JP4853025B2 - 発振器およびそれを用いるレーダ装置 - Google Patents
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Description
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車両に搭載されて、車間距離や相対速度の測定に用いられる、いわゆるＦＭ−ＣＷレーダ装置等に好適に用いられる発振器およびそのレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
前記ＦＭ−ＣＷレーダは、たとえば７６ＧＨｚのミリ波を用い、前記車間距離や相対速度を、比較的天候や昼夜の影響を受け難く、かつ精度良く測定することができるので、一部の車両に搭載が始まっている。その測定原理は、広く知られており、前記７６ＧＨｚの三角変調波を送信し、受信波の時間の遅れ（対象物からの反射波が戻ってくるまで時間）から距離を測定することができ、ドップラー効果による送信波と受信波との周波数のズレ（ドップラーシフト量）から相対速度を測定することができる。
【０００３】
具体的には、送信波に対して受信波は時間の遅れ（Δｔ）と周波数のズレとを起こし、時間の遅れ（Δｔ）は対象物までの距離を表し、周波数のズレは対象物との相対速度を表す。そして対象物まで距離Ｒは
２Ｒ＝Δｔ×Ｃ（Ｃは光速）、すなわちＲ＝Δｔ×Ｃ／２ …（Ａ）
によって求めることができる。
【０００４】
ここで、相対速度が０としてビート周波数をｆｒとすると、Δｔが大きいほどｆｒが大きくなり、具体的には
Δｔ＝ｆｒ／（２×ΔＦ×ｆｍ）
（ΔＦは送信波の変調幅、ｆｍは繰り返し周波数）
の関係を満たすことが知られている。
【０００５】
これを（Ａ）に代入して、
Ｒ＝Ｃ×ｆｒ／（４×ΔＦ×ｆｍ）
となり、ビート周波数ｆｒを基にして、距離Ｒを求めることができる。
【０００６】
上述の説明は、ドップラーシフト量が０（相対速度が０の場合）として説明したものであるが、相対速度が０でない場合であっても、
ｆｒ＝（ｆｂ1＋ｆｂ2）／２
（ｆｂ1は三角変調波の上り区間のビート周波数、ｆｂ2は三角変調波の下りビート周波数）として上記式を適用することができる。
【０００７】
また、相対速度Ｖは、送信波のキャリア周波数をｆｏとすると、
ｆｄ＝（ｆｂ１−ｆｂ２）／２
として、
Ｖ＝Ｃ・ｆｄ／（２・ｆｏ）
から、求めることができる。
【０００８】
したがって、このようなＦＭ−ＣＷレーダには、変調幅１００ＭＨｚ程度の線形性の優れた三角変調波を作成し、変調を行う必要がある。
【０００９】
ＦＭ−ＣＷレーダ用に、線形性の優れた三角変調波を得るためには、以下に示す３つの方法が考えられる。
１．周波数変調感度が一定のＶＣＯを使用する方法。
２．特許文献１で示されるように、周波数変調感度が一定になるよう、変調信号を逆方向に歪ませて、線形な変調波を得る方法。
３．特許文献２で示されるように、発振周波数をリアルタイムでモニタし、周波数がズレた場合には補正をかける、クローズドループを使用する方法。
【特許文献１】
特開平８−１８３４３号公報（公開日：平成８年１月１９日）
【特許文献２】
特開平６−１２０７３５号公報（公開日：平成６年４月２８日）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
前記１．の方法を実現するためには、変調特性の優れたＶＣＯが必要になるけれども、そのようなＶＣＯを実現するのは非常に困難である。
【００１１】
また、前記２．の方法は、低周波回路を使用して、比較的容易に良好な線形性を得ることができる。しかしながら、この方式はオープンループ補正であるので、ＶＣＯの特性変動が起きると、特性がズレてしまうという問題がある。また、補正回路もコスト高の要因になる。
【００１２】
さらにまた、前記３．の方法の代表としては、ＰＬＬ（フェイズロックループ）が挙げられる。ＰＬＬを使用すれば、線形性の優れた三角変調波が比較的容易に得られ、ＶＣＯ特性の経時変化があっても、補正が可能である。しかしながら、ＰＬＬには、基準発振器および分周器などが必要になり、構成が複雑で、コストがかかるという問題がある。さらに、ミリ波帯では、基準信号と比較するためにダウンコンバートする必要があり、このダウンコンバートするための回路が複雑で、より一層高価になってしまう。このＰＬＬに類似のＦＬＬ（Frequency Locked Loop）という方法もあるが、やはり基準発振器が必要で、コストがかかることが問題である。
【００１３】
したがって、上記の方法の何れも、技術的あるいはコスト的に問題がある。
【００１４】
本発明の目的は、高周波の信号を低コストで補正することができる発振器およびレーダ装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の発振器は、変調電圧により発振周波数が制御される電圧制御発振器の発振信号を、伝送路を介して出力するようにした発振器において、
前記伝送路と結合して、前記発振信号の少なくとも一部が入力され、制御信号に応答して、共振周波数が変化する可変共振器と、
前記可変共振器を通過した信号を検出するディテクタと、
前記ディテクタで得られた検出結果から、前記電圧制御発振器に与えられる前記変調電圧での前記電圧制御発振器の実際の発振周波数を測定し、前記電圧制御発振器へ与える前記変調電圧を決定するための、前記電圧制御発振器の発振周波数と前記変調電圧との関係を示すテーブルをメモリに記憶する手段と、
前記テーブルに基づいて、前記変調周波数がリニアに変化する三角変調波の波形となるように、前記電圧制御発振器へ与える変調電圧を補正する補正手段とを含むことを特徴とする。
【００１６】
上記の構成によれば、高周波信号に好適で、ＦＭ−ＣＷレーダ装置などに用いられ、電圧制御発振器（ＶＣＯ）で作成された発振信号を伝送路を介して出力するようにした発振器において、前記発振信号の周波数をずれなく、所望とする周波数に一致させることができる。前記ディテクタでは、前記可変共振器が、たとえば透過型や反射型の場合はピーク値が出力された周波数を、リアクション型の場合はディップ値が出力された周波数を、前記電圧制御発振器の実際の発振周波数として認識する。そして、補正回路では、前記実際の発振周波数と、それを認識した際に出力していた変調電圧が目的とした発振周波数とのずれに対応して、前記電圧制御発振器に与える実際の変調電圧を制御する。
【００１７】
したがって、ＰＬＬのような高価な回路を用いずに、発振周波数を所望の周波数に補正することができる。
【００１８】
また、本発明の発振器では、前記可変共振器は、誘電体共振器と、前記誘電体共振器に近接配置され、周方向に形状が変化している回転子とを有し、前記回転子の回転によって前記誘電体共振器と前記回転子との間の寸法が変化し、前記可変共振器の共振周波数が変化することを特徴とする。
【００１９】
上記の構成によれば、前記のような機械的に共振周波数を変化させることができる可変共振器を、具体的に実現することができる。
【００２１】
上記の構成によれば、前記のような機械的に共振周波数を変化させることができる可変共振器を、具体的に実現することができる。
【００２２】
また、本発明の発振器では、前記回転子は、円板状を成し、下面の外周部に、高さが単調に増加する凸条が形成されていて、回転によって前記誘電体共振器に対する前記凸条の位置が変化するように配置されたことを特徴とする。
【００２３】
上記の構成によれば、回転子を回転させると、共振器と回転子との間隔は単調に縮まってゆき、１回転すると最大間隔に復帰する。
【００２４】
したがって、前記回転子を連続して回転させると、前記発振信号をのこぎり波状に掃引させることができる。
【００２５】
さらにまた、本発明の発振器では、前記回転子は、円板状を成し、下面に、周方向の変化に対して、半径方向の位置が外周部から内周部方向へ変化する、均等な高さの凸条が形成されていて、回転によって前記誘電体共振器に対する前記凸条の位置が変化するように配置されたことを特徴とする。
【００２６】
上記の構成によれば、回転子を回転させると、共振器と回転子との間隔は単調に縮まってゆき、または広まってゆき、１回転すると最大間隔または最小間隔に復帰する。
【００２７】
したがって、前記回転子を連続して回転させると、前記発振信号をのこぎり波状に掃引させることができる。
【００２８】
また、本発明の発振器では、前記回転子は、円板状を成し、下面の外周部に、半周に亘って、高さが単調に増加してゆき、残余の半周に亘って、高さが単調に減少してゆく凸条が形成されていることを特徴とする。
【００２９】
上記の構成によれば、回転子を回転させると共振器と回転子との間隔は単調に縮まってゆき、半回転すると最小間隔になる。その後は回転に伴って前記間隔は単調に広まってゆき、１回転すると最大間隔になる。
【００３０】
したがって、前記回転子を連続して回転させると、前記発振信号を三角変調波状に掃引させることができる。
【００３１】
さらにまた、本発明の発振器では、前記可変共振器は、誘電体共振器と、前記誘電体共振器に対向して配置される圧電アクチュエータとを有し、前記圧電アクチュエータが伸縮することによって前記誘電体共振器と前記圧電アクチュエータとの間の寸法が変化して、前記可変共振器の共振周波数が変化することを特徴とする。
【００３２】
上記の構成によれば、前記のような機械的に共振周波数を変化させることができる可変共振器を、具体的に実現することができる。
【００３３】
また、本発明の発振器は、電圧制御発振器の発振信号を、伝送路を介して出力するようにした発振器において、
前記伝送路と結合して、前記発振信号の少なくとも一部が入力され、制御信号に応答して、共振周波数が変化する可変共振器と、
前記可変共振器を通過した信号を検出するディテクタと、
前記可変共振器に前記制御信号を与え、前記ディテクタが検出する前記可変共振器を通過した信号をもとに前記電圧制御発振器の発振周波数を検出し、発振周波数および発振周波数の変調幅のうち少なくとも一方の異常を検知する異常検知回路を備えることを特徴とする。
【００３４】
上記の構成によれば、発振周波数異常、リニアリティ異常、変調幅異常を検知し、上位システムに異常を知らせることができる。
【００３５】
また、本発明の発振器においては、前記可変共振器は、共振器と可変リアクタンス装置とからなり、
前記可変リアクタンス装置は、前記共振器と電磁気的に結合している伝送線路と、前記伝送線路に近接して配置され、周方向に形状が変化して成る回転子とを含み、
前記回転子の回転によって、前記共振器から前記伝送線路側を見たリアクタンスが変化して、前記可変共振器の共振周波数が変化することを特徴とする。
【００３６】
上記の構成によれば、可変リアクタンス装置において、導電体や誘電体から成る回転子を、コプレーナ線路、マイクロストリップ線路またはスロットなどから成る伝送線路に近接して配置すると、前記回転子が導電体である場合には該導電体と前記伝送線路との間に容量が形成され、前記回転子が誘電体である場合には該誘電体側に容量が形成される。そして、この回転子を周方向に形状が変化するように形成しておくことで、回転子を回転させると前記リアクタンスが変化する。たとえば、前記周方向に連続する凹凸を形成しておくことで、前記リアクタンスは周期的に変化する。この可変リアクタンス装置により、可変共振器の共振周波数を変化させることができる。つまり、この可変リアクタンス装置では、ミリ波帯などの高周波信号を扱う場合には、電気的方法によってリアクタンスを変化させることが難しいのに対して、機械的な方法によってリアクタンス変化を実現させ、優れた線形性や周波数特性を、低コストに得ることができる。これにより、低コストな発振器を提供することができる。
【００３７】
また、本発明の発振器においては、前記回転子は、少なくとも前記伝送線路に対向する部分に、前記伝送線路との間で容量が形成される導電体が形成されていて、前記回転子の回転による前記容量の変化によって前記可変リアクタンス装置のリアクタンスが変化して前記可変共振器の共振周波数が変化することを特徴とする。
【００３８】
上記の構成によれば、可変リアクタンス装置において、金属または絶縁体をメタライズして成る回転子を用い、その回転子の周方向の形状の変化で、該回転子を回転させることで、前記伝送線路と該回転子との間に形成されるリアクタンスが変化する。これによって、可変リアクタンスを具体的に実現することができる。この可変リアクタンス装置により上記発振器を実現することができる。
【００３９】
また、本発明の発振器においては、前記伝送線路のうち、前記可変リアクタンス装置の前記回転子が近接する前記回転子側の伝送線路はコプレーナ線路であり、
前記回転子は、円板状を成す導電体または誘電体であり、下面に、大略的にリング状で、かつ半径方向に蛇行した凸条が形成されていて、前記回転体の回転による前記凸条と、前記伝送線路が形成された基板の信号伝搬方向の両端部との距離が変化するように配置されたことを特徴とする。
【００４０】
上記の構成によれば、凸条は、前記円板部の下面から突出した均等な高さの壁状に形成される。そして、前記凸条は、概略的には円形で、三角変調波状などに周期的に蛇行して形成される。さらに、複数の凸条が相互に平行に形成されていてもよい。したがって、前記回転子が回転すると、前記伝送線路上における前記容量の位置が変化し、その容量の位置の変化によってリアクタンスを変化させることができる。これによって、可変リアクタンスを具体的に実現することができる。この可変リアクタンス装置により上記発振器を実現することができる。
【００４１】
また、本発明の発振器においては、前記伝送線路のうち、前記可変リアクタンス装置の前記回転子が近接する前記回転子側の伝送線路はコプレーナ線路であり、
前記回転子は、円板状を成し、下面に外壁が延設されていて、その外壁の厚みが、周方向に周期的に変化していて、前記回転体の回転によって前記外壁と前記伝送線路との対向面積が変化して前記容量が変化するように配置されたことを特徴とする。
【００４２】
上記の構成によれば、回転子は、円板部の下面から外壁が延設されて形成される。そして、その外壁の厚みが、周方向に、三角変調波状などに周期的に変化して形成される。したがって、前記回転子が回転すると、前記伝送線路上における電極面積を変化させ、前記容量自体が変化し、その容量の変化によってリアクタンスを変化させることができる。これによって、可変リアクタンスを具体的に実現することができる。この可変リアクタンス装置により上記発振器を実現することができる。
【００４３】
また、本発明の発振器においては、前記伝送線路のうち、前記可変リアクタンス装置の前記回転子が近接する前記回転子側の伝送線路はコプレーナ線路であり、
前記回転子は、円板状を成し、下面に外壁が延設されていて、その外壁の高さが、周方向に周期的に変化していて、前記回転体の回転によって前記外壁と前記伝送線路との距離が変化して前記容量が変化するように配置されたことを特徴とする。
【００４４】
上記の構成によれば、回転子は、円板部の下面から外壁が延設されて形成される。そして、その外壁の高さが、周方向に、三角変調波状などに周期的に変化して形成される。したがって、前記回転子が回転すると、前記伝送線路との距離を変化させ、前記容量自体が変化し、その容量の変化によってリアクタンスを変化させることができる。これによって、可変リアクタンスを具体的に実現することができる。この可変リアクタンス装置により上記発振器を実現することができる。
【００４５】
また、本発明の発振器においては、前記伝送線路のうち、前記可変リアクタンス装置の前記回転子が近接する前記回転子側の伝送線路はマイクロストリップ線路であり、
前記回転子は、円板状を成し、外周面に周方向に凹凸部が繰返し形成されていて、
前記容量は、前記マイクロストリップ線路の開放端と前記回転子の外周面の前記凹凸部との間に生じる容量であり、
