JP4754701B2 - DC component detector - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電力系統に連係するためのインバータ装置に関し、特に、インバータ装置の出力電流に含まれる直流成分を検出する直流分検出装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、太陽電池などで発電した直流電力を交流電力系統に連系するためのインバータ装置が普及している。このような系統連系を行う場合、資源エネルギー庁編の『電力系統連係技術要件ガイドライン』により、系統連系用のインバータから交流電力系統に流出する直流電流成分の大きさを制限する指針が示されている。特に、低圧配電線に連系する場合は、インバータの交流出力側に直流電流検出装置を備え、所定の値以上の直流電流成分を検出した場合は、インバータ動作を停止させる保護機能を持つ場合は、 変圧器を用いないで系統連系を行うことが許可されている。
前記ガイドラインによれば、系統に流出する直流成分が、インバータ定格出力電流の１％または150ｍＡ±５％を越えた場合は、これを検出してインバータを停止しなければならない。
【０００３】
例えば、特開平10-213606号公報などに系統連系用インバータの直流電流成分を検出する技術が開示されている。この公報の技術によれば、インバータ電流の瞬時波形を検出してデジタル信号に変換すると共に、系統電圧のゼロクロス点を検出し、デジタル変換された検出電流を系統電圧の1周期毎に積算する。そして、マイクロプロセッサのソフトウエア機能によって、積算された検出電流より直流電流成分を演算している。このような方法で直流成分を検出してソフトウエア処理を行うことにより、経年変化や温度ドリフトの影響を受けることなく、且つ、検出遅れを生じることなく、高精度に直流成分を検出することができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記従来の直流分検出装置では、直流成分を精度良く検出するために、アナログ／デジタルコンバータ（以下、Ａ／Ｄコンバータと言う）の分解能を高くすることにより検出機能の向上を図っている。しかし、高分解能なＡ／Ｄコンバータの場合は、インバータの電流制御機能に対しては過剰な仕様（オーバスペック）となり、インバータ装置全体をコストアップさせる一因となっている。つまり、従来のインバータでは、系統に流れる直流成分の検出精度を、ガイドラインを満たすレベルにまで上げるためには、Ａ／Ｄコンバータの分解能が不足している。しかし、Ａ／Ｄコンバータの分解能とインバータ装置のコストとはトレイドオフの関係にあり、インバータ装置のコストを抑えながらＡ／Ｄコンバータにおける直流成分の検出精度を上げることは容易ではない。
【０００５】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、インバータ出力電流の基本周波数未満の電流成分のみを抽出して増幅することにより、インバータの電流制御機能がオーバスペックとならない程度の分解能を有するＡ／Ｄコンバータを用いて、直流成分の検出精度を向上させることにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明は、直流電源の電力を交流に変換して、交流電力系統に連係するインバータの出力電流より直流電流成分を検出する直流電流検出装置において、インバータより検出された出力電流より、基本周波数未満の電流成分を抽出して増幅することにより、インバータの出力電流に含まれる直流成分の検出値とするように構成されたことを特徴とする。
【０００７】
すなわち、本発明の直流分検出装置によれば、インバータの出力電流を検出したとき、例えば、６０Hzまたは５０Hzの基本周波数より低い周波数成分のみを抽出する。そして、抽出した成分だけを増幅して、インバータの出力電流に含まれる直流成分として取り出す。このような検出方法によれば、検出した直流成分をデジタル信号に量子化するときの分解能を低く抑えても、直流成分の検出精度を高めることができる。よって、デジタル信号に量子化する手段のコストを低減することができ、結果的に、インバータ装置全体のコスト削減を図ることができる。
【０００８】
