JP4791938B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
以上の構成において、直流電源1を除いたものが絶縁型DC/DC変換器15を構成している。絶縁型DC/DC変換器15は、コンデンサ14の端子電圧である直流出力電圧VDCを図示しない制御回路が検出し、その値が所定の電圧値となるようにインバータ回路6をスイッチング制御するものである。
そして、インバータ回路20は、絶縁型DC/DC変換器15より与えられる直流出力電圧VDCに基づいて、配電線路26の200V(L1−L2間)交流電源に、電圧並びに電流位相が一致する正弦波を生成して出力するよう、図示しない制御回路によってスイッチング制御される。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、単相3線式配電線路と接続する場合の外部配線数を削減できる電力変換装置を提供することにある。
以下、本発明の第1実施例について図1乃至図3を参照して説明する。尚、図7と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。本実施例の電力変換装置41では、例えば、燃料電池で構成される直流電源42の負側端子を筐体28(端子E)に接続している。また、トランス29,30は削除されており、それらに替えて、電圧検出回路(第1,第2電圧検出回路)43,44が配置されている。更に、電力変換装置41の内部で取り扱う信号の基準電位0Vも筐体28に接続されており、その基準電位は接地電位に等しくなっている。
VL1=L1−0V=L1−GND1≒L1−GND=L1−N …(1)
VL2=L2−0V=L2−GND1≒L2−GND=L2−N …(2)
となり、結果として、配電線路26の中性線Nを基準とする線間電圧に等しくなっている。従って、従来構成とは異なり、電力変換装置41に対し、敢えて中性線Nを接続せずとも、線間電圧L1−N,L2−Nの検出が可能となっている。
L1−N=(N−GND)+(GND−GND1)+(L1−GND1) …(3)
L2−N=(N−GND)+(GND−GND1)+(L2−GND1) …(4)
そして、N−GND≒0,GND−GND1≒0,であるから、その結果として、上記(1),(2)式が成り立っている。
そして、系統異常監視回路45は、上述のように、ゼロクロス検知回路52により電源の位相基準を検出し、周期検知カウンタ54によって出力される電源周波数を検出している。この場合、検出電圧VL1又はVL2を検出対象にすることを想定すると、上記N−GND間電圧やGND−GND1間電圧に一過性変動が生じればその影響をそのまま受けてしまうため、検出精度が低下することが考えられる。
L1−L2=(L1−N)−(L2−N)
= (N−GND)+(GND−GND1)+(L1−GND1)
−{(N−GND)+(GND−GND1)+(L2−GND1)}
=(L1−GND1)−(L2−GND1)
=VL1−VL2 …(5)
である。従って、検出電圧VL1,VL2の差分を対象として電源位相や周波数を検出することで、N−GND間電圧やGND−GND1間電圧の変動の影響が低減されている。
また、(1)配電線路26側の中性線Nの接地状態が異常となった場合や、(2)電力変換装置41側の筐体28の接地が不十分となった場合を想定すると、従来構成では、L1−N間電圧,L2−N間電圧を直接監視しているので、系統異常を検出することはできない。これに対して、本実施例によれば、上記(1),(2)のケースでは、GND=GND1の状態からGND≠GND1の状態に変化するので、その結果、検出電圧VL1若しくはVL2が異常となる。従って、何等追加回路を設けることなく、接地系の異常についても検出することができる。
加えて、燃料電池は今後普及が進むことが想定されており、燃料電池が発電した電力が単相3線式配電線路26側に送出される場合が多くなると考えられる。そして、本発明の電力変換装置41によれば中性線Nの配線接続が不要となるので、燃料電池の普及が進んだ場合でも、銅材等の限りある資源の消費を抑制することが可能となる。
図4は本発明の第2実施例を示すものであり、第1実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第2実施例の電力変換装置61は、第1実施例の電力変換装置41に差動増幅回路62を加えて構成されている。その差動増幅回路62の各入力端子はコンデンサ14の両端に接続されており、差動増幅回路62は、コンデンサ14の両端電圧の差分に基づいて直流電圧信号VDCを出力する。その直流電圧信号VDCは、図示しないインバータ回路6のスイッチング制御回路に与えられる。
=(DCP−0V)−(DCN−0V)
=(DCP−GND1)−(DCN−GND1) …(6)