前記回転体の回転によって前記凹凸部と前記伝送線路との距離が変化して前記容量が変化するように前記回転子が配置されたことを特徴とする。
【００４６】
上記の構成によれば、回転子は、外周面に周方向に凹凸が繰返し形成されて成る。そして、その凹凸が、三角変調波状などに周期的に変化して形成される。一方、前記伝送線路はマイクロストリップ線路から成り、前記容量は、前記マイクロストリップ線路の開放端と前記回転子の外周面との間に生じる。したがって、前記回転子が回転すると、前記開放端と回転子との距離を変化させ、前記容量自体が変化し、その容量の変化によってリアクタンスを変化させることができる。これによって、可変リアクタンスを具体的に実現することができる。この可変リアクタンス装置により上記発振器を実現することができる。
【００４７】
また、本発明の発振器においては、前記容量は、前記コプレーナ線路の線路導体と前記回転子との間、およびコプレーナ線路の接地導体と前記回転子との間に生じることを特徴とする。
【００４９】
上記の構成によれば、前記伝送線路をコプレーナ線路で形成すると、前記のように回転子の円板部の下面に形成された凸条が該コプレーナ線路に臨み、前記容量は、前記コプレーナ線路の線路導体と前記回転子との間、およびコプレーナ線路の接地導体と前記回転子との間に形成される。そして、前述のように回転子が回転することで、それらの容量の位置が変化し、リアクタンスを変化させることができる。これによって、可変リアクタンスを具体的に実現することができる。この可変リアクタンス装置により上記発振器を実現することができる。
【００５０】
また、本発明の発振器において、前記回転子は、前記伝送線路を挟むように一対で設けられ、相互に連動して回転駆動されることを特徴とする。
【００５１】
上記の構成によれば、回転子が軸線方向に変位しても、２つの回転子と伝送線路との隙間の合計値は常にほぼ一定になる。したがって、軸ぶれが生じても、前記伝送線路と回転子との間に形成される容量の変化を小さくすることができる。これによって、可変リアクタンスを具体的に実現することができる。この可変リアクタンス装置により上記発振器を実現することができる。
【００５２】
また、本発明の発振器においては、前記伝送線路のうち、前記可変リアクタンス装置の前記回転子が近接する前記回転子側伝送線路はコプレーナ線路であり、
前記回転子は誘電体から成り、前記回転子の回転によって、該回転子と前記回転子側伝送線路との距離が変化するように配置されたことを特徴とする。
【００５３】
上記の構成によれば、凸条は、前記円板部の下面から突出した均等な高さの壁状に形成される。そして、前記凸条は、概略的には円形で、三角変調波状などに周期的に蛇行して形成される。さらに、複数の凸条が相互に平行に形成されていてもよい。したがって、前記回転子が回転すると、前記伝送線路上における前記容量の位置が変化し、その容量の位置の変化によってリアクタンスを変化させることができる。これによって、可変リアクタンスを具体的に実現することができる。この可変リアクタンス装置により上記発振器を実現することができる。
【００５６】
さらにまた、本発明のレーダ装置は、前記の発振器を備えることを特徴とする。
【００５７】
上記の構成によれば、機械的な方法によってリアクタンス変化を実現させ、三角変調波などへの変調を、優れた線形性や周波数特性を確保しつつ、低コストに得ることができるレーダ装置を実現することができる。
【００５８】
また、本発明のレーダ装置は、前記の発振器を備え、前記回転子には１次放射器が備えられ、該回転子の回転によって、前記可変共振器の共振周波数を変化させるとともに、前記１次放射器から放射されるレーダ波の放射方向を走査することを特徴とする。
【００５９】
上記の構成によれば、１次放射器が放射レーダ波の走査を行うにあたって、前述のような可変共振器の共振周波数変化を実現するための前記回転子と一体で構成する。
【００６０】
したがって、走査型のレーダ装置の構成を簡略化することができる。
【発明の効果】
【００６１】
本発明の発振器は、以上のように、電圧制御発振器の発振信号を、伝送路を介して出力するようにした発振器において、前記伝送路と電磁界的に結合して、前記発振信号の少なくとも一部が入力され、制御信号に応答して、機械的に共振周波数を変化させることができる可変共振器と、前記可変共振器の共振出力を検出するディテクタと、前記可変共振器に前記制御信号を与え、その共振周波数を掃引させつつ、前記ディテクタからの出力を受信し、前記電圧制御発振器に与える変調電圧を制御して、前記発振信号の周波数を所望とする周波数に補正する補正回路とを含む構成である。
【００６２】
上記発振器は、高周波信号に好適で、ＦＭ−ＣＷレーダ装置などに用いられ、電圧制御発振器（ＶＣＯ）で作成された発振信号を伝送路を介して出力するようにした発振器において、前記発振信号の周波数をずれなく、所望とする周波数に一致させることができる。前記ディテクタでは、前記可変共振器が、たとえば透過型や反射型の場合はピーク値が出力された周波数を、リアクション型の場合はディップ値が出力された周波数を、前記電圧制御発振器の実際の発振周波数として認識する。そして、補正回路では、前記実際の発振周波数と、それを認識した際に出力していた変調電圧が目的とした発振周波数とのずれに対応して、前記電圧制御発振器に与える実際の変調電圧を制御する。
【００６３】
したがって、ＰＬＬのような高価な回路を用いずに、発振周波数を所望の周波数に補正することができる。
【００６４】
また、本発明の発振器は、以上のように、前記可変共振器を、共振器と、該共振器に近接して配置され、周方向に形状が変化して形成される回転子とを備えて構成し、前記回転子が回転することによって該共振器と前記回転子との距離が変化し、該共振器の共振周波数が変化する。
【００６５】
それゆえ、前記のような機械的に共振周波数を変化させることができる可変共振器を、具体的に実現することができる。
【００６６】
さらにまた、本発明の発振器は、以上のように、前記可変共振器を、空胴共振器とし、それを構成するキャビティの一部は周方向に形状が変化した回転子であり、該回転子が回転することによって前記キャビティの内寸法が変化し、前記空胴共振器の共振周波数が変化する。
【００６７】
それゆえ、機械的に共振周波数を変化させることができる可変共振器を、具体的に実現することができる。
【００６８】
また、本発明の発振器は、以上のように、前記回転子が、円板部の下面において、外周部に高さが単調に増加してゆく凸条を形成して成り、該回転子を回転させると、共振器と該回転子との間隔は単調に縮まってゆき、１回転すると最大間隔に復帰する。
【００６９】
それゆえ、該回転子を連続して回転させると、前記可変共振器の発振周波数をのこぎり波状に掃引させることができる。
【００７０】
さらにまた、本発明の発振器は、前記回転子が、円板部の下面において、周方向の変化に対して、半径方向の位置が外周部から内周部になるように変化する均等な高さの凸条が形成されて成り、該回転子を回転させると、共振器と該回転子との間隔は単調に縮まってゆき、または広まってゆき、１回転すると最大間隔または最小間隔に復帰する。
【００７１】
それゆえ、前記回転子を連続して回転させると、前記可変共振器の発振周波数をのこぎり波状に掃引させることができる。
【００７２】
また、本発明の発振器は、以上のように、前記回転子が、円板部の下面において、外周部に、半周（０°〜１８０°）に亘って、高さが単調に増加してゆき、残余の半周（１８０°〜３６０°）に亘って、高さが単調に減少してゆく凸条が形成されて成り、該回転子を回転させると、共振器と該回転子との間隔は単調に縮まってゆき、半回転すると最小間隔になり、その後は回転に伴って前記間隔は単調に広まってゆき、１回転すると最大間隔になる。
【００７３】
それゆえ、前記回転子を連続して回転させると、前記可変共振器の発振周波数を三角変調波状に掃引させることができる。
【００７４】
さらにまた、本発明の発振器は、以上のように、前記可変共振器を、キャビティ内に載置された共振器と、該共振器に対向して配置される圧電アクチュエータとを備えて構成し、前記圧電アクチュエータが伸縮することによって前記キャビティの内寸法を変化させて、該共振器の共振周波数を変化する。
【００７５】
それゆえ、前記のような機械的に共振周波数を変化させることができる可変共振器を、具体的に実現することができる。
【００７６】
また、本発明の発振器は、以上のように、前記補正回路に代えて、前記可変共振器に前記制御信号を与え、その共振周波数を掃引させつつ、前記ディテクタからの出力が入力され、前記電圧制御発振器の発振周波数を検出して、発振周波数および／または発振周波数の変調幅の異常を検知する異常検知回路を設ける。
【００７７】
それゆえ、発振周波数異常、リニアリティ異常、変調幅異常を検知し、上位システムに異常を知らせることができる。
【００７８】
さらにまた、本発明のレーダ装置は、以上のように、前記の発振器を備えることを特徴とする。
【００７９】
それゆえ、三角変調波などへの変調を、優れた線形性や周波数特性を確保しつつ、低コストに得ることができるレーダ装置を実現することができる。
【００８０】
また、本発明のレーダ装置は、以上のように、１次放射器が放射レーダ波の走査を行うにあたって、前述のような可変共振器の共振周波数変化を実現するための前記回転子と一体で構成する。
【００８１】
それゆえ、走査型のレーダ装置の構成を簡略化することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【実施例１】
【００８２】
本発明の第１の実施例について、図１ないし図１４に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００８３】
図１は、前記ＦＭ−ＣＷレーダに用いられる本発明の第１の実施例の発振器１の電気的構成を示すブロック図である。この発振器１は、大略的に、ＶＣＯ２で発振され、送信レーダ波となるＲＦ信号の一部を、方向性結合器３から透過型共振回路４を通してディテクタ５に導くようにし、そのディテクタ５での検出結果に応答して、補正回路６が前記ＶＣＯ２へ与える変調電圧を制御するものである。
【００８４】
詳しくは、前記透過型共振回路４はフィルタとして機能し、前記補正回路６は、前記透過型共振回路４の可変共振器７へ制御信号を与え、その共振周波数を、機械的に設定して掃引させる。一方、前記制御信号に対応した可変共振器７の共振周波数は、予め求められて前記補正回路６にストアされている。したがって、前記ディテクタ５での検出結果がピークとなったときの制御信号のタイミングから、補正回路６は、現在のＲＦ信号の周波数を正確に識別し、所望とする発振周波数と、実際の発振周波数との差を計算し、前記変調電圧を補正する。
【００８５】
このようにして、上述のように構成される閉ループが、ＰＬＬのように動作し、前記ＲＦ信号の周波数を所望とする周波数に正確に設定することができる。しかしながら、本発明では、前記ＦＭ−ＣＷレーダのようにミリ波帯の発振器であっても、ダウンコンバートのための分周回路や、基準発振器などは不要で、前記ＰＬＬとは構成が異なり、高周波の信号を低コストに変調することができる。
【００８６】
図２は、前記図１の発振器１中で、透過型共振回路４の共振周波数を変化させるための構造を示す斜視図である。前記発振器１は、図示しないモータによって回転駆動される回転子１１と、それに容量結合する共振器１２と、マイクロストリップライン１３と、前記ディテクタ５などを備えて構成される。この図２では、前述の補正回路６、ＶＣＯ２および方向性結合器３や負性抵抗回路は、省略している。前記回転子１１と共振器１２とは、前記可変共振器７を構成し、該可変共振器７に電磁界的に結合する前記マイクロストリップライン１３の端子１３ａ，１３ｂなどを加えて、前記透過型共振回路４が構成される。この透過型共振回路４は、共振フィルタとして機能し、その通過特性は、図３で示すように、共振周波数をピークとして、その近傍の成分だけを通過させる。
【００８７】
前記共振器１２は、たとえばＴＥ０１δ誘電体共振器であり、その場合、この共振器１２の上方に近接して、金属、または樹脂等の表面をメタライズして成り、あるいは誘電体から成る前記回転子１１が設けられる。この回転子１１の形状は、後に詳述するが、たとえば前記導電体の場合には円筒状体の両端が閉塞されて成り、前記誘電体の場合には中実の円柱状体から成り、周方向に形状が変化して形成される。その形状の変化が、たとえば前記円筒状体の端部を閉塞する端板に施されている場合には、底面に凹凸などが形成されることになる。また、この共振器１２としては、前記ＴＥ０１δ誘電体共振器以外に、ＴＥモード誘電体共振器、ＴＭモード誘電体共振器、同軸誘電体共振器、マイクロストリップ共振器および導波管空洞共振器等を用いることができる。なお、ＴＭモード共振器を用いる場合には、該共振器の側面を回転子１１の導体凹凸に近付けてもよい。前記ディテクタ５は、ショットキーバリアダイオードなどから成る。
【００８８】
したがって、前記回転子１１を回転させることによって、該回転子１１の底面高さｈなどが変化し、回転に伴って共振キャビティ寸法が変化し、共振周波数を変化することができる。そして、ミリ波帯などの高周波信号を扱う場合には、前述のように電気的方法によって共振周波数を変化させることが難しいのに対して、機械的な方法によって共振周波数の変化を実現させ、優れた線形性や周波数特性を、低コストに得ることができる。
【００８９】
次に、前記回転子１１の具体的形状と、共振によるピーク周波数の検知動作とを具体的に説明する。以下では、共振回路に、前記透過型共振回路４や反射型共振回路２４を用いるものとする。すなわち、上述のように共振周波数でピーク出力が得られるものとする。
【００９０】
図４は、前記回転子１１の一構成例である回転子１１ａを底面側から見た斜視図である。この回転子１１ａは、円板部３１の下面において、外周部に、３６０°の全周に亘って、高さが単調に増加してゆく凸条３２が形成されて成る。また、図５は、前記回転子１１の他の構成例である回転子１１ｂを底面側から見た斜視図である。この回転子１１ｂは、円板部３１の下面において、周方向の変化に対して、半径方向の位置が外周部から内周部になるように変化する均等な高さの凸条３３が形成されて成る。
【００９１】
そして、前記補正回路６は、これらの回転子１１ａ，１１ｂを用いて、図６（ａ）で示すように、前記ＶＣＯ２の発振周波数、したがってＶＣＯ２に与える変調電圧を一定とし、図６（ｂ）で示すように、回転子１１ａ，１１ｂを回転させ、これによって前記ディテクタ５から得られた図６（ｃ）で示すような検出結果から、前述のように既知である回転子１１ａ，１１ｂの回転角度、したがって回転子１１ａ，１１ｂに与えた制御電圧と共振周波数との関係から、その変調電圧でのＶＣＯ２の実際の発振周波数を測定する。
【００９２】
同様の処理を、ＶＣＯ２の発振周波数を少しずつ変化させる毎に行い、変調電圧と発振周波数との関係を示すテーブルを作成する。こうして、ＶＣＯ２の周波数変調の変調電圧依存性を知ることができ、その結果をメモリに記憶させておき、レーダ波の送信時には、所望とする三角変調波の波形が得られるように、すなわち変調周波数がリニアになるように変調電圧を補正し、ＶＣＯ２に与える。このようにして、前述のようにＲＦ信号の周波数を、所望とする周波数に正確に設定することができる。
【００９３】
また、同じ回転子１１ａ，１１ｂを用いて、前記図６（ａ）で示すように、ＶＣＯ２の発振周波数を一定にするのではなく、図７（ａ）で示すように、ＶＣＯ２に回転子１１ａ，１１ｂが回転するより高速の周期で変調をかければ、前記図６（ｂ）と同様に、図７（ｂ）で示すように、回転子１１ａ，１１ｂの回転速度が変わらなくても、図６（ｃ）で示すように、ディテクタ５からは、回転子１１ａ，１１ｂが１回転する間に、複数の変調電圧でのＶＣＯ２の発振周波数を知ることができる。したがって、正確な時問管理、回転角管理によって、短時間でＶＣＯ２の周波数変調の変調電圧依存性を知ることができる。この結果をメモリに記憶させておき、前述のように変調周波数がリニアになるように変調電圧を補正することができる。
