JP4813984B2 - Low pass filter - Google Patents

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Description

本発明は、ローパスフィルタに関するものである。   The present invention relates to a low-pass filter.

近年、携帯電話機の高機能化が進み、音声通信及びデータ通信の機能に加えて、FM放送やTV放送を受信するチューナの搭載が進みつつある。TV放送では、携帯端末向けにUHF帯(470MHzから770MHz)を用いた地上波デジタルTV放送のサービスが開始され、デジタル方式の特徴を生かした高度なエラー訂正機能により、従来のアナログTVに比べて安定で高画質な映像や音声を楽しむことができる。   2. Description of the Related Art In recent years, mobile phones have been improved in functionality, and in addition to voice communication and data communication functions, a tuner that receives FM broadcasts and TV broadcasts is being installed. In TV broadcasting, terrestrial digital TV broadcasting services using UHF bands (470 MHz to 770 MHz) for mobile terminals have been started, and advanced error correction functions that take advantage of the digital method make it easier than conventional analog TVs. You can enjoy stable and high-quality video and audio.

TV放送受信用チューナ付き携帯電話機では、携帯電話機の送信信号がTV放送の受信信号に影響を与えないようにすることが重要である。その理由は、音声通信及びデータ通信用のアンテナから送信された電力の大きな送信信号がTV放送の受信回路に回りこみ、混信を生じる可能性があるからである。このような混信を防ぐため、VHF/UHF帯の信号を通過させ、音声通信及びデータ通信用の送信帯域の信号を抑圧するローパスフィルタが、チューナ側の回路に搭載される。   In a mobile phone with a tuner for TV broadcast reception, it is important that the transmission signal of the mobile phone does not affect the reception signal of TV broadcast. The reason is that a transmission signal having a large power transmitted from the antenna for voice communication and data communication may enter a TV broadcast receiving circuit and cause interference. In order to prevent such interference, a low-pass filter that passes a VHF / UHF band signal and suppresses a transmission band signal for voice communication and data communication is mounted on a circuit on the tuner side.

このようなローパスフィルタ特性を実現するものとして、積層LCローパスフィルタが挙げられる(例えば、特許文献1参照)。積層LCフィルタは、薄いセラミック層上に導体パターンを形成し、これらを複数積層することにより、インダクタンスやコンデンサを形成し、所定の接続を行ったフィルタである。図14に積層LCローパスフィルタの一般的な回路図を示し、図15に積層LCローパスフィルタの通過特性の1例を示す。図14において、INは信号入力端子、OUTは信号出力端子、L10,L11はインダクタンス、C10〜C14はコンデンサである。図15では、インダクタンスL10,L11のQを30とした。インダクタ(コイル)は、その主特性であるインダクタンス成分を得ようとすると同時に抵抗成分ができる。通常、この抵抗成分は少ないほうが優れたインダクタと評価される。インダクタ成分と、この抵抗成分との比をQ特性として表現している。この値が高い方が高効率のインダクタといえる。周波数をf、インダクタ値をL、実効抵抗値をRとすると、Q=2πfL/Rである。図15に示すように、積層LCローパスフィルタでは、VHF/UHFの周波数帯(90MHzから770MHz)が通過帯域となり、800MHz帯CDMAの送信周波数帯(898MHzから925MHz)が減衰域となっている。   A layered LC low-pass filter can be cited as one that realizes such a low-pass filter characteristic (see, for example, Patent Document 1). The laminated LC filter is a filter in which a conductor pattern is formed on a thin ceramic layer and a plurality of these are laminated to form an inductance and a capacitor, and predetermined connection is made. FIG. 14 shows a general circuit diagram of the laminated LC low-pass filter, and FIG. 15 shows an example of the pass characteristic of the laminated LC low-pass filter. In FIG. 14, IN is a signal input terminal, OUT is a signal output terminal, L10 and L11 are inductances, and C10 to C14 are capacitors. In FIG. 15, Q of the inductances L10 and L11 is set to 30. An inductor (coil) has a resistance component at the same time as an inductance component, which is its main characteristic. Usually, the smaller the resistance component, the better the inductor. The ratio between the inductor component and the resistance component is expressed as a Q characteristic. A higher value means a more efficient inductor. When the frequency is f, the inductor value is L, and the effective resistance value is R, Q = 2πfL / R. As shown in FIG. 15, in the laminated LC low-pass filter, the VHF / UHF frequency band (90 MHz to 770 MHz) is a pass band, and the 800 MHz band CDMA transmission frequency band (898 MHz to 925 MHz) is an attenuation band.

特開平07−336176号公報JP 07-336176 A

従来の積層LCローパスフィルタでは、減衰極が1.3GHzとなっているため、減衰域(898MHzから925MHz)の減衰量が9dB程度と不十分であるという問題点があった。TV放送受信用チューナ付き携帯電話機では、TV放送波の周波数帯域と携帯電話機の送信帯域(800MHzから900MHz)が近接しているため、低損失かつ急峻なロールオフ特性が要求される。   In the conventional laminated LC low-pass filter, since the attenuation pole is 1.3 GHz, there is a problem that the attenuation in the attenuation region (898 MHz to 925 MHz) is insufficient at about 9 dB. In a mobile phone with a tuner for TV broadcast reception, the frequency band of the TV broadcast wave and the transmission band (800 MHz to 900 MHz) of the mobile phone are close to each other, so that low loss and steep roll-off characteristics are required.

また、従来の積層LCローパスフィルタでは、段数を増やすことで、減衰極をより通過帯域近傍に近づけ、より大きな減衰量を得ることが可能であるが、段数を増やすと、インダクタンスに含まれる直列抵抗の影響により、通過帯域の損失も増大し、必要な通過帯域挿入損失を得ることが難しくなるという問題点があった。さらに、従来の積層LCローパスフィルタでは、素子数が増加すると、フィルタの外形が大きくなるという問題点があった。携帯電話機に搭載するフィルタは小型であることが望ましく、大きなフィルタは携帯電話機には不向きである。   In addition, in the conventional multilayer LC low-pass filter, it is possible to bring the attenuation pole closer to the passband by increasing the number of stages and obtain a larger attenuation amount. However, increasing the number of stages increases the series resistance included in the inductance. As a result, the loss of the pass band also increases, which makes it difficult to obtain the required pass band insertion loss. Furthermore, the conventional multilayer LC low-pass filter has a problem that the outer shape of the filter increases as the number of elements increases. It is desirable that the filter mounted on the mobile phone is small, and a large filter is not suitable for the mobile phone.