従って、第2実施例によれば、高価な絶縁アンプ等を使用することなく、コンデンサ14の端子電圧に比例した直流電圧信号VDCを得ることができる。
図5は、本発明の第3実施例を示すものである。第3実施例では、電力変換装置41Aと配電線路26との接続端子L1,L2間を短絡した場合に、当該端子と接地されている筐体28との間の合成インピーダンスが少なくとも200kΩを超えるように、電圧検出回路43A,44Aの合成入力インピーダンスZAを設定する。
即ち、配電線路26から見て、電圧検出回路43A,44Aの入力インピーダンス(例えば、図2に示す抵抗素子48の抵抗値R1等)は、電力変換装置41Aの筐体28を介してアースに流れる漏洩電流と等価になる。そして、一般に、装置の絶縁抵抗測定においては、0.2MΩを閾値(絶縁抵抗許容値)として絶縁判定を行う場合が多い。
ZA//ZX>0.2MΩ
を満たせば良い。従って、
ZA>0.25MΩ
となり、上記のケースでは、合成入力インピーダンスZAを250kΩ超に設定すれば良い。よって、上記抵抗値R1を例えば1MΩに設定すれば十分であり、電圧検出回路43A,44Aが2つであることを考慮すれば、500kΩ程度でも良い。
図6は、本発明の第4実施例を示すものである。第4実施例では、電力変換装置41Bと配電線路26との接続端子L1,L2の夫々と、接地されている筐体28との間の合成インピーダンスを夫々ZL1,ZL2とすると、両者のインピーダンスが30%以上異なるように不平衡に設定しておく。
例えば、GND若しくはGND1が完全にオープンとなり、その他の漏洩電流が全く無く、各相電圧が定格100Vである状態を想定する。この時、電力変換装置41Bの端子L1,L2間には、100V+100V=200Vの交流が印加されているが、電圧検出回路43B,44B間では、例えば30%相違するインピーダンス値に応じて各相電圧を検出する。従って、例えばVL1=115Vであるとすれば、VL2=85Vとなり、これらの検出電圧の差によってGNDがオープン状態になったことを系統異常として検知することができる。
第2実施例の構成に第3実施例を適用する場合、差動増幅回路62の入力インピーダンスも考慮して、合成インピーダンスを決定すれば良い。
第3,第4実施例における具体数値例は、個別の条件に応じて適宜変更すれば良い。
スイッチング素子は、IGBTやパワートランジスタでも良い。
電圧検出回路は、非反転増幅回路として構成しても良い。
直流電源は、燃料電池に限ることはない。
Claims (4)
- 直流電源より供給される電力を所定電圧の直流電力に変換する絶縁型DC/DC変換器と、この絶縁型DC/DC変換器により変換された直流電力を商用電源周波数の交流電力に変換する単相インバータ回路とを筐体内に備え、前記交流電力を単相3線式配電線路に供給する電力変換装置において、
前記筐体を接地すると共に、前記直流電源の負側端子と前記装置内で取り扱う信号の基準電位とを前記筐体に接続し、
前記単相インバータ回路の出力端子と、前記単相3線式配電線路の2つの電圧線との間に配置される開閉スイッチと、
非反転入力端子が前記基準電位に接続されたオペアンプと、前記オペアンプの反転入力端子に接続され、前記単相3線式配電線路の電圧線に直接的に接続された第1の抵抗素子と、前記オペアンプの前記反転入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された第2の抵抗素子とを有し、前記単相3線式配電線路の2つの電圧線の夫々と前記基準電位との間の電圧を検出する第1,第2電圧検出回路と、
前記第1,第2電圧検出回路により夫々検出される電圧の差分電圧波形に基づいて、前記単相インバータ回路を運転制御する電流位相基準を生成すると共に、前記配電線路について周波数異常判定を行い、その判定状況に応じて前記開閉スイッチの開閉制御、並びに前記単相インバータ回路の運転制御を行う制御回路とを備え、
前記単相3線式配電線路の2つの電圧線に接続される接続端子間を短絡した場合に、前記接続端子と前記筐体との間の合成インピーダンスが絶縁抵抗許容値を超えるように設定されたことを特徴とする電力変換装置。 - 2つの入力端子が前記絶縁型DC/DC変換器の両出力端子に夫々接続される差動増幅回路を備え、この差動増幅回路の出力により、前記絶縁型DC/DC変換器の変換電圧を検出することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記単相3線式配電線路の2つの電圧線に接続される接続端子の夫々と前記筐体との間のインピーダンスが前記配電線路の系統異常を検出可能となるような不平衡状態に設定されたことを特徴とする請求項1または2に記載の電力変換装置。
- 前記直流電源を燃料電池とすることを特徴とする請求項1ないし3のいずれか一項に記載の電力変換装置。
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