また、本発明の直流分検出装置は、前記発明の具体的な手段として、インバータの出力電流を検出する電流検出器と、この電流検出器により検出された出力電流から、基本周波数未満の電流成分を抽出するローパスフィルタと、このローパスフィルタによって抽出された電流成分を、増幅率１で電圧変換するバッファ回路と、このバッファ回路より出力された電圧信号を、所定の増幅率で増幅する増幅回路と、この増幅回路で増幅された成分を、アナログ信号よりデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータとを備える。そして、Ａ／Ｄコンバータより、インバータの出力電流に含まれる直流電流成分を検出信号として送出することを特徴とする。
【０００９】
すなわち、本発明の直流分検出装置によれば、検出したインバータ出力電流の基本周波数未満の電流成分のみを増幅することにより、インバータの電流制御機能がオーバスペックとならない程度にＡ／Ｄコンバータの分解能を抑えても、直流成分の検出精度を向上させることができる。これによって、低分解能で安価なＡ／Ｄコンバータを用いることができるので、インバータ装置全体のコスト低減化を図ることができる。
【００１０】
また、本発明の直流分検出装置は、前記発明において、増幅回路の増幅倍率をＫとしたとき、（系統電流レンジ／Ｋ）÷（Ａ/Ｄ量子化レンジ）＜系統電流分解能、となるように、増幅倍率Ｋが決定されることを特徴とする。例えば、系統電流が、±２５Ａで０〜５Ｖに変換して、分解能が１０bitのＡ／Ｄコンバータにより量子化する場合を例に挙げると、系統電流レンジは２×２５[Ａ]であり、Ａ/Ｄ量子化レンジは（２10−１）[Dec]でる。さらに、直流成分を150ｍＡの±５％以内で検出するとすれば、系統電流分解能は150ｍＡ×５％＝7.5ｍＡ/Dec以下にする必要がある。よって、これらの数値を前述の式に代入すると、
（２×２５[Ａ]/Ｋ）÷（２10−１）[Dec] ＜0.0075[Ａ/Dec]となり、Ｋ＞6.52
が得られる。したがって、増幅回路の増幅倍率Ｋは７以上にする必要がある。
【００１１】
また、本発明の直流分検出装置は、前記発明において、バッファアンプのオフセット電圧をαop1、増幅回路のオフセット電圧をαop２としたとき、Ａ／Ｄコンバータに入力されるオフセット量αampは、
αamp＝Ｋαop１＋（１＋Ｋ）αop２ で表されることを特徴とする。
【００１２】
つまり、直流成分の検出精度を高めるためには、バッファアンプや増幅回路のオフセット電圧を考慮して、前述の式から導き出される直流成分のオフセット量を補正する必要がある。通常、このようなオフセット量は、増幅回路を構成するオペアンプの非反転入力端子の電圧レベルを、ボリュームなどによって調整してゼロにすることができる。しかし、このようなオフセット電圧以外に、ゼロにすることのできない温度ドリフトによるオフセット電圧があることを考慮する必要がある。尚、その他の電源ドリフトや時間ドリフトなどについては、かなり小さいので無視してもよい。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明における直流分検出装置の実施の形態について説明するが、先ず、直流成分の検出方法について検討してみる。例えば、系統電流が±２５Ａで０〜５Ｖの電圧レベルに変換するＡ／Ｄコンバータによって量子化する場合について検討すると、通常のＡ／Ｄコンバータでは１０bitの分解能のものが使用されている。このため、系統電流の分解能は４９ｍＡ/Decしかなく、系統に流出する直流成分を高い精度で検出するには不充分である。尚、DecはDecsimalの略である。つまり、系統電流の分解能は次の式（１）で表すことができる。
系統電流分解能＝系統電流レンジ／Ａ/Ｄ量子化レンジ
＝２×２５[Ａ]／（２１０−１）[Dec]＝４９[ｍＡ/Dec] （１）
【００１４】
つまり、式（１）から明らかなように、系統電流分解能を小さくするためには、分母のＡ/Ｄ量子化レンジを大きくするか、分子の系統電流レンジを小さくする必要がある。つまり、系統電流分解能を小さくするための具体的な手段は次の３通りの方法がある。
（ａ）Ａ/Ｄ量子化レンジを大きくするようにＡ／Ｄコンバータの分解能を高くする。例えば、Ａ／Ｄコンバータの分解能を１０bitから１２bitにアップする。
（ｂ）分子の系統電流レンジを小さくするようにＡ／Ｄコンバータの数を増やす。例えば、０〜２５Ａ用のＡ／Ｄコンバータと−２５〜０Ａ用のＡ／Ｄコンバータを用いる。
（ｃ）電流の検出値を増幅する。すなわち、インバータ電流の検出値のうち直流成分のみを増幅する。
【００１５】
