JP4852371B2 - 漏洩電流測定装置及び測定方法 - Google Patents

Description

本発明は、特に高次の高調波成分を除去するだけでなく、低次の高調波成分をも確実に除去ないし低減して電気機器の漏洩電流をより正確かつ迅速に測定できる漏洩電流測定装置及び測定方法に関する。

漏洩電流は、電路の絶縁劣化に起因して発生するほか、絶縁劣化に無関係に電路自体の静電容量に起因する場合や、電路にフィルターなどとしてコンデンサー成分が介在している場合にも、当該電路から流出することがある。この漏洩電流を測定するのに、活線状態にて電路の所定の位置にクランプメーターなどを設置する方法がある。

絶縁劣化に起因する漏洩電流は、通常、電路電圧と同じ商用周波数（基本波の周波数）を示すが、これを実際にクランプメーターなどを用いて測定した場合、外乱の影響により高調波成分の電流が基本波成分の電流に重畳して、基本波成分の電流値よりも大きい値を示すことが知られている。なお、「高調波成分」とは、周期的な複合波の各成分中、基本波成分以外のものと定義され、一般的には基本波成分がもつ基本周波数の整数倍の周波数を有する波成分をいうが、本明細書では、以下、この用語「高調波成分」を、漏洩電流中にこのような一定の周波数を持たない不特定ノイズが含まれる場合、前記波成分にこの不特定ノイズを含めた意味で使用する。

例えば、図５は、通常の電気設備について、また図６は一般的な銅鉄型安定器を備えた照明機器（蛍光灯）についての漏洩電流の波形（各図中、（ａ））及び高調波成分含有率（各図中（ｂ））の実測値の一例を示す図である。各図（ｂ）の高調波成分含有率のグラフにおいて、横軸は高調波成分の次数を、縦軸は各成分の含有率をそれぞれ示しており、基本波成分を次数１にて示している。これら各図（ａ）からは、これらの漏洩電流の波形は商用周波数と略同等であり、また、各図（ｂ）からは、これらの漏洩電流の波形には、１次の基本波成分のほかに２次から測定範囲上限である４０次までの高調波成分が微量ながら広範に含まれていることがわかる。また、基本波成分の電流値とクランプメーターの表示値との関係については、図５の例では、前者が３．６７mＡであるのに対し、後者は３．９６ｍAであり、また図６の例では前者が０．０２４ｍＡであるのに対し、後者は０．０３０ｍＡであり、いずれのケースでも後者のクランプメーター表示値の方が大きくなっている。

このため、クランプメーターなどには、高次の高調波成分（主に第５次高調波成分以上）を除去できるように調整されたフィルター機能が装備されているのが通常である。従来のクランプメーターのフィルター機能を有効にした場合の表示値は、図５の例では３．７０ｍAであり、また図６の例では０．０２５ｍAとなる。

また、このフィルターを多段に組み合わせて接続し、低周波数の特定周波数電流値を測定する漏れ電流計についての提案もなされている（特許文献１及び２参照）。
実用新案登録第３０４６００７号公報 実用新案登録第３０４６００８号公報 特許第３５４５８８６号明細書

しかし、本発明者らは、電気機器から流出する漏洩電流の実態に関して調査していたところ、インバーター式蛍光灯などの高周波出力型インバーター回路を備えた電気機器では、そのＤ種接地線において検出される漏洩電流が非常に大きい値を示し、従来使用されてきたクランプメーターに内蔵されている高次の高調波成分を除去可能なフィルター機能によってもその測定値を下げることができず、正確な漏洩電流を測定することができないことを発見した。この現象について調査を進めた結果、これらの電気機器から流出する漏洩電流中には、従来のクランプメーターが装備するフィルター機能で除去可能な高次の高調波成分が含まれるほか、当該フィルター機能では除去が困難な２次、３次などの低次の高調波成分が多量に含まれており、これら低次の高調波成分が漏洩電流の正確な測定を妨げていることを新たにつきとめた。

そこで、本発明は、前記のようなインバーター式蛍光灯などの高周波出力型インバーター回路を備えた電気機器などから流出する漏洩電流中の低次の偶数高調波成分を確実に除去するとともに低次の奇数高調波成分の低減を図り、これらの電気機器の漏洩電流をより正確かつ迅速に測定できる漏洩電流測定装置及び測定方法を提供することを目的とする。

