JP4769231B2 - Electric power steering device - Google Patents

Description

本発明は、レゾルバを用いてモータの回転角を検出する回転角検出装置、及びその回転角検出装置を用いた電動パワーステアリング装置に関する。   The present invention relates to a rotation angle detection device that detects a rotation angle of a motor using a resolver, and an electric power steering device using the rotation angle detection device.

電動パワーステアリング装置は、車両の操舵トルクの大きさに応じた補助トルクを電動機（モータ）によって発生させ、この補助トルクをステアリング系に伝達して、運転者が操舵する操舵力を軽減させるための操舵力支援装置である。このような電動パワーステアリング装置は回転角検出装置を用いてモータの回転角を検出しながら操舵補助力の制御を適正に行っている。回転角検出装置は、固定周波数発振器が発生した正弦波電圧をレゾルバによってＥｓｉｎ電圧とＥｃｏｓ電圧に変換して、それらのＥｓｉｎ電圧のピーク値とＥｃｏｓ電圧のピーク値をサンプルホールドし、そこから求められるｓｉｎ信号（ｓｉｎθ）とｃｏｓ信号（ｃｏｓθ）との比によって算出されるｔａｎθに基づいてモータの回転角θを検索している。   The electric power steering apparatus generates an auxiliary torque according to the magnitude of the steering torque of the vehicle by an electric motor (motor), transmits the auxiliary torque to the steering system, and reduces the steering force that the driver steers. This is a steering force support device. Such an electric power steering device appropriately controls the steering assist force while detecting the rotation angle of the motor using the rotation angle detection device. The rotation angle detection device converts a sine wave voltage generated by a fixed frequency oscillator into an Esin voltage and an Ecos voltage by a resolver, samples and holds the peak value of the Esin voltage and the peak value of the Ecos voltage, and is obtained from the sample and hold. The rotation angle θ of the motor is searched based on tan θ calculated by the ratio of the sin signal (sin θ) and the cos signal (cos θ).

すなわち、回転角検出装置は、サンプルホールド回路のアナログスイッチによってＥｓｉｎ電圧とＥｃｏｓ電圧のピーク値をサンプルホールドして、そこから求められるｓｉｎ信号（ｓｉｎθ）とｃｏｓ信号（ｃｏｓθ）に基づいて、ｔａｎθ→θ変換ＭＡＰでモータの回転角θを検索し、その回転角θでモータを制御して電動パワーステアリング装置の操舵力をアシストしている。このとき、サンプルホールド回路によってサンプリングされたｓｉｎ信号及びｃｏｓ信号は、Ｅｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧の包絡線の値となっており、マイクロコンピュータ（以下、マイコンという）は任意のタイミングでｓｉｎ信号及びｃｏｓ信号のＡ／Ｄ変換を実施してモータのベクトル制御を行っている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００６−２６６７３３号公報（段落番号００２１〜００２３及び図２参照） That is, the rotation angle detection device samples and holds the peak values of the Esin voltage and the Ecos voltage by the analog switch of the sample hold circuit, and based on the sin signal (sin θ) and the cos signal (cos θ) obtained therefrom, tan θ → The rotation angle θ of the motor is searched by θ conversion MAP, and the motor is controlled by the rotation angle θ to assist the steering force of the electric power steering apparatus. At this time, the sin signal and the cos signal sampled by the sample and hold circuit have values of the envelope of the Esin voltage and the Ecos voltage, and the microcomputer (hereinafter referred to as a microcomputer) can detect the sin signal and the cos signal at an arbitrary timing. A / D conversion is performed to perform motor vector control (see, for example, Patent Document 1).
JP 2006-266733 A (see paragraph numbers 0021 to 0023 and FIG. 2)

しかしながら、サンプルホールド回路で用いられるアナログスイッチは半導体素子で構成されているため、それぞれの半導体素子に固有の電気的特性や温度特性にバラツキが存在する。したがって、サンプルホールド回路でサンプリングして生成されたｓｉｎ信号の波形とｃｏｓ信号の波形には、アナログスイッチの電気的特性や温度特性のバラツキに起因する振幅ズレやサンプルタイミングのズレが生じる。その結果、ｔａｎθによって算出されるモータの回転角θの検索精度が低下するので、モータの滑らかな回転制御が損なわれて、電動パワーステアリング装置の操舵フィーリングを低下させるおそれがある。   However, since the analog switch used in the sample hold circuit is composed of semiconductor elements, there are variations in electrical characteristics and temperature characteristics unique to each semiconductor element. Therefore, the waveform of the sin signal and the waveform of the cosine signal generated by sampling in the sample hold circuit cause an amplitude shift and a sample timing shift due to variations in electrical characteristics and temperature characteristics of the analog switch. As a result, the search accuracy of the rotation angle θ of the motor calculated by tan θ is lowered, so that smooth rotation control of the motor is impaired and the steering feeling of the electric power steering apparatus may be lowered.

そこで、このような影響を除くために、アナログスイッチを用いたサンプルホールド回路を廃止して、マイコンによるＡ／Ｄ変換処理によってＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧から直接ｓｉｎ信号及びｃｏｓ信号を得る方法が採られている。ところが、マイコンのＡ／Ｄ変換処理によってｓｉｎ信号及びｃｏｓ信号を得る場合、モータ制御とＡ／Ｄ変換処理が重なると、モータ制御中はモータの回転角θを変更することができないため（モータ制御中に値を更新するのは好ましくないため）、ｓｉｎ信号及びｃｏｓ信号を更新することができない。その結果、モータの制御を適正に行うことができなくなる。   Therefore, in order to eliminate such an influence, a method of obtaining a sin signal and a cos signal directly from an Esin voltage and an Ecos voltage by an A / D conversion process by a microcomputer is eliminated by eliminating a sample hold circuit using an analog switch. ing. However, when the sin signal and the cosine signal are obtained by the A / D conversion process of the microcomputer, if the motor control and the A / D conversion process overlap, the rotation angle θ of the motor cannot be changed during the motor control (motor control). The sin signal and the cos signal cannot be updated. As a result, the motor cannot be properly controlled.

また、一般的に、レゾルバによる回転角θの検索によって生じるノイズの影響を低減させるために、レゾルバの励磁周期をモータの制御周期よりも短くするように構成されている。言い換えると、レゾルバの励磁周波数がモータの制御周波数より高くなるように構成されている。このようにしてレゾルバの励磁周波数を高くすることによって、励磁電圧の振幅が大きくなってＳＮ比が小さくなり、その結果、ノイズマージンが大きくなるためにノイズの影響が低減される。   In general, the excitation period of the resolver is configured to be shorter than the control period of the motor in order to reduce the influence of noise caused by the search of the rotation angle θ by the resolver. In other words, the excitation frequency of the resolver is configured to be higher than the control frequency of the motor. By increasing the excitation frequency of the resolver in this manner, the amplitude of the excitation voltage is increased and the SN ratio is decreased. As a result, the noise margin is increased, so that the influence of noise is reduced.

ところが、レゾルバの励磁周波数をモータの制御周波数より高くするような構成にすることにより、モータの制御中にレゾルバの出力波形の頂点部（つまり、Ｅｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧の包絡線となるピーク値）が複数存在するため、単純にレゾルバの出力波形の頂点部（Ｅｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧の包絡線のピーク値）でＡ／Ｄ変換を行うと、モータの制御中に回転角が更新されてしまうおそれが生じる。その結果、モータの制御が適正に行われなくなって、電動パワーステアリング装置の操舵フィーリングが悪化する原因となる。   However, by making the excitation frequency of the resolver higher than the control frequency of the motor, the peak portion of the resolver output waveform during the motor control (that is, the peak value that becomes the envelope of the Esin voltage and the Ecos voltage). Therefore, if A / D conversion is simply performed at the peak of the output waveform of the resolver (the peak value of the envelope of the Esin voltage and the Ecos voltage), the rotation angle may be updated during motor control. Occurs. As a result, the motor is not properly controlled, and the steering feeling of the electric power steering apparatus is deteriorated.

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、アナログスイッチを用いたサンプルホールド回路を廃止し、マイコンのモータ制御とＡ／Ｄ変換処理が重ならないようにしてｓｉｎ信号及びｃｏｓ信号を取得してモータの回転角θを検索することができる回転角検出装置を用いた電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such circumstances. The sample and hold circuit using the analog switch is abolished so that the motor control of the microcomputer and the A / D conversion process do not overlap with each other, and the sin signal and the cos signal are provided. It obtains an object to provide an electric power steering apparatus using the rotation angle detecting equipment which is capable of searching the rotation angle θ of the motor.

前記課題を解決するために、請求項１に係る発明は、正弦波励磁電圧を出力する正弦波励磁電圧出力手段と、正弦波励磁電圧出力手段が出力する正弦波励磁電圧に基づいて、モータの回転角に応じた角度関数電圧を出力するレゾルバと、そのレゾルバから出力された角度関数電圧をＡ／Ｄ変換して角度関数を生成するＡ／Ｄ変換器とを有し、Ａ／Ｄ変換器によってＡ／Ｄ変換された角度関数に基づいてモータの回転角を検索する回転角検出装置と、回転角検出装置によって検索されたモータの回転角に基づいて当該モータを制御するモータ制御手段と、を備えた電動パワーステアリング装置であって、周期的に、モータ制御手段に対してモータ制御の作動信号を送信する第１のタイマと、所定時間ごとにＡ／Ｄ変換器に対してＡ／Ｄ変換の作動信号を送信するとともに正弦波励磁電圧の周期タイミングを決定するための信号を正弦波励磁電圧出力手段に送信する第２のタイマと、モータ制御手段がモータの制御を実行中のときには、第２のタイマから送信された作動信号を停止させてＡ／Ｄ変換の実行を禁止するＡ／Ｄ変換禁止手段とを備え、Ａ／Ｄ変換器は、Ａ／Ｄ変換禁止手段がＡ／Ｄ変換の実行を禁止していない区間にレゾルバから出力された角度関数電圧のピーク値のみをサンプリングして角度関数を生成する構成を採っている。 In order to solve the above-mentioned problem, the invention according to claim 1 is based on the sine wave excitation voltage output means for outputting the sine wave excitation voltage and the sine wave excitation voltage output by the sine wave excitation voltage output means . An A / D converter having a resolver that outputs an angle function voltage corresponding to a rotation angle, and an A / D converter that generates an angle function by A / D converting the angle function voltage output from the resolver. A rotation angle detection device that searches for the rotation angle of the motor based on the angle function A / D converted by the motor, and a motor control means that controls the motor based on the rotation angle of the motor searched by the rotation angle detection device; An electric power steering apparatus comprising: a first timer that periodically transmits an operation signal for motor control to the motor control means; and an A / D for the A / D converter at predetermined intervals. Creating a transformation A second timer for transmitting a signal for determining the cycle timing of the sinusoidal excitation voltage and transmits the signal to the sinusoidal excitation voltage output unit, when the motor control means is executing the control of the motor, the second A / D conversion prohibiting means for prohibiting the execution of A / D conversion by stopping the operation signal transmitted from the timer , and the A / D converter is configured such that the A / D conversion prohibiting means executes the A / D conversion. It adopts a configuration that generates an angular function by sampling only the peak value of the output angle function voltage from the resolver to a section that does not prohibit.

このような構成によれば、角度関数電圧（例えば、Ｅｓｉｎθ及びＥｃｏｓθ）のピーク値をサンプルホールドするサンプルホールド回路を廃止して、角度関数電圧をＡ／Ｄ変換器に直接入力して角度関数（例えば、Ｅｓｉｎθ／Ｅｃｏｓθ＝ｔａｎθ）を生成し、その角度関数（ｔａｎθ）からモータの回転角θを求めることができる。したがって、サンプルホールド回路のアナログスイッチによる電気的特性や温度特性のバラツキに起因する角度関数電圧の振幅ズレやサンプルタイミングのズレがなくなるのでモータの回転角制御を高精度に行うことができる。   According to such a configuration, the sample-and-hold circuit that samples and holds the peak values of the angle function voltages (for example, Esin θ and Ecos θ) is eliminated, and the angle function voltage is directly input to the A / D converter. For example, Esinθ / Ecosθ = tanθ) is generated, and the rotation angle θ of the motor can be obtained from the angle function (tanθ). Therefore, since the deviation of the amplitude of the angle function voltage and the deviation of the sample timing due to the variation in the electrical characteristics and temperature characteristics due to the analog switch of the sample hold circuit are eliminated, the rotation angle control of the motor can be performed with high accuracy.

