky等による論文ではＥｂ／Ｎｏに対する以下の限界が使用された。
【数３６】

ここで、Ｓは、各基地局で利用可能な最大送信パワーであり、γ_ｋ，ｂは、基地局ｂからセル１（中心セル）と通信しているユーザｋまでのシャドウフェーディングおよび経路損失であり、φ_ｋは、基地局１で利用可能な総パワーの各ユーザｋに対する割合であり、Ｎ_ｏはＡＷＧＮスペクトル密度であり、Ｗは信号帯域幅であり、Ｎは拡散率であり、βは情報に対して利用可能な基地局パワーの割合であり、１−βは、パイロットに対して示される割合である。なお、（３１）は２つの理由により下限である。第１に、基地局１からの総パワーがセル内干渉として扱われるためであり、第２に、ユーザのアクティビティファクタが平均干渉パワーを低減するためである。
【００７８】
データシステムの場合、受信Ｅｂ／Ｎｏ（符号マッチドフィルタおよびチャネルコンバイナの次にくるがアンテナ結合に先立つ）は、
【数３７】

によって与えられる。ここで、φ_ｋは、ユーザｋの各サブストリームに対する基地局１で利用可能な総パワーの割合である。上記式は、各データユーザの各個別サブストリームに与えられ、以下のように正当化される。分母項は、干渉および雑音項を含む。干渉項は、（３１）とは異なりセル外干渉のみからなる。データユーザの場合、デコリレーティング検波器はフロントエンドで使用され、そのため、セル内干渉は、目標Ｅｂ／Ｎｏを導出するためにＢＥＲ解析で考慮されるため回線断解析では無視される。種々の干渉項が、適当なシャドウフェーディング係数によって重み付けされる。なお、上記式は、受信Ｅｂ／ＮｏがＰ個の受信アンテナ間の結合の前に測定されるため、送信および受信アンテナの数とは無関係である。所定ユーザのサブストリームのすべてが同じロケーションで復調されるため、各々は同じ送信パワーレベルを必要とする。このため、Ｇ個のサブストリームに関するユーザｋに対する総送信パワーは、Ｇφ_ｋである。なお、ここでは、すべての隣接する基地局に完全に負荷がかかっている、すなわちすべてがフルパワーで送信している最悪の場合のシナリオを想定した。
【００７９】
受信信号の正常な復号化のために、受信Ｅｂ／Ｎｏは、目標ＢＥＲを満たすために必要なＥｂ／Ｎｏより大きくなければならない。基地局は、総パワー制約
【数３８】

を受ける可能な限り多くの音声（データ）ユーザをサポートするように、各音声（データ）ユーザに対し、Ｅｂ／Ｎｏ要求を満たすためにちょうど十分な大きいパワー割合φ_ｋ（Ｇφ_ｋ）を選択することができる。なお、Ｘ_ｋは、
【数３９】

によって定義されるインジケータ関数であり、α_ｖ（α_ｄ）は音声（データ）アクティビティファクタである。回線断イベントは、所定数Ｋのユーザに対し、すべてのユーザがそれらのＥｂ／Ｎｏ要求を満たすこと、すなわち条件（Ｅｂ／Ｎｏ）_ｒｘ≧（Ｅｂ／Ｎｏ）_ｒｅｑを満足させることが可能でない場合に発生すると言われる。従って、回線断確率は、
【数４０】

である。ここでは、各ユーザがそのＥｂ／Ｎｏ要求を満たす、すなわち（Ｅｂ／Ｎｏ）_ｒｘ＝（Ｅｂ／Ｎｏ）_ｒｅｑであるためにちょうど十分なパワーを受けるように、完全なパワー制御を仮定する。音声ユーザに対し、（３１）から、
【数４１】

が得られる。従って、回線断確率に対する上限は、
【数４２】

によって与えられる。
【００８０】
回線断曲線から容量を決定するために、所要Ｅｂ／Ｎｏを決定しなければならず、それは目標ＢＥＲによって決まる。音声システムの場合、すべての端末が単一ユーザマッチドフィルタ検波器を使用するため、セル内およびセル外干渉が共にガウス雑音として扱われ、そのため、所要Ｅｂ／Ｎｏは、ＡＷＧＮにおける単一ユーザのＢＥＲ性能から取得することができる。７ｄＢの所要Ｅｂ／Ｎｏは、０．００１の目標ＢＥＲを保証するためには十分である。（３４）とランダムシャドウフェーディング、ユーザロケーションおよびアクティビティインジケータに対するモンテカルロシミュレーションとを使用して、Ｎ＝１２８、β＝０．８およびα_ｖ＝３／８の場合の音声オンリシステムの回線断曲線を図７に示す。（数値結果のすべてにおいて、熱雑音が存在しない、すなわちＮ_ｏ＝０であると仮定する。）このため、０．００１のＢＥＲにおいて、音声オンリシステムは、０．０１回線断確率において約２０のユーザをサポートすることができ、結果としてのスペクトル効率は、２０／１２８＝０．１５６ｂｐｓ／Ｈｚ／セクタとなる。
【００８１】
データユーザに対する回線断計算に戻ると、（３２）から
【数４３】

が得られ、このため回線断確率は、
【数４４】

となる。
【００８２】
高速データシステムでは、ＢＥＲ性能、所要Ｅｂ／Ｎｏおよび対応するシステム容量を決定することはそれほど単純ではない。これは、データ端末がマルチユーザ検波器を使用し、所要Ｅｂ／Ｎｏがこの場合ユーザの数の関数であるためである。結果として、所要Ｅｂ／Ｎｏを、音声オンリシステムに対して行ったように単純に固定することはできない。図８は、データオンリシステムに対する回線断曲線を示し（Ｇ＝１）、曲線は受信Ｅｂ／Ｎｏによってパラメタ化されている。ここでは、アクティビティファクタがα_ｄ＝１であるようにデータを非常に長いパケットとしてモデル化した。
【００８３】
目標ＢＥＲに達するように所要Ｅｂ／Ｎｏを決定するために、Ｅｂ／ＮｏおよびＫ_ｄの関数としてマルチユーザ検波器のＢＥＲが必要である。このコンテキストにおいて、（３２）に対応するＥｂ／Ｎｏは、Ａ^２／２σ^２として与えられる。これは、逆拡散、マルチパス結合および送信ダイバーシティ結合後であるが受信ダイバーシティ結合前の信号対雑音比である。ＢＥＲ計算における付加雑音ｎ_ｐは、セル外干渉および熱雑音の役割を果たす。
【００８４】
なお、デコリレーティング検波器の場合、ＢＥＲは、干渉しているユーザの受信パワーレベルにはよらない。このため、ＢＥＲの計算は、使用されるパワー制御方式とは無関係であり得る。図８は、直交同符号送信とデコリレータ検波器とを使用する、Ｋ＝２、１６、３２、４８ユーザ、Ｌ＝２、Ｍ＝１、Ｐ＝４の場合のＢＥＲ対Ｅｂ／Ｎｏを示す。拡散率はＮ＝１２８であり、ＢＥＲは、ランダムチャネル実現およびユーザビットに対し（１４）または（３０）を平均化することによって得られる。
【００８５】
図７の回線断曲線から、図９において、所定の回線断率（０．０１）について受信Ｅｂ／Ｎｏ対Ｋ_ｄをプロットすることができる。図８のＢＥＲ曲線から、図９の同じ軸に、所定のＢＥＲ率（０．００１）についての所要Ｅｂ／Ｎｏ対Ｋ_ｄをプロットする。そして、結果としてのシステム容量は、２つの曲線が交差するＫ_ｄ（Ｋ_ｄ＝２７）の値である。数値解析において、この交差を見つけるために線形補間法が使用される。なお、Ｅｂ／Ｎｏが増大すると、ＢＥＲ曲線からはＫｄは単調に減少し、回線断曲線からはＫ_ｄは単調に増大する。Ｋ_ｄが与えられると、スペクトル効率は帯域幅毎の総セクタスループットである。すなわち、
【数４５】