このうち、（ａ）のＡ／Ｄコンバータの分解能を１０bitから１２bitに高くする方法は、前述のようにオーバスペックとなりインバータ装置のコストアップに繋がるので好ましくない。つまり、分解能を高くしても回路的には変わらないが、高精度のオペアンプが必要になるなどしてＡ／Ｄコンバータのコストが高くなるなどの不具合がある。そこで、（ｂ）のＡ／Ｄコンバータの数を増やす方法と、（ｃ）の直流成分を増幅する方法について検討してみる。
尚、前述のガイドラインによる、直流成分を150ｍＡ±５％で検出しなければならないということは、系統分解能を、最低でも150ｍＡ×５％＝7.5ｍＡ以下にする必要がある。また、少なくとも7.5ｍＡ以下に誤差を抑える必要がある。
【００１６】
先ず、（ｂ）のＡ／Ｄコンバータの数を増やす方法において、Ａ／Ｄコンバータを複数個使用し、Ａ／Ｄコンバータ1個当たりの系統電流レンジを減らすことで分解能を上げる方法について検討してみる。すなわち、Ａ／Ｄコンバータ１個当たりの電流レンジｘと系統電流分解能との関係は、次の式（２）のようになる。
系統電流分解能＝ｘ[Ａ]／（２10−１）[Dec]＜7.5[ｍＡ/Dec] （２）
【００１７】
したがって、ｘ＜7.67[Ａ]、つまり、Ａ／Ｄコンバータ1個当たりの系統電流レンジを7.67[Ａ]以下とする。よって、系統電流の±２５Ａをカバーするためには、50[Ａ]／7.67[Ａ]＝6.52[個]以上のＡ／Ｄコンバータが必要になる。したがって、スムーズに系統切替えを行うためには、ある程度のレンジの重なりが必要であるので、実際には８個程度のＡ／Ｄコンバータが必要となる。
【００１８】
次に、（ｃ）の直流成分を増幅する方法について検討してみる。系統電流の検出値を増幅すれば、系統電流レンジは相対的に小さくなる。しかし、系統電流の検出値をそのまま増幅すると基本波成分が飽和してしまう。このため、検出値の直流成分のみを増幅し、基本波成分より高い周波数は増幅を行わないようにすれば、基本波成分を飽和させることなく直流成分を増幅することができる。
【００１９】
図１は、本発明の直流分検出装置に係る直流成分増幅フィルタの特性図の一例である。横軸に対数目盛で周波数[Hz]をとり、縦軸に等間隔目盛でゲイン[dB]をとった特性図であり、６０Hz(または５０Hz)の基本周波数付近では増幅しないためにゲインが０ｄBとなっている。そして、基本周波数より高い周波数では減衰しており、７Hz程度以下の直流成分付近では１８dB、すなわち８倍に増幅されている。
【００２０】
ここで、直流成分を現状の比率に対して何倍に増幅すればよいかは、前述の式（２）から逆算して、直流成分の増幅倍率をＫとすると次の式（３）のように求めることができる。
（２×２５[Ａ]／Ｋ）／（２10−１）[Dec]＜0.0075[Ａ/Dec] （３）
したがって、Ｋ＞6.52となる。
つまり、直流成分を７倍以上に増幅すればよいことがわかる。
【００２１】
次に、直流成分を増幅するオペアンプのオフセット電圧による誤差について検討する。増幅回路では、電流検出用のＣＴの出力電流をＡ／Ｄコンバータのレンジに合わせて増幅する。図２は、電流検出用のＣＴによる電流検出手段のアンプ構成を示す概念図である。同図において、増幅回路１（２２）はＣＴ２１の出力信号を電圧に変換するためのバッファ回路であって、基本ゲインの１倍の非反転増幅を行う。また、増幅回路２（２３）は増幅用の増幅回路であって、電流増幅とオフセット調整とを行う。また、増幅回路２（２３）の増幅率は、基本ゲインのＫ倍の増幅率となっている。このようにして増幅された直流電流成分は、Ａ／Ｄコンバータ２４によってデジタル信号に変換されて検出信号となる。
【００２２】
図２において、バッファ回路である増幅回路１（２２）のオフセット電圧をαop1、増幅回路である増幅器２（２３）のオフセット電圧をαop２とすると、増幅回路全体のオフセット量αampは、次の式（４）で表される。
αamp＝Ｋαop１＋（１＋５/８・Ｋ）αop２ （４）
ここで、反転増幅の場合、増幅回路のオフセット電圧の(ゲイン＋1倍)、非反転増幅の場合、ゲイン倍がオフセット電圧として表われる。増幅回路の出力がさらに増幅される場合はそのゲインがさらに掛け算される。
【００２３】
