JP4789431B2 - 水中探知装置 - Google Patents

Description

本発明は、超音波の送受信に基づいて水中情報を得るスキャニングソナーのような水中探知装置に関し、特に、干渉波の影響を除去するための技術に関する。

漁場で使用されるスキャニングソナー（以下では、単に「ソナー」とも表記）は、複数の振動子を備えた送受波器から水中へ超音波を送信し、各振動子で受信されたエコー信号を解析することにより水中情報を得る装置である。後記の特許文献１、特許文献２には、このようなスキャニングソナーの構成が記載されている。ところで、スキャニングソナーで受信される信号には、魚群などからのエコー信号以外に、同じ漁場で操業する他船のソナーから送信される超音波(以下、「干渉波」と表記)がある。この干渉波が送受波器で受信されると、ソナーの表示部に干渉波の画像が現れ、この画像が魚群からのエコー信号の画像を覆い隠すことにより、魚群の探知が困難になる。また、他船から直接受信した干渉波の場合は、強度が大きく画面上に比較的明瞭な画像として現れるため、乗員は干渉波であることを容易に判別できるが、海底で一旦反射した後に受信される干渉波の場合は、強度が小さいために画面上で干渉波の画像と魚群の画像とを乗員が判別することは、一般的に難しい。

上記のような干渉波の影響を除去する方策として、図１２に示すような周波数特性（ｆｏは中心周波数）をもった通過帯域の狭い狭帯域振動子を用いることが考えられる。このようにすれば、通過帯域外の周波数を有する干渉波の影響を除去できる。しかしながら、同一周波数の超音波を送信する他船からの干渉を除去するためには、自船の送信周波数を、通過帯域の中心周波数ｆｏから、通過帯域内の別の周波数ｆに変更しなければならない。この場合、図１２からわかるように、エコー信号のレベルは低下する。すなわち、狭帯域振動子を用いた従来のソナーでは、エコー信号に対する感度を劣化させずに干渉波を除去することができない。したがって、干渉波の影響を避けるには、ソナー同士が互いの送信した超音波を受信しないように、帯域の異なる複数種類のソナーが必要になる。このため、ソナーの製造と保守に要するコストが増大してしまうという問題がある。

一方、近年では、図１３に示すような周波数特性（ｆｏは中心周波数）をもった通過帯域の広い広帯域振動子を用いたソナーが商品化されている。この広帯域ソナーにおいては、他船からの干渉波が画像上に現れた場合、受信信号に作用させるフィルタの帯域と送信信号の周波数とを連動させることによって、すなわち、フィルタの中心周波数を送信信号の周波数に合致するように切り換えることによって、エコーの受信感度を低下させずに、干渉波の影響を除去することができる。

特開２００３−８４０６０号公報（段落０００３〜０００５、００２１〜００２５、図１、図１０） 特開２００１−９９９１４号公報（段落００６７、図１２）

しかしながら、上述した広帯域ソナーでは、干渉波の電力がエコー信号の電力よりも大きく、かつ、干渉波が前記フィルタの前段で飽和すると、エコー信号の電力が低下し、エコー信号のＳＮ比が劣化するという問題がある。以下、これについて説明する。

図１４は、広帯域ソナーにおける受信系回路の一部を表したブロック図である。送信系回路については図示を省略してある。７０は超音波を送受信する広帯域振動子、７１は広帯域振動子７０で受信した信号を増幅するアナログアンプ（以下、単に「アンプ」と表記）、７２はアンプ７１から出力される信号のうち所定帯域の信号のみを通過させるフィルタ、７３はフィルタ７２から出力される信号に対してＡ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄ変換器である。なお、図１４は広帯域振動子７０が１個しか図示されていないが、実際には、振動子７０は数百個程度の数だけ設けられ、それぞれの振動子に対して、７１〜７３の回路が付属している。

上記構成において、広帯域振動子７０が、魚群等で反射したエコー（周波数ｆ１）と他船からの干渉波（周波数ｆ２）を受信した場合、干渉波の信号レベルがエコーの信号レベルに比べて非常に大きいと、エコー信号の重畳した干渉波信号がアンプ７１に入力される。ところが、アンプ７１での増幅により干渉波はフィルタ７２の前段で飽和状態となってしまうため、干渉波からエコーの波形が正常に取り出せなくなり、エコー信号の電力が大幅に減少する。この結果、エコー信号のＳＮ比が低下し、探知性能が劣化する。振動子の有効帯域が広くなるほど、より多くの機器(たとえば、ソナーと別に装備された魚群探知機)からの干渉波を受信しやすくなるため、この探知性能の劣化は顕著となる。

これに対して、干渉波を除去するためのアナログフィルタをアンプ７１の前段に配置すれば、アンプ７１で干渉波が飽和することはないので、エコー信号を正常に取り出すことができ、エコー信号の電力減少によるＳＮ比の低下を防ぐことができる。この場合、干渉波の周波数は不定であるから、アンプ７１の前段に設けるアナログフィルタとして、通過帯域が可変のアナログ・プログラマブル・フィルタを用いる必要がある。しかるに、典型的なソナーの場合、数百個から千個近い振動子が用いられるから、各々の振動子に対してアナログ・プログラマブル・フィルタを用いたのでは、コストと回路規模が大幅に増大する。したがって、この方法は現実的とはいえない。

一方、上述のアナログ・プログラマブル・フィルタに代えて、図１５に示すように、通過帯域が可変のデジタル・プログラマブル・フィルタ７４をＡ／Ｄ変換器７３の後段に設けることが考えられる。このフィルタ７４は、各振動子からの受信信号を時分割で処理することにより、各振動子に共通な単一のＩＣ群で構成することができ、コストの増大を抑えることができる。しかしながら、この場合には、アンプ７１で干渉波が飽和しないように、アンプ７１の増幅率を下げる必要がある。一方、Ａ／Ｄ変換器７３では、図１６に示したように、エコー信号のサンプリング値を量子化する際に、サンプリング値と量子化閾値Ａ_１，Ａ_２，Ａ_３，…とが一致しないことによる量子化雑音の発生が不可避であるが、この量子化雑音の電力はＡ／Ｄ変換器７３の特性で決まり、アンプ７１の増幅率には依存しない。したがって、上記のようにアンプ７１の増幅率を下げると、量子化雑音は減らないのにエコー信号の電力だけが減少し、この結果、エコー信号のＳＮ比が低下して探知性能が劣化するという問題がある。