【００８６】
直交同符号送信の場合、（３７）において（２）からＫ_{ｄ，ｍａｘ}を使用して符号限定（ｃｏｄｅ−ｌｉｍｉｔｅｄ）スペクトル効率を計算することができる。すなわち、ＳＥ_ｍａｘ＝Ｍ／Ｍ_ｔである。直交異符号送信の場合、符号限定スペクトル効率は、（３）においてＫ_{ｄ，ｍａｘ}から得られる。すなわち、ＳＥ_ｍａｘ＝１／Ｍ_ｔである。
【００８７】
混合音声・データ解析
本発明の教示による混合音声・データシステムは、音声ユーザがデータユーザの存在によって影響を受けてはならないという意味で、望ましくは下位互換性である。さらに、音声端末は、単一受信アンテナのみを有し、マッチドフィルタ検波のみを使用する。上述したように、音声は、単一送信アンテナのみにより有利に送信される。データ端末は、セル内干渉に対するデコリレーティング／Ｖ−ＢＬＡＳＴタイプマルチユーザ検波器を実現するために十分な処理パワーを有する。混合音声・データシステムに対する容量解析は、先のセクションにおいて示されるものと同様であり、以下は、関連する変更を示す。
【００８８】
混合システムに対する回線断確率は、必要な目標Ｅｂ／Ｎｏを満たす音声ユーザとデータユーザとの両方によって決まる。第ｋ音声ユーザに対する受信Ｅｂ／Ｎｏは、（３１）における限界によって与えられ、第ｋデータユーザに対するそれは、（３２）によって与えられる。音声ユーザの場合、音声端末はマッチドフィルタ検波器を使用するため、分母にセル内干渉が含まれるが、データユーザの場合は、マルチユーザ検波器を使用するためセル内干渉を含まない、ということを想起されたい。音声ユーザのいずれもまたはいかなるデータユーザのデータストリームのいずれもが、Ｅｂ／Ｎｏ要求を満たすことができない場合、回線断イベントが発生する。ここで、総パワー制約は、
【数４６】

によって与えられる。このため、（３３）および（３５）から、回線断確率に対する限界は、
【数４７】

によって与えられる。
【００８９】
このように、回線断確率は、Ｋ_ｖおよびＫ_ｄ両方の関数である。ここでの数値結果に対し、音声ユーザの数Ｋ_ｖを、サポートすることができる音声ユーザの最大数より少ない値に固定し、回線断曲線を、必要なデータＥｂ／Ｎｏによってパラメタ化されるデータユーザの数の関数として決定する。（例示的に、最大数は２０であり、Ｋ_ｖ＝８と設定する。）音声端末は、性能が、干渉がデータ端末からであるか音声端末からであるかとは無関係に総干渉パワーによってのみ決まる、単一ユーザマッチドフィルタを使用するため、音声端末の所要Ｅｂ／Ｎｏは、混合環境において同じままである。このため、音声に対して必要なＥｂ／Ｎｏを７ｄＢと設定する。しかしながら、データ端末の場合、ＢＥＲ性能は音声ユーザの数によって決まる。データユーザのＢＥＲ性能は、音声・データ混合環境におけるシミュレーションによって得られる。ここで、音声ユーザの数を固定し、Ｋ_ｄ、Ｍ、Ｍ_ｔ、ＬおよびＰによってパラメタ化されるデータユーザに対しＢＥＲ曲線を決定する。
【００９０】
そして、容量は、先のセクションで述べたようなＢＥＲ曲線と回線断曲線とから得られる。スペクトル効率は、音声ユーザおよびデータユーザの結合された達成可能データレートから導出される。
【数４８】