【００９４】
図８は回転子１１ａ，１１ｂを回転させながら、ＶＣＯ２で三角変調波を発振したときの検出結果を示している。すなわち、前述したようにしてメモリに記憶したＶＣＯ２の周波数変調依存性をもとにしてＶＣＯ２に対して変調電圧を印加し、図８（ａ）に示すように三角変調を行う。このとき、回転子１１ａ，１１ｂを回転させて図８（ｂ）に示すように共振器の共振周波数を変化させると、図８（ｃ）に示した検出結果を得ることができる。この検出結果と、既知である回転子の回転角θと共振器の共振周波数の関係をもとにして、ＶＣＯ２の発振周波数が正しく三角変調されているかを知ることができる。
【００９５】
図９は前記回転子１１のさらに他の構成例である回転子１１ｃを底面側から見た斜視図である。この回転子１１ｃは、前記円板部３１の下面において、外周部に、半周に亘って高さが単調に増加してゆき、残余の半周に亘って高さが単調に減少してゆく凸条３２が形成されて成る。この場合、共振器の共振周波数は図１０（ｂ）に示すように変化し、ＶＣＯ２が図１０（ａ）のように三角変調されていれば、ディテクタ５から図１０（ｃ）に示すような検出信号を得ることができ、ＶＣＯ２が正しく三角変調されているかを知ることができる。
【００９６】
また、図１１は、前記回転子１１の他の構成例である回転子１１ｄを底面側から見た斜視図である。この回転子１１ｄは、前記円板部３１の下面において、外周部に、段階的に高さが単調に増加してゆく凸条３５が形成されて成る（図１１の場合は、３段階、したがって０°〜１２０°、１２０°〜２４０°、２４０°〜３６０°）。したがって、前記回転子１１ｃは、共振周波数をスロープ状に変化していたのに対して、この回転子１１ｄでは、ステップ状に変化させることになる。この場合も、前記補正回路６は、前記図８（ａ）と同様に、図１２（ａ）で示すように、前記ＶＣＯ２の発振周波数を三角変調波状に変化しつつ、図１２（ｂ）で示すように、前記回転子１１ｄを回転させ、これによって前記ディテクタ５から図１２（ｃ）で示すような検出結果が得られ、発生するピークのタイミングを測定する。
【００９７】
したがって、このような回転子１１ｄを用いても、前記ＦＭ−ＣＷレーダにおける三角変調波を送信しながら、その三角変調波から、ＶＣＯ２が正しい変調動作を行っているかどうかを知ることができる。
【００９８】
さらにまた、前記回転子１１ｄのステップ変化を、複数周期形成することで、前記図１２（ａ）と同様の図１３（ａ）で示すＶＣＯ２の発振周波数変化に対して、図１３（ｂ）で示すように、回転子の１回転当り、同じステップで複数のデータを得ることができ、前記ディテクタ５からは、図１３（ｃ）で示すような検出結果が得られる。
【００９９】
したがって、このような回転子を用いると、前記ＦＭ−ＣＷレーダにおける三角変調波を送信しながら、その三角変調波から、同じ時間でより多くのデータを得ることができる。
【０１００】
また、前記回転子１１ｄのステップ変化を、図１４で示すようにＶＣＯ２の発振周波数の両端値付近とすることで、変調幅ΔＦの補正も正しく行うことができる。図１４（ａ）〜図１４（ｃ）は、図１３（ａ）〜図１３（ｃ）や図１２（ａ）〜図１２（ｃ）などにそれぞれ対応している。
【実施例２】
【０１０１】
本発明の第２の実施例について、図１５および図１６に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【０１０２】
図１５は前記ＦＭ−ＣＷレーダに用いられる本発明の第２の実施例の発振器における透過型共振回路の共振周波数を変化させるための構造を示す斜視図であり、図１６はその縦断面図である。この図１５の構成は、前述の図２の構成に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、共振キャビティ寸法を変化するにあたって、前記発振器１がモータによって回転駆動される回転子１１を用い、その形状を周方向で変化させることで対応しているのに対して、この発振器では、前記共振器１２に臨んで、圧電アクチュエータ４１を用いていることである。すなわち、前記補正回路６からの制御信号は、この圧電アクチュエータ４１に与えられ、該圧電アクチュエータ４１の底面の前記共振器１２の上面からの高さｈが変化し、共振周波数を変化することである。
【０１０３】
このようにしてもまた、ミリ波帯などの高周波信号を扱う場合には、前述のように電気的方法によって共振周波数を変化させることが難しいのに対して、機械的な方法によって共振周波数の変化を実現させて発振周波数を検出し、優れた線形性や周波数特性を、低コストに得ることができる。
【実施例３】
【０１０４】
本発明の第３の実施例について、図１７ないし図３０に基づいて説明すれば、以下のとおりである。第３の実施例の特徴とするところは、第１および第２の実施例においては、可変共振器７にて機械的手段で直接的に共振器の共振周波数を変化させていることに対し、本実施例では、共振器と結合する可変リアクタンス装置を用いて共振器の共振周波数を変化させていることである。
【０１０５】
本実施例は、透過型共振回路によってＶＣＯの発振周波数を検知する例である。図１７は、第１の実施例で示した透過型共振回路４の構成を透過型共振回路４’に代えた構成であり、その回路基板の具体的な一構成例を示す斜視図である。図１のブロック図に対応する構成は、同一の参照符を付して示す。また、対応する端子は、参照符Ｂ，Ｃを付して示している。また、図示しない可変リアクタンス装置に接続される端子に参照符Ａを付している。この透過型共振回路４’は、ＴＥ０１δモードの共振器１２、端子１３ａ・１３ｂを含むマイクロストリップライン１３を基板上に備えている。
【０１０６】
上記透過型共振回路４’では、端子Ｂから入力された送信レーダ波等となるＲＦ信号の一部が、共振器１２を介して、ディテクタ５に導くようになっている。また、上記共振器１２は、端子Ａに接続された可変リアクタンス装置のリアクタンス変化によって共振周波数が変化されている。そして、ディテクタ５から検出結果を出力するようになっている。つまり、この透過型共振回路４’は、共振フィルタとして機能するものである。そして、その通過特性は、上記透過型共振回路４と同様に、図３に示すように、共振周波数をピークとして、その近傍の成分だけを通過させる。
【０１０７】
このように、図１７に示す構成は、その基本的動作原理は第１の実施例と同様であるが、可変リアクタンス装置のリアクタンス値の変化によって共振器の共振周波数を変化させ、ＶＣＯの発振周波数を検出するものである。
【０１０８】
一方、本発明に使用可能な共振回路は、上述の透過型共振回路４’に限らず、図１８で示すリアクション型共振回路１４や、図１９で示す反射型共振回路２４などであってもよい。図１８，図１９において、図１７に示した各部分に対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。
【０１０９】
前記リアクション型共振回路１４の通過特性は、図２０で示すように、共振していない時に出力が得られ、共振すると全ての信号成分が跳ね返り、前記共振周波数をディップとして、その近傍の成分だけを遮断する。また、前記反射型共振回路２４の通過特性は、共振すると全ての信号成分が跳ね返り、前記共振周波数をピークとして、その近傍の成分だけを通過させ、前記図３の透過型共振回路４と同様になる。
【０１１０】
図１７〜１９における可変リアクタンス装置（可変リアクタンス回路）の具体例について、図２１〜２５に基づいて説明する。
【０１１１】
図２１は、可変リアクタンス装置５１の構造を示す斜視図である。この可変リアクタンス装置５１は、図示しないモータによって回転駆動される回転子５２と、それに容量結合する基板５６とを備えて構成されている。基板１１には、回転子５２が近接するコプレーナ線路ＣＰＷを構成していて、このコプレーナ線路ＣＰＷの端部をマイクロストリップラインＭＳＬに線路変換している。このマイクロストリップラインＭＳＬの端部は矢印Ｒ方向に存在する共振器と結合する。
【０１１２】
図２２は前記回転子５２の底面図であり、図２３はその一直径線での縦断面図である。この回転子５２は、大略的に、円板部５３の下面に、２条の略同心円状の凸条５４，５５が形成されて構成される。前記凸条５４，５５は、前記円板部５３の下面から突出した均等な高さの壁状に形成される。そして、前記凸条５４，５５は、大略的にリング状で、かつ半径方向に三角変調波状に周期的に蛇行しており、相互に平行に形成される。前記蛇行によって、図２４で示すように、基板５６上での凸条５４，５５の位置（回転子５２の半径方向での軌跡）が変化し、この位置の変化によって、リアクタンスを変化させるようになっている。したがって、この蛇行の数と、回転速度とによって、三角変調波の変調周波数が決定されることになる。上述のように構成される回転子５２は、金属、または樹脂等の表面をメタライズして、もしくは誘電体から成る。
【０１１３】
前記基板５６は、回転子５２側がコプレーナ線路となっており、反対側がマイクロストリップ線路となっており、その反対側の端部が共振器へ接続されることになる。したがって、前記凸条５４，５５の位置が変化すると、それらと該基板５６の両端部との距離が変化し、前述のようにリアクタンスが変化する。
【０１１４】
図２４は、前記回転子５２と基板５６との対向部分の平面図である。前記のようなコプレーナ線路となっている基板５６上に、回転子５２が臨むと、前記回転子５２が導電体であると、図２５（ａ）で示すような等価回路となる。したがって、回転子５２の回転によって前記凸条５４，５５の位置が変化すると、図２５（ａ）の容量の位置が変化することになり、これによってリアクタンスを変化させ、共振周波数を変化させることができる。
【０１１５】
また、前記回転子５２が誘電体であると、図２５（ｂ）で示すような等価回路となり、同様に回転子５２の回転によって前記凸条５４，５５の位置が変化すると、図２５（ｂ）の容量の位置が変化することになり、これによってリアクタンスを変化させ、共振周波数を変化することができる。
【０１１６】
そして、前記凸条５４，５５の形状を、図２２で示すように三角変調波状に蛇行させることで、共振器の発振周波数は概ね前記三角変調波状に変化する。また、前記容量の位置の変化と共振周波数との関係がリニアでなくても、前記凸条５４，５５の形状で補正することができ、一定の回転速度以下で、正確に三角変調することは容易である。
【０１１７】
なお、この可変リアクタンス装置５１では、凸条５４，５５を２つ設けているのは位相変化の線形性を良くするためであり、勿論、１つでも位相は変化し、さらに３つ以上が設けられてもよい。また、前記図２２のように円周上で複数の蛇行を行うと、回転子５２の１回転当り、その蛇行の数だけ三角変調を繰返すことになるが、勿論、その蛇行の回数を１回〜数回に減らし、１回転当りの変調回数を減らすようにしてもよい。
【０１１８】
また、上記可変リアクタンス装置の変形例について図２６に基づいて説明する。図２６は、上記可変リアクタンス装置の変形例であり、可変リアクタンス装置５７の構造を示す斜視図である。この可変リアクタンス装置５７は、前述の可変リアクタンス装置５１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、この可変リアクタンス装置５７では、基板５６（伝送線路）を挟んで、前記回転子５２とともに、もう１つの回転子５８が設けられていることである。
【０１１９】
したがって、回転子５２，５８が軸線方向に変位しても、回転子５２，５８と基板５６との隙間の合計値は常に一定であり、たとえば一方の回転子５２が基板５６に近接し、容量が増加すると、他方の回転子５８は基板から離反し、容量が減少する。こうして、軸ぶれに対する容量変化を小さくすることができる。
【０１２０】
また、上記リアクタンス装置の他の変形例について図２７〜図２９に基づいて説明する。図２７は、上記可変リアクタンス装置の他の変形例であり、可変リアクタンス装置９１の構造を示す斜視図である。この可変リアクタンス装置９１は、前述の可変リアクタンス装置５１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。前述の可変リアクタンス装置５１が、回転子５２の回転に伴って、凸条５４，５５の半径方向の位置を変化させることで伝送線路のインピーダンスを変化させ、三角変調を行っているのに対して、注目すべきは、この可変リアクタンス装置９１では、回転子９２の回転に伴って、容量を変化させることで三角変調を行うことである。
【０１２１】
具体的には、図２８の回転子９２ａで示すように、電極面積を変化させる。この場合、回転子９２ａは、円板部５３の下面から外壁９３が延設されて形成されており、その外壁９３の厚みが、周方向に、周期的に変化している。この回転子９２ａも、金属、または樹脂等の表面をメタライズして成る。一方、基板９６の回転子９２ａ側にはコプレーナラインが、共振器側にはマイクロストリップラインが形成されている。
【０１２２】
また、図２９の回転子９２ｂで示すように、電極と基板９６との距離を変化させる。この場合、回転子９２ｂは、円板部５３の下面から外壁９４が延設されて形成されており、その外壁９４が、三角変調波状に形成される。この回転子９２ｂも、金属、または樹脂等の表面をメタライズして成る。また、この回転子９２ｂの場合、誘電体で形成されてもよい。その場合、前述の図２５（ｂ）で示すように、回転子９２ｂと伝送線路との間では容量は発生せず、伝送線路のホット−グランド間の容量を変化させることになる。すなわち、誘電体はεが大きいので、回転子９２ｂが基板９６に近接した時にホット−グランド間の容量が大きくなり、遠ざかった時に小さくなる。
【０１２３】
また、上記可変リアクタンス装置のさらに他の変形例について図３０に基づいて説明する。図３０は、上記可変リアクタンス装置のさらに他の変形例であり、可変リアクタンス装置６１の構造を示す斜視図である。注目すべきは、この可変リアクタンス装置６１は、マイクロストリップラインの形成された前記基板６４のエッジカップルを利用することである。具体的には、回転子６２の外周面には、周方向に三角変調波状の凹凸６３を繰返し形成しておき、これに対応して前記基板６４は、その厚み方向が前記回転子６２の周方向となるように、前記回転子６２の外周面に臨む。基板６４にはマイクロストリップラインＭＳＬを構成していて、その端部が矢印Ｒ方向に存在する共振器に結合する。
【０１２４】
したがって、前記マイクロストリップラインのオープン端に、突起が近付いたときには容量が増加し、凹所が近付いたときには容量が減少する。
【０１２５】
以上の各可変リアクタンス装置によって、共振器１２の共振周波数を変化させることができる。
【実施例４】
【０１２６】
本発明の第４の実施例について、図３１に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【０１２７】
図３１は、前記ＦＭ−ＣＷレーダに用いられる本発明の第４の実施例の発振器７１の電気的構成を示すブロック図である。この発振器７１は、前述の図１で示す発振器１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、前述の発振器１が、発振周波数を検知して補正することを特徴としているのに対して，この発振器７１は、発振周波数を検知して、異常を上位システムに知らせる異常検出装置としての機能を有することである。
【０１２８】
すなわち、前述のようにディテクタ５のピーク出力タイミングから発振周波数を知ることができ、そのピーク出力のタイミング、したがって発振周波数が予め設定した周波数範囲から逸脱した場合に，異常検知回路７２が作動し，異常信号を出力することである。
