JP4783446B2

JP4783446B2 - 充放電試験用コントローラおよび充放電試験方法

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Publication number: JP4783446B2
Application number: JP2009074158A
Authority: JP
Inventors: 賢一大塚; 健司鈴木
Original assignee: 菊水電子工業株式会社
Priority date: 2009-03-25
Filing date: 2009-03-25
Publication date: 2011-09-28
Anticipated expiration: 2029-03-25
Also published as: JP2010223896A

Description

本発明は、充放電試験用コントローラおよび充放電試験方法に関し、より詳細には、２次電池などの充放電特性を試験するための充放電試験装置に適用される充放電試験用コントローラおよび充放電試験方法に関する。

ニッケル水素電池、ニッカド電池などの２次電池は、充放電方法が適切でないと、電池性能が十分に発揮できないばかりか寿命を劣化させるおれがある。そのため、これら２次電池を試験する際には、専用の充放試験装置を用いるのが一般的である。

２次電池の充電方法を用途面から別けると、サイクル使用とスタンバイ使用とに大別できる。サイクル使用とは、充電と放電を繰り返しながら使用する方法であり、携帯電話、デジタル音源などの充電に広く利用されている。一方、スタンバイ使用とは、通常時には他の電源から電力が供給され、停電や電源遮断時のバックアップとして使用する方法である。スタンバイ使用における充電方法としては、電池の自己放電分を微小電流にて補うトリクル充電方式が一般的である。

例えば、電池容量が６０００ｍＡｈの電池を、満充電した後、２週間の間に定格容量の１０％を自己放電する場合を考える。つまり、２週間で６００ｍＡｈの電気量が自己放電したことになる。この電池を１時間で満充電にするために要する充電電流は
Ｉ１＝６０００ｍＡ
であり、トリクル充電電流Ｉ２をＩ１の１／３０とすると（一般的には、トリクル充電電流１／３０Ｉｔと表記する）、
Ｉ２＝（１／３０）Ｉ１＝２００ｍＡ
となる。従って、２週間に充電される電気量は、
２００ｍＡ×２４×１４＝６７２００ｍＡｈ
となる。自己放電分６００ｍＡｈを、６７２００ｍＡｈから差し引いた６６６００ｍＡｈ分の電気量の殆どは熱として消費され、かかる過充電は、２次電池の寿命を短くするという問題が生じる。

逆に、２週間で自己放電した電気量を補う電流値は、以下の式から
６００ｍＡｈ÷１４÷２４＝１．７９ｍＡ
と求めることができる。しかし、このような小さな電流値では充電効率が低く、実際には電池に充電することができない。従って、トリクル充電方式は、自己放電率の低い高性能型２次電池の充電方式としては適していない。これに代わる充電方式として、最近では、平均電流を下げて充電効率が高い電流値で充電するパルス充電方式が採用されている。このような背景から、最近の充放電試験装置には、パルス充放電試験を行う機能が求められている。

図１に、従来の充放電試験装置の構成を示す。充放電試験装置１は、被試験物２である２次電池に接続され、スイッチ７を切り替えることにより、直流電源装置３から２次電池に充電し、または２次電池から電子負荷装置４へ放電させる。直流電源装置３および電子負荷装置４は、制御部６により制御され、試験条件は、試験条件設定部５から制御部６に設定される。ここで、試験条件設定部５の代わりに、パーソナルコンピュータなどを使用して、試験条件を制御部６に設定しても差し支えない。試験条件設定部５は、充放電モード、充放電時間などを設定するとともに、試験結果を記録するための指令を行う。

従来の充放電試験装置１の電子負荷装置４は、摺動抵抗器などが用いられ、これに流れ込む電流によって被試験物２の電気的特性を測定していた。しかし、摺動抵抗器型の負荷では、測定できる範囲（電流・電力）に限りがあること、抵抗器の機構上、測定精度の高い試験には適さないことから、現在では摺動抵抗器の代わりに電子回路を用いた電子負荷装置が広く用いられている。

直流電源装置３には、ＣＶ（Constant Voltage：定電圧）モードと、ＣＣ（Constant Current：定電流）モードの２つの出力機能が具備されている。ＣＶ（定電圧）モードとは、負荷電流の変動にかかわらず定電圧で電力を供給するモードであり、ＣＣ（定電流）モードとは、負荷電圧の変動にかかわらず定電流で電力を供給するモードである。

一方、電子負荷装置４には、次の４つの試験モードが具備されている。
（１）ＣＲ（Constant Resistance：定抵抗）モード
（２）ＣＶ（Constant Voltage：定電圧）モード
（３）ＣＣ（Constant Current:定電流）モード
（４）ＣＰ（Constant Power：定電力）モード
ＣＲ（定抵抗）モードとは、入力電圧の変動に比例した電流を吸収するモードであり、従来の摺動抵抗器型負荷と同様の作用をする。ＣＲモードは、電子負荷装置４の基本的試験モードとされている。ＣＶ（定電圧）モードは、入力電流の変動にかかわらず負荷装置の入力端子電圧を一定に保つモードであり、電源装置、２次電池などの定電流特性試験に適している。ＣＣ（定電流）モードは、入力電圧の変動にかかわらず一定電流を吸い込むモードであり、１次電池、２次電池などの放電試験に適している。ＣＰ（定電力）モードは、負荷装置が吸収する電力を入力電圧または入力電流に追従させ、常に電力が一定になるようにする。ＣＰモードは、太陽電池パネル、燃料電池、または２次電池などの電力試験に適している。