【００９１】
数値結果
次の以下のセクションは、あらゆる特定のコンテキストに対する関連する数値結果を開示する。
【００９２】
回線断確率対ユーザの数
図１１は、Ｇ＝１およびＭ＝１に対しかつあらゆる構成に対する、１％回線断確率における受信Ｅｂ／Ｎｏ対ユーザの数を示す。これら曲線は、１タイプ容量および混合容量についてのセクションからの容量解析技術を使用して生成される。それらは、ユーザの数が増大するに従って受信Ｅｂ／Ｎｏが減少することを示し、それは、ユーザが少ないほどより迅速に減少する。ここでは、データオンリシステムと、音声およびデータを使用する混合トラフィックシステムと、を考慮する。データオンリシステムの場合、セクタ全体に亙って移動体が一様に分散されると仮定する。対応するデータオンリスペクトル効率は、「データオンリシナリオに対するスペクトル効率」と題されたセクションで述べる。混合トラフィックシステムの場合、セクタ全体に亙る一様の分散と３ゾーンの各々における一様の分散とを考慮する。ｒを六辺形セルの半径（中心から端まで測定された）とすると、ゾーン１は０〜ｒ／３の半径に対応する。ゾーン２は、ｒ／３〜２ｒ／３の半径に対応し、ゾーン３は残りのエリアに対応する。３ゾーンの回線断曲線は、それぞれのゾーン内に一様に分散するユーザの受信Ｅｂ／Ｎｏ統計量から生成される。混合トラフィック全セクタおよび３ゾーンの場合の対応するスペクトル効率は、それぞれ「混合トラフィックシナリオの場合のスペクトル効率」と「混合トラフィックの場合のロケーション依存スペクトル効率」とで述べる。
【００９３】
概して、Ｇ’≠１を説明するために、図１１の回線断曲線を調整する必要がある。（３５）および（３６）から、回線断確率がＧ（Ｅｂ／Ｎｏ）_ｒｘ＝Ｇ（Ｅｂ／Ｎｏ）_ｒｅｑの関数であることが分かる。このため図１１において固定されたＫ_ｄに対し、Ｇ’≠１に対する受信Ｅｂ／Ｎｏは、単純に図１１の受信Ｅｂ／Ｎｏ（Ｇ＝１の場合）をＧ’で除算したものである。これは、曲線の１０ｌｏｇ_１０Ｇ’ｄＢの下方シフトに対応する。
【００９４】
また、（８）から導出される全セクタ音声オンリシステムの場合の回線断曲線をプロットすることができた。この曲線は、７ｄＢ Ｅｂ／Ｎｏで２０ユーザのポイントを通過する。この曲線と全セクタデータオンリ曲線との相違は、１）アクティビティファクタ（３／８対１）と、２）使用される検波器（（１４）対（３０）に反映されるように、従来対マルチユーザ）による。推測される音声オンリ曲線から開始して、アクティビティファクタが増大することにより曲線は下方にシフトし、マルチユーザ検波器を使用することにより曲線は上方にシフトする。データオンリ曲線が２０ユーザ７ｄＢ Ｅｂ／Ｎｏポイントのすぐ上を通過するという事実は、マルチユーザ検波器の利益が、増大するアクティビティファクタの効果を相殺するだけではない、ということを示す。また、全セクタ混合トラフィックケースの場合の回線断曲線は、ゾーン３の曲線に最も近接し、それは全セクタシステムの性能がセルの端に近いユーザによって占められていることを示す。
【００９５】
データオンリシナリオに対するスペクトル効率
種々の送信機および受信機オプションに対するリンクレベルの結果は、デコリレーティングまたはＶ−ＢＬＡＳＴ検波器に対するＢＥＲ式を使用してシミュレーとすることができる。「容量解析」と題された先のセクションで説明したように、これら結果を上で取得したシステムレベル結果と結合することによりシステムスペクトル効率を決定することができる。図１４〜図２１は、データオンリ（Ｋ_ｖ＝０）シナリオの下での固定データレートに対するシステムスペクトル効率対受信アンテナの数を示す。各図において、３つのグラフは、異なる数の送信アンテナに対するものであり、各グラフの曲線は、送信ダイバーシティオーダによってパラメタ化される。ここでは、データユーザ毎のサブストリームの数をＧ＝８に固定し、各ユーザがデコリレータまたはＶ−ＢＬＡＳＴ検波器を使用してＭ個のサブストリームのＧ／Ｍグループを復調するようにＭ、ＰおよびＭ_ｔが変更される場合の、スペクトル効率を考慮する。これら結果は、先の２つのセクションからのビット誤り率および回線断データと、上記容量解析セクションにおいて述べた技術と、から導出される。ここで、Ｎ＝１２８の拡散率とＬ＝２の分解可能マルチパス成分とを仮定する。
【００９６】
図１４は、Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波器を用いた直交同符号送信方式の場合の性能を示す。最左グラフ（Ｍ＝２）から開始すると、Ｐが小さい場合、送信ダイバーシティケース（Ｍ_ｔ＝２）の効率は、送信ダイバーシティの無いケースより優れている。Ｐ≧８の場合、Ｍ_ｔ＝２に対するスペクトル効率は、利用可能な直交符号の数が制限されることによって制限される。Ｐの増大に伴って所要Ｅｂ／Ｎｏがさらに減少するが、スペクトル効率は増大する可能性はない。このため、受信機にさらにアンテナを追加することにより全システム容量は向上しない。式（２）から、ユーザの最大数はＫ_{ｄ，ｍａｘ}＝１６である。（３７）を使用して、直交同符号送信の場合の最大スペクトル効率は、ＳＥ_ｍａｘ＝Ｋ_{ｄ，ｍａｘ}Ｇ／Ｎ＝Ｍ／Ｍ_ｔである。このため、Ｍ_ｔ＝２に対しＳＥ_ｍａｘ＝１である。Ｍ_ｔ＝１ケースはより高い符号制限値を有するため、その最大スペクトル効率はより高くなる（ＳＥ_ｍａｘ＝２）。このため、Ｐが小さい場合はＭ_ｔ＝２の方が優れているが、そのスペクトル効率は早くから制限され、このポイントを越えると、Ｍ_ｔ＝１の方が優れて実行する。Ｍ＝４の場合、同様の傾向があるが、この場合はスペクトル効率限界はＭが増大することにより高くなる。この場合も、符号制限のない最高ダイバーシティオーダが最高スペクトル効率を提供することが分かる。Ｐ＝１２において、３つの送信ダイバーシティケースのすべてがそれらの符号制限値に達する。Ｍ＝８およびＰ＝１２の場合、送信ダイバーシティの無いケースが最良であるが、このデータから、Ｍ_ｔ＝２ケースがその符号制限値に達した後に、それがＭ_ｔ＝２よりよいポイントが発生するか否かを推断することはできない。ランダム符号曲線（符号制限が無い）から、符号制限後にクロスオーバが発生することが信じられる。符号制限の無い状況（例えば、Ｍ_ｔ＝２、Ｐ＝２）の場合、ＢＥＲ曲線から期待されるように、Ｍが増大するとスペクトル効率はわずかに低下する。これは、Ｍが増大するに伴って増大する空間的信号分離の利益を無効にする(overriding)、増大する干渉の結果であることを想起されたい。