また、Ａ／Ｄ変換作動タイマとＡ／Ｄ変換禁止手段とにより、各ベクトル制御周期において、モータのベクトル制御処理を行っていないタイミングでレゾルバ出力の角度関数電圧（例えば、Ｅｓｉｎθ及びＥｃｏｓθ）をＡ／Ｄ変換して角度関数（例えば、ｔａｎθ）を生成し、その角度関数（ｔａｎθ）に基づいてモータの回転角θを検索している。これによって、レゾルバ出力の角度関数電圧をＡ／Ｄ変換器に直接入力しても、モータのベクトル制御処理を行っていないときにモータの回転角θを更新してベクトル制御処理を行うことができるので、適正にモータ制御を行うことが可能となる。   In addition, by the A / D conversion operation timer and the A / D conversion prohibition means, the angle function voltage (for example, Esin θ and Ecos θ) of the resolver output is set to A at the timing when the motor vector control processing is not performed in each vector control cycle. The angle function (for example, tan θ) is generated by / D conversion, and the rotation angle θ of the motor is searched based on the angle function (tan θ). Thus, even if the angle function voltage of the resolver output is directly input to the A / D converter, the vector control process can be performed by updating the motor rotation angle θ when the motor vector control process is not performed. Therefore, it becomes possible to perform motor control appropriately.

好適な実施形態としては、請求項２で実現される発明のように、第２のタイマは、Ａ／Ｄ変換禁止手段がＡ／Ｄ変換の実行を禁止していない区間に角度関数電圧のピーク値が発生するように、正弦波励磁電圧の周期タイミングを決定するための信号を生成するように構成される。これによって、Ａ／Ｄ変換禁止手段がＡ／Ｄ変換の実行を禁止していない区間に角度関数電圧のピーク値を発生できる。
また、請求項３で実現される発明のように第２のタイマは、正弦波励磁電圧の周期タイミングを決定するための信号を、第１のタイマがモータ制御の作動信号を送信する周期の１／２以下の時間が周期となる矩形波信号とすることができる。 As a preferred embodiment, as in the invention realized in claim 2, the second timer has a peak of the angle function voltage during a period in which the A / D conversion prohibiting unit does not prohibit the execution of the A / D conversion. It is configured to generate a signal for determining the periodic timing of the sinusoidal excitation voltage such that a value is generated . As a result, the peak value of the angle function voltage can be generated in a section where the A / D conversion prohibiting means does not prohibit the execution of A / D conversion .
Further, as in the invention realized in claim 3, the second timer has a signal for determining the cycle timing of the sine wave excitation voltage, and the first timer has a cycle of transmitting the motor control operation signal. A rectangular wave signal having a period of / 2 or less can be obtained.

また、好適な実施形態としては、請求項４で実現される発明のように、モータの制御は、Ａ／Ｄ変換器が各サイクルごとのモータ制御の直前にＡ／Ｄ変換した角度関数、に基づいて求められた回転角に応じて実行される。これによって、モータの制御中に回転角が更新されるおそれがなくなると共に、最新の回転角情報に基づいてベクトル制御処理を行うことができるので、モータの回転角制御を高精度に行うことができる。  As a preferred embodiment, as in the invention realized in claim 4, the motor control is performed by an A / D converter that performs A / D conversion immediately before motor control for each cycle. It is executed in accordance with the rotation angle obtained based on this. Thus, there is no possibility that the rotation angle is updated during the control of the motor, and the vector control process can be performed based on the latest rotation angle information, so that the rotation angle control of the motor can be performed with high accuracy. .

請求項１の発明によれば、半導体素子のアナログスイッチを含むサンプルホールド回路を廃止することができるので、アナログスイッチの電気的特性や温度特性のバラツキに起因するｓｉｎ波形やｃｏｓ波形の振幅ズレやサンプルタイミングのズレがなくなり、モータの回転角を高精度に制御することができる。また、サンプルホールド回路を除去して、レゾルバの出力電圧を直接Ａ／Ｄ変換器へ入力することができるので、レゾルバのインタフェース回路が簡単になって安価な回転角検出装置のシステムを構築することができる。さらに、レゾルバのインタフェース回路の部品点数が少なくなるので回転角検出装置を含むシステムの故障率を低減させることができる。   According to the first aspect of the present invention, since the sample hold circuit including the analog switch of the semiconductor element can be eliminated, the amplitude shift of the sin waveform and the cos waveform caused by the variation in the electrical characteristics and the temperature characteristics of the analog switch The sample timing shift is eliminated, and the rotation angle of the motor can be controlled with high accuracy. In addition, since the sample hold circuit can be removed and the output voltage of the resolver can be input directly to the A / D converter, the resolver interface circuit can be simplified and an inexpensive rotation angle detection system can be constructed. Can do. Furthermore, since the number of parts of the resolver interface circuit is reduced, the failure rate of the system including the rotation angle detection device can be reduced.

請求項２の発明によれば、Ａ／Ｄ変換禁止手段がＡ／Ｄ変換の実行を禁止していない区間に角度関数電圧のピーク値を発生できる。
請求項３の発明によれば、正弦波励磁電圧の周期タイミングを決定するための信号を、第１のタイマがモータ制御の作動信号を送信する周期の１／２以下の時間が周期となる矩形波信号とすることができる。 According to the invention of claim 2, the peak value of the angle function voltage can be generated in a section where the A / D conversion prohibiting means does not prohibit the execution of the A / D conversion.
According to the invention of claim 3, the signal for determining the cycle timing of the sinusoidal excitation voltage is a rectangle in which the cycle is a period of ½ or less of the cycle in which the first timer transmits the motor control operation signal. It can be a wave signal.

請求項４の発明によれば、モータの制御中に回転角が更新されるおそれがなくなると共に、最新の回転角情報に基づいてベクトル制御処理を行うことができるので、モータの回転角制御を高精度に行うことが可能となる。  According to the fourth aspect of the present invention, there is no possibility that the rotation angle is updated during the control of the motor, and vector control processing can be performed based on the latest rotation angle information. It becomes possible to carry out with accuracy.

《第１実施形態》
以下、図面を参照しながら、本発明における回転角検出装置の第１実施形態について説明するが、まず、本発明の回転角検出装置が適用される電動パワーステアリング装置について概略的に説明する。 << First Embodiment >>
Hereinafter, a first embodiment of a rotation angle detection device according to the present invention will be described with reference to the drawings. First, an electric power steering device to which the rotation angle detection device of the present invention is applied will be schematically described.

（電動パワーステアリング装置）
図１は、本発明に係る回転角検出装置を備える電動パワーステアリング装置の全体構成図である。図１に示すように、電動パワーステアリング装置１はステアリングホイール２を有しており、このステアリングホイール２はステアリング軸３を介してピニオン軸４に連結されている。運転者がステアリングホイール２を操作して生じる操舵トルクは、ステアリング軸３を介してピニオン軸４に伝達される。ピニオン軸４にはステアリング系に作用する操舵トルクを検出するトルクセンサ５及びトルク伝達手段６が取り付けられており、トルク伝達手段６は、ステアリング系に補助トルクを加えるための電動機（モータ）７に接続されている。 (Electric power steering device)
FIG. 1 is an overall configuration diagram of an electric power steering apparatus including a rotation angle detection device according to the present invention. As shown in FIG. 1, the electric power steering apparatus 1 has a steering wheel 2, and the steering wheel 2 is connected to a pinion shaft 4 via a steering shaft 3. Steering torque generated by the driver operating the steering wheel 2 is transmitted to the pinion shaft 4 via the steering shaft 3. The pinion shaft 4 is provided with a torque sensor 5 and torque transmission means 6 for detecting steering torque acting on the steering system. The torque transmission means 6 is connected to an electric motor (motor) 7 for applying auxiliary torque to the steering system. It is connected.

電動パワーステアリング装置１は、いわゆるラック・アンド・ピニオン式の構成となっていて、ピニオン軸４の下端に設けられたピニオン４Ａは、ラック軸８に形成されたラック歯８Ａと噛み合わされており、ピニオン軸４の回転がラック軸８の軸方向の変位に変換されて駆動輪９，９を転舵させる。また、トルクセンサ５から制御装置１０へ操舵トルク信号Ｔを出力している。制御装置１０は、トルクセンサ５から出力された操舵トルク信号Ｔと、速度センサ１１から出力された車両の速度信号ｖと、回転角検出装置４０から出力されたモータ７の出力軸（図示せず）の回転角θの信号とに基づいて補助トルクを算出し、３相のモータ駆動電圧Ｖ_Oをモータ７に出力してモータ７を制御している。 The electric power steering device 1 has a so-called rack-and-pinion type configuration, and a pinion 4A provided at the lower end of the pinion shaft 4 is meshed with rack teeth 8A formed on the rack shaft 8. The rotation of the pinion shaft 4 is converted into an axial displacement of the rack shaft 8 to steer the drive wheels 9 and 9. Further, a steering torque signal T is output from the torque sensor 5 to the control device 10. The control device 10 includes a steering torque signal T output from the torque sensor 5, a vehicle speed signal v output from the speed sensor 11, and an output shaft (not shown) of the motor 7 output from the rotation angle detection device 40. ), The auxiliary torque is calculated based on the rotation angle θ signal, and the three-phase motor drive voltage V _O is output to the motor 7 to control the motor 7.

また、トルク伝達手段６は、詳細は図示されていないが、モータ７の回転トルクによってウォームギア（図示せず）を介してピニオン軸４を回転させるように構成されている。このようにして、モータ７の補助トルクは、トルク伝達手段６を介してピニオン軸４に伝達され、さらにピニオン４Ａとラック歯８Ａを介して、ラック軸８からステアリング系に伝達されて駆動輪９を転舵させるように構成されている。なお、ステアリング系全体の構成は図示されていない。   Further, although not shown in detail, the torque transmission means 6 is configured to rotate the pinion shaft 4 via a worm gear (not shown) by the rotational torque of the motor 7. In this way, the auxiliary torque of the motor 7 is transmitted to the pinion shaft 4 via the torque transmission means 6, and further transmitted from the rack shaft 8 to the steering system via the pinion 4A and the rack teeth 8A to drive wheels 9 Is configured to steer. Note that the overall configuration of the steering system is not shown.

このような構成によって、運転者がステアリングホイール２を操作して車両の走行運転中に走行方向の操舵を行うとき、ステアリング軸３に加えられた操舵トルクに基づく回転力は、ピニオン４Ａからラック歯８Ａを介してラック軸８の軸方向の直線運動に変換されて駆動輪９，９の走行方向を変化させるように作用する。このとき、同時に、ステアリング軸３に付設されたトルクセンサ５は、ステアリングホイール２による運転者の操舵に応じた操舵トルクを検出して電気的な操舵トルク信号Ｔに変換し、この操舵トルク信号Ｔを制御装置１０へ出力している。また、速度センサ１１が車両の速度信号ｖを検出して制御装置１０へ出力している。さらに、回転角検出装置４０がモータ７の出力軸の回転角θを検出して制御装置１０へ出力している。   With such a configuration, when the driver operates the steering wheel 2 to perform steering in the traveling direction during the traveling operation of the vehicle, the rotational force based on the steering torque applied to the steering shaft 3 is transmitted from the pinion 4A to the rack teeth. It is converted into a linear motion in the axial direction of the rack shaft 8 via 8A and acts to change the traveling direction of the drive wheels 9, 9. At the same time, the torque sensor 5 attached to the steering shaft 3 detects a steering torque corresponding to the steering of the driver by the steering wheel 2 and converts it into an electric steering torque signal T. The steering torque signal T Is output to the control device 10. Further, the speed sensor 11 detects the vehicle speed signal v and outputs it to the control device 10. Further, the rotation angle detection device 40 detects the rotation angle θ of the output shaft of the motor 7 and outputs it to the control device 10.

制御装置１０は、操舵トルク信号Ｔ及び速度信号ｖのそれぞれの目標信号と、回転角検出装置４０から出力されたモータ７の回転角θとに基づいて、モータ７を駆動させるためのモータ駆動電圧Ｖ_０を発生させる。このとき、制御装置１０は、モータ電流Ｉ及び回転角θを用いて、モータ駆動電圧Ｖ_０をｄ軸（磁束軸）とこれに電気的に直交するｑ軸（トルク軸）とに分解して制御するｄｑベクトル変換を行う。モータ７は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３相のモータ駆動電圧Ｖ_０に基づいて回転駆動し、３相交流電流Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）が流れる。 The control device 10 drives the motor 7 based on the target signals of the steering torque signal T and the speed signal v and the rotation angle θ of the motor 7 output from the rotation angle detection device 40. to generate a V _0. At this time, the control device 10 uses the motor current I and the rotation angle θ to decompose the motor drive voltage V ₀ into a d-axis (flux axis) and a q-axis (torque axis) that is electrically orthogonal thereto. Control dq vector conversion. The motor 7 is rotationally driven based on a three-phase motor drive voltage V ₀ of U, V, and W phases, and a three-phase alternating current I (Iu, Iv, Iw) flows.

