JP4803262B2 - 絶縁型スイッチング電源装置 - Google Patents

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Description

この発明は、１次側から２次側へ電力を伝送する主トランスと、直流入力電源から前記主トランスの１次コイルに流れる電流を断続する電力スイッチとを備えて、所望の直流電圧または直流電流を出力する絶縁型スイッチング電源装置に関する。
従来、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）によってスイッチング損失を低減し、回路の効率を高めるために、例えば特許文献１に開示されているように、電圧クランプ回路を備えた絶縁型スイッチング電源装置が用いられている。
このような電圧クランプ回路を備えた絶縁型スイッチング電源装置においては、入力電圧より出力電圧が低い場合に多く使用される。この絶縁型スイッチング電源装置を従来技術によって構成した例を図１に示す。また、その各部の波形図を図２に示す。
図１において、主トランスＴ１の１次側には、クランプコンデンサＣ１とクランプスイッチＱ２との直列回路が主トランスＴ１の１次コイルｎ１に直列接続されて、電圧クランプ回路２が構成されている。クランプスイッチＱ２は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴであり、並列に寄生ダイオードを備える。スイッチング制御回路１は、アクティブ・クランプ・コンバータを駆動するＰＷＭ制御ＩＣである。このスイッチング制御回路１は、電力スイッチ駆動端子ｏｕｔＡ、クランプスイッチ駆動端子ｏｕｔＢ、フィードバック信号入力端子ＣＯＭＰ、グランド端子ＧＮＤを備えている。クランプスイッチ駆動端子ｏｕｔＢには、ダイオードＤ１１及びコンデンサＣ１０によるレベルシフト回路が接続されている。フィードバック信号入力端子ＣＯＭＰにはフォトカプラＰＣ１の受光トランジスタが接続されている。
主トランスＴ１の２次側には、同期整流素子Ｑ３，Ｑ４、チョークコイルＬ１、出力平滑コンデンサＣ３、抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオード、シャントレギュレータＳＲＧ１を備えている。
直流入力電源＋Ｖｉｎと−Ｖｉｎとの間に加わる直流電圧は、入力平滑コンデンサＣ２で平滑された後、電力スイッチＱ１でスイッチングされて交流に変換され、主トランスＴ１の１次コイルｎ１から２次コイルｎ２に伝送され、整流側同期整流素子Ｑ３及び転流側同期整流素子Ｑ４で構成される整流回路で整流された後、チョークコイルＬ１、出力平滑コンデンサＣ３で平滑されることによって直流に変換される。このようにしてアクティブ・クランプ・フォワードコンバータを構成している。
スイッチング制御回路１の端子ｏｕｔＡ，端子ｏｕｔＢから出力される駆動信号は、端子ｏｕｔＡの出力がＨレベルになる期間に、端子ｏｕｔＢの出力もＨレベルになり、且つ端子ｏｕｔＢ出力のＨレベル期間の方が前後に広くなる。端子ｏｕｔＡの出力は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである電力スイッチＱ１のゲート−ソース間（以下、「Ｇ−Ｓ間」と表す。）に直接印加され、端子ｏｕｔＢ出力は、コンデンサＣ１０及びダイオードＤ１１で形成されるレベルシフト回路を経て、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴであるクランプスイッチＱ２のソース−ゲート間（以下「Ｓ−Ｇ間」と表す。）に印加される。その結果、電力スイッチＱ１とクランプスイッチＱ２は、両方ともオフになるデッドタイム期間（図２のｔ１〜ｔ３、ｔ４〜ｔ０）を挟んで相補的なタイミングで駆動される。すなわち、電力スイッチＱ１のパルス幅が広がるとクランプスイッチＱ２のパルス幅が狭まり、電力スイッチＱ１のパルス幅が狭まるとクランプスイッチＱ２のパルス幅が広がるようにＰＷＭ制御される。
２次側の回路において、出力電圧が抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧されて、その電圧がシャントレギュレータＳＲＧ１のリファレンス端子に入力される。出力電圧の分圧電圧が基準値を超えると、抵抗Ｒ２及びフォトカプラＰＣ１の発光ダイオードを経由してシャントレギュレータＳＲＧ１のカソード電流が増加し、１次側の回路におけるフォトカプラＰＣ１の受光トランジスタの電流が増加する。フォトカプラＰＣ１の受光トランジスタが導通すると、スイッチング制御回路１のフィードバック信号入力端子ＣＯＭＰの電位が低下して、電力スイッチＱ１のデューティーＤが低下する。フォワードコンバータの出力電圧をＶｏｕｔ、入力電圧をＶｉｎ、主トランスＴ１の巻き数比を（ｎ２／ｎ１）とすると、
Ｖｏｕｔ＝（ｎ２／ｎ１）・Ｄ・Ｖｉｎ
の関係があるので、電力スイッチＱ１のデューティーＤの低減によって出力電圧が低下する。逆に、出力電圧の分圧電圧が基準値未満になるとフォトカプラＰＣ１の受光トランジスタを経由するシャントレギュレータＳＲＧ１のカソード電流が減少してフォトカプラＰＣ１の受光トランジスタに流れる電流が減少し、スイッチング制御回路１のＣＯＭＰ端子の電位が増加して、電力スイッチＱ１のデューティーＤが増加する。Ｄの増加によって出力電圧が増大する。このようにして出力電圧が一定になるようＰＷＭ制御が行われる。
図２において、時刻ｔ０に端子ｏｕｔＡの出力がＬレベルからＨレベルになると、電力スイッチＱ１がオンして、電力スイッチＱ１にチョークコイルＬ１の電流とほぼ比例する電流が流れる。時刻ｔ１に電力スイッチＱ１がオフされ、電力スイッチＱ１のドレイン−ソース間（以下、「Ｄ−Ｓ間」と表す。）電圧が入力電圧を超えると、トランスＴ１の励磁インダクタンスと電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間と並列に存在する寄生容量との間でＬＣ共振が発生する（時刻ｔ１〜ｔ２）。時刻ｔ２において、電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間電圧がクランプコンデンサＣ１の両端電圧を超えると、クランプスイッチＱ２の寄生ダイオードが導通して、トランスＴ１の励磁インダクタンスとクランプコンデンサＣ１容量とのＬＣ共振が発生する。クランプコンデンサＣ１の容量は電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間の並列寄生容量より大きいので、電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間電圧の変化は緩やかになり、ほとんど一定値でクランプされた波形になる。
クランプスイッチＱ２の寄生ダイオードの導通期間における時刻ｔ３でクランプスイッチＱ２をオンすると、トランスＴ１の励磁インダクタンスとクランプコンデンサＣ１の容量とのＬＣ共振の進展によって励磁電流の流れる方向が反転する。クランプコンデンサＣ１からトランスＴ１の１次コイルｎ１に励磁電流が流れる期間における時刻ｔ４でクランプスイッチＱ２をオフすると、前記ＬＣ共振を行う回路からクランプコンデンサＣ１の容量が切り離され、再び共振容量は電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間の並列寄生容量になる。そのため共振容量が小さくなって電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間電圧が急峻に低下する。そして、次の周期のｔ０で再び電力スイッチＱ１をオンする。
