JP4838154B2 - Automatic gain control circuit - Google Patents

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Description

本発明は、光信号を受信して電気信号に変換し、所望の信号レベルで出力する為の自動利得制御回路に関する。     The present invention relates to an automatic gain control circuit for receiving an optical signal, converting it into an electrical signal, and outputting it at a desired signal level.

受信した光信号を電気信号に変換し、その電気信号を所定のレベルに増幅して出力する光受信回路は、出力レベルを安定化する為の自動利得制御回路を含むものである。又光信号を電気信号に変換する受光素子は、高速信号を処理する場合、ＩｎＧａＡｓ３元半導体化合物によるアバランシェ・フォトダイオード（以下ＡＰＤ（Ａｖａｌａｎｃｈｅ Ｐｈｏｔｏｄｉｏｄｅ）と略称する）が用いられている。このＡＰＤを受光素子として用いた光受信回路の自動利得制御回路は、例えば、図５に示す構成が知られている。同図に於いて、３８はＡＰＤ、３９は前置増幅器、４０は可変利得増幅器、４１はリミッタ、４２はＤＣ／ＤＣコンバータ、４３は振幅検出回路、４４は比較器、４５は利得制御部を示す。   An optical receiving circuit that converts a received optical signal into an electric signal, amplifies the electric signal to a predetermined level, and outputs the electric signal includes an automatic gain control circuit for stabilizing the output level. In the case of processing a high-speed signal, an avalanche photodiode (hereinafter abbreviated as APD (Avalanche Photodiode)) using an InGaAs ternary semiconductor compound is used as a light receiving element that converts an optical signal into an electrical signal. For example, a configuration shown in FIG. 5 is known as an automatic gain control circuit of an optical receiving circuit using this APD as a light receiving element. In this figure, 38 is an APD, 39 is a preamplifier, 40 is a variable gain amplifier, 41 is a limiter, 42 is a DC / DC converter, 43 is an amplitude detection circuit, 44 is a comparator, and 45 is a gain control unit. Show.

光信号を入力するＡＰＤ３８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２から逆バイアス電圧として、所定の一定電圧を印加する場合を示し、ＡＰＤ３８の出力信号を前置増幅器３９により増幅し、可変利得増幅器４０により増幅し、リミッタ４１により所定の振幅に制限して、受信出力信号とする。又振幅検出回路４３により、可変利得増幅器４０の出力信号振幅を検出し、比較器４４に於いて基準値と比較し、その比較出力信号を利得制御部４５に入力し、利得制御部４５により可変利得増幅器４０の利得を制御して、入力された光信号のレベルが変動しても、所定の出力信号振幅となるように制御するものである。   The APD 38 for inputting an optical signal shows a case where a predetermined constant voltage is applied as a reverse bias voltage from the DC / DC converter 42. The output signal of the APD 38 is amplified by the preamplifier 39 and amplified by the variable gain amplifier 40. The limiter 41 limits the amplitude to a predetermined amplitude to obtain a reception output signal. The amplitude detection circuit 43 detects the output signal amplitude of the variable gain amplifier 40, compares it with a reference value in the comparator 44, inputs the comparison output signal to the gain control unit 45, and changes the gain control unit 45. The gain of the gain amplifier 40 is controlled so that even if the level of the input optical signal fluctuates, a predetermined output signal amplitude is obtained.

又受光素子としてのＡＰＤ３８は、逆バイアス電圧により電流増倍率を制御できるものであるから、図６に示す構成が知られている。同図に於いて、図５の各部の符号と同一符号は同一名称部分を示し、ＡＰＤ逆バイアス電圧制御部４６を設けて、比較器４４による出力信号振幅値と基準値との比較結果を所定の比率で利得制御部４５とＡＰＤ逆バイアス電圧制御部４６とに分配し、ＡＰＤ逆バイアス電圧制御部４６によりＤＣ／ＤＣコンバータ４２を制御し、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２からＡＰＤ３８に印加する逆バイアス電圧を制御して、ＡＰＤ３８の電流増倍率と、可変利得増幅器４０の増幅利得とを制御することにより、所定の出力信号振幅となるように制御するものである。   Further, since the APD 38 as a light receiving element can control a current multiplication factor by a reverse bias voltage, a configuration shown in FIG. 6 is known. In FIG. 5, the same reference numerals as those in FIG. 5 denote the same name parts, and an APD reverse bias voltage control unit 46 is provided to compare the output signal amplitude value by the comparator 44 with the reference value. The reverse bias voltage applied to the APD 38 from the DC / DC converter 42 by controlling the DC / DC converter 42 by the APD reverse bias voltage control unit 46. , And the current multiplication factor of the APD 38 and the amplification gain of the variable gain amplifier 40 are controlled so as to obtain a predetermined output signal amplitude.

又図６に示す構成に於いて、ＡＰＤ３８の電流増倍率の制御と、可変利得増幅器４０の増幅利得と共に、前置増幅器３９の増幅利得を制御する構成を設け、出力信号のピーク検出値に従って、ＡＰＤ３８と、可変利得増幅器４０とを制御し、出力信号の直流成分検出値に従って、前置増幅器３９を制御し、それぞれの制御ループの応答速度をサンプリング周波数の選択により相違させた可変利得制御回路も知られている(例えば、特許文献１参照)。   Further, in the configuration shown in FIG. 6, a configuration for controlling the amplification gain of the preamplifier 39 together with the control of the current multiplication factor of the APD 38 and the amplification gain of the variable gain amplifier 40 is provided, and according to the peak detection value of the output signal, There is also a variable gain control circuit that controls the APD 38 and the variable gain amplifier 40, controls the preamplifier 39 in accordance with the DC component detection value of the output signal, and makes the response speed of each control loop differ by selecting the sampling frequency. It is known (see, for example, Patent Document 1).

又ＡＰＤは、電流増倍率を所定値以下に低下させると、帯域が急激に減少して、高速な光信号を電気信号に変換することができなくなる。そこで、出力電気信号の中の高周波成分のピーク値を検出してＡＰＤに印加する逆バイアス電圧を制御すると共に、この逆バイアス電圧と電流増倍率との関係から、電流増倍率が所定値以下に低下しないように逆バイアス電圧を制限する光受信回路も知られている(例えば、特許文献２参照)。又このようなＡＰＤの逆バイアス電圧の制御と共に可変利得増幅器により出力信号レベルを一定化する回路構成も知られている(例えば、特許文献３参照)。   In addition, when the current multiplication factor is reduced to a predetermined value or less, the band of the APD is drastically reduced, and a high-speed optical signal cannot be converted into an electrical signal. Therefore, the peak value of the high frequency component in the output electric signal is detected and the reverse bias voltage applied to the APD is controlled, and the current multiplication factor is reduced to a predetermined value or less from the relationship between the reverse bias voltage and the current multiplication factor. An optical receiver circuit that limits the reverse bias voltage so as not to decrease is also known (see, for example, Patent Document 2). A circuit configuration is also known in which the output signal level is made constant by a variable gain amplifier together with the control of the reverse bias voltage of the APD (see, for example, Patent Document 3).

又ＡＰＤに印加する逆バイアス電圧の制御と，可変利得増幅器の利得制御とを、検出した出力信号レベルが所定値以下の時に、可変利得増幅器の利得制御を行い、出力信号レベルが所定値より大きくなった時に、ＡＰＤの逆バイアス電圧を制御し、且つ可変利得増幅器の利得を制御する制御電圧が所定の判定値より大きくなった時に、入力光信号断とする構成も知られている(例えば、特許文献４参照)。又ＡＰＤは，温度によって電流増倍率が変化するから、ＡＰＤの温度を検出し、そのＡＰＤの温度に対する逆バイアス電圧と電流増倍率との関係をメモリから読み出して、その関係に従って逆バイアス電圧を制御する制御ループと、可変利得増幅器の利得を制御する制御ループとを設けた光受信回路も知られている(例えば、特許文献５参照)。   The control of the reverse bias voltage applied to the APD and the gain control of the variable gain amplifier are performed when the detected output signal level is below a predetermined value, the gain control of the variable gain amplifier is performed, and the output signal level is greater than the predetermined value. There is also known a configuration in which the input optical signal is cut off when the control voltage for controlling the reverse bias voltage of the APD and the gain of the variable gain amplifier becomes larger than a predetermined determination value (for example, (See Patent Document 4). Since the current multiplication factor of the APD changes depending on the temperature, the temperature of the APD is detected, the relationship between the reverse bias voltage and the current multiplication factor with respect to the temperature of the APD is read from the memory, and the reverse bias voltage is controlled according to the relationship. There is also known an optical receiving circuit provided with a control loop for controlling and a control loop for controlling the gain of a variable gain amplifier (see, for example, Patent Document 5).