【０１２９】
同様に、複数の周波数の変化（設定周波数からの逸脱）を検知することで、リニアリティ異常の検出が可能になる。また、発振周波数範囲の上下限の周波数の変化（設定周波数からの逸脱）を検出することで、前記変調幅ΔＦの異常の検出が可能になる。これらの異常検出は、実施例１〜３記械の発振周波数補正のための可変共振器の共振周波数変化のシーケンスのうちのいずれかのシーケンスを用いることによって、実現可能である。
【実施例５】
【０１３０】
本発明の第５の実施例について、図３２および図３３に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【０１３１】
図３２は、本発明の第５の実施例のレーダモジュール（レーダ装置）８１の構造を示す斜視図である。このレーダモジュール８１は、回転式の１次放射器８２によって方位角スキャンを行うレーダモジュールであり、該１次放射器８２は、前記回転子１１として機能し、その底面は、前述のように共振キャビティの寸法を変化させるよう機械加工されている。一方、ＦＭ−ＣＷ動作をさせるために、図示しないＶＣＯは高速に三角変調を行っている。
【０１３２】
図３３は、上述のように構成されるレーダモジュール８１の電気的構成を示すブロック図である。このレーダモジュール８１では、前記発振器１を用いた構成となっており、可変共振器７により共振周波数を変化するようになっている。また、この発振器１では、可変共振器７から出力される信号がディテクタ５で検出し、この検出結果に応じて補正回路６から出力される制御信号により所望の周波数に設定するように可変共振器７を補正する。これにより、ＶＣＯ２では、所望の周波数のＲＦ信号が出力されるように変調電圧が設定される。このようにして、上述のように構成される閉ループが、ＰＬＬのように動作し、前記ＲＦ信号の周波数を所望とする周波数に正確に設定することができる。
【０１３３】
そして、ＲＦ信号は、方向性結合器３で分岐され、サーキュレータ８３とミキサ８４とに入力される。前記サーキュレータ８３に入力された変調信号は、カプラ８５およびロータリージョイントを介して、アンテナ８６から放射される。また、このアンテナ８６で受信された信号は前記サーキュレータ８３を通って前記ミキサ８４へ伝搬する。ミキサ８４では、方向性結合器３で分岐されてきた送信（変調）信号と、サーキュレータ８３からの受信信号とが混合され、ビート信号が作成され、出力される。また、上記カプラ８５で分岐された信号は、可変共振器７に入力されるようになっている。
【０１３４】
上記レーダモジュール８１では、１次放射器（回転子）８２の角度によって、共振キャビティの寸法が変化し，共振周波数が変化する。そして、図７ではなく、図８のような方法（のこぎり波ではなく三角変調波）を利用することによって、ＶＣＯ２の発振周波数の変化を知ることができ、その情報を基に、発振周波数の補正をかけることができる。補正回路は、図３２に示すディテクタ基板９５のディテクタ出力端子に接続され、また、１次放射器（回転部）８２の回転を制御するか、あるいは回転角を知る手段を有し、ディテクタの出力タイミングとＶＣＯの変調のタイミングとからＶＣＯの発振周波数を割出し、所望の周波数からずれていればそれを補正する機能を有するものである。
【０１３５】
レーダが３６０°スキャンを行わない場合、レーダ動作を行わない休止期問があるので、その間を利用してＶＣＯの補正のためのデータ取得を行うこともできる。この場合には、ＶＣＯの周波数変調は三角変調波にこだわらないので、前記図７の方法や図９に示すのこぎり波を利用する方法など、任意の変調をかけてデータ取得を行い，その情報をストアして利用することで変調補正を行うことができる。実施例３で説明したように、回転子によって可変リアクタンス装置のリアクタンス値を変化させて共振器の共振周波数を変化させる方法であってもよい。
【０１３６】
こうして、前記回転子１１を、レーダ波の走査を行う１次放射器８２と兼用することで、走査型のレーダ装置の構成を簡略化することができる。また、可変共振器７では、共振器と結合する可変リアクタンス装置５１，５７，６１，９１を用いて共振器の共振周波数を変化させてもよい。上記の構成では、前記回転子５２，６２，９２を、レーダ波の走査を行う１次放射器８２と兼用することで、走査型のレーダ装置の構成を簡略化することができる。
【０１３７】
また、上記構成において、ディテクタ基板９５のディテクタ出力端子に接続される補正回路の代わりに、前記図３１に示す異常検知回路７２を接続することによって、発振周波数異常、リニアリティ異常、変調幅異常を検知し、上位システムに異常を知らせる信号出力を出すレーダモジュールを実現することができる。
【０１３８】
また、本発明の組合わせによって、補正回路と異常検知回路との両方の機能を持たせたＲＦ装置やレーダモジュールが実現できることは、言うまでもない。
【実施例６】
【０１３９】
本発明の第６の実施例について、図３４ないし図３６に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【０１４０】
図３４は、本発明の第６の実施例のレーダ装置１０１の全体構成を示す斜視図である。このレーダ装置１０１は、大略的に、ＲＦ（高周波）回路基板１１２上に、周波数検知回路１１３が実装されるとともに、レーダ波のアンテナ１０２が搭載されて構成されている。そして、前記周波数検知回路１１３内の可変リアクタンス装置の回転子が、前記アンテナ１０２と兼用されている。前記アンテナ１０２の側面には、レーダ波を放射する開口１０６ａが設けられており、またこのアンテナ１０２はモータ１１５によって回転駆動され、放射する前記レーダ波を走査する。
【０１４１】
図３５はアンテナ１０２の底面側から見た斜視図である。このアンテナ１０２は可変リアクタンス装置の回転子を兼ねていて、図１１に示したもの同様に、その下面の外周部に、高さが段階的に増加してゆく凸条１３５が形成されている。この例では、０°〜６０°、６０°〜１２０°、１２０°〜１８０°の３段階で高さが増加するようにしている。このアンテナ１０２と、図２１に示した基板５６と同様の基板とによって可変リアクタンス装置を構成している。
【０１４２】
図３６は、上述のように構成されるレーダ装置１０１の電気的構成を示すブロック図である。このレーダ装置１０１では、共振器１０８の共振周波数を前記可変リアクタンス装置１０７によって変化し、その共振信号をディテクタ５によって取出し、補正回路６へ入力する。
【０１４３】
ＲＦ回路基板１１２では、共振器１０８がカプラ１０５を介してＶＣＯ２の発振信号の伝搬路と結合する。ＶＣＯ２の発振信号はカプラ３で分岐され、サーキュレータ１０３とミキサ１０４とに入力される。前記サーキュレータ１０３に入力された変調信号は、前記アンテナ１０２に内蔵された１次放射器１０６から放射され、このアンテナ１０６で受信された信号は前記サーキュレータ１０３を通って前記ミキサ１０４へ伝搬される。ミキサ１０４では、前記カプラ３で分岐されてきた送信（変調）信号と、サーキュレータ１０３からの受信信号とが混合され、ビート信号が作成され、出力される。
【０１４４】
図３５に示したように、アンテナ１０２の底面には、高さが段階的に増加していく凸条１３５を形成した角度範囲と凸条の無い平坦な角度範囲とがあって、アンテナの指向方向が自車前方の所定探知角度範囲外を向いているとき、凸条１３５が存在する角度範囲が可変リアクタンス装置の基板の線路と対向する。したがって、アンテナ１０２の回転に応じて、可変リアクタンス装置のリアクタンスは３段階に変化する。
【０１４５】
補正回路６は、図１２で示した場合と同様に、図１２（ａ）で示したように、ＶＣＯ２の発振周波数を三角変調波状に変化させつつ、図１２（ｂ）で示したように、アンテナ１０２を回転させ、これによってディテクタ５から図１２（ｃ）で示すような検出結果が得られ、発生するピークのタイミングを測定する。そして、ＶＣＯを正しく三角波で変調させるための補正情報を得て、それを補正回路６に設定する。
【０１４６】
一方、アンテナの指向方向が自車の前方を向いているとき（前方を探知している状態であるとき）、凸条１３５の無い角度範囲が可変リアクタンス装置の基板の線路と対向する。したがって、可変リアクタンス装置のリアクタンスは一定となって、自車前方の所定探知角度範囲では補正回路６によって補正された三角波で正しく三角波で変調された電波が送信される。
【０１４７】
こうして、前記可変リアクタンス装置１０７の回転子をアンテナ１０６と兼用することで、走査型のレーダ装置の構成を簡略化できる。
【図面の簡単な説明】
【０１４８】
【図１】ＦＭ−ＣＷレーダに用いられる本発明の第１の実施例の発振器１の電気的構成を示すブロック図である。
【図２】図１の発振器中で、透過型共振回路の共振周波数を変化させるための構造を示す斜視図である。
【図３】前記透過型共振回路および反射型共振回路の通過特性を示すグラフである。
【図４】回転子の一構成例を底面側から見た斜視図である。
【図５】前記回転子の他の構成例を底面側から見た斜視図である。
【図６】補正回路による発振周波数の測定動作を説明するためのグラフである。
【図７】補正回路による発振周波数の他の測定動作を説明するためのグラフである。
【図８】補正回路による発振周波数のさらに他の測定動作を説明するためのグラフである。
【図９】前記回転子のさらに他の構成例を底面側から見た斜視図である。
【図１０】補正回路による発振周波数のさらに他の測定動作を説明するためのグラフである。
【図１１】前記回転子の他の構成例を底面側から見た斜視図である。
【図１２】補正回路による発振周波数の他の測定動作を説明するためのグラフである。
【図１３】補正回路による発振周波数のさらに他の測定動作を説明するためのグラフである。
【図１４】補正回路による発振周波数の他の測定動作を説明するためのグラフである。
【図１５】前記ＦＭ−ＣＷレーダに用いられる本発明の第２の実施例の発振器における透過型共振回路の共振周波数を変化させるための構造を示す斜視図である。
【図１６】図１５の縦断面図である。
【図１７】本発明の第３の実施例の透過型共振回路の回路基板の具体的な一構成例を示す斜視図である。
【図１８】リアクション型共振回路の回路基板の具体的な一構成例を示す斜視図である。
【図１９】反射型共振回路の回路基板の具体的な一構成例を示す斜視図である。
【図２０】前記リアクション型共振回路の通過特性を示すグラフである。
【図２１】本発明の第３の実施例の発振器における可変リアクタンス装置の構造を示す斜視図である。
【図２２】図２１で示す可変リアクタンス装置における回転子の底面図である。
【図２３】図２２の一直径線での縦断面図である。
【図２４】基板上での前記回転子の凸条の軌跡を示す図である。
【図２５】前記回転子が導電体および誘電体である場合の等価回路図である。
【図２６】上記第３の実施例の変形例の可変リアクタンス装置の構造を示す斜視図である。
【図２７】上記第３の実施例の他の変形例の可変リアクタンス装置の構造を示す斜視図である。
【図２８】図２７で示す可変リアクタンス装置における回転子の一構成例の底面図である。
【図２９】図２７で示す可変リアクタンス装置における回転子の他の構成例を示す斜視図である。
【図３０】上記第３の実施例のさらに他の変形例の可変リアクタンス装置の構造を示す斜視図である
【図３１】前記ＦＭ−ＣＷレーダに用いられる本発明の第４の実施例の発振器の電気的構成を示すブロック図である。
【図３２】本発明の第５の実施例のレーダモジュールの構造を示す斜視図である。
【図３３】図３２で示すレーダモジュールの電気的構成を示すブロック図である。
【図３４】本発明の第６の実施例のレーダ装置の全体構成を示す斜視図である。
【図３５】図３４で示すレーダ装置のアンテナを、その底面側から見た斜視図である。
【図３６】図３４で示すレーダ装置の電気的構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１４９】
１，７１ 発振器
２ ＶＣＯ
３ 方向性結合器
４ 透過型共振回路
５ ディテクタ
６ 補正回路
７ 可変共振器
１１；１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ；５２；６２；９２ 回転子
１２ 共振器
１３ マイクロストリップライン
１３ａ，１３ｂ 端子
１４ リアクション型共振回路
２４ 反射型共振回路
３１，５３ 円板部
３２，３３，３４，３５ 凸条
４１ 圧電アクチュエータ
５１，６１ 可変リアクタンス装置
９３ 外壁
５６，９６ 基板
７２ 異常検知回路
８１，１０１ レーダモジュール（レーダ装置）
８２，１０６ １次放射器
８３ サーキュレータ
９５ ディテクタ基板
１０２ アンテナ
１１５ モータ
【０００１】
本発明は、車両に搭載されて、車間距離や相対速度の測定に用いられる、いわゆるＦＭ−ＣＷレーダ装置等に好適に用いられる発振器およびそのレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
前記ＦＭ−ＣＷレーダは、たとえば７６ＧＨｚのミリ波を用い、前記車間距離や相対速度を、比較的天候や昼夜の影響を受け難く、かつ精度良く測定することができるので、一部の車両に搭載が始まっている。その測定原理は、広く知られており、前記７６ＧＨｚの三角変調波を送信し、受信波の時間の遅れ（対象物からの反射波が戻ってくるまで時間）から距離を測定することができ、ドップラー効果による送信波と受信波との周波数のズレ（ドップラーシフト量）から相対速度を測定することができる。
【０００３】
具体的には、送信波に対して受信波は時間の遅れ（Δｔ）と周波数のズレとを起こし、時間の遅れ（Δｔ）は対象物までの距離を表し、周波数のズレは対象物との相対速度を表す。そして対象物まで距離Ｒは
２Ｒ＝Δｔ×Ｃ（Ｃは光速）、すなわちＲ＝Δｔ×Ｃ／２ …（Ａ）
によって求めることができる。
【０００４】
ここで、相対速度が０としてビート周波数をｆｒとすると、Δｔが大きいほどｆｒが大きくなり、具体的には
Δｔ＝ｆｒ／（２×ΔＦ×ｆｍ）
（ΔＦは送信波の変調幅、ｆｍは繰り返し周波数）
の関係を満たすことが知られている。
【０００５】
これを（Ａ）に代入して、
Ｒ＝Ｃ×ｆｒ／（４×ΔＦ×ｆｍ）
となり、ビート周波数ｆｒを基にして、距離Ｒを求めることができる。
【０００６】
上述の説明は、ドップラーシフト量が０（相対速度が０の場合）として説明したものであるが、相対速度が０でない場合であっても、
ｆｒ＝（ｆｂ1＋ｆｂ2）／２
（ｆｂ1は三角変調波の上り区間のビート周波数、ｆｂ2は三角変調波の下りビート周波数）として上記式を適用することができる。
【０００７】
また、相対速度Ｖは、送信波のキャリア周波数をｆｏとすると、
ｆｄ＝（ｆｂ１−ｆｂ２）／２
として、
Ｖ＝Ｃ・ｆｄ／（２・ｆｏ）
から、求めることができる。
【０００８】
したがって、このようなＦＭ−ＣＷレーダには、変調幅１００ＭＨｚ程度の線形性の優れた三角変調波を作成し、変調を行う必要がある。
【０００９】
ＦＭ−ＣＷレーダ用に、線形性の優れた三角変調波を得るためには、以下に示す３つの方法が考えられる。
１．周波数変調感度が一定のＶＣＯを使用する方法。
２．特許文献１で示されるように、周波数変調感度が一定になるよう、変調信号を逆方向に歪ませて、線形な変調波を得る方法。
３．特許文献２で示されるように、発振周波数をリアルタイムでモニタし、周波数がズレた場合には補正をかける、クローズドループを使用する方法。
【特許文献１】
特開平８−１８３４３号公報（公開日：平成８年１月１９日）
【特許文献２】
特開平６−１２０７３５号公報（公開日：平成６年４月２８日）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
前記１．の方法を実現するためには、変調特性の優れたＶＣＯが必要になるけれども、そのようなＶＣＯを実現するのは非常に困難である。