本発明者らは、前記の新たな課題を解決すべく鋭意検討を重ねた結果、基本波成分と高調波成分とからなる複合波について、例えば基本波成分の１サイクルに相当する分の波形に着目した場合、当該波形内では、偶数高調波成分は正の半波及び負の半波が同数存在するので、半周期を積分区間として複合波の瞬時値の式を積分することで正負の波形(積分値）が相殺され、積分結果を０とすることができ、また
奇数高調波成分もまた半周期を積分区間として複合波の瞬時値を積分することで、同数の正の半波及び負の半波が相殺され、残存する正または負の半波について積分することになるので、当該積分結果を小さくすることができ、その結果奇数高調波成分の低減も可能となる、
ことを利用し、以下に示す所定の演算処理を行うことで、特に低次の高調波成分をより効率的に除去または低減でき、その結果、漏洩電流の真の実効値をより正確に求めることができるとの知見を得、本発明を完成するに至った。

すなわち、本発明の漏洩電流測定装置は、前記目的を達成するために、電路の基本波成分と高調波成分とを含んでなる漏洩電流信号を検出する漏洩電流検出手段と、当該漏洩電流信号を電圧信号に変換する変換回路と、前記電圧信号を増幅する増幅回路と、前記増幅回路からの出力信号中の高次の高調波成分を除去するフィルター回路と、演算回路と、当該演算回路の演算結果を表示及び／または出力する表示・出力回路とを少なくとも備え、前記演算回路は、これに入力される前記フィルター回路の出力波形と、当該出力波形に対して位相角を９０°×（２ｍ−１）（ｍは１以上の整数）だけずらした波形または前記出力波形から周期がπ／２ωだけずれた波形との２つの波形をそれぞれ前記基本波成分のＮサイクル（Ｎは１以上の整数）に相当する分抽出し、それぞれの波形について、前記基本波成分の半周期を積分区間として積分するとともに、当該各波形の瞬時値の式を正負反転させて前記半周期に続く次の半周期を積分区間として積分する積分演算をそれぞれ少なくとも１回行った上で、これらの積分結果を前記２つの波形のそれぞれについて加算し、当該２つの加算結果の平方和の平方根を算出して漏洩電流の実効値を求めるように構成されたことを特徴とする。

また、本発明の漏洩電流測定方法は、電路に漏洩電流検出手段を装着し、これにより基本波成分と高調波成分とからなる漏洩電流信号を検出する工程と、当該漏洩電流信号を電圧信号に変換して出力する変換工程と、前記電圧信号を増幅する増幅工程と、前記増幅回路からの出力信号中の高次の高調波成分を除去するフィルター工程と、演算処理工程と、当該演算処理工程における演算結果を表示及び／または出力する表示・出力工程とを少なくとも含み、前記演算処理工程は、これに入力される前記フィルター工程の出力波形と、当該出力波形に対して位相角を９０°×（２ｍ−１）（ｍは１以上の整数）だけずらした波形または前記出力波形から周期がπ／２ωだけずれた波形との２つの波形をそれぞれ前記基本波成分のＮサイクル（Ｎは１以上の整数）に相当する分抽出し、それぞれの波形について、前記基本波成分の半周期を積分区間として積分するとともに、当該各波形の瞬時値の式を正負反転させて前記半周期に続く次の半周期を積分区間として積分する積分演算をそれぞれ少なくとも１回行った上で、これらの積分結果を前記２つの波形のそれぞれについて加算し、当該２つの加算結果の平方和の平方根を算出して漏洩電流の実効値を求めるようにされたことを特徴とする。

本発明の漏洩電流測定装置及び測定方法によれば、演算回路においてこれに入力される波形信号から基本波成分のＮサイクルに相当する分の波形を抽出し、これを半周期ごと順次積分することとしたので、従来のフィルター回路では完全に除去することが困難な基本波成分の周波数に近接する低次の偶数高調波成分を除去することができるとともに、奇数高調波成分の低減を図ることができる。

