JP4814388B2 - インタリーブ装置 - Google Patents

Description

本発明は、マルチキャリア変復調方式を採用する通信装置に関するものであり、特に、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式やＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）変復調方式等により、既存の通信回線を用いたデータ通信を実現可能とする通信装置および通信方法に関するものである。ただし、本発明は、ＤＭＴ変復調方式によりデータ通信を行う通信装置に限らず、通常の通信回線を介して、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリア変復調方式により有線通信および無線通信を行うすべての通信装置に適用可能である。

以下、従来の通信装置について説明する。たとえば、ＳＳ（Spread Spectrum）方式を用いた広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access）においては、畳込み符号の性能を大きく上回る誤り訂正符号として、ターボ符号が提案されている。このターボ符号は、情報ビット系列にインタリーブを施した系列を既知の符号化系列と並列に符号化するもので、シャノン限界に近い特性が得られると言われており、現在最も注目されている誤り訂正符号の１つである。上記Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、誤り訂正符号の性能が、音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大きく左右するため、ターボ符号の適用により伝送特性を大幅に向上させることができる。

ここで、上記ターボ符号を用いた従来の通信装置の送信系および受信系の動作を具体的に説明する。図１９は、送信系において使用されるターボ符号器の構成を示す図である。図１９（ａ）において、１０１は情報ビット系列を畳込み符号化して冗長ビットを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器であり、１０２はインタリーバであり、１０３はインタリーバ１０２により入れ替え後の情報ビット系列を畳込み符号化して冗長ビットを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器である。図１９（ｂ）は、第１の再帰的組織畳込み符号化器１０１および第２の再帰的組織畳込み符号化器１０３の内部構成を示す図であり、２つの再帰的組織畳込み符号化器は、それぞれ冗長ビットのみを出力する符号化器である。また、上記ターボ符号器で用いられるインタリーバ１０２では、情報ビット系列をランダムに入れ替える処理を行う。

上記のように構成されるターボ符号器では、同時に、情報ビット系列：ｘ₁と、第１の再帰的組織畳込み符号化器１０１の処理により前記情報ビット系列を符号化した冗長ビット系列：ｘ₂と、第２の再帰的組織畳込み符号化器１０３の処理によりインタリーブ処理後の情報ビット系列を符号化した冗長ビット系列：ｘ₃と、を出力する。

図２０は、受信系において使用されるターボ復号器の構成を示す図である。図２０において、１１１は受信信号：ｙ₁と受信信号：ｙ₂とから対数尤度比を算出する第１の復号器であり、１１２および１１６は加算器であり、１１３および１１４はインタリーバであり、１１５は受信信号：ｙ₁と受信信号：ｙ₃とから対数尤度比を算出する第２の復号器であり、１１７はデインタリーバであり、１１８は第２の復号器１１５の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する判定器である。なお、受信信号：ｙ₁，ｙ₂，ｙ₃は、それぞれ前記情報ビット系列：ｘ₁，冗長ビット系列：ｘ₂，ｘ₃に伝送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号である。

上記のように構成されるターボ復号器では、まず、第１の復号器１１１が、受信信号：ｙ_1kと受信信号：ｙ_2kから推定される推定情報ビット：ｘ_1k´の対数尤度比：Ｌ（ｘ_1k´）を算出する（ｋは時刻を表す）。ここでは、情報ビット：ｘ_1kが０である確率に対する情報ビット：ｘ_1kが１である確率を求めることとなる。なお、図示のＬｅ（ｘ_1k）は外部情報を表し、Ｌａ（ｘ_1k）は１つ前の外部情報である事前情報を表す。

つぎに、加算器１１２では、前記算出結果である対数尤度比から、第２の復号器１１５に対する外部情報を算出する。なお、１回目の復号においては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｘ_1k）＝０である。

つぎに、インタリーバ１１３および１１４では、受信信号：ｙ1kと外部情報：Ｌｅ（ｘ_1k）を、受信信号：ｙ₃の時刻にあわせるために、信号の並べ替えを行う。その後、第２の復号器１１５では、第１の復号器１１１と同様に、受信信号：ｙ₁と受信信号：ｙ₃、および先に算出しておいた外部情報：Ｌｅ（ｘ_1k）に基づいて、対数尤度比：Ｌ（ｘ_1k´）を算出する。そして、加算器１１６では、外部情報：Ｌｅ（ｘ_1k）を算出する。このとき、デインタリーバ１１７にて並べ替えられた外部情報は、事前情報：Ｌａ（ｘ_1k）として前記第１の復号器１１１にフィードバックされる。

最後に、ターボ復号器では、上記処理を、所定の回数にわたって繰り返し実行することで、より精度の高い対数尤度比を算出し、そして、判定器１１８が、この対数尤度比に基づいて判定を行い、もとの情報ビット系列を推定する。具体的にいうと、たとえば、対数尤度比が“Ｌ（ｘ_1k´）＞０”であれば、推定情報ビット：ｘ_1k´を１と判定し、“Ｌ（ｘ_1k´）≦０”であれば、推定情報ビット：ｘ_1k´を０と判定する。

また、図２１，図２２，および図２３は、上記ターボ符号器で用いられるインタリーバ１０２の処理を示す図である。ここで、インタリーバ１０２により情報ビット系列をランダムに入れ替える処理について説明する。

たとえば、Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、インタリーバとして、一般的に、複素インタリーバ（以降、ＰＩＬと呼ぶ）が用いられている。このＰＩＬは、以下の３つの特徴をもつ。
（１）Ｎ（縦軸：自然数）×Ｍ（横軸：自然数）バッファにおける行と列の入れ替えを行う。
（２）行内のビット入れ替えにおいて、素数を用いた擬似ランダムパターンを使用する。
（３）行の入れ替えによりクリティカルパターンを回避する。

ここで、従来のインタリーバであるＰＩＬの動作について説明する。たとえば、インタリーバ長：Ｌ_turbo＝５１２ｂｉｔ，Ｎ＝１０，Ｍ＝Ｐ＝５３（Ｌ_turbo／Ｎ≦Ｐ＋１），原始根：ｇ₀＝２とした場合、マッピングパターン：ｃ（ｉ）は、下記の（１）式のように作成される。

ｃ（ｉ）＝（ｇ0×ｃ（ｉ−１））ｍｏｄＰ …（１）

ただし、ｉ＝１，２，…，（Ｐ−２）とし、ｃ（０）＝１とする。

したがって、マッピングパターンＣ（ｉ）は、｛１，２，４，８，１６，３２，１１，２２，４４，３５，１７，３４，１５，３０，７，１４，２８，３，６，１２，２４，４８，４３，３３，１３，２６，５２，５１，４９，４５，３７，２１，４２，３１，９，１８，３６，１９，３８，２３，４６，３９，２５，５０，４７，４１，２９，５，１０，２０，４０，２７｝となる。