又ＡＰＤと前置増幅器と可変利得増幅器とを、温度検出値に対応して制御することにより、光信号をＡＰＤにより電気信号に変換し、所望のレベルの電気信号として出力できる自動利得制御回路を先に提案した（特許文献６参照）。この自動利得制御回路は、例えば、図７に一例を示すもので、５１は受光素子としてのＡＰＤ、５２は前置増幅器、５３は可変利得増幅器、５４はリミッタ、５５は振幅検出回路、５６，６１はＡ／Ｄコンバータ、５７は比較器、５８はディジタルフィルタ、５９はレジスタ、６０はメモリ（ＥＥＰＲＯＭ）、６２は温度検出回路、６３，６４，６５，６７はＤ／Ａコンバータ、６６は光信号入力断検出回路、６８はサンプリング周波数発生回路を示す。   In addition, an automatic gain control circuit capable of converting an optical signal into an electric signal by APD and outputting it as an electric signal of a desired level by controlling the APD, the preamplifier, and the variable gain amplifier according to the temperature detection value. Previously proposed (see Patent Document 6). FIG. 7 shows an example of this automatic gain control circuit. For example, 51 is an APD as a light receiving element, 52 is a preamplifier, 53 is a variable gain amplifier, 54 is a limiter, 55 is an amplitude detection circuit, 56, 61 is an A / D converter, 57 is a comparator, 58 is a digital filter, 59 is a register, 60 is a memory (EEPROM), 62 is a temperature detection circuit, 63, 64, 65 and 67 are D / A converters, and 66 is a light A signal input interruption detection circuit 68 is a sampling frequency generation circuit.

光信号を入力するＡＰＤ５１と、前置増幅器５２と、可変利得増幅器５３と、リミッタ５４とについては、図５及び図６に示す構成と同様である。又ＡＰＤ５１の逆バイアス電圧の制御と、前置増幅器５２の電流−電圧変換利得制御と、可変利得増幅器５３の増幅利得制御とは、それぞれディジタル処理により行って、Ｄ／Ａコンバータ６３，６４，６５によりアナログ値に変換して行う構成を備えている。又前置増幅器５２は、トランスインピーダンス型増幅器を適用することができるもので、このトランスインピーダンス型増幅器は、広帯域特性を有する利点があり、既に知られている各種の構成を適用することができる。   The APD 51 for inputting an optical signal, the preamplifier 52, the variable gain amplifier 53, and the limiter 54 are the same as those shown in FIGS. Further, the control of the reverse bias voltage of the APD 51, the current-voltage conversion gain control of the preamplifier 52, and the amplification gain control of the variable gain amplifier 53 are respectively performed by digital processing, and the D / A converters 63, 64, 65 are respectively performed. Thus, it is configured to convert it into an analog value. The preamplifier 52 can be applied with a transimpedance type amplifier. The transimpedance type amplifier has an advantage of having a wide band characteristic, and various known configurations can be applied.

又振幅検出回路５５は、可変利得増幅器５３の出力信号の振幅レベルを検出し、Ａ／Ｄコンバータ５６によりディジタル値に変換して比較器７に入力する。このＡ／Ｄコンバータ５６は、サンプリング周波数発生回路６８からのサンプリング信号に従って振幅検出回路５５の出力信号をサンプリングしてディジタル値に変換するものであり、この場合のサンプリング周波数を高くすることにより、振幅検出回路５５の出力信号の変化の検出速度を早くすることができるから、利得制御ループの応答速度を向上することが可能である。しかし、それぞれの特性を考慮して選択することが好適である。又比較器５７は、Ａ／Ｄコンバータ５６による振幅検出信号のディジタル値と、レジスタ５９から読み出した基準値とを比較し、この比較出力を、ディジタルフィルタ５８を介してレジスタ５９のアドレスとする。このディジタルフィルタ５８は、ローパスフィルタ特性とする場合が一般的であり、例えば、ディジタル積算回路の機能を適用して構成することができる。従って、振幅検出信号が増加傾向又は減少傾向の場合の同一極性の比較出力が所定回数連続すると、レジスタ５９に入力するアドレスを変化させる構成とすることができる。   The amplitude detection circuit 55 detects the amplitude level of the output signal of the variable gain amplifier 53, converts it to a digital value by the A / D converter 56, and inputs it to the comparator 7. The A / D converter 56 samples the output signal of the amplitude detection circuit 55 in accordance with the sampling signal from the sampling frequency generation circuit 68 and converts it into a digital value. By increasing the sampling frequency in this case, the amplitude is increased. Since the detection speed of the change in the output signal of the detection circuit 55 can be increased, the response speed of the gain control loop can be improved. However, it is preferable to select in consideration of each characteristic. The comparator 57 compares the digital value of the amplitude detection signal from the A / D converter 56 with the reference value read from the register 59, and uses this comparison output as the address of the register 59 via the digital filter 58. The digital filter 58 generally has a low-pass filter characteristic, and can be configured by applying the function of a digital integrating circuit, for example. Therefore, when the comparison output of the same polarity when the amplitude detection signal tends to increase or decrease continues for a predetermined number of times, the address input to the register 59 can be changed.

又温度検出回路６２によりＡＰＤ５１の温度或いはその周辺温度を検出し、Ａ／Ｄコンバータ６１によりディジタル値に変換してメモリ６０のアドレスとする。このメモリ６０は、電気的に消去可能なプログラマブルメモリ（ＥＥＰＲＯＭ）を用いた場合を示す。このメモリ６０に、温度対応のＡＰＤ５１の複数種類の逆バイアス電圧と、前置増幅器５２の複数種類の電流−電圧変換利得値（トランスインピーダンス）と、可変利得増幅器５３の複数種類の増幅利得値とのデータを含む利得テーブルを格納する。この利得テーブルから読み出した温度対応のデータをレジスタ５９に書込み、ディジタルフィルタ５８の出力信号をアドレスとして、逆バイアス電圧と電流−電圧変換利得値と増幅利得値とを読み出して、それぞれＤ／Ａコンバータ６３，６４，６５によりアナログ値に変換し、ＡＰＤ５１に印加する逆バイアス電圧、前置増幅器５２に加える制御電圧、可変利得増幅器５３に加える利得制御電圧とする。   Further, the temperature detection circuit 62 detects the temperature of the APD 51 or its surrounding temperature, and the A / D converter 61 converts it to a digital value to obtain an address of the memory 60. The memory 60 shows a case where an electrically erasable programmable memory (EEPROM) is used. In this memory 60, a plurality of types of reverse bias voltages of the temperature-compatible APD 51, a plurality of types of current-voltage conversion gain values (transimpedance) of the preamplifier 52, a plurality of types of amplification gain values of the variable gain amplifier 53, and A gain table including the data of is stored. The temperature-corresponding data read from the gain table is written in the register 59, the reverse bias voltage, the current-voltage conversion gain value, and the amplification gain value are read out using the output signal of the digital filter 58 as an address, and each D / A converter. The analog value is converted by 63, 64, and 65, and the reverse bias voltage applied to the APD 51, the control voltage applied to the preamplifier 52, and the gain control voltage applied to the variable gain amplifier 53 are used.

又光信号入力断検出回路６６は、レジスタ５９に対するアドレス信号を基に光信号の入力断を検出するものであり、光信号入力断は、光信号レベルの低下に相当するから、ＡＰＤ５１の逆バイアス電圧と前置増幅器５２のトランスインピーダンスと可変利得増幅器５３の増幅利得とを増大させるようなレジスタ５９に対するアドレス信号となる。そのアドレス信号と、検出温度等に対応した比較アドレスとにより、光信号断を検出する。又レジスタ５９に対するアドレス信号は、光信号の入力レベルと温度等の環境情報とに従って変化するものであるから、そのアドレス信号をモニタ用ディジタル出力信号とし、又Ｄ／Ａコンバータ６７によりアナログ値に変換して、モニタ用アナログ信号とする。   The optical signal input interruption detection circuit 66 detects an optical signal input interruption based on an address signal for the register 59. Since the optical signal input interruption corresponds to a decrease in the optical signal level, the reverse bias of the APD 51 is detected. The address signal for the register 59 increases the voltage, the transimpedance of the preamplifier 52, and the amplification gain of the variable gain amplifier 53. The optical signal disconnection is detected by the address signal and the comparison address corresponding to the detected temperature. Since the address signal for the register 59 changes according to the input level of the optical signal and environmental information such as temperature, the address signal is used as a digital output signal for monitoring and converted to an analog value by the D / A converter 67. Thus, the analog signal for monitoring is used.