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、低損失で急峻な減衰特性を有する小型のローパスフィルタを提供することを目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a small low-pass filter having a low loss and a steep attenuation characteristic.

本発明のローパスフィルタは、第1のフィルタと、この第1のフィルタに並列に接続された第2のフィルタと、前記第1、第2のフィルタと信号入力端子との間に挿入された第3のフィルタと、この第3のフィルタと接地との間に挿入された第4のフィルタとを有し、前記第1のフィルタは、第1の端子が前記第3のフィルタに接続され、第2の端子が信号出力端子に接続され、第3の端子と第4の端子が接地された第1の2端子対SAW共振子からなり、前記第2のフィルタは、第1の端子が前記第1の2端子対SAW共振子の第1の端子に接続され、第2の端子が前記第1の2端子対SAW共振子の第2の端子に接続された第1の1端子対SAW共振子と、この第1の1端子対SAW共振子に並列に接続された第1のインダクタとからなり、前記第3のフィルタは、第1の端子が前記信号入力端子に接続されたキャパシタと、第1の端子が前記キャパシタの第2の端子に接続され、第2の端子が前記第1、第2のフィルタの第1の端子に接続された第2の1端子対SAW共振子と、第1の端子が前記信号入力端子に接続され、第2の端子が前記第1、第2のフィルタの第1の端子に接続された第2のインダクタとからなり、前記第4のフィルタは、第1の端子が前記信号入力端子に接続され、第2の端子が前記キャパシタと前記第2の1端子対SAW共振子との接続点に接続され、第3の端子と第4の端子が接地された第2の2端子対SAW共振子からなるものである。
また、本発明のローパスフィルタの1構成例は、前記第1、第2の2端子対SAW共振子と前記第1、第2の1端子対SAW共振子と前記キャパシタとが、圧電基板上に形成され、前記第1、第2のインダクタが、前記圧電基板を内蔵するパッケージ内に搭載されるものである。
The low-pass filter of the present invention includes a first filter, a second filter connected in parallel to the first filter, and a first filter inserted between the first and second filters and a signal input terminal. 3 and a fourth filter inserted between the third filter and ground, the first filter having a first terminal connected to the third filter, The second filter is composed of a first two-terminal pair SAW resonator having a third terminal and a fourth terminal connected to a signal output terminal, and the third terminal and the fourth terminal are grounded. A first two-terminal pair SAW resonator connected to a first terminal of the first two-terminal pair SAW resonator, and a second terminal connected to a second terminal of the first two-terminal pair SAW resonator And a first inductor connected in parallel to the first one-terminal-pair SAW resonator. The third filter includes a capacitor having a first terminal connected to the signal input terminal, a first terminal connected to a second terminal of the capacitor, and a second terminal connected to the first and second terminals. A second pair of SAW resonators connected to the first terminals of the two filters, a first terminal connected to the signal input terminal, and a second terminal connected to the first and second filters. A fourth inductor connected to a first terminal, wherein the fourth filter has a first terminal connected to the signal input terminal, a second terminal connected to the capacitor and the second one terminal; The second pair of SAW resonators are connected to a connection point with the pair of SAW resonators, and the third terminal and the fourth terminal are grounded.
Also, one configuration example of the low-pass filter according to the present invention is such that the first and second two-terminal pair SAW resonators, the first and second one-terminal pair SAW resonators, and the capacitor are disposed on a piezoelectric substrate. The formed first and second inductors are mounted in a package containing the piezoelectric substrate.

本発明によれば、第1のフィルタと、第1のフィルタに並列に接続された第2のフィルタと、第1、第2のフィルタと信号入力端子との間に挿入された第3のフィルタとを設け、第1のフィルタを第1の2端子対SAW共振子から構成し、第2のフィルタを第1の1端子対SAW共振子と第1のインダクタとから構成し、第3のフィルタをキャパシタと第2の1端子対SAW共振子と第2のインダクタとから構成することにより、減衰極を遮断周波数近傍にすることが可能となり、減衰域の減衰量を改善することができる。また、本発明では、SAW共振子を用いるため、フィルタを小型化できる。さらに、本発明では、積層LCフィルタのように所望の減衰量を得るために段数を増やす必要がないので、通過帯域の挿入損失が増大することがなく、外形が大型化することもない。その結果、本発明では、低損失で急峻な減衰特性を有する小型のローパスフィルタを実現することができる。また、本発明では、第3のフィルタと接地との間に第4のフィルタを設け、第4のフィルタを第2の2端子対SAW共振子から構成することにより、第1〜第3のフィルタによる上記減衰域とは別に、高周波領域に広帯域で減衰量の大きい減衰域をデバイスサイズの大幅な増大を招くことなく形成することが可能になる。   According to the present invention, the first filter, the second filter connected in parallel to the first filter, and the third filter inserted between the first and second filters and the signal input terminal. The first filter is composed of a first two-terminal pair SAW resonator, the second filter is composed of a first one-terminal pair SAW resonator and a first inductor, and a third filter Is composed of a capacitor, a second one-terminal-pair SAW resonator, and a second inductor, the attenuation pole can be made close to the cutoff frequency, and the attenuation in the attenuation region can be improved. In the present invention, since the SAW resonator is used, the filter can be reduced in size. Furthermore, in the present invention, it is not necessary to increase the number of stages in order to obtain a desired attenuation as in the case of the laminated LC filter, so that the insertion loss of the passband does not increase and the outer shape does not increase. As a result, in the present invention, a small low-pass filter having a low loss and a steep attenuation characteristic can be realized. In the present invention, the fourth filter is provided between the third filter and the ground, and the fourth filter is composed of the second two-terminal-pair SAW resonator, thereby providing the first to third filters. In addition to the above-described attenuation region, it is possible to form an attenuation region having a wide bandwidth and a large attenuation amount in the high frequency region without causing a significant increase in device size.

また、本発明では、第1、第2の2端子対SAW共振子と第1、第2の1端子対SAW共振子とキャパシタとを圧電基板上に形成し、この圧電基板と第1、第2のインダクタとをパッケージ内に搭載することにより、ローパスフィルタの特性のばらつきを抑え、所望の特性を容易に得ることができる。   In the present invention, the first and second two-terminal pair SAW resonators, the first and second one-terminal pair SAW resonators, and the capacitor are formed on the piezoelectric substrate. By mounting the second inductor in the package, it is possible to suppress variation in characteristics of the low-pass filter and easily obtain desired characteristics.