前述のクランプ動作によって電力スイッチＱ１両端のサージ電圧を防止するので、電力スイッチＱ１には低耐圧のトランジスタが使用可能になり、且つ、クランプコンデンサＣ１が吸収したトランスＴ１の電磁エネルギーをＬＣ共振動作によって回生するので高効率な特性が得られる。
図１の例では、スイッチング制御回路１のＧＮＤと、クランプスイッチＱ２の基準端子であるソース端子との電位差は１０Ｖ程度の直流電圧であり、コンデンサＣ１０、ダイオードＤ１１で形成するレベルシフト回路のみでクランプスイッチの駆動回路を構成できる。
次に、別のタイプの従来技術による絶縁型スイッチング電源装置の例を図３に示す。また、その各部の波形図を図４に示す。
図１に示した絶縁型スイッチング電源装置と比較すると、電圧クランプ回路２の接続位置が異なり、ドライブトランスＴ４を用いている。またクランプスイッチはＰチャネルではなく、ＮチャネルのＭＯＳＦＥＴである。それ以外の構成は図１と同じであり、動作もほとんど同じである。スイッチング制御回路１の端子ｏｕｔＡ、端子ｏｕｔＢ端子から出力される駆動信号は、両方ともＬレベルになるデッドタイム期間（図４の時刻ｔ１〜ｔ３，ｔ４〜ｔ０）を挟んで相補的なタイミングでＨレベルになり、それに従って電力スイッチＱ１とクランプスイッチＱ２は、デッドタイム期間を挟んで相補的なタイミングで駆動される。図３の電圧クランプ回路２の動作は図１の電圧クランプ回路２の動作と同じである。スイッチング制御回路１のグランド端子ＧＮＤに対するクランプスイッチＱ２のソース端子の電位は、電力スイッチＱ１のスイッチング動作によって交流的に変動するため、ドライブトランスＴ４を介して、クランプスイッチ駆動端子ｏｕｔＢの出力電圧が伝送され、ダイオードＤ１１、コンデンサＣ１０のレベルシフト回路を経由してクランプスイッチＱ２のＧ−Ｓ間に駆動信号が印加される。
特開２００３−３３０１６号公報
入力電圧の大きなコンバータの場合、スイッチング制御回路１からの出力信号でクランプスイッチＱ２を直接ドライブするためには、図１に例示したように、クランプスイッチＱ２とクランプコンデンサＣ１との直列回路である電圧クランプ回路２が電力スイッチＱ１に対して並列に接続される必要がある。そのためクランプスイッチＱ２には必然的にＰチャネル型ＦＥＴを用いることになる。
ところが、Ｐチャネル型ＦＥＴはオン抵抗が大きく、そのオン抵抗と入力容量の積がＮチャネルＭＯＳＦＥＴのオン抵抗と入力容量の積の約３倍程度と特性が悪く、Ｎチャネル型に比べてスイッチング損失が大きくなるという欠点がある。そのため、クランプスイッチＱ２としてＰチャネル型ＦＥＴを用いた絶縁型スイッチング電源装置は比較的大電力用途には不向きである。
一方、Ｎチャネル型ＦＥＴをクランプスイッチとして用いるためには、図３に例示したように、クランプスイッチＱ２とクランプコンデンサＣ１との直列回路である電圧クランプ回路２が、主トランスＴ１の１次コイルｎ１に対して並列に接続される構成となるため、スイッチング制御回路１の出力信号でクランプスイッチＱ２を直接ドライブできず、ドライブトランスＴ４を設ける必要がある。
しかし、ドライブトランスＴ４は、スイッチング周波数の方形波を低損失で伝送するために比較的大きな励磁インダクタンス（例えば１００μＨ以上）を必要とする。そのため、ドライブトランスＴ４は、その１次コイル、２次コイルの巻き数を多くする必要があり、大型で、コストが高い部品になる。
また、電力スイッチＱ１のサージ電圧を抑制するために主トランスＴ１の２次側に電圧クランプ回路を設け、その電圧クランプ回路を１次側の回路からドライブトランス経由で駆動しようとすると、ドライブトランスに安全規格上必要な耐電圧（例えばＤＣ１５００Ｖ）が必要になり、そのため更に大型化・高コスト化を招く問題がある。
そこで、この発明の目的は、クランプスイッチにＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いながらも、ドライブトランスのようなインダクタンス値の大きなトランスを必要とせず、少なくともパルスのエッジ信号を伝達可能なパルストランスを用いてターンオン／ターンオフのタイミングを伝達することでクランプスイッチを駆動し、ゼロ電圧スイッチングを実現する絶縁型スイッチング電源装置を提供するものである。
前記課題を解決するために、この発明の絶縁型スイッチング電源装置は次のように構成する。
（１）１次コイル及び２次コイルを有し、１次側から２次側へ電力を伝送する主トランス（Ｔ１）と、
前記主トランスの１次コイルに直列接続され、直流（脈流を含む）入力電源から前記主トランスの１次コイルに流れる電流を断続する、少なくとも１つの電力スイッチ（Ｑ１）と、
前記主トランスの２次コイルに生じる電圧を整流する整流回路（Ｑ３，Ｑ４）と、
前記整流回路によって整流された電圧を平滑する平滑回路（Ｃ３）と、
クランプスイッチ駆動信号によってオン／オフ制御されるクランプスイッチ（Ｑ２）を備え、前記主トランスに印加される電圧が反転した際に前記主トランスの電磁エネルギーにより生じるサージ電圧を吸収し、前記主トランスに印加される電圧を所定の上限値にクランプする電圧クランプ回路（２）と、
前記電力スイッチの駆動用信号を出力する第１の出力端子（端子ｏｕｔＡ）、及びクランプスイッチ駆動用信号を出力する第２の出力端子（端子ｏｕｔＢ）を備えたスイッチング制御回路（１）と、
１次コイルが前記第２の出力端子（端子ｏｕｔＢ）に接続され、２次コイルが前記クランプスイッチを駆動するクランプスイッチ駆動回路に接続されて、パルス波のエッジ信号を伝達する第１のパルストランス（Ｔ２）と、を備え、
前記クランプスイッチ駆動回路は、前記第１のパルストランスから出力される前記クランプスイッチ駆動用信号のエッジをトリガーにして前記クランプスイッチ駆動信号を発生し、前記クランプスイッチをオフすることを特徴とする。
（２）前記電圧クランプ回路（２）及び前記クランプスイッチ駆動回路は、前記主トランス（Ｔ１）の１次側に設けられたものとする。
（３）前記電圧クランプ回路及び前記クランプスイッチ駆動回路は、前記主トランスの２次側に設けられたものとする。
（４）前記電力スイッチと前記電圧クランプ回路が、前記直流電源に対して直列に接続され、前記電力スイッチの一端と前記電圧クランプ回路の接続点に前記主トランスの１次コイルの一端が接続され、前記主トランスの他端が前記電力スイッチの他端に接続されて、前記主トランス、前記電力スイッチ、及び前記クランプスイッチによってハーフブリッジ回路が構成されたものとする。
（５）前記主トランス及び前記第１のパルストランスは、
中脚と、該中脚を介して対向する少なくとも１対の外脚とを備えて閉磁路を構成するコアと、該コアの前記中脚に巻回した少なくとも２つのコイルを組とする第１組のコイルと、前記１対の外脚のうち少なくとも一方の外脚を、コイル配線可能な程度の隙間を空けて２つの外脚部に分離し、当該分離した２つの外脚部のそれぞれに巻回方向が互いに逆方向となるように巻回したコイルを少なくとも２つ含む第２組のコイルと、を備えた複合トランスで構成されたものとする。
（６）前記整流回路は、第１及び第２の半導体スイッチ素子を備える同期整流回路とする。
（７）前記同期整流回路の第１及び第２の半導体スイッチ素子のオン／オフ動作を制御する同期整流素子駆動回路（４）と、
１次コイルと２次コイルを有し、パルス波のエッジ信号を伝達する、第２のパルストランス及び第３のパルストランス（Ｔ３）と、を備え、