本発明は、上述した課題を解決するものであって、その目的とするところは、探知性能を劣化させることなく干渉波の影響を除去することが可能な水中探知装置を低コストで実現することにある。

本発明に係る水中探知装置は、複数の振動子を備えた送受波器から水中へ超音波を送信し、前記振動子で受信されたエコー信号を解析することにより水中情報を得る水中探知装置であって、各振動子ごとに複数設けられ、当該振動子の出力を増幅する、増幅率が互いに異なるアンプと、これらのアンプの出力を順次切換えるマルチプレクサと、このマルチプレクサの出力から、非飽和で、かつ、最も増幅率の大きいアンプに対応する出力を選択するデータ選択部と、このデータ選択部で選択された出力に対して、振幅の不連続および位相の不連続を補正する振幅位相補償部と、この振幅位相補償部の出力に基づいて、ビームフォーミング処理により受波ビームを形成するビーム形成部とを備える。

このようにすることで、振動子で受信された信号に微弱なエコー信号だけが含まれる時間範囲では、増幅率の最も大きいアンプの出力データを用いることにより、良好なＳＮ比でエコー信号を得ることができる。一方、振動子で受信された微弱なエコー信号に大きな電力の干渉波が重畳している時間範囲では、飽和に至らない範囲で増幅率が最も大きいアンプの出力データを用いることにより、エコー信号の電力を低下させることなく、干渉波だけを除去することができる。

本発明の第１形態に係る水中探知装置は、マルチプレクサの出力に基づいて、各アンプの出力に対する複素データを生成してデータ選択部へ出力するＡ／Ｄ変換器と、データ選択部で選択された出力が入力され、当該出力の所定帯域の周波数成分を通過させる、通過帯域が可変のデジタル・プログラマブル・フィルタとを備える。そして、振幅位相補償部は、デジタル・プログラマブル・フィルタの出力に対して、複素数からなる補正係数を乗じることにより、振幅の不連続および位相の不連続を補正する。

このようにすることで、振動子で受信された信号に微弱なエコー信号だけが含まれる時間範囲では、増幅率の最も大きいアンプの出力データを用いることにより、良好なＳＮ比でエコー信号を得ることができる。一方、振動子で受信された微弱なエコー信号に大きな電力の干渉波が重畳している時間範囲では、飽和に至らない範囲で増幅率が最も大きいアンプの出力データを用いることにより、エコー信号の電力を低下させることなく、デジタル・プログラマブル・フィルタで干渉波だけを除去することができる。また、アナログ・プログラマブル・フィルタを用いないので、コストが大幅に高くなるという間題は生じない。さらに、マルチプレクサと振幅位相補償部を備えることによって、複数のアンプに個別のＡ／Ｄ変換器を用いる必要がなくなるので、コストをさらに抑えることができる。

この第１形態の水中探知装置では、例えば以下のような信号処理が行われる。Ａ／Ｄ変換器は、所定周期でのサンプリングによって、各アンプの出力に対する複素データの実部データと虚部データを出力する。データ選択部は、デジタル・プログラマブル・フィルタの次数をＭとしたとき、各アンプに対応するＭ＋１個の複素データからなる複素データ列をそれぞれ保持するバッファメモリを有していて、当該メモリに保持された各複素データ列における複素データの中で絶対値が最大のものをそれぞれ検出するとともに、検出した最大値のうち、所定の閾値以下の絶対値をもつ複素データを選択し、さらに、選択した複素データの中から絶対値が最大のものを検出して、当該最大値をとるアンプに対応する複素データ列を出力する。デジタル・プログラマブル・フィルタは、指定された中心周波数と通過帯域幅の値に応じてフィルタ係数を算出し、データ選択部から出力される複素データ列に対しフィルタ係数を用いて所定の演算を実行して、その演算結果を出力する。

より具体的な例を挙げると、Ａ／Ｄ変換器は、各アナログアンプの番号をｋ（ｋ＝１，２，３，…，Ｎ）としたとき、所定周期でのサンプリングによって、各アンプの出力に対する複素データ
Ｚ_k ［ｎ］=Ｉ_k［ｎ］＋ｊＱ_k ［ｎ］ （ｎ＝０，１，２，…）
の実部データＩ_k［ｎ］と虚部データＱ_k ［ｎ］を出力する。
データ選択部は、デジタル・プログラマブル・フィルタの次数をＭとしたとき、各アンプに対応するＭ＋１個の複素データからなる複素データ列

をそれぞれ保持するバッファメモリを有する。データ選択部は、各アンプ番号ｋについて、
｛｜Ｚ_ｋ［ｎ］｜，｜Ｚ_ｋ［ｎ＋１］｜，…，｜Ｚ_ｋ［ｎ＋Ｍ］｜｝
の中の最大値ｍａｘ_ｋ（ｋ＝１，２，３，…，Ｎ）、すなわち各複素データ列における複素データの中で絶対値が最大のものをそれぞれ検出する。次に、検出した最大値のうち、所定の閾値Ｓ以下の絶対値をもつｍａｘ_ｋを選択し、さらに、選択したｍａｘ_ｋの中で最大のものを検出して、当該最大値に対応するアンプを同定する。そして、同定したアンプのアンプ番号をｋ０として複素データ列
｛Ｚ_ｋ０［ｎ］，Ｚ_ｋ０［ｎ＋１］，…，Ｚ_ｋ０［ｎ＋Ｍ］｝
を出力する。
デジタル・プログラマブル・フィルタは、指定された中心周波数と通過帯域幅の値に応じてフィルタ係数ｈ［ｍ］（ｍ＝０，１，２，…，Ｍ）を算出し、次に、データ選択部から出力される上記複素データ列とフィルタ係数との畳み込み演算

を実行して、その演算結果Ｙ［ｎ］を出力する。

第１形態の水中探知装置において、各複素データ列から検出した複素データの絶対値がすべて前記閾値より大きい場合は、データ選択部が、増幅率の最も小さいアンプに対応する複素データ列を出力するようにすればよい。こうすることで、アンプでの干渉波の飽和による影響を最小限に抑えることができる。