【００１１】
また、前記２．の方法は、低周波回路を使用して、比較的容易に良好な線形性を得ることができる。しかしながら、この方式はオープンループ補正であるので、ＶＣＯの特性変動が起きると、特性がズレてしまうという問題がある。また、補正回路もコスト高の要因になる。
【００１２】
さらにまた、前記３．の方法の代表としては、ＰＬＬ（フェイズロックループ）が挙げられる。ＰＬＬを使用すれば、線形性の優れた三角変調波が比較的容易に得られ、ＶＣＯ特性の経時変化があっても、補正が可能である。しかしながら、ＰＬＬには、基準発振器および分周器などが必要になり、構成が複雑で、コストがかかるという問題がある。さらに、ミリ波帯では、基準信号と比較するためにダウンコンバートする必要があり、このダウンコンバートするための回路が複雑で、より一層高価になってしまう。このＰＬＬに類似のＦＬＬ（Frequency Locked Loop）という方法もあるが、やはり基準発振器が必要で、コストがかかることが問題である。
【００１３】
したがって、上記の方法の何れも、技術的あるいはコスト的に問題がある。
【００１４】
本発明の目的は、高周波の信号を低コストで補正することができる発振器およびレーダ装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の発振器は、変調電圧により発振周波数が制御される電圧制御発振器の発振信号を、伝送路を介して出力するようにした発振器において、
前記伝送路と結合して、前記発振信号の少なくとも一部が入力され、制御信号に応答して、共振周波数が変化する可変共振器と、
前記可変共振器を通過した信号を検出するディテクタと、
前記ディテクタで得られた検出結果から、前記電圧制御発振器に与えられる前記変調電圧での前記電圧制御発振器の実際の発振周波数を測定し、前記電圧制御発振器へ与える前記変調電圧を決定するための、前記電圧制御発振器の発振周波数と前記変調電圧との関係を示すテーブルをメモリに記憶する手段と、
前記テーブルに基づいて、前記変調周波数がリニアに変化する三角変調波の波形となるように、前記電圧制御発振器へ与える変調電圧を補正する補正手段とを含むことを特徴とする。
【００１６】
上記の構成によれば、高周波信号に好適で、ＦＭ−ＣＷレーダ装置などに用いられ、電圧制御発振器（ＶＣＯ）で作成された発振信号を伝送路を介して出力するようにした発振器において、前記発振信号の周波数をずれなく、所望とする周波数に一致させることができる。前記ディテクタでは、前記可変共振器が、たとえば透過型や反射型の場合はピーク値が出力された周波数を、リアクション型の場合はディップ値が出力された周波数を、前記電圧制御発振器の実際の発振周波数として認識する。そして、補正回路では、前記実際の発振周波数と、それを認識した際に出力していた変調電圧が目的とした発振周波数とのずれに対応して、前記電圧制御発振器に与える実際の変調電圧を制御する。
【００１７】
したがって、ＰＬＬのような高価な回路を用いずに、発振周波数を所望の周波数に補正することができる。
【００１８】
また、本発明の発振器では、前記可変共振器は、誘電体共振器と、前記誘電体共振器に近接配置され、周方向に形状が変化している回転子とを有し、前記回転子の回転によって前記誘電体共振器と前記回転子との間の寸法が変化し、前記可変共振器の共振周波数が変化することを特徴とする。
【００１９】
上記の構成によれば、前記のような機械的に共振周波数を変化させることができる可変共振器を、具体的に実現することができる。
【００２１】
上記の構成によれば、前記のような機械的に共振周波数を変化させることができる可変共振器を、具体的に実現することができる。
【００２２】
また、本発明の発振器では、前記回転子は、円板状を成し、下面の外周部に、高さが単調に増加する凸条が形成されていて、回転によって前記誘電体共振器に対する前記凸条の位置が変化するように配置されたことを特徴とする。
【００２３】
上記の構成によれば、回転子を回転させると、共振器と回転子との間隔は単調に縮まってゆき、１回転すると最大間隔に復帰する。
【００２４】
したがって、前記回転子を連続して回転させると、前記発振信号をのこぎり波状に掃引させることができる。
【００２５】
さらにまた、本発明の発振器では、前記回転子は、円板状を成し、下面に、周方向の変化に対して、半径方向の位置が外周部から内周部方向へ変化する、均等な高さの凸条が形成されていて、回転によって前記誘電体共振器に対する前記凸条の位置が変化するように配置されたことを特徴とする。
【００２６】
上記の構成によれば、回転子を回転させると、共振器と回転子との間隔は単調に縮まってゆき、または広まってゆき、１回転すると最大間隔または最小間隔に復帰する。
【００２７】
したがって、前記回転子を連続して回転させると、前記発振信号をのこぎり波状に掃引させることができる。
【００２８】
また、本発明の発振器では、前記回転子は、円板状を成し、下面の外周部に、半周に亘って、高さが単調に増加してゆき、残余の半周に亘って、高さが単調に減少してゆく凸条が形成されていることを特徴とする。
【００２９】
上記の構成によれば、回転子を回転させると共振器と回転子との間隔は単調に縮まってゆき、半回転すると最小間隔になる。その後は回転に伴って前記間隔は単調に広まってゆき、１回転すると最大間隔になる。
【００３０】
したがって、前記回転子を連続して回転させると、前記発振信号を三角変調波状に掃引させることができる。
【００３１】
さらにまた、本発明の発振器では、前記可変共振器は、誘電体共振器と、前記誘電体共振器に対向して配置される圧電アクチュエータとを有し、前記圧電アクチュエータが伸縮することによって前記誘電体共振器と前記圧電アクチュエータとの間の寸法が変化して、前記可変共振器の共振周波数が変化することを特徴とする。
【００３２】
上記の構成によれば、前記のような機械的に共振周波数を変化させることができる可変共振器を、具体的に実現することができる。
【００３３】
また、本発明の発振器は、電圧制御発振器の発振信号を、伝送路を介して出力するようにした発振器において、
前記伝送路と結合して、前記発振信号の少なくとも一部が入力され、制御信号に応答して、共振周波数が変化する可変共振器と、
前記可変共振器を通過した信号を検出するディテクタと、
前記可変共振器に前記制御信号を与え、前記ディテクタが検出する前記可変共振器を通過した信号をもとに前記電圧制御発振器の発振周波数を検出し、発振周波数および発振周波数の変調幅のうち少なくとも一方の異常を検知する異常検知回路を備えることを特徴とする。
【００３４】
上記の構成によれば、発振周波数異常、リニアリティ異常、変調幅異常を検知し、上位システムに異常を知らせることができる。
【００３５】
また、本発明の発振器においては、前記可変共振器は、共振器と可変リアクタンス装置とからなり、
前記可変リアクタンス装置は、前記共振器と電磁気的に結合している伝送線路と、前記伝送線路に近接して配置され、周方向に形状が変化して成る回転子とを含み、
前記回転子の回転によって、前記共振器から前記伝送線路側を見たリアクタンスが変化して、前記可変共振器の共振周波数が変化することを特徴とする。
【００３６】
上記の構成によれば、可変リアクタンス装置において、導電体や誘電体から成る回転子を、コプレーナ線路、マイクロストリップ線路またはスロットなどから成る伝送線路に近接して配置すると、前記回転子が導電体である場合には該導電体と前記伝送線路との間に容量が形成され、前記回転子が誘電体である場合には該誘電体側に容量が形成される。そして、この回転子を周方向に形状が変化するように形成しておくことで、回転子を回転させると前記リアクタンスが変化する。たとえば、前記周方向に連続する凹凸を形成しておくことで、前記リアクタンスは周期的に変化する。この可変リアクタンス装置により、可変共振器の共振周波数を変化させることができる。つまり、この可変リアクタンス装置では、ミリ波帯などの高周波信号を扱う場合には、電気的方法によってリアクタンスを変化させることが難しいのに対して、機械的な方法によってリアクタンス変化を実現させ、優れた線形性や周波数特性を、低コストに得ることができる。これにより、低コストな発振器を提供することができる。
【００３７】
また、本発明の発振器においては、前記回転子は、少なくとも前記伝送線路に対向する部分に、前記伝送線路との間で容量が形成される導電体が形成されていて、前記回転子の回転による前記容量の変化によって前記可変リアクタンス装置のリアクタンスが変化して前記可変共振器の共振周波数が変化することを特徴とする。
【００３８】
上記の構成によれば、可変リアクタンス装置において、金属または絶縁体をメタライズして成る回転子を用い、その回転子の周方向の形状の変化で、該回転子を回転させることで、前記伝送線路と該回転子との間に形成されるリアクタンスが変化する。これによって、可変リアクタンスを具体的に実現することができる。この可変リアクタンス装置により上記発振器を実現することができる。
【００３９】
また、本発明の発振器においては、前記伝送線路のうち、前記可変リアクタンス装置の前記回転子が近接する前記回転子側の伝送線路はコプレーナ線路であり、
前記回転子は、円板状を成す導電体または誘電体であり、下面に、大略的にリング状で、かつ半径方向に蛇行した凸条が形成されていて、前記回転体の回転による前記凸条と、前記伝送線路が形成された基板の信号伝搬方向の両端部との距離が変化するように配置されたことを特徴とする。
【００４０】
上記の構成によれば、凸条は、前記円板部の下面から突出した均等な高さの壁状に形成される。そして、前記凸条は、概略的には円形で、三角変調波状などに周期的に蛇行して形成される。さらに、複数の凸条が相互に平行に形成されていてもよい。したがって、前記回転子が回転すると、前記伝送線路上における前記容量の位置が変化し、その容量の位置の変化によってリアクタンスを変化させることができる。これによって、可変リアクタンスを具体的に実現することができる。この可変リアクタンス装置により上記発振器を実現することができる。
【００４１】
また、本発明の発振器においては、前記伝送線路のうち、前記可変リアクタンス装置の前記回転子が近接する前記回転子側の伝送線路はコプレーナ線路であり、
前記回転子は、円板状を成し、下面に外壁が延設されていて、その外壁の厚みが、周方向に周期的に変化していて、前記回転体の回転によって前記外壁と前記伝送線路との対向面積が変化して前記容量が変化するように配置されたことを特徴とする。
【００４２】
上記の構成によれば、回転子は、円板部の下面から外壁が延設されて形成される。そして、その外壁の厚みが、周方向に、三角変調波状などに周期的に変化して形成される。したがって、前記回転子が回転すると、前記伝送線路上における電極面積を変化させ、前記容量自体が変化し、その容量の変化によってリアクタンスを変化させることができる。これによって、可変リアクタンスを具体的に実現することができる。この可変リアクタンス装置により上記発振器を実現することができる。
【００４３】
また、本発明の発振器においては、前記伝送線路のうち、前記可変リアクタンス装置の前記回転子が近接する前記回転子側の伝送線路はコプレーナ線路であり、
前記回転子は、円板状を成し、下面に外壁が延設されていて、その外壁の高さが、周方向に周期的に変化していて、前記回転体の回転によって前記外壁と前記伝送線路との距離が変化して前記容量が変化するように配置されたことを特徴とする。
【００４４】
上記の構成によれば、回転子は、円板部の下面から外壁が延設されて形成される。そして、その外壁の高さが、周方向に、三角変調波状などに周期的に変化して形成される。したがって、前記回転子が回転すると、前記伝送線路との距離を変化させ、前記容量自体が変化し、その容量の変化によってリアクタンスを変化させることができる。これによって、可変リアクタンスを具体的に実現することができる。この可変リアクタンス装置により上記発振器を実現することができる。
【００４５】
また、本発明の発振器においては、前記伝送線路のうち、前記可変リアクタンス装置の前記回転子が近接する前記回転子側の伝送線路はマイクロストリップ線路であり、
前記回転子は、円板状を成し、外周面に周方向に凹凸部が繰返し形成されていて、
前記容量は、前記マイクロストリップ線路の開放端と前記回転子の外周面の前記凹凸部との間に生じる容量であり、
前記回転体の回転によって前記凹凸部と前記伝送線路との距離が変化して前記容量が変化するように前記回転子が配置されたことを特徴とする。
【００４６】
上記の構成によれば、回転子は、外周面に周方向に凹凸が繰返し形成されて成る。そして、その凹凸が、三角変調波状などに周期的に変化して形成される。一方、前記伝送線路はマイクロストリップ線路から成り、前記容量は、前記マイクロストリップ線路の開放端と前記回転子の外周面との間に生じる。したがって、前記回転子が回転すると、前記開放端と回転子との距離を変化させ、前記容量自体が変化し、その容量の変化によってリアクタンスを変化させることができる。これによって、可変リアクタンスを具体的に実現することができる。この可変リアクタンス装置により上記発振器を実現することができる。
【００４７】
また、本発明の発振器においては、前記容量は、前記コプレーナ線路の線路導体と前記回転子との間、およびコプレーナ線路の接地導体と前記回転子との間に生じることを特徴とする。
【００４９】
上記の構成によれば、前記伝送線路をコプレーナ線路で形成すると、前記のように回転子の円板部の下面に形成された凸条が該コプレーナ線路に臨み、前記容量は、前記コプレーナ線路の線路導体と前記回転子との間、およびコプレーナ線路の接地導体と前記回転子との間に形成される。そして、前述のように回転子が回転することで、それらの容量の位置が変化し、リアクタンスを変化させることができる。これによって、可変リアクタンスを具体的に実現することができる。この可変リアクタンス装置により上記発振器を実現することができる。
【００５０】
また、本発明の発振器において、前記回転子は、前記伝送線路を挟むように一対で設けられ、相互に連動して回転駆動されることを特徴とする。
【００５１】
上記の構成によれば、回転子が軸線方向に変位しても、２つの回転子と伝送線路との隙間の合計値は常にほぼ一定になる。したがって、軸ぶれが生じても、前記伝送線路と回転子との間に形成される容量の変化を小さくすることができる。これによって、可変リアクタンスを具体的に実現することができる。この可変リアクタンス装置により上記発振器を実現することができる。
【００５２】
また、本発明の発振器においては、前記伝送線路のうち、前記可変リアクタンス装置の前記回転子が近接する前記回転子側伝送線路はコプレーナ線路であり、
前記回転子は誘電体から成り、前記回転子の回転によって、該回転子と前記回転子側伝送線路との距離が変化するように配置されたことを特徴とする。
【００５３】
上記の構成によれば、凸条は、前記円板部の下面から突出した均等な高さの壁状に形成される。そして、前記凸条は、概略的には円形で、三角変調波状などに周期的に蛇行して形成される。さらに、複数の凸条が相互に平行に形成されていてもよい。したがって、前記回転子が回転すると、前記伝送線路上における前記容量の位置が変化し、その容量の位置の変化によってリアクタンスを変化させることができる。これによって、可変リアクタンスを具体的に実現することができる。この可変リアクタンス装置により上記発振器を実現することができる。
【００５６】
さらにまた、本発明のレーダ装置は、前記の発振器を備えることを特徴とする。
【００５７】
上記の構成によれば、機械的な方法によってリアクタンス変化を実現させ、三角変調波などへの変調を、優れた線形性や周波数特性を確保しつつ、低コストに得ることができるレーダ装置を実現することができる。
【００５８】