また、演算回路において、これに入力されるフィルター回路からの出力信号の波形と、当該出力信号の波形に対して位相角を９０°×（２ｍ−１）（ｍは１以上の整数）だけずらした波形または前記出力信号の波形から周期がπ／２ωだけずれた波形との２つの波形を前記基本波成分のＮサイクル（Ｎは１以上の整数）に相当する分抽出し、それぞれの波形について前記基本波成分の半周期を積分区間として積分するとともに、当該各波形の瞬時値の式を正負反転させて当該半周期に続く次の半周期を積分区間として積分する積分演算をそれぞれ少なくとも１回行った上で、これらの積分結果を各波形について加算し、当該加算結果の平方和の平方根を算出することで、従来のフィルター回路では完全に除去することが困難な基本波成分の周波数に近接する低次の偶数高調波成分を除去し、奇数高調波成分の低減が図られ、正確かつ迅速に漏洩電流の実効値を求めることができる。

以下、添付図面を参照して本発明の漏洩電流測定装置及び測定方法について詳細に説明する。図１は、本発明の漏洩電流測定装置の実施形態の一例を示す図である。図中（ａ）は演算回路においてアナログで信号の演算処理を行う形態を、（ｂ）は演算回路においてデジタルにて信号の演算処理を行う形態を示しており、いずれの図においても同一または共通の各部については同一の符号を用いている。この図において、漏洩電流測定装置１は、クランプ式変流器２、変換回路３、増幅回路４、フィルター回路５、ＡＤコンバーター回路７、演算回路６及び表示・出力回路８を備えている。

クランプ式変流器２は、電路（不図示）に設置され、当該電路を流れる漏洩電流を検出するものである。このようなクランプ式変流器２としては特に制限されず、公知のものを使用できる。

変換回路３は、前記クランプ式変流器２より出力される漏洩電流信号を電圧信号に変換するのに設けられる。この変換回路３としては、通常、シャント抵抗などが用いられる。このシャント抵抗は、クランプ式変流器２の２次出力線に直列に接続され、当該抵抗の両端から電圧信号を取り出すものである。

増幅回路４は、変換回路３から出力される電圧信号を後述の演算回路において演算処理可能な信号レベルまで増幅するのに設けられる。この増幅回路４としては、公知のトランジスターやオペアンプなどを使用できる。

フィルター回路５は、基本波成分以外の低次の高調波成分を減衰させ、高次の高調波成分を除去するのに使用される。フィルター回路５のカットオフ周波数や減衰率は、高調波成分を効率的に除去できるように適宜設定できる。カットオフ周波数は、波形の減衰（だれ）状況にもよるが、通常、約８０〜１００Ｈｚ程度に設定するのがよい。

使用されるフィルターとしては、公知のパッシブ・フィルターやアクティブ・フィルターのいずれも使用できる。パッシブ・フィルターとしては、抵抗器、インダクター、コンデンサーなどのパッシブ素子で構成されたＲＣフィルターやＬＣフィルターなどが挙げられる。また、アクティブ・フィルターはアクティブ素子とパッシブ素子とで構成され、オペアンプによる微分回路や積分回路を使用したフィルターなどが挙げられる。

また、フィルターには、バターワース（最大振幅平坦型）特性、ベッセル（最大遅延平坦型）特性、チェビシェフ（振幅波状）特性、連立チェビシェフ（エリプティック）特性などの周波数特性を備えたものが知られているが、いずれの周波数特性のフィルターも使用できる。例えば、連立チェビシェフ特性を有するフィルターは、減衰域にノッチが入るように調整されており、大きい減衰傾度が得られることから、狭い周波数域で信号を急峻に減衰させたい場合に好適に使用できる。好ましくは、前記例示のフィルターは、最適なパッシブ素子を組み合わせ、または最適なパッシブ素子およびアクティブ素子を組み合わせるなどして前記周波数特性のうち最適な特性が得られるようにするのがよい。

さらに、フィルター回路５では、複数のフィルターを組み合わせて多段に構成し、基本波成分以外の高調波成分の減衰率を大きくすることもできる。このような構成として、例えば、少なくとも１個のローパスフィルター（ＬＰＦ）、またはこれと少なくとも１個のバンドパスフィルター（ＢＰＦ）若しくは少なくとも１個のバンドエリミネートフィルター（ＢＥＦ）との組み合わせなどを挙げることができる。