【００９７】
図１５は、Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波器を用いた直交異符号送信の場合の性能を示す。同符号送信に対する利点は、この場合符号がデータユーザのＭ個のサブストリーム間でさえ直交する、ということである。不都合なことに、この利点は、Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波器が干渉を克服することに有効であるためそれほど価値はない。例えば、Ｐ＝４、Ｍ_ｔ＝１の場合の２つの送信技術を比較されたい。Ｍ＝８を除いてその差は極わずかである。（垂直軸は図１４に比較して異なるスケールであることを留意されたい。Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波器を使用する、直交同符号送信のスペクトル効率である。）さらに、異符号送信は、より厳密な符号制限（（２）から、Ｋ_{ｄ，ｍａｘ}＝Ｎ／（ＧＭ_ｔ））および故により低いスペクトル効率制限（ＳＥ_ｍａｘ＝１／Ｍ_ｔ）を有するため、直交異符号送信は、システムの符号が制限されない場合は同符号送信に対する性能の利点はわずかでしかなく、符号が制限される場合は、同符号送信の方が優れている、と結論される。
【００９８】
図１６は、デコリレーティング検波器を使用する直交同符号送信の場合の性能を示す。Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波器と同様に、性能利得はＭと共に増大する。しかしながら、それらは、追加の受信アンテナがデコリレータの性能を高めるようにアンテナ利得および信号分離を提供するため、Ｐが増大すると低減する。最後に、図１７は、デコリレーティング検波器を使用する直交異符号送信の性能を示す。本質的に、Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波器についてなされた結論と同じ結論がデコリレータ検波器に同様に適用される。
【００９９】
図１８乃至図２１は、ランダム符号送信の場合のスペクトル効率を示す。同じマルチパス遅延を伴う符号間のＭＡＩのため、ランダム符号の場合のスペクトル効率は、符号制限に達しなかった場合の直交符号のスペクトル効率を常に下限する。ランダム符号に対して符号制限が無いため、それらのスペクトル効率は、Ｐに対しておよそ線形に増大し続け、直交符号の飽和点を越える。Ｍ_ｔが増大するに伴いスペクトル効率が増大することが分かるが、総ダイバーシティオーダが増大するに従い限界ダイバーシティ利得が減少するため、ＰおよびＭ_ｔが大きい場合限界利得は減少する。Ｍおよび検波器技術に関し、および同符号対異符号送信に関し、直交符号と同様の特徴があることが分かる。
【０１００】
Ｐ＝１受信アンテナの場合、マルチユーザ検波が使用されてもスペクトル効率は０である、ということは驚くべきことである。一般に、スペクトル効率は少なくとも、単一アンテナとマッチドフィルタ検波とを備えた現行システムで達成されるものと同じくらい大きくなければならない、ということが期待される。しかしながら、ここでは本ＢＥＲ計算においていかなる順方向誤り訂正符号化も考慮しなかったため、これは当てはまらない。このため、高速フェーディングチャネルにおいて単一受信アンテナのみを使用する場合（符号化からの時間ダイバーシティ無し）、０．００１の目標ＢＥＲを満たすための所要Ｅｂ／Ｎｏは、単一ユーザさえサポートすることができないほど大きくなる。一方、複数受信アンテナの場合、複数アンテナからのダイバーシティ利得がすでにあるため、符号化からのダイバーシティ利得が無いことはそれほど重大なことにはならない。
【０１０１】
混合トラフィックシナリオの場合のスペクトル効率
混合トラフィックシナリオでは、最大音声ユーザの４０％、すなわちセクタ毎の最大２０ユーザ８まで動作しているシステムを考える。上記音声オンリおよびデータオンリシステムに対する容量の論考から、最大容量が、１％回線断確率における７ｄＢ Ｅｂ／Ｎｏ要求を仮定して導出される。音声ユーザに対するＥｂ／Ｎｏ要求は該してデータユーザに対するより高いため、混合トラフィックシステムのスペクトル効率は対応するデータオンリシステム（システムは符号制限的でないと仮定して）のスペクトル効率より低いと予測される。例えば、Ｇ＝８、Ｍ＝４、Ｍ_ｔ＝１およびＰ＝８である直交同符号システムの場合、データオンリシステムのスペクトル効率は、Ｋ_ｖ＝８音声ユーザでの混合トラフィックシナリオの場合の１．５ｂｐｓ／Ｈｚ／セクタと比較して約２．２５ｂｐｓ／Ｈｚ／セクタである。このため、データオンリシステムは、７６．８ＫｂｐｓでＫ_ｄ＝２．２５Ｎ／Ｇ＝３６ユーザをサポートするが、混合トラフィックシステムは、７６．８ＫｂｐｓでＫ_ｄ＝（１５Ｎ−Ｋ_ｖ）／Ｇ＝２３ユーザをサポートする。Ｍ＝４、Ｍ_ｔ＝１、Ｇ＝８でＶ−ＢＬＡＳＴ検波器を使用する直交同符号送信の場合のスペクトル効率を、図２２Ａに示す（全セクタケース）。この曲線は、図２２Ａにおいて対応する曲線により上限が決められている。なお、データユーザの最大数Ｋ_{ｄ，ｍａｘ}は、Ｋ_{ｄ，ｍａｘ}Ｍ_ｔＧ／Ｍ＋Ｋ_ｖ＝Ｎを解くことによって得られる。そして、（３９）から、最大スペクトル効率は、
【数４９】