本発明の第２形態に係る水中探知装置では、振幅位相補償部がデジタル・プログラマブル・フィルタの前段に設けられる。この第２形態の水中探知装置は、マルチプレクサの出力に基づいて、各アンプの出力に対する複素データを生成してデータ選択部へ出力するＡ／Ｄ変換器と、振幅位相補償部の出力が入力され、当該出力の所定帯域の周波数成分を通過させる、通過帯域が可変のデジタル・プログラマブル・フィルタとを備える。そして、振幅位相補償部は、データ選択部の出力に対して、複素数からなる補正係数を乗じることにより、振幅の不連続および位相の不連続を補正する。

このような第２形態の水中探知装置によっても、振動子で受信された信号に微弱なエコー信号だけが含まれる時間範囲では、増幅率の最も大きいアンプの出力データを用いることにより、良好なＳＮ比でエコー信号を得ることができる。一方、振動子で受信された微弱なエコー信号に大きな電力の干渉波が重畳している時間範囲では、飽和に至らない範囲で増幅率が最も大きいアンプの出力データを用いることにより、エコー信号の電力を低下させることなく、デジタル・プログラマブル・フィルタで干渉波だけを除去することができる。また、アナログ・プログラマブル・フィルタを用いないので、コストが大幅に高くなるという間題は生じない。さらに、マルチプレクサと振幅位相補償部を備えることによって、複数のアンプに個別のＡ／Ｄ変換器を用いる必要がなくなるので、コストをさらに抑えることができる。

第２形態の水中探知装置では、例えば以下のような信号処理が行われる。Ａ／Ｄ変換器は、所定周期でのサンプリングによって、各アンプの出力に対する複素データの実部データと虚部データを出力する。データ選択部は、各アンプに対応する複素データをそれぞれ１個ずつ保持するバッファメモリを有していて、当該メモリに保持された各複素データのうち、所定の閾値以下の絶対値をもつ複素データを選択する。そして、選択した複素データの中から絶対値が最も大きいものを検出して、当該複素データを出力する。デジタル・プログラマブル・フィルタは、指定された中心周波数と通過帯域幅の値に応じてフィルタ係数を算出し、振幅位相補償部から出力される複素データに対しフィルタ係数を用いて所定の演算を実行して、その演算結果を出力する。

この結果、バッファメモリは各アンプごとに１個の複素データを保持するだけでよいので、選択制御部では、各アンプごとの複素データ列の中から最大のものを抽出する処理が不要となる。したがって、バッファメモリの容量と選択制御部の処理量とを同時に低減することができる。

第２形態においても、複素データの絶対値がすべて前記閾値より大きい場合は、データ選択部が、増幅率の最も小さいアンプに対応する複素データを出力するようにすればよい。こうすることで、アンプでの干渉波の飽和による影響を最小限に抑えることができる。

また、第２形態において、各アンプの出力に含まれるＤＣオフセットのレベルがエコー信号のレベルに比べて十分に小さくない場合は、Ａ／Ｄ変換器とデータ選択部との間にデジタル・ハイパス・フィルタを設けることにより、ＤＣオフセットを除去することができる。

本発明の水中探知装置によれば、干渉波の有無や干渉波のレベルによらず、常に、飽和が生じない最適な増幅率をもつアンプの出力を自動的に選択することができるので、探知性能を劣化させることなく干渉波を除去することが可能になる。また、アナログ・プログラマブル・フィルタを用いないので、コストが大幅に高くなるという問題は生じない。さらに、マルチプレクサと振幅位相補償部とを備えることによって、複数のアンプに個別のＡ／Ｄ変換器を用いる必要がなくなるので、コストをさらに抑えることができる。

図1は、本発明に係る水中探知装置の一実施形態であるスキャニングソナーのブロック図である。ここでは、受信系のブロックのみを示してあり、送信系のブロックは省略してある。

１は所定の有効帯域をもつ複数個の広帯域振動子（以下、「振動子」と表記）であって、入射した超音波を電気信号に変換する。各振動子１は、例えば円筒形や球形の送受波器の表面に設けられている。１０１は信号処理回路であって、以下に述べる２〜１２のブロックから構成される。２はアナログ・バンドパス・フィルタ（以下、「バンドパス・フィルタ」と表記）であって、振動子１より取り出された電気信号から、振動子１の有効帯域以外の成分を除去する。３１〜３３はバンドパス・フィルタ２の出力を増幅するアナログアンプ（以下、「アンプ」と表記）であって、アンプ３１の増幅率Ｇ１と、アンプ３２の増幅率Ｇ２と、アンプ３３の増幅率Ｇ３とは、互いに異なっている。以下の説明では、Ｇ１＜Ｇ２＜Ｇ３と仮定する。また、Ｇの添字（１，２，３）をアンプ番号と呼び、ｋで表すこととする。

４はアナログマルチプレクサ（以下、「マルチプレクサ」と表記）であって、上記３個のアンプ３１〜３３の出力を順次切換えてＡ／Ｄ変換器５へ出力するものである。Ａ／Ｄ変換器５は、マルチプレクサ４の出力をデジタル信号に変換するもので、後で詳細に述べるように、時分割サンプリングによって各アンプ３１〜３３に対応する複素データを出力する。８はデータ選択部であって、選択制御部６とバッファメモリ７とから構成され、Ａ／Ｄ変換器５から出力される複素データのうち最適のものを選択する。９は通過帯域が可変のデジタル・プログラマブル・フィルタであって、データ選択部８で選択された複素データに対して、所定のフィルタ係数を用いて演算を行うことにより、所定帯域の周波数成分を通過させる。１２は振幅位相補償部であって、補正係数メモリ１０と乗算器１１とから構成され、デジタル・プログラマブル・フィルタ９の出力における振幅の不連続および位相の不連続を補正する。データ選択部８、デジタル・プログラマブル・フィルタ９および振幅位相補償部１２の詳細な動作については後述する。

なお、図１において、１０２，１０３，…１０ｎは、信号処理回路１０１と同じ構成を備えた信号処理回路である。すなわち、振動子１のそれぞれに対して、上述した２〜１２のブロックから構成される信号処理回路が設けられている。但し、デジタル・プログラマブル・フィルタ９は、通過帯域が各振動子１に対応して設定されることから、便宜上、１個の振動子１に対して１個のフィルタ９が対応するように図示してあるが、実際には、フィルタ９は各振動子１からの受信信号を時分割で処理するため、各振動子１に共通な単一のＩＣ群から構成される。