光信号を入力するＡＰＤ５１は、ＧａＩｎＡｓ３元化合物のアバランシェフォトダイオードが一般的に採用されており、図８の（Ａ），（Ｂ）に示すような特性を有するものである。同図の（Ａ）は逆バイアス電圧ＶＲ［Ｖ］と電流増倍率Ｍとの関係を、温度をパラメータとして示すもので、逆バイアス電圧を増加することにより、電流増倍率Ｍを大きくすることができるが、同一の逆バイアス電圧でも、温度が上昇すると、電流増倍率Ｍが低下することになる。従って、温度が上昇した場合は、逆バイアス電圧を上昇させることが必要となる。又同図の（Ｂ）は電流増倍率Ｍと遮断周波数ｆｃ［ＧＨｚ］との関係を示すもので、電流増倍率Ｍがほぼ２〜１０程度の範囲内であると、２〜５ＧＨｚ程度の範囲の帯域で動作可能となる。 An APD 51 for inputting an optical signal generally employs an avalanche photodiode of a GaInAs ternary compound, and has characteristics as shown in FIGS. 8A and 8B. (A) of the figure shows the relationship between the reverse bias voltage V R [V] and the current multiplication factor M using temperature as a parameter. Increasing the reverse bias voltage increases the current multiplication factor M. However, even with the same reverse bias voltage, the current multiplication factor M decreases as the temperature increases. Therefore, when the temperature rises, it is necessary to raise the reverse bias voltage. FIG. 5B shows the relationship between the current multiplication factor M and the cutoff frequency fc [GHz]. When the current multiplication factor M is in the range of about 2 to 10, the range of about 2 to 5 GHz. It becomes possible to operate in the band.

そこで、図７に於けるメモリ６０に格納した利得テーブルは、例えば、図８にその一部を示すように、温度対応に、ＡＰＤ５１に対する逆バイアス電圧［Ｖ］と、前置増幅器５２に対する電流−電圧変換利得値としてのトランスインピーダンス［ｋΩ］と、可変利得増幅器５３に対する増幅利得制御値としての電圧利得［ｄＢ］との組み合わせを、アドレス１，２，３，・・・の領域に保持して構成し、温度検出回路６２による検出温度をＡ／Ｄコンバータ６１によりディジタル値に変換して、温度対応のアドレスとする。従って、検出温度が例えば２５℃の場合、その２５℃の領域内の全データがレジスタ５９に書込まれる。又利得制御過程に於いて温度が変化すると、その温度対応の利得テーブルの温度領域の全データが、メモリ６０から読出されて、レジスタ５９に設定される。又各温度領域のアドレスは、１〜１０の場合を示しているが、更に細かく設定する場合は、アドレスを、例えば、１〜２５６とすることができる。 Therefore, the gain table stored in the in the memory 60 in FIG. 7, for example, as shown a part in FIG. 8, the temperature corresponding, a reverse bias voltage [V] for APD51, before current to the preamplifier 52 - The combination of the transimpedance [kΩ] as the voltage conversion gain value and the voltage gain [dB] as the amplification gain control value for the variable gain amplifier 53 is held in the address 1, 2, 3,... The temperature detected by the temperature detection circuit 62 is converted into a digital value by the A / D converter 61 to obtain an address corresponding to the temperature. Therefore, when the detected temperature is, for example, 25 ° C., all data in the 25 ° C. region is written into the register 59. When the temperature changes in the gain control process, all the data in the temperature region of the gain table corresponding to the temperature is read from the memory 60 and set in the register 59. In addition, although the addresses of the respective temperature regions are shown in the case of 1 to 10, the addresses can be set to 1 to 256 , for example, when more finely set.

受光素子としてのＡＰＤに印加する逆バイアス電圧を、従来例の図５に示すように、固定値とすると、制御回路は簡単となるが、温度変動によるＡＰＤの電流増倍率の変化によって受光出力信号レベルが変化し、逆バイアス電圧の設定は、最小受信感度とダイナミックレンジとのトレードオフとなり、両方を満足するように最適化することが困難である問題がある。そこで、従来例の図６に示すように、ＡＰＤの逆バイアス電圧を制御する構成により、温度変動による電流増倍率の変化に対しても或る程度追従して制御することができ、ダイナミックレンジの拡大が容易となるが、利得制御部４５に対する制御とＡＰＤ逆バイアス電圧制御部４６に対する制御との配分比率の最適化が容易でなく、又高速応答化が容易でない問題がある。   If the reverse bias voltage applied to the APD as the light receiving element is a fixed value as shown in FIG. 5 of the conventional example, the control circuit becomes simple, but the light reception output signal is caused by the change in the current multiplication factor of the APD due to temperature fluctuation. The level changes, and the setting of the reverse bias voltage becomes a trade-off between the minimum reception sensitivity and the dynamic range, and there is a problem that it is difficult to optimize to satisfy both. Therefore, as shown in FIG. 6 of the conventional example, the configuration for controlling the reverse bias voltage of the APD can control the current multiplication factor due to temperature fluctuations to some extent, and can control the dynamic range. Although it is easy to enlarge, there is a problem that it is not easy to optimize the distribution ratio between the control for the gain control unit 45 and the control for the APD reverse bias voltage control unit 46, and the high-speed response is not easy.

又ＡＰＤと前置増幅器と可変利得増幅器とをそれぞれ制御する制御ループを、サンプリング周波数の選択により、それぞれ独立的に応答速度の制御を行う従来例の構成(前記特許文献１参照)は、各制御ループ間の調整が容易でない問題と、温度によりＡＰＤの特性が大きく変化する問題がある。そこで、ＡＰＤの逆バイアス電圧と電流増倍率との関係を温度対応に記憶したメモリを設けて、検出温度に対応した逆バイアス電圧をＡＰＤに印加する従来例(前記特許文献５参照)が提案されており、前置増幅器の出力信号の高周波成分のピーク値を検出して、逆バイアス電圧制御を行って、ＡＰＤの高域側の低下を防止するものであるが、前置増幅器と可変利得増幅器とを含めた連携制御が行われていないので、安定性に問題がある。   In addition, the configuration of the conventional example in which the control speed for controlling the APD, the preamplifier, and the variable gain amplifier is controlled independently by selecting the sampling frequency (see Patent Document 1) There is a problem that adjustment between loops is not easy and a problem that the characteristics of the APD greatly change depending on the temperature. Therefore, a conventional example is proposed in which a memory in which the relationship between the reverse bias voltage of the APD and the current multiplication factor is stored corresponding to the temperature is provided, and the reverse bias voltage corresponding to the detected temperature is applied to the APD (see Patent Document 5). The high frequency component peak value of the output signal of the preamplifier is detected and the reverse bias voltage control is performed to prevent the lowering of the high frequency side of the APD. There is a problem in stability because cooperative control is not performed.