ＡＤコンバーター回路７は、フィルター回路５を通過したアナログ電圧信号をデジタル信号に変換するのに設けられる。このコンバーター回路７は、後述の演算回路６においてデジタルにて演算処理を行う場合には、当該演算回路６の上流に設ける必要があるが、演算回路６においてアナログにて演算処理を行う場合には、演算回路６の上流に設ける必要はない。なお、前記フィルター回路５の出力信号は、このように当該回路５と後述の演算回路６との間にこのコンバーター回路７を介在させるか否かでデジタル信号またはアナログ信号となるが、これらを区別して説明する煩雑さを避けるために、以下では、「フィルター回路５の出力（信号）」を「演算回路６への入力信号」と呼ぶこととする。

演算回路６は、前記のとおり、これに入力される入力信号の波形と、この入力信号の波形に対して位相角を９０°×（２ｍ−１）（ｍは１以上の整数）だけずらした波形または周期がπ／２ωだけずれた波形との２つの波形をそれぞれ基本波成分のＮサイクル分（Ｎは１以上の整数）だけ抽出し、それぞれの波形について、前記基本波成分の半周期を積分区間として積分するとともに、当該各波形の瞬時値の式を正負反転させて当該半周期に続く次の半周期を積分区間として順次積分する積分演算をそれぞれ少なくとも１回行った上で、これらの積分結果を前記２つの波形のそれぞれについて加算し、当該２つの加算結果の平方和の平方根を算出して漏洩電流の実効値を求めるように構成されている。

まず、図２及び以下の式（数１〜数５）を参照して、この演算回路６における高調波成分除去及び基本波成分の電流実効値を求めるための演算処理について説明する。この図２は、縦軸が波形の振幅を示し、横軸が時間（かっこ内は、それぞれの時刻に対応する回転角）を示している。説明を簡単にするために、この演算回路６への入力信号は基本波成分と、位相角φ（φは任意の値）だけ進んだ２次高調波成分とで構成され、また前記入力信号において適宜設定された基準時点ｔ_０から基本波成分の１サイクル分の波形を抽出するものと仮定する。この場合、この入力信号の波形の瞬時値は、フーリエ級数によって次式で表すことができる。

（式中、位相角ψは任意の値を示す。）

この入力信号から抽出された一方の波形について、基準時点ｔ_０から基本波成分の半周期（ｔ₀＋π／ω）を積分区間として積分し、Ａの値を求めると、次式（数２）の結果が得られる。このＡは、図２の上から２段目の波形の横軸（時間軸）よりも上側の斜線部分の面積から下側の斜線部の面積を引いた値を示している。

次に、演算回路への入力波形について、その瞬時値の式を正負反転させ、前記積分区間に連続する半周期（ｔ０＋π／ω〜ｔ０＋２π／ω）を積分区間として同様に積分してＢの値を求めると、次式（数３）の結果が得られる。Ｂは、図２の上から３段目の波形の横軸よりも上側の斜線部分の面積から下側の斜線部分の面積を引いた値を示している。

さらに、前記基準時点ｔ_０の波形の瞬時値から所定の位相角だけずらして得られる波形について同様に積分を行う。ここでは、前記基準時点ｔ_０から位相角を９０°だけずらして抽出される１サイクルの波形について説明する。なお、前記位相角は、９０°×（２ｍ−１）（ｍは１以上の整数）、すなわち９０°、２７０°、４５０°、６３０°、８１０°・・・などに設定できるが、ここでは説明の便宜上、９０°としている。

前記抽出された１サイクル分の他方の波形について、前記数２及び数３に示す式と同様に基本波成分の半周期を積分区間として積分し、また当該他方の波形の瞬時値の式を正負反転させて前記半周期に続く次の半周期を積分区間とし積分してＣの値及びＤの値をそれぞれ求めると、次式（数４及び数５）の結果が得られる。Ｃ及びＤは、図２の上から４段目及び５段目の波形の横軸よりも上側の斜線部分の面積から下側の斜線部分の面積を引いた値にそれぞれ相当する。

前記ＣおよびＤは、基準時点ｔ_０から周期π／２ωだけずれるようにした波形を基本波成分の１サイクル分だけ抽出することによっても同様の積分によって求めることができる。実際には、前記のように２つの波形を所定の位相角だけ正確にずらして抽出する回路を設計するのは困難である一方、２つの波形を周期によって抽出するのは回路上にタイマーを実装することで容易に実現できることなどを考慮すると、前記所定の周期だけずれた波形を１サイクル分だけ抽出して積分を行う方が好ましい場合もある。