２次電池の充放電試験の試験モードとしては、通常、ＣＣモードが用いられ、定電流で２次電池などを充放電させている。ただし、２次電池を過充電して定格電圧を超えるような場合には、強制的にＣＶモードに切り換えて、２次電池が過電圧になることを防止している。

図１に示した充放電試験装置１による試験方法を説明する。試験条件設定部５は、試験モードをＣＣモードに設定し、充電電流１０Ａで被試験物２の２次電池を充電するように設定する。制御部６は、直流電源装置３に対して充電電流１０ＡのＣＣモードに設定するとともに、スイッチ７を直流電源装置３側に切り換える。２次電池を満充電した後、試験条件設定部５は、試験モードをＣＣモードに設定し、放電電流１０Ａで２次電池から放電させるように設定する。制御部６は、スイッチ７を電子負荷装置４側に切り換え、電子負荷装置４に対して放電電流１０ＡのＣＣモードに設定し、２次電池に蓄えられた電気量を吸収する。

充放電試験装置１は、被試験物２の２次電池などを充放電させ、その際に得られた試験結果から、被試験物２の充放電特性を測定・試験する。被試験物２には、携帯電話などの小型の電子機器に用いられる２次電池から、複数のサーバ・コンピュータの補助電源などに用いられる２次電池まで、さまざまな電池容量を有している。従って、被試験物２の２次電池の電池容量に応じた充放電能力を有する直流電源装置および電子負荷装置を備えた充放電試験装置を、複数用意して試験が行われている。

そこで、既に保有している汎用型の直流電源装置と電子負荷装置とを組み合わせることによって、容易に充放電試験装置を構成することができる充放電試験用のコントローラが考案されている。充放電試験用のコントローラは、
（１）既に保有している汎用型の直流電源装置と電子負荷装置を利用することによって、コントローラ本体価格を低価格で提供することができる。
（２）既に保有している汎用の直流電源装置と電子負荷装置との種類によって、多彩な容量の充放電試験装置を構成することができる。
という利点を有している。また、試験条件設定部として汎用のパーソナルコンピュータなどを利用することにより、パスル充放電試験が可能になる。充放電試験用コントローラをアナログ制御とすると、コントローラと電子負荷装置または直流電源装置との間の距離が長くなると、経路に存在するインダクタンス、ストレー容量の影響により異常発振を起こしやすくなる。充放電試験用コントローラをデジタル制御とすることで、このような問題も解決することができる。

図２に、従来の充放電試験用コントローラを適用した充放電試験装置の構成を示す。充放電試験用コントローラ１１は、制御部１６と、スイッチ１７とから構成されている。スイッチ１７を介して、直流電源装置１３、電子負荷装置１４および被試験物１２が接続されている。直流電源装置１３および電子負荷装置１４は、既存の汎用製品であり、被試験物２の２次電池の電池容量に応じて、適正な能力の製品が選択される。直流電源装置１３および電子負荷装置１４に内蔵されている電流検出器１３ａ，１４ａが、制御部１６に接続される。制御部１６には、試験条件を設定する試験条件設定部１５として、パーソナルコンピュータなどが接続される。

図３に、従来の充放電試験用コントローラの制御部の構成を示す。制御部１６は、試験条件設定部１５からの定電流設定値を入力して、直流電源装置１３および電子負荷装置１４への制御信号を出力する安定化回路２１を備えている。Ｄ／Ａコンバータ２４ａ，２４ｂは、安定化回路２１からのデジタル制御信号をアナログ制御信号に変換する。Ａ／Ｄコンバータ２３ａ，２３ｂは、電流検出器１３ａ，１４ａで得られたアナログ電流値をデジタル電流値に変換する。

校正演算器２２は、試験条件設定部１５からの校正値（デジタル値）と、Ａ／Ｄコンバータ２３ａ，２３ｂからのデジタル電流値とを比較し、被試験物２の２次電池に流れている電流値となるように校正した後、安定化回路２１に出力する。校正演算器２２は、電流検出器１３ａ，１４ａ自体の精度誤差およびＡ／Ｄコンバータ２３ａ，２３ｂの精度誤差の影響を補正する。なお、以降の説明においては、便宜上、電流検出器、Ａ／ＤコンバータおよびＤ／Ａコンバータの精度誤差は無視できるものとして説明する。従って、以降の説明では、校正演算器の処理についても説明を省略する。

図４に、従来のオン／オフスイッチング型負帰還回路の構成と出力波形を示す。ＣＣモードまたはＣＶモードなどの一定の電流値または電圧値を保持して試験を行うための安定化回路として、オン／オフスイッチング型負帰還回路またはＰＩＤ制御回路が適している。図４（ａ）に示すオン／オフスイッチング型負帰還回路は、パルス充放電のように、高速の応答特性を得るために好適である。オン／オフスイッチング型負帰還回路は、出力電圧Ｖ０を分圧して、基準電圧と比較し、出力トランジスタＱ１をオン／オフ制御する。

しかしながら、オン／オフスイッチング型負帰還回路は、図４（ｂ）に示すように、出力波形は、設定値に対してハンチングしながら整定（安定化）して行くため、必然的にオーバーシュートが生じ易い。このオーバーシュートは、２次電池に対して過電圧状態を生じせしめ、２次電池の性能を劣化させてしまうおそれがある。