これによって、モータ７の回転トルクに基づく補助操舵力は、トルク伝達手段６を介して、ステアリング軸３に連結されたピニオン軸４に作用し、ラック・アンド・ピニオン機構によってラック軸８に伝達される。以上のようにして、モータ７を駆動させることによって、ステアリングホイール２に加えられる運転者の操舵力を軽減することができる。   As a result, the auxiliary steering force based on the rotational torque of the motor 7 acts on the pinion shaft 4 connected to the steering shaft 3 via the torque transmission means 6 and is transmitted to the rack shaft 8 by the rack and pinion mechanism. The By driving the motor 7 as described above, the driver's steering force applied to the steering wheel 2 can be reduced.

（一般的な回転角検出装置）
まず、比較例として、一般的な回転角検出装置を説明する。
図２は、一般的な回転角検出装置の構成を示すブロック図である。回転角検出装置４０において、モータ７の出力軸（図示せず）に設けられたレゾルバ４１は、一次巻線４２と、位相を９０°異ならせて配置された２つの二次巻線４３，４４とを備えている。制御装置１０（図１参照）に設けられたマイコン４５から出力される矩形波信号はフィルタ４６を通過して擬似正弦波に変換され、さらに増幅器４７を通過して正弦波の基準信号Ｅ_１ｓｉｎωｔ（正弦波励磁電圧）となってレゾルバ４１の一次巻線４２に入力される。その結果、レゾルバ４１の２つの二次巻線４３，４４からは、モータ７の出力軸（図示せず）の回転角θに応じた第１の出力信号Ｅ_２ｓｉｎ（ωｔ＋α）ｃｏｓ（θ）のＥｓｉｎ電圧と、第２の出力信号Ｅ_２ｓｉｎ（ωｔ＋α）ｓｉｎ（θ）のＥｃｏｓ電圧が出力される。但し、αは出力電圧の位相ズレである。 (General rotation angle detector)
First, a general rotation angle detection device will be described as a comparative example.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a general rotation angle detection device. In the rotation angle detection device 40, the resolver 41 provided on the output shaft (not shown) of the motor 7 has two secondary windings 43, 44 arranged with a phase difference of 90 ° from the primary winding 42. And. The rectangular wave signal output from the microcomputer 45 provided in the control device 10 (see FIG. 1) passes through the filter 46 and is converted into a pseudo sine wave, and further passes through the amplifier 47 to be a sine wave reference signal E ₁ sinωt. (Sine wave excitation voltage) is input to the primary winding 42 of the resolver 41. As a result, the first output signal E ₂ sin (ωt + α) cos (θ) corresponding to the rotation angle θ of the output shaft (not shown) of the motor 7 is transmitted from the two secondary windings 43 and 44 of the resolver 41. And an Ecos voltage of the second output signal E ₂ sin (ωt + α) sin (θ) are output. Where α is the phase shift of the output voltage.

レゾルバ４１の２つの二次巻線４３，４４から出力された第１の出力信号Ｅ_２ｓｉｎ（ωｔ＋α）ｃｏｓ（θ）のＥｓｉｎ電圧及び第２の出力信号Ｅ_２ｓｉｎ（ωｔ＋α）ｓｉｎ（θ）のＥｃｏｓ電圧は、それぞれ、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４８，４９及び差動アンプ５０，５１を経て半導体素子のアナログスイッチ５２，５３へ入力される。これによって、アナログスイッチ５２，５３及びコンデンサ５４，５５からなるサンプルホールド回路５６は、マイコン４５からのサンプル信号に基づいて、Ｅｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧をサンプルホールドする。 The Esin voltage of the first output signal E ₂ sin (ωt + α) cos (θ) output from the two secondary windings 43 and 44 of the resolver 41 and the second output signal E ₂ sin (ωt + α) sin (θ) The Ecos voltages are input to the analog switches 52 and 53 of the semiconductor element through low-pass filters (LPF) 48 and 49 and differential amplifiers 50 and 51, respectively. Thereby, the sample hold circuit 56 including the analog switches 52 and 53 and the capacitors 54 and 55 sample and hold the Esin voltage and the Ecos voltage based on the sample signal from the microcomputer 45.

図３は、図２に示すレゾルバの一次巻線に入力される励磁電圧と、２つの二次巻線からそれぞれ出力されるＥｃｏｓ電圧とＥｓｉｎ電圧の出力波形である。レゾルバ４１の一次巻線４２に入力された励磁電圧（Ａ）によって２つの二次巻線４３，４４に誘起されたＥｃｏｓ電圧（Ｂ）とＥｓｉｎ電圧（Ｃ）は、図２のアナログスイッチ５２，５３によってそれぞれの包絡線のタイミングでサンプルホールドされて、図３のＥｃｏｓ電圧（Ｂ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｃ）のピーク値を結ぶ破線で示すようなｃｏｓ信号及びｓｉｎ信号の波形として取得される。   FIG. 3 shows output waveforms of the excitation voltage input to the primary winding of the resolver shown in FIG. 2 and the Ecos voltage and the Esin voltage output from the two secondary windings, respectively. The Ecos voltage (B) and the Esin voltage (C) induced in the two secondary windings 43 and 44 by the excitation voltage (A) input to the primary winding 42 of the resolver 41 are the analog switch 52, FIG. 53 is sampled and held at the timing of the respective envelopes, and is acquired as the waveform of the cos signal and the sin signal as shown by the broken line connecting the peak values of the Ecos voltage (B) and the Esin voltage (C) in FIG.

このようにして、Ｅｃｏｓ電圧（Ｂ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｃ）の包絡線で得られたｃｏｓ信号の波形（ｃｏｓ波形）及びｓｉｎ信号の波形（ｓｉｎ波形）は、図２のローパスフィルタ（ＬＰＦ）５７，５８を経てマイコン４５のＡ／Ｄ変換器５９へ入力されてデジタル信号に変換される。さらに、デジタル信号のｃｏｓ波形（つまり、ｃｏｓθ）とｓｉｎ波形（つまり、ｓｉｎθ）は除算器６０によって除算されてｔａｎθ（＝ｓｉｎθ／ｃｏｓθ）に変換され、さらに、ｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１によってモータ７の出力軸の回転角θが求められる。   In this way, the waveform of the cos signal (cos waveform) and the waveform of the sin signal (sin waveform) obtained by the envelope of the Ecos voltage (B) and the Esin voltage (C) are the low-pass filter (LPF) in FIG. The signals are input to the A / D converter 59 of the microcomputer 45 through 57 and 58 and converted into digital signals. Further, the cosine waveform (that is, cos θ) and the sin waveform (that is, sin θ) of the digital signal are divided by the divider 60 to be converted to tan θ (= sin θ / cos θ), and further, the tan θ → θ conversion MAP 61 is used for the motor 7. The rotation angle θ of the output shaft is obtained.

このようにして求められた回転角θの一部はＥＰＳ（電動パワーステアリングシステム）制御部６２に入力される。ＥＰＳ制御部６２は、Ａ／Ｄ変換器６３によってデジタル信号に変換された操舵トルク信号Ｔと速度信号ｖと回転角θとエンジン回転速度Ｎとに基づいて目標電流Ｉ_０を生成し、この目標電流Ｉ_０をベクトル制御部６４へ出力する。ベクトル制御部６４は、ＥＰＳ制御部６２から出力された目標電流Ｉ_０とｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１から出力された回転角θとに基づいて、インバータ回路からなる３相ブリッジ回路６６をＰＷＭ制御し、モータ７の出力軸の回転角の制御を行う。なお、ベクトル制御部６４は、第１のタイマ６５からのタイミング信号による周期でＰＷＭ制御を行う。 A part of the rotation angle θ thus obtained is input to an EPS (electric power steering system) control unit 62. The EPS control unit 62 generates a target current I ₀ based on the steering torque signal T, the speed signal v, the rotational angle θ, and the engine rotational speed N converted into digital signals by the A / D converter 63, and this target The current I ₀ is output to the vector control unit 64. The vector control unit 64 performs PWM control on the three-phase bridge circuit 66 formed of an inverter circuit based on the target current I ₀ output from the EPS control unit 62 and the rotation angle θ output from the tan θ → θ conversion MAP 61. The rotation angle of the output shaft of the motor 7 is controlled. The vector control unit 64 performs PWM control in a cycle based on the timing signal from the first timer 65.

このとき、サンプルホールド回路５６のアナログスイッチ５２，５３は半導体素子で構成されているため、電気的特性や温度特性にバラツキが存在する。したがって、アナログスイッチ５２，５３でサンプリングされたＥｃｏｓ電圧のｃｏｓ波形及びＥｓｉｎ電圧のｓｉｎ波形には振幅ズレやサンプルタイミングのズレが生じる。   At this time, since the analog switches 52 and 53 of the sample and hold circuit 56 are composed of semiconductor elements, there are variations in electrical characteristics and temperature characteristics. Accordingly, an amplitude shift and a sample timing shift occur in the cos waveform of the Ecos voltage sampled by the analog switches 52 and 53 and the sin waveform of the Esin voltage.

図４（ａ）は、図３の波形においてＥｓｉｎ電圧（Ｃ）のｓｉｎ波形に振幅ズレ及びサンプルタイミングのズレが生じたときの出力波形であり、（ｂ）は（ａ）のＥｓｉｎ電圧（Ｃ）におけるＡ部拡大図である。すなわち、図２に示すアナログスイッチ５２の電気的特性又は温度特性のバラツキによって、図４（ｂ）に示すように、Ｅｓｉｎ電圧（Ｃ）のｓｉｎ波形に振幅ズレｓが生じると共に、サンプルタイミングのズレｔが生じている。このときのＥｓｉｎ電圧（Ｃ）の振幅ズレｓは、理論上のＥｓｉｎ電圧の包絡線から取得したｓｉｎ波形のピーク値ｍ１と、電気的特性又は温度特性によって振幅が小さくなったときのＥｓｉｎ電圧の包絡線から取得したｓｉｎ波形のピーク値ｍ２との差分である。また、サンプルタイミングのズレｔは、図４（ｂ）に示すように、理論上のＥｓｉｎ電圧における包絡線上のレゾルバ正弦波電圧のピーク値ｐ１と、電気的特性又は温度特性によって振幅が小さくなったｓｉｎ波形と理論上のＥｓｉｎ電圧の交点のレゾルバ正弦波電圧値ｐ２との時間的なズレである。   4A is an output waveform when an amplitude shift and a sample timing shift occur in the sin waveform of the Esin voltage (C) in the waveform of FIG. 3, and FIG. 4B is an output waveform of FIG. 4A. FIG. That is, due to variations in the electrical characteristics or temperature characteristics of the analog switch 52 shown in FIG. 2, as shown in FIG. 4B, an amplitude deviation s occurs in the sin waveform of the Esin voltage (C), and a deviation in sample timing occurs. t occurs. The amplitude deviation s of the Esin voltage (C) at this time is the peak value m1 of the sin waveform acquired from the theoretical envelope of the Esin voltage, and the Esin voltage when the amplitude is reduced due to electrical characteristics or temperature characteristics. It is the difference from the peak value m2 of the sin waveform acquired from the envelope. Further, as shown in FIG. 4B, the sample timing shift t has a smaller amplitude due to the peak value p1 of the resolver sine wave voltage on the envelope in the theoretical Esin voltage and the electrical characteristics or temperature characteristics. This is a temporal deviation between the resolver sine wave voltage value p2 at the intersection of the sin waveform and the theoretical Esin voltage.

図４（ａ）、（ｂ）に示すように、アナログスイッチ５２（図２参照）の電気的特性又は温度特性のバラツキによってＥｓｉｎ電圧（Ｃ）から取得したｓｉｎ波形に振幅ズレｓやサンプルタイミングのズレｔが生じるため、ｔａｎθによって算出されるモータの回転角θの検索精度が低下する。そのため、モータ７（図２参照）の滑らかな回転制御が損なわれて、電動パワーステアリング装置の操舵フィーリングを低下させるおそれがある。なお、図４には示されていないが、当然のことながら、図２に示すアナログスイッチ５３の電気的特性又は温度特性のバラツキによって、Ｅｃｏｓ電圧（Ｂ）の包絡線からなるｃｏｓ波形にも振幅ズレやサンプルタイミングのズレが生じる。   As shown in FIGS. 4A and 4B, the sinusoidal waveform obtained from the Esin voltage (C) due to variations in the electrical characteristics or temperature characteristics of the analog switch 52 (see FIG. 2) has an amplitude shift s and sample timing. Since the deviation t occurs, the search accuracy of the rotation angle θ of the motor calculated by tan θ is lowered. Therefore, smooth rotation control of the motor 7 (see FIG. 2) is impaired, and there is a risk that the steering feeling of the electric power steering apparatus is lowered. Although not shown in FIG. 4, it should be understood that the amplitude of the cos waveform formed by the envelope of the Ecos voltage (B) is also affected by variations in the electrical characteristics or temperature characteristics of the analog switch 53 shown in FIG. Deviations and sample timing deviations occur.

