JP4803110B2

JP4803110B2 - UWB communication device

Info

Publication number: JP4803110B2
Application number: JP2007140797A
Authority: JP
Inventors: 善文末広; 雅則林
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2007-05-28
Filing date: 2007-05-28
Publication date: 2011-10-26
Anticipated expiration: 2027-05-28
Also published as: JP2008294959A

Description

本発明は、ＵＷＢ通信装置に関し、特に、アンテナから出力される信号の電力強度のばらつきを低減させるＵＷＢ通信装置に関するものである。 The present invention relates to a UWB communication apparatus, and more particularly to a UWB communication apparatus that reduces variation in power intensity of a signal output from an antenna.

近年、高速無線伝送方式の一つとして、ウルトラワイドバンド（ＵＷＢ：Ultra Wide Band）通信方式が注目されている。ウルトラワイドバンド通信とは、超広帯域無線を意味
し、中心周波数の２５％以上、又は１．５ＧＨｚ以上の帯域幅を占有する無線伝送方式を指し、搬送波を用いず、例えばパルス幅が１ｎｓｅｃ以下等の極めて細かい短パルス信号からなるパルス信号列を用いて通信を行うものである（特許文献１）。このような短パルスを生成する高速パルス発生回路として、ステップリカバリダイオードを用いた無線送信回路が知られている。 In recent years, an ultra wide band (UWB) communication system has attracted attention as one of high-speed wireless transmission systems. Ultra-wideband communication means ultra-wideband wireless, refers to a wireless transmission method that occupies a bandwidth of 25% or more of the center frequency or 1.5 GHz or more, and does not use a carrier wave, for example, a pulse width of 1 nsec or less, etc. The communication is performed using a pulse signal train composed of extremely fine short pulse signals (Patent Document 1). A radio transmission circuit using a step recovery diode is known as a high-speed pulse generation circuit that generates such a short pulse.

ところで、ＵＷＢ通信装置の送信電力は各国において規定されており、米国においては、米国連邦通信委員会（ＦＣＣ：Federal Communications Commission）で規定されたスペクトラムマスクを超えないように送信電力を設定する必要がある。図１４は、ステップリカバリダイオードを採用したＵＷＢ通信装置が出力する無線信号の波形を示し、（ａ）はＵＷＢ通信装置Ａ〜Ｃの各々から出力される無線信号の電力と周波数との関係を示し、（ｂ）はＵＷＢ通信装置Ａ〜Ｃの各々から出力される無線信号の電圧と時間との関係を示している。 By the way, the transmission power of the UWB communication device is regulated in each country. In the United States, it is necessary to set the transmission power so as not to exceed the spectrum mask defined by the Federal Communications Commission (FCC). is there. FIG. 14 shows a waveform of a radio signal output from a UWB communication apparatus employing a step recovery diode, and (a) shows a relationship between the power and frequency of the radio signal output from each of the UWB communication apparatuses A to C. (B) has shown the relationship between the voltage of the radio signal output from each of UWB communication apparatus AC, and time.

ＵＷＢ通信装置Ａにおいては、（ａ）に示すように、出力される無線信号の電力スペクトラムのピーク値がスペクトルマスクを超えていることが分かる。また、ＵＷＢ通信装置Ｂにおいては、（ａ）に示すように、出力される無線信号の電力スペクトラムのピーク値がスペクトルマスクに適合していることが分かる。また、ＵＷＢ通信装置Ｃにおいては、（ａ）に示すように、出力される無線信号の電力スペクトラムのピーク値がスペクトルマスクに対して余裕があることが分かる。
特表２００３−５１５９７４号公報 In the UWB communication apparatus A, as shown in (a), it can be seen that the peak value of the power spectrum of the output radio signal exceeds the spectrum mask. Moreover, in the UWB communication apparatus B, as shown to (a), it turns out that the peak value of the power spectrum of the output radio signal is suitable for a spectrum mask. Moreover, in the UWB communication apparatus C, as shown in (a), it can be seen that the peak value of the power spectrum of the output radio signal has a margin with respect to the spectrum mask.
Special table 2003-515974 gazette

このように、ステップリカバリダイオードを用いたＵＷＢ通信装置においては、ステップリカバリダイオード等の特性のばらつきによって、アンテナから放射される無線信号の電力強度がＵＷＢ通信装置毎にばらついてしまい、ＵＷＢの規格に沿うような無線信号を送信することが困難になるという問題があった。 As described above, in a UWB communication device using a step recovery diode, the power intensity of the radio signal radiated from the antenna varies from UWB communication device to the UWB standard due to variations in characteristics of the step recovery diode and the like. There is a problem that it is difficult to transmit a radio signal along the line.

本発明の目的は、アンテナから放射される無線信号の電力強度のばらつきを低減し、所定のスペクトルマスクに適合した所望の電力強度を有する無線信号を放射することができるＵＷＢ通信装置を提供することである。 An object of the present invention is to provide a UWB communication apparatus capable of reducing a variation in power intensity of a radio signal radiated from an antenna and radiating a radio signal having a desired power intensity conforming to a predetermined spectrum mask. It is.

本発明によるＵＷＢ通信装置は、オンオフキーイング変調により送信データを変調するＵＷＢ通信装置であって、前記送信データを変調する変調部と、前記変調部から出力された信号のスルーレートを調整するプリドライバ部と、前記プリドライバ部より出力された信号の論理を反転させるドライバ部と、前記ドライバ部から出力された信号に高周波の信号成分を生じさせるステップリカバリダイオード回路と、前記ステップリカバリダイオード回路により出力された信号から前記高周波の信号成分を抽出し、当該高周波の信号成分を前記送信データを表すパルスの信号として出力するフィルタ部と、前記フィルタ部から出力された信号を無線信号として放射するアンテナとを備え、前記プリドライバ部は、前記ドライバ部から出力される信号のデューティ比を調整することで、前記アンテナから放射される無線信号の電力強度を予め定められた基準値に調整することを特徴とする。 A UWB communication apparatus according to the present invention is a UWB communication apparatus that modulates transmission data by on-off keying modulation, and includes a modulation unit that modulates the transmission data and a pre-driver that adjusts a slew rate of a signal output from the modulation unit , A driver unit that inverts the logic of the signal output from the pre-driver unit, a step recovery diode circuit that generates a high-frequency signal component in the signal output from the driver unit, and an output by the step recovery diode circuit A high-frequency signal component extracted from the received signal, and outputting the high-frequency signal component as a pulse signal representing the transmission data; and an antenna that radiates the signal output from the filter unit as a radio signal; The pre-driver unit includes a signal output from the driver unit. Of by adjusting the duty ratio, and adjusting the predetermined reference value of power intensity of the radio signal radiated from the antenna.

この構成によれば、プリドライバ部により、ドライバ部から出力される信号のデューティ比が調整されて、アンテナから放射される無線信号の電力強度が所定の基準値になるように調整されるため、ステップリカバリダイオード等の特性のばらつきに起因して生じるアンテナから放射される無線信号の電力強度のばらつきを低減し、例えばＦＣＣのスペクトルマスクに適合し、所望の電力強度を有するような無線信号を放射することができるＵＷＢ通信装置を提供することができる。すなわち、アンテナから出力される無線信号の電力強度は、ドライバ部から出力される信号のデューティ比が小さくなるにつれて増大するという特性に本発明者は着目した。そして、この特性に従って、ドライバ部から出力される信号のデューティ比を調整することで、電力強度が例えばＦＣＣのスペクトラムマスクを超えずスペクトルマスクに適合し、かつ、スペクトルマスクに近くなるような所定の基準値を有する無線信号をアンテナから放射することが可能となる。 According to this configuration, the pre-driver unit adjusts the duty ratio of the signal output from the driver unit and adjusts the power intensity of the radio signal radiated from the antenna to a predetermined reference value. Reduces variations in power intensity of radio signals radiated from antennas due to variations in characteristics such as step recovery diodes, and radiates radio signals that meet the FCC spectrum mask and have the desired power intensity. It is possible to provide a UWB communication apparatus capable of performing the above. That is, the inventor paid attention to the characteristic that the power intensity of the radio signal output from the antenna increases as the duty ratio of the signal output from the driver unit decreases. Then, by adjusting the duty ratio of the signal output from the driver unit according to this characteristic, the power intensity does not exceed the spectrum mask of the FCC, for example, conforms to the spectrum mask, and is close to the spectrum mask. A radio signal having a reference value can be radiated from the antenna.

また、前記プリドライバ部は、前記変調部から出力された信号の立ち上がり時又は立ち下がり時における電圧を直線的に変化させ、この電圧の変化を示す直線の傾きを調整することで、前記ドライバ部から出力される信号のデューティ比を調整することが好ましい。 Further, the pre-driver unit linearly changes the voltage at the rising or falling time of the signal output from the modulation unit, and adjusts the slope of the straight line indicating the change of the voltage, thereby the driver unit It is preferable to adjust the duty ratio of the signal output from the.

この構成によれば、プリドライバ部において、変調部から出力された信号の立ち上がり時又は立ち下がり時における電圧レベルが直線的に変化され、この電圧レベルの変化を示す直線の傾きが調整されることで、ドライバ部から出力される信号のデューティ比が調整されるため、当該信号のデューティ比を精度良く調整することができる。 According to this configuration, the voltage level at the rise or fall of the signal output from the modulation unit is linearly changed in the pre-driver unit, and the slope of the straight line indicating the change in the voltage level is adjusted. Thus, since the duty ratio of the signal output from the driver unit is adjusted, the duty ratio of the signal can be adjusted with high accuracy.

また、前記プリドライバ部は、前記変調部から出力される信号の立ち上がり時又は立ち下がり時における電圧を直線的に変化させる傾き調整部と、前記傾き調整部により電圧が直線的に変化された信号の電圧が閾値を下回ったとき、ハイレベルの信号を前記ドライバ部に出力する比較部と、前記閾値を調整することで、前記ドライバ部から出力される信号のデューティ比を調整する閾値調整部とを備えることが好ましい。 In addition, the pre-driver unit includes a slope adjustment unit that linearly changes a voltage at the time of rising or falling of a signal output from the modulation unit, and a signal in which the voltage is linearly changed by the slope adjustment unit A comparator that outputs a high-level signal to the driver unit when the voltage of the signal falls below the threshold, and a threshold adjustment unit that adjusts the duty ratio of the signal output from the driver unit by adjusting the threshold. It is preferable to provide.

この構成によれば、傾き調整部により、変調部から出力される信号の立ち上がり時又は立ち下がり時における電圧レベルが直線的に変化され、比較部により、傾き調整部から出力される信号の電圧レベルが閾値を下回ったとき、ハイレベルの信号がドライバ部に出力されるため、閾値を調整することで、ドライバ部から出力される信号のデューティ比を調整することができる。 According to this configuration, the voltage level at the rise or fall of the signal output from the modulation unit is linearly changed by the inclination adjustment unit, and the voltage level of the signal output from the inclination adjustment unit by the comparison unit Since the high level signal is output to the driver unit when the value falls below the threshold value, the duty ratio of the signal output from the driver unit can be adjusted by adjusting the threshold value.