また、ＰＩＬにおいては、上記マッピングパターンＣ（ｉ）を、飛ばし読みパターン：ｐ_PIP(j)毎に飛ばし読みすることでビットの入れ替えを行い、ｊ行のマッピングパターン：Ｃ_j（ｉ）を生成する。まず、ここでは、｛ｐ_PIP(j)｝を得るために、｛ｑ_j（ｊ＝１〜Ｎ−１）｝を以下の式（２），（３），（４）の条件で決定する。

ｑ₀＝１ …（２）
ｇ．ｃ．ｄ｛ｑ_j，Ｐ−１｝＝１ （ただし、ｇ．ｃ．ｄは最大公約数）
…（３）
ｑ_j＞６，ｑ_j＞ｑ_j-1 （ただし、ｊ＝１〜Ｎ−１） …（４）

したがって、｛ｑ_j｝は、｛１，７，１１，１３，１７，１９，２３，２９，３１，３７｝となり、｛ｐ_PIP(j)｝は、｛３７，３１，２９，２３，１９，１７，１３，１１，７，１｝（ただし、ＰＩＰ＝Ｎ−１〜０）となる。

図２１は、この飛ばし読みパターン：ｐ_PIP(j)に基づいてマッピングパターンＣ（ｉ）をそれぞれ飛ばし読みした結果、すなわち、飛ばし読みパターン単位に各行を並べ替えた結果、を示す図である。

そして、図２２は、上記並び替え後のマッピングパターンに、インタリーバ長：Ｌ_turbo＝５１２ｂｉｔのデータをマッピングした場合のデータ配列を示す図である。ここでは、１行目にデータ｛０〜５２｝を、２行目にデータ｛５３〜１０５｝を、３行目にデータ｛１０６〜１５８｝を、４行目にデータ｛１５９〜２１１｝を、５行目にデータ｛２１２〜２６４｝を、６行目にデータ｛２６５〜３１７｝を、７行目にデータ｛３１８〜３７０｝を、８行目にデータ｛３７１〜４２３｝を、９行目にデータ｛４２４〜４７６｝を、１０行目にデータ｛４７７〜５２９｝を、それぞれマッピングする。

最後に、図２３は、最終的な並べ替えパターンを示す図である。ここでは、所定の規則にしたがって、図２３のデータ配列における行間の入れ替えを行い、最終的な並べ替えパターンを生成する（ここでは、図２３のデータ配列における各行の順番を逆にしている）。そして、ＰＩＬでは、生成した並べ替えパターンを、列単位、すなわち、縦に読み出す。

このように、インタリーブとしてＰＩＬを用いることで、広範囲なインタリーブ長（たとえば、Ｌ_turbo＝２５７〜８１９２ｂｉｔ）において、良好な重み分布となる符号語を生成するターボ符号を、提供することが可能となる。

図２４は、上記ＰＩＬを含む従来のターボ符号器およびターボ復号器を用いた場合のＢＥＲ（ビットエラーレート）特性を示す図である。図示のとおり、ＳＮＲが高くなるにしたがってＢＥＲ特性が向上する。たとえば、図２４のようにＢＥＲを用いてターボ符号の性能を判断する場合、ターボ符号後の「最小ハミング重み：ｗ_min」が、高ＳＮＲのＢＥＲに対して影響を与える。具体的にいうと、最小ハミング重みが小さいと、エラーフロア領域（ＢＥＲの下落が緩やかになる領域）のＢＥＲが高くなることが一般的に知られている。

なお、最小ハミング重みとは、たとえば、図１９に示す系列（ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃）のとりうる各パターンの、‘１’の個数の最小値のことをいう。したがって、たとえば、
ｘ₁＝…００１００１０００００…
ｘ₂＝…０００１０１０００００…
ｘ₃＝…０００１０１０１０００…
という符号語が、‘１’の個数の最小値を示すパターンの場合、このターボ符号器の最小ハミング重みは、ｗ_min＝７となる。ただし、ｘ₁、ｘ₂は、エンコーダの入力データ系列を表し、ｘ₃はエンコーダからの出力データ系列を表す。

このように、従来の通信装置においては、誤り訂正符号として、ターボ符号を適用することにより、変調方式の多値化に応じて信号点間距離が近くなるような場合においても、音声伝送やデータ伝送における伝送特性を大幅に向上させることが可能となり、既知の畳込み符号よりも優れた特性を得ていた。

また、従来の通信装置においては、すべての入力情報系列に対して（複数本の情報ビット系列がある場合にはそのすべての系列に対して）ターボ符号化を実施し、さらに、受信側にて、符号化されたすべての信号をターボ復号し、その後、軟判定を行っている。具体的にいうと、たとえば、１６ＱＡＭであれば４ビットのすべてのデータ（００００〜１１１１：４ビットコンスタレーション）に対して、２５６ＱＡＭであれば８ビットのすべてのデータに対して、判定を行うことになる。

しかしながら、上記、ターボ符号を採用する従来の通信装置においては、たとえば、図１９（ｂ）に示す従来のターボ符号器で用いられているエンコーダ（再帰的組織畳込み符号化器に相当）およびインタリーバに改善の余地があり、このような従来のエンコーダおよびインタリーバを用いたターボ符号化が、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ているとはいえない、という問題があった。

また、上記従来のターボ符号器は、１系統の情報ビット系列に特化したものであり、２系統の情報ビット系列には対応していない、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリア変復調方式を用いたすべての通信に適用可能とし、さらに、従来技術と比較してＢＥＲ特性の大幅な向上を実現可能なインタリーブ装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるインタリーブ装置にあっては、複数のデータが第１の配列順に配列された第１のデータ系列に対して、インタリーブ処理を行い、前記複数のデータが第２の配列順に配列された第２のデータ系列を生成するインタリーブ装置において、前記複数のデータの数に応じた第１の所定数個の要素からなる系列であって、前記要素が前記第１の配列順による配列順位で表現され、かつ、前記第２の配列順に配列された系列をマッピング系列とし、前記マッピング系列を第２の所定数個の要素毎に区切ることにより第３の所定数組（（第１の所定数）＝（第２の所定数）×（第３の所定数））得られる系列をそれぞれ第１のサブマッピング系列とし、前記各第１のサブマッピング系列における同一の配列順位に配置された前記第３の所定数個の要素からなる系列であって、前記第２の所定数組の系列をそれぞれ第２のサブマッピング系列とし、前記第２の所定数組の前記第２のサブマッピング系列のうち、特定の要素を含む前記第２のサブマッピング系列を第１の基本系列とすると、前記第１の基本系列以外の前記第２のサブマッピング系列の少なくとも一つは、前記第１の基本系列の各要素を表現している前記第１の配列順による配列順位に所定数をそれぞれ加算した加算配列順位で表現された要素を巡回シフトした要素からなる第２の基本系列であることを特徴とする。