前記第２のパルストランスの１次コイルは、前記スイッチング制御回路の前記第２の出力端子（ｏｕｔＡ）に接続され、
前記第２のパルストランスの２次コイルは、前記同期整流回路の整流側同期整流素子（Ｑ３）または転流側同期整流素子（Ｑ４）の一方のスイッチを制御するように前記同期整流素子駆動回路（４）に接続され、
前記第３のパルストランス（Ｔ３）の１次コイルは、前記スイッチング制御回路の前記第１の出力端子（ｏｕｔＢ）に接続され、
前記第３のパルストランスの２次コイルは、前記同期整流回路の整流側スイッチまたは転流側スイッチの他方のスイッチを制御するように前記同期整流素子駆動回路（４）に接続されたものとする。
（８）前記電圧クランプ回路及び前記クランプスイッチ駆動回路は、前記主トランスの２次側に設けられ、
前記第１のパルストランスの１次コイルと前記第２のパルストランスの１次コイルとは同一の巻線で共用され、前記第１のパルストランスと前記第２のパルストランスとは、１つの閉磁路を備えるパルストランスで構成されたものとする。
（９）前記主トランス及び前記第１〜第３のパルストランスは、中脚と、該中脚を介して対向する少なくとも１対の外脚とを備えて閉磁路を構成するコアと、該コアの前記中脚に巻回した少なくとも２つのコイルを組とする第１組のコイルと、前記１対の外脚のうち少なくとも一方の外脚を、コイル配線可能な程度の隙間を空けて２つの外脚部に分離し、当該分離した２つの外脚部のそれぞれに巻回方向が互いに逆方向となるように巻回したコイルを少なくとも２つ含む第２組のコイルと、を備えた複合トランスで構成されたものとする。
この発明によれば、トランスを大型化することなく、回路効率が高く、電力容量の大きな絶縁型スイッチング電源装置を実現できる。また、耐圧の低い部品を使うことができるので、小型化・低コスト化が可能となる。さらに、主トランスとパルストランスを１つの複合型トランスで構成することで、コストアップが避けられる。
従来技術による絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。 図１に示される絶縁型スイッチング電源装置の各部の波形図である。 従来技術による別の絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。 図３に示される絶縁型スイッチング電源装置の各部の波形図である。 第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０１の回路図である。 図５に示される絶縁型スイッチング電源装置１０１の各部の波形図である。 絶縁型スイッチング電源装置１０１に用いる複合トランスの構成を示す図である。 第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０２の回路図である。 図８に示される絶縁型スイッチング電源装置１０２の各部の波形図である。 第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０３の回路図である。 図１０に示される絶縁型スイッチング電源装置１０３の各部の波形図である。 第４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０４の回路図である。 図１２に示される絶縁型スイッチング電源装置１０４の各部の波形図である。
《第１の実施形態》
図５は第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０１の回路図である。図６はその各部の波形図、図７は前記絶縁型スイッチング電源装置１０１に用いる複合トランスの構成を示す図である。
図５において、クランプコンデンサＣ１とクランプスイッチＱ２との直列回路が主トランスＴ１の１次コイルｎ１に直列接続されて電圧クランプ回路２が構成されている。クランプスイッチＱ２はＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、並列に寄生ダイオードを備える。スイッチング制御回路１は、アクティブ・クランプ・コンバータを駆動するＰＷＭ制御ＩＣである。このスイッチング制御回路１は、電力スイッチ駆動端子ｏｕｔＡ、クランプスイッチ駆動端子ｏｕｔＢ、フィードバック信号入力端子ＣＯＭＰ、グランド端子ＧＮＤを備えている。電圧クランプ回路２に接続されて、クランプスイッチＱ２に対して制御信号を与える回路がクランプスイッチ駆動回路である。
パルストランスＴ２は１次コイルｎ１、２次コイルｎ２を備えている。スイッチ素子Ｑ５はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、スイッチ素子Ｑ６はＮＰＮトランジスタである。
主トランスＴ１の２次側には、同期整流素子Ｑ３，Ｑ４、チョークコイルＬ１、出力平滑コンデンサＣ３、抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオード、シャントレギュレータＳＲＧ１を備えている。
直流入力電源＋Ｖｉｎと−Ｖｉｎとの間に加わる直流電圧は、入力平滑コンデンサＣ２で平滑された後、電力スイッチＱ１でスイッチングされて交流に変換され、主トランスＴ１の１次コイルｎ１から２次コイルｎ２に伝送され、整流側同期整流素子Ｑ３、転流側同期整流素子Ｑ４で構成される整流回路で整流された後、チョークコイルＬ１、出力平滑コンデンサＣ３で平滑されることによって直流に変換される。このようにしてアクティブ・クランプ・フォワードコンバータを構成している。
スイッチング制御回路１の端子ｏｕｔＡ，端子ｏｕｔＢから出力される駆動信号は、両方ともＬレベルになるデッドタイム期間を挟んで相補的なタイミングでＨレベルになり、スイッチング制御回路１が直接駆動する電力スイッチＱ１と、パルストランスＴ２を介して駆動するクランプスイッチＱ２とは、前記デッドタイム期間を挟んで相補的なタイミングで駆動される。
２次側の回路において、出力電圧が抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧されて、シャントレギュレータＳＲＧ１のリファレンス端子に入力される。出力電圧の分圧電圧が基準値を超えると抵抗Ｒ２、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードを経由してシャントレギュレータＳＲＧ１のカソード電流が増加し、１次側の回路におけるフォトカプラＰＣ１の受光トランジスタの電流が増大する。フォトカプラＰＣ１の受光トランジスタが導通すると、スイッチング制御回路１のフィードバック信号入力端子ＣＯＭＰの電位が低下して、電力スイッチＱ１のデューティーＤが低下する。フォワードコンバータの出力電圧をＶｏｕｔ、入力電圧をＶｉｎ、主トランスＴ１の巻き数比を（ｎ２／ｎ１）とすると、
Ｖｏｕｔ＝（ｎ２／ｎ１）・Ｄ・Ｖｉｎ
の関係があるので、電力スイッチＱ１のデューティーＤの低減によって出力電圧が低下する。逆に、出力電圧の分圧電圧が基準値未満になると、フォトカプラＰＣ１の受光トランジスタを経由するシャントレギュレータＳＲＧ１のカソード電流が減少して、フォトカプラＰＣ１の受光トランジスタに流れる電流が減少し、これによりスイッチング制御回路１のＣＯＭＰ端子の電位が増加して、その結果、電力スイッチＱ１のデューティーＤが増加する。このデューティーＤの増加によって出力電圧が上昇する。このようにして出力電圧が一定になるようＰＷＭ制御が行われる。