式（４）において、前記増幅回路全体のオフセット量αampは、直流成分検出の誤差になるので、αamp＜750・Ｋ[μＶ]でなければならない。ここで、直流成分の倍率Ｋ＝８とすると、各増幅回路ＯＰ１（２２）、ＯＰ２（２３）のオフセット電圧αopは、αop＜545[μＶ]でなければならない。尚、増幅回路のオフセット電圧は、調整回路により０になっているとしても、温度ドリフトによるオフセッット電圧は０にはならない。また、その他の要因による変動(例えば電源ドリフトや時間ドリフトなど)は、温度ドリフトに比べて小さいので無視できるものとする。
【００２４】
また、インバータの動作環境０〜４０℃に対して、オペアンプの動作環境が０〜７０℃で、オフセット電圧を室温（２５℃）で調整したとすると、温度ドリフトは−12.1［μＶ/℃］でなければならなくなる。一例としてオペアンプＡＤ７１３の温度ドリフトは、ティピカル値が５［μＶ/℃］、最大値が２０［μＶ/℃］であるので、オペアンプを選別して使用する必要がある。
【００２５】
あるいは、温度ドリフトが−12.1［μＶ/℃］を満たすオペアンプである、ANALOG DEVICES社製のデュアル型、クワッド型のオペアンプＡＤ７０５の温度ドリフト最大値1.5［μＶ/℃］、あるいはデュアル型のオペアンプＡＤ７０７の温度ドリフト最大値1.0［μＶ/℃］のようなものを使用する必要がある。尚、直流成分を増幅する回路の具体的な例については後述する。
【００２６】
このような考察から、（ｂ）のＡ／Ｄコンバータの数を増やす方法と、（ｃ）の直流成分を増幅する方法とについて、それぞれの利点、欠点を比較してみる。（ｂ）の方法はＡ／Ｄコンバータが増えるためにＡ／Ｄコンバータ全体のコストが増大したり、Ａ／Ｄコンバータの読み込み回数が増加するなどの問題がある。一方、（ｃ）の方法はＡ／Ｄコンバータ全体のコストは増加しないが、所期の目的である直流成分を高精度に検出する目的に絞れば、（ｃ）の直流成分を増幅する方法が望ましい。
【００２７】
ここで、直流成分を増幅する方法に絞って、インバータ出力電流の内、直成分を増幅する具体的な回路について説明する。すなわち、直流成分を増幅する回路は、ローパスフィルタを設けて、基本周波数未満の電流成分だけを通過させて増幅し、基本波成分より高い周波数は増幅を行わないか減衰させるようにして、Ａ／Ｄコンバータへ入力するような回路を構成する。
【００２８】
図３は、本発明と従来技術とを比較するための直流分検出装置の概念を示すブロック図であり、（ａ）は本発明の直流分検出装置、（ｂ）は従来のの直流分検出装置を示す。同図（ｂ）に示すように、従来の直流分検出方法では、インバータの出力電流ｉsをＣＴ１１によって検出し、１２bitのＡ／Ｄコンバータ１２によってデジタル信号に変換してCPUに入力し, 直流成分を抽出している。したがって、このような分解能の高いＡ／Ｄコンバータを用いるため、Ａ／Ｄコンバータが高価なもとなってしまう。
【００２９】
一方、本発明の直流分検出方法では、同図（ａ）に示すように、インバータの出力電流ｉsをＣＴ１によって検出し、インバータの定常的な制御（例えばＰＷＭ制御）を行うための信号は、直接、１０bitのＡ／Ｄコンバータ２に入力してデジタル信号に変換してＣＰＵに送出している。これによって、ＣＰＵはＰＷＭ制御信号によってインバータの定電圧制御、あるいは定電流制御を行っている。
【００３０】
一方、直流分検出用としては、インバータの出力電流ｉsをＣＴ１によって検出し、基本周波数（６０Hzまたは５０Hz）未満の周波数のみを通過させるローパスフィルタ３に入力している。そして、ローパスフィルタ３を通過した基本周波数未満の電流成分を増幅器４に入力して、前述の式（３）で決めたような増幅倍率Ｋで増幅する。さらに、Ｋ倍に増幅された電流成分が１０bitのＡ／Ｄコンバータ５に入力されてデジタル信号に変換され、ＣＰＵに入力される。これによって、ＣＰＵは検出された直流成分の大きさに応じて所定の処理を行う。すなわち、直流成分がインバータの出力電流ｉsの１％より多ければ、ＣＰＵは、所定の時限を経過した後にインバータを停止させる。
【００３１】
図４は、本発明の直流分検出装置における増幅部分の回路図の一例である。尚、この図における各符号は、通常使用されているシンボル符号にサフィックス番号を付したものを記すことにする。ＣＴによって検出されたインバータの出力電流ｉsは、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３及びコンデンサＣ１からなるカットオフフィルタによって、１〜２ｋHz以上の高い周波数成分をカットオフする。これにより、ノイズなどの過度的な信号が除去されて正味の出力電流ｉsが検出される。また、検出された出力電流ｉsは、ダイオードＤ１とＤ２とによって、±１５Ｖの電圧レベルの範囲でリミットがかけられる。