となり、Ｎ＝１２８、Ｋ_ｖ＝８、Ｍ＝４、Ｍ_ｔ＝１の場合、最大スペクトル効率は３．８である。また、ユーザが３８４Ｋｂｐｓでデータを受信する場合（Ｇ＝４０）を考える（図２２Ｂ）。固定の積Ｋ_ｄＧに対し、Ｇが増大するに従って回線断確率が増大する。これは、固定移動体ロケーションに対し、Ｇが増大するに従って基地局がＧ個のサブストリームを送信するために十分なパワーを有する可能性が低くなるためである。このため、所定のＭ、Ｍ_ｔおよびＰに対し、Ｇが増大するに従いスペクトル効率が低減する。言換えれば、システムが符号制限的でないと仮定すると、総セクタスループットの低下を犠牲にしてユーザ毎のスループットが増大する。これは、図２２Ｂにおける全セクタ曲線によって反映される。
【０１０２】
混合トラフィックの場合のロケーション依存スペクトル効率
高速ユーザの数がわずかであるシステムでは、容量はセル中心に近い数ユーザによって占められる可能性があるため、信頼できるシステム容量は、セル全体に亙るユーザロケーションを平均化することによって得ることができない。ここでのスペクトル効率数字計算はユーザロケーション分散に厳密に依存しないということを示すために、ユーザがすべて図１２に示す３つのゾーンのうちの１つに分散される場合を考える。３つのゾーンに対する回線断曲線を使用することにより、基地局からの距離の関数としてスペクトル効率を決定することができる。図２６ＡおよびＢは、それぞれＧ＝８および４０の場合の３つのゾーンに対するスペクトル効率を示す。（前の場合のように、Ｍ＝４、Ｍ_ｔ＝１、Ｌ＝２および直交同符号送信を使用する。）それは、データユーザがすべてセルの端に制限定される場合であっても、スペクトル効率は劇的に低減しない、ということを示す。データユーザが基地局に近いようにゾーン１に制限される場合（音声ユーザはセクタ全体に亙って分散されることを想起）、非常にわずかな受信アンテナを使用して大きいスペクトル効率を達成することができる。Ｐ＝４受信アンテナ／データユーザとＭ＝４送信アンテナとを使用して、データユーザがゾーン１に制限される場合、システムは、７６．８Ｋｂｐｓで６０データユーザをサポートするか、または同時に８音声ユーザと共に３８４Ｋｂｐｓで１５データユーザをサポートすることができる。
【０１０３】
受信機アーキテクチャ
このセクションでは、図１３に関して本送信および検波技術を使用してＣＤＭＡ２０００におけるパケットデータをサポートする方式を説明する。かかる受信機の重要な要素を、以下の６つのセクションで説明する。
【０１０４】
時間が、各々が何百ものシンボルのオーダであるフレームに分割されるものと仮定する。各パケットは、各アクティブデータユーザに割当てられる専用のトラフィックチャネルの１つまたは複数のフレーム（サブストリームのセット）で送信される。各ユーザに送信されるパケットは基地局で待ち行列に入り、このため基地局は、現フレーム自体の始めにどのユーザが次のフレームで送信されるデータを有するかを知る、と仮定する。従って、次のフレームに対するアクティブユーザの符号インデックスを、現フレームの共通制御チャネルにおけるすべてのデータユーザにブロードキャストすることができる。この情報は、受信機において、マルチユーザ検波に必要な符号訂正行列を生成するために使用される。いくつか（何１０か）のシンボルの持続時間においてチャネルが一定のままであるように、高速データユーザは低速に移動すると仮定する。
【０１０５】
図１３は、概して図６に示すタイプのシステムの好ましい実現において使用される主な機能ブロックを示す。図６に示すコンポーネントに加えて、図１３のシステムにおいて、チャネルおよびタイミング推定を実行する追加の要素１３１を採用することが有利であることが分かる。これら機能は、Ｍ個のアンテナの各々から送信されるパイロット信号（受信信号モデル（４）には与えられていないが、本技術分野において周知である）に対して有利に実行される。また、上述したように、アクティブ拡散符号のセットのインデックスは、デコリレーションを実行することができるように受信機において有利に使用される。この拡散符号情報は、好ましくは制御チャネル符号を介して送信され、この情報を伝達する制御メッセージは、適当なコンテキストに対して定義されあらゆる業界標準に含まれる。本例示的な目的のために、拡散符号Ｓ_{ｋ，ｇ，ｍｔ}（ｔ）と制御チャネル符号とパイロット符号とは、３Ｇ ＣＤＭＡ規格に従うものとする。特に、符号は相互に直交し、ランダム拡散符号（シンボル毎に変化する）とウォルシュ（Ｗａｌｓｈ）符号（シンボル毎に一定である）とのコンポーネント別の積である。マルチユーザ検波に先立ち、パイロットマルチパス干渉が、パイロット干渉キャンセラを使用して除去される。相関行列生成器ブロックは、マルチユーザ検波に使用される相関行列Ｒを生成する。ここで、機能ブロックの各々を詳細に説明する。
【０１０６】
タイミングおよびチャネル推定器
タイミングおよびチャネル推定器（図１３のブロック１３１として示す）は、タイミングτ_ｍ，ｌを追跡しＭＬＰマルチパス信号の係数ｃ_{ｍ，ｌ，ｐ}を推定する。Ｐ個の受信アンテナの各々に対し、ＭＬＰ推定器の合計に対しＭ個のアンテナの各々についてＬ個のかかるブロックがある。これら動作の実行に使用される技術は周知である。例えば、F.Adachi、M.SawahashiおよびH.Sudaによる「Wideband DS-CDMA for next-generation mobile communications systems」、IEEE Communications Magazine、Vol.36、No.9、pp.56〜69、Sept.1998を参照のこと。第ｍ送信アンテナからの第１マルチパス成分に対し、第ｐアンテナにおける受信信号ｒ_ｐ（ｔ）が第ｍパイロット拡散符号を使用して相関される。コリレータ出力は重み付けされ先の値と合計されることにより、干渉チャネル推定値を提供する。（チャネルは、何１０ものシンボル期間に対して一定であると仮定されることを想起のこと。）このため、非常に正確な推定値を得るために、大きい窓に亙ってチャネル推定値を平均化することができる。受信信号は、タイミングループを駆動するパイロット拡散符号の進んだレプリカと遅れたレプリカとに同時に相関される。トラッキングジッタに対する頑強性を向上させるために、タイミングループにおいて干渉チャネル推定が使用される。
【０１０７】
データ拡散符号マッチドフィルタ
図１３のブロック１３２は、タイミング推定器１３１から得られる適当なマルチパス遅延時間においてデータ拡散符号と相関されている受信信号を示す。各受信アンテナに対し、行列Ｓ_ｄの列に対応するＫＧＭ_ｔＬ個のかかるマッチドフィルタがある。この行列で使用されるアクティブサブストリームの符号は、先のフレーム中に基地局からの制御信号メッセージによって決定される。このユーザに対する符号が、それらがウォルシュ・アダマール関係を満足するように割当てられる場合、マッチドフィルタのバンクは、高速ウォルシュ・アダマール変換を使用して実現することができ、それにより複雑性が低減される。例えば、C.-L.I.C.A.Webb III、H.Huang、S.ten Brink、S.NandaおよびR.D.Gitlinによる「IS-95 Enhancements for Multimedia Services」、Bell Labs Techical Journal、Vol.1、No.2、pp.60〜87、Autumn 1996を参照のこと。
【０１０８】
なお、マルチユーザ検波器１３７は十分統計量ｙ（長さＫ_ｄＧ＋Ｋ_ｖ）に対して動作するが、デコリレーティング検波器の出力において、またはＶ−ＢＬＡＳＴ処理に対するベクトルｚに対して、Ｍ個の要素のみが必要である。これらＭ個の要素は、２つの方法で取得することができる。
【０１０９】
１．第１に、それらは、図６におけるように、マッチドフィルタがベクトルｙを取得するためにＫ_dＧ＋Ｋ_v符号すべてに関して実行されるように取得することができる。そして、デコリレータに対するＲ^-1の最初のＭ行に対応する部分行列によりベクトルを乗算する。
【外７】