１３はゲイン調整部であって、同一のターゲットからのエコー信号の振幅が送受波器とターゲットとの距離に依存することなく一定となるように、振幅位相補償部１２の出力に対して、超音波を送信してからの経過時間に応じて増大するＴＶＧ（Time Variable Gain）係数を乗じる処理を行う。１４はビーム形成部であって、信号処理回路１０１，１０２，…１０ｎおよびゲイン調整部１３で処理された各チャンネルの受信信号に対し公知のビームフォーミング処理を行うことにより、受波ビームを形成する。１５は映像処理部であって、ビーム形成部１４で生成された受波ビームデータに基づいて、エコーの映像データを生成する。１６は例えばカラー液晶ディスプレイからなる表示部であって、映像処理部１５で生成された映像データを画面上に表示する。

次に、以上の構成からなるスキャニングソナーの動作を詳細に説明する。各振動子１は、図示しない送信回路からの出力を受けて、所定周波数の超音波を水中に送信する。このときの送信ビームは、送受波器から所定のティルト角（俯角）で水中の全方位に向けて発射され、傘形のビームを形成する。送信された超音波は水中の魚群や水底で反射し、エコーとなって各振動子１で受信される。各振動子１は、受信したエコーを電気信号に変換する。各振動子１から出力される受信信号は、それぞれに対して設けられた信号処理回路１０１，１０２，…１０ｎに入力される。前述のように信号処理回路の構成は全て同じなので、以下では信号処理回路１０１を用いて説明する。

振動子１からの受信信号は、バンドパス・フィルタ２で振動子１の有効帯域以外の成分を除去され、３個のアンプ３１〜３３へ同時に入力される。アンプ３１では、入力された受信信号に対して増幅率Ｇ１で増幅を行い、アンプ３２では、入力された受信信号に対して増幅率Ｇ２で増幅を行い、アンプ３３では、入力された受信信号に対して増幅率Ｇ３で増幅を行う。前述のように、増幅率はＧ１＜Ｇ２＜Ｇ３の関係にあるから、アンプ３１の出力が最も小さく、アンプ３３の出力が最も大きくなる。アンプ３１〜３３の各出力は、マルチプレクサ４へ入力される。マルチプレクサ４は、３個のアンプ３１〜３３の出力を３１→３２→３３→３１→３２→３３…の順に切換えて、Ａ／Ｄ変換器５へ出力する。

Ａ／Ｄ変換器５は、アンプ３１〜３３の出力に対し時分割サンプリングを行うことによって、各アンプ出力に対する複素データを生成する。図２は、時分割サンプリングを説明する図である。図２の（ａ）はアンプ３１の出力信号波形、（ｂ）はアンプ３２の出力信号波形、（ｃ）はアンプ３３の出力信号波形をそれぞれ示している。ここでは一例として、Ａ／Ｄ変換器５が送信信号の０．２５周期に１回ずつサンプリングを実行する場合を例に挙げている。

各アンプの出力信号を複素データとしたとき、時刻ｔ１ではアンプ３１の出力信号の虚部データＱ_１［０］が抽出され、時刻ｔ２では実部データＩ_１［０］が抽出される。時刻ｔ３ではアンプ３２の出力信号の虚部データＱ_２［０］が抽出され、時刻ｔ４では実部データＩ_２［０］が抽出される。時刻ｔ５ではアンプ３３の出力信号の虚部データＱ_３［０］が抽出され、時刻ｔ６では実部データＩ_３［０］が抽出される。

時刻ｔ７ではアンプ３１の出力信号の虚部データＱ_１［１］が抽出され、時刻ｔ８では実部データＩ_１［１］が抽出される。時刻ｔ９ではアンプ３２の出力信号の虚部データＱ_２［１］が抽出され、時刻ｔ１０では実部データＩ_２［１］が抽出される。時刻ｔ１１ではアンプ３３の出力信号の虚部データＱ_３［１］が抽出され、時刻ｔ１２では実部データＩ_３［１］が抽出される。

時刻ｔ１３ではアンプ３１の出力信号の虚部データＱ_１［２］が抽出され、時刻ｔ１４では実部データＩ_１［２］が抽出される。時刻ｔ１５ではアンプ３２の出力信号の虚部データＱ_２［２］が抽出され、時刻ｔ１６では実部データＩ_２［２］が抽出される。時刻ｔ１７ではアンプ３３の出力信号の虚部データＱ_３［２］が抽出され、時刻ｔ１８では実部データＩ_３［２］が抽出される。

以下同様にして、上記のような時分割サンプリングを行うことで、Ａ／Ｄ変換器５は、各アンプ３１〜３３の出力信号に対する複素データ
Ｚ_k ［ｎ］＝Ｉ_k［ｎ］＋ｊＱ_k ［ｎ］ （ｎ＝０，１，２，…）
の実部データＩ_k［ｎ］と虚部データＱ_k ［ｎ］を出力する。

このようにしてＡ／Ｄ変換器５で生成される各出力信号の複素データは、データ選択部８のバッファメモリ７に順次格納される。ここで、デジタル・プログラマブル・フィルタ９の次数をＭ（Ｍ＝フィルタ長−１）とした場合、バッファメモリ７には、各アンプ３１〜３３の出力に対応する複素データが、それぞれＭ＋１個ずつ格納される。すなわち、バッファメモリ７は次のような複素データ列を保持する。
｛Ｚ₁［ｎ］，Ｚ₁［ｎ＋１］，…，Ｚ₁［ｎ＋Ｍ］｝
｛Ｚ₂［ｎ］，Ｚ₂［ｎ＋１］，…，Ｚ₂［ｎ＋Ｍ］｝
｛Ｚ₃［ｎ］，Ｚ₃［ｎ＋１］，…，Ｚ₃［ｎ＋Ｍ］｝