また、前記プリドライバ部は、前記変調部から出力された信号を遅延させる遅延部と、前記遅延部により遅延された信号と、前記変調部から出力された信号であって前記遅延部により遅延されていない信号との論理積をとるＡＮＤ回路と、前記遅延部により遅延された信号と、前記変調部から出力された信号であって前記遅延部により遅延されていない信号との論理和をとるＯＲ回路と、前記変調部から出力された信号、前記ＡＮＤ回路から出力された信号、及び前記ＯＲ回路から出力された信号のいずれか１つを選択して出力することで、前記ドライバ部から出力される信号のデューティ比を調整するセレクタとを備えることが好ましい。 The pre-driver unit includes a delay unit that delays the signal output from the modulation unit, a signal that is delayed by the delay unit, and a signal that is output from the modulation unit and is delayed by the delay unit. An AND circuit that takes a logical product with a signal that is not delayed, an OR that takes a logical sum of the signal delayed by the delay unit and the signal output from the modulation unit and not delayed by the delay unit By selecting and outputting any one of a circuit, a signal output from the modulation unit, a signal output from the AND circuit, and a signal output from the OR circuit, the signal is output from the driver unit. And a selector for adjusting the duty ratio of the signal.

この構成によれば、遅延部により、変調部から出力された信号が遅延され、ＡＮＤ回路により、遅延部により遅延された信号と、変調部から出力された信号であって、遅延部により遅延されていない信号との論理積がとられる一方、ＯＲ回路により、遅延部により遅延された信号と、変調部から出力された信号であって遅延部により遅延されていない信号との論理和がとられているため、ＯＲ回路及びＡＮＤ回路の各々からデューティ比の異なる信号を出力することが可能となる結果、変調部から出力された信号、ＡＮＤ回路から出力された信号、及びＯＲ回路から出力された信号のうちいずれか１つの信号をセレクタから出力させることで、ドライバ部から出力される信号のデューティ比を調整することができる。 According to this configuration, the signal output from the modulation unit is delayed by the delay unit, and the signal delayed by the delay unit and the signal output from the modulation unit by the AND circuit are delayed by the delay unit. While the logical product is taken with the signal that has not been delayed, the OR circuit takes the logical sum of the signal delayed by the delay unit and the signal output from the modulation unit and not delayed by the delay unit. As a result, it is possible to output signals having different duty ratios from each of the OR circuit and the AND circuit. As a result, the signal output from the modulator, the signal output from the AND circuit, and the signal output from the OR circuit. By outputting any one of the signals from the selector, the duty ratio of the signal output from the driver unit can be adjusted.

また、前記送信データは、パルス同期信号部とデータ信号部とを備え、前記プリドライバ部は、前記アンテナから放射される無線信号において、前記データ信号部の電圧の波高値が、前記パルス同期信号部の電圧の波高値に対して２^１／２倍となるように、前記ドライバ部から出力される信号のデューティ比を調整することが好ましい。 The transmission data includes a pulse synchronization signal unit and a data signal unit, and the pre-driver unit has a peak value of the voltage of the data signal unit in the radio signal radiated from the antenna. It is preferable to adjust the duty ratio of the signal output from the driver unit so as to be ^2½ times the peak value of the voltage of the unit.

この構成によれば、アンテナから放射される無線信号において、データ信号部の電圧の波高値が、パルス同期信号部の電圧の波高値に対して２^１／２倍となるように、ドライバ部から出力される信号のデューティ比が調整されるため、通信の信頼性を向上させることができる。すなわち、オンオフキーイング変調されたＵＷＢの無線信号においては、データ信号部のパルス数は、パルス同期信号部のパルス数に対しておよそ半分となるため、データ信号部の電圧の波高値を、パルス同期信号部の電圧の波高値に対して２^１／２倍に設定しても、パルス同期信号部の電力強度が所定の基準値を超えないようにすることが可能となり、通信品質の向上を図ることができる。 According to this configuration, in the wireless signal radiated from the antenna, from the driver unit, the peak value of the voltage of the data signal unit is 2 ^1/2 times the peak value of the voltage of the pulse synchronization signal unit. Since the duty ratio of the output signal is adjusted, the reliability of communication can be improved. That is, in the UWB radio signal modulated by on / off keying, the number of pulses in the data signal portion is approximately half that of the pulse synchronization signal portion. Even if it is set to 2 ^1/2 times the peak value of the voltage of the signal part, it is possible to prevent the power intensity of the pulse synchronization signal part from exceeding a predetermined reference value, thereby improving the communication quality. be able to.

本発明によれば、ドライバ部から出力される信号のデューティ比を調整することで、アンテナから放射される信号の電力強度のばらつきを低減し、スペクトルマスクに適合させるＵＷＢ通信装置を提供することができる。 According to the present invention, by adjusting the duty ratio of the signal output from the driver unit, it is possible to provide a UWB communication apparatus that reduces variations in the power intensity of the signal radiated from the antenna and is adapted to the spectrum mask. it can.

（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１によるＵＷＢ通信装置１について説明する。図１は、本発明の実施の形態１に係るＵＷＢ通信装置１のブロック図を示している。図１に示すＵＷＢ通信装置１は、オンオフキーイング変調により送信データを変調するＵＷＢ（ウルトラワイドバンド）通信装置であって、水晶発振子ＯＳＣ１、発振回路２、データ生成部３、変調部４、ジッタ回路５、プリドライバ部６、ドライバ部７、ＳＲＤ回路８、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９、及びアンテナ１０を備えている。 (Embodiment 1)
Hereinafter, UWB communication apparatus 1 according to Embodiment 1 of the present invention will be described. FIG. 1 shows a block diagram of a UWB communication apparatus 1 according to Embodiment 1 of the present invention. A UWB communication apparatus 1 shown in FIG. 1 is a UWB (ultra-wide band) communication apparatus that modulates transmission data by on-off keying modulation, and includes a crystal oscillator OSC1, an oscillation circuit 2, a data generation unit 3, a modulation unit 4, jitter, and the like. A circuit 5, a pre-driver unit 6, a driver unit 7, an SRD circuit 8, a band-pass filter (BPF) 9, and an antenna 10 are provided.

発振回路２は、水晶発振子ＯＳＣ１を発振させて、ＵＷＢ通信装置１の動作の基本となる周期信号、例えば送信される無線信号における短パルスの出力周期にされたクロック信号ＣＬＫ１をデータ生成部３と変調部４とへ出力する。 The oscillation circuit 2 oscillates the crystal oscillator OSC1, and generates a periodic signal that is the basis of the operation of the UWB communication apparatus 1, for example, a clock signal CLK1 having an output period of a short pulse in a transmitted radio signal. And output to the modulation unit 4.

データ生成部３は、送信しようとするデータを生成し、このデータに送信先の受信装置の通信アドレス等のヘッダを付加して送信データＳＤ１を生成し、送信データＳＤ１を発振回路２から出力されたクロック信号ＣＬＫ１と同期させて変調部４へ出力する。ここで、データ生成部３は、例えば、人の在不在を検出する検出装置、照明器具、及び空調装置等を制御するためにリモコン装置から送信される種々のデータを生成する。なお、データ生成部３は、自ら送信しようとするデータを生成するものに限られず、例えば外部に接続された機器から送信しようとするデータを受信して、このデータから送信データＳＤ１を生成してもよい。 The data generation unit 3 generates data to be transmitted, adds a header such as a communication address of a receiving device as a transmission destination to the data to generate transmission data SD1, and the transmission data SD1 is output from the oscillation circuit 2 The signal is output to the modulation unit 4 in synchronization with the clock signal CLK1. Here, the data generation unit 3 generates various data transmitted from the remote control device in order to control, for example, a detection device that detects the presence or absence of a person, a lighting fixture, and an air conditioner. Note that the data generation unit 3 is not limited to the one that generates data to be transmitted by itself. For example, the data generation unit 3 receives data to be transmitted from an externally connected device, and generates transmission data SD1 from the data. Also good.

変調部４は、ウルトラワイドバンド方式による変調を行う回路であり、データ生成部３から出力された送信データＳＤ１とＰＮ（Pseudorandom Noise）符号とを乗積することにより、送信データＳＤ１を変調して信号Ｓ１を生成し、ジッタ回路５へ出力する。 The modulation unit 4 is a circuit that performs modulation by the ultra-wide band method, and modulates the transmission data SD1 by multiplying the transmission data SD1 output from the data generation unit 3 and a PN (Pseudorandom Noise) code. A signal S1 is generated and output to the jitter circuit 5.

ジッタ回路５は、アンテナ１０から放射される無線信号の電力強度のピークが、例えばＦＣＣで規定されたスペクトルマスクを超えないようにするために、変調部４から出力された信号Ｓ１にジッタを付与する。詳細には、ジッタ回路５は、信号Ｓ１の中央の振幅より小さい振幅の範囲内で乱雑に電圧が変動する乱雑信号を生成する乱雑信号生成部と、信号Ｓ１の電圧レベルと乱雑信号生成部により生成された乱雑信号との電圧レベルを比較する比較器とを備えている。 The jitter circuit 5 gives jitter to the signal S1 output from the modulation unit 4 so that the peak of the power intensity of the radio signal radiated from the antenna 10 does not exceed, for example, a spectrum mask defined by the FCC. To do. Specifically, the jitter circuit 5 includes a random signal generation unit that generates a random signal whose voltage randomly varies within an amplitude range smaller than the center amplitude of the signal S1, and a voltage level of the signal S1 and the random signal generation unit. A comparator for comparing a voltage level with the generated random signal.

プリドライバ部６は、ジッタ回路５から出力された信号Ｓ２のスルーレートを調整するものであり、ドライバ部７から出力される信号Ｓ４のデューティ比を調整することで、アンテナ１０から放射される無線信号の電力強度を所定の基準値に調整する。図２は、ドライバ部７から出力される信号Ｓ４のデューティ比とアンテナ１０から放射される無線信号の電力強度との関係を示したグラフであり、縦軸が無線信号の電力強度を示し、横軸が信号Ｓ４のデューティ比を示している。図２に示すように、信号Ｓ４のデューティ比が増大するにつれて、無線信号の電力強度が減少していることが分かる。そのため、図２に示すグラフに従って、信号Ｓ４のデューティ比を調整することで、アンテナ１０から放射される無線信号のピーク値が所定の基準値となるように調整することができる。なお、所定の基準値としては、ＦＣＣで規定されたスペクトルマスクを超えず、かつ、スペクトルマスクに近くなるような値を採用することができる。 The pre-driver unit 6 adjusts the slew rate of the signal S2 output from the jitter circuit 5, and adjusts the duty ratio of the signal S4 output from the driver unit 7 to thereby radiate radio waves emitted from the antenna 10. The power intensity of the signal is adjusted to a predetermined reference value. FIG. 2 is a graph showing the relationship between the duty ratio of the signal S4 output from the driver unit 7 and the power intensity of the radio signal radiated from the antenna 10, and the vertical axis indicates the power intensity of the radio signal. The axis indicates the duty ratio of the signal S4. As shown in FIG. 2, it can be seen that the power intensity of the radio signal decreases as the duty ratio of the signal S4 increases. Therefore, by adjusting the duty ratio of the signal S4 according to the graph shown in FIG. 2, the peak value of the radio signal radiated from the antenna 10 can be adjusted to be a predetermined reference value. As the predetermined reference value, a value that does not exceed the spectrum mask defined by the FCC and is close to the spectrum mask can be adopted.