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図1は、本発明の実施の形態となるローパスフィルタの回路図である。図1のローパスフィルタは、第1のフィルタ1と、第2のフィルタ2と、第3のフィルタ3と、第4のフィルタ4とから構成されている。図1において、INは信号入力端子、OUTは信号出力端子である。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram of a low-pass filter according to an embodiment of the present invention. The low-pass filter in FIG. 1 includes a first filter 1, a second filter 2, a third filter 3, and a fourth filter 4. In FIG. 1, IN is a signal input terminal, and OUT is a signal output terminal.

図2に、第1のフィルタ1の平面図を示す。第1のフィルタ1は、2端子対SAW(Surface Acoustic Wave )共振子11からなる。2端子対SAW共振子11は、圧電基板上に送信用IDT(interdigital transducer :すだれ状電極)110と受信用IDT111とを形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器112,113を配置したものである。周知のように、IDTは、金属からなる櫛状の対向する2つの電極部を有し、各電極部は、対向する電極部に向かって交互に突出した複数の電極指を有している。   FIG. 2 shows a plan view of the first filter 1. The first filter 1 includes a two-terminal pair SAW (Surface Acoustic Wave) resonator 11. The two-terminal-pair SAW resonator 11 is formed by forming a transmission IDT (interdigital transducer) 110 and a reception IDT 111 on a piezoelectric substrate, and further arranging reflectors 112 and 113 on both sides thereof. . As is well known, the IDT has two comb-shaped opposing electrode parts made of metal, and each electrode part has a plurality of electrode fingers protruding alternately toward the opposing electrode parts.

図1、図2において、12は2端子対SAW共振子11の第1の端子(フィルタ1の入力端子)、14は2端子対SAW共振子11の第2の端子(フィルタ1の出力端子)、13は2端子対SAW共振子11の第3の端子、15は2端子対SAW共振子11の第4の端子である。第3の端子13と第4の端子15は接地されている。   1 and 2, reference numeral 12 denotes a first terminal of the two-terminal pair SAW resonator 11 (input terminal of the filter 1), and reference numeral 14 denotes a second terminal of the two-terminal pair SAW resonator 11 (output terminal of the filter 1). , 13 is a third terminal of the two-terminal pair SAW resonator 11, and 15 is a fourth terminal of the two-terminal pair SAW resonator 11. The third terminal 13 and the fourth terminal 15 are grounded.

第1のフィルタ1は、2つの反射器112,113間に生じる定在波の周波数とIDT110,111の共振周波数とが一致するときに、入力端子12と出力端子14間に信号が伝送される狭帯域通過フィルタとして動作する。第1のフィルタ1の通過特性の1例を図3に示す。   The first filter 1 transmits a signal between the input terminal 12 and the output terminal 14 when the frequency of the standing wave generated between the two reflectors 112 and 113 matches the resonance frequency of the IDTs 110 and 111. Operates as a narrow band pass filter. An example of the pass characteristic of the first filter 1 is shown in FIG.

図4に、第3のフィルタ3の平面図を示す。第3のフィルタ3は、キャパシタ33と、キャパシタ33に直列に接続された1端子対SAW共振子31と、キャパシタ33と1端子対SAW共振子31の直列構成に対して並列に接続されたインダクタ32とからなる。キャパシタ33は、圧電基板上に形成されたIDTや平行平板からなる。1端子対SAW共振子31は、圧電基板上に1つのIDT310を形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器311,312を配置したものである。インダクタ32は、圧電基板を内蔵するセラミックパッケージ内に搭載される。   FIG. 4 shows a plan view of the third filter 3. The third filter 3 includes a capacitor 33, a one-terminal pair SAW resonator 31 connected in series to the capacitor 33, and an inductor connected in parallel to the series configuration of the capacitor 33 and one-terminal pair SAW resonator 31. 32. The capacitor 33 is formed of an IDT or a parallel plate formed on a piezoelectric substrate. The one-terminal-pair SAW resonator 31 is formed by forming one IDT 310 on a piezoelectric substrate and further arranging reflectors 311 and 312 on both sides thereof. The inductor 32 is mounted in a ceramic package containing a piezoelectric substrate.

図1、図4において、34は1端子対SAW共振子31の第1の端子(IDT310の入力端子)、35は1端子対SAW共振子31の第2の端子(IDT310の出力端子)、36はインダクタ32の第1の端子、37はインダクタ32の第2の端子、38はキャパシタ33の第1の端子、39はキャパシタ33の第2の端子である。   1 and 4, reference numeral 34 denotes a first terminal of the one-terminal pair SAW resonator 31 (an input terminal of the IDT 310), 35 denotes a second terminal of the one-terminal pair of the SAW resonator 31 (an output terminal of the IDT 310), 36 Is a first terminal of the inductor 32, 37 is a second terminal of the inductor 32, 38 is a first terminal of the capacitor 33, and 39 is a second terminal of the capacitor 33.

第3のフィルタ3の通過特性の1例を図5に示す。第3のフィルタ3は、2つの減衰極を有する帯域通過フィルタの特性を示す。ただし、図5では、約0.9GHzの低周波側の減衰極のみ記載し、1GHz超の位置にある高周波側の減衰極については省略している。第1のフィルタ1と第3のフィルタ3とを直列に接続し、第1のフィルタ1の通過域(0.9〜1GHz)を第3のフィルタ3の2つの減衰極の間に設定すると、図6に示すように第1のフィルタ1の通過域の両側の約0.9GHzと1GHzの位置に第3のフィルタ3の減衰極が生じ、通過域近傍の減衰量が改善されていることが分かる。   An example of the pass characteristic of the third filter 3 is shown in FIG. The third filter 3 shows the characteristics of a bandpass filter having two attenuation poles. However, in FIG. 5, only the attenuation pole on the low frequency side of about 0.9 GHz is shown, and the attenuation pole on the high frequency side at a position exceeding 1 GHz is omitted. When the first filter 1 and the third filter 3 are connected in series, and the pass band (0.9 to 1 GHz) of the first filter 1 is set between the two attenuation poles of the third filter 3, As shown in FIG. 6, the attenuation pole of the 3rd filter 3 arises in the position of about 0.9 GHz and 1 GHz of the both sides of the pass band of the 1st filter 1, and the attenuation amount of a pass band vicinity is improved. I understand.