本発明によれば、従来と同等の信号点間距離を維持しつつ、ランダム性を向上させることができるため、誤り訂正能力を向上させることができる。これにより、受信側における復調特性を大幅に向上させることができるため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を実現可能なインタリーブ装置を得ることができる、という効果を奏する。

図１は、本発明にかかる通信装置で使用される符号器および復号器の構成を示す図である。 図２は、本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示す図である。 図３は、本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示す図である。 図４は、各種ディジタル変調の信号点配置を示す図である。 図５は、ターボ符号器１の構成を示す図である。 図６は、図５（ｂ）の再帰的組織畳込み符号化器と同一の符号を構成する再帰的組織畳込み符号化器の一例を示す図である。 図７は、本発明のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性、および従来のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性を示す図である 図８は、ある特定のインタリーバサイズを採用した場合における、本発明のターボ符号器の最小ハミング重みと従来のターボ符号器における最小ハミング重みとを示す図である。 図９は、本発明にかかるターボ符号器で用いられるインタリーバの実施の形態１の処理を示す図である。 図１０は、本発明にかかるターボ符号器で用いられるインタリーバの実施の形態１の処理を示す図である。 図１１は、本発明にかかるターボ符号器で用いられるインタリーバの実施の形態１の処理を示す図である。 図１２は、実施の形態１のＰＰＩと従来のＰＩＬを定量的に比較した図である。 図１３は、本発明にかかるターボ符号器で用いられるインタリーバの実施の形態２の処理を示す図である。 図１４は、本発明にかかるターボ符号器で用いられるインタリーバの実施の形態２の処理を示す図である。 図１５は、本発明にかかるターボ符号器で用いられるインタリーバの実施の形態２の処理を示す図である。 図１６は、実施の形態２のＰＰＩと従来のＰＩＬを定量的に比較した図である。 図１７は、情報ビット系列：Ｕ１と情報ビット系列：Ｕ２との距離を５行とした場合のＵ１とＵ２の信号点間距離を示す図である。 図１８は、実施の形態１と同様の条件で並べ替えを行う場合における２つのインタリーバの最適値を示す図である。 図１９は、送信系において使用される従来のターボ符号器の構成を示す図である。 図２０は、受信系において使用される従来のターボ復号器の構成を示す図である。 図２１は、従来のターボ符号器で用いられるインタリーバの処理を示す図である。 図２２は、従来のターボ符号器で用いられるインタリーバの処理を示す図である。 図２３は、従来のターボ符号器で用いられるインタリーバの処理を示す図である。 図２４は、従来のターボ符号器およびターボ復号器を用いた場合のビットエラーレート特性を示す図である。

以下に、本発明にかかる通信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる通信装置で使用される符号器（ターボ符号器）、および復号器（ターボ復号器と硬判定器とＲ／Ｓ（リードソロモン符号）デコーダの組み合わせ）の構成を示す図であり、詳細には、図１（ａ）が本実施の形態における符号器の構成を示す図であり、図１（ｂ）が本実施の形態における復号器の構成を示す図である。

本実施の形態における通信装置においては、上記符号器および復号器の両方の構成を備えることとし、高精度なデータ誤り訂正能力をもつことにより、データ通信および音声通信において優れた伝送特性を得ることとする。なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、上記両方の構成を備えることとしたが、たとえば、２つのうちの符号器だけを備える送信機を想定することとしてもよいし、一方、復号器だけを備える受信機を想定することとしてもよい。

また、図１（ａ）の符号器において、１は誤り訂正符号としてターボ符号を採用することによりシャノン限界に近い性能を得ることが可能なターボ符号器であり、たとえば、ターボ符号器１では、２ビットの情報ビットの入力に対して、２ビットの情報ビットと２ビットの冗長ビットとを出力し、さらに、ここでは、受信側において各情報ビットに対する訂正能力が均一になるように、各冗長ビットを生成する。

一方、図１（ｂ）の復号器において、１１は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ₂，ｙ₁，ｙ_aに相当）から対数尤度比を算出する第１の復号器であり、１２および１６は加算器であり、１３および１４はインタリーバであり、１５は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ₂，ｙ₁，ｙ_bに相当）から対数尤度比を算出する第２の復号器であり、１７はデインタリーバであり、１８は第１の復号器１５の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第１の判定器であり、１９はリードソロモン符号を復号してより精度の高い情報ビット系列を出力する第１のＲ／Ｓデコーダであり、２０は第２の復号器１５の出力を判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第２の判定器であり、２１はリードソロモン符号を復号してより精度の高い情報ビット系列を出力する第２のＲ／Ｓデコーダであり、２２はＬｃｙ（後述の受信信号：ｙ₃，ｙ₄…に相当）を硬判定して元の情報ビット系列の推定値を出力する第３の判定器である。

ここで、上記符号器および復号器の動作を説明する前に、本発明にかかる通信装置の基本動作を図面に基づいて簡単に説明する。たとえば、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式を用いて、データ通信を行う有線系ディジタル通信方式としては、既設の電話回線を使用して数メガビット／秒の高速ディジタル通信を行うＡＤＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）通信方式、およびＨＤＳＬ（high-bit-rate Digital Subscriber Line）通信方式等のｘＤＳＬ通信方式がある。なお、この方式は、ＡＮＳＩのＴ１．４１３等において標準化されている。以降、本実施の形態の説明については、たとえば、上記ＡＤＳＬに適応可能な通信装置を用いることとする。

図２は、本発明にかかる通信装置の送信系の構成を示す図である。図２において、送信系では、送信データをマルチプレックス／シンクコントロール（図示のMUX/SYNC CONTROLに相当）４１にて多重化し、多重化された送信データに対してサイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ：Cyclic redundancy checkに相当）４２、４３にて誤り検出用コードを付加し、さらに、フォワードエラーコレクション（SCRAM&FECに相当）４４、４５にてＦＥＣ用コードの付加およびスクランブル処理を行う。

なお、マルチプレックス／シンクコントロール４１から、トーンオーダリング４９に至るまでには２つの経路があり、一つはインタリーブ（INTERLEAVE）４６が含まれるインタリーブドデータバッファ（Interleaved Data Buffer）経路であり、もう一方はインタリーブを含まないファーストデータバッファ（Fast Data Buffer）経路であり、ここでは、インタリーブ処理を行うインタリーブドデータバッファ経路の方の遅延が大きくなる。

その後、送信データは、レートコンバータ（RATE-CONVERTORに相当）４７、４８にてレートコンバート処理を行い、トーンオーダリング（TONE ORDERRINGに相当）４９にてトーンオーダリング処理を行う。そして、トーンオーダリング処理後の送信データに基づいて、コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング（CONSTELLATION AND GAIN SCALLNGに相当）５０にてコンスタレーションデータを作成し、逆高速フーリエ変換部（IFFT：Inverse Fast Fourier transformに相当）５１にて逆高速フーリエ変換を行う。