数２〜数５に示す式によって明らかなように、Ａ〜Ｄの式の右辺第２項の２次の高調波成分についての積分結果はいずれも０となり、結果として2次の高調波成分を完全に除去でき、基本波成分のみの電流波形の積分値を得ることができる。また、これらの式から明らかなように、基準時点ｔ_０は基本波成分の瞬時値が０となる時点などに設定する必要がなく、任意に設定できる。

また、前記演算回路への入力信号にさらに位相角ξ（ξは任意の値）だけ進んだ第４次の高調波成分が含まれていると仮定した場合についても触れる。この場合、この入力信号の波形の瞬時値は、前記と同様に次式（数６）によって表すことができる。

（式中、位相角ψ、ξは任意の値を示す。）

この波形の瞬時値について、前記と同様にＡ〜Ｄの積分結果を求めた場合もまた、次式（数７）に示すように、右辺第３項の積分結果はいずれも０となるため、前記数２ないし数５の各式に示す演算結果と同様に、２次及び４次の高調波成分を完全に除去でき、基本波成分のみの電流波形の積分値を得ることができる。

また、仮に演算回路６への入力信号に奇数高調波成分が含まれているとした場合、前記と同様に積分することで、奇数高調波成分の前記積分区間中における正負１対の波形は相殺され、残存する正または負の波形についての積分値を求めることになり、その結果積分結果を小さくし、奇数高調波成分を低減することができる。

次に、前記のＡ〜Ｄの積分結果を用い、これらを次式（数８）に代入して各波形についての積分結果の加算値の平方和の平方根を求めることで、演算回路６への入力信号中の基本波成分の電流の実効値が得られる。

このように、ＡからＤの積分結果を用いて前記の演算処理を行うことで、正弦波関数と余弦波関数との関係（ｓｉｎ^２θ＋ｃｏｓ^２θ＝１）によって式中からこれらの波形関数を消去することができるので、簡単かつ正確に漏洩電流中の基本波成分の電流実効値を求めることができる。

以上、演算回路６への入力信号からこれに含まれる基本波成分の１サイクルに相当する分の波形を抽出した場合の演算処理について説明したが、前記入力信号から任意に基本波成分のＮサイクル（Ｎは１以上の整数）に相当する分の波形を抽出した場合にも同様の演算処理を行えることはいうまでもない。この場合、演算回路６に数１に示す式と同様に数９に示す瞬時値を有する波形信号が入力されたとすると、当該回路における演算処理は、数１０に示す各式について順次行われる。

実際の演算回路設計に当たっては、商用電周波数５０Ｈｚ及び６０Ｈｚの最大公約数である１０Ｈｚに相当する０．１秒（１００ミリ秒）またはその整数倍分の波形を抽出するように設定してもよい。この場合、前記Ｎの値は、１００ミリ秒を基本波成分の周期で除したサイクル数またはその整数倍に設定することができる。すなわち、前記サイクル数は商用周波数が５０ＨｚであればＮ＝５、商用周波数が６０ＨｚであればＮ＝６となる。このようにＮの値を設定することで、商用周波数とは無関係に前記の積分演算を行うことができる。

このような演算処理を行う演算回路は、各種の素子を組み合わせて基板上に構築してもよく、別途、プログラマブルコントローラなどを用いてソフトウェア上に構築してもよい。

表示・出力回路８としては、演算回路６における演算結果をデジタルまたはアナログで表示し、若しくは外部に出力し、またはこれらの双方を行えるように構成されたものであれば特に制限なく使用できる。

本発明の漏洩電流測定装置１は、例えばクランプメーターなどの携帯用に構築してもよく、別の形態として構築してもよい。また、通常使用されるクランプメーターなどを改造することにより本発明の漏洩電流測定装置とすることもでき、あるいは他の計測器の筐体内に内蔵することもできる。また、本発明の漏洩電流測定装置１は、これからクランプ式変流器２を分離し、当該変流器と測定装置本体とを別体に構成し、両者の間を所定の信号線で接続するようにしてもよい。この場合、測定装置本体と信号線とは、コネクター接続などとすることができる。

次に、本発明の漏洩電流測定方法について説明する。本発明の漏洩電流測定装置１を用いて漏洩電流を測定するには、通常の漏洩電流測定と同様にクランプ式変流器（漏洩電流検出手段）２を電路に装着する。この変流器２を介して検出された漏洩電流信号を電圧信号に変換した後、当該電圧信号を演算可能な信号レベルまで増幅し、この増幅後の信号中の高次の高調波成分をフィルター回路によって除去する。なお、この増幅後の出力信号は、必要に応じてデジタル信号にＡＤ変換することができる。