【０１１０】
２．代替的に、Ｋ_ｄＧ＋Ｋ_ｖすべてに対してではなく所望のＭ個のサブストリームのみに対してマッチドフィルタを使用することによりＭ個の要素を取得することができる。
【外８】

【０１１１】
デコリレーティング検波器の場合、第２の方法によりある程度計算が節約される結果となる可能性がある。しかしながら、Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波器の場合、第２の方法では、Ｍ−ｊ＋１の等価なマッチドフィルタを第ｊ反復において計算する必要がある。さらに、各反復において、受信信号ｒ_ｐと等価なマッチドフィルタとの間のチップレートフィルタリングが必要である。このため、Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波器の場合は、第１の方法から計算上の節約が有利に導出される。
【０１１２】
空間・時間レイクコンバイナ
図１３の空間・時間レイクコンバイナ１３３は、十分統計ベクトルｙを生成するためにチャネル推定を使用してマッチドフィルタ出力に対して最大比結合を実行する。図６において、コンバイナは、チャネルコンバイナ、合計および実数演算子に対応する。このブロックは、本システムで使用されるレイクマッチドフィルタと同じであってよい。
【０１１３】
パイロット干渉キャンセラ
最大比コンバイナに続いて、チャネルが周波数選択性である（Ｌ＞１）場合にパイロット信号からの多元接続干渉（ＭＡＩ）がある。この干渉は、場合によっては重大である可能性がある。従って、パイロット干渉キャンセラ１３４は、かかる干渉を除去するために有利に採用される。ＭＡＩを除去するための一般的な構成には、ｙの各要素からパイロットＭＡＩ寄与を計算し減ずるパイロット干渉キャンセラを使用することが含まれる。かかる構成は、例えばC.-L.I.C.A.Webb III、H.Huang、S.ten Brink、S.NandaおよびＲ．Ｄ．Ｇｉｔｌｉｎによる「IS-95 Enhancements for Multimedia Services」、Bell Labs Technical Journal、Vol.1、No.2、pp.60〜87、Automun 1996に述べられている。
【０１１４】
相関行列生成器
図１３における相関行列生成器１３６は、デコリレータとＶ−ＢＬＡＳＴ検波器との両方とで使用される相関行列Ｒを計算する。この行列は、アクティブユーザの特定の拡散符号とチャネル推定値とによって決まる。アクティブ符号セットは、所定のフレームに対して固定であり、チャネルは、いくつかのシンボルに対して一定であると仮定する。しかしながら、拡散符号自体は、基地局を識別するためにＣＤＭＡ２０００で使用される長い拡散符号により、シンボル毎に変化する。このため、Ｒは各シンボルに対して計算される必要がある。なお、長い拡散符号が使用されるシステム設計では、Ｒは、チャネル時間のバリエーションによりフレームのみの持続時間に亙って変化する。このため、この場合、相関行列はシンボル毎に計算される必要はない。相関行列の計算は、式（１０）で与えられる（Ｋ_ｄＧ＋Ｋ_ｖ）×（Ｋ_ｄＧ＋Ｋ_ｖ）行列を含む。
【数５０】

【０１１５】
マルチユーザ検波器（デコリレータまたはＶ−ＢＬＡＳＴ検波器）
デコリレータとＶ−ＢＬＡＳＴ検波器とは共に、相関行列Ｒの適当なＭ行を使用する行列乗算を必要とする。この時点で、制御チャネルが復調され、アクティブ拡散符号のインデックスが、図１３においてデインタリーバ１３９の制御出力を介して相関生成器１３６とデータ拡散マッチドフィルタ１３２とに中継される。デコリレータ検波器の最も計算集約的部分は、シンボル毎に変化する行列Ｒの逆数を計算している。
【０１１６】
Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波器（フロントエンドデコリレータを含む）の処理は、計算集約的となり、カスタムＡＳＩＣを有利に採用することになる。１つの実施形態では、かかるカスタムＡＳＩＣはデコリレータの代りにフロントエンド最小平均自乗誤差（minimum mean-squared error（ＭＭＳＥ））線形コンバイナを使用する。代替的に、デコリレータは、例えばN.MandayamおよびS.Verduによる「Analysis of an approximate decorrelating detector」、Wireless Personal Communications、Vol.6、Nos.112、pp.97〜111、Jan.1998で述べられているようなその一次近似に置換えられてよい。この代替例は、行列反転が必要でないため実現がより容易であるが、サブストリームおよびそれらの相関の数に依存する性能トレードオフである。
【０１１７】
デインタリーバおよびチャネルデコーダ
図１３に示すデインタリーバおよびチャネルデコーダ１３９は、周知の設計であり、他の受信機要素に対し通常のデータ出力と上述した制御信号とを共に提供する。
【０１１８】
結論
複数アンテナ送信ダイバーシティ、マルチコード送信および空間・時間デコリレーティング検波器を使用する高速ＣＤＭＡシステムについて説明した。システム容量を評価する新規な技術を使用して、複数の送信および受信アンテナにより現行の音声システムに対し大幅に容量を向上させることができることを示した。本発明の寄与は、併記の特許請求の範囲によって画定されるが、例示的な特徴および結果は以下を含む。
【０１１９】
１．直交符号対ランダム符号送信。ランダム符号は、いかなる設計された(designed)符号に関してもスペクトル効率に対し下限を与える。直交符号は、設計された符号を使用するシステムの一例である。利用可能な直交符号の数は拡散利得Ｎと等しいため、直交符号システムではスペクトル効率が制限される。このため、この符号限界に達するまで、直交符号はランダム符号より優れている。この時点で、直交符号スペクトル効率は飽和する。ランダム符号が、実際にこの飽和点より大きいスペクトル効率に達することができる（より大きいＰを使用して）という事実は、直交符号ケースに対しより高次の変調を使用することにより、残余Ｅｂ／Ｎｏ（すなわち、所要の受信Ｅｂ／Ｎｏより大きい）を利用することと飽和点より向上することとが可能であることを意味する。より一般的に、これらの状況では、いかなる「設計された」符号に対してもより高次の変調を使用することができる。