【００３２】
検出された出力電流ｉsは、ゲインが１倍のバッファアンプＯＰ１によって電流信号ｉsから電圧信号Ｖsに変換される。さらに、この電圧信号Ｖsは、抵抗Ｒ４を通して増幅用アンプＯＰ２の反転端子に入力される。このとき、増幅用アンプＯＰ２の非反転端子には、抵抗Ｒ５とボリュームＶＲ１とで決まる電圧レベルが入力されて、オフセット電圧がゼロになるように調整される。つまり、ボリュームＶＲ１を可変することによってオフセット電圧を調整することが出来る。
【００３３】
また、増幅用アンプＯＰ２に並列に接続されたコンデンサＣ２と抵抗Ｒ６とによってローパスフィルタを構成し、インバータの基本周波数である６０Hzまたは５０Hzの周波数未満の周波数成分のみを、増幅用アンプＯＰ２に通過させて増幅するようにしている。つまり、Ｑの高い５０Hzまたは６０Hzの基本周波数付近を除去して、それより低い周波数成分の電圧信号Ｖsのみを、増幅用アンプＯＰ２を通過させて増幅している。
【００３４】
このようにして増幅用アンプＯＰ２によって増幅された電流成分Ｉsは、ダイオードＤ３、Ｄ４によって±１５Ｖの範囲で信号レベルが変動するように制限されて、Ａ／Ｄコンバータに入力されてデジタル信号に変換される。以下、前述の通り、デジタル信号に変換された電流成分Ｉsの大きさに応じてＣＰＵが所定の処理を行う。例えば、直流成分がインバータの出力電流ｉsの１％より多ければ、ＣＰＵが、所定の時限を経過した後にインバータを停止させる。このような、検出方法によってＡ／Ｄコンバータの分解能を上げることなく、高精度に直流成分を検出することができる。
【００３５】
以上述べた実施の形態は本発明を説明するための一例であり、本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、発明の要旨の範囲で種々の変形が可能である。例えば、基本周波数未満の周波数成分のみを増幅器に通過させるためのローパスフィルタや増幅器は、図４に示した回路に限ることはなく、どのような回路を用いてもよい。要するに、インバータより検出された出力電流より、基本周波数未満の電流成分を抽出して増幅することによって、直流成分の検出値とするように構成されていれば、どのような回路構成であっても本発明の範囲に含まれることは言うまでもない。
【００３６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の直流分検出装置によれば、検出したインバータ出力電流の基本周波数未満の電流成分のみを増幅することにより、インバータの電流制御機能がオーバスペックとならない程度にＡ／Ｄコンバータの分解能を抑えても、直流成分の検出精度を向上させることができる。これによって、低分解能で安価なＡ／Ｄコンバータを用いることができるので、インバータ装置全体のコスト低減化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の直流分検出装置に係る増幅フィルタの特性図の一例である。
【図２】 電流検出用のＣＴによる検出電流のアンプ構成を示す概念図である。
【図３】 本発明と従来技術とを比較するための直流分出装置の概念を示すブロック図であり、（ａ）は本発明の直流分検出装置、（ｂ）は従来の直流分検出装置を示す。
【図４】 本発明の直流分検出装置における直流分増幅部分の回路図の一例である。
【符号の説明】
１、１１、２１ ＣＴ
２、５、１２、２４ Ａ／Ｄコンバータ
３ ローパスフィルタ
４ 増幅器
２２ 増幅回路１
２３ 増幅回路２
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６ 抵抗
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ ダイオード
ＶＲ１ ボリューム
ＯＰ１ バッファアンプ
ＯＰ２ 増幅用アンプ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an inverter device for linking to an AC power system, and more particularly to a DC component detection device that detects a DC component included in an output current of an inverter device.