フィルタ1,3を直列に接続したフィルタ(以下、直列フィルタ1,3と呼ぶ)と似た構成が、特開昭56−47116号公報に開示されている。特開昭56−47116号公報に開示されたフィルタでは、弾性表面波素子としてトランスバーサルフィルタが使用され、圧電共振子としてセラミック共振子が使用されている。これに対して、本実施の形態の直列フィルタ1,3では、トランスバーサルフィルタの代わりに2端子対SAW共振子11を使用し、また圧電共振子の代わりに1端子対SAW共振子31を使用しており、これらを同一の圧電基板上に形成している点が特開昭56−47116号公報のフィルタと異なる。   A configuration similar to a filter in which filters 1 and 3 are connected in series (hereinafter referred to as series filters 1 and 3) is disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 56-47116. In the filter disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 56-47116, a transversal filter is used as the surface acoustic wave element, and a ceramic resonator is used as the piezoelectric resonator. On the other hand, in the series filters 1 and 3 of this embodiment, the two-terminal pair SAW resonator 11 is used instead of the transversal filter, and the one-terminal pair SAW resonator 31 is used instead of the piezoelectric resonator. However, the point that these are formed on the same piezoelectric substrate is different from the filter of JP-A-56-47116.

次に、本実施の形態では、直列フィルタ1,3において、第1のフィルタ1に並列に第2のフィルタ2を接続することにより、非常に急峻な減衰特性を有するローパスフィルタを実現している。図7に、第2のフィルタ2の平面図を示す。第2のフィルタ2は、1端子対SAW共振子21と、1端子対SAW共振子21に並列に接続されたインダクタ22とからなる。1端子対SAW共振子21は、圧電基板上に1つのIDT210を形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器211,212を配置したものである。インダクタ22は、圧電基板を内蔵するセラミックパッケージ内に搭載される。   Next, in the present embodiment, a low-pass filter having a very steep attenuation characteristic is realized by connecting the second filter 2 in parallel with the first filter 1 in the series filters 1 and 3. . FIG. 7 shows a plan view of the second filter 2. The second filter 2 includes a one-terminal pair SAW resonator 21 and an inductor 22 connected in parallel to the one-terminal pair SAW resonator 21. The one-terminal pair SAW resonator 21 is formed by forming one IDT 210 on a piezoelectric substrate and further arranging reflectors 211 and 212 on both sides thereof. The inductor 22 is mounted in a ceramic package containing a piezoelectric substrate.

図1、図7において、23は1端子対SAW共振子21の第1の端子(IDTの入力端子)、24は1端子対SAW共振子21の第2の端子(IDTの出力端子)、25はインダクタ22の第1の端子、26はインダクタ22の第2の端子である。   1 and 7, reference numeral 23 denotes a first terminal (IDT input terminal) of the one-terminal-pair SAW resonator 21, 24 denotes a second terminal (IDT output terminal) of the one-terminal-pair SAW resonator 21, 25 Is a first terminal of the inductor 22, and 26 is a second terminal of the inductor 22.

第4のフィルタ4は、2端子対SAW共振子41からなる。2端子対SAW共振子41は、第1のフィルタ1の2端子対SAW共振子11と同様に、圧電基板上に送信用IDTと受信用IDTとを形成し、さらにその両側にそれぞれ反射器を配置したものである。図1において、42は2端子対SAW共振子41の第1の端子、44は2端子対SAW共振子41の第2の端子、43は2端子対SAW共振子41の第3の端子、45は2端子対SAW共振子41の第4の端子である。第3の端子43と第4の端子45は接地されている。   The fourth filter 4 includes a two-terminal pair SAW resonator 41. Similar to the two-terminal pair SAW resonator 11 of the first filter 1, the two-terminal pair SAW resonator 41 forms a transmission IDT and a reception IDT on a piezoelectric substrate, and further has reflectors on both sides thereof. It is arranged. In FIG. 1, 42 is a first terminal of the two-terminal pair SAW resonator 41, 44 is a second terminal of the two-terminal pair SAW resonator 41, 43 is a third terminal of the two-terminal pair SAW resonator 41, 45 Is the fourth terminal of the two-terminal pair SAW resonator 41. The third terminal 43 and the fourth terminal 45 are grounded.

図8に、図1のローパスフィルタの通過特性の1例を示す。図1の構成によれば、DC(直流)から770MHzまで低損失な通過域Aと828MHz付近に40dB以上の減衰域Bが形成され、さらに1.1GHz以上の帯域に広帯域な減衰域Dが形成されていることが分かる。   FIG. 8 shows an example of the pass characteristic of the low-pass filter of FIG. According to the configuration of FIG. 1, a low-loss passband A from DC (direct current) to 770 MHz and an attenuation region B of 40 dB or more are formed in the vicinity of 828 MHz, and a wideband attenuation region D is formed in a band of 1.1 GHz or more. You can see that.

本実施の形態では、図1の構成をセラミックパッケージ内に搭載した。すなわち、例えばLiTaO3 等からなる圧電基板上に、AlCu等の電極材料を用いて2端子対SAW共振子11,41と1端子対SAW共振子21,31とキャパシタ33とを形成し、この圧電基板とインダクタ22,32をアルミナ等からなるセラミックパッケージに搭載し、必要な配線をワイヤやセラミックパッケージ内の配線パターンで行った。 In the present embodiment, the configuration of FIG. 1 is mounted in a ceramic package. That is, the two-terminal pair SAW resonators 11 and 41, the one-terminal pair SAW resonators 21 and 31, and the capacitor 33 are formed on a piezoelectric substrate made of, for example, LiTaO 3 using an electrode material such as AlCu. The substrate and the inductors 22 and 32 were mounted on a ceramic package made of alumina or the like, and necessary wiring was performed using wires or wiring patterns in the ceramic package.

以下、本実施の形態のローパスフィルタの設計法の概略について説明する。第1のフィルタ1の素子の値と第2のフィルタ2の素子の値を適宜設定すると、図8の減衰域Bが形成され、この減衰域Bより低い帯域が通過域Aとなり、減衰域Bより高い帯域が通過域Cとなる。所望の通過域Aと減衰域Bを得るためには、まず第1のフィルタ1のIDT110,111の共振波長λ1と第2のフィルタ2のIDT210の共振波長λ2を調整して、減衰域Bが所望の周波数範囲になるように設定する。第1のフィルタ1のIDT110,111の共振波長λ1は、減衰域Bの高域側の端部周波数の決定に影響を与える。共振波長λ1とλ2は、λ2<λ1の関係を満たすことが好ましい。その理由は、λ2>λ1とすると、減衰極が分離して、減衰域Bの減衰量が劣化するからである。   Hereinafter, an outline of the design method of the low-pass filter of the present embodiment will be described. When the value of the element of the first filter 1 and the value of the element of the second filter 2 are appropriately set, an attenuation band B in FIG. 8 is formed, and a band lower than the attenuation band B becomes a pass band A, and the attenuation band B The higher band is the passband C. In order to obtain the desired pass band A and attenuation band B, first, the resonance wavelength λ1 of the IDTs 110 and 111 of the first filter 1 and the resonance wavelength λ2 of the IDT 210 of the second filter 2 are adjusted, so that the attenuation band B is Set to a desired frequency range. The resonance wavelength λ1 of the IDTs 110 and 111 of the first filter 1 affects the determination of the end frequency on the high band side of the attenuation band B. The resonance wavelengths λ1 and λ2 preferably satisfy the relationship of λ2 <λ1. The reason is that if λ2> λ1, the attenuation poles are separated and the attenuation amount in the attenuation region B is deteriorated.