オン／オフスイッチング型負帰還回路は、このような欠点があるため、充放電試験装置の安定化回路としては、ＰＩＤ制御型が用いられることになる。ＰＩＤ制御は、自動制御方式の中で最も広く用いられている制御方式であり、外部装置に対する操作量の制御を、出力値と目標値との偏差に対して、Ｐ（Propotinal:比例）制御、Ｉ（Integral：積分）制御、およびＤ（Differential：微分）制御の３つの要素によって行う（例えば、特許文献１および特許文献２参照）。

制御方式は、
ＰＩＤ制御＝Ｐ（比例）制御＋Ｉ（積分）制御＋Ｄ（微分）制御
となる。最も基本的なＰ（比例）は、操作量を、出力値と目標値の偏差の一次関数として制御する。例えば、ある時刻tでの操作量をx(t)、出力値をy(t)、目標値をy₀とすると、
x(t)=Kp(y(t)- y₀)+ x₀
となる。ここで、x₀は、y(t)=y₀のときにそれを維持するために必要な操作量である。
Δx(t)=x(t)-x₀、Δy(t)=y(t)-y₀
とすると、
Δx(t)=KpΔy(t) （式１）
が成立し、ある時点の操作量は、出力値のＫｐ倍という比例関係が成立する。この偏差に比例して操作量を変化させる動作がＰ（比例）動作であり、定数Ｋｐを比例ゲインと呼ぶ。また、出力値と目標値との偏差を残留偏差（オフセット）という。

例えば、外気温が零下１５度の場合に、電気ポットの温度を９５度まで上昇させ、９５度に保持する場合と、外気温が３５度の場合に、電気ポットの９５度まで上昇させ、９５度に保持する場合とでは、当然に要する熱量が異なるが、Ｐ制御においては、その都度最適のＫｐを設定し直すのは容易ではない。

そこで、第１項の比例制御部分の次に、第２項の積分部分を加え、残留偏差の時間積分に比例して操作量を変化させる。

Ｉ（積分）制御は、偏差状態期間が長時間続くと、その分操作量の変化を大きくして目標値に近づけようとする。そのためには一定期間の変化量を積分する必要があるため、Ｉ制御は、ある程度の時間が経過しないと効果を発揮することができない。そのため、急激な出力値の変化に対してはＩ制御は有効でない。

そこで、出力値が急激に変動する場合に備え、さらに第３項としてＤ（微分）制御を加える。

この第３項は、急激な出力値の変化に対し、その変化の大きさに比例した入力を行うように作用することにより、その変化に抗しようとする役目を果たす。すなわち、出力値が急激に上昇した場合は、これを下降させるように作用し、出力値が急激に下降した場合は、これを上昇させるように作用する。

図５に、従来のＰＩＤ制御を用いた安定化回路を示す。安定化回路２１は、目標値となる定電流設定値を入力すると、電流検出器２５にて検出されたデジタル電流値との差分である残留偏差ｅを、比較器により求める。初回、残留偏差がゼロのときは、試験条件設定部１５から設定された定電流設定値を目標値として、Ｐ制御を介することにより、比例ゲインＫｐを乗算して操作量を算出し、アナログ制御信号に変換して電子負荷装置１４に出力する。電子負荷装置１４が放電を開始すると、電流検出器２５にてアナログ電流値が検出され、その値がデジタル電流値として比較器に入力される。

この残留偏差ｅをもとに、再びＰ（比例）制御、Ｉ（積分）制御、Ｄ（微分）制御を介することにより操作量を算出する。操作量は、初期状態または外乱が無視し得る領域においては、Ｐ制御がＰＩＤ制御全体を支配する。従って、結局は、Ｐ制御からの操作量と考えて差し支えない。

Ｐ（比例）制御による直流電源装置１３の制御について以下に説明する。目標値（定電流設定値）を１０Ａとしたとき、電流検出器２３ａのアナログ電流値が２Ａだったとすると、偏差は８Ａとなる。
残留偏差ｅ＝目標値（定電流設定値）−出力値（デジタル電流値）
ｅ０＝１０−２＝８Ａ
しかし、Ｐ制御の係数Ｋｐは１以下であるため、操作量は８Ａとはならない。ＰＩＤ制御回路は、加算型のフィードバック制御回路であるため、係数Ｋｐ＞１とすると、ＰＩＤ制御回路が異常発振、制御の不安定をきたし、２次電池を過電圧状態にするおそれがあるからである。

そこで、仮にＫｐ＝０．３とすると、
８×０．３＝２．４Ａ
が操作量となり、直流電源装置１３に出力するアナログ制御信号は、
２＋２．４＝４．４Ａ
となる。そして、デジタル電流値は、４．４Ａとなり、
ｅ１＝１０−４．４＝５．６Ａ
５．６×０．３＝１．６８Ａ
５．６＋１．６８＝６．０８Ａ
となり、６．０８Ａが次のアナログ制御信号となる。以上の制御動作を繰り返し、逐次操作量とデジタル電流値を比較し、残留偏差を求め、最終的に目標値である定電流設定値と出力値であるデジタル電流値とを一致させる。