又先に提案した特許文献６の自動利得制御回路は、温度変化に対応して安定なフィードバック制御により、各部を安定に制御可能としている。又光信号伝送システムに於いては、連続的なデータの“１”，“０”に対応して光信号のオン、オフを対応させ、オン時の光信号レベルとオフ時の光信号レベルとの差を示す消光比を、受信側で光信号レベル識別が可能となるように制御するものであり、これに対してバースト的にデータを伝送する為のバースト光信号伝送システムに於いては、光信号を送信しない期間が生じて、受信側で入力光信号断の状態が発生する。この入力光信号断検出により、ＡＰＤと前置増幅器と可変利得増幅器とによる増幅利得が異常に上昇して、ノイズ光成分のみを増幅出力することになるが、これを回避する為に、ＡＰＤの電流増倍率と前置増幅器及び可変利得増幅器の増幅率とを最小値に制御する手段が知られている。その場合、入力光信号断状態からの入力されるバースト光信号のレベルは、零レベルから所定のレベルに上昇して定常状態のデータ伝送が行われるが、フィードバック制御ループの応答特性が、通常は定常状態に於ける安定動作を保証できるように設定されている場合が一般的である。従って、バースト光信号入力に対しては、光信号入力立ち上がりから、安定動作となるまでの時間が長く、バースト光信号の安定な受信処理が困難である問題もある。   In addition, the automatic gain control circuit of Patent Document 6 previously proposed enables each part to be stably controlled by stable feedback control corresponding to a temperature change. In the optical signal transmission system, the ON / OFF of the optical signal is made to correspond to the continuous data “1” and “0”, and the optical signal level at the ON time and the optical signal level at the OFF time are determined. In the burst optical signal transmission system for transmitting data in a burst manner, the extinction ratio indicating the difference is controlled so that the optical signal level can be identified on the receiving side. A period in which the optical signal is not transmitted occurs, and an input optical signal is interrupted on the receiving side. By detecting the disconnection of the input optical signal, the amplification gain by the APD, the preamplifier, and the variable gain amplifier is abnormally increased, and only the noise light component is amplified and output. In order to avoid this, Means are known for controlling the current multiplication factor and the amplification factors of the preamplifier and the variable gain amplifier to a minimum value. In that case, the level of the burst optical signal that is input from the state where the input optical signal is interrupted rises from the zero level to a predetermined level to perform steady-state data transmission, but the response characteristic of the feedback control loop is usually In general, it is set so as to guarantee stable operation in a steady state. Therefore, for burst optical signal input, there is a problem that it takes a long time from the rising of the optical signal input until the stable operation is performed, and it is difficult to perform stable reception processing of the burst optical signal.

本発明は、前述の問題点を解決するもので、連続的光信号入力に対しても、又バースト光信号入力に対しても、高速応答特性と安定動作特性とが得られる構成を提供することを目的とする。   The present invention solves the above-mentioned problems, and provides a configuration capable of obtaining high-speed response characteristics and stable operation characteristics for both continuous optical signal input and burst optical signal input. With the goal.

本発明の自動利得制御回路は、光信号を入力する受光素子としてのＡＰＤと、前置増幅器と、可変利得増幅器と、この可変利得増幅器の出力信号振幅を検出する振幅検出回路とを含み、振幅検出回路による検出値を基に、ＡＰＤと前置増幅器と可変利得増幅器とを制御する自動利得制御回路に於いて、ＡＰＤに印加する逆バイアス電圧と入力光信号とに応じて流れる電流を検出するＡＰＤ電流検出器と、このＡＰＤ電流検出器と並列に接続して、このＡＰＤ電流検出器をバイパスするか否かを制御するアナログスイッチと、このアナログスイッチを前記光信号の入力検出によりオンとし、前記光信号の入力断検出により、アナログスイッチをオフとし、このアナログスイッチをオフとした時のＡＰＤの電流増倍率を所定の初期応答特性となるように選択した逆バイアス電圧を、ＡＰＤ電流検出器を介してＡＰＤに印加する制御を行うＡＰＤ電流検出制御回路とを備えている。   An automatic gain control circuit of the present invention includes an APD as a light receiving element for inputting an optical signal, a preamplifier, a variable gain amplifier, and an amplitude detection circuit for detecting an output signal amplitude of the variable gain amplifier. In an automatic gain control circuit that controls the APD, preamplifier, and variable gain amplifier based on the detection value of the detection circuit, a current that flows according to the reverse bias voltage applied to the APD and the input optical signal is detected. An APD current detector, an analog switch connected in parallel with the APD current detector to control whether or not to bypass the APD current detector, and the analog switch is turned on by detecting the input of the optical signal; When the optical signal input interruption is detected, the analog switch is turned off, and the current multiplication factor of the APD when the analog switch is turned off becomes a predetermined initial response characteristic. A reverse bias voltage urchin selected, and a APD current detection control circuit for controlling the application of the APD through the APD current detector.

又温度対応のＡＰＤの逆バイアス電圧と、前置増幅器の利得と、可変利得増幅器の利得とを制御する制御データを設定した利得テーブルと、検出温度に従って利得テーブルの温度対応領域の制御データを読出して設定するレジスタと、可変利得増幅器の出力振幅値を検出して、この出力振幅値が所定値となるように、レジスタから制御データを読出して、ＡＰＤの逆バイアス電圧と、前置増幅器の利得と、可変利得増幅器の利得とを制御し、且つ光信号の入力断検出時の温度に対応し、且つＡＰＤの電流増倍率が光信号入力を検出可能とする最低の固定値となる制御データをレジスタから読出し、この制御データに従った逆バイアス電圧を、ＡＰＤ電流検出器を介して印加する制御構成を備えている。   Also, a gain table in which control data for controlling the reverse bias voltage of the temperature-compatible APD, the gain of the preamplifier, and the gain of the variable gain amplifier is set, and the control data in the temperature-corresponding area of the gain table is read according to the detected temperature. The output amplitude value of the register to be set and the variable gain amplifier is detected, the control data is read from the register so that the output amplitude value becomes a predetermined value, the reverse bias voltage of the APD, and the gain of the preamplifier Control data that controls the gain of the variable gain amplifier, corresponds to the temperature at the time of detection of optical signal input interruption, and is the lowest fixed value that enables the APD current multiplication factor to detect optical signal input. A control structure is provided that reads out from the register and applies a reverse bias voltage according to the control data via the APD current detector.

又ＡＰＤ電流検出制御回路は、光信号の入力開始によるＡＰＤの逆バイアス電圧と光信号のレベルとに対応して、ＡＰＤに流れる電流をＡＰＤ電流検出器により検出した検出信号を基に、利得テーブルからＡＰＤの電流増倍率と前置増幅器及び可変利得増幅器の利得とを初期値とする制御データを読出して制御し、且つアナログスイッチをオンに制御する構成を備えている。   The APD current detection control circuit is a gain table based on the detection signal obtained by detecting the current flowing through the APD by the APD current detector corresponding to the reverse bias voltage of the APD and the level of the optical signal when the input of the optical signal is started. To read and control the control data having the initial values of the current multiplication factor of the APD and the gains of the preamplifier and the variable gain amplifier, and the analog switch is turned on.

又ＡＰＤ電流検出制御回路は、光信号の入力開始時に、ＡＰＤの逆バイアス電圧によるＡＰＤに流れる電流を、ＡＰＤ電流検出器により検出して所定時間経過した後に、ＡＰＤ電流検出器と並列に接続したアナログスイッチをオンに制御する構成を備えている。   The APD current detection control circuit is connected in parallel with the APD current detector after the APD current detector detects the current flowing through the APD due to the reverse bias voltage of the APD at the start of optical signal input, and after a predetermined time has elapsed. An analog switch is controlled to be turned on.

光信号断状態に於いては、ＡＰＤの電流増倍率Ｍを、例えば、Ｍ＝２等の最低の所定値となるように、レジスタから制御データを読出して、その電流増倍率Ｍとなる逆バイアス電圧を、ＡＰＤ電流検出器を介して印加し、バースト光信号入力時点に於いては、ＡＰＤ電流検出器に流れるＡＰＤの電流を検出することにより、バースト光信号入力を迅速に検出可能とし、その結果により、ＡＰＤ電流検出器をバイパスして逆バイアス電圧をＡＰＤに印加し、ＡＰＤの電流増倍率を制御すると共に、前置増幅器及び可変利得増幅器の利得とを、バースト光信号入力レベルに対応して制御することにより、安定なバースト光信号の受信処理を行うことが可能となる。   In the optical signal cut-off state, the control data is read from the register so that the current multiplication factor M of the APD becomes the lowest predetermined value such as M = 2, and the reverse bias that becomes the current multiplication factor M is read. A voltage is applied via the APD current detector, and at the time of burst optical signal input, the current of the APD flowing through the APD current detector is detected, thereby enabling rapid detection of the burst optical signal input. As a result, the APD current detector is bypassed, a reverse bias voltage is applied to the APD, the current multiplication factor of the APD is controlled, and the gains of the preamplifier and the variable gain amplifier correspond to the burst optical signal input level. This makes it possible to perform stable burst optical signal reception processing.