演算回路では、前記フィルター回路の出力信号の波形と、当該出力信号の波形に対して位相角を９０°×（２ｍ−１）（ｍは１以上の整数）だけずらした波形または前記出力信号の波形から周期がπ／２ωだけずれた波形との２つの波形を前記基本波成分のＮサイクル（Ｎは１以上の整数）に相当する分抽出し、それぞれの波形について、前記基本波成分の半周期を積分区間として積分するとともに、当該各波形の瞬時値の式を正負反転させて前記半周期に続く次の半周期を積分区間として積分する積分演算をそれぞれ少なくとも１回行った上で、これらの積分結果を前記２つの波形のそれぞれについて加算し、当該各加算結果の平方和の平方根を算出して漏洩電流の実効値を求める演算処理を行い、表示・出力回路にて当該演算結果を表示及び／または出力する。なお、この演算処理後の信号がアナログ信号の場合、デジタル信号にＡＤ変換することができる。

以下、本発明の漏洩電流測定装置を用いた測定例について説明する。測定に当たり、漏洩電流中の３次以上の高調波成分を除去できるように、本発明の漏洩電流測定装置のフィルター回路（ＬＰＦ）に最適なパッシブ素子を選択使用した。

［測定例１］
高調波解析機能を持つ計測器を用いて２次の高調波成分を多く含む電気設備（店舗などの一般的な蛍光灯専用単相回路）の漏洩電流を検出し、その波形及び高調波含有率を測定した結果を表１及び図３に示す。漏洩電流は、図３（ａ）および（ｂ）に示すように、特に低次の偶数高調波を多量に含んでおり、その波形はのこぎり状を呈している。

通常使用されるクランプメーターを用いて同じ電気設備の漏洩電流値を求めた結果、フィルター機能不使用時で５０．９９ｍＡ（表１参照）、フィルター機能使用時でも３５．４４ｍＡであり、いずれも表１の基本波成分の電流値２．１６ｍＡよりも大きな値を示した。なお、商用周波数は、６０Ｈｚである。

同じ電気設備について、本発明の漏洩電流測定装置を用いて当該設備から流出する漏洩電流を検出した結果、その表示値は表１の高調波含有率の基本波の値と一致し、２．１６ｍＡを示した。これは本発明の漏洩電流測定装置のフィルター回路によって３次以上の高調波成分を除去し、さらに演算回路において2次の高調波成分も除去したためである。

［測定例２］
高調波解析機能を持つ計測器を用いてインバーター式蛍光灯の漏洩電流を検出し、その波形及び高調波含有率を測定した結果を表３及び図４に示す。漏洩電流は、図４（ａ）および（ｂ）に示すように、低次、特に２次及び４次の偶数高調波を多量に含んでおり、その波形はのこぎり状を呈している。

通常使用されるクランプメーターを用いて同じインバータ式蛍光灯の漏洩電流値を求めた結果、フィルター機能不使用時で０．０３８ｍＡ，フィルター機能使用時でも０．０２９ｍＡであり、いずれも基本波成分の電流値０．００９ｍＡよりも大きな値を示した。なお、商用周波数は、試験例１の場合と同様、６０Ｈｚである。

同じインバーター式蛍光灯について、本発明の漏洩電流測定装置を用いて当該設備から流出する漏洩電流を検出した結果、その表示値は表２の高調波含有率の基本波の値と一致し、０．００９ｍＡを示した。これは本発明の漏洩電流測定装置のフィルター回路によって、３次以上の高調波成分を除去し、さらに演算回路において２次の高調波成分も除去したためである。

以上説明したように、本発明の漏洩電流測定装置及び測定方法を用いることで、高次の高調波成分とともに低次の高調波成分を除去することができ、より正確かつ迅速に漏洩電流の測定を行うことが可能となり、さらにフィルター回路に所定のフィルターを複数組み合わせて第３次以上の高調波成分をカットできるように個々のフィルターを調整することで、正確な漏洩電流の実効値を求めることができる。