今、説明を簡単にするためにＭ＝３とすると、バッファメモリ７には図３に示したように、各複素データが４個ずつ格納される。７１はアンプ３１（ｋ＝１）に対応する複素データが格納されるエリア、７２はアンプ３２（ｋ＝２）に対応する複素データが格納されるエリア、７３はアンプ３３（ｋ＝３）に対応する複素データが格納されるエリアである。図３（ａ）は、ｎ＝０のときに、バッファメモリ７に複素データ列
｛Ｚ₁［０］，Ｚ₁［１］，Ｚ₁［２］，Ｚ₁［３］｝
｛Ｚ₂［０］，Ｚ₂［１］，Ｚ₂［２］，Ｚ₂［３］｝
｛Ｚ₃［０］，Ｚ₃［１］，Ｚ₃［２］，Ｚ₃［３］｝
が保持されている状態を示している。例えば、Ｚ₁［０］は、図２（ａ）のＩ₁［０］とＱ₁［０］からなる複素データであり、Ｚ₁［１］は、Ｉ₁［１］とＱ₁［１］からなる複素データである（以下も同様）。また、Ｚ₂［０］は、図２（ｂ）のＩ_２［０］とＱ_２［０］からなる複素データであり、Ｚ₂［１］は、Ｉ_２［１］とＱ_２［１］からなる複素データである（以下も同様）。また、Ｚ_３［０］は、図２（ｃ）のＩ_３［０］とＱ_３［０］からなる複素データであり、Ｚ_３［１］は、Ｉ_３［１］とＱ_３［１］からなる複素データである（以下も同様）。

これらの複素データに対して後述する選択処理が完了すると、ｎ＝１に移行し、バッファメモリ７には図３（ｂ）のような複素データ列
｛Ｚ₁［１］，Ｚ₁［２］，Ｚ₁［３］，Ｚ₁［４］｝
｛Ｚ₂［１］，Ｚ₂［２］，Ｚ₂［３］，Ｚ₂［４］｝
｛Ｚ₃［１］，Ｚ₃［２］，Ｚ₃［３］，Ｚ₃［４］｝
が保持される。そして、これらの複素データに対して後述する選択処理が完了すると、ｎ＝２に移行し、バッファメモリ７には図３（ｃ）のような複素データ列
｛Ｚ₁［２］，Ｚ₁［３］，Ｚ₁［４］，Ｚ₁［５］｝
｛Ｚ₂［２］，Ｚ₂［３］，Ｚ₂［４］，Ｚ₂［５］｝
｛Ｚ₃［２］，Ｚ₃［３］，Ｚ₃［４］，Ｚ₃［５］｝
が保持される。以下同様にして、バッファメモリ７は、時分割サンプリングにより得られた複素データを各アンプごとに順次保持する。

選択制御部６は、バッファメモリ７に保持された複素データを読み出し、以下の手順に従って、最適なアンプ（非飽和で増幅率の最も大きいアンプ）のアンプ番号ｋ０を同定する。すなわち、まず、各アンプ番号ｋについて、
｛｜Ｚ_ｋ［ｎ］｜，｜Ｚ_ｋ［ｎ＋１］｜，…，｜Ｚ_ｋ［ｎ＋Ｍ］｜｝
の中の最大値ｍａｘ_ｋ（ｋ＝１，２，３）を検出する。この結果、例えば図４に示すように、ｎ＝０において、アンプ３１（ｋ＝１）に対応する最大値ｍａｘ_１としてＺ_１［２］が検出され、アンプ３２（ｋ＝２）に対応する最大値ｍａｘ_２としてＺ_２［１］が検出され、アンプ３３（ｋ＝３）に対応する最大値ｍａｘ_３としてＺ_３［３］が検出される。

次に、所定の閾値以下の値をとるｍａｘ_ｋを選択する。ここでは、図５に示したように、Ａ／Ｄ変換器５の出力がとりうる上限値Ｓを閾値として用いる。ただし、これは一例であって、閾値として上限値Ｓより少し小さい値を用いてもよい。ｍａｘ_ｋが上限値Ｓを越えているということは、アンプ出力が飽和していることであるから、上限値Ｓ以下の値を選択することは、非飽和のアンプ出力だけを取り出すことを意味する。ここで、ｍａｘ_ｋは複素数の絶対値であるから、図６のような複素平面上でベクトルの長さとして表すことができる。上限値Ｓは半径Ｓの円（破線）で表される。図６では、一例としてｍａｘ_１＜Ｓ、ｍａｘ_２＜Ｓ、Ｓ＜ｍａｘ_３としている。したがって、この場合は、ｍａｘ_１とｍａｘ_２が選択される。次に、選択制御部６は、選択したｍａｘ_ｋの中で最大値を有するものを抽出し、この最大値をとるアンプ番号をｋ０として出力する。前述したように、アンプ３１〜３３の増幅率はＧ１＜Ｇ２＜Ｇ３の関係にあるから、ｍａｘ_１とｍａｘ_２の値を比較した場合、ｍａｘ_２の方がｍａｘ_１よりも大きくなる。したがって、ｍａｘ_２が最大値として抽出され、最適なアンプのアンプ番号としてｋ０＝２が出力されることになる。

図７は、Ｓ＝３１とした場合を例にとって、ｍａｘ_１〜ｍａｘ_３の値とアンプ番号ｋ０との関係を場合分けして示したテーブルである。イの場合は、ｍａｘ_１〜ｍａｘ_３の全てが上限値Ｓ＝３１より小さく、３つとも選択候補となるが、その中で一番値が大きいのはｍａｘ_３であるから、このｍａｘ_３に対応するアンプ番号として「３」が決定される。ロの場合は、ｍａｘ_１およびｍａｘ_２が上限値Ｓ＝３１より小さく、ｍａｘ_３が上限値Ｓ＝３１より大きいので、ｍａｘ_１とｍａｘ_２が選択候補となる。そして、そのうちで値の大きいｍａｘ_２が採用され、このｍａｘ_２に対応するアンプ番号として「２」が決定される。ハの場合は、ｍａｘ_１だけが上限値Ｓ＝３１より小さく、ｍａｘ_２とｍａｘ_３は上限値Ｓ＝３１より大きいので、ｍａｘ_１が採用され、このｍａｘ_１に対応するアンプ番号として「１」が決定される。ニの場合は、ｍａｘ_１〜ｍａｘ_３の全てがＳ＝３１より大きくなっており、飽和状態にある。この場合は、アンプ番号ｋ０として無条件に「１」が選択される。すなわち、増幅率の最も小さいアンプ３１のアンプ番号が採用される。このようにするのは、飽和状態にあるデータの中で最小のものを選択することで、アンプでの干渉波の飽和による影響を最小限に抑えるためである。