第2のフィルタ2のIDT210の共振波長λ2を変化させると、通過域Aの高域側の端部周波数が変化するため、インダクタ22の値を調整して、通過域Aの高域側の端部周波数が所望の値になるように設定する。この操作により、減衰域Bの周波数範囲が変化するため、波長λ2を調整する。このようなインダクタ22の調整と第2のフィルタ2のIDT210の共振波長λ2の調整とを、所望の特性を満たすまで繰り返す。   When the resonance wavelength λ2 of the IDT 210 of the second filter 2 is changed, the end frequency on the high band side of the pass band A is changed. Therefore, the value of the inductor 22 is adjusted, and the high band end of the pass band A is adjusted. The partial frequency is set to a desired value. By this operation, the frequency range of the attenuation region B is changed, so the wavelength λ2 is adjusted. Such adjustment of the inductor 22 and adjustment of the resonance wavelength λ2 of the IDT 210 of the second filter 2 are repeated until a desired characteristic is satisfied.

第1のフィルタ1及び第2のフィルタ2のIDT110,111,210の電極指の交差幅と電極指の対数は、通過域Aのインピーダンスと減衰域Bの広さに影響を与える。減衰域Bが所望の周波数範囲となり、通過域Aが所望の特性インピーダンス(通常50Ω)となるように、IDT110,111,210の電極指の交差幅と電極指の対数を適切に設定する。以上の調整は、手動で行うことも可能であるが、適切な誤差関数を定めて、コンピュータにより最適な組み合わせを探索するようにすると良い。   The crossing width of the electrode fingers of the IDTs 110, 111, and 210 of the first filter 1 and the second filter 2 and the number of pairs of the electrode fingers affect the impedance of the pass band A and the width of the attenuation band B. The intersection width of the electrode fingers and the logarithm of the electrode fingers of the IDTs 110, 111, and 210 are appropriately set so that the attenuation band B becomes a desired frequency range and the pass band A has a desired characteristic impedance (usually 50Ω). Although the above adjustment can be performed manually, it is preferable to determine an appropriate error function and search for an optimal combination by a computer.

なお、以上の設計方法の説明では、第1のフィルタ1のIDT110の共振波長とIDT111の共振波長を同一の値としたが、異なる値に設定しても良い。IDT110とIDT111の共振波長を異なる値にすると、減衰域Bを広帯域にすることができる。また、第1のフィルタ1のIDT110とIDT111間の距離を調整すると、減衰域Bを更に広帯域にすることができる。この調整は、IDT110とIDT111間の距離を通常0.5λとするところを0.7λから0.9λ付近にすると良い。   In the above description of the design method, the resonance wavelength of the IDT 110 and the resonance wavelength of the IDT 111 of the first filter 1 are set to the same value, but may be set to different values. When the resonance wavelengths of the IDT 110 and the IDT 111 are different from each other, the attenuation band B can be widened. Further, when the distance between the IDT 110 and the IDT 111 of the first filter 1 is adjusted, the attenuation band B can be further widened. For this adjustment, it is preferable that the distance between the IDT 110 and the IDT 111, which is normally 0.5λ, be changed from 0.7λ to around 0.9λ.

第3のフィルタ3は、図5のような通過特性を有している。そこで、第1のフィルタ1に第2のフィルタ2を並列に接続したフィルタの通過域Aと、第3のフィルタ3の通過域Aとが一致し、かつ第1のフィルタ1に第2のフィルタ2を並列に接続したフィルタの減衰域Bと、第3のフィルタ3の減衰域Bとが一致するようにして、これらを図1に示したように従属接続すれば、減衰域Bの減衰量がより増大し好ましい。   The third filter 3 has a pass characteristic as shown in FIG. Therefore, the pass band A of the filter in which the second filter 2 is connected in parallel to the first filter 1 and the pass band A of the third filter 3 match, and the second filter is added to the first filter 1. If the attenuation region B of the filter in which 2 is connected in parallel is matched with the attenuation region B of the third filter 3 and they are cascade-connected as shown in FIG. Is more preferable.

さらに、本実施の形態では、図1のローパスフィルタに存在するキャパシタとインダクタによりLC直列共振及びLC並列共振が生じて、図8の減衰域Dが形成されるが、キャパシタ33の両端と接地との間に2端子対SAW共振子41を挿入することにより、LC直列共振回路及びLC並列共振回路が複数形成されるため、減衰域Dをより広帯域にし、また減衰域Dの減衰量を増大させることができる。   Further, in the present embodiment, LC series resonance and LC parallel resonance are generated by the capacitor and inductor existing in the low-pass filter of FIG. 1, and the attenuation region D of FIG. 8 is formed. Since a plurality of LC series resonance circuits and LC parallel resonance circuits are formed by inserting the two-terminal pair SAW resonator 41 between the two, the attenuation region D is made wider and the attenuation amount of the attenuation region D is increased. be able to.

SAW共振子の共振周波数f=V/λ(IDTの共振波長λと圧電基板の弾性表面波表面波速度Vで決まる周波数)から十分離れた高周波領域(本実施の形態では、1.5GHz以上の周波数領域)では、IDTは等価的にキャパシタと見なすことができる。このような高周波領域における図1の等価回路を図9に示す。L1,L2はワイヤやパッケージ内の配線パターンによる微小な値のインダクタである。   The resonance frequency f = V / λ of the SAW resonator (frequency determined by the IDT resonance wavelength λ and the surface acoustic wave velocity V of the piezoelectric substrate) sufficiently high frequency region (in this embodiment, 1.5 GHz or more) In the frequency domain), IDT can be equivalently regarded as a capacitor. FIG. 9 shows an equivalent circuit of FIG. 1 in such a high frequency region. L1 and L2 are minute values of inductors based on wires or wiring patterns in the package.