本発明の自動利得制御回路は、図１を参照して説明すると、光信号を入力する受光素子としてのＡＰＤ１と、前置増幅器２と、可変利得増幅器３と、この可変利得増幅器３の出力信号振幅を検出する振幅検出回路５とを含み、振幅検出回路５による検出値を基に、ＡＰＤ１と前置増幅器２と可変利得増幅器３とを制御する自動利得制御回路であって、ＡＰＤ１に印加する逆バイアス電圧と入力光信号とに応じて流れる電流を検出するＡＰＤ電流検出器１９と、このＡＰＤ電流検出器１９と並列に接続して、このＡＰＤ電流検出器１９をバイパスするか否かを制御するアナログスイッチ２１と、このアナログスイッチ２１を前記光信号の入力検出によりオンとし、前記光信号の入力断検出により、アナログスイッチ２１をオフとし、このアナログスイッチ２１をオフとした時のＡＰＤ１の電流増倍率を所定の初期応答特性となるように選択した逆バイアス電圧を、ＡＰＤ電流検出器１９を介してＡＰＤに印加する制御を行うＡＰＤ電流検出制御回路２２とを備えている。   The automatic gain control circuit according to the present invention will be described with reference to FIG. 1. An APD 1 as a light receiving element for inputting an optical signal, a preamplifier 2, a variable gain amplifier 3, and an output signal of the variable gain amplifier 3 An automatic gain control circuit for controlling the APD 1, the preamplifier 2, and the variable gain amplifier 3 on the basis of the detection value by the amplitude detection circuit 5, which is applied to the APD 1. An APD current detector 19 that detects a current that flows in accordance with the reverse bias voltage and the input optical signal, and is connected in parallel to the APD current detector 19 to control whether or not the APD current detector 19 is bypassed. And the analog switch 21 is turned on by detecting the input of the optical signal, and the analog switch 21 is turned off by detecting the input interruption of the optical signal. An APD current detection control circuit that controls to apply a reverse bias voltage, which is selected so that the current multiplication factor of the APD 1 when the switch 21 is turned off to a predetermined initial response characteristic, to the APD via the APD current detector 19 22.

図１は、本発明の実施例１の説明図であり、１は受光素子としてのＡＰＤ、２は前置増幅器、３は可変利得増幅器、４はリミッタ、５は振幅検出回路、６，１１，２０はＡ／Ｄコンバータ、７は比較器、８はディジタルフィルタ、９はレジスタ、１０は利得テーブルを形成したメモリ（ＥＥＰＲＯＭ）、１２は温度検出回路、１３，１４，１５，１７はＤ／Ａコンバータ、１６は光信号入力断検出用比較器、１８はサンプリング周波数発生回路、１９はＡＰＤ電流検出器、２１はアナログスイッチ、２２はＡＰＤ電流検出制御回路を示す。   FIG. 1 is an explanatory diagram of Embodiment 1 of the present invention, in which 1 is an APD as a light receiving element, 2 is a preamplifier, 3 is a variable gain amplifier, 4 is a limiter, 5 is an amplitude detection circuit, 6, 11, 20 is an A / D converter, 7 is a comparator, 8 is a digital filter, 9 is a register, 10 is a memory (EEPROM) forming a gain table, 12 is a temperature detection circuit, 13, 14, 15 and 17 are D / A A converter, 16 is a comparator for detecting an optical signal input interruption, 18 is a sampling frequency generation circuit, 19 is an APD current detector, 21 is an analog switch, and 22 is an APD current detection control circuit.

光信号を入力するＡＰＤ１の出力信号を、前置増幅器２と可変利得増幅器３とにより増幅し、リミッタ４により２値化して出力する為の基本的な構成は、図７に示す従来例と同様であるが、この実施例１に於いては、ＡＰＤ電流検出器１９とＡ／Ｄコンバータ２０とアナログスイッチ２１とＡＰＤ電流検出制御回路２２とを設け、ＡＰＤ電流検出器１９に並列に接続したアナログスイッチ２１のオン、オフをＡＰＤ電流検出制御回路２２により制御し、アナログスイッチ２１をオンとすると、ＡＰＤ電流検出器１９をバイパスし、ＡＰＤ１に、Ｄ／Ａコンバータ１３とアナログスイッチ２１とを介して逆バイアス電圧を印加する状態となり、反対にアナログスイッチ２１をオフとすると、ＡＰＤ電流検出器１９を介してＡＰＤ１に逆バイアス電圧を印加し、ＡＰＤ１に流れる電流を検出する動作状態となる。ＡＰＤ電流検出器１９の電流検出値をＡ／Ｄコンバータ２０によりディジタル信号に変換して、ＡＰＤ電流検出制御回路２２に入力する。   The basic configuration for amplifying the output signal of the APD 1 for inputting the optical signal by the preamplifier 2 and the variable gain amplifier 3 and binarizing the output signal by the limiter 4 is the same as the conventional example shown in FIG. However, in the first embodiment, an APD current detector 19, an A / D converter 20, an analog switch 21, and an APD current detection control circuit 22 are provided, and an analog connected in parallel to the APD current detector 19. When the APD current detection control circuit 22 controls on / off of the switch 21 and the analog switch 21 is turned on, the APD current detector 19 is bypassed, and the APD 1 is connected to the APD 1 via the D / A converter 13 and the analog switch 21. When the reverse bias voltage is applied and the analog switch 21 is turned off, the reverse bias is applied to the APD 1 via the APD current detector 19. Applying a pressure, an operating state for detecting the current flowing in APD1. The current detection value of the APD current detector 19 is converted into a digital signal by the A / D converter 20 and input to the APD current detection control circuit 22.

ＡＰＤ電流検出制御回路２２は、光信号入力断検出用比較器１６からの光入力断検出出力信号、又は図示を省略した検出手段による光入力断検出出力信号を入力すると、アナログスイッチ２１をオフに制御し、レジスタ１０からＡＰＤ１の電流増倍率をその時点の温度に対応した所定の最低値となる制御データを読出して、Ｄ／Ａコンバータ１３とＡＰＤ電流検出器１９とを介して、ＡＰＤ１に逆バイアス電圧として印加する。この場合のＡＰＤ１の電流増倍率をＭとすると、例えば、所定の最低値を、Ｍ＝２とする制御データをレジスタ９から読出してＡＰＤ１の逆バイアス電圧とする。この逆バイアス電圧は、バースト光信号入力時に、ＡＰＤ１に流れる電流をＡＰＤ電流検出器１９により検出可能とする値に選定する。又光信号入力断の状態に於ける前置増幅器２と可変利得増幅器３との利得は、バースト光信号入力時に、振幅検出回路５に於いて振幅検出が可能となる値となるように、レジスタ９から読出される制御データに従って制御される。   The APD current detection control circuit 22 turns off the analog switch 21 when an optical input interruption detection output signal from the optical signal input interruption detection comparator 16 or an optical input interruption detection output signal by a detection means (not shown) is input. The control data is read out from the register 10 so that the current multiplication factor of the APD 1 becomes a predetermined minimum value corresponding to the temperature at that time, and the control data is returned to the APD 1 via the D / A converter 13 and the APD current detector 19. Applied as a bias voltage. If the current multiplication factor of the APD 1 in this case is M, for example, control data with a predetermined minimum value M = 2 is read from the register 9 and used as the reverse bias voltage of the APD 1. This reverse bias voltage is selected to a value that allows the APD current detector 19 to detect the current flowing through the APD 1 when a burst optical signal is input. The gain of the preamplifier 2 and the variable gain amplifier 3 when the optical signal input is cut off is set so that the amplitude can be detected by the amplitude detection circuit 5 when the burst optical signal is input. 9 is controlled in accordance with the control data read from 9.

バースト光信号の入力により、ＡＰＤ１は、そのバースト光信号のレベルと、逆バイアス電圧とに対応した電流が流れ、その電流をＡＰＤ電流検出器１９により検出し、Ａ／Ｄコンバータ２０によりディジタル信号に変換して、ＡＰＤ電流検出制御回路２２に入力する。ＡＰＤ電流検出回路２２は、ＡＰＤ電流検出により直ちに、或いは、内部のタイマ等による所定時間後に、アナログスイッチ２１をオンとし、且つレジスタ９から、振幅検出回路５とＡ／Ｄコンバータ６と比較器７とディジタルフィルタ８とを介した経路でアドレス制御して制御データを読出し、ＡＰＤ１の電流増倍率と、前置増幅器２及び可変利得増幅器３の利得とを制御する。   By inputting the burst optical signal, a current corresponding to the level of the burst optical signal and the reverse bias voltage flows through the APD 1, the current is detected by the APD current detector 19, and converted into a digital signal by the A / D converter 20. The converted signal is input to the APD current detection control circuit 22. The APD current detection circuit 22 turns on the analog switch 21 immediately after the APD current detection or after a predetermined time by an internal timer or the like, and from the register 9, the amplitude detection circuit 5, the A / D converter 6, and the comparator 7. And the control data is read out by address control through a path through the digital filter 8 and the current multiplication factor of the APD 1 and the gains of the preamplifier 2 and the variable gain amplifier 3 are controlled.