最後に、インプットパラレル／シリアルバッファ（INPUT PARALLEL/SERIAL BUFFERに相当）５２にてフーリエ変換後のパラレルデータをシリアルデータに変換し、アナログプロセッシング／ディジタル−アナログコンバータ（ANALOG PROCESSING AND DACに相当）５３にてディジタル波形をアナログ波形に変換し、フィルタリング処理を実行後、送信データを電話回線上に送信する。

図３は、本発明にかかる通信装置の受信系の構成を示す図である。図３において、受信系では、受信データ（前述の送信データ）に対し、アナログプロセッシング／アナログ−ディジタルコンバータ（図示のANALOG PROCESSING AND ADCに相当）１４１にてフィルタリング処理を実行後、アナログ波形をディジタル波形に変換し、タイムドメインイコライザ（TEQに相当）１４２にて時間領域の適応等化処理を行う。

時間領域の適応等化処理が実行されたデータについては、インプットシリアル／パラレルバッファ（INPUT SERIAL/PARALLEL BUFFERに相当）１４３にてシリアルデータからパラレルデータに変換され、そのパラレルデータに対して高速フーリエ変換部（FFT：Fast Fourier transformに相当）１４４にて高速フーリエ変換を行い、その後、周波数ドメインイコライザ（FEQに相当）１４５にて周波数領域の適応等化処理を行う。

そして、周波数領域の適応等化処理が実行されたデータについては、コンスタレーションデコーダ／ゲインスケーリング（CONSTELLATION DECODER AND GAIN SCALLNGに相当）１４６およびトーンオーダリング（TONE ORDERRINGに相当）１４７にて行われる復号処理（最尤復号法）およびトーンオーダリング処理により、シリアルデータに変換される。その後、レートコンバータ（RATE-CONVERTORに相当）１４８，１４９によるレートコンバート処理、デインタリーブ（DEINTERLEAVEに相当）１５０によるデインタリーブ処理、フォワードエラーコレクション（DESCRAM&FECに相当）１５１，１５２によるＦＥＣ処理およびデスクランブル処理、およびサイクリックリダンダンシィチェック（cyclic redundancy checkに相当）１５３，１５４による巡回冗長検査等の処理が行われ、最終的にマルチプレックス／シンクコントロール(MUX/SYNC CONTROLに相当)１５５から受信データが再生される。

上記に示すような通信装置においては、受信系と送信系においてそれぞれ２つの経路を備え、この２つの経路を使い分けることにより、またはこの２つの経路を同時に動作させることにより、低伝送遅延および高レートのデータ通信を実現可能としている。

なお、上記のように構成される通信装置においては、図１（ａ）に示す符号器が、上記送信系におけるコンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング５０に位置付けられ、図１（ｂ）に示す復号器が、上記受信系におけるコンスタレーションデコーダ／ゲインスケーリング１４６に位置付けられる。

以下、本実施の形態における符号器（送信系）および復号器（受信系）の動作を図面にしたがって詳細に説明する。まず、図１（ａ）に示す符号器の動作について説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する。また、本実施の形態の符号器においては、すべての入力データ（４ビット）に対してターボ符号化を実行する従来技術と異なり、図１（ａ）に示すように、下位２ビットの入力データに対してのみターボ符号化を実施し、他の上位ビットについては入力データをそのままの状態で出力する。

ここで、下位２ビットの入力データについてのみターボ符号化を実行する理由を説明する。図４は、各種ディジタル変調の信号点配置を示す図であり、詳細には、図４（ａ）が４相ＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式の信号点配置であり、（ｂ）が１６ＱＡＭ方式の信号点配置であり、（ｃ）が６４ＱＡＭ方式の信号点配置である。

たとえば、上記すべての変調方式の信号点配置において、受信信号点がａまたはｂの位置である場合、通常、受信側では、軟判定により情報ビット系列（送信データ）として最も確からしいデータを推定する。すなわち、受信信号点との距離が最も近い信号点を送信データとして判定することになる。しかしながら、このとき、たとえば、図４の受信信号点ａおよびｂに着目すると、いずれの場合（図４（ａ）（ｂ）（ｃ）に相当）においても、受信信号点に最も近い４点の下位２ビットが、（０，０）（０，１）（１，０）（１，１）であることがわかる。そこで、本実施の形態においては、特性が劣化する可能性のある４つの信号点（すなわち、信号点間距離が最も近い４点）の下位２ビットに対して、優れた誤り訂正能力をもつターボ符号化を実施し、受信側で軟判定を行う。一方、特性が劣化する可能性の低いその他の上位ビットについては、そのままの状態で出力し、受信側で硬判定を行う構成とした。

これにより、本実施の形態においては、多値化に伴って劣化する可能性のある特性を向上させることができ、さらに、送信信号の下位２ビットに対してのみターボ符号化を実施するため、すべてのビットをターボ符号化の対象とする従来技術と比較して、演算量を大幅に削減することができる。

続いて、入力された下位２ビットの送信データ：ｕ₁，ｕ₂に対してターボ符号化を実施する、図１（ａ）に示すターボ符号器１の動作について説明する。たとえば、図５は、ターボ符号器１の構成を示す図であり、詳細には、図５（ａ）がターボ符号器１のブロック構成を示す図であり、図５（ｂ）が再帰的組織畳込み符号器の回路構成の一例を示す図である。なお、ここでは、再帰的組織畳込み符号器として図５（ｂ）の構成を用いることとしたが、これに限らず、たとえば、従来と同一の再帰的組織畳込み符号器や、その他の既知の再帰的組織畳込み符号器を用いることとしてもよい。

図５（ａ）において、３１は情報ビット系列に相当する送信データ：ｕ₁，ｕ₂を畳込み符号化して冗長データ：ｕ_aを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器であり、３２および３３はインタリーバであり、３４はインタリーブ処理後のデータ：ｕ_1t，ｕ_2tを畳込み符号化して冗長データ：ｕ_bを出力する第２の再帰的組織畳込み符号化器である。ターボ符号器１では、同時に、送信データ：ｕ₁，ｕ₂と、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１の処理により前記送信データを符号化した冗長データ：ｕ_aと、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４の処理によりインタリーブ処理後のデータを符号化した（他のデータとは時刻の異なる）冗長データ：ｕ_bと、を出力する。