詳細には、プリドライバ部６は、ジッタ回路５から出力された信号Ｓ２の立ち上がり時又は立ち下がり時における電圧を直線的に変化させ、この電圧の変化を示す直線の傾きを調整して信号Ｓ３を生成してドライバ部７に出力し、ドライバ部７から出力される信号Ｓ４のデューティ比を調整する。 Specifically, the pre-driver unit 6 linearly changes the voltage at the rise or fall of the signal S2 output from the jitter circuit 5, and adjusts the slope of the straight line indicating the change of the voltage to adjust the signal S3. Is output to the driver unit 7, and the duty ratio of the signal S4 output from the driver unit 7 is adjusted.

図３は、プリドライバ部６の回路図を示している。プリドライバ部６は、インバータ６１、ＰＭＯＳトランジスタ６２、ＮＭＯＳトランジスタ６３、３個の定電流回路６４−１〜６４−３、２個のスイッチＳＷ１、ＳＷ２、設定部６５、比較器６６、及びプリドライバブロック部６７を備えている。 FIG. 3 shows a circuit diagram of the pre-driver unit 6. The predriver unit 6 includes an inverter 61, a PMOS transistor 62, an NMOS transistor 63, three constant current circuits 64-1 to 64-3, two switches SW1 and SW2, a setting unit 65, a comparator 66, and a predriver. A block part 67 is provided.

ＰＭＯＳトランジスタ６２のソースには、電源電圧が供給されており、ＰＭＯＳトランジスタ６２のドレインはＮＭＯＳトランジスタ６３のドレインに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタ６２のドレインとＮＭＯＳトランジスタ６３のドレインとの接続点Ｘは、比較器６６の入力側に接続されている。定電流回路６４−１は、一端がＮＭＯＳトランジスタ６３のソースに接続され、他端がグラウンドに接続されている。定電流回路６４−２は、一端がスイッチＳＷ１を介してＮＭＯＳトランジスタ６３のソースに接続され、他端がグラウンドに接続されている。定電流回路６４−３は、一端がスイッチＳＷ２を介してＮＭＯＳトランジスタ６３のソースに接続され、他端がグラウンドに接続されている。 A power supply voltage is supplied to the source of the PMOS transistor 62, and the drain of the PMOS transistor 62 is connected to the drain of the NMOS transistor 63. A connection point X between the drain of the PMOS transistor 62 and the drain of the NMOS transistor 63 is connected to the input side of the comparator 66. The constant current circuit 64-1 has one end connected to the source of the NMOS transistor 63 and the other end connected to the ground. One end of the constant current circuit 64-2 is connected to the source of the NMOS transistor 63 via the switch SW1, and the other end is connected to the ground. One end of the constant current circuit 64-3 is connected to the source of the NMOS transistor 63 via the switch SW2, and the other end is connected to the ground.

インバータ６１は、信号Ｓ２を反転させてＰＭＯＳトランジスタ６２及びＮＭＯＳトランジスタ６３のゲートに出力する。ＰＭＯＳトランジスタ６２及びＮＭＯＳトランジスタ６３は、接続点Ｘの電圧を、信号Ｓ３ａとして比較器６６へ出力する。点線で示すコンデンサＣ１は、寄生容量を示している。 The inverter 61 inverts the signal S 2 and outputs the inverted signal to the gates of the PMOS transistor 62 and the NMOS transistor 63. The PMOS transistor 62 and the NMOS transistor 63 output the voltage at the connection point X to the comparator 66 as the signal S3a. A capacitor C1 indicated by a dotted line indicates a parasitic capacitance.

定電流回路６４−１〜６４−３は、信号Ｓ２の立ち下がり時における電圧を直線的に変化させ、この電圧の変化を示す直線の傾きを調整することで、ドライバ部７から出力される信号Ｓ４のデューティ比を調整する。すなわち、ＮＭＯＳトランジスタ６３のソースに定電流回路６４−１〜６４−３が接続されていない場合、ＮＭＯＳトランジスタ６３のソースに流れる電流はコンデンサＣ１の影響により一定にはならないため、信号Ｓ３ａの電圧はカーブを描いて変化するが、定電流回路６４−１〜６４−３を設けると、ＮＭＯＳトランジスタ６３のソースに流れる電流は一定となるため、信号Ｓ３ａの電圧は直線的に変化する。なお、スイッチＳＷ１、ＳＷ２によってオンされる定電流回路の個数が多いほど、ＮＭＯＳトランジスタ６３のドレインに流れる電流は大きくなるため、ＮＭＯＳトランジスタ６３のソースに接続する定電流回路の数を多くすると、信号Ｓ３ａの立ち下がり時における電圧の傾きは大きくなり、信号Ｓ３ａの電圧の変化速度を示すスルーレートを速くすることができる。 The constant current circuits 64-1 to 64-3 linearly change the voltage at the time of falling of the signal S2, and adjust the slope of the straight line indicating the change in the voltage to thereby output a signal output from the driver unit 7. The duty ratio of S4 is adjusted. That is, when the constant current circuits 64-1 to 64-3 are not connected to the source of the NMOS transistor 63, the current flowing through the source of the NMOS transistor 63 is not constant due to the influence of the capacitor C1, and therefore the voltage of the signal S3a is Although changing along a curve, if the constant current circuits 64-1 to 64-3 are provided, the current flowing through the source of the NMOS transistor 63 becomes constant, and the voltage of the signal S3a changes linearly. As the number of constant current circuits turned on by the switches SW1 and SW2 increases, the current flowing through the drain of the NMOS transistor 63 increases. Therefore, if the number of constant current circuits connected to the source of the NMOS transistor 63 is increased, The slope of the voltage at the fall of S3a increases, and the slew rate indicating the rate of change of the voltage of signal S3a can be increased.

設定部６５は、ディップスイッチ等から構成され、ユーザによりなされた操作入力を受け付け、受け付けた操作入力に従って、スイッチＳＷ１、ＳＷ２をオン又はオフする。スイッチＳＷ１、ＳＷ２は、機械式又はトランジスタ等の電気式のスイッチから構成され、設定部６５によって受け付けられた操作入力に従って、オン・オフする。ここで、スイッチＳＷ１、ＳＷ２はオンするとＮＭＯＳトランジスタ６３のソースをグラウンドに接続し、オフするとＮＭＯＳトランジスタ６３のソースを開放する。そして、ユーザは、アンテナ１０から放射される無線信号の電力強度を測定し、この電力強度のピーク値が所定の基準値となるようなデューティ比を有する信号Ｓ４が生成されるように、オン・オフするスイッチＳＷ１、ＳＷ２を設定する。 The setting unit 65 includes a dip switch or the like, receives an operation input made by the user, and turns on or off the switches SW1 and SW2 according to the received operation input. The switches SW1 and SW2 are composed of mechanical switches or electrical switches such as transistors, and are turned on / off according to an operation input received by the setting unit 65. When the switches SW1 and SW2 are turned on, the source of the NMOS transistor 63 is connected to the ground. When the switches SW1 and SW2 are turned off, the source of the NMOS transistor 63 is opened. Then, the user measures the power intensity of the radio signal radiated from the antenna 10 and turns on / off so that the signal S4 having a duty ratio such that the peak value of the power intensity becomes a predetermined reference value is generated. The switches SW1 and SW2 to be turned off are set.

比較器６６は、一方の入力端子が接続点Ｘに接続され、他方の入力端子が定電圧回路６６−１に接続され、出力端子がプリドライバブロック部６７の入力側に接続され、定電流回路６４により電圧が直線的に変化された信号Ｓ３ａの電圧が電圧値Ｖｔｈ１を下回ったとき、ハイレベルの信号３ｂをプリドライバブロック部６７に出力する。定電圧回路６６−１は、一定の電圧値Ｖｔｈ１を比較器６６に出力する回路から構成されている。 The comparator 66 has one input terminal connected to the connection point X, the other input terminal connected to the constant voltage circuit 66-1, an output terminal connected to the input side of the pre-driver block unit 67, and a constant current circuit. When the voltage of the signal S3a whose voltage has been linearly changed by 64 falls below the voltage value Vth1, a high level signal 3b is output to the pre-driver block unit 67. The constant voltage circuit 66-1 is configured by a circuit that outputs a constant voltage value Vth 1 to the comparator 66.

プリドライバブロック部６７は、例えば、特開２００６−２３７６６１号公報の図２に開示されたプリドライバ回路から構成され、信号Ｓ３ｂのスルーレートを調整し、信号Ｓ３としてドライバ部７に出力する。 The pre-driver block unit 67 includes, for example, a pre-driver circuit disclosed in FIG. 2 of JP-A-2006-237661, adjusts the slew rate of the signal S3b, and outputs the signal S3 to the driver unit 7.

図３に示すプリドライバ部６において、信号Ｓ２がハイレベルになると、ＰＭＯＳトランジスタ６２がオンしてコンデンサＣ１が充電され、信号Ｓ３ａがハイレベルとなる。一方、信号Ｓ２がローレベルになると、ＮＭＯＳトランジスタ６３がオンして、定電流回路６４−１〜６４−３の少なくともいずれか１つによって、一定の電流値でコンデンサＣ１の電荷が放電され、一定の傾きで信号Ｓ３ａが低下する。 In the pre-driver section 6 shown in FIG. 3, when the signal S2 becomes high level, the PMOS transistor 62 is turned on, the capacitor C1 is charged, and the signal S3a becomes high level. On the other hand, when the signal S2 becomes low level, the NMOS transistor 63 is turned on, and the charge of the capacitor C1 is discharged at a constant current value by at least one of the constant current circuits 64-1 to 64-3. The signal S3a decreases with the inclination of.

図４は、信号Ｓ３ａと信号Ｓ３ｂとの波形図を示し、（ａ）は信号Ｓ３ａの波形図を示し、（ｂ）はスイッチＳＷ１、ＳＷ２を共にオンした場合の信号Ｓ３ｂの波形図を示し、（ｃ）はスイッチＳＷ１をオン、スイッチＳＷ２をオフした場合の信号Ｓ３ｂの波形図を示し、（ｄ）はスイッチＳＷ１、ＳＷ２を共にオフした場合の信号Ｓ３ｂの波形図を示している。 4 shows waveform diagrams of the signal S3a and the signal S3b, (a) shows a waveform diagram of the signal S3a, (b) shows a waveform diagram of the signal S3b when both the switches SW1 and SW2 are turned on, (C) shows a waveform diagram of the signal S3b when the switch SW1 is turned on and the switch SW2 is turned off, and (d) shows a waveform diagram of the signal S3b when both the switches SW1 and SW2 are turned off.