図9の等価回路によれば、2端子対SAW共振子11の静電容量とインダクタL1によりLC直列共振が生じ、1端子対SAW共振子21の静電容量とインダクタ22によりLC並列共振が生じる。また、2端子対SAW共振子41及び1端子対SAW共振子31の静電容量と、キャパシタ33と、インダクタ32及びインダクタL2により、LC直列共振とLC並列共振を組み合わせた共振が生じる。2端子対SAW共振子41を設けない場合でも、減衰域Dを形成することは可能であるが、キャパシタ33の両端と接地との間に2端子対SAW共振子41を設けることにより、より広帯域な減衰域Dを形成することができる。   According to the equivalent circuit of FIG. 9, LC series resonance is generated by the capacitance of the two-terminal pair SAW resonator 11 and the inductor L1, and LC parallel resonance is generated by the capacitance of the one-terminal pair SAW resonator 21 and the inductor 22. . In addition, resonance that combines LC series resonance and LC parallel resonance is generated by the capacitance of the two-terminal pair SAW resonator 41 and the one-terminal pair SAW resonator 31, the capacitor 33, the inductor 32, and the inductor L2. Even if the two-terminal pair SAW resonator 41 is not provided, it is possible to form the attenuation region D. However, by providing the two-terminal pair SAW resonator 41 between both ends of the capacitor 33 and the ground, a wider band can be obtained. A simple attenuation region D can be formed.

図9の等価回路は接続が複雑なため、簡単な数式で減衰極の周波数を見積もることは困難であるが、LC直列共振回路とLC並列共振回路が組み合わさっていることが分かる。前述のとおり、キャパシタ33の静電容量は3pF程度である。インダクタ32は、キャパシタ33が挿入されたことによりフィルタとして整合を得るため、10nHのインダクタとなっている。2端子対SAW共振子41と1端子対SAW共振子31の静電容量をそれぞれ3pFとして、第3のフィルタ3と第4のフィルタ4を接続した回路の周波数特性をシミュレータにより計算すると、図10の特性fc1のようになる。   Since the equivalent circuit of FIG. 9 is complicated to connect, it is difficult to estimate the frequency of the attenuation pole with a simple formula, but it can be seen that the LC series resonance circuit and the LC parallel resonance circuit are combined. As described above, the capacitance of the capacitor 33 is about 3 pF. The inductor 32 is a 10 nH inductor in order to obtain matching as a filter when the capacitor 33 is inserted. When the capacitance of the two-terminal pair SAW resonator 41 and the one-terminal pair SAW resonator 31 is 3 pF, and the frequency characteristics of the circuit in which the third filter 3 and the fourth filter 4 are connected are calculated by the simulator, FIG. The characteristic fc1 is as follows.

一方、本実施の形態の比較例として図11に示したようなローパスフィルタを考える。図11のローパスフィルタは、図1のローパスフィルタを一部変形し、さらに2端子対SAW共振子11の第3の端子13と接地との間にインダクタ16を挿入し、2端子対SAW共振子11の第4の端子15と接地との間にインダクタ17を挿入し、信号入力端子INと接地との間に1端子対SAW共振子51とインダクタ52とを挿入したものである。なお、図11の例では、キャパシタ33を省いているため、第3のフィルタを3aとしている。   On the other hand, a low-pass filter as shown in FIG. 11 is considered as a comparative example of the present embodiment. The low-pass filter of FIG. 11 is a partial modification of the low-pass filter of FIG. 11, the inductor 17 is inserted between the fourth terminal 15 and the ground, and the one-terminal pair SAW resonator 51 and the inductor 52 are inserted between the signal input terminal IN and the ground. In the example of FIG. 11, since the capacitor 33 is omitted, the third filter is 3a.

この図11のローパスフィルタについて、図9の場合と同様に、SAW共振子の共振周波数から十分離れた高周波領域における等価回路を求めると図12のようになる。図12より、1端子対SAW共振子51とインダクタ52がLC直列共振回路を形成し、1端子対SAW共振子31とインダクタ32がLC並列共振回路を形成していることが分かる。1端子対SAW共振子31,51の静電容量をそれぞれ3pFとして、第3のフィルタ3aと1端子対SAW共振子51とインダクタ52を接続した回路の周波数特性をシミュレータにより計算すると、図10の特性fc2のようになる。図11のローパスフィルタ全体の通過特性を図13に示す。図13におけるfc3は図11のローパスフィルタの通過特性、fc4は図11のローパスフィルタから1端子対SAW共振子51とインダクタ52を除き、インダクタ16,17を短絡したフィルタの通過特性である。このように、図11の構成では、本実施の形態のローパスフィルタに比べて減衰域Dが狭く、その減衰量も小さいことが分かる。   For the low-pass filter of FIG. 11, as in the case of FIG. 9, an equivalent circuit in a high frequency region sufficiently separated from the resonance frequency of the SAW resonator is obtained as shown in FIG. 12. From FIG. 12, it can be seen that the one-terminal pair SAW resonator 51 and the inductor 52 form an LC series resonance circuit, and the one-terminal pair SAW resonator 31 and the inductor 32 form an LC parallel resonance circuit. When the frequency characteristics of the circuit connecting the third filter 3a, the one-terminal-pair SAW resonator 51, and the inductor 52 are calculated by the simulator with the capacitance of the one-terminal-pair SAW resonator 31, 51 being 3 pF, respectively, It becomes like the characteristic fc2. FIG. 13 shows the pass characteristics of the entire low-pass filter of FIG. Fc3 in FIG. 13 is the pass characteristic of the low-pass filter of FIG. 11, and fc4 is the pass characteristic of the filter in which the one-terminal pair SAW resonator 51 and the inductor 52 are excluded from the low-pass filter of FIG. Thus, in the configuration of FIG. 11, it can be seen that the attenuation region D is narrower and the attenuation amount is smaller than that of the low-pass filter of the present embodiment.