また、図５（ｂ）に示す再帰的組織畳込み符号化器において、６１，６２，６３，６４は遅延器であり、６５，６６，６７，６８，６９は加算器である。この再帰的組織畳込み符号化器においては、１段目の加算器６５が、入力される送信データ：ｕ₂（またはデータ：ｕ_1t）とフィードバックされた冗長データ：ｕ_a（または冗長データ：ｕ_b）とを加算出力し、２段目の加算器６６が、入力される送信データ：ｕ₁（またはデータ：ｕ_2t）と遅延器６１の出力とを加算出力し、３段目の加算器６７が、入力される送信データ：ｕ₁（またはデータ：ｕ_2t）と送信データ：ｕ₂（またはデータ：ｕ_1t）と遅延器６２の出力とを加算出力し、４段目の加算器６８が、入力される送信データ：ｕ₁（またはデータ：ｕ_2t）と送信データ：ｕ₂（またはデータ：ｕ_1t）と遅延器６３の出力とフィードバックされた冗長データ：ｕ_a（または冗長データ：ｕ_b）とを加算出力し、最終段の加算器６９が、入力される送信データ：ｕ₂（またはデータ：ｕ_1t）と遅延器６４の出力とを加算し、最終的に冗長データ：ｕ_a（冗長データ：ｕ_b）を出力する。

そして、ターボ符号器１においては、冗長データ：ｕ_a，ｕ_bを用いた受信側での送信データ：ｕ₁とｕ₂の推定精度が均一になるように、各冗長ビットにおける重みに偏りが発生しないようにしている。すなわち、送信データ：ｕ₁とｕ₂の推定精度を均一化するために、たとえば、送信データ：ｕ₂を、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１における加算器６５，６７，６８，６９（図５（ｂ）参照）に入力し、インタリーブ実施後のデータ：ｕ_2tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４における加算器６６〜６８に入力し、一方、送信データ：ｕ₁を、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１における加算器６６〜６８に入力し、インタリーブ実施後のデータ：ｕ_1tを、第２の再帰的組織畳込み符号化器３４における加算器６５，６７，６８，６９に入力することで、送信データ：ｕ₁の系列と送信データ：ｕ₂の系列との間で、出力までに通る遅延器の数を同一にしている。

このように、図１（ａ）に示す符号器を用いた場合には、インタリーブの効果として、バースト的なデータの誤りに対して誤り訂正能力を向上させることが可能となり、さらに、送信データ：ｕ₁の系列の入力と送信データ：ｕ₂の系列の入力とを、第１の再帰的組織畳込み符号化器３１と第２の再帰的組織畳込み符号化器３４との間で入れ替えることにより、受信側による送信データ：ｕ₁とｕ₂の推定精度の均一化が可能となる。

なお、図６は、図５（ｂ）の再帰的組織畳込み符号化器と同一の符号を構成する再帰的組織畳込み符号化器の一例を示す図である。したがって、図５（ｂ）に示す再帰的組織畳込み符号化器を、図６の回路構成に置き換えた場合においても、上記と同様の効果が得られる。

図６に示す再帰的組織畳込み符号化器において、７１，７２，７３，７４は遅延器であり、７５，７６，７７，７８は加算器である。この再帰的組織畳込み符号化器は、１段目の加算器７５が、入力される送信データ：ｕ₁（またはデータ：ｕ_2t）と遅延器７１の出力とを加算出力し、２段目の加算器７６が、入力される送信データ：ｕ₁（またはデータ：ｕ_2t）と送信データ：ｕ₂（またはデータ：ｕ_1t）と遅延器７２の出力とを加算出力し、３段目の加算器７７が、入力される送信データ：ｕ₁（またはデータ：ｕ_2t）と遅延器７３の出力とフィードバックされた遅延器７４の出力とを加算出力し、最終段の加算器７８が、入力される送信データ：ｕ₂（またはデータ：ｕ_1t）と遅延器７４の出力とを加算し、最終的に冗長データ：ｕ_a（冗長データ：ｕ_b）を出力する。

つぎに、図１（ｂ）に示す復号器の動作について説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振幅変調（ＱＡＭ）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する場合について説明する。また、本実施の形態の復号器においては、受信データの下位２ビットに対してターボ復号を実施し、軟判定により元の送信データを推定し、他の上位ビットについては、受信データを第３の判定器２２で硬判定することにより、元の送信データを推定する。ただし、受信信号Ｌｃｙ：ｙ₄，ｙ₃，ｙ₂，ｙ₁，ｙ_a，ｙ_bは、それぞれ前記送信側の出力：ｕ₄，ｕ₃，ｕ₂，ｕ₁，ｕ_a，ｕ_bに伝送路のノイズやフェージングの影響を与えた信号である。

まず、受信信号Ｌｃｙ：ｙ₂，ｙ₁，ｙ_a，ｙ_bを受け取ったターボ復号器では、第１の復号器１１が、受信信号Ｌｃｙ：ｙ₂，ｙ₁，ｙ_aを抽出し、これらの受信信号から推定される情報ビット（元の送信データ：ｕ_1k，ｕ_2kに相当）：ｕ_1k´，ｕ_2k´の対数尤度比：Ｌ（ｕ_1k´），Ｌ（ｕ_2k´）を算出する（ｋは時刻を表す）。すなわち、ここでは、ｕ_2kが０である確率に対するｕ_2kが１である確率と、ｕ_1kが０である確率に対するｕ_1kが１である確率と、を求めることとなる。なお、以降の説明では、ｕ_1k，ｕ_2kのことを単にｕ_kと呼び、ｕ_1k´，ｕ_2k´のことを単にｕ_k´と呼ぶ。

ただし、図１（ｂ）において、Ｌｅ（ｕ_k）は外部情報を表し、Ｌａ（ｕ_k）は１つ前の外部情報である事前情報を表す。なお、対数尤度比を算出する復号器としては、たとえば、既知の最大事後確率復号器（ＭＡＰアルゴリズム：Maximum A-Posteriori）が用いられることが多いが、たとえば、既知のビタビ復号器を用いることとしてもよい。

つぎに、加算器１２では、前記算出結果である対数尤度比から、第２の復号器１５に対する外部情報：Ｌｅ（ｕ_k）を算出する。ただし、１回目の復号においては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｕ_k）＝０である。

つぎに、インタリーバ１３および１４では、受信信号Ｌｃｙと外部情報：Ｌｅ（ｕ_k）に対して信号の並べ替えを行う。そして、第２の復号器１５では、第１の復号器１１と同様に、受信信号Ｌｃｙ、および先に算出しておいた事前情報：Ｌａ（ｕ_k）に基づいて、対数尤度比：Ｌ（ｕ_k´）を算出する。

その後、加算器１６では、加算器１２と同様に、外部情報：Ｌｅ（ｕ_k）を算出する。このとき、デインタリーブ１７にて並べ替えられた外部情報は、事前情報：Ｌａ（ｕ_k）として、前記第１の復号器１１にフィードバックされる。