以上のようにして、バッファメモリ７に保持された各アンプごとの複素データ列につき、各列における最大値ｍａｘ_ｋを検出して、この最大値を上限値Ｓと比較し、上限値Ｓ以下である最大値ｍａｘ_ｋの中で最も値の大きなものを選択することによって、非飽和で、かつ、最も増幅率の大きいアンプを同定することができる。選択制御部６は、このアンプ番号ｋ０をバッファメモリ７へ出力する。バッファメモリ７は、このアンプ番号ｋ０を受けて、ｋ０に対応する複素データ列
｛Ｚ_ｋ０［ｎ］，Ｚ_ｋ０［ｎ＋１］，…，Ｚ_ｋ０［ｎ＋Ｍ］｝
をデジタル・プログラマブル・フィルタ９へ出力する。

デジタル・プログラマブル・フィルタ９は、次数ＭのＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタであり、データ選択部８で選択された上記の複素データに対し、以下のような演算処理を行うことで、所定帯域の周波数成分を通過させる。まず、操作者が入力装置（図示省略）において指定した中心周波数と通過帯域幅の値に応じて、フィルタ係数ｈ［ｍ］（ｍ＝０，１，２，…，Ｍ）を算出する。前述のように、本実施形態では説明を簡単にするためＭ＝３であって、フィルタ長（Ｍ＋１）が４であるため、４つのフィルタ係数ｈ［０］〜ｈ［３］が算出される。次に、データ選択部８から出力される前述の複素データと、上記フィルタ係数との畳み込み演算（積和演算）を実行し、その演算結果Ｙ［ｎ］を出力する。この畳み込み演算は、次式で定義される。

図８は、畳み込み演算を行う演算回路の例であって、簡単のために、Ｍ＝３の場合の回路を示している。演算回路は、遅延器５１〜５３、乗算器５４〜５７、加算器５８〜６０から構成される。図８では、Ｚ［０］〜Ｚ［３］の複素データと、フィルタ係数ｈ［０］〜ｈ［３］との畳み込み演算が例示されており、加算器６０から演算結果
Ｙ［０］＝ｈ［３］・Ｚ［０］＋ｈ［２］・Ｚ［１］
＋ｈ［１］・Ｚ［２］＋ｈ［０］・Ｚ［３］
が出力される。

デジタル・プログラマブル・フィルタ９で得られた演算結果は、振幅位相補償部１２に入力される。振幅位相補償部１２の補正係数メモリ１０には、各アンプ３１〜３３の増幅率に応じた補正係数が予め記憶されている。この補正係数は複素数からなる。補正係数メモリ１０は、選択制御部６が出力するアンプ番号ｋ０を受けて、当該アンプ番号ｋ０に対応する補正係数を出力する。乗算器１１は、補正係数メモリ１０から出力される補正係数をデジタル・プログラマブル・フィルタ９の出力に乗算する。これによって、各アンプ３１〜３３の増幅率Ｇ１〜Ｇ３の違いに起因する振幅の不連続と、各アンプ３１〜３３の出力に対するサンプリング時刻の違いに起因する位相の不連続とが補正される。

例えば、アンプ３１の出力の振幅と位相を基準として、これに振幅と位相を合わせたい場合、データ選択部８で選択されたアンプの番号がｋ０＝２であれば、アンプ３２の出力の振幅と位相をアンプ３１相当の振幅と位相に補正するような補正係数Ｃ_１をフィルタ９の出力に乗じる。また、データ選択部８で選択されたアンプの番号がｋ０＝３であれば、アンプ３３の出力の振幅と位相をアンプ３１相当の振幅と位相に補正するような補正係数Ｃ_２をフィルタ９の出力に乗じる。また、データ選択部８で選択されたアンプの番号がｋ０＝１であれば、補正の必要はないので、フィルタ９の出力はそのままとする。したがって、補正係数メモリ１０は、少なくとも２つの補正係数を保持しておればよい。

なお、デジタル・プログラマブル・フィルタ９の出力はＺ＝Ｒ・ｅ^ｊθ（Ｒ：絶対値、θ：偏角）で表される複素数であるから、振幅の補正はＲの値を調整することで可能であり、位相の補正はθの値を調整することで可能である。したがって、補正係数（複素数）の絶対値と偏角の値を、それぞれ増幅率とサンプリングタイミングを補正する値に選定し、この補正係数をフィルタ９の出力に乗じることで、振幅と位相とを適正に補正することができる。

このようにして振幅と位相が補正された複素データは、ゲイン調整部１３へ入力される。前述のように、ゲイン調整部１３では、振幅位相補償部１２の出力に対して、超音波送信後の経過時間とともに増大するＴＶＧ係数を乗じる処理を行う。これにより、エコー信号の振幅が送受波器とターゲットとの距離に関係なく一定に維持される。ゲイン調整部１３は公知の回路から構成され、本発明の要部ではないので、回路の詳細については説明を省略する。

ゲイン調整部１３の出力は、ビーム形成部１４へ入力される。ビーム形成部１４では、前述のように、各チャンネルの受信信号に対しビームフォーミング処理を行うことにより、受波ビームを形成する。この場合、受信信号の振幅および位相に不連続が生じないように受信信号を振幅位相補償部１２で補正済であるため、受波ビームは正常に形成される。このビーム形成部１４も公知の回路から構成され、本発明の要部ではないので、回路の詳細については説明を省略する。

ビーム形成部１４の出力は、映像処理部１５へ入力される。映像処理部１５では、前述のように、ビーム形成部１４で生成された受波ビームデータに基づいて、エコーの映像データを生成する。この映像処理部１５も公知の回路から構成され、本発明の要部ではないので、回路の詳細については説明を省略する。映像処理部１５で生成された映像データは表示部１６へ出力され、表示部１６にエコーの映像が表示される。

以上述べた実施形態においては、振動子１で受信された信号に微弱なエコー信号だけが含まれる時間範囲では、増幅率の最も大きいアンプの出力データを用いることにより、良好なＳＮ比でエコー信号を得ることができる。一方、振動子１で受信された微弱なエコー信号に大きな電力の干渉波が重畳している時間範囲では、飽和に至らない範囲で増幅率が最も大きいアンプの出力データを用いることにより、エコー信号の電力を低下させることなく、デジタル・プログラマブル・フィルタ９で干渉波だけを除去することができる。