図６において、時刻ｔ０に端子ｏｕｔＡの出力がＬレベルからＨレベルになると、電力スイッチＱ１がオンして、電力スイッチＱ１にチョークコイルＬ１の電流とほぼ比例する電流が流れる。時刻ｔ１に電力スイッチＱ１がオフされ、電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間電圧が入力電圧を超えると、主トランスＴ１の励磁インダクタンスと電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間と並列に存在する寄生容量との間でＬＣ共振が発生する（時刻ｔ１〜ｔ２）。時刻ｔ２において、電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間電圧がクランプコンデンサＣ１の両端電圧を超えると、クランプスイッチＱ２の寄生ダイオードが導通して、トランスＴ１の励磁インダクタンスとクランプコンデンサＣ１容量とのＬＣ共振が発生する。クランプコンデンサＣ１の容量は電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間の並列寄生容量より大きいので、電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間電圧の変化は緩やかになり、ほとんど一定値でクランプされた波形になる。
主トランスＴ１の３次コイルｎ３に発生する電圧によって、ダイオードＤ１がオンすると、抵抗Ｒ１を通してスイッチ素子Ｑ６のベースに電流が流れ、Ｑ６がオンしてクランプスイッチＱ２のベースが充電されてクランプスイッチＱ２がターンオンする。
その後、スイッチング制御回路１の端子ｏｕｔＢ出力の電圧がＬレベルからＨレベルに反転するが、コンデンサＣ４を充電する電流は、パルストランスＴ２の１次コイルｎ１ではなく、ダイオードＤ３を通して流れるので、このタイミングではＴ２の２次コイルｎ２にパルス電圧（エッジ信号）は発生しない。
その後、主トランスＴ１の励磁インダクタンスとクランプコンデンサＣ１の容量とのＬＣ共振の進展によって励磁電流の流れる方向が反転する。クランプコンデンサＣ１から主トランスＴ１の１次コイルｎ１に励磁電流が流れる期間のｔ３において、スイッチング制御回路１の端子ｏｕｔＢ出力の電圧がＨレベルからＬレベルに反転すると、コンデンサＣ４の蓄積電荷の放電電流がパルストランスＴ２の１次コイルｎ１を経由して端子ｏｕｔＢ端子に流れるため、Ｔ２の２次コイルｎ２にパルス電圧（エッジ信号）が発生する。このパルス電圧でダイオードＤ４が導通し、スイッチ素子Ｑ５がオンする。ダイオードＤ４、抵抗Ｒ５、スイッチ素子Ｑ５の入力容量はパルス幅延長回路として作用する。
Ｔ２の２次コイルｎ２のパルス電圧が消滅しても、抵抗Ｒ５とスイッチ素子Ｑ５の入力容量の時定数に従ってＱ５のＧ−Ｓ間電圧が低下するので、図６（ｄ）にようにパルス信号のパルス幅が延長されて、スイッチ素子Ｑ５のオン期間を十分な長さに延長できる。スイッチ素子Ｑ５がオンすると、スイッチ素子Ｑ６のベース電圧が低下してスイッチ素子Ｑ６がオフし、クランプスイッチＱ２もオフする。クランプスイッチＱ２をオフすると、前記ＬＣ共振を行う回路からクランプコンデンサＣ１の容量が切り離され、再び共振容量は電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間の並列寄生容量になる。そのため共振容量が小さくなって電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間電圧が急峻に低下する。そして、次の周期の時刻ｔ０で再び電力スイッチＱ１がオンされる。これで１サイクルが終了である。
上記サイクルが繰り返される。
前述のクランプ動作によって電力スイッチＱ１の両端に印加されるサージ電圧が防止されるので、電力スイッチＱ１には低耐圧のトランジスタが使用可能になり、且つ、クランプコンデンサＣ１が吸収したトランスＴ１の電磁エネルギーがＬＣ共振動作によって回生されるので高効率なコンバータ動作が実現できる。また、クランプスイッチＱ２がゼロ電圧スイッチングするので、高効率化、低ノイズ化に有効である。
第１の実施形態によれば、Ｎチャネル型ＦＥＴを用いながらも、ドライブトランスのような励磁インダクタンス値の大きなトランスを必要とせず、少なくともパルスのエッジ信号を伝達可能なパルストランスによってターンオン／ターンオフのタイミングを伝達することでクランプ回路が駆動でき、ゼロ電圧スイッチングを実現できる。
次に、図５に示した主トランスＴ１及びパルストランスＴ２として作用する複合トランスについて、図７に基づいて説明する。この複合トランスの構成は、特願２００６−２７０９７６で出願したものと同様である。
図７は、電力伝送用のトランスとエッジ信号伝送用の２つのパルストランスとを複合化し、１個のトランスとして構成した複合トランスの構造を示す図である。
第１の実施形態で用いるパルストランスはスイッチング周波数の信号ではなく、パルス状のエッジ信号を伝送するため、例えば数μＨの低インダクタンスでよく、閉磁路型コアであれば１ターンまたは２ターン巻回すれば構成できる。この複合トランスは、電力伝送用のトランスおよび２つのパルストランスを、一対のコアと、それぞれ独立したコイルとを備えたものである。
図７の（Ａ）（Ｂ）はトランス基板に設けたコイルパターンを示す平面図、（Ｃ）（Ｄ）は複合トランスの所定位置での断面図である。
図７において、５本の脚部３８，３９，４０，４１，４２を備えるＥ型コア４３Ｅと平板コア４３Ｉとを組み合わせたＥ−Ｉコアでプリント基板４４，４５を挟んで嵌合させることによって閉磁路を構成している。図７において、脚部３８は第１の外脚、脚部３９は第２の外脚、脚部４０は第３の外脚、脚部４１は第４の外脚、脚部４２は中脚であり、それぞれプリント基板４４，４５の第１、第２、第３、第４の外孔と中央の中孔を貫通している。
プリント基板は４層の積層基板であり、１，２層を構成する両面のプリント基板４４と、３，４層を構成する両面のプリント基板４５とをプリプレグを挟んで積層することによって４層の積層基板を構成している。ａ〜ｍはプリント基板４４，４５に設けたスルーホールであり、各トランスの入出力端子を構成している。またプリント基板４４，４５には、主トランス８の１次コイル８Ａ、２次コイル８Ｂ、３次コイル８Ｃの導体パターンをコアの中脚４２の周囲に渦状に巻回するように形成している。具体的には、１次コイル８Ａをプリント基板４４の入出力端子ｅ−ｆ間に３ターン、２次コイル８Ｂ、３次コイル８Ｃをプリント基板４５の中間タップｈを挟んで入出力端子ｇ−ｉ間に各１ターンずつ巻回している。
第１のパルストランス９の１次コイル９Ａおよび２次コイル９Ｂは、第１の外脚３８と第２の外脚３９とに逆方向・同数巻回したコイルを直列接続している。具体的には、１次コイル９Ａをプリント基板４４の入出力端子ａ−ｂ間に１ターン、２次コイル９Ｂをプリント基板４５の入出力端子ｃ−ｄ間に１ターン巻回している。
第２のパルストランス１０の１次コイル１０Ａおよび２次コイル１０Ｂは、第３の外脚４０と第４の外脚４１とに逆方向・同数巻回したコイルを直列接続している。具体的には、１次コイル１０Ａがプリント基板４４の入出力端子ｌ−ｍ間に１ターン、２次コイル１０Ｂをプリント基板４５の入出力端子ｊ−ｋ間に１ターン巻回している。
このような構成により、主トランスの特性をほとんど損なわずに複合化でき、小型化、低コスト化の観点で有利である。