また、本発明のレーダ装置は、前記の発振器を備え、前記回転子には１次放射器が備えられ、該回転子の回転によって、前記可変共振器の共振周波数を変化させるとともに、前記１次放射器から放射されるレーダ波の放射方向を走査することを特徴とする。
【００５９】
上記の構成によれば、１次放射器が放射レーダ波の走査を行うにあたって、前述のような可変共振器の共振周波数変化を実現するための前記回転子と一体で構成する。
【００６０】
したがって、走査型のレーダ装置の構成を簡略化することができる。
【発明の効果】
【００６１】
本発明の発振器は、以上のように、電圧制御発振器の発振信号を、伝送路を介して出力するようにした発振器において、前記伝送路と電磁界的に結合して、前記発振信号の少なくとも一部が入力され、制御信号に応答して、機械的に共振周波数を変化させることができる可変共振器と、前記可変共振器の共振出力を検出するディテクタと、前記可変共振器に前記制御信号を与え、その共振周波数を掃引させつつ、前記ディテクタからの出力を受信し、前記電圧制御発振器に与える変調電圧を制御して、前記発振信号の周波数を所望とする周波数に補正する補正回路とを含む構成である。
【００６２】
上記発振器は、高周波信号に好適で、ＦＭ−ＣＷレーダ装置などに用いられ、電圧制御発振器（ＶＣＯ）で作成された発振信号を伝送路を介して出力するようにした発振器において、前記発振信号の周波数をずれなく、所望とする周波数に一致させることができる。前記ディテクタでは、前記可変共振器が、たとえば透過型や反射型の場合はピーク値が出力された周波数を、リアクション型の場合はディップ値が出力された周波数を、前記電圧制御発振器の実際の発振周波数として認識する。そして、補正回路では、前記実際の発振周波数と、それを認識した際に出力していた変調電圧が目的とした発振周波数とのずれに対応して、前記電圧制御発振器に与える実際の変調電圧を制御する。
【００６３】
したがって、ＰＬＬのような高価な回路を用いずに、発振周波数を所望の周波数に補正することができる。
【００６４】
また、本発明の発振器は、以上のように、前記可変共振器を、共振器と、該共振器に近接して配置され、周方向に形状が変化して形成される回転子とを備えて構成し、前記回転子が回転することによって該共振器と前記回転子との距離が変化し、該共振器の共振周波数が変化する。
【００６５】
それゆえ、前記のような機械的に共振周波数を変化させることができる可変共振器を、具体的に実現することができる。
【００６６】
さらにまた、本発明の発振器は、以上のように、前記可変共振器を、空胴共振器とし、それを構成するキャビティの一部は周方向に形状が変化した回転子であり、該回転子が回転することによって前記キャビティの内寸法が変化し、前記空胴共振器の共振周波数が変化する。
【００６７】
それゆえ、機械的に共振周波数を変化させることができる可変共振器を、具体的に実現することができる。
【００６８】
また、本発明の発振器は、以上のように、前記回転子が、円板部の下面において、外周部に高さが単調に増加してゆく凸条を形成して成り、該回転子を回転させると、共振器と該回転子との間隔は単調に縮まってゆき、１回転すると最大間隔に復帰する。
【００６９】
それゆえ、該回転子を連続して回転させると、前記可変共振器の発振周波数をのこぎり波状に掃引させることができる。
【００７０】
さらにまた、本発明の発振器は、前記回転子が、円板部の下面において、周方向の変化に対して、半径方向の位置が外周部から内周部になるように変化する均等な高さの凸条が形成されて成り、該回転子を回転させると、共振器と該回転子との間隔は単調に縮まってゆき、または広まってゆき、１回転すると最大間隔または最小間隔に復帰する。
【００７１】
それゆえ、前記回転子を連続して回転させると、前記可変共振器の発振周波数をのこぎり波状に掃引させることができる。
【００７２】
また、本発明の発振器は、以上のように、前記回転子が、円板部の下面において、外周部に、半周（０°〜１８０°）に亘って、高さが単調に増加してゆき、残余の半周（１８０°〜３６０°）に亘って、高さが単調に減少してゆく凸条が形成されて成り、該回転子を回転させると、共振器と該回転子との間隔は単調に縮まってゆき、半回転すると最小間隔になり、その後は回転に伴って前記間隔は単調に広まってゆき、１回転すると最大間隔になる。
【００７３】
それゆえ、前記回転子を連続して回転させると、前記可変共振器の発振周波数を三角変調波状に掃引させることができる。
【００７４】
さらにまた、本発明の発振器は、以上のように、前記可変共振器を、キャビティ内に載置された共振器と、該共振器に対向して配置される圧電アクチュエータとを備えて構成し、前記圧電アクチュエータが伸縮することによって前記キャビティの内寸法を変化させて、該共振器の共振周波数を変化する。
【００７５】
それゆえ、前記のような機械的に共振周波数を変化させることができる可変共振器を、具体的に実現することができる。
【００７６】
また、本発明の発振器は、以上のように、前記補正回路に代えて、前記可変共振器に前記制御信号を与え、その共振周波数を掃引させつつ、前記ディテクタからの出力が入力され、前記電圧制御発振器の発振周波数を検出して、発振周波数および／または発振周波数の変調幅の異常を検知する異常検知回路を設ける。
【００７７】
それゆえ、発振周波数異常、リニアリティ異常、変調幅異常を検知し、上位システムに異常を知らせることができる。
【００７８】
さらにまた、本発明のレーダ装置は、以上のように、前記の発振器を備えることを特徴とする。
【００７９】
それゆえ、三角変調波などへの変調を、優れた線形性や周波数特性を確保しつつ、低コストに得ることができるレーダ装置を実現することができる。
【００８０】
また、本発明のレーダ装置は、以上のように、１次放射器が放射レーダ波の走査を行うにあたって、前述のような可変共振器の共振周波数変化を実現するための前記回転子と一体で構成する。
【００８１】
それゆえ、走査型のレーダ装置の構成を簡略化することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【実施例１】
【００８２】
本発明の第１の実施例について、図１ないし図１４に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００８３】
図１は、前記ＦＭ−ＣＷレーダに用いられる本発明の第１の実施例の発振器１の電気的構成を示すブロック図である。この発振器１は、大略的に、ＶＣＯ２で発振され、送信レーダ波となるＲＦ信号の一部を、方向性結合器３から透過型共振回路４を通してディテクタ５に導くようにし、そのディテクタ５での検出結果に応答して、補正回路６が前記ＶＣＯ２へ与える変調電圧を制御するものである。
【００８４】
詳しくは、前記透過型共振回路４はフィルタとして機能し、前記補正回路６は、前記透過型共振回路４の可変共振器７へ制御信号を与え、その共振周波数を、機械的に設定して掃引させる。一方、前記制御信号に対応した可変共振器７の共振周波数は、予め求められて前記補正回路６にストアされている。したがって、前記ディテクタ５での検出結果がピークとなったときの制御信号のタイミングから、補正回路６は、現在のＲＦ信号の周波数を正確に識別し、所望とする発振周波数と、実際の発振周波数との差を計算し、前記変調電圧を補正する。
【００８５】
このようにして、上述のように構成される閉ループが、ＰＬＬのように動作し、前記ＲＦ信号の周波数を所望とする周波数に正確に設定することができる。しかしながら、本発明では、前記ＦＭ−ＣＷレーダのようにミリ波帯の発振器であっても、ダウンコンバートのための分周回路や、基準発振器などは不要で、前記ＰＬＬとは構成が異なり、高周波の信号を低コストに変調することができる。
【００８６】
図２は、前記図１の発振器１中で、透過型共振回路４の共振周波数を変化させるための構造を示す斜視図である。前記発振器１は、図示しないモータによって回転駆動される回転子１１と、それに容量結合する共振器１２と、マイクロストリップライン１３と、前記ディテクタ５などを備えて構成される。この図２では、前述の補正回路６、ＶＣＯ２および方向性結合器３や負性抵抗回路は、省略している。前記回転子１１と共振器１２とは、前記可変共振器７を構成し、該可変共振器７に電磁界的に結合する前記マイクロストリップライン１３の端子１３ａ，１３ｂなどを加えて、前記透過型共振回路４が構成される。この透過型共振回路４は、共振フィルタとして機能し、その通過特性は、図３で示すように、共振周波数をピークとして、その近傍の成分だけを通過させる。
【００８７】
前記共振器１２は、たとえばＴＥ０１δ誘電体共振器であり、その場合、この共振器１２の上方に近接して、金属、または樹脂等の表面をメタライズして成り、あるいは誘電体から成る前記回転子１１が設けられる。この回転子１１の形状は、後に詳述するが、たとえば前記導電体の場合には円筒状体の両端が閉塞されて成り、前記誘電体の場合には中実の円柱状体から成り、周方向に形状が変化して形成される。その形状の変化が、たとえば前記円筒状体の端部を閉塞する端板に施されている場合には、底面に凹凸などが形成されることになる。また、この共振器１２としては、前記ＴＥ０１δ誘電体共振器以外に、ＴＥモード誘電体共振器、ＴＭモード誘電体共振器、同軸誘電体共振器、マイクロストリップ共振器および導波管空洞共振器等を用いることができる。なお、ＴＭモード共振器を用いる場合には、該共振器の側面を回転子１１の導体凹凸に近付けてもよい。前記ディテクタ５は、ショットキーバリアダイオードなどから成る。
【００８８】
したがって、前記回転子１１を回転させることによって、該回転子１１の底面高さｈなどが変化し、回転に伴って共振キャビティ寸法が変化し、共振周波数を変化することができる。そして、ミリ波帯などの高周波信号を扱う場合には、前述のように電気的方法によって共振周波数を変化させることが難しいのに対して、機械的な方法によって共振周波数の変化を実現させ、優れた線形性や周波数特性を、低コストに得ることができる。
【００８９】
次に、前記回転子１１の具体的形状と、共振によるピーク周波数の検知動作とを具体的に説明する。以下では、共振回路に、前記透過型共振回路４や反射型共振回路２４を用いるものとする。すなわち、上述のように共振周波数でピーク出力が得られるものとする。
【００９０】
図４は、前記回転子１１の一構成例である回転子１１ａを底面側から見た斜視図である。この回転子１１ａは、円板部３１の下面において、外周部に、３６０°の全周に亘って、高さが単調に増加してゆく凸条３２が形成されて成る。また、図５は、前記回転子１１の他の構成例である回転子１１ｂを底面側から見た斜視図である。この回転子１１ｂは、円板部３１の下面において、周方向の変化に対して、半径方向の位置が外周部から内周部になるように変化する均等な高さの凸条３３が形成されて成る。
【００９１】
そして、前記補正回路６は、これらの回転子１１ａ，１１ｂを用いて、図６（ａ）で示すように、前記ＶＣＯ２の発振周波数、したがってＶＣＯ２に与える変調電圧を一定とし、図６（ｂ）で示すように、回転子１１ａ，１１ｂを回転させ、これによって前記ディテクタ５から得られた図６（ｃ）で示すような検出結果から、前述のように既知である回転子１１ａ，１１ｂの回転角度、したがって回転子１１ａ，１１ｂに与えた制御電圧と共振周波数との関係から、その変調電圧でのＶＣＯ２の実際の発振周波数を測定する。
【００９２】
同様の処理を、ＶＣＯ２の発振周波数を少しずつ変化させる毎に行い、変調電圧と発振周波数との関係を示すテーブルを作成する。こうして、ＶＣＯ２の周波数変調の変調電圧依存性を知ることができ、その結果をメモリに記憶させておき、レーダ波の送信時には、所望とする三角変調波の波形が得られるように、すなわち変調周波数がリニアになるように変調電圧を補正し、ＶＣＯ２に与える。このようにして、前述のようにＲＦ信号の周波数を、所望とする周波数に正確に設定することができる。
【００９３】
また、同じ回転子１１ａ，１１ｂを用いて、前記図６（ａ）で示すように、ＶＣＯ２の発振周波数を一定にするのではなく、図７（ａ）で示すように、ＶＣＯ２に回転子１１ａ，１１ｂが回転するより高速の周期で変調をかければ、前記図６（ｂ）と同様に、図７（ｂ）で示すように、回転子１１ａ，１１ｂの回転速度が変わらなくても、図６（ｃ）で示すように、ディテクタ５からは、回転子１１ａ，１１ｂが１回転する間に、複数の変調電圧でのＶＣＯ２の発振周波数を知ることができる。したがって、正確な時問管理、回転角管理によって、短時間でＶＣＯ２の周波数変調の変調電圧依存性を知ることができる。この結果をメモリに記憶させておき、前述のように変調周波数がリニアになるように変調電圧を補正することができる。
【００９４】
図８は回転子１１ａ，１１ｂを回転させながら、ＶＣＯ２で三角変調波を発振したときの検出結果を示している。すなわち、前述したようにしてメモリに記憶したＶＣＯ２の周波数変調依存性をもとにしてＶＣＯ２に対して変調電圧を印加し、図８（ａ）に示すように三角変調を行う。このとき、回転子１１ａ，１１ｂを回転させて図８（ｂ）に示すように共振器の共振周波数を変化させると、図８（ｃ）に示した検出結果を得ることができる。この検出結果と、既知である回転子の回転角θと共振器の共振周波数の関係をもとにして、ＶＣＯ２の発振周波数が正しく三角変調されているかを知ることができる。
【００９５】
図９は前記回転子１１のさらに他の構成例である回転子１１ｃを底面側から見た斜視図である。この回転子１１ｃは、前記円板部３１の下面において、外周部に、半周に亘って高さが単調に増加してゆき、残余の半周に亘って高さが単調に減少してゆく凸条３２が形成されて成る。この場合、共振器の共振周波数は図１０（ｂ）に示すように変化し、ＶＣＯ２が図１０（ａ）のように三角変調されていれば、ディテクタ５から図１０（ｃ）に示すような検出信号を得ることができ、ＶＣＯ２が正しく三角変調されているかを知ることができる。
【００９６】
また、図１１は、前記回転子１１の他の構成例である回転子１１ｄを底面側から見た斜視図である。この回転子１１ｄは、前記円板部３１の下面において、外周部に、段階的に高さが単調に増加してゆく凸条３５が形成されて成る（図１１の場合は、３段階、したがって０°〜１２０°、１２０°〜２４０°、２４０°〜３６０°）。したがって、前記回転子１１ｃは、共振周波数をスロープ状に変化していたのに対して、この回転子１１ｄでは、ステップ状に変化させることになる。この場合も、前記補正回路６は、前記図８（ａ）と同様に、図１２（ａ）で示すように、前記ＶＣＯ２の発振周波数を三角変調波状に変化しつつ、図１２（ｂ）で示すように、前記回転子１１ｄを回転させ、これによって前記ディテクタ５から図１２（ｃ）で示すような検出結果が得られ、発生するピークのタイミングを測定する。
【００９７】
したがって、このような回転子１１ｄを用いても、前記ＦＭ−ＣＷレーダにおける三角変調波を送信しながら、その三角変調波から、ＶＣＯ２が正しい変調動作を行っているかどうかを知ることができる。
【００９８】
さらにまた、前記回転子１１ｄのステップ変化を、複数周期形成することで、前記図１２（ａ）と同様の図１３（ａ）で示すＶＣＯ２の発振周波数変化に対して、図１３（ｂ）で示すように、回転子の１回転当り、同じステップで複数のデータを得ることができ、前記ディテクタ５からは、図１３（ｃ）で示すような検出結果が得られる。
【００９９】
したがって、このような回転子を用いると、前記ＦＭ−ＣＷレーダにおける三角変調波を送信しながら、その三角変調波から、同じ時間でより多くのデータを得ることができる。
【０１００】
また、前記回転子１１ｄのステップ変化を、図１４で示すようにＶＣＯ２の発振周波数の両端値付近とすることで、変調幅ΔＦの補正も正しく行うことができる。図１４（ａ）〜図１４（ｃ）は、図１３（ａ）〜図１３（ｃ）や図１２（ａ）〜図１２（ｃ）などにそれぞれ対応している。
【実施例２】
【０１０１】