そして、上記ターボ復号器では、上記処理を、所定の回数（イテレーション回数）にわたって繰り返し実行することにより、より精度の高い対数尤度比を算出し、そして、第１の判定器１８および第２の判定器２０が、この対数尤度比に基づいて信号の判定を行い、もとの送信データを推定する。具体的にいうと、たとえば、対数尤度比が“Ｌ（ｕ_k´）＞０”であれば、推定情報ビット：ｕ_k´を１と判定し、“Ｌ（ｕ_k´）≦０”であれば、推定情報ビット：ｕ_k´を０と判定する。なお、同時に受信する受信信号Ｌｃｙ：ｙ₃，ｙ₄…については、第３の判定器２２を用いて硬判定される。

最後に、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第２のＲ／Ｓデコーダ２１では、所定の方法でリードソロモン符号を用いたエラーのチェックを行い、推定精度がある特定の基準を超えたと判断された段階で上記繰り返し処理を終了させる。そして、リードソロモン符号を用いて、各判定器にて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。

ここで、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第２のＲ／Ｓデコーダ２１によるもとの送信データの推定方法を具体例にしたがって説明する。ここでは、具体例として、３つの方法をあげる。第１の方法としては、たとえば、第１の判定器１８または第２の判定器２０にてもとの送信データが推定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ１９、または第２のＲ／Ｓデコーダ２１が、交互にエラーのチェックを行い、いずれか一方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。

また、第２の方法としては、第１の判定器１８または第２の判定器２０にてもとの送信データが推定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ１９、または第２のＲ／Ｓデコーダ２１が、交互にエラーのチェックを行い、両方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。

また、第３の方法としては、上記第１および第２の方法にて誤って「エラーがない」と判断され、繰り返し処理が実施されなかった場合に誤訂正をしてしまうという問題を改善し、たとえば、予め決めておいた所定回数分の繰り返し処理を実施し、ある程度、ビット誤り率を低減しておいてから、リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出力する。

このように、図１（ｂ）に示す復号器を用いた場合には、変調方式の多値化に伴ってコンスタレーションが増大する場合においても、特性劣化の可能性がある受信信号の下位２ビットに対する軟判定処理とリードソロモン符号による誤り訂正とを実施するターボ復号器と、受信信号におけるその他のビットに対して硬判定を行う判定器と、を備えることで、計算量の多い軟判定処理の削減と、良好な伝送特性と、を実現することが可能となる。

また、第１のＲ／Ｓデコーダ１９および第２のＲ／Ｓデコーダ２１を用いて送信データを推定することにより、イテレーション回数を低減することができ、計算量の多い軟判定処理およびその処理時間をさらに削減することが可能となる。なお、ランダム誤りとバースト誤りが混在するような伝送路においては、シンボル単位での誤り訂正を行うＲ−Ｓ符号（リードソロモン）や他の既知の誤り訂正符号等との併用により優れた伝送特性が得られることが一般的に知られている。

ここで、本発明のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ（ビットエラーレート）特性と、従来のターボ符号器を用いて送信データを復号した場合のＢＥＲ特性と、を比較する。図７は、両者のＢＥＲ特性を示す図である。たとえば、ＢＥＲを用いてターボ符号の性能を判断する場合、ターボ符号後の「最小ハミング重み：ｗ_min」が、高ＳＮＲのＢＥＲに対して影響を与える。すなわち、最小ハミング重みが小さいと、エラーフロア領域（ＢＥＲの下落が緩やかになる領域）のＢＥＲが高くなることが一般的に知られている。このように、高Ｅ_b／Ｎ_o領域、すなわち、エラーフロア領域では、最小ハミング重み：ｗ_minが最もＢＥＲ特性に影響を与えることがわかる。そこで、ここでは、各符号器の性能比較の指標として、ターボ符号語の最小ハミング重みを採用した。

また、図８は、ある特定のインタリーバを採用した場合における、本発明のターボ符号器の最小ハミング重みと従来のターボ符号器における最小ハミング重みとを示す図である。この最小ハミング重みは、入力される情報ビット系列のハミング重みが‘２’および‘３’であるものを全パターンにわたってターボ符号化し、その後、その符号化された系列のハミング重みを求め、その中の最小値を示したものである。

図７および図８における比較検討結果から、最小ハミング重みが大きく、エラーフロア領域のＢＥＲ特性が低い、図１に示すターボ符号器の性能の方が、従来技術より明らかに優れているといえる。

このように、ターボ符号器１で使用する再帰的組織畳込み符号化器（エンコーダ）に、たとえば、図５（ｂ）および図６に示すような、送信データのいずれか一方の系列を最終段の加算器に入力する形を採用することで、送信データの影響を冗長データに対してより強く反映させることができるようになる。すなわち、受信側における復調特性を、従来技術と比較して大幅に向上させることができる。

以上、ここまでの説明では、従来のターボ符号器と図１に示すターボ符号器との両方で、同一のインタリーバを用いることを前提とし、再帰的組織畳込み符号化器の違いにより、受信側における復調特性を向上させた。以降の説明では、本実施の形態にかかるインタリーバを用いることで、さらに、受信側における復調特性を大幅に向上させ、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得る。

図９，図１０，および図１１は、図５（ａ）に示すターボ符号器で用いられるインタリーバ３２，３３の実施の形態１の処理を示す図である。ここで、本実施の形態のインタリーバ３２，３３を用いて、情報ビット系列をランダムに入れ替える処理について説明する。

たとえば、Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、インタリーバとして、一般的に、ＰＩＬが用いられているが、ここでは、このＰＩＬに代わって、本発明にインタリーバであるパラレル・プライム・インタリーバ（以降、ＰＰＩと呼ぶ）を用いることとする。このＰＰＩは、以下の３つの特徴をもつ。
（１）Ｎ（縦軸：自然数）×Ｍ（横軸：自然数）バッファにおける行と列の入れ替えを行う。
（２）マッピングパターンを、行単位に、（ｇ₀×ｃ（ｉ−１））ｍｏｄＰずつシフトする。
（３）行の入れ替えによりクリティカルパターンを回避する。

ここで、本実施の形態のインタリーバであるＰＰＩの動作について説明する。なお、本実施の形態においては、性能を性格に評価するために、従来技術にて説明したインタリーバと同一の条件で並べ替えを行う。具体的にいうと、たとえば、インタリーバ長：Ｌ_turbo＝５１２ｂｉｔ，Ｎ＝１０，Ｍ＝Ｐ＝５３（Ｌ_turbo／Ｎ≦Ｐ＋１），原始根：ｇ₀＝２とし、マッピングパターン：ｃを、前述した式（１）を用いて作成する。

その結果、マッピングパターンＣは、従来同様、｛１，２，４，８，１６，３２，１１，２２，４４，３５，１７，３４，１５，３０，７，１４，２８，３，６，１２，２４，４８，４３，３３，１３，２６，５２，５１，４９，４５，３７，２１，４２，３１，９，１８，３６，１９，３８，２３，４６，３９，２５，５０，４７，４１，２９，５，１０，２０，４０，２７｝となる。