なお、図５に示した絶縁型スイッチング電源装置１０１には、パルストランスとしては１つのパルストランスＴ２しか必要でないので、前記２つのパルストランスのうちいずれか一方を使用する。
第１の実施形態によれば、パルストランスＴ２を用いることで、スイッチング制御回路１のグランドとクランプスイッチＱ２の基準端子（ソース）電位が異なる電圧クランプ回路２を構成できる。オフタイミングを指示するパルストランスＴ２は、図３に示した従来技術によるドライブトランスＴ４より小さな励磁インダクタンス（数μＨ程度）でよい。特に図７に示した複合トランスを用いれば、パルストランスＴ２の１次コイルｎ１、２次コイルｎ２は１Ｔ（ワンターン）、もしくは２Ｔ（ツーターン）で構成可能なので、巻き線スペースが最小限で済み、小型化可能である。また、電力伝送用の主トランスＴ１とパルストランスＴ２とを別々に構成する場合に比べてより安価に構成できる。
《第２の実施形態》
図８は第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０２の回路図である。図９はその各部の波形図である。
主トランスＴ１の１次側の構成は第１の実施形態で図５に示したものと同様である。主トランスＴ１の２次側には、整流ダイオードＤ５、出力平滑コンデンサＣ３、抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオード、シャントレギュレータＳＲＧ１を備えている。
第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０２は、アクティブ・クランプ・フライバックコンバータを構成している。クランプスイッチ駆動回路と出力電圧フィードバックの動作は第１の実施形態の場合とほぼ同じであるため、ここでは電力変換の動作について説明する。
まず、直流入力電源＋Ｖｉｎと−Ｖｉｎとの間に加わる直流電圧は、入力平滑コンデンサＣ２で平滑された後、電力スイッチＱ１でスイッチングされて交流に変換される。電力スイッチＱ１のオン期間に主トランスＴ１の励磁インダクタンスに蓄えられた電磁エネルギーは、電力スイッチＱ１のオフ期間に整流ダイオードＤ５を経由して２次回路に出力される。Ｄ５で整流された電圧は、出力平滑コンデンサＣ３で平滑されて直流に変換される。
図９において、時刻ｔ０に端子ｏｕｔＡの出力がＬレベルからＨレベルになると、電力スイッチＱ１がオンする。入力電圧をＶｉｎ、主トランスＴ１の励磁インダクタンスをＬｍとすると、電力スイッチＱ１のドレイン電流は、（Ｖｉｎ／Ｌｍ）の傾きに従って直線的に増加する。時刻ｔ１に電力スイッチＱ１がオフされると、トランスＴ１の励磁インダクタンスと電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間と並列に存在する寄生容量との間でＬＣ共振が発生する（時刻ｔ１〜ｔ２）。時刻ｔ２において、電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間電圧がクランプコンデンサＣ１の両端電圧を超えると、クランプスイッチＱ２の寄生ダイオードが導通して、トランスＴ１の励磁インダクタンスとクランプコンデンサＣ１容量とのＬＣ共振が発生する。出力電圧をＶｏｕｔ、クランプコンデンサＣ１の両端電圧をＶｃ１、主トランスＴ１の巻き数比を（ｎ２／ｎ１）とすると、
Ｖｏｕｔ≒（ｎ２／ｎ１）・Ｖｃ１
の関係が成り立つので、クランプスイッチＱ２の寄生ダイオードが導通すると同時に、整流ダイオードＤ５も導通して、２次側回路に電力が供給される。電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間電圧が一定値でクランプされる期間において、主トランスＴ１の励磁電流は、クランプスイッチＱ２と整流ダイオードＤ５に分流するが、励磁電流の合計値は図９（ｈ）に破線で示すように直線的に減少する。時刻ｔ３においてスイッチング制御回路１の端子ｏｕｔＢの出力電圧がＨレベルからＬレベルに反転すると、コンデンサＣ４の蓄積電荷の放電電流がパルストランスＴ２の１次コイルｎ１経由で端子ｏｕｔＢに流れるため、パルストランスＴ２にパルス電圧が発生し、クランプスイッチＱ２がオフする。クランプスイッチＱ２と整流ダイオードＤ５との両方がオフすると、ＬＣ共振回路の共振容量が再び電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間の並列寄生容量になり、共振容量が小さくなることによってＤ−Ｓ間電圧が急峻に低下する。前記ＬＣ共振回路の共振によって電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間電圧がゼロボルトに低下してから、次の周期のｔ０で再び電力スイッチＱ１がオンされる。
上記サイクルが繰り返される。
前述のクランプ動作によって電力スイッチＱ１の両端のサージ電圧が防止されるので低耐圧のトランジスタが使用可能になる。また、電力スイッチＱ１、クランプスイッチＱ２が共にゼロ電圧スイッチングするので、高効率化・低ノイズ化に有効である。
第２の実施形態に示した主トランスＴ１及びパルストランスＴ２も、図７に示した複合トランスで構成できる。
《第３の実施形態》
図１０は第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０３の回路図である。図１１はその各部の波形図である。この第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０３は、非対称制御ハーフブリッジコンバータを構成している。この「非対称制御」とは、電力スイッチＱ１とクランプスイッチＱ２との両方がオフとなるデッドタイムを挟んで相補的なタイミングで駆動される制御方法であり、電力スイッチＱ１のパルス幅が広がるとクランプスイッチＱ２のパルス幅が狭まり、電力スイッチＱ１のパルス幅が狭まるとクランプスイッチＱ２のパルス幅が広がるようにＰＷＭ制御するものである。図１１に示すように、動作波形は、第２の実施形態で示したアクティブ・クランプ・フライバックコンバータの場合と類似している。
図１０において、主トランスＴ１の２次側の構成は第２の実施形態で図８に示したものと同様である。主トランスＴ１の１次側に設けられているクランプコンデンサＣ１は入力平滑コンデンサとしても作用する。クランプコンデンサＣ１とクランプスイッチＱ２との直列回路が主トランスＴ１の１次コイルｎ１と直列接続されて電圧クランプ回路を構成している。主トランスＴ１の１次コイルｎ１にはコンデンサＣ５が接続され、この主トランスＴ１の１次コイルｎ１とコンデンサＣ５と電力スイッチＱ１とによって閉ループを構成している。
一般的には非対称制御ハーフブリッジコンバータを電圧クランプ回路に分類しない場合もあるが、ＬＣ共振の共振容量が中途で切り替わることにより電力スイッチＱ１の両端の電圧をクランプする動作は、第１・第２の実施形態における電圧クランプ回路と同じあるので、この第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０３も本発明の一実施形態である。
スイッチング制御回路１はアクティブ・クランプ・コンバータを駆動できるＰＷＭ制御ＩＣであり、電力スイッチ駆動端子ｏｕｔＡ、クランプスイッチ駆動端子ｏｕｔＢ、フィードバック信号入力端子ＣＯＭＰ、グランド端子ＧＮＤを備えている。
クランプスイッチＱ２はＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、並列に寄生ダイオードを備える。クランプスイッチ駆動回路の構成と出力電圧フィードバックの動作は第１・第２の実施形態とほぼ同じであるため、ここでは電力変換の動作について説明する。