そこで、Ｅｃｏｓ電圧のピーク値よりサンプリングされたｃｏｓ波形や、Ｅｓｉｎ電圧のピーク値よりサンプリングされたｓｉｎ波形に振幅ズレｓやサンプルタイミングのズレｔを生じさせないようにするために、図２の回転角検出装置４０からサンプルホールド回路５６を削除して、マイコン４５のＡ／Ｄ変換器５９へＥｃｏｓ電圧とＥｓｉｎ電圧を直接入力し、Ａ／Ｄ変換器５９によるＡ／Ｄ変換処理によってｓｉｎ波形及びｃｏｓ波形を取得する。このとき、ベクトル制御部６４によるモータ７の制御とＡ／Ｄ変換器５９によるＡ／Ｄ変換の処理が重なると、モータ７の制御中にはモータ７の回転角θを変更することができないため、ｓｉｎ波形（ｓｉｎθ）及びｃｏｓ波形（ｃｏｓθ）を更新することができない。そこで、本実施形態の回転角検出装置では、各ベクトル制御サイクルごとに、モータ７の制御を行っていないタイミングにおいて、Ａ／Ｄ変換器５９によるＡ／Ｄ変換処理によってｓｉｎ波形（ｓｉｎθ）及び波形（ｃｏｓθ）を取得する。以下、本実施形態の回転角検出装置について詳細に説明する。   Therefore, in order to prevent an amplitude shift s and a sample timing shift t from occurring in the cos waveform sampled from the peak value of the Ecos voltage and the sin waveform sampled from the peak value of the Esin voltage, the rotation angle of FIG. The sample hold circuit 56 is deleted from the detection device 40, and the Ecos voltage and the Esin voltage are directly input to the A / D converter 59 of the microcomputer 45, and the sin waveform and cos are obtained by the A / D conversion process by the A / D converter 59. Get the waveform. At this time, if the control of the motor 7 by the vector control unit 64 and the A / D conversion processing by the A / D converter 59 overlap, the rotation angle θ of the motor 7 cannot be changed during the control of the motor 7. , Sin waveform (sin θ) and cos waveform (cos θ) cannot be updated. Therefore, in the rotation angle detection device of the present embodiment, a sin waveform (sin θ) and a waveform are obtained by A / D conversion processing by the A / D converter 59 at a timing when the motor 7 is not controlled in each vector control cycle. (Cos θ) is acquired. Hereinafter, the rotation angle detection device of the present embodiment will be described in detail.

（本実施形態の回転角検出装置）
次に、本実施形態の回転角検出装置を説明する。
図５は、本発明の実施形態に適用される回転角検出装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施形態に係る回転角検出装置４０ａは、図２に示す一般的な回転角検出装置４０の構成から、アナログスイッチ５２，５３及びコンデンサ５４，５５から成るサンプルホールド回路５６を削除した構成となっている。そして、マイコン４５ａの内部には、Ａ／Ｄ変換器５９のスタート指示及び矩形波信号の周期トリガを行うための第２のタイマ６８が追加される。 (Rotation angle detection device of this embodiment)
Next, the rotation angle detection device of this embodiment will be described.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a rotation angle detection device applied to the embodiment of the present invention. The rotation angle detection device 40a according to the embodiment of the present invention has a configuration in which the sample hold circuit 56 including the analog switches 52 and 53 and the capacitors 54 and 55 is deleted from the configuration of the general rotation angle detection device 40 shown in FIG. It has become. Then, a second timer 68 for performing a start instruction of the A / D converter 59 and a period trigger of the rectangular wave signal is added inside the microcomputer 45a.

まず、図５に示す本実施形態の回転角検出装置４０ａの構成及び動作について概略的に説明する。図５の回転角検出装置４０ａは、図２に示す回転角検出装置４０からアナログスイッチ５２，５３を含んだサンプルホールド回路５６を取り除いて、マイコン４５ａ内のＡ／Ｄ変換器５９がレゾルバ４１からの角度関数電圧（つまり、Ｅｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧）を直接取得するように構成すると共に、マイコン４５ａ内に第２のタイマ（Ａ／Ｄ変換作動タイマ）６８とＡ／Ｄ変換禁止手段とを設けた構成となっている。なお、Ａ／Ｄ変換禁止手段の構成内容については後記する。これによって、マイコン４５ａ内のＡ／Ｄ変換器５９が、モータ制御を行っていないタイミングでＥｓｉｎ電圧とＥｃｏｓ電圧（つまり、角度関数電圧）のＡ／Ｄ変換処理を行ってｓｉｎ波形（ｓｉｎθ）とｃｏｓ波形（ｃｏｓθ）を取得し、除算器６０がｓｉｎ波形（ｓｉｎθ）をｃｏｓ波形（ｃｏｓθ）で除算して角度関数（ｔａｎθ）を求める。そして、ｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１により、ｔａｎθからモータ７の回転角θを求めることができる。   First, the configuration and operation of the rotation angle detection device 40a of this embodiment shown in FIG. 5 will be schematically described. 5 removes the sample hold circuit 56 including the analog switches 52 and 53 from the rotation angle detection device 40 shown in FIG. 2, and the A / D converter 59 in the microcomputer 45 a is removed from the resolver 41. The angle function voltage (that is, the Esin voltage and the Ecos voltage) is directly acquired, and a second timer (A / D conversion operation timer) 68 and an A / D conversion prohibiting unit are provided in the microcomputer 45a. It becomes the composition. The configuration content of the A / D conversion prohibiting means will be described later. As a result, the A / D converter 59 in the microcomputer 45a performs A / D conversion processing of the Esin voltage and the Ecos voltage (that is, the angle function voltage) at a timing when the motor control is not performed, and a sin waveform (sin θ) is obtained. The cos waveform (cos θ) is acquired, and the divider 60 divides the sin waveform (sin θ) by the cos waveform (cos θ) to obtain an angle function (tan θ). The rotation angle θ of the motor 7 can be obtained from tan θ by the tan θ → θ conversion MAP 61.

このようにして、サンプルホールド回路を廃止することにより、アナログスイッチの電気的特性や温度特性のバラツキに起因するｓｉｎ波形やｃｏｓ波形の振幅ズレやサンプルタイミングのズレを生じさせないようにすることができると共に、Ａ／Ｄ変換禁止手段によってモータ制御中は回転角θの更新を行わないようにすることができる。これによって、電動パワーステアリング装置は適正な駆動制御によって操舵アシストを行うので、良好な操舵フィーリングを実現することが可能となる。   In this way, by eliminating the sample and hold circuit, it is possible to prevent the deviation of the amplitude of the sin waveform and the cos waveform and the deviation of the sample timing caused by variations in the electrical characteristics and temperature characteristics of the analog switch. At the same time, the rotation angle θ can be prevented from being updated during motor control by the A / D conversion prohibiting means. As a result, the electric power steering apparatus performs steering assist by appropriate drive control, so that a good steering feeling can be realized.

次に、図５に示す本実施形態の回転角検出装置４０ａの構成について詳細に説明する。本発明の実施形態に係る回転角検出装置４０ａは、電動パワーステアリング装置の制御装置に内蔵されてベクトル制御などを行うマイコン４５ａから出力された矩形波信号を擬似正弦波の信号に変換するフィルタ４６と、フィルタ４６から出力された擬似正弦波の信号を増幅して正弦波の励磁電圧を出力する増幅器４７と、増幅器４７から出力された正弦波の励磁電圧を一次巻線４２に入力して、位相の９０°異なる２つの二次巻線４３，４４から角度関数電圧（つまり、Ｅｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧）を出力するレゾルバ４１と、レゾルバ４１から出力されたＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧のノイズを除去するローパスフィルタ（ＬＰＦ）４８，４９と、ＬＰＦ４８，４９から出力されたＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧を増幅する差動アンプ５０，５１と、差動アンプ５０，５１から出力されたＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧のノイズを除去してマイコン４５ａのＡ／Ｄ変換器５９へ入力するＬＰＦ５７，５８とを含んで構成されている。また、モータ７には、マイコン４５ａのベクトル制御部６４に駆動されて回転角を制御するインバータ回路からなる３相ブリッジ回路６６が接続される。   Next, the configuration of the rotation angle detection device 40a of this embodiment shown in FIG. 5 will be described in detail. The rotation angle detection device 40a according to the embodiment of the present invention is a filter 46 that converts a rectangular wave signal output from a microcomputer 45a that is built in a control device of an electric power steering device and performs vector control into a pseudo sine wave signal. An amplifier 47 that amplifies the pseudo sine wave signal output from the filter 46 and outputs a sine wave excitation voltage, and the sine wave excitation voltage output from the amplifier 47 is input to the primary winding 42. A resolver 41 that outputs an angle function voltage (that is, an Esin voltage and an Ecos voltage) from two secondary windings 43 and 44 that are 90 ° out of phase, and noise of the Esin voltage and the Ecos voltage that are output from the resolver 41 are removed. Low-pass filters (LPF) 48, 49 and differential amplifiers that amplify the Esin voltage and Ecos voltage output from the LPFs 48, 49. And LPFs 57 and 58 for removing noise of the Esin voltage and the Ecos voltage output from the differential amplifiers 50 and 51 and inputting the noise to the A / D converter 59 of the microcomputer 45a. . The motor 7 is connected to a three-phase bridge circuit 66 composed of an inverter circuit that is driven by the vector control unit 64 of the microcomputer 45a to control the rotation angle.

また、マイコン４５ａは、ＬＰＦ５７，５８から入力されたＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧をＡ／Ｄ変換処理して包絡線のタイミングでｓｉｎ波形及びｃｏｓ波形を取り出すＡ／Ｄ変換器５９と、Ａ／Ｄ変換器５９から出力されたｓｉｎ波形（ｓｉｎθ）をｃｏｓ波形（ｃｏｓθ）で除算してｔａｎθ（角度関数）を求める除算器６０と、除算器６０で求められたｔａｎθからモータ７の回転角θを求めるｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１と、操舵トルク信号ＴをＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器６３と、ｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１によって求められたモータ７の回転角θとＡ／Ｄ変換器６３から出力された操舵トルク信号Ｔと速度信号ｖとエンジン回転速度Ｎとによってベクトル制御の目標電流Ｉ_０を求めるＥＰＳ制御部６２と、ＥＰＳ制御部６２から出力された目標電流Ｉ_０とｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１から出力された回転角θとに基づいて、インバータ回路からなる３相ブリッジ回路６６をＰＷＭ制御するベクトル制御部６４と、ベクトル制御部６４に対してベクトル制御周期のタイミング信号を送信する第１のタイマ６５と、Ａ／Ｄ変換器５９のスタート指示を行うと共にレゾルバ４１用の矩形波信号の周期タイミングを決定する第２のタイマ（Ａ／Ｄ変換スタート指示）６８とを含んで構成されている。 In addition, the microcomputer 45a includes an A / D converter 59 that performs A / D conversion processing on the Esin voltage and the Ecos voltage input from the LPFs 57 and 58 and extracts a sin waveform and a cos waveform at the envelope timing, and an A / D conversion. The divider 60 that calculates the tan θ (angle function) by dividing the sin waveform (sin θ) output from the calculator 59 by the cos waveform (cos θ), and the rotation angle θ of the motor 7 is determined from tan θ determined by the divider 60. tan θ → θ conversion MAP 61, A / D converter 63 for A / D converting the steering torque signal T, and the rotation angle θ of the motor 7 obtained by tan θ → θ conversion MAP 61 and the A / D converter 63. and the EPS control unit 62 for obtaining the target current I ₀ of the vector control by the steering torque signal T and the speed signal v and the engine rotational speed N, the EPS control unit 62 On the basis of the rotation angle theta, which is output from the force and the target current I ₀ and tan .theta → theta conversion MAP61, a 3-phase bridge circuit 66 consisting of inverter circuits and a vector control unit 64 for PWM control, with respect to the vector control unit 64 The first timer 65 for transmitting the timing signal of the vector control cycle and the second timer (A / D) for instructing the start of the A / D converter 59 and determining the cycle timing of the rectangular wave signal for the resolver 41 Conversion start instruction) 68.