すなわち、干渉波の有無や干渉波のレベルにかかわらず、常に、飽和が生じない最適な増幅率をもつアンプの出力をデータ選択部８で自動的に選択することができ、かつ、時間とともに増大する係数を乗算するゲイン調整部１３の前段で干渉波を除去できるので、探知性能を劣化させることなく干渉波を除去することが可能になる。また、アナログ・プログラマブル・フィルタを用いないので、コストが大幅に高くなるという問題は生じない。さらに、アナログマルチプレクサ４と振幅位相補償部１２とを備えることによって、複数のアンプ３１〜３３ごとに個別のＡ／Ｄ変換器を設ける必要がなくなるので、コストをさらに抑えることができる。

図９は、本発明の他の実施形態に係るスキャニングソナーのブロック図である。ここでも受信系のブロックのみを示してあり、送信系のブロックは省略してある。図９において図１と異なる点は、図１の信号処理回路１０１，１０２，…では、振幅位相補償部１２がデジタル・プログラマブル・フィルタ９の後段に設けられているのに対し、図９の信号処理回路２０１，２０２，…では、振幅位相補償部１２がデジタル・プログラマブル・フィルタ９の前段に設けられている点である。この結果、図９では、データ選択部８で選択された出力に対して、振幅位相補償部１２が振幅の不連続および位相の不連続を補正し、この補正された出力がデジタル・プログラマブル・フィルタ９に入力され、ここで干渉波が除去されて所定帯域の周波数成分のみが取り出される。その他の構成については、基本的に図１と同じであるので、図１と同一部分には同一符号を付してある。

図９において、Ａ／Ｄ変換器５は、図２で説明した要領で時分割サンプリングを行い、各アンプ３１〜３３の出力に対する複素データの実部データと虚部データを出力する。データ選択部８は、各アンプ３１〜３３に対応する複素データをバッファメモリ７にそれぞれ１個ずつ保持し、保持された各複素データのうち、Ａ／Ｄ変換器５の出力がとりうる上限値以下の絶対値をもつ複素データを選択する。そして、選択した複素データの中から絶対値が最も大きいものを検出して、当該複素データを出力する。デジタル・プログラマブル・フィルタ９は、指定された中心周波数と通過帯域幅の値に応じてフィルタ係数を算出し、振幅位相補償部１２から出力される複素データに対しフィルタ係数を用いて畳み込み演算を実行して、その演算結果を出力する。フィルタ９の出力はゲイン調整部１３へ与えられ、以降は図１の場合と同様の処理が行われる。

図１の場合は、データ選択部８の出力に対して、デジタル・プログラマブル・フィルタ９で畳み込み演算を行った後に振幅と位相の補正を行うため、バッファメモリ７は各アンプごとにＭ＋１個（図３の例では４個）の複素データを保持する必要があり、選択制御部６においても、Ｍ＋１個の複素データの中から最大のものを抽出する処理が必要であった（図４）。これに対して、図９の場合は、データ選択部８の出力に対して、直接、振幅と位相の補正を行うため、図１０に示すように、バッファメモリ７は各アンプごとに１個の複素データを保持するだけでよい。これにより、選択制御部６では、各アンプごとの複素データ列の中から最大のものを抽出する処理が不要となる。したがって、バッファメモリ７の容量と選択制御部６の処理量とを同時に低減することができる。なお、図９では、振幅位相補償部１２がデジタル・プログラマブル・フィルタ９の前段にあるので、アンプ３１〜３３の出力に含まれるＤＣオフセットのレベルが大きいと、振幅位相補償部１２での振幅補正が適正に行われない可能性があるが、上記ＤＣオフセットのレベルがエコー信号のレベルに比べて十分に小さければ、振幅位相補償部１２での振幅補正に支障はなく、本実施形態によって図１の場合と同等の効果を得ることができる。

また、アンプ３１〜３３の出力に含まれるＤＣオフセットのレベルがエコー信号のレベルに比べて大きい場合でも、デジタル・ハイパス・フィルタを用いることで、ＤＣオフセットを除去することができる。図１１は、この実施形態を示すもので、図９の信号処理回路２０１の一部を図示したブロック図である。図１１のように、本実施形態では、Ａ／Ｄ変換器５とデータ選択部８との間に、デジタル・ハイパス・フィルタ８０が設けられている。このデジタル・ハイパス・フィルタ８０は、各アンプ３１〜３３の出力に対する複素データ列の実部データ列と虚部データ列のそれぞれに作用して、各データ列に含まれるＤＣオフセットを除去する。また、このデジタル・ハイパス・フィルタ８０は、デジタル・プログラマブル・フィルタ９と同様に、各振動子からの受信信号を時分割で処理することにより、各振動子に共通な単一のＩＣ群で構成することができる。

上記実施形態では、アナログアンプとして３個のアンプ３１〜３３を用いたが、本発明では任意の複数個のアナログアンプを用いることができ、アナログアンプの数が多くなるほど、エコー信号のＳＮ比の平均値が向上する。

また、上記実施形態では、ゲイン調整部１３をビーム形成部１４の前段に配置したが、ゲイン調整部１３はビーム形成部１４の後段に配置してもよい。

また、上記実施形態では、Ａ／Ｄ変換器５において送信信号の０．２５周期に１回ずつサンプリングを実行することによって複素データを得ているが、これに代えて、公知のヒルベルト変換器や直交検波器をＡ／Ｄ変換器５と併用することもできる。

また、上記実施形態では、広帯域振動子１とアンプ３１〜３３との間にバンドパス・フィルタ２が設けられているが、このフィルタ２は省略してもよい。さらに、干渉波の除去という目的に照らせば、ゲイン調整部１３は本発明において必須のものではない。

また、上記実施形態では、本発明をスキャニングソナーに適用した例を挙げたが、本発明はスキャニングソナー以外の水中探知装置、例えば、前掲の特許文献２にあるようなクロスファンビーム方式のソナーなどにも適用することができる。