又ＡＰＤ１の逆バイアス電圧の制御と、前置増幅器２の電流−電圧変換利得制御と、可変利得増幅器３の増幅利得制御とは、それぞれディジタル処理により行って、レジスタ９から読出した制御データをＤ／Ａコンバータ３，４，５によりアナログ値に変換して行うものであり、ＡＰＤ１は、例えば、ＩｎＧａＡｓ三元化合物半導体により形成されたアバランシェフォトダイオードとすることができる。又前置増幅器２は、例えば、トランスインピーダンス型増幅器を適用することができる。このトランスインピーダンス型増幅器は、広帯域特性を有することから、既に各種の構成が知られており、所望の構成を適用することができる。又ＡＰＤ電流検出器１９は抵抗により構成し、その抵抗の両端の電圧を電流値として検出する構成とすることができる。又アナログスイッチ２１はトランジスタ等の半導体スイッチング素子により構成することができる。   The control of the reverse bias voltage of the APD 1, the current-voltage conversion gain control of the preamplifier 2, and the amplification gain control of the variable gain amplifier 3 are each performed by digital processing, and the control data read from the register 9 is D / A converter 3, 4, 5 converts the analog value into an analog value, and APD 1 can be an avalanche photodiode formed of, for example, an InGaAs ternary compound semiconductor. The preamplifier 2 may be a transimpedance amplifier, for example. Since this transimpedance amplifier has a wide band characteristic, various configurations are already known, and a desired configuration can be applied. Further, the APD current detector 19 can be constituted by a resistor, and the voltage across the resistor can be detected as a current value. The analog switch 21 can be constituted by a semiconductor switching element such as a transistor.

又各部について簡単に説明すると、振幅検出回路５は、可変利得増幅器３の出力信号の振幅レベルを検出し、Ａ／Ｄコンバータ６によりディジタル値に変換して比較器７に入力する。このＡ／Ｄコンバータ６は、サンプリング周波数発生回路８からのサンプリング信号に従って振幅検出回路５の出力信号をサンプリングしてディジタル値に変換するものであって、サンプリング周波数を高くすることにより、利得制御ループの応答速度を早くすることが可能となるが、他の制御ループ等の特性を考慮して選択したサンプリング周波数とするものである。又比較器７は、Ａ／Ｄコンバータ６による振幅検出信号のディジタル値と、レジスタ９から読出した基準値とを比較し、この比較出力を、ディジタルフィルタ８を介してレジスタ９のアドレスとするものであり、ディジタルフィルタ８は、ローパスフィルタ特性とする場合が一般的であって、例えば、ディジタル積算回路の機能を適用した構成することができる。このような構成の場合、振幅検出信号が増加傾向又は減少傾向が継続した時に、同一極性の比較出力が所定回数連続することになるから、積算値が変化して、レジスタ９に入力するアドレスを変化させることになる。   Briefly explaining each part, the amplitude detection circuit 5 detects the amplitude level of the output signal of the variable gain amplifier 3, converts it to a digital value by the A / D converter 6, and inputs it to the comparator 7. This A / D converter 6 samples the output signal of the amplitude detection circuit 5 according to the sampling signal from the sampling frequency generation circuit 8 and converts it into a digital value. By increasing the sampling frequency, the gain control loop However, the sampling frequency is selected in consideration of the characteristics of other control loops. The comparator 7 compares the digital value of the amplitude detection signal from the A / D converter 6 with the reference value read from the register 9, and uses the comparison output as the address of the register 9 via the digital filter 8. In general, the digital filter 8 has a low-pass filter characteristic. For example, the digital filter 8 can be configured by applying the function of a digital integrating circuit. In such a configuration, when the amplitude detection signal continues to increase or decrease, the comparison output of the same polarity continues for a predetermined number of times. Therefore, the integrated value changes and the address input to the register 9 is changed. Will change.

又温度検出回路１２によりＡＰＤ１の温度或いはその周辺温度を検出し、Ａ／Ｄコンバータ１１によりディジタル値に変換してメモリ１０に形成した利得テーブルのアドレスとするもので、メモリ１０は、電気的に消去可能なプログラマブルメモリ（ＥＥＰＲＯＭ）を用いた場合を示す。このメモリ１０に形成した利得テーブルは、温度対応のＡＰＤ１の複数種類の逆バイアス電圧と、前置増幅器２の複数種類の電流−電圧変換利得値（トランスインピーダンス）と、可変利得増幅器３の複数種類の増幅利得値との制御データを含むテーブルである。この利得テーブルから読出した温度対応のデータをレジスタ９に書込み、ディジタルフィルタ８の出力信号をアドレスとして、逆バイアス電圧と電流−電圧変換利得値と増幅利得値との制御データを読出して、それぞれＤ／Ａコンバータ１３，１４，１５によりアナログ値に変換し、ＡＰＤ１に印加する逆バイアス電圧、前置増幅器２に加える制御電圧、可変利得増幅器３に加える利得制御電圧とする。   Further, the temperature detection circuit 12 detects the temperature of the APD 1 or its surrounding temperature, converts it into a digital value by the A / D converter 11 and uses it as the address of the gain table formed in the memory 10. The case where an erasable programmable memory (EEPROM) is used is shown. The gain table formed in the memory 10 includes a plurality of types of reverse bias voltages of the temperature-compatible APD 1, a plurality of types of current-voltage conversion gain values (transimpedances) of the preamplifier 2, and a plurality of types of variable gain amplifiers 3. It is a table containing control data with an amplification gain value. The temperature-corresponding data read from the gain table is written into the register 9, and the control data of the reverse bias voltage, the current-voltage conversion gain value, and the amplification gain value are read out using the output signal of the digital filter 8 as an address, respectively. / A converter 13, 14, 15 converts it into an analog value, which is used as a reverse bias voltage applied to APD 1, a control voltage applied to preamplifier 2, and a gain control voltage applied to variable gain amplifier 3.

又光信号入力断検出用比較器１６は、光信号レベル低下に伴う振幅検出回路５の出力信号のサンプル値が連続的に低下することによるレジスタ９に対するアドレス信号の変化を基に光信号の入力断を検出する構成の場合を示す。なお、他の構成により、光信号入力断検出を行う構成を適用することも可能であり、光入力断検出出力信号を、ＡＰＤ電流検出制御回路２２にも入力する。この光信号入力断検出信号により、ＡＰＤ電流検出制御回路２２は、アナログスイッチ２１をオフとし、且つレジスタ９からその時点の温度に対応し、且つ固定のＡＰＤ電流増倍率となる逆バイアス電圧を、Ｄ／Ａコンバータ１３とＡＰＤ電流検出器１９を介してＡＰＤ１に印加する。この場合のＡＰＤ電流増倍率は、前述のように、光信号が入力された時に検出可能の最低値とする。   The optical signal input interruption detection comparator 16 inputs an optical signal based on a change in the address signal to the register 9 due to a continuous decrease in the sample value of the output signal of the amplitude detection circuit 5 as the optical signal level decreases. The case of the structure which detects disconnection is shown. In addition, it is also possible to apply the structure which detects an optical signal input interruption by another structure, and inputs an optical input interruption detection output signal also into the APD current detection control circuit 22. FIG. By this optical signal input interruption detection signal, the APD current detection control circuit 22 turns off the analog switch 21 and applies a reverse bias voltage corresponding to the temperature at that time from the register 9 and having a fixed APD current multiplication factor. The voltage is applied to the APD 1 via the D / A converter 13 and the APD current detector 19. In this case, the APD current multiplication factor is set to the lowest value that can be detected when an optical signal is input as described above.