しかしながら、表１に示すように、残留偏差が小さくなると、それに比例して操作量も小さくなるため、Ｐ制御だけでは出力値を目標値に一致させることができない。

この不一致部分、すなわち、１０−９．７７４＝０．２２６Ａ部分を補うものがＩ（積分）制御であり、Ｄ（微分）制御である。式１〜３の係数、Ｋｐ、Ｋ_Ｉ、Ｋｄは、フィードバック回路の安定度、応答速度などの点から総合的に決定するが、通常、経験的に求めた値または論理的に算出した理想値が設定される。

図６に、従来のＰＩＤ制御の出力波形と操作量との関係を示す。ＰＩＤ制御を用いることにより、ハンチング、オーバーシュートを発生させずに滑らかに出力値と目標値とを一致させることができる。

特開２００８−１８０５１９号公報特開２００４−２８２１５９号公報

しかしながら、ＰＩＤ制御を適用した従来の充放電試験用コントローラには、以下のような問題があった。

（１）図７に、２次電池の充放電試験の定電流設定値パターンを示す。充放電試験には、定電流設定値を短時間で数段階に変化させたパターンを周期的に繰り返して、２次電池の充放電を行うことがある。例えば、図７（ａ）に示すように、定電流設定値をCC SET 1〜CC SET 3の３段階に切り換える。このような場合、定電流設定値の切り換えを高速で行うと、図７（ｂ）に示すように、ＰＩＤ制御による出力値（電流値）が、定電流設定値CC SET 1で設定された値に到達する前に、定電流設定値CC SET 2に切り換わってしまい、いつまでたっても出力値が定電流設定値に一致しない。

（２）直流電源装置１３と電子負荷装置１４の温度ドリフト傾向、設定確度などが同一でないため、変換されたアナログ制御信号によって設定された電流値のとおりに動作しない。そのため、被試験物２の容量測定に誤差を生じる。

（３）直流電源装置１３と電子負荷装置１４とが、それぞれ個別の電流検出器１３ａ，電流検出器１４ａにより２次電池に流れる電流を検出するため、電流検出器１３ａ，電流検出器１４ａの精度の違いに起因する容量測定誤差を生じる。

（４）直流電源装置１３と電子負荷装置１４は、それぞれ個々に校正せざるを得ないため、上記校正による新たな誤差が発生するおそれ、または校正に要する工数の増大などの派生的問題も生じ得る。

本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、高精度の充放電試験を実施することができる充放電試験用コントローラおよび充放電試験方法を提供することにある。

本発明は、このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、被試験物の充放電試験を行うために、直流電源装置および電子負荷装置を制御する充放電試験用コントローラにおいて、前記直流電源装置から前記被試験物への充電電流および前記被試験物から前記電子負荷装置への放電電流が共通して流れる経路に挿入された電流検出器と、前記電流検出器で検出された電流値が、外部から設定された定電流設定値となるように操作量を計算し、前記直流電源装置または前記電子負荷装置へ制御信号を出力する制御部とを備え、前記定電流設定値を複数の段階で変化させたパターンを周期的に繰り返して充放電を行う場合に、前の周期の各々の段階が終了する直前の制御信号を記憶し、次の周期の各々の段階が開始するとき、記憶された制御信号を用いて、それぞれの段階の操作量を計算することを特徴とする。

この構成によれば、１周期目の第１段階が終了する直前の制御信号を記憶し、次の２周期目の第１段階を開始するときに、記憶された制御信号からＰＩＤ制御を行う。第２段階以降複数の段階のそれぞれにおいて、同じ処理を行うことにより、定電流設定値が短時間で変化する場合であっても、高精度で効率よく定電流設定値に追従させることができる。

充放電試験用コントローラは、前記複数の段階の各々の定電流設定値を記憶する目標値レジスタ部と、前記複数の段階の各々の時間幅を示す時間信号を受信するタイマー部と、前記複数の段階のそれぞれにおいて、前記制御部から出力された前記制御信号を記憶する制御信号メモリ部とを備え、前記目標値レジスタ部および前記制御信号メモリ部は、前記タイマー部からの制御により、各々の段階に応じて切り換えられる。

前記制御信号メモリ部は、充放電試験の開始時にゼロに設定され、充放電試験用コントローラは、前記制御信号メモリ部の内容がゼロのとき、前記制御信号メモリ部に記憶された制御信号を使用しないことにより、制御開始の早い段階から精度よく定電流設定値に近づけることができる。

以上説明したように、本発明によれば、効率よく定電流設定値に近づけることができ、高精度の充放電試験を実施することが可能となる。

従来の充放電試験装置の構成を示すブロック図である。従来の充放電試験用コントローラを適用した充放電試験装置の構成を示すブロック図である。従来の充放電試験用コントローラの制御部の構成を示すブロック図である。従来のオン／オフスイッチング型負帰還回路の構成と出力波形を示す図である。従来のＰＩＤ制御を用いた安定化回路を示すブロック図である。従来のＰＩＤ制御の出力波形と操作量との関係を示す図である。従来の充放電試験用コントローラの問題点を説明するための図である。本発明の一実施形態にかかる充放電試験用コントローラを示すブロック図である。本発明の一実施形態にかかる充放電試験用コントローラの制御部の構成を示すブロック図である。本発明の一実施形態にかかる充放電試験用コントローラの制御方法を示すフローチャートである。ＰＩＤ処理部における初回の制御方法の相違を説明するための図である。制御レジスタと制御信号メモリ部との間の転送のタイミングを示す図である。Ｐｔｉｍｅを変えたときの電流検出器のアナログ電流値の実測値を示す図である。ＰＩＤ処理部における制御信号値の転送方法を示す図である。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。
図８に、本発明の一実施形態にかかる充放電試験用コントローラを示す。充放電試験用コントローラ３１は、制御部３６と、スイッチ３７と、電流検出器３８とから構成されている。スイッチ３７を介して、直流電源装置１３、電子負荷装置１４および被試験物１２が接続されている。直流電源装置１３および電子負荷装置１４は、既存の汎用製品であり、被試験物２の２次電池の電池容量に応じて、適正な能力の製品が選択される。被試験物１２と直流電源装置１３および電子負荷装置１４の−端子側、すなわちリターン回路に電流検出器３８が、挿入されている。制御部３６には、試験条件を設定する試験条件設定部１５として、パーソナルコンピュータなどが接続される。