また、一般にLC直列共振は、インダクタの値あるいはキャパシタの値を大きくすると共振周波数が低周波側に遷移し、値を小さくすると共振周波数が高周波側に遷移する。インダクタ22,32の静電容量と各SAW共振子の静電容量は、50Ωに整合した低損失な通過域を形成するために適した組み合わせが存在するため、必要以上に大きな値をとることができない。そのため、通常はインダクタ16,17,52の値を調整して、所望の周波数に減衰域を設けることになる。しかしながら、例えば2GHzに減衰域を設ける場合、図11の構成ではインダクタ16,17,52の値が少なくとも数nH必要となるため、ワイヤやパッケージ内の配線パターンを長くしたり、外付けのインダクタが必要となったりして、フィルタの外形が大きくなるという問題がある。   In general, in LC series resonance, when the value of the inductor or the capacitor is increased, the resonance frequency is shifted to the low frequency side, and when the value is decreased, the resonance frequency is shifted to the high frequency side. The capacitances of the inductors 22 and 32 and the capacitances of the respective SAW resonators have a combination suitable for forming a low-loss pass band matched with 50Ω, and can take a larger value than necessary. Can not. Therefore, normally, the values of the inductors 16, 17, and 52 are adjusted to provide an attenuation region at a desired frequency. However, for example, when an attenuation band is provided at 2 GHz, the values of the inductors 16, 17, and 52 are required to be at least several nH in the configuration of FIG. 11, so that the wiring pattern in the wire or package is lengthened, or an external inductor is used. There is a problem that the outer shape of the filter becomes large.

これに対して、本実施の形態では、数pFのキャパシタ33と2端子対SAW共振子41を1個付加すれば、高周波領域に減衰域Dを形成することができる。数pFのキャパシタ33と2端子対SAW共振子41は、外付けのチップインダクタや配線パターンに比べてデバイスサイズに与える影響が少ない。SAW共振子を形成する圧電基板は一般に比誘電率が高いので、この圧電基板上にキャパシタ33を形成すれば、小型で大容量のキャパシタ33を容易に形成可能である。しかも、図9に示したインダクタL1,L2の値は0.3nH程度なので、ワイヤやパッケージ内の配線パターンによってインダクタL1,L2を容易に実現できる。   On the other hand, in this embodiment, if one capacitor 33 of several pF and one two-terminal pair SAW resonator 41 are added, the attenuation region D can be formed in the high frequency region. The capacitor 33 of several pF and the two-terminal pair SAW resonator 41 have less influence on the device size than an external chip inductor or wiring pattern. Since the piezoelectric substrate on which the SAW resonator is formed generally has a high relative dielectric constant, if the capacitor 33 is formed on the piezoelectric substrate, a small and large-capacity capacitor 33 can be easily formed. Moreover, since the values of the inductors L1 and L2 shown in FIG. 9 are about 0.3 nH, the inductors L1 and L2 can be easily realized by a wire or a wiring pattern in the package.

以上のように、本実施の形態によれば、従来の積層LCフィルタに比べて、非常に急峻な減衰特性を得ることができる。本実施の形態では、SAW共振子を用いるため、フィルタを小型化できる。さらに、本実施の形態では、積層LCフィルタのように所望の減衰量を得るために段数を増やす必要がないので、通過帯域の挿入損失が増大することがなく、外形が大型化することもない。その結果、本実施の形態では、低損失で急峻な減衰特性を有する小型のローパスフィルタを実現することができる。   As described above, according to the present embodiment, it is possible to obtain an extremely steep attenuation characteristic as compared with the conventional multilayer LC filter. In this embodiment, since the SAW resonator is used, the filter can be reduced in size. Furthermore, in the present embodiment, there is no need to increase the number of stages in order to obtain a desired attenuation as in the case of the laminated LC filter, so that the insertion loss of the passband does not increase and the outer shape does not increase. . As a result, in the present embodiment, a small low-pass filter having a low loss and a steep attenuation characteristic can be realized.

また、本実施の形態では、第3のフィルタ3のキャパシタ33の両端と接地との間に2端子対SAW共振子41を挿入することにより、広帯域で減衰量の大きい減衰域Dを形成することが可能になる。近年、800MHz帯と2GHz帯をそれぞれ音声通信とデータ通信に割り当てたデュアルタイプの携帯電話機が登場しているが、本実施の形態によれば、800MHz帯の減衰域Bだけでなく、2GHz帯の減衰域Dについても十分な減衰量を得ることができるので、このようなデュアルタイプの携帯電話機にTV放送受信用チューナを設ける場合に、携帯電話機の送信信号がチューナ回路に回り込むことのないように携帯電話機の送信信号を十分に減衰させることができ、十分な妨害波除去機能を果たすことができる。キャパシタ33と2端子対SAW共振子41は、デバイスサイズに与える影響が少ないので、デバイスサイズの大幅な増大を招くことなく、高周波領域に広帯域な減衰域Dを形成することが可能となる。   In the present embodiment, a two-terminal pair SAW resonator 41 is inserted between both ends of the capacitor 33 of the third filter 3 and the ground to form an attenuation region D having a large attenuation in a wide band. Is possible. In recent years, dual-type mobile phones in which 800 MHz band and 2 GHz band are allocated to voice communication and data communication, respectively, have appeared, but according to the present embodiment, not only the attenuation band B of 800 MHz band but also 2 GHz band. A sufficient amount of attenuation can also be obtained for the attenuation region D. Therefore, when a TV broadcast receiving tuner is provided in such a dual-type mobile phone, the transmission signal of the mobile phone does not enter the tuner circuit. The transmission signal of the mobile phone can be sufficiently attenuated, and a sufficient interference wave removal function can be achieved. Since the capacitor 33 and the two-terminal pair SAW resonator 41 have little influence on the device size, it is possible to form a broadband attenuation region D in the high frequency region without causing a significant increase in the device size.

なお、本実施の形態において、使用する圧電基板やカット角は、種々変更可能である。特に電気機械結合係数は、フィルタの急峻性に寄与する。電極材料も、AlCuに限らず種々の合金、多層膜、高配向膜を用いてよく、表面にSiO2 等の保護膜を形成してもよい。 In the present embodiment, the piezoelectric substrate to be used and the cut angle can be variously changed. In particular, the electromechanical coupling coefficient contributes to the steepness of the filter. The electrode material is not limited to AlCu, and various alloys, multilayer films, and highly oriented films may be used, and a protective film such as SiO 2 may be formed on the surface.

また、本実施の形態のローパスフィルタは、他の構成のフィルタと組み合わせてもよく、分波器用のフィルタの一部または全部を構成してもよい。また、第1のフィルタ1の2端子対SAW共振子11は、対称構成でなくてもよく、IDT110と111の間で共振波長λや電極指の対数などを変えてもよい。また、IDT110と111間の距離も要求特性に応じて変更してよい。また、第1のフィルタ1と第2のフィルタ2の組み合わせを複数段直列に接続するようにしてもよい。   Further, the low-pass filter of the present embodiment may be combined with a filter having another configuration, and may constitute a part or all of the filter for the duplexer. Further, the two-terminal pair SAW resonator 11 of the first filter 1 may not have a symmetrical configuration, and the resonance wavelength λ, the number of electrode fingers, and the like may be changed between the IDTs 110 and 111. Further, the distance between the IDTs 110 and 111 may be changed according to the required characteristics. A combination of the first filter 1 and the second filter 2 may be connected in series in a plurality of stages.