まず、直流入力電源＋Ｖｉｎと−Ｖｉｎとの間に加わる直流電圧は、クランプコンデンサＣ１で平滑された後、相補的なタイミングで動作する電力スイッチＱ１及びクランプスイッチＱ２でスイッチングされて交流に変換される。クランプコンデンサＣ１の両端電圧（＝入力電圧）をＶｃ１とすると、コンデンサＣ５に充電される電圧Ｖｃ５はゼロボルトより大きく、Ｖｃ１未満であり、且つ、電力スイッチＱ１のデューティーによって変化する。電力スイッチＱ１のオン期間に主トランスＴ１の励磁インダクタンスに蓄えられた電磁エネルギーと、（Ｖｃ１−Ｖｃ５）の電位差によって、電力スイッチＱ１のオフ期間に整流ダイオードＤ５が導通する。Ｄ５で整流された電圧は、出力平滑コンデンサＣ３で平滑されて直流に変換される。
図１１において、時刻ｔ０に端子ｏｕｔＡ出力がＬレベルからＨレベルになると、電力スイッチＱ１がオンする。コンデンサＣ５の両端電圧をＶｃ５、主トランスＴ１の励磁インダクタンスをＬｍとすると、電力スイッチＱ１のドレイン電流は、（Ｖｃ５／Ｌｍ）の傾きに従って直線的に増加する。時刻ｔ１で電力スイッチＱ１がオフされると、トランスＴ１の励磁インダクタンスと電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間と並列に存在する寄生容量との間でＬＣ共振が発生する（時刻ｔ１〜ｔ２）。時刻ｔ２において、電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間電圧がクランプコンデンサＣ１の両端電圧を超えると、クランプスイッチＱ２の寄生ダイオードが導通して、トランスＴ１の励磁インダクタンスとクランプコンデンサＣ１の容量とのＬＣ共振が発生する。出力電圧をＶｏｕｔ、主トランスＴ１の巻き数比を（ｎ２／ｎ１）とすると、
Ｖｏｕｔ≒（ｎ２／ｎ１）・（Ｖｃ１−Ｖｃ５）
の関係が成り立つので、クランプスイッチＱ２の寄生ダイオードが導通すると同時に、整流ダイオードＤ５も導通して２次側回路に電力が供給される。電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間電圧が一定値でクランプされた期間において、主トランスＴ１の励磁電流は、クランプスイッチＱ２と整流ダイオードＤ５に分流するが、主トランスＴ１の励磁電流の合計値は図１１（ｈ）に破線で示すように直線的に減少する。時刻ｔ３においてスイッチ制御回路１の端子ｏｕｔＢの出力電圧がＨレベルからＬレベルに反転すると、コンデンサＣ４の蓄積電荷の放電電流がパルストランスＴ２の１次コイルｎ１経由で端子ｏｕｔＢに流れるため、パルストランスＴ２の２次コイルｎ２にパルス電圧が発生し、クランプスイッチＱ２がオフする。クランプスイッチＱ２と整流ダイオードＤ５との両方がオフすると、ＬＣ共振回路の共振容量が再び電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間の並列寄生容量になり、共振容量が小さくなることによってＤ−Ｓ間電圧が急峻に低下する。前記ＬＣ共振回路の共振によって電力スイッチＱ１のＤ−Ｓ間電圧がゼロボルトに低下してから、次の周期の時刻ｔ０で再び電力スイッチＱ１がオンされる。
上記サイクルが繰り返される。
前述のクランプ動作によって電力スイッチＱ１には入力電圧Ｖｃ１を超えるサージ電圧は加わらない。同様に、クランプスイッチＱ２に入力電圧Ｖｃ１を超えるサージ電圧が加わろうとすると、電力スイッチＱ１の寄生ダイオードが導通してＶｃ１にクランプされる。これによって、電力スイッチＱ１、クランプスイッチＱ２にはそれぞれ低耐圧のトランジスタが使用可能になる。また、電力スイッチＱ１、クランプスイッチＱ２が共にゼロ電圧スイッチングするので、高効率化・低ノイズ化に有効である。
第３の実施形態に示した主トランスＴ１及びパルストランスＴ２も、図７に示した複合トランスで構成できる。
《第４の実施形態》
図１２は第４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０４の回路図である。図１３はその各部の波形図である。この第４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０４は、対称制御ハーフブリッジコンバータを構成している。この「対称制御」とは、第１の電力スイッチＱ１と、第２の電力スイッチＱ７との両方がオフになるオフ期間を挟んでほぼ等しいパルス幅で駆動される制御方法であり、電力スイッチＱ１のパルス幅が広がるとＱ７のパルス幅も広がり、電力スイッチＱ１のパルス幅が狭まるとＱ７のパルス幅も狭まるようにＰＷＭ制御するものである。この第４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置１０４の電圧クランプ回路は、主トランスＴ１のリーケージインダクタンスに起因して同期整流素子Ｑ３，Ｑ４の両端に発生するスパイク電圧を一定値以下にクランプすることでＱ３，Ｑ４を保護する効果があり、クランプコンデンサＣ１に一旦吸収したエネルギーを回生することで、低損失な回路動作を実現する。
図１２において、主トランスＴ１の１次側に、入力平滑コンデンサＣ２、スイッチング制御回路１、ハイサイドドライバ３、ローサイドの電力スイッチＱ１、ハイサイドの電力スイッチＱ７、コンデンサＣ５，Ｃ６、ダイオードＤ７，Ｄ８，Ｄ９，Ｄ１０で構成されるダイオードブリッジ、コンデンサＣ７，Ｃ８を備えている。
ローサイドの電力スイッチＱ１、ハイサイドの電力スイッチＱ７、コンデンサＣ５，Ｃ６、主トランスＴ１の１次コイルｎ１、及びハイサイドドライバ３によって、対称制御ハーフブリッジコンバータを構成している。
主トランスＴ１は、１次コイルｎ１、２次コイルｎ２、３次コイルｎ３、４次コイルｎ４を備えている。通常、主トランスＴ１の２次コイルｎ２と３次コイルｎ３は等しい巻き数に設定される。
主トランスＴ１の２次側には、同期整流素子Ｑ３，Ｑ４、同期整流素子駆動回路４、チョークコイルＬ１、出力平滑コンデンサＣ３、抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオード、シャントレギュレータＳＲＧ１を備えている。また、主トランスＴ１の２次側には、入力平滑コンデンサＣ２、クランプスイッチＱ２、ダイオードＤ６を含む電圧クランプ回路２を備えている。すなわち、電圧クランプ回路２が主トランスＴ１の２次コイルｎ２と３次コイルｎ３との直列回路に対して並列に接続されている。また、主トランスＴ１の２次側には、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ９、スイッチ素子Ｑ５を備えている。
クランプスイッチＱ２はＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、並列に寄生ダイオードを備える。
図１２において、スイッチング制御回路１はブリッジコンバータを駆動できるＰＷＭ制御ＩＣである。このスイッチング制御回路１は、電力スイッチ駆動端子ｏｕｔＡ、クランプスイッチ駆動端子ｏｕｔＢ、フィードバック信号入力端子ＣＯＭＰ、グランド端子ＧＮＤを備えている。
ハイサイドドライバ３は、ローサイド駆動用信号入力端子ＬＳｉｎ、ハイサイド駆動用信号入力端子ＨＳｉｎ、ローサイドスイッチ駆動端子ＬＳｏｕｔ、ハイサイドスイッチ駆動端子ＨＳｏｕｔ、グランド端子ＧＮＤを備えている。