（ｂ）に示すように、スイッチＳＷ１、ＳＷ２が共にオンされている場合、ＮＭＯＳトランジスタ６３のソースには、３個の定電流回路６４−１〜６４−３が接続されるため、（ａ）に示すように、信号Ｓ３ａの立ち下がり時における電圧の傾きＫ１は、傾きＫ２，Ｋ３より大きくなる。また、（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ１がオン、スイッチＳＷ２がオフされている場合、ＮＭＯＳトランジスタ６３のソースには、２個の定電流回路６４−１、６４−２が接続されるため、（ａ）に示すように信号Ｓ３ａの立ち下がり時における電圧の傾きＫ２は、傾きＫ１より大きく、傾きＫ３より小さくなる。また、（ｄ）に示すように、スイッチＳＷ１、ＳＷ２が共にオフされている場合、ＮＭＯＳトランジスタ６３のソースには、定電流回路６４−１のみが接続されるため、（ａ）に示すように信号Ｓ３ａの立ち下がり時における電圧の傾きＫ３は、傾きＫ１、Ｋ２より小さくなる。 As shown in (b), when the switches SW1 and SW2 are both turned on, the three constant current circuits 64-1 to 64-3 are connected to the source of the NMOS transistor 63. As shown in FIG. 6, the voltage gradient K1 at the time of falling of the signal S3a is larger than the gradients K2 and K3. Further, as shown in (c), when the switch SW1 is on and the switch SW2 is off, the two constant current circuits 64-1 and 64-2 are connected to the source of the NMOS transistor 63. As shown in (a), the slope K2 of the voltage at the fall of the signal S3a is larger than the slope K1 and smaller than the slope K3. As shown in (d), when both the switches SW1 and SW2 are turned off, only the constant current circuit 64-1 is connected to the source of the NMOS transistor 63, as shown in (a). The voltage gradient K3 when the signal S3a falls is smaller than the gradients K1 and K2.

従って、（ｂ）に示すように、スイッチＳＷ１、ＳＷ２を共にオンすると、信号Ｓ３ａの電圧は、（ｃ）、（ｄ）の場合よりも速く電圧値Ｖｔｈ１まで降下するため、信号Ｓ３ｂのハイレベルの期間が長くなり、ドライバ部７から出力される信号Ｓ４のデューティ比を小さくすることができる。また、（ｃ）に示すように、スイッチＳＷ１をオン、ＳＷ２をオフにすると、信号Ｓ３ａの電圧は、（ｂ）の場合より遅く、（ｄ）の場合より速く電圧値Ｖｔｈ１まで降下するため、信号Ｓ４デューティ比を、（ｂ）と（ｄ）の間の値にすることができる。また、（ｄ）に示すように、スイッチＳＷ１、ＳＷ２を共にオフすると、信号Ｓ３ａの電圧は、（ｂ）、（ｃ）の場合よりも遅くの電圧値Ｖｔｈ１まで降下するため、信号Ｓ３ｂのハイレベルの期間が短くなり、信号Ｓ４のデューティ比を大きくすることができる。 Therefore, as shown in (b), when both the switches SW1 and SW2 are turned on, the voltage of the signal S3a drops to the voltage value Vth1 faster than in the cases of (c) and (d). And the duty ratio of the signal S4 output from the driver unit 7 can be reduced. Further, as shown in (c), when the switch SW1 is turned on and the switch SW2 is turned off, the voltage of the signal S3a falls to the voltage value Vth1 faster than in the case of (b) and faster than in the case of (d). The signal S4 duty ratio can be set to a value between (b) and (d). Further, as shown in (d), when both the switches SW1 and SW2 are turned off, the voltage of the signal S3a drops to a voltage value Vth1 that is later than in the cases of (b) and (c). The level period is shortened, and the duty ratio of the signal S4 can be increased.

図１に示すドライバ部７は、ソースが電源電圧に接続されたＰＭＯＳトランジスタと、ソースがグラウンドに接続され、ドレインがこのＰＭＯＳトランジスタのドレインに接続されたＮＭＯＳトランジスタとを備えるＣＭＯＳトランジスタから構成され、信号Ｓ３の論理を反転させて信号Ｓ４としてＳＲＤ回路８に出力する。 The driver unit 7 shown in FIG. 1 includes a CMOS transistor having a PMOS transistor whose source is connected to the power supply voltage, and an NMOS transistor whose source is connected to the ground and whose drain is connected to the drain of the PMOS transistor. The logic of the signal S3 is inverted and output to the SRD circuit 8 as the signal S4.

ＳＲＤ回路８は、ドライバ部７から出力された信号Ｓ４に高周波の信号成分を生じさせ信号Ｓ５としてＢＰＦ９に出力する。図５は、ＳＲＤ回路８の回路図を示している。ＳＲＤ回路８は、ハイパスフィルタ８１、電圧−電流変換素子８２、及びステップリカバリダイオードＳＲＤ１を備える。 The SRD circuit 8 generates a high-frequency signal component in the signal S4 output from the driver unit 7 and outputs the signal component S5 to the BPF 9. FIG. 5 shows a circuit diagram of the SRD circuit 8. The SRD circuit 8 includes a high-pass filter 81, a voltage-current conversion element 82, and a step recovery diode SRD1.

すなわち、ドライバ部７から出力された信号Ｓ４がハイパスフィルタ８１に入力される。また、ハイパスフィルタ８１の出力端子がステップリカバリダイオードＳＲＤ１のアノードに接続され、ステップリカバリダイオードＳＲＤ１のカソードがグラウンドに接続されている。また、所定のバイアス電圧Ｖｂｉａｓが、電圧−電流変換素子８２を介してステップリカバリダイオードＳＲＤ１のアノードに供給されている。 In other words, the signal S4 output from the driver unit 7 is input to the high-pass filter 81. The output terminal of the high pass filter 81 is connected to the anode of the step recovery diode SRD1, and the cathode of the step recovery diode SRD1 is connected to the ground. A predetermined bias voltage Vbias is supplied to the anode of the step recovery diode SRD1 through the voltage-current conversion element 82.

ハイパスフィルタ８１は、例えばコンデンサを用いて構成されたハイパスフィルタで、ドライバ部７から出力された信号Ｓ４の高周波成分を通過させる。電圧−電流変換素子８２は、バイアス電圧Ｖｂｉａｓを電流に変換する素子で、例えば抵抗やインダクタ等が用いられる。そして、ステップリカバリダイオードＳＲＤ１のアノードに生じた電圧が、信号Ｓ５としてＢＰＦ９へ出力される。 The high-pass filter 81 is a high-pass filter configured using, for example, a capacitor, and passes the high-frequency component of the signal S4 output from the driver unit 7. The voltage-current conversion element 82 is an element that converts the bias voltage Vbias into a current, and for example, a resistor or an inductor is used. The voltage generated at the anode of the step recovery diode SRD1 is output to the BPF 9 as the signal S5.

図１に示すＢＰＦ９は、ＳＲＤ回路８から出力された信号Ｓ５から高周波の信号成分を抽出する帯域フィルタであり、抽出した高周波の信号成分をウルトラワイドバンド通信用のパルス信号である信号Ｓ６としてアンテナ１０へ出力する。アンテナ１０は、ＢＰＦ９から出力された信号Ｓ６を無線信号として放射する。 A BPF 9 shown in FIG. 1 is a bandpass filter that extracts a high-frequency signal component from the signal S5 output from the SRD circuit 8, and the extracted high-frequency signal component is used as a signal S6 that is a pulse signal for ultra-wideband communication. 10 is output. The antenna 10 radiates the signal S6 output from the BPF 9 as a radio signal.

図６は、上述のように構成されたＵＷＢ通信装置１の動作を説明する波形図である。まず、発振回路２によって、水晶発振子ＯＳＣ１の発振周波数に基づきクロック信号ＣＬＫ１が生成され、データ生成部３及び変調部４に出力される。次に、データ生成部３から、クロック信号ＣＬＫ１と同期して送信データＳＤ１が変調部４に出力される。そして、変調部４によって、送信データＳＤ１とＰＮ符号とが乗積されてウルトラワイドバンド方式による変調が施された信号Ｓ１が生成され、ジッタ回路５に出力され、ジッタ回路５は、変調部４から出力された信号Ｓ１にジッタを与え信号Ｓ２としてプリドライバ部６へ出力する。プリドライバ部６は、ドライバ部７から出力される信号Ｓ４のデューティ比を調整するために、信号Ｓ２のスルーレートを調整し、信号Ｓ３としてドライバ部７に出力する。そして、ドライバ部７によって信号Ｓ３の論理が反転されて信号Ｓ４としてＳＲＤ回路８へ出力される。 FIG. 6 is a waveform diagram for explaining the operation of the UWB communication apparatus 1 configured as described above. First, the oscillation circuit 2 generates a clock signal CLK1 based on the oscillation frequency of the crystal oscillator OSC1, and outputs the clock signal CLK1 to the data generation unit 3 and the modulation unit 4. Next, transmission data SD1 is output from the data generation unit 3 to the modulation unit 4 in synchronization with the clock signal CLK1. Then, the modulation unit 4 multiplies the transmission data SD1 and the PN code to generate a signal S1 that has been modulated by the ultra-wideband method, and outputs the signal S1 to the jitter circuit 5. The jitter circuit 5 Jitter is added to the signal S1 output from the signal S1, and the signal S2 is output to the pre-driver unit 6. The pre-driver unit 6 adjusts the slew rate of the signal S2 in order to adjust the duty ratio of the signal S4 output from the driver unit 7, and outputs the signal S3 to the driver unit 7. Then, the logic of the signal S3 is inverted by the driver unit 7 and is output to the SRD circuit 8 as the signal S4.

次に、ＳＲＤ回路８に信号Ｓ４が入力されると、ＳＲＤ回路８によって、信号Ｓ４の立ち下がり部分に高周波の信号成分が発生し、信号Ｓ４の立ち下がりが急峻にされ、かつ、立ち下がりにアンダーシュートを有する信号Ｓ５が生成される。この場合、ＳＲＤ回路８によって生成される信号Ｓ５の波高値は、ドライバ部７から出力される信号Ｓ４のデューティ比に応じて増減される。 Next, when the signal S4 is input to the SRD circuit 8, the SRD circuit 8 generates a high-frequency signal component at the falling portion of the signal S4, and the falling of the signal S4 is made steep and falling. A signal S5 having an undershoot is generated. In this case, the peak value of the signal S5 generated by the SRD circuit 8 is increased or decreased according to the duty ratio of the signal S4 output from the driver unit 7.

次に、ＳＲＤ回路８から出力された信号Ｓ５から、バンドパスフィルタ９によって高周波の信号成分が抽出され、抽出された高周波の信号成分が信号Ｓ６としてアンテナ１０へ出力され、アンテナ１０によって無線信号として放射される。なお、信号Ｓ６の時間幅τ１は、ウルトラワイドバンド通信に用いられる１ｎｓ程度の時間幅である。 Next, a high-frequency signal component is extracted from the signal S5 output from the SRD circuit 8 by the band-pass filter 9, and the extracted high-frequency signal component is output to the antenna 10 as the signal S6. Radiated. The time width τ1 of the signal S6 is a time width of about 1 ns used for ultra-wideband communication.