従来の充放電試験用コントローラの問題点として、直流電源装置１３と電子負荷装置１４とを別々に校正している、それぞれ個別の電流検出器１３ａ，電流検出器１４ａにより２次電池に流れる電流を検出しているため、精度の高い充放電試験ができなかった。そこで、本実施形態では、校正作業を充放電試験用コントローラ３１自体が自動的に行うという着想を得た。充放電試験用コントローラ３１内に電流検出器３８を設け、前記直流電源装置から前記被試験物への充電電流および前記被試験物から前記電子負荷装置への放電電流が共通して流れる回路に挿入する。例えば、スイッチ３７のコモン端子と充放電試験用コントローラ３１の＋端子の間に介挿するか、または充放電試験用コントローラ３１の−端子と直流電源装置１３および電子負荷装置１４の間に介挿する。このようにして、充電電流の検出および放電電流の検出を、同一の電流検出器にて行うことにしている。

直流電源装置１３および電子負荷装置１４に内蔵されている電流検出器を利用せずに、校正に係る誤差を高精度の電流検出器３８に負担させることによって、内蔵されている電流検出器の精度の違いによる問題を解消する。また、制御部３６は、試験条件設定部１５から設定された電流値により、直流電源装置１３または電子負荷装置１４を制御し、電流検出器３８により電流値を検出する。制御部３６は、測定された電流値が、設定された電流値と等しくなるように、直流電源装置１３と電子負荷装置１４とに対する制御信号を校正する。

従来の充放電試験用コントローラの問題点として、定電流設定値の切り換えを高速で行うことができず、定電流設定値を短時間で数段階に変化させたパターンを繰り返して行う場合に、精度の高い充放電試験ができなかった。これは、基本的にＰＩＤ制御が高速制御に不向きであること、デジタル演算、アナログ−デジタル変換、デジタル−アナログ変換に時間を要することが原因である。

定電流設定値が一定の値の場合、図６から明らかなように、ＰＩＤ制御でも電流検出器で検出される電流値と試験条件設定部１５にて設定された定電流設定値とが一致する。従って、上記の問題は、定電流設定値を１周期の間に複数段階変化させる場合であって、その１周期が極めて短時間であるときに生じ易いことになる。充放電試験用コントローラでのＰＩＤ処理部は、出力値（電流値）と定電流設定値との差を１秒間に約１０００回計測し、操作量を微細にコントロールしている。従って、１ポイント当たりの計測には約１ｍｓｅｃ要することになる。例えば、Ｐｔｉｍｅ１の期間が５０ｍｓｅｃの場合、５０ポイントの偏差しか計測できず、電流検出器で検出される電流値と試験条件設定部１５にて設定された定電流設定値とが一致する制御信号に到達しないうちに、Ｐｔｉｍｅ２に試験条件が移動しかねない。

図７に示したパターンで制御する場合、定電流設定値CC SET 1（Ｐｔｉｍｅ１）から１周期目が始まり、１周期目の制御が終了して、２周期目の定電流設定値CC SET 1（Ｐｔｉｍｅ１）が開始するときを考える。２周期目の制御は、直前の定電流設定値CC SET 3（Ｐｔｉｍｅ３）がゼロであることから、制御信号ゼロから始まり、定電流設定値CC SET 1（Ｐｔｉｍｅ１）になるように制御がなされる。このことは、定電流設定値の切り換えを高速に行うことができない一因となっている。そこで、本実施形態では、１周期目のＰｔｉｍｅ１が終了する直前の制御信号を記憶し、次の２周期目のＰｔｉｍｅ１を開始するときに、記憶された制御信号からＰＩＤ制御を行うこととする。

図９に、本発明の一実施形態にかかる充放電試験用コントローラの制御部の構成を示す。制御部３６は、試験条件設定部１５から複数の段階の定電流設定値（目標値）を入力して記憶する目標値レジスタ部４６と、Ａ／Ｄコンバータ４３からのデジタル電流値および目標値レジスタ部４６に記憶された目標値から、直流電源装置１３および電子負荷装置１４へのデジタル制御信号を出力するＰＩＤ処理部４１と、デジタル制御信号を記憶する制御信号メモリ部４５とを備えている。Ｄ／Ａコンバータ４４ａ，４４ｂは、ＰＩＤ処理部４１からのデジタル制御信号をアナログ制御信号に変換する。Ａ／Ｄコンバータ４３は、電流検出器３８で得られたアナログ電流値をデジタル電流値に変換する。Ａ／Ｄコンバータ４３は、高分解能であることが求められ、本実施形態では、２４ビットのＡ／Ｄコンバータを用いる。また、タイマー部４７は、試験条件設定部１５から複数の段階の時間幅を示すＰｔｉｍｅ信号を受信し、タイミング信号を目標値レジスタ部４６および制御信号メモリ部４５に供給する。