ハイサイドドライバ３は、スイッチング制御回路１の電力スイッチ駆動端子ｏｕｔＡの出力電圧を増幅し、ハイサイドの電力スイッチＱ７のソース端子が１次側回路のグランド電位に対して交流的に変動するハイサイドスイッチ駆動信号を出力する。
第１・第２兼用パルストランスＴ２３は、１次コイルｎ１、２次コイルｎ２、３次コイルｎ３を備えている。第３のパルストランスＴ３は、１次コイルｎ１、２次コイルｎ２を備えている。
主トランスＴ１の４次コイルｎ４、スイッチ素子Ｑ５、コンデンサＣ９、抵抗Ｒ１がクランプスイッチ駆動回路を構成する。
第３のパルストランスＴ３、コンデンサＣ８、及びショットキーバリアダイオードダイオードＤ９、Ｄ１０は、スイッチング制御回路１の端子ｏｕｔＢの出力を微分したパルス信号を発生する第１のエッジ信号発生回路５を構成している。第１・第２兼用パルストランスＴ２３、コンデンサＣ７、及びショットキーバリアダイオードダイオードＤ７，Ｄ８は、スイッチング制御回路１の端子ｏｕｔＡの出力を微分したパルス信号を発生する第２のエッジ信号発生回路６を構成している。第１のエッジ信号発生回路５及び第２のエッジ信号発生回路６には、図に示すように制御電源電圧ＶＣＣが印加される。
同期整流素子駆動回路４は、パルス信号入力端子ＳＩＧｉｎ１〜ＳＩＧｉｎ４、第１の同期整流素子駆動端子ＳＲ１、第２の同期整流素子駆動端子ＳＲ２を備えている。
第３のパルストランスＴ３は第１のターンオフエッジ信号及び第１のターンオンエッジ信号を２次側へ伝送する。第１・第２兼用パルストランスＴ２３は第２のターンオフエッジ信号及び第２のターンオンエッジ信号を２次側へ伝送する。第３のパルストランスＴ３によって伝送される第１のターンオフエッジ信号（後述する図１３中のｔ３）で整流側同期整流素子Ｑ３がターンオフし、第３のパルストランスＴ３によって伝送される第１のターンオンエッジ信号（図１３中のｔ５）で転流側同期整流素子Ｑ４がターンオンする。また、第１・第２兼用パルストランスＴ２３によって伝送される第２のターンオフエッジ信号（図１３中のｔ７）で転流側同期整流素子Ｑ４をターンオフし、第１・第２兼用パルストランスＴ２３によって伝送される第２のターンオンエッジ信号（図１３中のｔ１）で整流側同期整流素子Ｑ３がターンオンする。
上述した回路構成によって、２個のパルストランスでエッジ信号を伝送し、対称制御ハーフブリッジコンバータの同期整流素子を駆動する。
電力変換の動作は次のとおりである。
まず、直流入力電源＋Ｖｉｎと−Ｖｉｎとの間に加わる直流電圧は、入力平滑コンデンサＣ２で平滑された後、第１の電力スイッチＱ１及び第２の電力スイッチＱ７が交互にスイッチングすることにより交流に変換され、主トランスＴ１の１次コイルｎ１から２次コイルｎ２及び３次コイルｎ３に伝送され、同期整流素子Ｑ３、Ｑ４で整流された後、チョークコイルＬ１、出力平滑コンデンサＣ３で平滑されて直流に変換される。
第１の電力スイッチＱ１と、第２の電力スイッチＱ７のオン期間のパルス幅はほぼ等しいので、コンデンサＣ５、Ｃ６の接続点とグランドとの間の電圧は、入力電源電圧の約１／２になる。入力電源電圧をＶｉｎ、電力スイッチＱ１、Ｑ７のオンデューティをＤ、主トランスＴ１の巻き数比を（ｎ２／ｎ１）、出力電圧をＶｏｕｔとすると、
Ｖｏｕｔ≒｛ｎ２／（２・ｎ１）｝・Ｄ・Ｖｉｎ
で表される。
図１３（ａ），（ｂ）に示すように、スイッチング制御回路１から交互に端子ｏｕｔＡ、端子ｏｕｔＢから信号が出力されると、図１３（ｃ），（ｄ）に示すパルス信号がパルストランスＴ２３，Ｔ３に形成されて、１次回路から２次回路に伝送される。パルス信号が入力された同期整流素子駆動回路４は、端子ｏｕｔＡの信号をほぼ反転したＱ４駆動信号、端子ｏｕｔＢの信号をほぼ反転したＱ３駆動信号を形成する。同期整流素子駆動回路４は、前記端子ｏｕｔＡ、端子ｏｕｔＢの信号がＨレベルからＬレベルに反転した際のパルス信号を受信してから同期整流素子Ｑ３，Ｑ４のゲートを充電するまで遅延時間があることを考慮して、電力スイッチＱ１，Ｑ７と同期整流素子Ｑ３，Ｑ４が共にオフするデッドタイムを形成する。
また、前記端子ｏｕｔＡ、端子ｏｕｔＢの信号がＬレベルからＨレベルに反転した際には、ハイサイドドライバ３の入出力間伝搬遅延（時刻ｔ０〜ｔ１、ｔ４〜ｔ５）を利用してデッドタイムを形成する。前記端子ｏｕｔＡ、端子ｏｕｔＢの信号を基にして、ハイサイドドライバ３のＨＳｏｕｔ、ＬＳｏｕｔから出力される駆動信号により、電力スイッチＱ１，Ｑ７が交互にオンすると、図１３（ｆ）に示すように、チョークコイルＬ１に流れる電流に比例した電流が主トランスＴ１の１次コイルｎ１に流れる。電力スイッチＱ１のオン期間には２次コイルｎ２が導通し、電力スイッチＱ７のオン期間には３次コイルｎ３が導通する。電力スイッチＱ１，Ｑ７が共にオフする期間には、出力電流は２次コイルｎ２と３次コイルｎ３とに分流する。
時刻ｔ３，ｔ７において、電力スイッチＱ７，Ｑ１がオフすると、３次コイルｎ３、２次コイルｎ２の電流が断続されるが、主トランスＴ１のリーケージインダクタンスによって電流が流れ続けようとする。そのため、電圧クランプ回路がない場合は、図１３（ｋ），（ｌ）の波形内に破線で示すスパイク電圧が発生するが、電圧クランプ回路がある場合には、クランプスイッチＱ２の寄生ダイオードまたはダイオードＤ６が導通して、同期整流素子Ｑ３，Ｑ４のＤ−Ｓ間電圧はクランプコンデンサＣ１の両端電圧にクランプされる。
クランプスイッチＱ２のＧ−Ｓ間には、主トランスＴ１の４次コイルｎ４の出力電圧がコンデンサＣ９及び抵抗Ｒ１を介して加わるので、電力スイッチＱ７がオンするとクランプスイッチＱ２もオンする。このクランプスイッチＱ２のオン期間において、クランプコンデンサＣ１に蓄えられた余剰の静電エネルギー（電荷）は、クランプスイッチＱ２、主トランスＴ１の２次コイルｎ２を介してコンバータの出力に回生される。
時刻ｔ２で、スイッチ素子Ｑ５が、そのＧ−Ｓ間にパルス信号が加わってオンすると、クランプスイッチＱ２は、そのゲート蓄積電荷が放電されてオフする。電力スイッチＱ１は、ハイサイドドライバの遅延時間を経て時刻ｔ５でオンする。クランプスイッチＱ２のオフタイミングが遅れると、クランプコンデンサＣ１の蓄積電荷による短絡電流が流れて大きな損失が発生するが、図１２に示す回路によれば、前述の動作により短絡電流は回避される。
このように電圧クランプ回路２の作用によって、同期整流素子Ｑ３，Ｑ４には低耐圧のＭＯＳＦＥＴが使用可能になり、且つ、吸収した電磁エネルギーを回生することによって高効率な回路動作が実現する。また、同期整流素子Ｑ３，Ｑ４のサージ電圧の吸収を１つの電圧クランプ回路２で兼用している点にも特徴がある。
図１２に示した、主トランスＴ１、第１・第２兼用パルストランスＴ２３、及び第３のパルストランスＴ３は、図７に示した構造とほぼ同じ構造の複合トランスを用いる。すなわち、図１２に示した主トランスＴ１の２次コイルｎ２、３次コイルｎ３、４次コイルｎ４に相当するプリントコイルを、１次コイルｎ１に相当するプリントコイルとは別の層に形成する。また、２つの外脚部とプリントコイルによって第１・第２兼用パルストランスＴ２３及び第３のパルストランスＴ３を構成する。第１・第２兼用パルストランスＴ２３の２次コイルｎ２と３次コイルｎ３とは異なった層に形成すればよい。
図１２の例では、１次側の制御回路から２次側の電圧クランプ回路２を駆動するが、第１・第２兼用パルストランスＴ２３及び第３のパルストランスＴ３の１次側のコイルと２次側のコイルとをプリント基板の別の層に分け、プリプレグを挟んで分離すれば、安全規格上必要な絶縁耐圧を容易に確保できる。