【０１２０】
２．異符号対同符号送信。異符号送信は、概して、同符号送信よりわずかに優れているのみである。例外は、送信アンテナＭの数が大きく、デコリレーティング検波器が使用される場合に発生し、その場合、差は大きくなる。直交符号送信の場合、スペクトル効率の飽和点は、異符号送信と比較して同符号に対して大きいＭの係数である。このため、直交符号によってより高スペクトルを達成するために、同符号送信が使用されるべきである。
【０１２１】
３．送信アンテナの数（Ｍ）。所定の送信方式（異／同符号および直交／ランダム符号）、所定の送信ダイバーシティオーダＭ_t、受信アンテナの数Ｐおよび所定の受信機に対し、最高スペクトル効率を達成する最適なＭ≦Ｐがある。（これは、各アンテナに対する独立したデータストリームを仮定する。それは、Ｍ個のすべてのアンテナにより独立したデータストリームを送信することが必ずしも最適ではないということである。）
【０１２２】
４．送信ダイバーシティオーダ（Ｍ_ｔ）。固定ＭおよびＰに対し、直交符号の場合（符号限界まで）もランダム符号の場合（確かな符号限界は無い）も、スペクトル効率はＭ_ｔによって増大する。しかしながら、考慮されたより大きいＰの値の場合、Ｍ_ｔの増大によりスペクトル効率は殆ど増大せず、それは送信ダイバーシティからの利得が結果的に飽和することを意味する。
【０１２３】
５．受信アンテナの数（Ｐ）。固定Ｍ、Ｍ_ｔに対し、スペクトル効率はＰによって増大し、増大の量はＭ_ｔの同じ増大によって達成されるより大きい。
【０１２４】
６．考慮されたパラメータの範囲に対し、送信ダイバーシティの無い（Ｍ_ｔ＝１）直交同符号送信と、Ｍ＝８送信アンテナと、Ｐ＝１２受信アンテナと、を使用して、最大スペクトル効率（４．１３ｂｐｓ／Ｈｚ／セクタ）が達成された。Ｍ＝４送信アンテナである以外同じシナリオは、４ｂｐｓ／Ｈｚ／セクタのスペクトル効率に達し、これは１．２５ＭＨｚ帯域幅における７６．８Ｋｂｐｓでの６４ユーザに対応する。なお、ここでの解析におけるデータストリームは符号化されていなかった。代りに、レート１／２畳込み符号化と６４の拡散率とを使用した場合、所要Ｅｂ／Ｎｏは低減され、結果としてのスペクトル効率は、直交符合限界に達しないと仮定すると潜在的により高くなる。
【０１２５】
本発明の例示的な実施形態に対する上記システム記述、動作の方法および構成選択肢を使用することにより、ＣＤＭＡシステムにおいて複数の送信および受信アンテナを使用してかなりの容量利得が実現される。本発明の教示を使用して特徴および利得が達成されるが、特定の実現および適応は、異なる特定のパラメータまたはコンポーネント選択肢を含み、またはパワー制御の程度、チャネル推定の精度および受信機における処理の複雑性に関する仮定条件から逸脱してよい。さらに、本発明の教示に基づく他の複雑性が低減された方式が、説明した容量利得の多くを達成するであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】 送信局と複数の受信局とのシステム全体図を示す。
【図２】 異なる符号が使用され、送信ダイバーシティオーダＭ_tが１である、図１のシステムの受信機における代表的なユーザに対する送信割当を示す。
【図３】 同じ符号が使用され、送信ダイバーシティオーダＭ_tが１である、図１のシステムの受信機における代表的なユーザに対する送信割当を示す。
【図４】 異なる符号が使用され、Ｍ_ｔ＝２である、図１のシステムの受信機における代表的なユーザに対する送信割当を示す。
【図５】 同じ符号が使用され、Ｍ_ｔ＝２である、図１のシステムの受信機における代表的なユーザに対する送信割当を示す。
【図６】 本発明の例示的な実施形態による空間・時間マルチユーザ検波器のブロック図である。
【図７】 例示的な音声オンリシステムに対する例示的な回線断曲線を示す（α＝３／８）。
【図８】 例示的な音声オンリシステムに対するの例示的な回線断曲線を示す（α＝１）。
【図９】 データユーザに対する例示的なＢＥＲ曲線を示す。
【図１０】 図８および図９から導出されるあるタイプの情報に基づく結果を使用してシステム容量を決定する技術を示す。
【図１１】 Ｇ＝１およびＭ＝１に対するおよびあらゆる構成に対する１％回線断率対ユーザの数における受信Ｅｂ／Ｎｏを示す。
【図１２】 本発明の例示的な実施形態に対するユーザロケーションの重大な依存の無いことを立証するために有用な、例示的な３ゾーンセル構成を示す。
【図１３】 概して図６に示すタイプのシステムの好ましい実施形態で使用される例示的な機能ブロックを示す。
【図１４】 Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波器を使用する例示的な直交同符号送信方式に対する性能を示す。
【図１５】 Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波器を使用する例示的な直交異符号送信方式に対する性能を示す。
【図１６】 デコリレーティング検波器を使用する例示的な直交同符号送信方式に対する性能を示す。
【図１７】 デコリレーティング検波器を使用する例示的な直交異符号送信方式に対する性能を示す。
【図１８】 Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波器を使用する例示的なランダム同符号送信方式に対する性能を示す。
【図１９】 Ｖ−ＢＬＡＳＴ検波器を使用する例示的なランダム異符号送信方式に対する性能を示す。
【図２０】 デコリレーティング検波器を使用する例示的なランダム同符号送信方式に対する性能を示す。
【図２１】 デコリレーティング検波器を使用する例示的なランダム異符号送信方式に対する性能を示す。
【図２２Ａ】 Ｇ＝８である、例示的な混合トラフィック（Ｍ＝４、Ｍ_ｔ＝１、Ｌ＝２）直交同符号送信方式に対する性能を示す。
【図２２Ｂ】 Ｇ＝４０である、例示的な混合トラフィック（Ｍ＝４、Ｍ_ｔ＝１、Ｌ＝２）直交同符号送信方式に対する性能を示す。