なお、図５においては、マイコン４５ａの内部構成における除算器６０とｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１とベクトル制御部６４とを含めてベクトル制御装置６９ということにする。   In FIG. 5, the vector controller 69 includes the divider 60, the tan θ → θ conversion MAP 61, and the vector control unit 64 in the internal configuration of the microcomputer 45 a.

次に、図５を参照しながら本実施形態に係る回転角検出装置４０ａの動作について詳細に説明する。なお、図２で述べた内容と重複する動作内容につては可能な限り説明を省略し、本実施形態の回転角検出装置によって新たに実現される動作内容について詳細に説明する。   Next, the operation of the rotation angle detection device 40a according to this embodiment will be described in detail with reference to FIG. Note that the description of the operation content that overlaps the content described in FIG. 2 is omitted as much as possible, and the operation content newly realized by the rotation angle detection device of the present embodiment will be described in detail.

すなわち、本実施形態の回転角検出装置４０ａは、アナログスイッチを含むサンプルホールド回路を廃止し、レゾルバ４１によって検出されたＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧をマイコン４５ａに直接入力している。さらに、マイコン４５ａでは、モータ７の回転角θを算出するシステムで、一定時間毎にＡ／Ｄ変換器５９へ作動信号を送信する第２のタイマ６８と、モータ制御を実行中のときにはＡ／Ｄ変換器５９の動作を禁止するＡ／Ｄ変換禁止手段とを備えている。このような構成により、ベクトル制御部６４がモータ７の制御を行っていないときに、Ａ／Ｄ変換器５９がＡ／Ｄ変換処理によってＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧の包絡線よりｓｉｎ波形及びｃｏｓ波形を取得することができる。   That is, the rotation angle detection device 40a of this embodiment eliminates the sample hold circuit including the analog switch, and directly inputs the Esin voltage and the Ecos voltage detected by the resolver 41 to the microcomputer 45a. Further, the microcomputer 45a is a system for calculating the rotation angle θ of the motor 7, and includes a second timer 68 that transmits an operation signal to the A / D converter 59 at regular intervals, and an A / D when the motor control is being executed. A / D conversion prohibiting means for prohibiting the operation of the D converter 59 is provided. With such a configuration, when the vector control unit 64 is not controlling the motor 7, the A / D converter 59 generates a sin waveform and a cos waveform from the envelope of the Esin voltage and the Ecos voltage by the A / D conversion process. Can be acquired.

なお、図５ではＡ／Ｄ変換禁止手段は表示されないが、マイコン４５ａ内で構成されるＡ／Ｄ変換禁止手段は、Ａ／Ｄ変換器５９と、第２のタイマ６８と、ベクトル制御装置６９からのＡ／Ｄ変換禁止信号及びＡ／Ｄ変換許可信号とによって実現される。   In FIG. 5, the A / D conversion prohibiting means is not displayed, but the A / D conversion prohibiting means configured in the microcomputer 45a includes the A / D converter 59, the second timer 68, and the vector control device 69. Are realized by an A / D conversion prohibition signal and an A / D conversion permission signal.

図５に示す回転角検出装置４０ａの動作についてさらに詳しく説明する。レゾルバ４１によって生成されたＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧は、ＬＰＦ４８，４９、差動アンプ５０，５１、及びＬＰＦ５７、５８を介して、マイコン４５ａのＡ／Ｄ変換器５９へ直接入力される。すると、Ａ／Ｄ変換器５９は、図３に示すようなＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧の包絡線が得られるタイミングでＡ／Ｄ変換処理を実施してｓｉｎ波形及びｃｏｓ波形を取得する。   The operation of the rotation angle detection device 40a shown in FIG. 5 will be described in more detail. The Esin voltage and the Ecos voltage generated by the resolver 41 are directly input to the A / D converter 59 of the microcomputer 45a via the LPFs 48 and 49, the differential amplifiers 50 and 51, and the LPFs 57 and 58. Then, the A / D converter 59 performs A / D conversion processing at a timing at which an envelope of the Esin voltage and the Ecos voltage as shown in FIG. 3 is obtained, and acquires a sin waveform and a cos waveform.

そして、除算器６０がｓｉｎ波形（ｓｉｎθ）をｃｏｓ波形（ｃｏｓθ）で除算してｔａｎθを求め、ｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１が、ｓｉｎθ及びｃｏｓθの符号を判別しながらｔａｎθからモータ７の回転角θに変換して、その回転角θをＥＰＳ制御部６２及びベクトル制御部６４へ送信する。   Then, the divider 60 divides the sin waveform (sin θ) by the cosine waveform (cos θ) to obtain tan θ, and the tan θ → θ conversion MAP 61 determines the sign of sin θ and cos θ from tan θ to the rotation angle θ of the motor 7. The rotation angle θ is converted and transmitted to the EPS control unit 62 and the vector control unit 64.

ベクトル制御部６４は、ＥＰＳ制御部６２からの目標電流Ｉ_０とｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１からの回転角θとに基づいてベクトル制御を実施し、３相ブリッジ回路６６へＰＷＭ信号を送信する。これによって、３相ブリッジ回路６６はＰＷＭ制御によってブラシレスモータなどのモータ７を駆動する。 The vector control unit 64 performs vector control based on the target current I ₀ from the EPS control unit 62 and the rotation angle θ from the tan θ → θ conversion MAP 61, and transmits a PWM signal to the three-phase bridge circuit 66. As a result, the three-phase bridge circuit 66 drives the motor 7 such as a brushless motor by PWM control.

このとき、ベクトル制御部６４が行うベクトル制御においては、モータ７の回転角θ（このときの回転角をθａとする）に基づいて３相２軸変換を行い、ｑ軸電流（トルク軸電流）とｄ軸電流（磁束軸電流）を算出する。そして、ＥＰＳ制御部６２のＥＰＳ制御によって算出された目標電流Ｉ_０にｑ軸実電流とｄ軸実電流が一致するようにＰＩＤ制御を行い、モータ７のｑ軸電圧とｄ軸電圧を求める。その後、ベクトル制御部６４は、再びモータ７の回転角θ（このときの回転角をθｂとする）に基づいて２軸３相変換を実施して、３相ブリッジ回路のＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧を制御してモータ７を制御する。 At this time, in vector control performed by the vector control unit 64, three-phase biaxial conversion is performed based on the rotation angle θ of the motor 7 (the rotation angle at this time is θa), and a q-axis current (torque axis current) is obtained. And d-axis current (magnetic flux axis current) are calculated. Then, PID control is performed so that the q-axis actual current and the d-axis actual current coincide with the target current I ₀ calculated by the EPS control of the EPS control unit 62, and the q-axis voltage and the d-axis voltage of the motor 7 are obtained. Thereafter, the vector control unit 64 again performs two-axis three-phase conversion based on the rotation angle θ of the motor 7 (the rotation angle at this time is θb), and the U-phase voltage and V-phase of the three-phase bridge circuit The motor 7 is controlled by controlling the voltage and the W-phase voltage.

このような制御ループにおいて、３相２軸変換時のモータ７の回転角θａと２軸３相変換時のモータ７の回転角θｂは同じでなければならない。なお、マイコン４５ａの処理時間分を加味した補正を行う場合もあるが、この場合も回転角θａと回転角θｂは同じでなければならない。つまり、前記の制御ループにおけるベクトル制御中はモータ７の回転角θは不変でなければならない。言い換えると、Ａ／Ｄ変換器５９及びｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ６１は、ベクトル制御部６４が行う各ベクトル制御周期ごとに、ベクトル制御中のタイミングを避けてモータ７の回転角θの更新を行う必要がある。   In such a control loop, the rotation angle θa of the motor 7 at the time of three-phase two-axis conversion and the rotation angle θb of the motor 7 at the time of two-axis three-phase conversion must be the same. In some cases, correction may be performed in consideration of the processing time of the microcomputer 45a. In this case, the rotation angle θa and the rotation angle θb must be the same. That is, the rotation angle θ of the motor 7 must be unchanged during vector control in the control loop. In other words, the A / D converter 59 and the tan θ → θ conversion MAP 61 need to update the rotation angle θ of the motor 7 for each vector control period performed by the vector control unit 64 while avoiding the timing during vector control. is there.

このような構成によって、レゾルバ４１で生成されたＥｓｉｎ電圧及びＥｃｏｓ電圧のノイズ除去及び増幅を行う回路（つまり、ＬＰＦ４８，４９及び差動アンプ５０，５１を含む回路）とマイコン４５ａによってｓｉｎ波形及びｃｏｓ波形を取得して回転角θのベクトル制御を行う回路（つまり、マイコン４５ａ）との間に介在された半導体素子のアナログスイッチを廃止することができる。したがって、アナログスイッチの電気的特性や温度特性のバラツキによるｓｉｎ波形及びｃｏｓ波形の振幅ズレ及びサンプルタイミングのズレがなくなるので、マイコン４５ａで算出されるモータ７の回転角θの精度が向上する。その結果、モータ７が滑らかな回転となって良好な操舵フィーリングが得られる。   With such a configuration, a circuit (that is, a circuit including the LPFs 48 and 49 and the differential amplifiers 50 and 51) for removing noise and amplifying the Esin voltage and the Ecos voltage generated by the resolver 41 and the microcomputer 45a and a sin waveform and cos. The analog switch of the semiconductor element interposed between the circuit (that is, the microcomputer 45a) that acquires the waveform and performs the vector control of the rotation angle θ can be eliminated. Therefore, the deviation of the amplitude and the sampling timing of the sin waveform and the cosine waveform due to variations in the electrical characteristics and temperature characteristics of the analog switch are eliminated, so that the accuracy of the rotation angle θ of the motor 7 calculated by the microcomputer 45a is improved. As a result, the motor 7 is rotated smoothly and a good steering feeling is obtained.

また、レゾルバ４１のインタフェース回路が簡単になるため安価なシステムを構築することができる。さらに、レゾルバ４１のインタフェース回路の部品点数を減らすことができるので、回転角検出装置４０ａにおける回路の故障率が減少して使い勝手が向上する。また、モータ制御中に回転角θを更新することが無くなるので、モータ制御の精度が悪化することがない。   Further, since the interface circuit of the resolver 41 is simplified, an inexpensive system can be constructed. Furthermore, since the number of parts of the interface circuit of the resolver 41 can be reduced, the failure rate of the circuit in the rotation angle detection device 40a is reduced and the usability is improved. Further, since the rotation angle θ is not updated during motor control, the accuracy of motor control does not deteriorate.

次に、図５に示す各部の波形を参照しながら、モータ７のベクトル制御中を避けて回転角θの更新を行う処理について説明する。図６は、図５に示す各部波形図であって、第１実施形態においてレゾルバ励磁周波数がベクトル制御周波数の２倍の周波数で動作する場合の波形図である。なお、横軸は時間、縦軸は各信号のレベルを示している。つまり、図６は、第２のタイマ信号（Ｃ）の周期で決定されるレゾルバ励磁周波数が第１のタイマ信号（Ａ）の周期で決定されるベクトル制御周波数の２倍の場合（言い換えれば、第２のタイマ信号（Ｃ）の周期で決定されるレゾルバ励磁周期が第１のタイマ信号（Ａ）の周期で決定されるベクトル制御周期の１／２の場合）において、図３に示すＥｃｏｓ電圧（Ｂ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｃ）のピーク電圧のタイミングで、ベクトル制御処理を行っていない区間のベクトル制御周期ごとにＡ／Ｄ変換を行ってｃｏｓ波形及びｓｉｎ波形を取得する様子を示している。   Next, a process of updating the rotation angle θ while avoiding the vector control of the motor 7 will be described with reference to the waveforms of the respective units shown in FIG. FIG. 6 is a waveform diagram of each part shown in FIG. 5, and is a waveform diagram when the resolver excitation frequency operates at a frequency twice the vector control frequency in the first embodiment. The horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the level of each signal. That is, FIG. 6 shows a case where the resolver excitation frequency determined by the cycle of the second timer signal (C) is twice the vector control frequency determined by the cycle of the first timer signal (A) (in other words, When the resolver excitation cycle determined by the cycle of the second timer signal (C) is ½ of the vector control cycle determined by the cycle of the first timer signal (A)), the Ecos voltage shown in FIG. (B) and at the timing of the peak voltage of the Esin voltage (C), a state in which A / D conversion is performed for each vector control period in a section in which no vector control processing is performed to obtain a cos waveform and a sin waveform is shown. .