この状態に於いてバースト光信号がＡＰＤ１に入力されると、その時の逆バイアス電圧に応じたＡＰＤ電流増倍率に従ってＡＰＤ電流が流れるから、そのＡＰＤ電流をＡＰＤ電流検出器１９により検出し、Ａ／Ｄコンバータ２０によりディジタル信号に変換して、ＡＰＤ電流検出制御回路２２に入力する。ＡＰＤ電流検出制御回路２２は、直ちに又はタイマ等による所定時間後に、アナログスイッチ２１をオンに制御し、又レジスタ９からはディジタルフィルタ８を介して入力されるアドレス信号に従った制御データを読出して、Ｄ／Ａコンバータ１３，１４，１５によりアナログ信号に変換し、ＡＰＤ１の逆バイアス電圧、前置増幅器２の利得制御電圧、可変利得増幅器３の利得制御電圧とする。即ち、バースト光信号入力時点では、ＡＰＤ１の制御ループはオフ状態であり、その時のＡＰＤ１の電流増倍率は、バースト光信号入力時点の光信号検出可能の所定の最低値に維持されていることにより、迅速に光信号を検出することが可能となる。光信号検出後は、ＡＰＤ１の制御ループはオン状態とするものであるから、安定な光信号受信処理が可能となる。   When a burst optical signal is input to the APD 1 in this state, an APD current flows in accordance with an APD current multiplication factor corresponding to the reverse bias voltage at that time. Therefore, the APD current is detected by the APD current detector 19, and A / The signal is converted into a digital signal by the D converter 20 and input to the APD current detection control circuit 22. The APD current detection control circuit 22 controls the analog switch 21 to be turned on immediately or after a predetermined time by a timer or the like, and reads control data from the register 9 according to the address signal input through the digital filter 8 The analog signal is converted by the D / A converters 13, 14, and 15 to obtain the reverse bias voltage of the APD 1, the gain control voltage of the preamplifier 2, and the gain control voltage of the variable gain amplifier 3. That is, when the burst optical signal is input, the control loop of the APD 1 is in an OFF state, and the current multiplication factor of the APD 1 at that time is maintained at a predetermined minimum value at which the optical signal can be detected when the burst optical signal is input. It becomes possible to detect an optical signal quickly. After the optical signal is detected, the control loop of the APD 1 is turned on, so that stable optical signal reception processing can be performed.

図２は、ＡＰＤ制御特性説明図であり、（Ａ）は図８の（Ａ）と同様のＡＰＤの逆バイアス電圧と電流増倍率とを、温度をパラメータとして示すＡＰＤ特性説明図であり、縦軸は電流増倍率Ｍ、横軸は逆バイアス電圧ＶＲを示し、光信号断時のＡＰＤ電流増倍率Ｍを例えば、所定の最低値のＭ＝２とした場合を示す。又図２の（Ｂ）は、電流増倍率Ｍ＝２とした場合の温度と逆バイアス電圧との関係の一例を示し、温度検出回路１２により検出した温度に対応した逆バイアス電圧のデータを、メモリ１０に形成した利得テーブル読出して、レジスタ９に設定しておくことにより、光信号断時の温度に対応した逆バイアス電圧をレジスタ９から読出して、ＡＰＤ１の逆バイアス電圧とし、その時の電流増倍率を設定最低値のＭ＝２とすることができる。 FIG. 2 is an explanatory diagram of APD control characteristics, and FIG. 2A is an explanatory diagram of APD characteristics showing the reverse bias voltage and current multiplication factor of APD similar to FIG. axis current multiplication factor M, the horizontal axis represents the reverse bias voltage V R, the APD current multiplication factor M when the optical signal loss for example, shows a case where the M = 2 for a predetermined minimum value. FIG. 2B shows an example of the relationship between the temperature and the reverse bias voltage when the current multiplication factor M = 2, and the reverse bias voltage data corresponding to the temperature detected by the temperature detection circuit 12 is shown in FIG. By reading out the gain table formed in the memory 10 and setting it in the register 9, the reverse bias voltage corresponding to the temperature at the time of the optical signal interruption is read out from the register 9 as the reverse bias voltage of the APD 1, and the current increase at that time The magnification can be set to a set minimum value M = 2.

図３は、ＡＰＤの制御構成の要部のみを示すもので、ＡＰＤ１と、逆バイアス電圧供給用のＤ／Ａコンバータ１３と、例えば、１００ｋΩの抵抗として、１μＡの電流を検出可能としたＡＰＤ電流検出器１９と、ＡＰＤ電流検出用のＡ／Ｄコンバータ２０と、トランジスタ等の半導体スイッチ素子により構成したアナログスイッチ２１とを示し、ＡＰＤ電流検出用のＡ／Ｄコンバータ２０は、抵抗からなるＡＰＤ電流検出器１９の両端の電圧を、ＡＰＤ電流として検出し、図１に於けるＡＰＤ電流検出制御回路２２に入力する。   FIG. 3 shows only the main part of the control configuration of the APD. The APD 1, the D / A converter 13 for supplying the reverse bias voltage, and the APD current capable of detecting a current of 1 μA as a resistance of 100 kΩ, for example. A detector 19, an A / D converter 20 for detecting an APD current, and an analog switch 21 composed of a semiconductor switch element such as a transistor are shown. The A / D converter 20 for detecting an APD current includes an APD current composed of a resistor. The voltage across the detector 19 is detected as an APD current and input to the APD current detection control circuit 22 in FIG.

図４は、ＥＥＰＲＯＭ等のメモリ１０に形成した利得テーブルの一例の要部を示すもので、メモリ１０のアドレス（利得テーブルのアドレス）対応に、ＡＰＤ１の逆バイアス電圧〔Ｖ〕と、前置増幅器２の電流−電圧変換利得としてのトランスインピーダンス〔ｋΩ〕と、可変利得増幅器３の増幅利得値としての電圧利得〔ｄＢ〕との組み合わせを示すもので、温度検出回路１２により検出した温度をＡ／Ｄコンバータ１１によりディジタル信号に変換して、メモリ１０のアドレス（利得テーブルのアドレス）とし、温度対応の領域内のデータを読出してレジスタ９に設定する。この場合、検出温度が２５度であると、アドレス１〜１０の範囲の逆バイアス電圧３０〜３９と、トランスインピーダンス１〜９と、電圧利得１〜９とを読出して、レジスタ９に設定する。それにより、例えば、ディジタルフィルタ８を介したアドレスが３の場合、そのアドレス３の逆バイアス電圧３２と、トランスインピーダンス３と、電圧利得３とをそれぞれ読出して、Ｄ／Ａコンバータ１３，１４，１５に入力することになる。なお、メモリ１０に形成した利得テーブルは、アドレスを更に多数の例えば１〜２５６として、それぞれのアドレス対応に制御データを設定することも可能である。   FIG. 4 shows a main part of an example of a gain table formed in the memory 10 such as an EEPROM, and the reverse bias voltage [V] of the APD 1 and the preamplifier corresponding to the address (gain table address) of the memory 10. 2 shows a combination of a transimpedance [kΩ] as a current-voltage conversion gain of 2 and a voltage gain [dB] as an amplification gain value of the variable gain amplifier 3, and the temperature detected by the temperature detection circuit 12 is expressed as A / The signal is converted into a digital signal by the D converter 11 and used as the address of the memory 10 (gain table address), and the data in the temperature-corresponding region is read and set in the register 9. In this case, if the detected temperature is 25 degrees, the reverse bias voltages 30 to 39 in the range of addresses 1 to 10, the transimpedances 1 to 9, and the voltage gains 1 to 9 are read and set in the register 9. Thereby, for example, when the address through the digital filter 8 is 3, the reverse bias voltage 32, the transimpedance 3, and the voltage gain 3 of the address 3 are read out, respectively, and the D / A converters 13, 14, 15 are read out. Will be entered. In the gain table formed in the memory 10, it is also possible to set the control data corresponding to each address with a larger number of addresses, for example, 1 to 256.