本発明の第２の実施例について、図１５および図１６に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【０１０２】
図１５は前記ＦＭ−ＣＷレーダに用いられる本発明の第２の実施例の発振器における透過型共振回路の共振周波数を変化させるための構造を示す斜視図であり、図１６はその縦断面図である。この図１５の構成は、前述の図２の構成に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、共振キャビティ寸法を変化するにあたって、前記発振器１がモータによって回転駆動される回転子１１を用い、その形状を周方向で変化させることで対応しているのに対して、この発振器では、前記共振器１２に臨んで、圧電アクチュエータ４１を用いていることである。すなわち、前記補正回路６からの制御信号は、この圧電アクチュエータ４１に与えられ、該圧電アクチュエータ４１の底面の前記共振器１２の上面からの高さｈが変化し、共振周波数を変化することである。
【０１０３】
このようにしてもまた、ミリ波帯などの高周波信号を扱う場合には、前述のように電気的方法によって共振周波数を変化させることが難しいのに対して、機械的な方法によって共振周波数の変化を実現させて発振周波数を検出し、優れた線形性や周波数特性を、低コストに得ることができる。
【実施例３】
【０１０４】
本発明の第３の実施例について、図１７ないし図３０に基づいて説明すれば、以下のとおりである。第３の実施例の特徴とするところは、第１および第２の実施例においては、可変共振器７にて機械的手段で直接的に共振器の共振周波数を変化させていることに対し、本実施例では、共振器と結合する可変リアクタンス装置を用いて共振器の共振周波数を変化させていることである。
【０１０５】
本実施例は、透過型共振回路によってＶＣＯの発振周波数を検知する例である。図１７は、第１の実施例で示した透過型共振回路４の構成を透過型共振回路４’に代えた構成であり、その回路基板の具体的な一構成例を示す斜視図である。図１のブロック図に対応する構成は、同一の参照符を付して示す。また、対応する端子は、参照符Ｂ，Ｃを付して示している。また、図示しない可変リアクタンス装置に接続される端子に参照符Ａを付している。この透過型共振回路４’は、ＴＥ０１δモードの共振器１２、端子１３ａ・１３ｂを含むマイクロストリップライン１３を基板上に備えている。
【０１０６】
上記透過型共振回路４’では、端子Ｂから入力された送信レーダ波等となるＲＦ信号の一部が、共振器１２を介して、ディテクタ５に導くようになっている。また、上記共振器１２は、端子Ａに接続された可変リアクタンス装置のリアクタンス変化によって共振周波数が変化されている。そして、ディテクタ５から検出結果を出力するようになっている。つまり、この透過型共振回路４’は、共振フィルタとして機能するものである。そして、その通過特性は、上記透過型共振回路４と同様に、図３に示すように、共振周波数をピークとして、その近傍の成分だけを通過させる。
【０１０７】
このように、図１７に示す構成は、その基本的動作原理は第１の実施例と同様であるが、可変リアクタンス装置のリアクタンス値の変化によって共振器の共振周波数を変化させ、ＶＣＯの発振周波数を検出するものである。
【０１０８】
一方、本発明に使用可能な共振回路は、上述の透過型共振回路４’に限らず、図１８で示すリアクション型共振回路１４や、図１９で示す反射型共振回路２４などであってもよい。図１８，図１９において、図１７に示した各部分に対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。
【０１０９】
前記リアクション型共振回路１４の通過特性は、図２０で示すように、共振していない時に出力が得られ、共振すると全ての信号成分が跳ね返り、前記共振周波数をディップとして、その近傍の成分だけを遮断する。また、前記反射型共振回路２４の通過特性は、共振すると全ての信号成分が跳ね返り、前記共振周波数をピークとして、その近傍の成分だけを通過させ、前記図３の透過型共振回路４と同様になる。
【０１１０】
図１７〜１９における可変リアクタンス装置（可変リアクタンス回路）の具体例について、図２１〜２５に基づいて説明する。
【０１１１】
図２１は、可変リアクタンス装置５１の構造を示す斜視図である。この可変リアクタンス装置５１は、図示しないモータによって回転駆動される回転子５２と、それに容量結合する基板５６とを備えて構成されている。基板１１には、回転子５２が近接するコプレーナ線路ＣＰＷを構成していて、このコプレーナ線路ＣＰＷの端部をマイクロストリップラインＭＳＬに線路変換している。このマイクロストリップラインＭＳＬの端部は矢印Ｒ方向に存在する共振器と結合する。
【０１１２】
図２２は前記回転子５２の底面図であり、図２３はその一直径線での縦断面図である。この回転子５２は、大略的に、円板部５３の下面に、２条の略同心円状の凸条５４，５５が形成されて構成される。前記凸条５４，５５は、前記円板部５３の下面から突出した均等な高さの壁状に形成される。そして、前記凸条５４，５５は、大略的にリング状で、かつ半径方向に三角変調波状に周期的に蛇行しており、相互に平行に形成される。前記蛇行によって、図２４で示すように、基板５６上での凸条５４，５５の位置（回転子５２の半径方向での軌跡）が変化し、この位置の変化によって、リアクタンスを変化させるようになっている。したがって、この蛇行の数と、回転速度とによって、三角変調波の変調周波数が決定されることになる。上述のように構成される回転子５２は、金属、または樹脂等の表面をメタライズして、もしくは誘電体から成る。
【０１１３】
前記基板５６は、回転子５２側がコプレーナ線路となっており、反対側がマイクロストリップ線路となっており、その反対側の端部が共振器へ接続されることになる。したがって、前記凸条５４，５５の位置が変化すると、それらと該基板５６の両端部との距離が変化し、前述のようにリアクタンスが変化する。
【０１１４】
図２４は、前記回転子５２と基板５６との対向部分の平面図である。前記のようなコプレーナ線路となっている基板５６上に、回転子５２が臨むと、前記回転子５２が導電体であると、図２５（ａ）で示すような等価回路となる。したがって、回転子５２の回転によって前記凸条５４，５５の位置が変化すると、図２５（ａ）の容量の位置が変化することになり、これによってリアクタンスを変化させ、共振周波数を変化させることができる。
【０１１５】
また、前記回転子５２が誘電体であると、図２５（ｂ）で示すような等価回路となり、同様に回転子５２の回転によって前記凸条５４，５５の位置が変化すると、図２５（ｂ）の容量の位置が変化することになり、これによってリアクタンスを変化させ、共振周波数を変化することができる。
【０１１６】
そして、前記凸条５４，５５の形状を、図２２で示すように三角変調波状に蛇行させることで、共振器の発振周波数は概ね前記三角変調波状に変化する。また、前記容量の位置の変化と共振周波数との関係がリニアでなくても、前記凸条５４，５５の形状で補正することができ、一定の回転速度以下で、正確に三角変調することは容易である。
【０１１７】
なお、この可変リアクタンス装置５１では、凸条５４，５５を２つ設けているのは位相変化の線形性を良くするためであり、勿論、１つでも位相は変化し、さらに３つ以上が設けられてもよい。また、前記図２２のように円周上で複数の蛇行を行うと、回転子５２の１回転当り、その蛇行の数だけ三角変調を繰返すことになるが、勿論、その蛇行の回数を１回〜数回に減らし、１回転当りの変調回数を減らすようにしてもよい。
【０１１８】
また、上記可変リアクタンス装置の変形例について図２６に基づいて説明する。図２６は、上記可変リアクタンス装置の変形例であり、可変リアクタンス装置５７の構造を示す斜視図である。この可変リアクタンス装置５７は、前述の可変リアクタンス装置５１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、この可変リアクタンス装置５７では、基板５６（伝送線路）を挟んで、前記回転子５２とともに、もう１つの回転子５８が設けられていることである。
【０１１９】
したがって、回転子５２，５８が軸線方向に変位しても、回転子５２，５８と基板５６との隙間の合計値は常に一定であり、たとえば一方の回転子５２が基板５６に近接し、容量が増加すると、他方の回転子５８は基板から離反し、容量が減少する。こうして、軸ぶれに対する容量変化を小さくすることができる。
【０１２０】
また、上記リアクタンス装置の他の変形例について図２７〜図２９に基づいて説明する。図２７は、上記可変リアクタンス装置の他の変形例であり、可変リアクタンス装置９１の構造を示す斜視図である。この可変リアクタンス装置９１は、前述の可変リアクタンス装置５１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。前述の可変リアクタンス装置５１が、回転子５２の回転に伴って、凸条５４，５５の半径方向の位置を変化させることで伝送線路のインピーダンスを変化させ、三角変調を行っているのに対して、注目すべきは、この可変リアクタンス装置９１では、回転子９２の回転に伴って、容量を変化させることで三角変調を行うことである。
【０１２１】
具体的には、図２８の回転子９２ａで示すように、電極面積を変化させる。この場合、回転子９２ａは、円板部５３の下面から外壁９３が延設されて形成されており、その外壁９３の厚みが、周方向に、周期的に変化している。この回転子９２ａも、金属、または樹脂等の表面をメタライズして成る。一方、基板９６の回転子９２ａ側にはコプレーナラインが、共振器側にはマイクロストリップラインが形成されている。
【０１２２】
また、図２９の回転子９２ｂで示すように、電極と基板９６との距離を変化させる。この場合、回転子９２ｂは、円板部５３の下面から外壁９４が延設されて形成されており、その外壁９４が、三角変調波状に形成される。この回転子９２ｂも、金属、または樹脂等の表面をメタライズして成る。また、この回転子９２ｂの場合、誘電体で形成されてもよい。その場合、前述の図２５（ｂ）で示すように、回転子９２ｂと伝送線路との間では容量は発生せず、伝送線路のホット−グランド間の容量を変化させることになる。すなわち、誘電体はεが大きいので、回転子９２ｂが基板９６に近接した時にホット−グランド間の容量が大きくなり、遠ざかった時に小さくなる。
【０１２３】
また、上記可変リアクタンス装置のさらに他の変形例について図３０に基づいて説明する。図３０は、上記可変リアクタンス装置のさらに他の変形例であり、可変リアクタンス装置６１の構造を示す斜視図である。注目すべきは、この可変リアクタンス装置６１は、マイクロストリップラインの形成された前記基板６４のエッジカップルを利用することである。具体的には、回転子６２の外周面には、周方向に三角変調波状の凹凸６３を繰返し形成しておき、これに対応して前記基板６４は、その厚み方向が前記回転子６２の周方向となるように、前記回転子６２の外周面に臨む。基板６４にはマイクロストリップラインＭＳＬを構成していて、その端部が矢印Ｒ方向に存在する共振器に結合する。
【０１２４】
したがって、前記マイクロストリップラインのオープン端に、突起が近付いたときには容量が増加し、凹所が近付いたときには容量が減少する。
【０１２５】
以上の各可変リアクタンス装置によって、共振器１２の共振周波数を変化させることができる。
【実施例４】
【０１２６】
本発明の第４の実施例について、図３１に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【０１２７】
図３１は、前記ＦＭ−ＣＷレーダに用いられる本発明の第４の実施例の発振器７１の電気的構成を示すブロック図である。この発振器７１は、前述の図１で示す発振器１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。注目すべきは、前述の発振器１が、発振周波数を検知して補正することを特徴としているのに対して，この発振器７１は、発振周波数を検知して、異常を上位システムに知らせる異常検出装置としての機能を有することである。
【０１２８】
すなわち、前述のようにディテクタ５のピーク出力タイミングから発振周波数を知ることができ、そのピーク出力のタイミング、したがって発振周波数が予め設定した周波数範囲から逸脱した場合に，異常検知回路７２が作動し，異常信号を出力することである。
【０１２９】
同様に、複数の周波数の変化（設定周波数からの逸脱）を検知することで、リニアリティ異常の検出が可能になる。また、発振周波数範囲の上下限の周波数の変化（設定周波数からの逸脱）を検出することで、前記変調幅ΔＦの異常の検出が可能になる。これらの異常検出は、実施例１〜３記械の発振周波数補正のための可変共振器の共振周波数変化のシーケンスのうちのいずれかのシーケンスを用いることによって、実現可能である。
【実施例５】
【０１３０】
本発明の第５の実施例について、図３２および図３３に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【０１３１】
図３２は、本発明の第５の実施例のレーダモジュール（レーダ装置）８１の構造を示す斜視図である。このレーダモジュール８１は、回転式の１次放射器８２によって方位角スキャンを行うレーダモジュールであり、該１次放射器８２は、前記回転子１１として機能し、その底面は、前述のように共振キャビティの寸法を変化させるよう機械加工されている。一方、ＦＭ−ＣＷ動作をさせるために、図示しないＶＣＯは高速に三角変調を行っている。
【０１３２】
図３３は、上述のように構成されるレーダモジュール８１の電気的構成を示すブロック図である。このレーダモジュール８１では、前記発振器１を用いた構成となっており、可変共振器７により共振周波数を変化するようになっている。また、この発振器１では、可変共振器７から出力される信号がディテクタ５で検出し、この検出結果に応じて補正回路６から出力される制御信号により所望の周波数に設定するように可変共振器７を補正する。これにより、ＶＣＯ２では、所望の周波数のＲＦ信号が出力されるように変調電圧が設定される。このようにして、上述のように構成される閉ループが、ＰＬＬのように動作し、前記ＲＦ信号の周波数を所望とする周波数に正確に設定することができる。
【０１３３】
そして、ＲＦ信号は、方向性結合器３で分岐され、サーキュレータ８３とミキサ８４とに入力される。前記サーキュレータ８３に入力された変調信号は、カプラ８５およびロータリージョイントを介して、アンテナ８６から放射される。また、このアンテナ８６で受信された信号は前記サーキュレータ８３を通って前記ミキサ８４へ伝搬する。ミキサ８４では、方向性結合器３で分岐されてきた送信（変調）信号と、サーキュレータ８３からの受信信号とが混合され、ビート信号が作成され、出力される。また、上記カプラ８５で分岐された信号は、可変共振器７に入力されるようになっている。
【０１３４】
上記レーダモジュール８１では、１次放射器（回転子）８２の角度によって、共振キャビティの寸法が変化し，共振周波数が変化する。そして、図７ではなく、図８のような方法（のこぎり波ではなく三角変調波）を利用することによって、ＶＣＯ２の発振周波数の変化を知ることができ、その情報を基に、発振周波数の補正をかけることができる。補正回路は、図３２に示すディテクタ基板９５のディテクタ出力端子に接続され、また、１次放射器（回転部）８２の回転を制御するか、あるいは回転角を知る手段を有し、ディテクタの出力タイミングとＶＣＯの変調のタイミングとからＶＣＯの発振周波数を割出し、所望の周波数からずれていればそれを補正する機能を有するものである。
【０１３５】