このように、ＵＷＢ通信装置１によれば、プリドライバ部６により、信号Ｓ２の立ち下がり時のスルーレートが調整され、ドライバ部７から出力される信号Ｓ４のデューティ比が調整され、アンテナ１０から放射される無線信号の電力強度が調整されるため、ステップリカバリダイオードＳＲＤ１等の特性のばらつきに起因して生じるアンテナ１０から放射される無線信号の電力強度のばらつきを低減し、スペクトルマスクに適合した所望の電力強度を有する無線信号を放射することができる。すなわち、アンテナ１０から放射される無線信号の電力強度は、ドライバ部７から出力される信号Ｓ４のデューティ比が小さくなるにつれて増大するという特性に本発明者は着目した。そして、この特性に従って、ドライバ部７から出力される信号のデューティ比を調整することで、アンテナ１０から所定の基準値を有する電力強度の無線信号を出力することが可能となる。 Thus, according to the UWB communication apparatus 1, the pre-driver unit 6 adjusts the slew rate when the signal S2 falls, and the duty ratio of the signal S4 output from the driver unit 7 is adjusted. Since the power intensity of the radiated radio signal is adjusted, the variation in the power intensity of the radio signal radiated from the antenna 10 due to the variation in the characteristics of the step recovery diode SRD1 and the like is reduced, and it is adapted to the spectrum mask. A radio signal having a desired power intensity can be emitted. That is, the inventor paid attention to the characteristic that the power intensity of the radio signal radiated from the antenna 10 increases as the duty ratio of the signal S4 output from the driver unit 7 decreases. Then, by adjusting the duty ratio of the signal output from the driver unit 7 in accordance with this characteristic, it is possible to output a radio signal having power intensity having a predetermined reference value from the antenna 10.

また、例えば受信装置が自機の近傍に位置する場合や、受信装置の受信感度が高い場合等、ＵＷＢ通信装置１の電力強度を低下させても通信可能な場合には、ユーザは、設定部６５を操作して信号Ｓ４のデューティ比を大きくし、信号Ｓ６の電力強度を小さくすることによりドライバ部７における消費電流を低減することができる。 In addition, for example, when the receiving device is located in the vicinity of the own device or when the receiving device has high reception sensitivity, when the communication is possible even when the power intensity of the UWB communication device 1 is reduced, the user By operating 65, the duty ratio of the signal S4 is increased and the power intensity of the signal S6 is decreased, so that the current consumption in the driver section 7 can be reduced.

また、ステップリカバリダイオードＳＲＤ１等の特性のばらつきを吸収するべく予め無線信号の電力強度をスペクトルマスクまで十分なマージンを取って低いレベルに設定する必要がないので、無線信号の電力強度を過剰に低いレベルに設定することにより送信距離が短縮されてしまうことを低減することができる。 Further, since it is not necessary to set the power intensity of the radio signal to a low level with a sufficient margin up to the spectrum mask in order to absorb the variation in characteristics of the step recovery diode SRD1, etc., the power intensity of the radio signal is excessively low. By setting the level, it is possible to reduce the transmission distance from being shortened.

また、例えばＵＷＢ通信装置１が使用される温度環境により、ステップリカバリダイオードＳＲＤ１の温度特性の影響で無線信号の電力強度が低下して送信距離が短縮した場合には、設定部６５を操作して信号Ｓ４のデューティ比を調整することにより、ＦＣＣのスペクトラムマスクを超えない範囲で送信距離を増大させるように無線信号の電力強度を微調整することができる。 In addition, for example, when the power environment of the radio signal is reduced due to the temperature characteristics of the step recovery diode SRD1 due to the temperature environment in which the UWB communication device 1 is used, the setting unit 65 is operated. By adjusting the duty ratio of the signal S4, the power intensity of the radio signal can be finely adjusted so as to increase the transmission distance within a range not exceeding the spectrum mask of the FCC.

なお、上記実施の形態では、信号Ｓ３ａの立ち下がり時の電圧のスルーレートを調整していたが、これに限定されず、信号Ｓ３ａの立ち上がり時の電圧のスルーレートを調整してもよい。この場合、定電流回路６４−１をＰＭＯＳトランジスタ６２のソースに接続し、定電流回路６４−２、６４−３をスイッチＳＷ１、ＳＷ２を介してＰＭＯＳトランジスタ６２のソースに接続すればよい。また、上記実施の形態では、定電流回路の個数を３個としたがこれに限定されず、２個又は４個以上にしてもよい。これにより、信号Ｓ４のデューティ比をよりきめ細かく調整することができる。また、各定電流回路の電流値を同一にしてもよいし、異なる値にしてもよい。 In the above embodiment, the slew rate of the voltage when the signal S3a falls is adjusted. However, the present invention is not limited to this, and the slew rate of the voltage when the signal S3a rises may be adjusted. In this case, the constant current circuit 64-1 may be connected to the source of the PMOS transistor 62, and the constant current circuits 64-2 and 64-3 may be connected to the source of the PMOS transistor 62 via the switches SW1 and SW2. Moreover, in the said embodiment, although the number of the constant current circuits was three, it is not limited to this, You may make it 2 pieces or 4 or more. Thereby, the duty ratio of the signal S4 can be adjusted more finely. Further, the current values of the constant current circuits may be the same or different.

（実施の形態２）
次に、実施の形態２によるＵＷＢ通信装置１ｂについて説明する。図７は、ＵＷＢ通信装置１ｂのプリドライバ部６の回路図である。実施の形態２によるＵＷＢ通信装置１ｂは、図３に示す定電圧回路６６−１を可変電圧回路６６−２で構成したことを特徴とする。なお、ＵＷＢ通信装置１ｂの全体構成はＵＷＢ通信装置１と同一であるため、図１を用いる。また、実施の形態２において、実施の形態１と同一のものは説明を省略する。 (Embodiment 2)
Next, the UWB communication apparatus 1b according to the second embodiment will be described. FIG. 7 is a circuit diagram of the pre-driver unit 6 of the UWB communication device 1b. The UWB communication apparatus 1b according to the second embodiment is characterized in that the constant voltage circuit 66-1 shown in FIG. 3 is configured by a variable voltage circuit 66-2. Note that since the entire configuration of the UWB communication apparatus 1b is the same as that of the UWB communication apparatus 1, FIG. 1 is used. In the second embodiment, the description of the same components as those in the first embodiment is omitted.

ＵＷＢ通信装置１ｂのプリドライバ部６は、インバータ６１、ＰＭＯＳトランジスタ６２、ＮＭＯＳトランジスタ６３、定電流回路６４（傾き調整部）、設定部６５（閾値調整部）、比較器６６（比較部）、及び可変電圧回路６６−２を備えている。ＰＭＯＳトランジスタ６２のドレインとＮＭＯＳトランジスタ６３のドレインとの接続点Ｘは、比較器６６の一方の入力端子に接続されている。定電流回路６４は、一端がＮＭＯＳトランジスタ６３のソースに接続され、他端がグラウンドに接続され、接続点Ｘから出力される信号Ｓ３ａの立ち下がり時の電圧を直線的に変化させる。 The pre-driver unit 6 of the UWB communication device 1b includes an inverter 61, a PMOS transistor 62, an NMOS transistor 63, a constant current circuit 64 (tilt adjustment unit), a setting unit 65 (threshold adjustment unit), a comparator 66 (comparison unit), and A variable voltage circuit 66-2 is provided. A connection point X between the drain of the PMOS transistor 62 and the drain of the NMOS transistor 63 is connected to one input terminal of the comparator 66. The constant current circuit 64 has one end connected to the source of the NMOS transistor 63 and the other end connected to the ground, and linearly changes the voltage at the fall of the signal S3a output from the connection point X.

設定部６５は、ディップスイッチやロータリースイッチ等から構成され、ユーザによりなされた操作入力を受け付け、受け付けた操作入力に従って、可変電圧回路６６−２の電圧値Ｖ０（閾値）を設定する。そして、ユーザは、アンテナ１０から放射される無線信号の電力強度を測定し、この電力強度のピーク値が所定の基準値となるようなデューティ比を有する信号Ｓ４が生成されるように、電圧値Ｖ０を設定する。 The setting unit 65 includes a dip switch, a rotary switch, and the like, receives an operation input made by the user, and sets the voltage value V0 (threshold value) of the variable voltage circuit 66-2 according to the received operation input. Then, the user measures the power intensity of the radio signal radiated from the antenna 10, and the voltage value is generated so that the signal S4 having a duty ratio such that the peak value of the power intensity becomes a predetermined reference value is generated. Set V0.

比較器６６は、一方の入力端子が接続点Ｘに接続され、他方の入力端子が定電流回路６４の正極に接続され、出力端子がドライバ部７の入力側に接続され、定電流回路６４により電圧が直線的に変化された信号Ｓ３ａの電圧が電圧値Ｖ０を下回ったとき、ハイレベルの信号をプリドライバブロック部６７に出力する。可変電圧回路６６−２は、設定部６５により設定された一定の電圧値Ｖ０を比較器６６に出力する回路から構成されている。 The comparator 66 has one input terminal connected to the connection point X, the other input terminal connected to the positive electrode of the constant current circuit 64, and an output terminal connected to the input side of the driver unit 7. When the voltage of the signal S3a whose voltage has been linearly changed falls below the voltage value V0, a high level signal is output to the pre-driver block unit 67. The variable voltage circuit 66-2 is configured by a circuit that outputs a constant voltage value V 0 set by the setting unit 65 to the comparator 66.

図８は、信号Ｓ３ａと信号Ｓ３ｂとの波形図を示し、（ａ）は信号Ｓ３ａの波形図を示し、（ｂ）は電圧値Ｖ０をＶ０１に設定した場合の信号Ｓ３ｂの波形図を示し、（ｃ）は電圧値Ｖ０をＶ０２に設定した場合の信号Ｓ３ｂの波形図を示し、（ｄ）は電圧値Ｖ０をＶ０３に設定した場合の信号Ｓ３ｂの波形図を示している。 FIG. 8 shows waveform diagrams of the signals S3a and S3b, (a) shows a waveform diagram of the signal S3a, (b) shows a waveform diagram of the signal S3b when the voltage value V0 is set to V01, (C) shows a waveform diagram of the signal S3b when the voltage value V0 is set to V02, and (d) shows a waveform diagram of the signal S3b when the voltage value V0 is set to V03.

（ａ）に示すように電圧値Ｖ０がＶ０１に設定されると、Ｖ０１はＶ０１＞Ｖ０２，Ｖ０３であるため、（ｂ）に示すように信号Ｓ３ｂは、（ｃ）、（ｄ）に比べてより速くハイレベルになり、信号Ｓ３ｂのデューティ比が大きくなる。また、電圧値Ｖ０がＶ０２に設定されると、Ｖ０２は、Ｖ０３＜Ｖ０２＜Ｖ０１であるため、（ｃ）に示すように信号Ｓ３ｂは、（ｂ）より遅く、（ｄ）より速くハイレベルになり、信号Ｓ３ｂのデューティ比を（ｂ）、（ｄ）の間に設定することができる。また、電圧値Ｖ０がＶ０３に設定されると、Ｖ０３は、Ｖ０３＜Ｖ０１，Ｖ０２であるため、（ｄ）に示すように信号Ｓ３ｂは（ｂ）、（ｃ）に比べてより遅くハイレベルになり、信号Ｓ３ｂのデューティ比が小さくなる。 When the voltage value V0 is set to V01 as shown in (a), V01 is V01> V02 and V03, so that the signal S3b is compared with (c) and (d) as shown in (b). It becomes a high level faster and the duty ratio of the signal S3b becomes larger. When the voltage value V0 is set to V02, V02 is V03 <V02 <V01. Therefore, as shown in (c), the signal S3b is later than (b) and faster than (d) to the high level. Thus, the duty ratio of the signal S3b can be set between (b) and (d). Further, when the voltage value V0 is set to V03, V03 is V03 <V01, V02. Therefore, as shown in (d), the signal S3b becomes a higher level later than (b) and (c). Thus, the duty ratio of the signal S3b is reduced.