また、ＰＩＤ処理部４１と、デジタル制御信号の算出に使用する制御レジスタ４８を備えている。ただし、後述のフローチャートのとおりの実行が可能であれば、制御レジスタ４８は、必ずしもＰＩＤ処理部４１内に組み込む必要はなく、目標値レジスタ部４６も必ずしも制御部３６内に設ける必要はない。

このような構成により、図７に示した定電流設定値パターンにより、直流電源装置１３を制御する方法について述べる。最初に、試験条件設定部１５から定電流設定値をCC SET 1〜CC SET 3を目標値レジスタ部４６に、Ｐｔｉｍｅ１〜３信号をタイマー部４７に記憶する。ここで、Ｋｐ＝０．３、定電流設定値CC SET 1＝１０Ａ、定電流設定値CC SET 2＝５Ａ、定電流設定値CC SET 3＝０Ａ、Ｐｔｉｍｅ１〜３＝５０ｍｓとして、Ｐ（比例）制御を行う。１周期目の最初の電流検出器３８の電流計測値が２Ａとすると、定電流設定値CC SET 1＝１０Ａであるから、残留偏差ｅ＝８Ａであり、
８×０．３＝２．４Ａ
が操作量となり、直流電源装置１３に出力するアナログ制御信号は、
２＋２．４＝４．４Ａ
となる。そして、電流検出器３８、Ａ／Ｄコンバータ４３精度誤差を無視すれば、デジタル電流値は、４．４Ａとなり、
ｅ１＝１０−４．４＝５．６Ａ
５．６×０．３＝１．６８Ａ
５．６＋１．６８＝６．０８Ａ
となる。このようにして、ＰＩＤ制御を１０回繰り返し、Ｐｔｉｍｅ１が終了したときの直前のアナログ制御信号が９．７７４Ａだとする。このアナログ制御信号に対応するデジタル制御信号が、制御レジスタ４８に格納されおり、この制御信号値が、制御信号メモリ４５に記憶される。

次に、１周期目のＰｔｉｍｅ２が始まると、電流計測値＝９．７７４Ａ、定電流設定値CC SET 2＝５ＡからＰ制御を行う。Ｐｔｉｍｅ２が終了したときの直前の制御レジスタ４８の制御信号値が、制御信号メモリ４５に記憶される。同様に、１周期目のＰｔｉｍｅ３のＰ制御を行う。

そして、２周期目のＰｔｉｍｅ１が始まると、制御信号メモリ４５に記憶されている制御信号値＝９．７７４Ａが、制御レジスタ４８に転送され、電流計測値＝０Ａ、定電流設定値CC SET 1＝１０ＡからＰ制御を行う。同様に、２周期目のＰｔｉｍｅ２が始まると、制御信号メモリ４５に記憶されている制御信号値が制御レジスタ４８に転送され、定電流設定値CC SET 2＝５ＡからＰ制御を行う。同様に、２周期目のＰｔｉｍｅ３のＰ制御を行う。このようにして、Ｐ制御を繰り返すことにより、Ｐｔｉｍｅ１〜３の各々における電流計測値と、定電流設定値CC SET 1〜CC SET 3とが一致する。詳細な制御フローを以下に説明する。

図１０に、本発明の一実施形態にかかる充放電試験用コントローラの制御方法を示す。上記と同様に図７に示したパターンで制御する場合について説明するが、制御パターンは、１サイクルにおける定電流設定値の数は２以上であれば良く、特に数に制限はない。最初に、試験条件設定部１５から目標値レジスタ部４６に定電流設定値が設定され、タイマー部４７にＰｔｉｍｅ信号が設定されると、初期起動と判定し（Ｓ１０２）、制御レジスタ４８および制御信号メモリ部４５の内容をクリア（ゼロ）にする（Ｓ１０４）。なお、制御信号メモリ部４５には、１サイクルにおける定電流設定値の数（図７の例では３）だけ、格納領域を有するので、それら全ての領域をクリアする。直流電源装置１３、電子負荷装置１４等の充放電試験装置の構成機器を立ち上げ（Ｓ１０６）、カウンタｎを１にセットする（Ｓ１０８）。

ＰＩＤ処理部４１は、目標値レジスタ部４６から定電流設定値CC SET 1を読み込み、ＣＣ（定電流）モードでＰＩＤ制御をスタートさせる。このとき、タイマー部４７は、Ｐｔｉｍｅ１タイマーをスタートさせる（Ｓ１１０）。制御信号メモリ部４５の値がゼロか否かを判定する（Ｓ１１２）。ｎ＝１の初回は、制御量メモリ部４５はゼロに初期設定されているので、この場合はＹのルーチン、ステップＳ１１６へ進む。制御信号メモリ部４５の値がゼロではない場合は、Ｎのルーチン、ステップＳ１１４へ進む。