又光信号入力断検出時は、ＡＰＤ電流検出制御回路２２からレジスタ９をアクセスして、その時の温度に対応し、且つＡＰＤ１の電流増倍率Ｍ＝２となる逆バイアス電圧を示す制御データが読出されることになり、且つアナログスイッチ２１はオフに制御されるから、バースト光信号入力時には、ＡＰＤ１は過大な電流増倍率となることはなく、且つ迅速にＡＰＤ電流検出器１９により検出し、アナログスイッチ２１を直ちに或いは所定時間後にオンとし、通常の制御ループにより光信号の安定な受信処理を行うことができる。即ち、光信号入力開始時点のシステム対応の最適応答時間が存在する場合、それに対応して、アナログスイッチ２１のオン制御タイミングを設定可能とすることができる。   When the optical signal input interruption is detected, the register 9 is accessed from the APD current detection control circuit 22, and the control data corresponding to the temperature at that time and indicating the reverse bias voltage at which the current multiplication factor M = 2 of the APD 1 is read. Since the analog switch 21 is controlled to be turned off, the APD 1 does not become an excessive current multiplication factor when a burst optical signal is input, and is quickly detected by the APD current detector 19. The switch 21 is turned on immediately or after a predetermined time, and stable reception processing of an optical signal can be performed by a normal control loop. That is, when there is an optimum response time corresponding to the system at the start of optical signal input, it is possible to set the ON control timing of the analog switch 21 correspondingly.

本発明の実施例１の説明図である。It is explanatory drawing of Example 1 of this invention. 本発明の実施例１のＡＰＤ制御特性説明図である。It is APD control characteristic explanatory drawing of Example 1 of this invention. 本発明の実施例１の要部説明図である。It is principal part explanatory drawing of Example 1 of this invention. 本発明の実施例１のメモリ内の利得テーブルの要部説明図である。It is principal part explanatory drawing of the gain table in the memory of Example 1 of this invention. 従来例の説明図である。It is explanatory drawing of a prior art example. 従来例の説明図である。It is explanatory drawing of a prior art example. 従来例の説明図である。It is explanatory drawing of a prior art example. ＡＰＤ特性説明図である。It is APD characteristic explanatory drawing.

符号の説明Explanation of symbols

１ ＡＰＤ
２ 前置増幅器
３ 可変利得増幅器
４ リミッタ
５ 振幅検出回路
６，１１，２０ Ａ／Ｄコンバータ
７ 比較器
８ ディジタルフィルタ
９ レジスタ
１０ メモリ
１１ Ａ／Ｄコンバータ
１２ 温度検出回路
１３，１４，１５，１７ Ｄ／Ａコンバータ
１６ 光信号入力断検出用比較器
１８ サンプリング周波数発生回路
１９ ＡＰＤ電流検出器
２１ アナログスイッチ
２２ ＡＰＤ電流検出制御回路 1 APD
2 Preamplifier 3 Variable gain amplifier 4 Limiter 5 Amplitude detection circuit 6, 11, 20 A / D converter 7 Comparator 8 Digital filter 9 Register 10 Memory 11 A / D converter 12 Temperature detection circuit 13, 14, 15, 17 D / A converter 16 Optical signal input break detection comparator 18 Sampling frequency generation circuit 19 APD current detector 21 Analog switch 22 APD current detection control circuit

Claims (4)

光信号を入力する受光素子としてのＡＰＤと、該ＡＰＤの出力信号を増幅する前置増幅器と、該前置増幅器の出力信号を増幅する可変利得増幅器と、該可変利得増幅器の出力信号振幅を検出する振幅検出回路とを含み、該振幅検出回路による検出値を基に、前記ＡＰＤと前記前置増幅器と前記可変利得増幅器とを制御する自動利得制御回路に於いて、
前記ＡＰＤに印加する逆バイアス電圧と入力光信号とに応じて該ＡＰＤに流れる電流を検出するＡＰＤ電流検出器と、
該ＡＰＤ電流検出器と並列に接続して該ＡＰＤ電流検出器をバイパスするか否かを制御するアナログスイッチと、
該アナログスイッチを前記光信号の入力検出によりオン、入力断検出によりオフに制御し、該アナログスイッチをオフに制御した時の前記ＡＰＤの電流増倍率を所定の初期応答特性となるように選択した逆バイアス電圧を、前記ＡＰＤ電流検出器を介して前記ＡＰＤに印加する制御構成を有するＡＰＤ電流検出制御回路と
を備えたことを特徴とする自動利得制御回路。 APD as a light receiving element for inputting an optical signal, a preamplifier for amplifying the output signal of the APD, a variable gain amplifier for amplifying the output signal of the preamplifier , and detecting an output signal amplitude of the variable gain amplifier An automatic gain control circuit for controlling the APD, the preamplifier, and the variable gain amplifier based on a detection value by the amplitude detection circuit.
An APD current detector for detecting a current flowing through the APD in accordance with a reverse bias voltage applied to the APD and an input optical signal;
An analog switch connected in parallel with the APD current detector to control whether to bypass the APD current detector;
The analog switch is controlled to be turned on by detecting the input of the optical signal and turned off by detecting the input interruption, and the current multiplication factor of the APD when the analog switch is controlled to be turned off is selected to have a predetermined initial response characteristic. An automatic gain control circuit comprising: an APD current detection control circuit having a control configuration for applying a reverse bias voltage to the APD via the APD current detector. 温度対応の前記ＡＰＤに印加する逆バイアス電圧と、前記前置増幅器の利得と、前記可変利得増幅器の利得とを制御する制御データを設定した利得テーブルと、前記ＡＰＤの温度或は該ＡＰＤの周辺温度を検出し、該温度に従って前記利得テーブルの温度対応領域の制御データを読出して設定するレジスタと、前記可変利得増幅器の出力振幅値を検出して該出力振幅値が所定値となるように前記レジスタから前記制御データを読出して、前記ＡＰＤの逆バイアス電圧と、前記前置増幅器の利得と、前記可変利得増幅器の利得とを制御し、且つ前記光信号の入力断検出時の温度に対応し、且つ前記ＡＰＤの電流増倍率が光信号入力を検出可能とする最低の固定値となる制御データを前記レジスタから読出し、該制御データに従った逆バイアス電圧を、前記ＡＰＤ電流検出器を介して前記ＡＰＤに印加する制御構成を備えたことを特徴とする請求項１記載の自動利得制御回路。 A gain table in which control data for controlling a reverse bias voltage applied to the temperature-corresponding APD , a gain of the preamplifier, and a gain of the variable gain amplifier is set; a temperature of the APD or a periphery of the APD detecting the temperature, the so a register for setting the control data of the temperature corresponding regions of the gain table is read in accordance with the temperature, the output amplitude value by detecting the output amplitude of the variable gain amplifier becomes a predetermined value The control data is read from the register to control the reverse bias voltage of the APD, the gain of the preamplifier, and the gain of the variable gain amplifier, and corresponds to the temperature at the time of detecting the input interruption of the optical signal. In addition, the control data in which the current multiplication factor of the APD becomes the lowest fixed value that can detect the optical signal input is read from the register, and the reverse bias voltage according to the control data is read. The automatic gain control circuit according to claim 1, wherein through the APD current detector characterized by comprising a control arrangement to be applied to the APD. 前記ＡＰＤ電流検出制御回路は、前記ＡＰＤに対する光信号の入力開始による該ＡＰＤの逆バイアス電圧と前記光信号のレベルとに対応して該ＡＰＤに流れる電流を前記ＡＰＤ電流検出器により検出した検出信号を基に、前記利得テーブルから前記ＡＰＤの電流増倍率と前記前置増幅器及び前記可変利得増幅器の利得とを初期値とする制御データを読出して、該制御データに従った制御を行わせ、且つ前記アナログスイッチをオンに制御する構成を備えたことを特徴とする請求項１記載の自動利得制御回路。 The APD current detection control circuit, a detection signal of the current flowing corresponding to the reverse bias voltage of the APD due to start of input optical signal and the level of the optical signal to the APD was detected by the APD current detector for said APD From the gain table, the control data with the initial values of the current multiplication factor of the APD and the gains of the preamplifier and the variable gain amplifier are read out , and control according to the control data is performed, and 2. The automatic gain control circuit according to claim 1, further comprising a configuration for controlling the analog switch to be turned on. 前記ＡＰＤ電流検出制御回路は、前記ＡＰＤに対する光信号の入力開始時に、該ＡＰＤの逆バイアス電圧による該ＡＰＤに流れる電流を、前記ＡＰＤ電流検出器により検出して所定時間経過した後に、前記ＡＰＤ電流検出器と並列に接続した前記アナログスイッチをオンに制御する構成を備えたことを特徴とする請求項１記載の自動利得制御回路。 The APD current detection control circuit, when starting to input the optical signal to the APD, the current flowing through the APD by the reverse bias voltage of the APD, after a predetermined time has elapsed is detected by the APD current detector, the APD current 2. The automatic gain control circuit according to claim 1, further comprising a configuration in which the analog switch connected in parallel with the detector is turned on.
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