また、ＰＰＩにおいては、上記マッピングパターンＣを、行単位に、（ｇ₀×ｃ（ｉ−１））ｍｏｄＰずつ、すなわち、行単位に、１，２，４，８，１６，３２，１１，２２，４４ずつ、シフトすることでビットの入れ替えを行い、ｊ行のマッピングパターン：Ｃ_jを生成する。図９は、上記の方法で並べ替えられたマッピングパターンＣ_jを示す図である。なお、ｊ＝０〜Ｎ−１とする。

そして、図１０は、上記並び替え後のマッピングパターンに、インタリーバ長：Ｌ_turbo＝５１２ｂｉｔのデータをマッピングした場合のデータ配列を示す図である。ここでは、１行目にデータ｛０〜５２｝を、２行目にデータ｛５３〜１０５｝を、３行目にデータ｛１０６〜１５８｝を、４行目にデータ｛１５９〜２１１｝を、５行目にデータ｛２１２〜２６４｝を、６行目にデータ｛２６５〜３１７｝を、７行目にデータ｛３１８〜３７０｝を、８行目にデータ｛３７１〜４２３｝を、９行目にデータ｛４２４〜４７６｝を、１０行目にデータ｛４７７〜５２９｝を、それぞれマッピングする。

最後に、図１１は、最終的な並べ替えパターンを示す図である。ここでは、所定の規則にしたがって、図１０のデータ配列における行間の入れ替えを行い、最終的な並べ替えパターンを生成する。なお、本実施の形態では、図１０のデータ配列における各行の順番を逆にしている。そして、ＰＰＩでは、生成した並べ替えパターンを、列単位、すなわち、縦に読み出す。

図１２は、本実施の形態のＰＰＩと従来のＰＩＬを定量的に比較した図である。なお、ここでいう信号点間最小距離（１，ｘ）とは、Ｎ×Ｍのバッファにおける隣同士の行における信号点間の最小距離のことをいい、信号点間最小距離（２，ｘ）とは、Ｎ×Ｍのバッファにおいて最終的に左の列から順に縦に読み出してシリアルにつなげたインタリーブデータの中の配列中２つ先のデータ、または２つ後のデータとの信号点間の最小距離のことをいい、以降、９つ先のデータまたは９つ後のデータとの信号点間の最小距離まで順に記載されている。また、Ｖａｒｉａｎｃｅ（またはNormalized dispersionと表現される）は、ランダム性をあらわす指標として用いられ、１が最大（１００％ランダム）となる。

このように、本実施の形態においては、インタリーバとして本発明のＰＰＩを用いることで、従来と同等の信号点間距離を維持しつつ、ランダム性を向上させることができるため、誤り訂正能力を向上させることが可能となる。これにより、受信側における復調特性を大幅に向上させることができるため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ることができる。

なお、本実施の形態においては、性能比較のために、従来技術と同様の条件で並べ替えを行ったが、インタリーブ長等の各パラメータは任意であり、適宜変更可能である。

実施の形態２．
図１３，図１４，および図１５は、図５（ａ）に示すターボ符号器で用いられるインタリーバ３２，３３の実施の形態２の処理を示す図である。ここで、本実施の形態のインタリーバ３２，３３を用いて、情報ビット系列をランダムに入れ替える処理について説明する。なお、インタリーバ以外の構成については、前述の実施の形態１と同様であるため、同一の符号を付してその説明を省略する。

本実施の形態のＰＰＩは、以下の３つの特徴をもつ。
（１）Ｎ（縦軸：自然数）×Ｍ（横軸：自然数）バッファにおける行と列の入れ替えを行う。
（２）マッピングパターンを、行単位に、１列ずつ順に（左）シフトする。
（３）行の入れ替えによりクリティカルパターンを回避する。

ここで、本実施の形態のインタリーバであるＰＰＩの動作について説明する。なお、本実施の形態においては、性能を性格に評価するために、従来技術にて説明したインタリーバと同一の条件で並べ替えを行う。具体的にいうと、たとえば、インタリーバ長：Ｌ_turbo＝５１２ｂｉｔ，Ｎ＝１０，Ｍ＝Ｐ＝５３（Ｌ_turbo／Ｎ≦Ｐ＋１），原始根：ｇ₀＝２とし、マッピングパターン：ｃを、前述した式（１）を用いて作成する。

その結果、マッピングパターンＣは、従来および実施の形態１同様、｛１，２，４，８，１６，３２，１１，２２，４４，３５，１７，３４，１５，３０，７，１４，２８，３，６，１２，２４，４８，４３，３３，１３，２６，５２，５１，４９，４５，３７，２１，４２，３１，９，１８，３６，１９，３８，２３，４６，３９，２５，５０，４７，４１，２９，５，１０，２０，４０，２７｝となる。

また、ＰＰＩにおいては、上記マッピングパターンＣを、行単位に、行単位に、１列ずつシフトすることでビットの入れ替えを行い、ｊ行のマッピングパターン：Ｃ_jを生成する。図１３は、上記の方法で並べ替えられたマッピングパターンＣ_jを示す図である。なお、ｊ＝０〜Ｎ−１とする。

そして、図１４は、上記並び替え後のマッピングパターンに、インタリーバ長：Ｌ_turbo＝５１２ｂｉｔのデータをマッピングした場合のデータ配列を示す図である。ここでは、１行目にデータ｛０〜５２｝を、２行目にデータ｛５３〜１０５｝を、３行目にデータ｛１０６〜１５８｝を、４行目にデータ｛１５９〜２１１｝を、５行目にデータ｛２１２〜２６４｝を、６行目にデータ｛２６５〜３１７｝を、７行目にデータ｛３１８〜３７０｝を、８行目にデータ｛３７１〜４２３｝を、９行目にデータ｛４２４〜４７６｝を、１０行目にデータ｛４７７〜５２９｝を、それぞれマッピングする。

最後に、図１５は、最終的な並べ替えパターンを示す図である。ここでは、所定の規則にしたがって、図１４のデータ配列における行間の入れ替えを行い、最終的な並べ替えパターンを生成する。なお、本実施の形態では、図１４のデータ配列における各行の順番を逆にしている。そして、ＰＰＩでは、生成した並べ替えパターンを、列単位、すなわち、縦に読み出す。

図１６は、本実施の形態のＰＰＩと従来のＰＩＬを定量的に比較した図である。なお、ここでいう信号点間最小距離（１，ｘ）とは、Ｎ×Ｍのバッファにおける隣同士の行における信号点間の最小距離のことをいい、信号点間最小距離（２，ｘ）とは、Ｎ×Ｍのバッファにおいて最終的に左の列から順に縦に読み出してシリアルにつなげたインタリーブデータの中の配列中２つ先のデータ、または２つ後のデータとの信号点間の最小距離のことをいい、以降、９つ先のデータまたは９つ後のデータとの信号点間の最小距離まで順に記載されている。また、Ｖａｒｉａｎｃｅ（またはNormalized dispersionと表現される）は、ランダム性をあらわす指標として用いられ、１が最大（１００％ランダム）となる。