ここで、ＰＩＤ処理部４１が、ｎ＝１のときに制御信号メモリ部４５から制御信号値を転送しない理由を、図１１を参照して説明する。ｎ＝１の初回は、直流電源装置１３および電子負荷装置１４も立ち上げシーケンスの直後であり、出力値はゼロに設定されている。従来のように、ｎ＝１のときに制御信号メモリ部４５から制御信号値を参照すると、Ｐｔｉｍｅ１〜３の各段階の最初から、制御信号ゼロから始まるので、直流電源装置１３および電子負荷装置１４は追従することができず、効率よく定電流設定値に近づけることができない。この様子を図１１（ａ）に示す。一方、ｎ＝１のときに制御信号メモリ部４５から制御信号値を転送しない場合は、Ｐｔｉｍｅ２の最初の制御信号は、Ｐｔｉｍｅ１の最後の制御信号から算出し、Ｐｔｉｍｅ３の最初の制御信号は、Ｐｔｉｍｅ２の最後の制御信号から算出するので、図１１（ｂ）に示すように、効率よく定電流設定値に近づけることができる。

また、一般的な電子負荷装置は、電子負荷の定電流制御回路（誤差増幅器）が有するヒステリシス特性により、制御信号をゼロから立ち上げた場合に、制御信号が微小領域にある間は追従しない。典型的には、負荷電流が概ね数１０〜数１００ｍＡ相当にする制御信号に上昇したときに、初めて負荷電流が流れ出す。従って、上記のように、ｎ＝１のときに制御量メモリ部４５から制御信号値を転送しないようにすれば、ヒステリシス特性の影響を受けることなく、ｎ＝１のときから精度よく定電流設定値に近づけることができる。

図１０に戻り、ステップＳ１１４では、制御信号メモリ部４５の値がゼロではない場合は、制御信号値を制御レジスタ４８に転送する。ステップＳ１１６においてタイマー部４７は、Ｐｔｉｍｅ信号で設定された時間が経過するまでタイマーが進行し、所定タイム経過するまで、ＰＩＤ処理部４１によるＰＩＤ制御が行われる（Ｓ１１８）。Ｐｔｉｍｅ信号で設定された時間が経過すると、その直前のデジタル制御信号を、制御レジスタ４８から制御信号メモリ部４５に記憶する（Ｓ１２０）。ステップＳ１２２では、ｎ＋１をｎにセットし、ステップＳ１１０にリターンする。

１サイクルにおける定電流設定値の数（図７の例では３）だけ、ステップ１１０からステップＳ１２２までを繰り返して、第１周期を終了する。第２周期以降は、制御信号メモリ部４５に制御信号値が格納されているので、ステップＳ１１４を経由して、ＰＩＤ制御が行われる（Ｓ１１８）。

図１２に、制御レジスタと制御信号メモリ部との間の転送のタイミングを示す。定電流設定値CC SET 1（Ｐｔｉｍｅ１）から１周期目が始まり、制御信号メモリ部４５の値がゼロなので、ＰＩＤ処理部４１は、制御信号値を転送せずにＰＩＤ制御を行う。１周期目のＰｔｉｍｅ１が終了する直前に、デジタル制御信号Ａ（１）を、制御レジスタ４８から制御信号メモリ部４５に転送する。次に、１周期目のＰｔｉｍｅ２が始まると、制御信号値を転送せずにＰＩＤ制御を行い、Ｐｔｉｍｅ２が終了したときの直前の制御レジスタ４８のデジタル制御信号Ａ（２）が、制御信号メモリ４５に記憶される。同様に、１周期目のＰｔｉｍｅ３の制御を行う。

２周期目のＰｔｉｍｅ１を開始するときに、ＰＩＤ処理部４１は、制御信号メモリ部４５に記憶された制御信号値Ａ（１）を、制御レジスタ４８に転送してＰＩＤ制御を行う。２周期目のＰｔｉｍｅ１が終了する直前に、デジタル制御信号Ｃ（１）を、制御レジスタ４８から制御信号メモリ部４５に転送する。次に、２周期目のＰｔｉｍｅ２が始まると、ＰＩＤ処理部４１は、制御信号メモリ部４５に記憶された制御信号値Ａ（２）を、制御レジスタ４８に転送してＰＩＤ制御を行う。Ｐｔｉｍｅ２が終了したときの直前の制御レジスタ４８のデジタル制御信号Ｃ（２）が、制御信号メモリ４５に記憶される。同様に、２周期目のＰｔｉｍｅ３の制御を行う。

図７（ｂ）に示したように、従来の充放電試験用コントローラでは、定電流設定値CC SET 1で設定された値に到達する前に、定電流設定値CC SET 2に切り換わってしまい、いつまでたっても出力値が定電流設定値に一致しない。本実施形態によれば、図１２に示したように、１周期目のＰｔｉｍｅ１が終了する直前の制御信号を記憶し、次の２周期目のＰｔｉｍｅ１を開始するときに、記憶された制御信号からＰＩＤ制御を行うので、高精度で効率よく定電流設定値に近づけることができる。

図１３に、Ｐｔｉｍｅを変えたときの電流検出器のアナログ電流値の実測値を示す。Ｋｐ＝０．３、定電流設定値CC SET 1＝２０Ａ、定電流設定値CC SET 2＝４０Ａ、定電流設定値CC SET 3＝０Ａとし、図１３（ａ）はＰｔｉｍｅ１〜３＝５００ｍｓ、図１３（ｂ）はＰｔｉｍｅ１〜３＝５０ｍｓ、図１３（ｃ）はＰｔｉｍｅ１〜３＝５ｍｓの場合を示す。図１３（ａ）は、図１２に示したのと同様に、効率よく定電流設定値に近づいていることがわかる。図１３（ｂ）では、定電流設定値を短時間で変化させているが、４周期目で、ほぼ定電流設定値に追従していることがわかる。さらに、図１３（ｃ）に示すように、定電流設定値を短時間で変化させても、およそ７００ｍｓ後には、定電流設定値に追従していることがわかる。