すなわち、電圧値Ｖ０を大きく設定すると、信号Ｓ３ｂのデューティ比が大きくなり、ドライバ部７から出力される信号Ｓ４のデューティ比が小さくなる結果、アンテナ１０から放射される無線信号の電力強度を大きくすることができる。一方、電圧値Ｖ０を小さく設定すると、信号Ｓ３ｂのデューティ比が小さくなり、ドライバ部７から出力される信号Ｓ４のデューティ比が大きくなる結果、アンテナ１０から放射される無線信号の電力強度を小さくすることができる。 That is, when the voltage value V0 is set large, the duty ratio of the signal S3b increases, and the duty ratio of the signal S4 output from the driver unit 7 decreases. As a result, the power intensity of the radio signal radiated from the antenna 10 is increased. be able to. On the other hand, when the voltage value V0 is set to be small, the duty ratio of the signal S3b is reduced and the duty ratio of the signal S4 output from the driver unit 7 is increased. As a result, the power intensity of the radio signal radiated from the antenna 10 is reduced. be able to.

このように、ＵＷＢ通信装置１ｂによれば、アンテナ１０から出力される無線信号の電力強度のピーク値が所定の基準値となるように電圧値Ｖ０を調整することが可能となり、ステップリカバリダイオードＳＲＤ１等の特性のばらつきに起因する無線信号の電力強度のばらつきを低減させ、スペクトルマスクに適合させることができる。 Thus, according to the UWB communication device 1b, the voltage value V0 can be adjusted so that the peak value of the power intensity of the radio signal output from the antenna 10 becomes the predetermined reference value, and the step recovery diode SRD1. Thus, it is possible to reduce the variation in the power intensity of the radio signal due to the variation in the characteristics such as, and to adapt to the spectrum mask.

なお、実施の形態２では、信号Ｓ３ｂの立ち上がりタイミングを調整したが、信号Ｓ３ｂの立ち下がりタイミングを調整してもよい。この場合、定電流回路６４をＰＭＯＳトランジスタのソースに接続して、信号Ｓ３ａの立ち上がり時の電圧を直線的に変化させ、比較器６６は、信号Ｓ３ａが電圧値Ｖ０を超えたときにハイレベルの信号を出力するようにすればよい。 In the second embodiment, the rising timing of the signal S3b is adjusted, but the falling timing of the signal S3b may be adjusted. In this case, the constant current circuit 64 is connected to the source of the PMOS transistor to linearly change the voltage at the rise of the signal S3a, and the comparator 66 has a high level when the signal S3a exceeds the voltage value V0. A signal may be output.

（実施の形態３）
次に、実施の形態３によるＵＷＢ通信装置１ｃについて説明する。図９は、ＵＷＢ通信装置１ｃのプリドライバ部６の回路図である。なお、ＵＷＢ通信装置１ｃの全体構成はＵＷＢ通信装置１と同一であるため、図１を用いる。また、実施の形態３において、実施の形態１、２と同一のものは説明を省略する。 (Embodiment 3)
Next, the UWB communication apparatus 1c according to Embodiment 3 will be described. FIG. 9 is a circuit diagram of the pre-driver unit 6 of the UWB communication apparatus 1c. Note that since the entire configuration of the UWB communication apparatus 1c is the same as that of the UWB communication apparatus 1, FIG. 1 is used. In the third embodiment, the description of the same elements as those in the first and second embodiments is omitted.

ＵＷＢ通信装置１ｃのプリドライバ部６は、インバータ６１、インバータ６８−１，６８−２（遅延部）、ＯＲ回路ＯＲ１、ＡＮＤ回路ＡＮＤ１、セレクタＳＥＬ、設定部６５、及びプリドライバブロック部６７を備えている。 The pre-driver unit 6 of the UWB communication device 1c includes an inverter 61, inverters 68-1, 68-2 (delay unit), an OR circuit OR1, an AND circuit AND1, a selector SEL, a setting unit 65, and a pre-driver block unit 67. ing.

インバータ６１は、出力端子が、セレクタＳＥＬに接続されると共に、インバータ６８−１、６８−２を介してＡＮＤ回路ＡＮＤ１の一方の入力端子と接続されている。また、インバータ６１は、出力端子がＯＲ回路ＯＲ１の一方の入力端子に接続され、かつＡＮＤ回路ＡＮＤ１の他方の入力端子に接続されている。インバータ６８−２の出力端子は、ＯＲ回路ＯＲ１の他方の入力端子に接続されている。セレクタＳＥＬは、インバータ６１の出力端子と、ＯＲ回路ＯＲ１の出力端子と、ＡＮＤ回路ＡＮＤ１の出力端子とが接続され、出力端子がプリドライバブロック部６７の入力側に接続されている。 The inverter 61 has an output terminal connected to the selector SEL and is connected to one input terminal of the AND circuit AND1 via the inverters 68-1 and 68-2. In addition, the inverter 61 has an output terminal connected to one input terminal of the OR circuit OR1, and is connected to the other input terminal of the AND circuit AND1. The output terminal of the inverter 68-2 is connected to the other input terminal of the OR circuit OR1. In the selector SEL, the output terminal of the inverter 61, the output terminal of the OR circuit OR1, and the output terminal of the AND circuit AND1 are connected, and the output terminal is connected to the input side of the pre-driver block unit 67.

インバータ６８−１は、インバータ６１から出力された信号Ｓ３１を反転させると共に、所定時間遅延させ、インバータ６８−２に出力する。インバータ６８−２は、インバータ６８−１から出力された信号を反転させると共に、所定時間遅延させ、ＡＮＤ回路ＡＮＤ１に出力する。ここで、インバータ６８−１、６８−２が入力される信号を遅延させる時間は同一であってもよいし、異なってもよい。 The inverter 68-1 inverts the signal S31 output from the inverter 61, delays it for a predetermined time, and outputs it to the inverter 68-2. Inverter 68-2 inverts the signal output from inverter 68-1, delays it for a predetermined time, and outputs the result to AND circuit AND1. Here, the time for delaying the signals input to the inverters 68-1 and 68-2 may be the same or different.

インバータ６１は、信号Ｓ３１をセレクタＳＥＬ及びインバータ６８−１に出力する。ＯＲ回路ＯＲ１は、インバータ６１から出力された信号Ｓ３１と、インバータ６８−２から出力された信号Ｓ３２との論理和をとり、セレクタＳＥＬに出力する。ＡＮＤ回路ＡＮＤ１は、インバータ６１から出力された信号Ｓ３１と、インバータ６８−２から出力された信号Ｓ３２との論理積をとり、セレクタＳＥＬに出力する。 The inverter 61 outputs the signal S31 to the selector SEL and the inverter 68-1. The OR circuit OR1 takes a logical sum of the signal S31 output from the inverter 61 and the signal S32 output from the inverter 68-2, and outputs the logical sum to the selector SEL. The AND circuit AND1 takes a logical product of the signal S31 output from the inverter 61 and the signal S32 output from the inverter 68-2, and outputs the logical product to the selector SEL.

設定部６５は、ディップスイッチ等から構成され、ユーザからの操作入力を受け付ける。セレクタＳＥＬは、設定部６５により受け付けられた操作入力に従って、インバータ６１から出力された信号Ｓ３１と、ＯＲ回路ＯＲ１から出力された信号Ｓ３３と、ＡＮＤ回路ＡＮＤ１から出力された信号Ｓ３４とのいずれか１つを選択し、信号Ｓ３５としてプリドライバブロック部６７に出力する。そして、ユーザは、アンテナ１０から放射される無線信号の電力強度を測定し、この電力強度のピーク値が所定の基準値となるようなデューティ比を有する信号Ｓ４が生成されるように、セレクタＳＥＬから出力される信号Ｓ３５を設定する。 The setting unit 65 includes a dip switch or the like, and accepts an operation input from the user. The selector SEL is one of the signal S31 output from the inverter 61, the signal S33 output from the OR circuit OR1, and the signal S34 output from the AND circuit AND1 according to the operation input received by the setting unit 65. Is selected and output to the pre-driver block unit 67 as a signal S35. Then, the user measures the power intensity of the radio signal radiated from the antenna 10, and the selector SEL is generated so that the signal S4 having a duty ratio such that the peak value of the power intensity becomes a predetermined reference value is generated. The signal S35 output from is set.

図１０は、信号Ｓ３１、Ｓ３２、Ｓ３３、Ｓ３４の波形図を示している。ジッタ回路５から出力された信号Ｓ２は、インバータ６１を介して信号Ｓ３１としてセレクタＳＥＬに出力される。また、信号Ｓ２は、インバータ６１を介してインバータ６８−１に出力され、インバータ６８−１、６８−２により所定時間遅延され、信号Ｓ３２として、ＡＮＤ回路ＡＮＤ１及びＯＲ回路ＯＲ１に出力される。信号Ｓ３１と信号Ｓ３２とは、ＯＲ回路ＯＲ１により論理和がとられ、信号Ｓ３３とされ、セレクタＳＥＬに出力される。また、信号Ｓ３１と信号Ｓ３２とはＡＮＤ回路ＡＮＤ１により論理積がとられ、信号Ｓ３４として、セレクタＳＥＬに出力される。そして、信号Ｓ３１、信号Ｓ３３及び信号Ｓ３４のいずれか１つが、セレクタＳＥＬにより選択されプリドライバブロック部６７に出力される。 FIG. 10 shows waveform diagrams of the signals S31, S32, S33, and S34. The signal S2 output from the jitter circuit 5 is output to the selector SEL via the inverter 61 as the signal S31. The signal S2 is output to the inverter 68-1 via the inverter 61, delayed by a predetermined time by the inverters 68-1 and 68-2, and output as the signal S32 to the AND circuit AND1 and the OR circuit OR1. The signal S31 and the signal S32 are ORed by the OR circuit OR1, and the signal S33 is output to the selector SEL. The signal S31 and the signal S32 are ANDed by the AND circuit AND1 and output to the selector SEL as the signal S34. Then, any one of the signal S31, the signal S33, and the signal S34 is selected by the selector SEL and output to the pre-driver block unit 67.

従って、ＯＲ回路ＯＲ１から出力された信号Ｓ３３は、デューティ比が信号Ｓ３１、信号Ｓ３４よりも大きくなる結果、ドライバ部７から出力される信号Ｓ４のデューティ比は小さくなる。そのため、アンテナ１０から放射される無線信号の電力強度を大きくする場合は、信号Ｓ３３を信号Ｓ３５としてセレクタＳＥＬに出力させ、アンテナ１０から放射させる無線信号の電力強度を小さくする場合は、信号Ｓ３４を信号Ｓ３５としてセレクタＳＥＬに出力させ、アンテナ１０から放射される無線信号の電力強度を中程度にしたい場合は、信号Ｓ３１を信号Ｓ３５としてセレクタＳＥＬに出力させることで、アンテナ１０から放射される無線信号の電力強度を所定の基準値となるように調整することができる。 Accordingly, the signal S33 output from the OR circuit OR1 has a duty ratio larger than that of the signals S31 and S34, and as a result, the duty ratio of the signal S4 output from the driver unit 7 decreases. Therefore, when the power intensity of the radio signal radiated from the antenna 10 is increased, the signal S33 is output to the selector SEL as the signal S35, and when the power intensity of the radio signal radiated from the antenna 10 is decreased, the signal S34 is When it is desired to output the signal S35 as the signal S35 to the selector SEL and to make the power intensity of the radio signal radiated from the antenna 10 medium, the signal S31 is output as the signal S35 to the selector SEL so that the radio signal radiated from the antenna 10 is output. Can be adjusted to a predetermined reference value.