図１２に示した例では、第１・第２兼用パルストランスＴ２３を用いたが、１次コイルと２次コイルを有する、第１のパルストランスと第２のパルストランスを用いてもよい。
なお、本発明は前述の各実施形態に限定されるものではなく、様々な応用が可能である。例えば、電力変換動作を行う部分の回路構成は各実施形態に示したもの以外にも様々なトポロジーを採ることができる。また、各実施形態では、主トランスＴ１の電圧変化をトリガーとしてクランプスイッチのゲートを充電し、クランプスイッチをオンさせているが、パルストランスで伝送するパルス信号をトリガーにしてクランプスイッチをターンオンさせてもよい。
１０１〜１０４…絶縁型スイッチング電源装置
１…スイッチング制御回路
２…電圧クランプ回路
３…ハイサイドドライバ
４…同期整流素子駆動回路
４３Ｅ…Ｅ型コア
４３Ｉ…平板コア
４４，４５…プリント基板
５…第１のエッジ信号発生回路
６…第２のエッジ信号発生回路
Ｃ１…クランプコンデンサ
Ｃ２…入力平滑コンデンサ
Ｃ３…出力平滑コンデンサ
ＣＯＭＰ…フィードバック信号入力端子
ＧＮＤ…グランド端子
ＨＳｉｎ…ハイサイド駆動用信号入力端子
ＨＳｏｕｔ…ハイサイドスイッチ駆動端子
Ｌ１…チョークコイル
ＬＳｉｎ…ローサイド駆動用信号入力端子
ＬＳｏｕｔ…ローサイドスイッチ駆動端子
ｏｕｔＡ…電力スイッチ駆動端子
ｏｕｔＢ…クランプスイッチ駆動端子
ＰＣ１…フォトカプラ
Ｑ１，Ｑ７…電力スイッチ
Ｑ２…クランプスイッチ
Ｑ３…整流側同期整流素子
Ｑ４…転流側同期整流素子
ＳＩＧｉｎ１…パルス信号入力端子
ＳＲ１，ＳＲ２…同期整流素子駆動端子
ＳＲＧ１…シャントレギュレータ
Ｔ１…主トランス
Ｔ２…パルストランス
Ｔ２３…第１・第２兼用パルストランス
Ｔ３…パルストランス
Ｔ４…ドライブトランス

Claims (9)

  1. １次コイル及び２次コイルを有し、１次側から２次側へ電力を伝送する主トランスと、
    前記主トランスの１次コイルに直列接続され、直流入力電源から前記主トランスの１次コイルに流れる電流を断続する、少なくとも１つの電力スイッチと、
    前記主トランスの２次コイルに生じる電圧を整流する整流回路と、
    前記整流回路によって整流された電圧を平滑する平滑回路と、
    クランプスイッチ駆動信号によってオン／オフ制御されるクランプスイッチを備え、前記主トランスに印加される電圧が反転した際に前記主トランスの電磁エネルギーにより生じるサージ電圧を吸収し、前記主トランスに印加される電圧を所定の上限値にクランプする電圧クランプ回路と、
    前記電力スイッチの駆動用信号を出力する第１の出力端子、及びクランプスイッチ駆動用信号を出力する第２の出力端子を備えたスイッチング制御回路と、
    １次コイルが前記第２の出力端子に接続され、２次コイルが前記クランプスイッチを駆動するクランプスイッチ駆動回路に接続されて、パルス波のエッジ信号を伝達する第１のパルストランスと、を備え、
    前記クランプスイッチ駆動回路は、前記第１のパルストランスから出力される前記クランプスイッチ駆動用信号のエッジをトリガーにして前記クランプスイッチ駆動信号を発生し、前記クランプスイッチをオフする、絶縁型スイッチング電源装置。
  2. 前記電圧クランプ回路及び前記クランプスイッチ駆動回路は、前記主トランスの１次側に設けられている、請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  3. 前記電圧クランプ回路及び前記クランプスイッチ駆動回路は、前記主トランスの２次側に設けられている、請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  4. 前記電力スイッチと前記クランプスイッチが、前記直流入力電源に対して直列に接続され、前記電力スイッチの一端と前記電圧クランプ回路の接続点に前記主トランスの１次コイルとクランプコンデンサとの直列回路が接続され、前記主トランス、前記電力スイッチ、前記クランプコンデンサ及び前記クランプスイッチによってハーフブリッジ回路が構成されている、請求項１〜３のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  5. 前記主トランス及び前記第１のパルストランスは、
    中脚と、該中脚を介して対向する少なくとも１対の外脚とを備えて閉磁路を構成するコアと、該コアの前記中脚に巻回した少なくとも２つのコイルを組とする第１組のコイルと、前記１対の外脚のうち少なくとも一方の外脚を、コイル配線可能な程度の隙間を空けて２つの外脚部に分離し、当該分離した２つの外脚部のそれぞれに巻回方向が互いに逆方向となるように巻回したコイルを少なくとも２つ含む第２組のコイルと、を備えた複合トランスで構成された、請求項１〜４のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  6. 前記整流回路は、第１及び第２の半導体スイッチ素子を備える同期整流回路である、請求項１〜５のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  7. 前記同期整流回路の第１及び第２の半導体スイッチ素子のオン／オフ動作を制御する同期整流素子駆動回路と、
    １次コイルと２次コイルを有し、パルス波のエッジ信号を伝達する、第２のパルストランス及び第３のパルストランスと、を備え、
    前記第２のパルストランスの１次コイルは、前記スイッチング制御回路の前記第２の出力端子に接続され、
    前記第２のパルストランスの２次コイルは、前記同期整流回路の整流側同期整流素子または転流側同期整流素子の一方のスイッチを制御するように前記同期整流素子駆動回路に接続され、
    前記第３のパルストランスの１次コイルは、前記スイッチング制御回路の前記第１の出力端子に接続され、
    前記第３のパルストランスの２次コイルは、前記同期整流回路の整流側スイッチまたは転流側スイッチの他方のスイッチを制御するように前記同期整流素子駆動回路に接続された、請求項６に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  8. 前記電圧クランプ回路及び前記クランプスイッチ駆動回路は、前記主トランスの２次側に設けられ、
    前記第１のパルストランスの１次コイルと前記第２のパルストランスの１次コイルとは同一の巻線で共用され、前記第１のパルストランスと前記第２のパルストランスとは、１つの閉磁路を備えるパルストランスで構成された、請求項７に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  9. 前記主トランス及び前記第１〜第３のパルストランスは、中脚と、該中脚を介して対向する少なくとも１対の外脚とを備えて閉磁路を構成するコアと、該コアの前記中脚に巻回した少なくとも２つのコイルを組とする第１組のコイルと、前記１対の外脚のうち少なくとも一方の外脚を、コイル配線可能な程度の隙間を空けて２つの外脚部に分離し、当該分離した２つの外脚部のそれぞれに巻回方向が互いに逆方向となるように巻回したコイルを少なくとも２つ含む第２組のコイルと、を備えた複合トランスで構成された、請求項８に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
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