図１４に、ＰＩＤ処理部における制御信号値の転送方法を示す。試験条件設定部１５から目標値レジスタ部４６に複数の段階の定電流設定値（設定値１〜４）が設定され、タイマー部４７に複数の段階の時間幅を示すＰｔｉｍｅ信号（設定値１〜４）が設定される。制御信号メモリ部４５には、１サイクルにおける定電流設定値の数（この例では４）だけ、格納領域（メモリ１〜４）を有し、当初はゼロ・クリアされている。

タイマー部４７は、Ｐｔｉｍｅ信号によって設定された設定値に従い、所定の時間幅パルスを作り出すと同時に、設定値が切り換わるタイミングで、目標値レジスタ部４６の出力および制御信号メモリ部４５の入出力を切り換える。例えば、Ｐｔｉｍｅ１のときには目標値レジスタ部４６の設定値１および制御信号メモリ部４５のメモリ１を同時に選択するとともに、Ｐｔｉｍｅ１の時間幅パルスを作成する。そして、Ｐｔｉｍｅ１の時間経過後、Ｐｔｉｍｅ２に切り換わるタイミングで、設定値１から設定値２に切り換え、メモリ１からメモリ２に切り換えるとともに、Ｐｔｉｍｅ２の時間幅パルスを作成する。

Ｐｔｉｍｅ１の開始時には、設定値１が選択され、メモリ１に格納された制御信号値＝０が制御レジスタ４８に転送される。ＰＩＤ処理部４１のＰＩＤ制御に従って、デジタル制御信号が出力され、メモリ１に随時書き込まれる。従って、Ｐｔｉｍｅ１が終了する直前のデジタル制御信号が、メモリ１に格納されることになる。このようにして、図１２に示した転送のタイミングを実現することができる。

１２被試験物
１３直流電源装置
１４電子負荷装置
１５試験条件設定部
３１充放電試験用コントローラ
３６制御部
３７スイッチ
３８電流検出器
４１ＰＩＤ処理部
４３Ａ／Ｄコンバータ
４４ａ，４４ｂＤ／Ａコンバータ
４５制御信号メモリ部
４６目標値レジスタ部
４７タイマー部
４８制御レジスタ

Claims

被試験物の充放電試験を行うために、直流電源装置および電子負荷装置を制御する充放電試験用コントローラにおいて、
前記直流電源装置から前記被試験物への充電電流および前記被試験物から前記電子負荷装置への放電電流が共通して流れる経路に挿入された電流検出器と、
前記電流検出器で検出された電流値が、外部から設定された定電流設定値となるように操作量を計算し、前記直流電源装置または前記電子負荷装置へ制御信号を出力する制御部とを備え、
前記定電流設定値を複数の段階で変化させたパターンを周期的に繰り返して充放電を行う場合に、前の周期の各々の段階が終了する直前の制御信号を記憶し、次の周期の各々の段階が開始するとき、記憶された制御信号を用いて、それぞれの段階の操作量を計算することを特徴とする充放電試験用コントローラ。
前記複数の段階の各々の定電流設定値を記憶する目標値レジスタ部と、
前記複数の段階の各々の時間幅を示す時間信号を受信するタイマー部と、
前記複数の段階のそれぞれにおいて、前記制御部から出力された前記制御信号を記憶する制御信号メモリ部とを備え、
前記目標値レジスタ部および前記制御信号メモリ部は、前記タイマー部からの制御により、各々の段階に応じて切り換えられることを特徴とする請求項１に記載の充放電試験用コントローラ。
被試験物の充放電試験を行うために、直流電源装置および電子負荷装置を制御する充放電試験用コントローラにおける充放電試験方法であって、
前記直流電源装置から前記被試験物への充電電流および前記被試験物から前記電子負荷装置への放電電流が共通して流れる経路に挿入された電流検出器から、電流値を取得する第１ステップと、
前記電流検出器で検出された電流値が、外部から設定された定電流設定値となるように操作量を計算し、前記直流電源装置または前記電子負荷装置へ制御信号を出力する第２ステップであって、前記定電流設定値を複数の段階で変化させたパターンを周期的に繰り返して充放電を行う場合に、前の周期の各々の段階が終了する直前の制御信号を記憶し、次の周期の各々の段階が開始するとき、記憶された制御信号を用いて、それぞれの段階の操作量を計算する第２ステップと
を備えたことを特徴とする充放電試験方法。
前記第２ステップは、前記複数の段階のそれぞれにおいて、前の周期の各々の段階が終了する直前の制御信号を、制御信号メモリ部に記憶し、次の周期の各々の段階が開始するとき、前記制御信号メモリ部に記憶された制御信号を用いて、それぞれの段階の操作量を計算し、
前記制御信号メモリ部は、前記複数の段階の各々の時間幅を示す時間信号を受信するタイマー部からの制御により、各々の段階に応じて切り換えられることを特徴とする請求項３に記載の充放電試験方法。
前記制御信号メモリ部は、充放電試験の開始時にゼロに設定され、
前記第２ステップは、前記制御信号メモリ部の内容がゼロのとき、前記制御信号メモリ部に記憶された制御信号を使用しないことを特徴とする請求項４に記載の充放電試験方法。