本発明の一実施形態であるスキャニングソナーのブロック図である。 時分割サンプリングを説明する図である。 バッファメモリの内容を示す図である。 バッファメモリの内容を示す図である。 Ａ／Ｄ変換器の出力の上限値を説明する図である。 絶対値が最大となる複素データをベクトル表示した図である。 複素データの絶対値の最大値とアンプ番号との関係を場合分けして示したテーブルである。 畳み込み演算を行う演算回路の例である。 本発明の他の実施形態に係るスキャニングソナーのブロック図である。 他の実施形態におけるバッファメモリの内容を示す図である。 図９の変形例を示す部分ブロック図である。 狭帯域振動子の周波数特性を示す図である。 広帯域振動子の周波数特性を示す図である。 従来の広帯域ソナーにおける受信系回路のブロック図である。 従来の広帯域ソナーにおける受信系回路の他の例を示すブロック図である。 量子化雑音を説明する図である。

符号の説明

１ 広帯域振動子
２ アナログ・バンドパス・フィルタ
３１〜３３ アナログアンプ
４ アナログマルチプレクサ
５ Ａ／Ｄ変換器
６ 選択制御部
７ バッファメモリ
８ データ選択部
９ デジタル・プログラマブル・フィルタ
１０ 補正係数メモリ
１１ 乗算器
１２ 振幅位相補償部
１３ ゲイン調整部
１４ ビーム形成部
１５ 映像処理部
１６ 表示部
８０ デジタル・ハイパス・フィルタ
１０１，１０２，１０３，１０ｎ 信号処理回路
２０１，２０２，２０３，２０ｎ 信号処理回路

Claims (9)

1. 複数の振動子を備えた送受波器から水中へ超音波を送信し、前記振動子で受信されたエコー信号を解析することにより水中情報を得る水中探知装置において、
   各振動子ごとに複数設けられ、当該振動子の出力を増幅する、増幅率が互いに異なるアンプと、
   前記複数のアンプの出力を順次切換えるマルチプレクサと、
   前記マルチプレクサの出力から、非飽和で、かつ、最も増幅率の大きいアンプに対応する出力を選択するデータ選択部と、
   前記データ選択部で選択された出力に対して、振幅の不連続および位相の不連続を補正する振幅位相補償部と、
   前記振幅位相補償部の出力に基づいて、ビームフォーミング処理により受波ビームを形成するビーム形成部と、
   を備えたことを特徴とする水中探知装置。
2. 請求項１に記載の水中探知装置において、
   前記マルチプレクサの出力に基づいて、各アンプの出力に対する複素データを生成して前記データ選択部へ出力するＡ／Ｄ変換器と、
   前記データ選択部で選択された出力が入力され、当該出力の所定帯域の周波数成分を通過させる、通過帯域が可変のデジタル・プログラマブル・フィルタと、
   をさらに備え、
   前記振幅位相補償部は、前記デジタル・プログラマブル・フィルタの出力に対して、複素数からなる補正係数を乗じることにより、振幅の不連続および位相の不連続を補正することを特徴とする水中探知装置。
3. 請求項２に記載の水中探知装置において、
   前記Ａ／Ｄ変換器は、所定周期でのサンプリングによって、各アンプの出力に対する複素データの実部データと虚部データを出力し、
   前記データ選択部は、前記デジタル・プログラマブル・フィルタの次数をＭとしたとき、各アンプに対応するＭ＋１個の複素データからなる複素データ列をそれぞれ保持するバッファメモリを有していて、当該メモリに保持された各複素データ列における複素データの中で絶対値が最大のものをそれぞれ検出するとともに、検出した最大値のうち、所定の閾値以下の絶対値をもつ複素データを選択し、さらに、選択した複素データの中から絶対値が最大のものを検出して、当該最大値をとるアンプに対応する複素データ列を出力し、
   前記デジタル・プログラマブル・フィルタは、指定された中心周波数と通過帯域幅の値に応じてフィルタ係数を算出し、前記データ選択部から出力される複素データ列に対し前記フィルタ係数を用いて所定の演算を実行して、その演算結果を出力することを特徴とする水中探知装置。
4. 請求項３に記載の水中探知装置において、
   前記データ選択部は、前記各複素データ列から検出した複素データの絶対値がすべて前記閾値より大きい場合に、増幅率の最も小さいアンプに対応する複素データ列を出力することを特徴とする水中探知装置。
5. 請求項１に記載の水中探知装置において、
   前記マルチプレクサの出力に基づいて、各アンプの出力に対する複素データを生成して前記データ選択部へ出力するＡ／Ｄ変換器と、
   前記振幅位相補償部の出力が入力され、当該出力の所定帯域の周波数成分を通過させる、通過帯域が可変のデジタル・プログラマブル・フィルタと、
   をさらに備え、
   前記振幅位相補償部は、前記データ選択部の出力に対して、複素数からなる補正係数を乗じることにより、振幅の不連続および位相の不連続を補正することを特徴とする水中探知装置。
6. 請求項５に記載の水中探知装置において、
   前記Ａ／Ｄ変換器は、所定周期でのサンプリングによって、各アンプの出力に対する複素データの実部データと虚部データを出力し、
   前記データ選択部は、各アンプに対応する複素データをそれぞれ１個ずつ保持するバッファメモリを有していて、当該メモリに保持された各複素データのうち、所定の閾値以下の絶対値をもつ複素データを選択し、選択した複素データの中から絶対値が最大のものを検出して、当該複素データを出力し、
   前記デジタル・プログラマブル・フィルタは、指定された中心周波数と通過帯域幅の値に応じてフィルタ係数を算出し、前記振幅位相補償部から出力される複素データに対し前記フィルタ係数を用いて所定の演算を実行して、その演算結果を出力することを特徴とする水中探知装置。
7. 請求項６に記載の水中探知装置において、
   前記データ選択部は、前記各複素データの絶対値がすべて前記閾値より大きい場合に、増幅率の最も小さいアンプに対応する複素データを出力することを特徴とする水中探知装置。
8. 請求項５ないし請求項７のいずれかに記載の水中探知装置において、
   前記Ａ／Ｄ変換器とデータ選択部との間に、デジタル・ハイパス・フィルタを設けたことを特徴とする水中探知装置。
9. 請求項２または請求項５に記載の水中探知装置において、
   同一のターゲットからのエコー信号の振幅が前記送受波器と前記ターゲットとの距離に依存することなく一定となるように、前記振幅位相補償部の出力に対して、前記超音波を送信してからの経過時間に応じて増大する係数を乗じるゲイン調整部をさらに備えたことを特徴とする水中探知装置。

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