図５に示す回転角検出装置４０ａを参照しながら、図６に基づいてベクトル制御処理を行っていない区間のベクトル制御周期ごとにＡ／Ｄ変換を行ってｓｉｎ波形及びｃｏｓ波形を取得する処理の流れを説明する（適宜、図５，図６参照）。なお、図６における各部波形の検出位置は、図５のそれぞれの部分において括弧内符号で示してある。   With reference to the rotation angle detection device 40a shown in FIG. 5, A / D conversion is performed for each vector control period in a section where vector control processing is not performed based on FIG. 6, and a sin waveform and a cosine waveform are acquired. The flow will be described (see FIGS. 5 and 6 as appropriate). In addition, the detection position of each part waveform in FIG. 6 is shown with the code | symbol in parenthesis in each part of FIG.

図６において、第１のタイマ６５が出力する第１のタイマ信号（Ａ）は、２５０μｓ（４ｋＨｚ）のベクトル制御周期でベクトル制御部６４へ送信される。したがって、ベクトル制御部６４は、１周期が２５０μｓの区間（ｔ０〜ｔ７）ごとに、目標電流Ｉ_０及び回転角θに基づいてベクトル制御処理を行う。このとき、ベクトル制御部６４が出力するベクトル制御信号（Ｂ）によるベクトル制御処理は、ベクトル制御周期の１周期の区間（ｔ０〜ｔ７）ごとにｔ０〜ｔ４の区間（ベクトル制御処理区間）に亘って行われる。このベクトル制御信号（Ｂ）によるベクトル制御処理区間（ｔ０〜ｔ４）は、目標電流Ｉ_０及び回転角θの値に応じて可変制御されるものである。 In FIG. 6, the first timer signal (A) output from the first timer 65 is transmitted to the vector control unit 64 at a vector control period of 250 μs (4 kHz). Therefore, the vector control unit 64 performs vector control processing based on the target current I ₀ and the rotation angle θ for each section (t0 to t7) in which one cycle is 250 μs. At this time, the vector control processing by the vector control signal (B) output from the vector control unit 64 is performed over a section (vector control processing section) from t0 to t4 for each section (t0 to t7) of the vector control period. Done. The vector control signal (B) by the vector control process section (t0 to t4) are those variably controlled in accordance with the value of the target current I ₀ and the rotation angle theta.

一方、第２のタイマ６８が出力する第２のタイマ信号（Ｃ）は、第１のタイマ信号（Ａ）の半分の周期（つまり、２倍の周波数）である１２５μｓ（８ｋＨｚ）の周期でＡ／Ｄ変換器５９へ送信される。また、第２のタイマ６８が出力する第２のタイマ信号（Ｃ）は、第２のタイマ信号（Ｃ）のピークカウンタレベルｇ３の半分の電圧レベルであるスレショルドレベルｇ１と第２のタイマ信号（Ｃ）の電圧が交差するタイミングｔ１において矩形波を反転させるので、第２のタイマ信号（Ｃ）の１２５μｓ（８ｋＨｚ）の１周期の区間（ｔ０〜ｔ３）において、マイコン４５ａは、ＯＮ／ＯＦＦデューティが１／２の矩形波信号（Ｄ）を生成してレゾルバ４１へ出力する。   On the other hand, the second timer signal (C) output from the second timer 68 is A with a period of 125 μs (8 kHz), which is half the period of the first timer signal (A) (that is, twice the frequency). / D converter 59. The second timer signal (C) output from the second timer 68 includes a threshold level g1 which is a voltage level half the peak counter level g3 of the second timer signal (C) and a second timer signal ( Since the rectangular wave is inverted at the timing t1 when the voltage of C) crosses, the microcomputer 45a has an ON / OFF duty in the period (t0 to t3) of 125 μs (8 kHz) of the second timer signal (C). A half-wave rectangular signal (D) is generated and output to the resolver 41.

この矩形波信号（Ｄ）はフィルタ４６及び増幅器４７を通過して正弦波の励磁信号に変換されてレゾルバ４１の１次巻線４２へ印加されるので、レゾルバ４１の２つの２次巻線４３，４４からＥｃｏｓ電圧（Ｆ）とＥｓｉｎ電圧（Ｇ）が出力される。これらのＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）は、ＬＰＦ４８，４９、差動アンプ５０，５１、及びＬＰＦ５７，５８を通過してマイコン４５ａのＡ／Ｄ変換器５９へ入力される。したがって、Ａ／Ｄ変換器５９へ入力されるＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）は、ＬＰＦ４８，４９、差動アンプ５０，５１、及びＬＰＦ５７，５８などの影響により、マイコン４５ａから出力される矩形波信号（Ｄ）に対して若干の位相遅れが生じているが、周波数は矩形波信号（Ｄ）と変わらない。なお、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の包絡線を決定する正のピーク値は、第２のタイマ信号（Ｃ）のスレショルドレベルｇ１とピークカウンタレベルｇ３との間にあるカウンタレベルｇ２が第２のタイマ信号（Ｃ）のカウンタと交差するタイミングであり、それぞれ、時間軸においてｔ２及びｔ６に対応する。つまり、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）とＥｓｉｎ電圧（Ｇ）のピーク値のタイミングに合わせて、カウンタレベルｇ２は適宜設定される。   Since this rectangular wave signal (D) passes through the filter 46 and the amplifier 47 and is converted into a sinusoidal excitation signal and applied to the primary winding 42 of the resolver 41, the two secondary windings 43 of the resolver 41. , 44 output Ecos voltage (F) and Esin voltage (G). These Ecos voltage (F) and Esin voltage (G) pass through the LPFs 48 and 49, the differential amplifiers 50 and 51, and the LPFs 57 and 58 and are input to the A / D converter 59 of the microcomputer 45a. Therefore, the Ecos voltage (F) and the Esin voltage (G) input to the A / D converter 59 are output from the microcomputer 45a due to the influence of the LPFs 48 and 49, the differential amplifiers 50 and 51, the LPFs 57 and 58, and the like. Although there is a slight phase lag with respect to the rectangular wave signal (D), the frequency is the same as that of the rectangular wave signal (D). The positive peak value that determines the envelope of the Ecos voltage (F) and the Esin voltage (G) is the counter level g2 between the threshold level g1 and the peak counter level g3 of the second timer signal (C). Is the timing at which the counter of the second timer signal (C) crosses, and corresponds to t2 and t6 on the time axis, respectively. That is, the counter level g2 is appropriately set in accordance with the timing of the peak values of the Ecos voltage (F) and the Esin voltage (G).

次に、マイコン４５ａ内のＡ／Ｄ変換器５９は、ベクトル制御装置６９から送信されるＡ／Ｄ変換禁止信号及びＡ／Ｄ変換許可信号に対応するＡ／Ｄ変換禁止フラグ（Ｅ）のＯＮ／ＯＦＦに基づいて、Ａ／Ｄ変換処理の実施／禁止を行う。すなわち、第１のタイマ６５からベクトル制御部６４へ出力される第１のタイマ信号（Ａ）による１サイクルのベクトル制御周期（２５０μｓ）のうち、ベクトル制御部６４がベクトル制御信号（Ｂ）を送出してベクトル制御処理を行っている区間（ｔ０〜ｔ４）は、ベクトル制御装置６９からＡ／Ｄ変換器５９へ送信されるＡ／Ｄ変換禁止フラグ（Ｅ）をＯＮ（禁止）にして、Ａ／Ｄ変換器５９にＡ／Ｄ変換を行わせない禁止区間としている。   Next, the A / D converter 59 in the microcomputer 45a turns on the A / D conversion inhibition flag (E) corresponding to the A / D conversion inhibition signal and the A / D conversion permission signal transmitted from the vector control device 69. Based on / OFF, the A / D conversion process is executed / prohibited. That is, the vector control unit 64 sends out the vector control signal (B) out of one cycle of the vector control period (250 μs) by the first timer signal (A) output from the first timer 65 to the vector control unit 64. In the section (t0 to t4) during which the vector control processing is performed, the A / D conversion prohibition flag (E) transmitted from the vector control device 69 to the A / D converter 59 is turned ON (prohibited), and the A This is a prohibited section in which the A / D converter 59 is not allowed to perform A / D conversion.

また、第１のタイマ６５からベクトル制御部６４へ出力される第１のタイマ信号（Ａ）による１サイクルのベクトル制御周期（２５０μｓ）のうち、ベクトル制御部６４がベクトル制御信号（Ｂ）を送出していない（つまり、ベクトル制御処理を行っていない）区間（ｔ４〜ｔ７）は、ベクトル制御装置６９からＡ／Ｄ変換器５９へ送信されるＡ／Ｄ変換禁止フラグ（Ｅ）をＯＦＦ（実施）にして、Ａ／Ｄ変換器５９にＡ／Ｄ変換を行わせるＡ／Ｄ変換の実施区間としている。   Of the one-cycle vector control period (250 μs) based on the first timer signal (A) output from the first timer 65 to the vector control unit 64, the vector control unit 64 transmits the vector control signal (B). In the period (t4 to t7) where the vector control process is not performed (that is, the vector control process is not performed), the A / D conversion prohibition flag (E) transmitted from the vector control device 69 to the A / D converter 59 is turned off (implemented). ), An A / D conversion execution section for causing the A / D converter 59 to perform A / D conversion.

このようにして、Ａ／Ｄ変換器５９が、ベクトル制御装置６９から送信されるＡ／Ｄ変換禁止フラグ（Ｅ）のＯＮ／ＯＦＦに基づいてＡ／Ｄ変換の禁止／実施を行うことにより、マイコン４５ａから出力される矩形波信号（Ｄ）のｔ１〜ｔ３の区間に対応するＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の正のピーク値はＡ／Ｄ変換の禁止区間内（ｔ０〜ｔ４）に存在する。したがって、Ａ／Ｄ変換器５９はＡ／Ｄ変換を行わないため、時刻ｔ２におけるＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の正のピーク値をサンプルホールドしない。一方、マイコン４５ａから出力される矩形波信号（Ｄ）のｔ５〜ｔ７の区間に対応するＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の正のピーク値はＡ／Ｄ変換の実施区間内（ｔ４〜ｔ７）に存在する。したがって、Ａ／Ｄ変換器５９はＡ／Ｄ変換を実施するため、時刻ｔ６におけるＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）のピーク値（つまり、丸印のピーク値）をサンプリングする。   In this way, the A / D converter 59 prohibits / executes A / D conversion based on ON / OFF of the A / D conversion prohibition flag (E) transmitted from the vector control device 69. The positive peak values of the Ecos voltage (F) and the Esin voltage (G) corresponding to the interval t1 to t3 of the rectangular wave signal (D) output from the microcomputer 45a are within the A / D conversion prohibited interval (t0 to t4). ). Accordingly, since the A / D converter 59 does not perform A / D conversion, the positive peak values of the Ecos voltage (F) and the Esin voltage (G) at time t2 are not sampled and held. On the other hand, the positive peak values of the Ecos voltage (F) and the Esin voltage (G) corresponding to the period from t5 to t7 of the rectangular wave signal (D) output from the microcomputer 45a are within the A / D conversion implementation period (t4). ~ T7). Therefore, the A / D converter 59 samples the peak values of the Ecos voltage (F) and the Esin voltage (G) at time t6 (that is, the peak value of the circle) in order to perform A / D conversion.

以上説明したように、第１のタイマ６５が出力する第１のタイマ信号（Ａ）の１サイクル区間（ｔ０〜ｔ７）において、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の正のピーク値（つまり、包絡線の抽出対象となるピーク値）は２回表われているが、Ａ／Ｄ変換器５９は、Ａ／Ｄ変換の実施区間（ｔ４〜ｔ７）に存在する１回分の正のピーク値のみをサンプリングしている。第１のタイマ６５が出力する第１のタイマ信号（Ａ）の次の１サイクル区間においても、同様に、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）における２回の正のピーク値のうち、Ａ／Ｄ変換の実施区間にある１回分のピーク値のみをサンプリングしている。   As described above, in one cycle section (t0 to t7) of the first timer signal (A) output from the first timer 65, the positive peak values of the Ecos voltage (F) and the Esin voltage (G) ( That is, the peak value from which the envelope is to be extracted) appears twice, but the A / D converter 59 has a positive peak for one time existing in the A / D conversion interval (t4 to t7). Only the value is sampled. Similarly, in the next one cycle section of the first timer signal (A) output from the first timer 65, the two positive peak values in the Ecos voltage (F) and the Esin voltage (G) are the same. Only one peak value in the A / D conversion interval is sampled.