Claims (23)

1. 無線基地局を動作させる方法であって、
   複数の入力データストリームのうちの少なくとも１つを複数のデータサブストリームに逆多重化するステップと、
   拡散符号に従って該データサブストリームの各々を拡散することにより複数の拡散データサブストリームを生成するステップと、
   該拡散データサブストリームの各々をＭ個の送信アンテナのうちの少なくとも１つに与えるステップとを含み、
   前記複数のデータサブストリームのうちのＣ個の独立したデータサブストリームの各々は、同一の拡散符号を使用して拡散されることにより、対応するＣ個の拡散データサブストリームを生成することを特徴とする方法。ここで、Ｍは２より大きい整数であり、Ｃは１より大きくＭ以下の整数である。
2. 前記拡散データサブストリームのうちの１つが与えられる前記送信アンテナの各々からのパワー出力は実質的に等しい請求項１記載の方法。
3. 前記拡散符号は直交符号である請求項１記載の方法。
4. 前記入力データストリームのうちの少なくとも１つは、該入力データストリームの少なくとも１つの他のもののデータレートとは異なるデータレートを有する請求項１記載の方法。
5. 前記入力データストリームの少なくとも１つは音声データストリームである請求項１記載の方法。
6. 受信無線信号を検出する方法であって、該受信無線信号は少なくとも１つのデータストリームに対応し、該データストリームの各々は複数の独立したデータサブストリームに逆多重化されており、該複数の独立したデータサブストリームの各々は、複数の拡散データサブストリームを生成するために、複数の拡散符号のうちの１つに応じて拡散されており、前記複数のデータサブストリームのうちのＣ個の独立したデータサブストリームの各々は、同一の拡散符号を使用して拡散されることにより、対応するＣ個の拡散データサブストリームを生成することを特徴とし、そして、該複数の拡散データサブストリームの各々はＭ個の送信アンテナのうちの少なくとも１つから送信されたものであり、該検出することが、該データストリームのうちの少なくとも１つを検出することである方法であって、 複数Ｐ個の受信アンテナにおいて、前記情報ストリームの各々に関するＬ個の分解可能なマルチパス信号のセットを受信するステップと、
   該Ｌ個のマルチパス信号のセットに基づき、データサブストリームの所望のサブセットに関する情報を含む十分統計ベクトルを生成するステップと、
   該十分統計ベクトルに基づいて、該十分ベクトルをフィルタリングすることにより第２のベクトルを生成するステップと、
   データサブストリームの前記所望のサブセットに対応する前記情報ストリームを前記第２のベクトルから抽出するステップと、を含む方法。ここで、Ｍは２より大きい整数であり、Ｃは１より大きくＭ以下の整数である。
7. 前記十分統計ベクトルをフィルタリングするステップは、データサブストリームの前記サブセットの中に無いサブストリームによって寄与される干渉を除去するステップを含む請求項６記載の方法。
8. 前記十分統計ベクトルを生成するステップは、前記受信マルチパス信号の各々を複数の符号マッチドフィルタに与えるステップを含み、各符号マッチドフィルタは、前記拡散符号のそれぞれ１つに整合される請求項６記載の方法。
9. 前記十分統計ベクトルを生成するステップは、前記受信マルチパス信号のタイミングおよびチャネル推定値を生成するステップと、チップマッチドフィルタに対し該タイミングおよびチャネル推定値を与えるステップと、をさらに含む請求項８記載の方法。
10. 前記チャネル推定値を生成するステップは、第ｌ番目のマルチパス（ｌ＝１、２、…、Ｌ）に亙る第ｍ番目の送信アンテナ（ｍ＝１、２、…、Ｍ）と第ｐ番目の受信アンテナ（ｐ＝１、２、…、Ｐ）との間のそれぞれのチャネルに対しチャネル係数ｃ_{ｍ，ｐ，ｌ}の推定値を生成するステップを含む請求項９記載の方法。
11. 前記十分統計ベクトルを生成するステップは、前記受信したＬ個の分解可能なマルチパス信号のセットを２−Ｄレイク受信機に与えるステップを含み、該十分統計ベクトルは、該２−Ｄレイク受信機の結果としての出力である請求項６記載の方法。
12. 前記抽出するステップは、前記第２のベクトルをデコリレーティング検波器に与えることを含む請求項６記載の方法。
13. 前記デコリレーティング検波器は、前記第２のベクトルの各成分を前記統計量の他の成分のヌル空間に投影する請求項１２記載の方法。
14. 前記抽出するステップは、デコリレーティング判定帰還型検波器において前記第２のベクトルを処理するステップを含む請求項７記載の方法。
15. 前記第２のベクトルは複数のベクトル成分を含み、前記複数のベクトル成分の各々が前記複数の所望のサブストリームのうちの１つに対応し、前記デコリレーティング判定帰還型検波器における前記処理するステップは、
    （ａ）前記複数のベクトル成分の各々に対し、他のサブストリームに対応する成分からもたらされる干渉を除去し、それによって各サブストリームに対する拡張成分を有する拡張された第２のベクトルを生成するステップと、
    （ｂ）最高信号対雑音比を有する前記拡張された第２のベクトルの前記拡張成分に対応する前記所望のサブストリームを検出することにより、検出されたサブストリームを生成するステップとを含む請求項１４記載の方法。
16. 前記第２のベクトルは複数のベクトル成分を含み、前記複数のベクトル成分の各々が前記複数の所望のサブストリームのうちの１つに対応し、前記デコリレーティング判定帰還型検波器における前記処理するステップは、
    （ａ）前記複数のベクトル成分の各々に対し、他のサブストリームに対応する成分からもたらされる干渉を除去し、それによって各サブストリームに対する拡張成分を有する拡張された第２のベクトルを生成するステップと、
    （ｂ）最高信号対雑音比を有する前記拡張された第２のベクトルの前記拡張成分に対応する前記所望のサブストリームを検出することにより、検出されたサブストリームを生成するステップと、
    （ｃ）該検出されたサブストリームの前記第２のベクトルに対する寄与を再構成するステップと、
    （ｄ）該第２のベクトルから該寄与を減ずることにより該第２のベクトルを変更するステップと、
    （ｅ）該第２のベクトルにおける残りの成分の各々に対し、該第２のベクトルに残っている他の成分からもたらされる干渉を除去することにより、各残りのサブストリームに対応する拡張成分を有する拡張された第２のベクトルを生成するステップと、
    （ｆ）選択されたストリームのセットにおけるすべての所望のサブストリームが検出されるまでステップ（ｂ）〜（ｅ）を繰返すステップとを含む請求項１４記載の方法。
17. 前記第２のベクトルは複数のベクトル成分を含み、前記複数のベクトル成分の各々が前記複数の所望のサブストリームのうちの１つに対応し、前記デコリレーティング判定帰還型検波器における前記処理は、
    （ａ）前記複数のベクトル成分の各々に対し、他のサブストリームに対応する成分からもたらされる干渉を除去し、それによって各サブストリームに対する拡張成分を有する拡張された第２のベクトルを生成するステップと、
    （ｂ）最高信号対雑音比を有する前記拡張された第２のベクトルにおける前記拡張成分に対応する前記所望のサブストリームを検出することにより、検出されたサブストリームを生成するステップと、
    （ｃ）該検出されたサブストリームの前記第２のベクトルに対する寄与を再構成するステップと、
    （ｄ）該第２のベクトルから該寄与を減ずることにより該第２のベクトルを変更するステップと、
    （ｅ）該第２のベクトルにおける残りの成分の各々に対し、該第２のベクトルに残っている他の成分からもたらされる干渉を除去することにより、各残りのサブストリームに対応する拡張成分を有する拡張された第２のベクトルを生成するステップと、
    （ｆ）所望のサブストリームのすべてが検出されるまでステップ（ｂ）〜（ｅ）を繰返すステップとを含む請求項１４記載の方法。
18. 前記他のサブストリームからもたらされる干渉を除去するステップは、各所望のサブストリームを該他のサブストリームのヌル空間に投影することを含む請求項１７記載の方法。
19. パイロット信号を受信するステップと、
    受信したパイロット信号に基づいて干渉キャンセル信号を生成するステップと、
    前記２Ｄレイクフィルタの出力から該干渉キャンセル信号を減ずることにより前記検出統計ベクトルを形成するステップとをさらに含む請求項１１記載の方法。
20. 前記抽出するステップは、前記サブストリームの所望のセットを前記データストリームのそれぞれに多重化することをさらに含む請求項６記載の方法。
21. 前記フィルタリングすることは、少なくとも１つのデータストリームに関連するすべてのサブストリームのグループを選択することにより前記第２のベクトルを生成することを含む請求項６記載の方法。
22. 前記フィルタリングすることは、少なくとも１つのデータサブストリームに関連するすべてのサブストリームのグループを選択することにより前記第２のベクトルを生成することと、前記他のサブストリームの成分からもたらされる干渉を除去することと、を含む請求項６記載の方法。
23. 前記他のサブストリームの成分からもたらされる干渉を除去することは、前記所望のサブストリームを前記十分統計ベクトルにおける前記他のサブストリームによってスパンされるヌル空間に投影することをさらに含む請求項２２記載の方法。

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