なお、実施の形態３では、プリドライバ部６を図１１に示すような構成にしてもよい。図１１は、実施の形態３におけるプリドライバ部６の他の構成を示す回路図である。図１１に示すプリドライバ部６は、図９に示すプリドライバ部６と同様な回路を３個設けたことを特徴とする。すなわち、図１１に示すプリドライバ部６は、インバータ６１の出力側に接続された３個のプリドライバユニット６９−１〜６９−３を備えている。プリドライバユニット６９−１〜６９−３は、図９に示すプリドライバ部６とほぼ同一構成であり、ＯＲ回路ＯＲ１、ＡＮＤ回路ＡＮＤ１、及びインバータ部６８を備えている。プリドライバユニット６９−１のインバータ部６８は、２個のインバータ６８−１，６８−２を備え、プリドライバユニット６９−２のインバータ部６８は、４個のインバータ６８−１，６８−２，６８−３，６８−４を備え、プリドライバユニット６９−３のインバータ部６８は６個のインバータ６８−１〜６８−６を備えている。 In the third embodiment, the pre-driver unit 6 may be configured as shown in FIG. FIG. 11 is a circuit diagram showing another configuration of the pre-driver section 6 in the third embodiment. The pre-driver unit 6 shown in FIG. 11 is characterized in that three circuits similar to the pre-driver unit 6 shown in FIG. 9 are provided. In other words, the pre-driver unit 6 shown in FIG. 11 includes three pre-driver units 69-1 to 69-3 connected to the output side of the inverter 61. The pre-driver units 69-1 to 69-3 have substantially the same configuration as the pre-driver unit 6 shown in FIG. 9, and include an OR circuit OR1, an AND circuit AND1, and an inverter unit 68. The inverter unit 68 of the pre-driver unit 69-1 includes two inverters 68-1 and 68-2, and the inverter unit 68 of the pre-driver unit 69-2 includes four inverters 68-1, 68-2, 68-3 and 68-4, and the inverter section 68 of the pre-driver unit 69-3 includes six inverters 68-1 to 68-6.

セレクタＳＥＬは、プリドライバユニット６９−１〜６９−３のＯＲ回路ＯＲ１から出力される信号Ｓ３３−１〜Ｓ３３−３、及びプリドライバユニット６９−１〜６９−３のＡＮＤ回路ＡＮＤ１から出力される信号Ｓ３４−１〜Ｓ３４−３、及びインバータ６１から出力される信号Ｓ３１のうち、設定部６５による設定に従って１つの信号を選択し、信号Ｓ３としてドライバ部７に出力する。 The selector SEL is output from the signals S33-1 to S33-3 output from the OR circuit OR1 of the pre-driver units 69-1 to 69-3 and the AND circuit AND1 of the pre-driver units 69-1 to 69-3. Of the signals S34-1 to S34-3 and the signal S31 output from the inverter 61, one signal is selected according to the setting by the setting unit 65, and is output to the driver unit 7 as the signal S3.

すなわち、信号Ｓ３３−１から信号Ｓ３３−３になるにつれて、インバータ部６８による遅延が増大するため、デューティ比が大きくなる。また、信号Ｓ３４−１〜信号Ｓ３４−３になるにつれて、インバータ部６８による遅延が増大するため、デューティ比は小さくなる。このように図１１に示すプリドライバ部６を採用すると、よりきめ細かく信号Ｓ４のデューティ比を調整することができる。なお、図１１においては、３つのプリドライバユニットを設けたが、これに限定されず２つ又は４つ以上のプリドライバユニットを設けてもよい。 That is, as the signal S33-1 changes to the signal S33-3, the delay by the inverter unit 68 increases, so the duty ratio increases. Further, as the signal S34-1 to the signal S34-3 are reached, the delay by the inverter unit 68 increases, so the duty ratio becomes smaller. As described above, when the pre-driver unit 6 shown in FIG. 11 is employed, the duty ratio of the signal S4 can be adjusted more finely. In FIG. 11, three pre-driver units are provided. However, the present invention is not limited to this, and two or four or more pre-driver units may be provided.

（実施の形態４）
次に、実施の形態４によるＵＷＢ通信装置１ｄについて説明する。実施の形態４によるＵＷＢ通信装置１ｄは、データの種類に応じてアンテナ１０から放射される無線信号の出力電圧を変えることを特徴としている。なお、ＵＷＢ通信装置１ｄの全体構成はＵＷＢ通信装置１と同一であるため、図１を用いる。また、実施の形態４において、実施の形態１〜３と同一のものは説明を省略する。 (Embodiment 4)
Next, the UWB communication apparatus 1d according to the fourth embodiment will be described. The UWB communication device 1d according to the fourth embodiment is characterized in that the output voltage of the radio signal radiated from the antenna 10 is changed according to the type of data. Note that since the entire configuration of the UWB communication apparatus 1d is the same as that of the UWB communication apparatus 1, FIG. 1 is used. In the fourth embodiment, the description of the same elements as those in the first to third embodiments is omitted.

図１２は、実施の形態４のＵＷＢ通信装置１ｄにおいてアンテナ１０から出力される無線信号の通信フレームＦ１を示した波形図であり、図１３は、通信フレームＦ１の拡大図である。なお、図１３に示す短パルス信号Ｐは、図１２に示す１本の直線を拡大して示している。図１２に示すように、通信フレームＦ１は、パルス同期用のパルス同期部Ｆ１１（プリアンブル部）と、データ信号部Ｆ１２とを備えている。データ信号部Ｆ１２は、ビット同期部Ｆ１２１と、ユニークワード部Ｆ１２２と、送信データ部Ｆ１２３とを備えている。また、図１３に示す短パルス信号Ｐは周期ｔ１２、例えば５０ｎｓｅｃ周期で配置されており、短パルス信号Ｐのパルス幅は例えば１ｎｓｅｃにされている。 FIG. 12 is a waveform diagram showing a communication frame F1 of a radio signal output from the antenna 10 in the UWB communication device 1d according to the fourth embodiment, and FIG. 13 is an enlarged view of the communication frame F1. Note that the short pulse signal P shown in FIG. 13 is an enlarged view of one straight line shown in FIG. As shown in FIG. 12, the communication frame F1 includes a pulse synchronization unit F11 (preamble unit) for pulse synchronization and a data signal unit F12. The data signal part F12 includes a bit synchronization part F121, a unique word part F122, and a transmission data part F123. The short pulse signal P shown in FIG. 13 is arranged with a period t12, for example, 50 nsec, and the pulse width of the short pulse signal P is, for example, 1 nsec.

パルス同期部Ｆ１１は、通信フレームＦ１と図略の無線受信装置における短パルス信号Ｐの受信タイミングとを同期させるためのパルス列で、例えば１００μｓｅｃ〜９００μｓｅｃ程度の期間、短パルス信号Ｐが５０ｎｓｅｃ周期で連続するようにされている。ビット同期部Ｆ１２１は、ビット同期をとるためのパルス列で、予め設定された単位期間ｔ１３毎に、短パルス信号Ｐが無いパルス無区間Ｂ０と、短パルス信号Ｐが５０ｎｓｅｃ周期で連続するパルス有区間Ｂ１とが交互に配置されている。ユニークワード部Ｆ１２２は、ビット同期部Ｆ１２１と送信データ部Ｆ１２３とを区別するためのパルス列である。 The pulse synchronizer F11 is a pulse train for synchronizing the communication frame F1 and the reception timing of the short pulse signal P in the wireless receiver (not shown). For example, the short pulse signal P is continuously continuous at a cycle of 50 nsec for a period of about 100 μsec to 900 μsec. Have been to. The bit synchronization unit F121 is a pulse train for achieving bit synchronization, and has a pulse-free period B0 without the short pulse signal P and a pulsed period in which the short pulse signal P continues at a cycle of 50 nsec for each preset unit period t13. B1 are alternately arranged. The unique word part F122 is a pulse train for distinguishing between the bit synchronization part F121 and the transmission data part F123.

送信データ部Ｆ１２３は、１つのパルス無区間Ｂ０と、１つのパルス有区間Ｂ１とによって、１ビットのデータを表すようにされており、パルス無区間Ｂ０及びパルス有区間Ｂ１が、パルス無区間Ｂ０及びパルス有区間Ｂ１の順で配列された場合、ビット「０」を表し、パルス有区間Ｂ１及びパルス無区間Ｂ０の順で配列された場合、ビット「１」を表している。すなわち、送信データ部Ｆ１２３は、オンオフキーイング（ＯＯＫ：On-Off Keying）変調方式でデータが変調されている。 The transmission data part F123 is configured to represent 1-bit data by one pulse no-interval B0 and one pulse present interval B1, and the pulse no-interval B0 and the pulse present interval B1 are the pulse no-interval B0. In addition, when arranged in the order of the section with pulse B1, the bit represents “0”, and when arranged in the order of the section with pulse B1 and the section without pulse B0, represents bit “1”. That is, in the transmission data unit F123, data is modulated by an on-off keying (OOK) modulation method.

図１２に示すように、データ信号部Ｆ１２は、パルス同期部Ｆ１１に対して短パルス信号Ｐの数が半分になっているため、パルス同期部Ｆ１１における電力強度は、データ信号部Ｆ１２の電力強度に比べて３ｄＢ高くなる。従って、アンテナ１０から放射される無線信号においてデータ信号部Ｆ１２の電圧の波高値をパルス同期部Ｆ１１の電圧の波高値の２^１／２倍にしても、データ信号部Ｆ１２の電力強度は３ｄＢ上昇するに留まる。 As shown in FIG. 12, in the data signal unit F12, the number of short pulse signals P is halved with respect to the pulse synchronization unit F11. Therefore, the power intensity in the pulse synchronization unit F11 is the power intensity of the data signal unit F12. 3 dB higher than Therefore, even if the peak value of the voltage of the data signal unit F12 is set to ^2½ times the peak value of the voltage of the pulse synchronization unit F11 in the radio signal radiated from the antenna 10, the power intensity of the data signal unit F12 increases by 3 dB. Stay on.

そして、ＵＷＢ通信装置１ｄのプリドライバ部６は、パルス同期部Ｆ１１の電力強度が所定の基準値になるように信号Ｓ４のデューティ比を設定すると共に、パルス同期部Ｆ１１の電圧の波高値に対して、データ信号部Ｆ１２の電圧の波高値が２^１／２倍となるように、信号Ｓ４のデューティ比を設定する。これにより、パルス同期部Ｆ１１とデータ信号部Ｆ１２との電力強度を所定の基準値を超えないようにすることができる。 Then, the pre-driver unit 6 of the UWB communication device 1d sets the duty ratio of the signal S4 so that the power intensity of the pulse synchronization unit F11 becomes a predetermined reference value, and also with respect to the peak value of the voltage of the pulse synchronization unit F11. Thus, the duty ratio of the signal S4 is set so that the ^peak value of the voltage of the data signal portion F12 is ^2½ times. Thereby, it is possible to prevent the power intensity of the pulse synchronization unit F11 and the data signal unit F12 from exceeding a predetermined reference value.