次に、図６を用いて、連続するベクトル制御周期においてＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の包絡線からｃｏｓ波形及びｓｉｎ波形を取得する過程を説明する。ベクトル制御部６４は、第１のタイマ６５からの第１のタイマ信号（Ａ）にトリガされて２５０μｓ（４ｋＨｚ）のベクトル制御周期で連続的にベクトル制御を行っている。このとき、ベクトル制御部６４は、各周期において、一定の区間に亘ってベクトル制御信号（Ｂ）を送信してベクトル制御処理を行っている。したがって、Ａ／Ｄ変換器５９は、ベクトル制御の各周期において、ベクトル制御処理を行っている区間はＡ／Ｄ変換禁止フラグ（Ｅ）をＯＮ（禁止）にしてＡ／Ｄ変換の禁止区間とし、ベクトル制御処理を行っていない区間はＡ／Ｄ変換禁止フラグ（Ｅ）をＯＦＦ（実施）にしてＡ／Ｄ変換の実施区間としている。   Next, a process of acquiring the cos waveform and the sin waveform from the envelopes of the Ecos voltage (F) and the Esin voltage (G) in a continuous vector control cycle will be described with reference to FIG. The vector control unit 64 is triggered by the first timer signal (A) from the first timer 65 and continuously performs vector control at a vector control period of 250 μs (4 kHz). At this time, the vector control unit 64 performs vector control processing by transmitting the vector control signal (B) over a certain interval in each cycle. Accordingly, in each cycle of vector control, the A / D converter 59 sets the A / D conversion prohibition flag (E) to ON (prohibited) during the period during which the vector control processing is performed, thereby setting the A / D conversion prohibited period. In the section where the vector control processing is not performed, the A / D conversion prohibition flag (E) is set to OFF (execution) and is set as the execution section of A / D conversion.

一方、レゾルバ４１は、第１のタイマ信号（Ａ）の２倍の周波数（１／２の周期）の矩形波信号（Ｄ）に基づいて、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）を連続的にＡ／Ｄ変換器５９へ送信している。したがって、Ａ／Ｄ変換器５９は、連続するＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の正のピーク値のうち、Ａ／Ｄ変換の実施区間に存在する丸印で表示した正のピーク値（つまり、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の１サイクルおきの正のピーク値）のみをサンプリングしてＡ／Ｄ変換を実施し、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の包絡線を結ぶ破線で示すようなｃｏｓ波形及びｓｉｎ波形を取得する。なお、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の破線で示した包絡線は、図３で示すＥｃｏｓ電圧（Ｂ）の破線で示す包絡線のｃｏｓ波形、及びＥｓｉｎ電圧（Ｃ）の破線で示す包絡線のｓｉｎ波形に相当するものである。   On the other hand, the resolver 41 continuously applies an Ecos voltage (F) and an Esin voltage (G) based on a rectangular wave signal (D) having a frequency (1/2 period) twice that of the first timer signal (A). Therefore, the data is transmitted to the A / D converter 59. Therefore, the A / D converter 59 is a positive peak value indicated by a circle existing in the A / D conversion execution period among the positive peak values of the continuous Ecos voltage (F) and the Esin voltage (G). (Ie, the positive peak value of every other cycle of the Ecos voltage (F) and the Esin voltage (G)) is sampled and A / D conversion is performed, and the envelope of the Ecos voltage (F) and the Esin voltage (G) is performed. A cos waveform and a sin waveform as indicated by a broken line connecting the lines are acquired. The envelopes indicated by the broken lines of the Ecos voltage (F) and the Esin voltage (G) are the cosine waveform of the envelope indicated by the broken line of the Ecos voltage (B) shown in FIG. 3 and the broken line of the Esin voltage (C). This corresponds to the sin waveform of the envelope shown.

このようにして、ベクトル制御処理とＡ／Ｄ変換のタイミングが重なるときはＡ／Ｄ変換を禁止して、ベクトル制御中にモータ７の回転角θが変更されることを防止している。そして、ベクトル制御処理を実施していないタイミングでＡ／Ｄ変換を実施して、ｓｉｎ波形の値（ｓｉｎθ）及びｃｏｓ波形の値（ｃｏｓθ）を更新する。これによって、次のサイクルのベクトル制御処理の周期ではモータ７の回転角θが更新されるので、常に、モータ７の最新の回転角θに基づいてベクトル制御処理を実施することができる。したがって、円滑なモータ制御を行うことができるので、電動パワーステアリンス装置において良好な操舵フィーリングを実現すること可能となる。   In this way, when the vector control process and A / D conversion timing overlap, A / D conversion is prohibited to prevent the rotation angle θ of the motor 7 from being changed during vector control. Then, A / D conversion is performed at a timing when the vector control process is not performed, and the value of the sin waveform (sin θ) and the value of the cos waveform (cos θ) are updated. As a result, the rotation angle θ of the motor 7 is updated in the vector control process cycle of the next cycle, so that the vector control process can always be performed based on the latest rotation angle θ of the motor 7. Therefore, since smooth motor control can be performed, good steering feeling can be realized in the electric power steer device.

なお、図６において、第１のタイマ６５が発振する第１のタイマ信号（Ａ）と第２のタイマ６８が発振する第２のタイマ信号（Ｃ）は同期している必要はないが、説明の便宜上、第１のタイマ信号（Ａ）と第２のタイマ信号（Ｃ）は同期して描かれている。   In FIG. 6, the first timer signal (A) oscillated by the first timer 65 and the second timer signal (C) oscillated by the second timer 68 need not be synchronized. For the sake of convenience, the first timer signal (A) and the second timer signal (C) are drawn synchronously.

《第２実施形態》
図７は、図５における各部波形図であって、第２実施形態においてレゾルバ励磁周波数がベクトル制御周波数の４倍の周波数で動作する場合の波形図である。つまり、この図は、第２のタイマ信号（Ｃ）の周期で決定されるレゾルバ励磁周波数が第１のタイマ信号（Ａ）の周期で決定されるベクトル制御周波数の４倍の場合（言い換えれば、第２のタイマ信号（Ｃ）の周期で決定されるレゾルバ励磁周期が第１のタイマ信号（Ａ）の周期で決定されるベクトル制御周期の１／４の場合）において、図３に示すＥｃｏｓ電圧（Ｂ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｃ）の包絡線のタイミングで、ベクトル制御処理及び故障診断処理を行っていない区間のベクトル制御周期ごとにＡ／Ｄ変換を行ってｃｏｓ波形及びｓｉｎ波形を取得する様子を示している。 << Second Embodiment >>
FIG. 7 is a waveform diagram of each part in FIG. 5 and is a waveform diagram when the resolver excitation frequency operates at a frequency four times the vector control frequency in the second embodiment. That is, this figure shows a case where the resolver excitation frequency determined by the cycle of the second timer signal (C) is four times the vector control frequency determined by the cycle of the first timer signal (A) (in other words, When the resolver excitation cycle determined by the cycle of the second timer signal (C) is 1/4 of the vector control cycle determined by the cycle of the first timer signal (A)), the Ecos voltage shown in FIG. (B) and at the timing of the envelope voltage of the Esin voltage (C), A / D conversion is performed for each vector control period in a section in which the vector control process and the failure diagnosis process are not performed, and a cos waveform and a sin waveform are acquired. Is shown.

すなわち、ベクトル制御部６４においてベクトル制御処理に引き続いて故障診断処理などを行う場合は、Ａ／Ｄ変換器５９が行うＡ／Ｄ変換の周期（つまり、第２のタイマ信号（Ｃ）の周期）をベクトル制御部６４が行うベクトル制御周期（つまり、第１のタイマ信号（Ａ）の周期）の２倍のときとは異なる周期で実施したい場合がある。そのような場合は、例えば、図７に示すように、Ａ／Ｄ変換器５９が行うＡ／Ｄ変換の周期（第２のタイマ信号（Ｃ）の周期）をベクトル制御部６４が行うベクトル制御周期（第１のタイマ信号（Ａ）の周期）の１／４にする必要がある。   That is, when the vector control unit 64 performs failure diagnosis processing subsequent to vector control processing, the A / D conversion cycle performed by the A / D converter 59 (that is, the cycle of the second timer signal (C)). There is a case where it is desired to carry out at a cycle different from the vector control cycle (that is, the cycle of the first timer signal (A)) performed by the vector control unit 64. In such a case, for example, as shown in FIG. 7, the vector control unit 64 performs the A / D conversion period (second timer signal (C) period) performed by the A / D converter 59. It is necessary to make it a quarter of the period (the period of the first timer signal (A)).

以下、図６で説明した内容と実質的に重複する内容は可能な限り省略し、図７の波形図によりｃｏｓ波形及びｓｉｎ波形を取得する方法について説明する（適宜、図５、図６参照）。ベクトル制御部６４は、第１のタイマ６５からの第１のタイマ信号（Ａ）にトリガされ、２５０μｓ（４ｋＨｚ）のベクトル制御周期（ｔ０〜ｔ６）において連続的にベクトル制御を行っている。また、第２のタイマ６８は、第１のタイマ信号（Ａ）の１／４周期の６２．５μｓ（１６ｋＨｚ）の第２のタイマ信号（Ｃ）の周期（ｔ０〜ｔ１）によって矩形波信号（Ｄ）を生成している。したがって、レゾルバ４１は、第１のタイマ信号（Ａ）の１／４周期の６２．５μｓ（１６ｋＨｚ）でＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）を生成してＡ／Ｄ変換器５９へ入力している。また、Ａ／Ｄ変換器５９は、第２のタイマ６８からの第２のタイマ信号（Ｃ）に同期して、第１のタイマ信号（Ａ）の１／４周期の６２．５μｓ（１６ｋＨｚ）の周期でトリガされている。   Hereinafter, a method of acquiring the cos waveform and the sin waveform from the waveform diagram of FIG. 7 will be described by omitting as much as possible the content substantially overlapping with the content described in FIG. 6 (see FIGS. 5 and 6 as appropriate). . The vector control unit 64 is triggered by the first timer signal (A) from the first timer 65 and continuously performs vector control in a vector control period (t0 to t6) of 250 μs (4 kHz). Also, the second timer 68 generates a rectangular wave signal (t0 to t1) according to the period (t0 to t1) of the second timer signal (C) of 62.5 μs (16 kHz) that is ¼ period of the first timer signal (A). D) is generated. Therefore, the resolver 41 generates an Ecos voltage (F) and an Esin voltage (G) at 62.5 μs (16 kHz) of a quarter cycle of the first timer signal (A) and inputs the same to the A / D converter 59. is doing. In addition, the A / D converter 59 is synchronized with the second timer signal (C) from the second timer 68, and is 62.5 μs (16 kHz) of 1/4 cycle of the first timer signal (A). Triggered with a period of.

このとき、ベクトル制御部６４は、各周期において、一定の区間（ｔ０〜ｔ３）に亘ってベクトル制御信号（Ｂ）を送信してベクトル制御処理を行うと共に、ベクトル制御処理に引き続いて一定の区間（ｔ３〜ｔ４）に亘って故障診断処理を行っている。したがって、Ａ／Ｄ変換器５９は、各ベクトル制御周期（ｔ０〜ｔ６）において、ベクトル制御処理を行っている区間（ｔ０〜ｔ３）及び故障診断処理を行っている区間（ｔ３〜ｔ４）は、Ａ／Ｄ変換禁止フラグ（Ｅ）をＯＮ（禁止）にしてＡ／Ｄ変換の禁止区間とし、ベクトル制御処理及び故障診断処理を行っていない区間（ｔ４〜ｔ６）はＡ／Ｄ変換禁止フラグ（Ｅ）をＯＦＦ（実施）にしてＡ／Ｄ変換の実施区間としている。   At this time, the vector control unit 64 performs vector control processing by transmitting the vector control signal (B) over a certain section (t0 to t3) in each cycle, and performs a certain section following the vector control processing. Fault diagnosis processing is performed over (t3 to t4). Therefore, in each vector control cycle (t0 to t6), the A / D converter 59 has sections (t0 to t3) in which vector control processing is performed and sections (t3 to t4) in which fault diagnosis processing is performed. The A / D conversion prohibition flag (E) is turned on (prohibited) to set an A / D conversion prohibition section, and the section (t4 to t6) in which the vector control process and the failure diagnosis process are not performed is an A / D conversion prohibition flag ( E) is set to OFF (execution) to set an A / D conversion interval.