本発明は、例えばTV放送受信用チューナ付き携帯電話機のチューナ回路に適用することができる。   The present invention can be applied to, for example, a tuner circuit of a mobile phone with a TV broadcast receiving tuner.

本発明の実施の形態となるローパスフィルタの回路図である。It is a circuit diagram of the low pass filter used as an embodiment of the invention. 本発明の実施の形態における第1のフィルタの平面図である。It is a top view of the 1st filter in an embodiment of the invention. 本発明の実施の形態における第1のフィルタの通過特性の1例を示す図である。It is a figure which shows one example of the passage characteristic of the 1st filter in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態における第3のフィルタの平面図である。It is a top view of the 3rd filter in an embodiment of the invention. 本発明の実施の形態における第3のフィルタの通過特性の1例を示す図である。It is a figure which shows one example of the passage characteristic of the 3rd filter in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態において第1のフィルタと第3のフィルタとを直列に接続したフィルタの通過特性の1例を示す図である。It is a figure which shows an example of the passage characteristic of the filter which connected the 1st filter and the 3rd filter in series in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態における第2のフィルタの平面図である。It is a top view of the 2nd filter in an embodiment of the invention. 図1のローパスフィルタの通過特性の1例を示す図である。It is a figure which shows one example of the pass characteristic of the low-pass filter of FIG. 図1のローパスフィルタの等価回路図である。FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of the low-pass filter of FIG. 1. 本発明の実施の形態において第3のフィルタと第4のフィルタとを接続した回路の通過特性の1例を示す図である。It is a figure which shows an example of the passage characteristic of the circuit which connected the 3rd filter and the 4th filter in embodiment of this invention. 本発明の実施の形態の比較例となるローパスフィルタの回路図である。It is a circuit diagram of the low pass filter used as the comparative example of embodiment of this invention. 図11のローパスフィルタの等価回路図である。FIG. 12 is an equivalent circuit diagram of the low-pass filter of FIG. 11. 図11のローパスフィルタの通過特性の1例を示す図である。It is a figure which shows an example of the passage characteristic of the low-pass filter of FIG. 従来の積層LCローパスフィルタの回路図である。It is a circuit diagram of the conventional lamination | stacking LC low-pass filter. 図14の積層LCローパスフィルタの通過特性の1例を示す図である。It is a figure which shows one example of the passage characteristic of the lamination | stacking LC low pass filter of FIG.

符号の説明Explanation of symbols

1…第1のフィルタ、2…第2のフィルタ、3…第3のフィルタ、4…第4のフィルタ、11,41…2端子対SAW共振子、21,31…1端子対SAW共振子、22,32…インダクタ、33…キャパシタ。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... 1st filter, 2 ... 2nd filter, 3 ... 3rd filter, 4 ... 4th filter, 11, 41 ... 2 terminal pair SAW resonator, 21, 31 ... 1 terminal pair SAW resonator, 22, 32 ... Inductors, 33 ... Capacitors.

Claims (2)

第1のフィルタと、この第1のフィルタに並列に接続された第2のフィルタと、前記第1、第2のフィルタと信号入力端子との間に挿入された第3のフィルタと、この第3のフィルタと接地との間に挿入された第4のフィルタとを有し、
前記第1のフィルタは、第1の端子が前記第3のフィルタに接続され、第2の端子が信号出力端子に接続され、第3の端子と第4の端子が接地された第1の2端子対SAW共振子からなり、
前記第2のフィルタは、第1の端子が前記第1の2端子対SAW共振子の第1の端子に接続され、第2の端子が前記第1の2端子対SAW共振子の第2の端子に接続された第1の1端子対SAW共振子と、この第1の1端子対SAW共振子に並列に接続された第1のインダクタとからなり、
前記第3のフィルタは、第1の端子が前記信号入力端子に接続されたキャパシタと、第1の端子が前記キャパシタの第2の端子に接続され、第2の端子が前記第1、第2のフィルタの第1の端子に接続された第2の1端子対SAW共振子と、第1の端子が前記信号入力端子に接続され、第2の端子が前記第1、第2のフィルタの第1の端子に接続された第2のインダクタとからなり、
前記第4のフィルタは、第1の端子が前記信号入力端子に接続され、第2の端子が前記キャパシタと前記第2の1端子対SAW共振子との接続点に接続され、第3の端子と第4の端子が接地された第2の2端子対SAW共振子からなることを特徴とするローパスフィルタ。
A first filter; a second filter connected in parallel to the first filter; a third filter inserted between the first and second filters and a signal input terminal; A fourth filter inserted between the third filter and ground,
The first filter includes a first terminal having a first terminal connected to the third filter, a second terminal connected to a signal output terminal, and a third terminal and a fourth terminal grounded. Consisting of a terminal pair SAW resonator,
The second filter has a first terminal connected to a first terminal of the first two-terminal pair SAW resonator, and a second terminal connected to a second terminal of the first two-terminal pair SAW resonator. A first one-terminal-pair SAW resonator connected to a terminal and a first inductor connected in parallel to the first one-terminal-pair SAW resonator;
The third filter includes a capacitor having a first terminal connected to the signal input terminal, a first terminal connected to a second terminal of the capacitor, and a second terminal connected to the first and second terminals. A second one-terminal-pair SAW resonator connected to the first terminal of the first filter, a first terminal connected to the signal input terminal, and a second terminal connected to the first and second filters. A second inductor connected to the first terminal,
The fourth filter has a first terminal connected to the signal input terminal, a second terminal connected to a connection point between the capacitor and the second one-terminal pair SAW resonator, and a third terminal. And a second two-terminal pair SAW resonator in which the fourth terminal is grounded.
請求項1記載のローパスフィルタにおいて、
前記第1、第2の2端子対SAW共振子と前記第1、第2の1端子対SAW共振子と前記キャパシタとが、圧電基板上に形成され、前記第1、第2のインダクタが、前記圧電基板を内蔵するパッケージ内に搭載されることを特徴とするローパスフィルタ。
The low-pass filter according to claim 1, wherein
The first and second two-terminal-pair SAW resonators, the first and second one-terminal-pair SAW resonators, and the capacitor are formed on a piezoelectric substrate, and the first and second inductors are A low-pass filter, which is mounted in a package containing the piezoelectric substrate.
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