ここで、プリドライバ部６は、実施の形態１〜３のいずれかの手法を用いて、信号Ｓ４のデューティ比を設定することができる。また、プリドライバ部６は、データ生成部３から、パルス同期部Ｆ１１の開始タイミングと、データ信号部Ｆ１２との開始タイミングを通知するための通知信号を受け、この通知信号に従って、ジッタ回路５から出力される信号Ｓ２のうち、パルス同期部Ｆ１１を構成する信号Ｓ２と、データ信号部Ｆ１２を構成する信号Ｓ２とを判定する。また、プリドライバ部６は、パルス同期部Ｆ１１のデューティ比に対して、データ送信部Ｆ１２の電圧の波高値をパルス同期部Ｆ１１の電圧の波高値の２^１／２倍にするためのデューティ比を予め記憶しており、このデューティ比に従って、データ送信部Ｆ１２における信号Ｓ４のデューティ比を調整する。 Here, the pre-driver unit 6 can set the duty ratio of the signal S4 by using any one of the first to third embodiments. Further, the pre-driver unit 6 receives a notification signal for notifying the start timing of the pulse synchronization unit F11 and the start timing of the data signal unit F12 from the data generation unit 3, and from the jitter circuit 5 according to the notification signal. Of the output signal S2, the signal S2 constituting the pulse synchronization unit F11 and the signal S2 constituting the data signal unit F12 are determined. Further, the pre-driver unit 6 has a duty ratio for making the peak value of the voltage of the data transmission unit F12 2 ^1/2 times the peak value of the voltage of the pulse synchronization unit F11 with respect to the duty ratio of the pulse synchronization unit F11. Is stored in advance, and the duty ratio of the signal S4 in the data transmission unit F12 is adjusted according to this duty ratio.

このように、実施の形態４によるＵＷＢ通信装置１ｄによれば、データ信号部Ｆ１２の電力強度が所定の基準値を超えないように上昇されているため、データ信号部Ｆ１２の電力強度を増大させ、通信品質の向上を図ることができる。 As described above, according to the UWB communication apparatus 1d according to the fourth embodiment, the power intensity of the data signal unit F12 is increased so as not to exceed a predetermined reference value, so that the power intensity of the data signal unit F12 is increased. Communication quality can be improved.

実施の形態１に係る無線送信装置及び無線送信回路の構成の一例を示すブロック図である。3 is a block diagram illustrating an example of a configuration of a wireless transmission device and a wireless transmission circuit according to Embodiment 1. FIG. プリドライバ部から出力される信号のデューティ比とアンテナから放射される無線信号との関係を示したグラフである。It is the graph which showed the relationship between the duty ratio of the signal output from a predriver part, and the radio signal radiated | emitted from an antenna. プリドライバ部及びドライバ部の回路図を示している。The circuit diagram of the pre-driver part and the driver part is shown. 信号Ｓ３ａと信号Ｓ３ｂとの波形図を示している。Waveform diagrams of the signal S3a and the signal S3b are shown. ＳＲＤ回路の回路図を示している。The circuit diagram of the SRD circuit is shown. 実施の形態１によるＵＷＢ通信装置の動作を説明する波形図である。4 is a waveform diagram for explaining the operation of the UWB communication apparatus according to Embodiment 1. FIG. 実施の形態２によるＵＷＢ通信装置のプリドライバ部の回路図である。6 is a circuit diagram of a pre-driver unit of a UWB communication apparatus according to Embodiment 2. FIG. 信号Ｓ３ａと信号Ｓ３ｂとの波形図を示している。Waveform diagrams of the signal S3a and the signal S3b are shown. 実施の形態３によるＵＷＢ通信装置のプリドライバ部の回路図である。6 is a circuit diagram of a pre-driver unit of a UWB communication apparatus according to Embodiment 3. FIG. 信号Ｓ３１、Ｓ３２、Ｓ３３、Ｓ３４の波形図を示している。Waveform diagrams of the signals S31, S32, S33, and S34 are shown. 実施の形態３におけるプリドライバ部の他の構成を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing another configuration of the pre-driver section in the third embodiment. 実施の形態４のＵＷＢ通信装置においてアンテナから出力される無線信号の通信フレームを示した波形図である。FIG. 10 is a waveform diagram showing a communication frame of a radio signal output from an antenna in the UWB communication apparatus of the fourth embodiment. 通信フレームＦ１の拡大図である。It is an enlarged view of the communication frame F1. ステップリカバリダイオードを採用したＵＷＢ通信装置が出力する無線信号の波形を示している。The waveform of the radio signal which the UWB communication apparatus which employ | adopted the step recovery diode outputs is shown.

符号の説明Explanation of symbols

１、１ｂ、１ｃ、１ｄＵＷＢ通信装置
２発振回路
３データ生成部
４変調部
５ジッタ回路
６プリドライバ部
７ドライバ部
８ＳＲＤ回路
９ＢＰＦ
１０アンテナ
ＣＬＫ１クロック信号
Ｆ１通信フレーム
Ｆ１１パルス同期部
Ｆ１２データ信号部
Ｆ１２１ビット同期部
Ｆ１２２ユニークワード部
Ｆ１２３送信データ部
Ｓ１〜Ｓ６信号
Ｓ３１〜Ｓ３５信号
ＳＤ１送信データ 1, 1b, 1c, 1d UWB communication device 2 Oscillation circuit 3 Data generation unit 4 Modulation unit 5 Jitter circuit 6 Pre-driver unit 7 Driver unit 8 SRD circuit 9 BPF
10 antenna CLK1 clock signal F1 communication frame F11 pulse synchronization unit F12 data signal unit F121 bit synchronization unit F122 unique word unit F123 transmission data unit S1 to S6 signal S31 to S35 signal SD1 transmission data

Claims

オンオフキーイング変調により送信データを変調するＵＷＢ通信装置であって、
前記送信データを変調する変調部と、
前記変調部から出力された信号のスルーレートを調整するプリドライバ部と、
前記プリドライバ部より出力された信号の論理を反転させるドライバ部と、
前記ドライバ部から出力された信号に高周波の信号成分を生じさせるステップリカバリダイオード回路と、
前記ステップリカバリダイオード回路により出力された信号から前記高周波の信号成分を抽出し、当該高周波の信号成分を前記送信データを表すパルスの信号として出力するフィルタ部と、
前記フィルタ部から出力された信号を無線信号として放射するアンテナとを備え、
前記プリドライバ部は、前記ドライバ部から出力される信号のデューティ比を調整することで、前記アンテナから放射される無線信号の電力強度を予め定められた基準値に調整することを特徴とするＵＷＢ通信装置。 A UWB communication apparatus that modulates transmission data by on-off keying modulation,
A modulator for modulating the transmission data;
A pre-driver section that adjusts the slew rate of the signal output from the modulation section;
A driver unit for inverting the logic of the signal output from the pre-driver unit;
A step recovery diode circuit for generating a high-frequency signal component in the signal output from the driver unit;
A filter unit that extracts the high-frequency signal component from the signal output by the step recovery diode circuit, and outputs the high-frequency signal component as a pulse signal representing the transmission data;
An antenna that radiates the signal output from the filter unit as a radio signal;
The pre-driver unit adjusts the power intensity of a radio signal radiated from the antenna to a predetermined reference value by adjusting a duty ratio of a signal output from the driver unit. Communication device.

前記プリドライバ部は、
前記変調部から出力された信号の立ち上がり時又は立ち下がり時における電圧を直線的に変化させ、この電圧の変化を示す直線の傾きを調整することで、前記ドライバ部から出力される信号のデューティ比を調整することを特徴とする請求項１記載のＵＷＢ通信装置。 The pre-driver unit is
The duty ratio of the signal output from the driver unit is adjusted by linearly changing the voltage at the rise or fall of the signal output from the modulation unit and adjusting the slope of the straight line indicating the change in the voltage. The UWB communication apparatus according to claim 1, wherein the UWB communication apparatus is adjusted.

前記プリドライバ部は、
前記変調部から出力される信号の立ち上がり時又は立ち下がり時における電圧を直線的に変化させる傾き調整部と、
前記傾き調整部により電圧が直線的に変化された信号の電圧が閾値を下回ったとき、ハイレベルの信号を前記ドライバ部に出力する比較部と、
前記閾値を調整することで、前記ドライバ部から出力される信号のデューティ比を調整する閾値調整部とを備えることを特徴とする請求項１記載のＵＷＢ通信装置。 The pre-driver unit is
A slope adjuster that linearly changes the voltage at the rise or fall of the signal output from the modulator;
A comparator that outputs a high-level signal to the driver unit when the voltage of the signal whose voltage has been linearly changed by the inclination adjusting unit falls below a threshold;
The UWB communication apparatus according to claim 1, further comprising: a threshold adjustment unit that adjusts a duty ratio of a signal output from the driver unit by adjusting the threshold.

前記プリドライバ部は、
前記変調部から出力された信号を遅延させる遅延部と、
前記遅延部により遅延された信号と、前記変調部から出力された信号であって前記遅延部により遅延されていない信号との論理積をとるＡＮＤ回路と、
前記遅延部により遅延された信号と、前記変調部から出力された信号であって前記遅延部により遅延されていない信号との論理和をとるＯＲ回路と、
前記変調部から出力された信号、前記ＡＮＤ回路から出力された信号、及び前記ＯＲ回路から出力された信号のいずれか１つを選択して出力することで、前記ドライバ部から出力される信号のデューティ比を調整するセレクタとを備えることを特徴とする請求項１記載のＵＷＢ通信装置。 The pre-driver unit is
A delay unit that delays the signal output from the modulation unit;
An AND circuit that takes a logical product of the signal delayed by the delay unit and the signal output from the modulation unit and not delayed by the delay unit;
An OR circuit that takes a logical sum of the signal delayed by the delay unit and the signal output from the modulation unit and not delayed by the delay unit;
By selecting and outputting any one of the signal output from the modulation unit, the signal output from the AND circuit, and the signal output from the OR circuit, the signal output from the driver unit The UWB communication apparatus according to claim 1, further comprising a selector that adjusts the duty ratio.

前記送信データは、パルス同期信号部とデータ信号部とを備え、
前記プリドライバ部は、前記アンテナから放射される無線信号において、前記データ信号部の電圧の波高値が、前記パルス同期信号部の電圧の波高値に対して２^１／２倍となるように、前記ドライバ部から出力される信号のデューティ比を調整することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のＵＷＢ通信装置。 The transmission data includes a pulse synchronization signal part and a data signal part,
In the wireless signal radiated from the antenna, the pre-driver unit is configured such that the peak value of the voltage of the data signal unit is 2 ^1/2 times the peak value of the voltage of the pulse synchronization signal unit. The UWB communication apparatus according to claim 1, wherein a duty ratio of a signal output from the driver unit is adjusted.