一方、レゾルバ４１は、第１のタイマ信号（Ａ）の４倍の周波数（１／４の周期）の矩形波信号（Ｄ）に基づいて、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）を連続的にＡ／Ｄ変換器５９へ送信している。したがって、Ａ／Ｄ変換器５９は、連続するＥｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の正のピーク値のうち、禁止区間（ｔ０〜ｔ４）に存在する３個の×印に対応するタイミングの正のピーク値のサンプリングを中止し、Ａ／Ｄ変換の実施区間（ｔ４〜ｔ６）に存在するｔ５のタイミングの丸印で表示した正のピーク値のみをサンプリングしてＡ／Ｄ変換を実施する。このようにして、第１のタイマ信号（Ａ）の周期で規定される各ベクトル制御周期（２５０μｓ）ごとに、４個の正のピーク値のうちからＡ／Ｄ変換の実施区間に存在する１個の正のピーク値のみをサンプリングして、Ｅｃｏｓ電圧（Ｆ）及びＥｓｉｎ電圧（Ｇ）の包絡線を結ぶ破線で示すようなｃｏｓ波形及びｓｉｎ波形を取得する。この破線で示した包絡線は、図３で示すＥｃｏｓ電圧（Ｂ）の破線で示す包絡線のｃｏｓ波形、及びＥｓｉｎ電圧（Ｃ）の破線で示す包絡線のｓｉｎ波形に相当するものである。   On the other hand, the resolver 41 continuously applies an Ecos voltage (F) and an Esin voltage (G) based on a rectangular wave signal (D) having a frequency (1/4 cycle) four times that of the first timer signal (A). Therefore, the data is transmitted to the A / D converter 59. Therefore, the A / D converter 59 has a timing corresponding to three X marks existing in the prohibited section (t0 to t4) among the positive peak values of the continuous Ecos voltage (F) and Esin voltage (G). Sampling of the positive peak value is stopped, and A / D conversion is performed by sampling only the positive peak value indicated by the t5 timing circle in the A / D conversion execution period (t4 to t6). To do. Thus, for each vector control period (250 μs) defined by the period of the first timer signal (A), one of the four positive peak values is present in the A / D conversion implementation period. Only the positive peak values are sampled to obtain a cos waveform and a sin waveform as shown by a broken line connecting the envelopes of the Ecos voltage (F) and the Esin voltage (G). The envelope indicated by the broken line corresponds to the cos waveform of the envelope indicated by the broken line of the Ecos voltage (B) shown in FIG. 3 and the sin waveform of the envelope indicated by the broken line of the Esin voltage (C).

この場合も、ベクトル制御処理及び故障診断処理とＡ／Ｄ変換のタイミングが重なるときはＡ／Ｄ変換を禁止して、ベクトル制御中及び故障診断処理中にモータ７の回転角θが変更されることを防止している。そして、ベクトル制御処理及び故障診断処理を実施していないタイミングでＡ／Ｄ変換を実施して、ｓｉｎ波形の値（ｓｉｎθ）及びｃｏｓ波形の値（ｃｏｓθ）を更新している。これによって、次のサイクルのベクトル制御処理の周期ではモータ７の回転角θが更新されるので、常に、モータ７の最新の回転角θにおいてベクトル制御処理を実施することができる。したがって、円滑なモータ制御を行うことができるので、電動パワーステアリンス装置において良好な操舵フィーリングを実現すること可能となる。
そして、図２におけるサンプルホールド回路５６を削除したので、図４（ｂ）に示すような、Ｅｓｉｎ電圧（Ｃ）から取得したｓｉｎ波形に振幅ズレｓやサンプルタイミングのズレｔが生じ、ｔａｎθによって算出されるモータの回転角θの検索精度が低下するという問題がなくなった。 Also in this case, when the vector control process and the fault diagnosis process overlap with the A / D conversion timing, the A / D conversion is prohibited, and the rotation angle θ of the motor 7 is changed during the vector control and the fault diagnosis process. To prevent that. Then, A / D conversion is performed at a timing when the vector control process and the failure diagnosis process are not performed, and the sin waveform value (sin θ) and the cos waveform value (cos θ) are updated. As a result, the rotation angle θ of the motor 7 is updated in the cycle of the vector control process of the next cycle, so that the vector control process can always be performed at the latest rotation angle θ of the motor 7. Therefore, since smooth motor control can be performed, good steering feeling can be realized in the electric power steer device.
Since the sample hold circuit 56 in FIG. 2 is deleted, an amplitude shift s and a sample timing shift t occur in the sin waveform acquired from the Esin voltage (C) as shown in FIG. The problem that the retrieval accuracy of the rotation angle θ of the motor to be reduced is eliminated.

本発明に係る回転角検出装置を備える電動パワーステアリング装置の構成図である。It is a lineblock diagram of an electric power steering device provided with a rotation angle detection device concerning the present invention. 一般的な回転角検出装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of a general rotation angle detection apparatus. 図２に示すレゾルバの一次巻線に入力される励磁電圧と、２つの二次巻線からそれぞれ出力されるＥｃｏｓ電圧とＥｓｉｎ電圧の出力波形である。It is the output waveform of the excitation voltage input into the primary winding of the resolver shown in FIG. 2, and the Ecos voltage and Esin voltage which are output from two secondary windings, respectively. （ａ）は、図３の波形においてＥｓｉｎ電圧（Ｃ）のｓｉｎ波形に振幅ズレ及びサンプルタイミングのズレが生じたときの出力波形であり、（ｂ）は（ａ）のＥｓｉｎ電圧（Ｃ）におけるＡ部拡大図である。3A is an output waveform when an amplitude shift and a sample timing shift occur in the sin waveform of the Esin voltage (C) in the waveform of FIG. 3, and FIG. 3B is a waveform at the Esin voltage (C) of FIG. It is an A section enlarged view. 本発明の実施形態に適用される回転角検出装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the rotation angle detection apparatus applied to embodiment of this invention. 図５に示す回転角検出装置における各部波形図であって、第１実施形態においてレゾルバ励磁周波数がベクトル制御周波数の２倍の周波数で動作する場合の波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram of each part in the rotation angle detection device shown in FIG. 5, and is a waveform diagram when the resolver excitation frequency operates at twice the vector control frequency in the first embodiment. 図５における各部波形図であって、第２実施形態においてレゾルバ励磁周波数がベクトル制御周波数の４倍の周波数で動作する場合の波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram of each part in FIG. 5 when the resolver excitation frequency operates at a frequency four times the vector control frequency in the second embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

１ 電動パワーステアリング装置
２ ステアリングホイール
３ ステアリング軸
４ ピニオン軸
４Ａ ピニオン
５ トルクセンサ
６ トルク伝達手段
７ 電動機（モータ）
８ ラック軸
８Ａ ラック歯
９ 駆動輪
１０ 制御装置
１１ 速度センサ
Ｔ 操舵トルク信号
ｖ 速度信号
Ｖ_０ モータ制御電圧
４０、４０ａ 回転角検出装置
４１ レゾルバ
４２ １次巻線
４３，４４ ２次巻線
４５，４５ａ マイクロコンピュータ（マイコン）
４６ フィルタ
４７ 増幅器
４８，４９，５７，５８ ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
５０，５１ 差動アンプ
５２，５３ アナログスイッチ
５４，５５ コンデンサ
５６ サンプルホールド回路
５９，６３ Ａ／Ｄ変換器
６０ 除算器
６１ ｔａｎθ→θ変換ＭＡＰ
６２ ＥＰＳ制御部
６４ ベクトル制御部
６５ 第１のタイマ
６６ ３相ブリッジ回路
６８ 第２のタイマ
６９ ベクトル制御装置 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Electric power steering apparatus 2 Steering wheel 3 Steering shaft 4 Pinion shaft 4A Pinion 5 Torque sensor 6 Torque transmission means 7 Electric motor (motor)
8 Rack shaft 8A Rack tooth 9 Drive wheel 10 Control device 11 Speed sensor T Steering torque signal v Speed signal V ₀ Motor control voltage 40, 40a Rotation angle detection device 41 Resolver 42 Primary winding 43, 44 Secondary winding 45, 45a Microcomputer
46 filter 47 amplifier 48, 49, 57, 58 LPF (low pass filter)
50, 51 Differential amplifier 52, 53 Analog switch 54, 55 Capacitor 56 Sample hold circuit 59, 63 A / D converter 60 Divider 61 tan θ → θ conversion MAP
62 EPS control unit 64 Vector control unit 65 First timer 66 Three-phase bridge circuit 68 Second timer 69 Vector control device

Claims (4)

正弦波励磁電圧を出力する正弦波励磁電圧出力手段と、
前記正弦波励磁電圧出力手段が出力する前記正弦波励磁電圧に基づいて、モータの回転角に応じた角度関数電圧を出力するレゾルバと、そのレゾルバから出力された前記角度関数電圧をＡ／Ｄ変換して角度関数を生成するＡ／Ｄ変換器を有し、前記Ａ／Ｄ変換器によってＡ／Ｄ変換された前記角度関数に基づいて前記モータの回転角を検索する回転角検出装置と、
前記回転角検出装置によって検索された前記モータの回転角に基づいて当該モータを制御するモータ制御手段と、を備えた電動パワーステアリング装置であって、
周期的に、前記モータ制御手段に対してモータ制御の作動信号を送信する第１のタイマと、
所定時間ごとに、前記Ａ／Ｄ変換器に対してＡ／Ｄ変換の作動信号を送信するとともに前記正弦波励磁電圧の周期タイミングを決定するための信号を前記正弦波励磁電圧出力手段に送信する第２のタイマと、
前記モータ制御手段が前記モータの制御を実行中のときには、前記第２のタイマから送信された作動信号を停止させてＡ／Ｄ変換の実行を禁止するＡ／Ｄ変換禁止手段とを備え、
前記Ａ／Ｄ変換器は、前記Ａ／Ｄ変換禁止手段がＡ／Ｄ変換の実行を禁止していない区間に前記レゾルバから出力された前記角度関数電圧のピーク値のみをサンプリングして前記角度関数を生成することを特徴とする電動パワーステアリング装置。 Sine wave excitation voltage output means for outputting a sine wave excitation voltage;
Based on the sine wave excitation voltage output by the sine wave excitation voltage output means, a resolver that outputs an angle function voltage corresponding to the rotation angle of the motor, and the angle function voltage output from the resolver is A / D converted. An A / D converter that generates an angle function, and a rotation angle detection device that searches for a rotation angle of the motor based on the angle function A / D converted by the A / D converter ;
An electric power steering apparatus comprising: motor control means for controlling the motor based on the rotation angle of the motor searched by the rotation angle detection device;
A first timer that periodically transmits a motor control operation signal to the motor control means;
At predetermined intervals, an A / D conversion operation signal is transmitted to the A / D converter, and a signal for determining the cycle timing of the sine wave excitation voltage is transmitted to the sine wave excitation voltage output means. A second timer;
An A / D conversion prohibiting means for stopping the operation signal transmitted from the second timer and prohibiting the execution of A / D conversion when the motor control means is executing the control of the motor ;
The A / D converter samples only the peak value of the angle function voltage output from the resolver during a period in which the A / D conversion prohibiting unit does not prohibit the execution of A / D conversion, and the angle function an electric power steering apparatus characterized that you generate. 前記第２のタイマは、前記Ａ／Ｄ変換禁止手段がＡ／Ｄ変換の実行を禁止していない区間に前記角度関数電圧のピーク値が発生するように、前記正弦波励磁電圧の周期タイミングを決定するための信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。 The second timer sets a cycle timing of the sine wave excitation voltage so that a peak value of the angle function voltage is generated in a section in which the A / D conversion prohibiting unit does not prohibit execution of A / D conversion. The electric power steering apparatus according to claim 1, wherein a signal for determining is generated . 前記第２のタイマは、前記正弦波励磁電圧の周期タイミングを決定するための信号を、
前記第１のタイマが前記モータ制御の作動信号を送信する周期の１／２以下の時間が周期となる矩形波信号とすることを特徴とする請求項２に記載の電動パワーステアリング装置。 The second timer has a signal for determining a cycle timing of the sine wave excitation voltage,
3. The electric power steering apparatus according to claim 2, wherein the first timer is a rectangular wave signal having a period of ½ or less of a period in which the motor control operation signal is transmitted . 前記モータの制御は、前記Ａ／Ｄ変換器が各サイクルごとのモータ制御の直前にＡ／Ｄ変換した角度関数、に基づいて求められた回転角に応じて実行されることを特徴とする請求頂１乃至請求項３のいずれか１項に記載の電動パワーステアリング装置。 The control of the motor is executed according to a rotation angle obtained based on an angle function A / D converted immediately before motor control for each cycle by the A / D converter. The electric power steering apparatus according to any one of claims 1 to 3 .

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