レーダが３６０°スキャンを行わない場合、レーダ動作を行わない休止期問があるので、その間を利用してＶＣＯの補正のためのデータ取得を行うこともできる。この場合には、ＶＣＯの周波数変調は三角変調波にこだわらないので、前記図７の方法や図９に示すのこぎり波を利用する方法など、任意の変調をかけてデータ取得を行い，その情報をストアして利用することで変調補正を行うことができる。実施例３で説明したように、回転子によって可変リアクタンス装置のリアクタンス値を変化させて共振器の共振周波数を変化させる方法であってもよい。
【０１３６】
こうして、前記回転子１１を、レーダ波の走査を行う１次放射器８２と兼用することで、走査型のレーダ装置の構成を簡略化することができる。また、可変共振器７では、共振器と結合する可変リアクタンス装置５１，５７，６１，９１を用いて共振器の共振周波数を変化させてもよい。上記の構成では、前記回転子５２，６２，９２を、レーダ波の走査を行う１次放射器８２と兼用することで、走査型のレーダ装置の構成を簡略化することができる。
【０１３７】
また、上記構成において、ディテクタ基板９５のディテクタ出力端子に接続される補正回路の代わりに、前記図３１に示す異常検知回路７２を接続することによって、発振周波数異常、リニアリティ異常、変調幅異常を検知し、上位システムに異常を知らせる信号出力を出すレーダモジュールを実現することができる。
【０１３８】
また、本発明の組合わせによって、補正回路と異常検知回路との両方の機能を持たせたＲＦ装置やレーダモジュールが実現できることは、言うまでもない。
【実施例６】
【０１３９】
本発明の第６の実施例について、図３４ないし図３６に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【０１４０】
図３４は、本発明の第６の実施例のレーダ装置１０１の全体構成を示す斜視図である。このレーダ装置１０１は、大略的に、ＲＦ（高周波）回路基板１１２上に、周波数検知回路１１３が実装されるとともに、レーダ波のアンテナ１０２が搭載されて構成されている。そして、前記周波数検知回路１１３内の可変リアクタンス装置の回転子が、前記アンテナ１０２と兼用されている。前記アンテナ１０２の側面には、レーダ波を放射する開口１０６ａが設けられており、またこのアンテナ１０２はモータ１１５によって回転駆動され、放射する前記レーダ波を走査する。
【０１４１】
図３５はアンテナ１０２の底面側から見た斜視図である。このアンテナ１０２は可変リアクタンス装置の回転子を兼ねていて、図１１に示したもの同様に、その下面の外周部に、高さが段階的に増加してゆく凸条１３５が形成されている。この例では、０°〜６０°、６０°〜１２０°、１２０°〜１８０°の３段階で高さが増加するようにしている。このアンテナ１０２と、図２１に示した基板５６と同様の基板とによって可変リアクタンス装置を構成している。
【０１４２】
図３６は、上述のように構成されるレーダ装置１０１の電気的構成を示すブロック図である。このレーダ装置１０１では、共振器１０８の共振周波数を前記可変リアクタンス装置１０７によって変化し、その共振信号をディテクタ５によって取出し、補正回路６へ入力する。
【０１４３】
ＲＦ回路基板１１２では、共振器１０８がカプラ１０５を介してＶＣＯ２の発振信号の伝搬路と結合する。ＶＣＯ２の発振信号はカプラ３で分岐され、サーキュレータ１０３とミキサ１０４とに入力される。前記サーキュレータ１０３に入力された変調信号は、前記アンテナ１０２に内蔵された１次放射器１０６から放射され、このアンテナ１０６で受信された信号は前記サーキュレータ１０３を通って前記ミキサ１０４へ伝搬される。ミキサ１０４では、前記カプラ３で分岐されてきた送信（変調）信号と、サーキュレータ１０３からの受信信号とが混合され、ビート信号が作成され、出力される。
【０１４４】
図３５に示したように、アンテナ１０２の底面には、高さが段階的に増加していく凸条１３５を形成した角度範囲と凸条の無い平坦な角度範囲とがあって、アンテナの指向方向が自車前方の所定探知角度範囲外を向いているとき、凸条１３５が存在する角度範囲が可変リアクタンス装置の基板の線路と対向する。したがって、アンテナ１０２の回転に応じて、可変リアクタンス装置のリアクタンスは３段階に変化する。
【０１４５】
補正回路６は、図１２で示した場合と同様に、図１２（ａ）で示したように、ＶＣＯ２の発振周波数を三角変調波状に変化させつつ、図１２（ｂ）で示したように、アンテナ１０２を回転させ、これによってディテクタ５から図１２（ｃ）で示すような検出結果が得られ、発生するピークのタイミングを測定する。そして、ＶＣＯを正しく三角波で変調させるための補正情報を得て、それを補正回路６に設定する。
【０１４６】
一方、アンテナの指向方向が自車の前方を向いているとき（前方を探知している状態であるとき）、凸条１３５の無い角度範囲が可変リアクタンス装置の基板の線路と対向する。したがって、可変リアクタンス装置のリアクタンスは一定となって、自車前方の所定探知角度範囲では補正回路６によって補正された三角波で正しく三角波で変調された電波が送信される。
【０１４７】
こうして、前記可変リアクタンス装置１０７の回転子をアンテナ１０６と兼用することで、走査型のレーダ装置の構成を簡略化できる。
【図面の簡単な説明】
【０１４８】
【図１】ＦＭ−ＣＷレーダに用いられる本発明の第１の実施例の発振器１の電気的構成を示すブロック図である。
【図２】図１の発振器中で、透過型共振回路の共振周波数を変化させるための構造を示す斜視図である。
【図３】前記透過型共振回路および反射型共振回路の通過特性を示すグラフである。
【図４】回転子の一構成例を底面側から見た斜視図である。
【図５】前記回転子の他の構成例を底面側から見た斜視図である。
【図６】補正回路による発振周波数の測定動作を説明するためのグラフである。
【図７】補正回路による発振周波数の他の測定動作を説明するためのグラフである。
【図８】補正回路による発振周波数のさらに他の測定動作を説明するためのグラフである。
【図９】前記回転子のさらに他の構成例を底面側から見た斜視図である。
【図１０】補正回路による発振周波数のさらに他の測定動作を説明するためのグラフである。
【図１１】前記回転子の他の構成例を底面側から見た斜視図である。
【図１２】補正回路による発振周波数の他の測定動作を説明するためのグラフである。
【図１３】補正回路による発振周波数のさらに他の測定動作を説明するためのグラフである。
【図１４】補正回路による発振周波数の他の測定動作を説明するためのグラフである。
【図１５】前記ＦＭ−ＣＷレーダに用いられる本発明の第２の実施例の発振器における透過型共振回路の共振周波数を変化させるための構造を示す斜視図である。
【図１６】図１５の縦断面図である。
【図１７】本発明の第３の実施例の透過型共振回路の回路基板の具体的な一構成例を示す斜視図である。
【図１８】リアクション型共振回路の回路基板の具体的な一構成例を示す斜視図である。
【図１９】反射型共振回路の回路基板の具体的な一構成例を示す斜視図である。
【図２０】前記リアクション型共振回路の通過特性を示すグラフである。
【図２１】本発明の第３の実施例の発振器における可変リアクタンス装置の構造を示す斜視図である。
【図２２】図２１で示す可変リアクタンス装置における回転子の底面図である。
【図２３】図２２の一直径線での縦断面図である。
【図２４】基板上での前記回転子の凸条の軌跡を示す図である。
【図２５】前記回転子が導電体および誘電体である場合の等価回路図である。
【図２６】上記第３の実施例の変形例の可変リアクタンス装置の構造を示す斜視図である。
【図２７】上記第３の実施例の他の変形例の可変リアクタンス装置の構造を示す斜視図である。
【図２８】図２７で示す可変リアクタンス装置における回転子の一構成例の底面図である。
【図２９】図２７で示す可変リアクタンス装置における回転子の他の構成例を示す斜視図である。
【図３０】上記第３の実施例のさらに他の変形例の可変リアクタンス装置の構造を示す斜視図である
【図３１】前記ＦＭ−ＣＷレーダに用いられる本発明の第４の実施例の発振器の電気的構成を示すブロック図である。
【図３２】本発明の第５の実施例のレーダモジュールの構造を示す斜視図である。
【図３３】図３２で示すレーダモジュールの電気的構成を示すブロック図である。
【図３４】本発明の第６の実施例のレーダ装置の全体構成を示す斜視図である。
【図３５】図３４で示すレーダ装置のアンテナを、その底面側から見た斜視図である。
【図３６】図３４で示すレーダ装置の電気的構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１４９】
１，７１ 発振器
２ ＶＣＯ
３ 方向性結合器
４ 透過型共振回路
５ ディテクタ
６ 補正回路
７ 可変共振器
１１；１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ；５２；６２；９２ 回転子
１２ 共振器
１３ マイクロストリップライン
１３ａ，１３ｂ 端子
１４ リアクション型共振回路
２４ 反射型共振回路
３１，５３ 円板部
３２，３３，３４，３５ 凸条
４１ 圧電アクチュエータ
５１，６１ 可変リアクタンス装置
９３ 外壁
５６，９６ 基板
７２ 異常検知回路
８１，１０１ レーダモジュール（レーダ装置）
８２，１０６ １次放射器
８３ サーキュレータ
９５ ディテクタ基板
１０２ アンテナ
１１５ モータ
Claims (18)
- 変調電圧により発振周波数が制御される電圧制御発振器の発振信号を、伝送路を介して出力するようにした発振器において、
前記伝送路と結合して、前記発振信号の少なくとも一部が入力され、制御信号に応答して、共振周波数が変化する可変共振器と、
前記可変共振器を通過した信号を検出するディテクタと、
前記ディテクタで得られた検出結果から、前記電圧制御発振器に与えられる前記変調電圧での前記電圧制御発振器の実際の発振周波数を測定し、前記電圧制御発振器へ与える前記変調電圧を決定するための、前記電圧制御発振器の発振周波数と前記変調電圧との関係を示すテーブルをメモリに記憶する手段と、
前記テーブルに基づいて、前記変調周波数がリニアに変化する三角変調波の波形となるように、前記電圧制御発振器へ与える変調電圧を補正する補正手段とを含むことを特徴とする発振器。 - 前記可変共振器は、誘電体共振器と、前記誘電体共振器に近接配置され、周方向に形状が変化している回転子とを有し、前記回転子の回転によって前記誘電体共振器と前記回転子との間の寸法が変化し、前記可変共振器の共振周波数が変化することを特徴とする請求項１に記載の発振器。
- 前記回転子は、円板状を成し、下面の外周部に、高さが単調に増加する凸条が形成されていて、回転によって前記誘電体共振器に対する前記凸条の位置が変化するように配置されたことを特徴とする請求項２に記載の発振器。
- 前記回転子は、円板状を成し、下面に、周方向の変化に対して、半径方向の位置が外周部から内周部方向へ変化する、均等な高さの凸条が形成されていて、回転によって前記誘電体共振器に対する前記凸条の位置が変化するように配置されたことを特徴とする請求項２に記載の発振器。
- 前記回転子は、円板状を成し、下面の外周部に、半周に亘って、高さが単調に増加してゆき、残余の半周に亘って、高さが単調に減少してゆく凸条が形成されていることを特徴とする請求項２に記載の発振器。
- 前記可変共振器は、誘電体共振器と、前記誘電体共振器に対向して配置される圧電アクチュエータとを有し、前記圧電アクチュエータが伸縮することによって前記誘電体共振器と前記圧電アクチュエータとの間の寸法が変化して、前記可変共振器の共振周波数が変化することを特徴とする請求項１記載の発振器。
- 電圧制御発振器の発振信号を、伝送路を介して出力するようにした発振器において、
前記伝送路と結合して、前記発振信号の少なくとも一部が入力され、制御信号に応答して、共振周波数が変化する可変共振器と、
前記可変共振器を通過した信号を検出するディテクタと、
前記可変共振器に前記制御信号を与え、前記ディテクタが検出する前記可変共振器を通過した信号をもとに前記電圧制御発振器の発振周波数を検出し、発振周波数および発振周波数の変調幅のうち少なくとも一方の異常を検知する異常検知回路を備えることを特徴とする発振器。 - 前記可変共振器は、共振器と可変リアクタンス装置とからなり、
前記可変リアクタンス装置は、前記共振器と電磁気的に結合している伝送線路と、前記伝送線路に近接して配置され、周方向に形状が変化して成る回転子とを含み、
前記回転子の回転によって、前記共振器から前記伝送線路側を見たリアクタンスが変化して、前記可変共振器の共振周波数が変化することを特徴とする請求項１に記載の発振器。 - 前記回転子は、少なくとも前記伝送線路に対向する部分に、前記伝送線路との間で容量が形成される導電体が形成されていて、前記回転子の回転による前記容量の変化によって前記可変リアクタンス装置のリアクタンスが変化して前記可変共振器の共振周波数が変化することを特徴とする請求項８に記載の発振器。
- 前記伝送線路のうち、前記可変リアクタンス装置の前記回転子が近接する前記回転子側の伝送線路はコプレーナ線路であり、
前記回転子は、円板状を成す導電体または誘電体であり、下面に、大略的にリング状で、かつ半径方向に蛇行した凸条が形成されていて、前記回転体の回転による前記凸条と、前記伝送線路が形成された基板の信号伝搬方向の両端部との距離が変化するように配置されたことを特徴とする請求項８に記載の発振器。 - 前記伝送線路のうち、前記可変リアクタンス装置の前記回転子が近接する前記回転子側の伝送線路はコプレーナ線路であり、
前記回転子は、円板状を成し、下面に外壁が延設されていて、その外壁の厚みが、周方向に周期的に変化していて、前記回転体の回転によって前記外壁と前記伝送線路との対向面積が変化して前記容量が変化するように配置されたことを特徴とする請求項９に記載の発振器。 - 前記伝送線路のうち、前記可変リアクタンス装置の前記回転子が近接する前記回転子側の伝送線路はコプレーナ線路であり、
前記回転子は、円板状を成し、下面に外壁が延設されていて、その外壁の高さが、周方向に周期的に変化していて、前記回転体の回転によって前記外壁と前記伝送線路との距離が変化して前記容量が変化するように配置されたことを特徴とする請求項９に記載の発振器。 - 前記伝送線路のうち、前記可変リアクタンス装置の前記回転子が近接する前記回転子側の伝送線路はマイクロストリップ線路であり、
前記回転子は、円板状を成し、外周面に周方向に凹凸部が繰返し形成されていて、
前記容量は、前記マイクロストリップ線路の開放端と前記回転子の外周面の前記凹凸部との間に生じる容量であり、
前記回転体の回転によって前記凹凸部と前記伝送線路との距離が変化して前記容量が変化するように前記回転子が配置されたことを特徴とする請求項９に記載の発振器。 - 前記容量は、前記コプレーナ線路の線路導体と前記回転子との間、およびコプレーナ線路の接地導体と前記回転子との間に生じることを特徴とする請求項１１または１２に記載の発振器。
- 前記回転子は、前記伝送線路を挟むように一対で設けられ、相互に連動して回転駆動されることを特徴とする請求項１４に記載の発振器。
- 前記伝送線路のうち、前記可変リアクタンス装置の前記回転子が近接する前記回転子側伝送線路はコプレーナ線路であり、
前記回転子は誘電体から成り、前記回転子の回転によって、該回転子と前記回転子側伝送線路との距離が変化するように配置されたことを特徴とする請求項８に記載の発振器。 - 前記請求項１ないし１６の何れか１項に記載の発振器を備えることを特徴とするレーダ装置。
- 前記請求項２ないし５の何れか１項、または前記請求項８ないし１６の何れか１項に記載の発振器を備え、前記回転子には１次放射器が備えられ、該回転子の回転によって、前記可変共振器の共振周波数を変化させるとともに、前記１次放射器から放射されるレーダ波の放射方向を走査することを特徴とするレーダ装置。
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