このように、本実施の形態においては、インタリーブとして本発明のＰＰＩを用いることで、従来と比較して信号点間距離を大幅に改善することができるため、畳込み符号器との組合わせにより誤り訂正能力をさらに向上させることが可能となる。これにより、受信側における復調特性をさらに大幅に向上させることができるため、シャノン限界に近い最適な伝送特性、すなわち、最適なＢＥＲ特性を得ることができる。

実施の形態３．
図５（ａ）に示すようなターボ符号器を用いる場合、インタリーバ３２とインタリーバ３３が同一であれば、信号点間距離が０となる。したがって、たとえば、一方の出力がノイズ等の影響を受けた場合には、もう一方の出力も同様に影響を受けることになる。そこで、本実施の形態は、図５（ａ）に示すような２系統の情報ビット系列をもつターボ符号器に最適なインタリーバ、すなわち、情報ビット系列間の信号点間距離を十分に取ることができるインタリーバ、を提供する。

以下、本実施の形態のインタリーバの動作を、実施の形態１のインタリーバを用いて説明する。たとえば、本実施の形態においては、２系統の情報ビット系列の信号点間距離が０とならないように、並べ替えを行う。具体的にいうと、たとえば、情報ビット系列：Ｕ１を、インタリーバ３２内のＮ×Ｍバッファの１行目，２行目，３行目，…，１０行目の順に並べ、同時に、情報ビット系列：Ｕ２をインタリーバ３３内のＮ×Ｍバッファの５行目，６行目，７行目，…，４行目の順に並べる。そして、実施の形態１のとおり並べ替え処理終了後、両方のインタリーバ内のＮ×Ｍバッファに配置されたそれぞれのデータ系列を、１行目の１列目から順に縦に読み出す。

図１７は、上記のように、情報ビット系列：Ｕ１と情報ビット系列：Ｕ２との距離を５行とした場合の、Ｕ１とＵ２の信号点間距離を示す図である。また、本実施の形態においては、Ｕ１とＵ２との距離を５行とした場合だけでなく、さらに、上記と同様の方法で、Ｕ１とＵ２との距離が１行〜９行とした場合におけるすべての信号間距離を求める。そして、本実施の形態では、この中から、最適な伝送特性が得られるＵ１とＵ２との距離をもつ２つのインタリーバを用いて、並べ替えを行う。

図１８は、実施の形態１と同様の条件で並べ替えを行う場合における、２つのインタリーバの最適値を示す図である。ここでは、情報ビット系列：Ｕ１と情報ビット系列：Ｕ２との距離が９行の場合に、最適な伝送特性が得られる。

このように、本実施の形態においては、情報ビット系列：Ｕ１と情報ビット系列：Ｕ２とのすべての距離をもとめ、さらに、その距離毎のすべての信号間距離を求めることにより、最適な伝送路特性が得られるインタリーバを選択する。これにより、図５（ａ）に示すような２系統の情報ビット系列をもつターボ符号器に最適なインタリーバ、すなわち、情報ビット系列間の信号点間距離を十分に取ることができるインタリーバ、を実現することができる。

なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、実施の形態１を用いたが、これ限らず、実施の形態２のインタリーバに適用することとしてもよいし、また、他の２系統の情報ビット系列を持つターボ符号器に適用することとしてもよい。

また、本実施の形態においては、２系統の情報ビット系列をインタリーバ３２内のＮ×Ｍバッファの異なる行に配置することとしたが、これに限らず、たとえば、２系統の情報ビット系列をインタリーバ３２内のＮ×Ｍバッファの同一位置に配置し、並べ替え後の読み出し開始位置をずらすこととしてもよい。

１ ターボ符号器、１１ 第１の復号器、１２，１６，６５，６６，６７，６８，６９，７５，７６，７７，７８ 加算器、１３，１４，３２，３３ インタリーバ、１５ 第２の復号器、１７ デインタリーバ、１８ 第１の判定器、１９ 第１のＲ／Ｓデコーダ、２０ 第２の判定器、２１ 第２のＲ／Ｓデコーダ、２２ 第３の判定器、３１ 第１の再帰的組織畳込み符号化器、３４ 第２の再帰的組織畳込み符号化器、４１ マルチプレックス／シンクコントロール、４２，４３ サイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ）、４４，４５ フォワードエラーコレクション（ＦＥＣ）、４６ インタリーブ、４７，４８ レートコンバータ、４９ トーンオーダリング、５０ コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング、５１ 逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）、５２ インプットパラレル／シリアルバッファ、５３ アナログプロセッシング／ディジタル−アナログコンバータ、６１，６２、６３，６４，７１，７２，７３，７４ 遅延器、１４１ アナログプロセッシング／アナログ−ディジタルコンバータ、１４２ タイムドメインイコライザ（ＴＥＣ）、１４３ インプットシリアル／パラレルバッファ、１４４ 高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）、１４５ 周波数ドメインイコライザ（ＦＥＣ）、１４６ コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング、１４７ トーンオーダリング、１４８，１４９ レートコンバータ、１５０ デインタリーブ、１５１，１５２ フォワードエラーコレクション、１５３，１５４ サイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ）、１５５ マルチプレックス／シンクコントロール。

Claims (2)

1. 複数のデータが第１の配列順に配列された第１のデータ系列に対して、インタリーブ処理を行い、前記複数のデータが第２の配列順に配列された第２のデータ系列を生成するインタリーブ装置において、
   前記複数のデータの数に応じた第１の所定数個の要素からなる系列であって、前記要素が前記第１の配列順による配列順位で表現され、かつ、前記第２の配列順に配列された系列をマッピング系列とし、
   前記マッピング系列を第２の所定数個の要素毎に区切ることにより第３の所定数組（（第１の所定数）＝（第２の所定数）×（第３の所定数））得られる系列をそれぞれ第１のサブマッピング系列とし、
   前記各第１のサブマッピング系列における同一の配列順位に配置された前記第３の所定数個の要素からなる系列であって、前記第２の所定数組の系列をそれぞれ第２のサブマッピング系列とし、
   前記第２の所定数組の前記第２のサブマッピング系列のうち、特定の要素を含む前記第２のサブマッピング系列を第１の基本系列とすると、
   前記第１の基本系列以外の前記第２のサブマッピング系列の少なくとも一つは、前記第１の基本系列の各要素を表現している前記第１の配列順による配列順位に所定数をそれぞれ加算した加算配列順位で表現された要素を巡回シフトした要素からなる第２の基本系列であることを特徴とするインタリーブ装置。
2. 前記第１の基本系列以外の全ての前記第２のサブマッピング系列は、それぞれ前記第２の基本系列であり、前記所定数が当該系列毎に互いに異なることを特徴とする請求項１に記載のインタリーブ装置。

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