本発明の漏洩電流測定装置及び測定方法は、特に入力信号に対して高周波の信号を出力する高周波出力型インバーター回路を有する電気機器などに適用される。

本発明の漏洩電流測定装置の実施形態の一例を示す図である。 演算回路における演算処理の概要を説明する図である。 電気設備からの漏洩電流の測定結果の一例を示す図である。 インバーター式蛍光灯からの漏洩電流の測定結果の一例を示す図である。 通常の電気設備からの漏洩電流の測定結果の一例を示す図である。 銅鉄型安定器を備えた蛍光灯からの漏洩電流の測定結果の一例を示す図である。

符号の説明

１ 漏洩電流測定装置
２ クランプ式変流器
３ シャント抵抗（変換回路）
４ 増幅回路
５ フィルター回路
６ 演算回路
７ ＡＤコンバーター回路
８ 表示・出力回路

Claims (6)

1. 電路の基本波成分と高調波成分とを含んでなる漏洩電流信号を検出する漏洩電流検出手段と、当該漏洩電流信号を電圧信号に変換する変換回路と、前記電圧信号を増幅する増幅回路と、前記増幅回路からの出力信号中の高次の高調波成分を除去するフィルター回路と、演算回路と、当該演算回路の演算結果を表示及び／または出力する表示・出力回路とを少なくとも備えた漏洩電流測定装置であって、
   前記演算回路は、
   これに入力される前記フィルター回路の出力波形と、当該出力波形に対して位相角を９０°×（２ｍ−１）（ｍは１以上の整数）だけずらした波形または前記出力波形から周期がπ／２ωだけずれた波形との２つの波形をそれぞれ前記基本波成分のＮサイクル（Ｎは１以上の整数）に相当する分抽出し、
   それぞれの波形について、前記基本波成分の半周期を積分区間として積分するとともに、当該各波形の瞬時値の式を正負反転させて前記半周期に続く次の半周期を積分区間として積分する積分演算をそれぞれ少なくとも１回行った上で、これらの積分結果を前記２つの波形のそれぞれについて加算し、当該２つの加算結果の平方和の平方根を算出して漏洩電流の実効値を求めるように構成されたことを特徴とする漏洩電流測定装置。
2. 前記フィルター回路は、少なくとも１個のローパスフィルター（ＬＰＦ）、またはこれと少なくとも１個のバンドパスフィルター（ＢＰＦ）若しくは少なくとも１個のバンドエリミネートフィルター（ＢＥＦ）との組み合わせからなり、基本波成分以外の成分を除去ないし低減可能とされる請求項１に記載の漏洩電流測定装置。
3. 前記Ｎの値は、１００ミリ秒を前記基本波成分の周期で除して得られるサイクル数、またはその整数倍に設定される請求項１または２に記載の漏洩電流測定装置。
4. 高周波出力型インバーター回路の漏洩電流測定に用いられる請求項１〜３のいずれか１項に記載の漏洩電流測定装置。
5. 電路に漏洩電流検出手段を装着し、これにより基本波成分と高調波成分とからなる漏洩電流信号を検出する工程と、当該漏洩電流信号を電圧信号に変換して出力する変換工程と、前記電圧信号を増幅する増幅工程と、前記増幅回路からの出力信号中の高次の高調波成分を除去するフィルター工程と、演算処理工程と、当該演算処理工程における演算結果を表示及び／または出力する表示・出力工程とを少なくとも含む漏洩電流測定方法であって、
   前記演算処理工程は、
   これに入力される前記フィルター工程の出力波形と、当該出力波形に対して位相角を９０°×（２ｍ−１）（ｍは１以上の整数）だけずらした波形または前記出力波形から周期がπ／２ωだけずれた波形との２つの波形をそれぞれ前記基本波成分のＮサイクル（Ｎは１以上の整数）に相当する分抽出し、
   それぞれの波形について、前記基本波成分の半周期を積分区間として積分するとともに、当該各波形の瞬時値の式を正負反転させて前記半周期に続く次の半周期を積分区間として積分する積分演算をそれぞれ少なくとも１回行った上で、これらの積分結果を前記２つの波形のそれぞれについて加算し、当該２つの加算結果の平方和の平方根を算出して漏洩電流の実効値を求めるようにされたことを特徴とする漏洩電流測定方法。
6. 前記Ｎの値は、１００ミリ秒を前記基本波成分の１周期で除して得られるサイクル数またはその整数倍に設定される請求項５に記載の漏洩電流測定方法。

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