[0002]
[Prior art]
In recent years, inverter devices for connecting DC power generated by a solar battery or the like to an AC power system have become widespread. When such grid interconnection is performed, guidelines for limiting the magnitude of the direct current component flowing from the grid interconnection inverter to the AC power grid are provided by the “Power Grid Linkage Technical Requirements Guidelines” edited by the Agency for Natural Resources and Energy. Has been. In particular, when connecting to a low-voltage distribution line, a DC current detection device is provided on the AC output side of the inverter, and when a DC current component of a predetermined value or more is detected, it has a protective function that stops the inverter operation. It is permitted to perform grid connection without using a transformer.
According to the above guidelines, when the DC component flowing into the system exceeds 1% of the inverter rated output current or 150 mA ± 5%, this must be detected and the inverter must be stopped.
[0003]
For example, Japanese Patent Laid-Open No. 10-213606 discloses a technique for detecting a direct current component of a grid interconnection inverter. According to the technique of this publication, the instantaneous waveform of the inverter current is detected and converted into a digital signal, the zero cross point of the system voltage is detected, and the digitally converted detected current is integrated every cycle of the system voltage. Then, the direct current component is calculated from the integrated detection current by the software function of the microprocessor. By detecting the DC component in this way and performing software processing, it is possible to detect the DC component with high accuracy without being affected by aging and temperature drift and without causing a detection delay. it can.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the conventional DC component detection device, in order to detect a DC component with high accuracy, the detection function is improved by increasing the resolution of an analog / digital converter (hereinafter referred to as an A / D converter). . However, in the case of a high-resolution A / D converter, the specification becomes excessive for the current control function of the inverter (overspec), which contributes to the cost increase of the entire inverter device. That is, in the conventional inverter, the resolution of the A / D converter is insufficient to increase the detection accuracy of the DC component flowing through the system to a level that satisfies the guidelines. However, the resolution of the A / D converter and the cost of the inverter device are in a trade-off relationship, and it is not easy to increase the DC component detection accuracy in the A / D converter while suppressing the cost of the inverter device.
[0005]
The present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to extract and amplify only a current component less than the fundamental frequency of the inverter output current, so that the inverter current control function does not become overspec. The purpose is to improve the detection accuracy of the DC component by using an A / D converter having a resolution of a certain degree.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problems, the present invention detects a DC current component from an inverter in a DC current detection device that detects the DC current component from the output current of the inverter linked to the AC power system by converting the power of the DC power source into AC The present invention is characterized in that a current component having a frequency lower than the fundamental frequency is extracted from the output current and amplified to obtain a detected value of a DC component included in the output current of the inverter.
[0007]
That is, according to the DC component detection device of the present invention, when the output current of the inverter is detected, for example, only frequency components lower than the fundamental frequency of 60 Hz or 50 Hz are extracted. Then, only the extracted component is amplified and taken out as a DC component included in the output current of the inverter. According to such a detection method, the detection accuracy of the DC component can be increased even if the resolution when the detected DC component is quantized into a digital signal is kept low. Therefore, the cost of the means for quantizing the digital signal can be reduced, and as a result, the cost of the entire inverter device can be reduced.
[0008]
The DC component detection device of the present invention includes, as a specific means of the invention, a current detector that detects an output current of an inverter, and a current component less than a fundamental frequency from the output current detected by the current detector. A buffer circuit that converts the current component extracted by the low-pass filter with a gain of 1, and an amplifier circuit that amplifies the voltage signal output from the buffer circuit with a predetermined gain. The A / D converter converts the component amplified by the amplifier circuit from an analog signal to a digital signal. The A / D converter transmits a direct current component included in the output current of the inverter as a detection signal.
[0009]
That is, according to the DC component detection device of the present invention, by amplifying only the current component less than the fundamental frequency of the detected inverter output current, the resolution of the A / D converter is such that the inverter current control function does not become overspec. Even if this is suppressed, the detection accuracy of the DC component can be improved. As a result, an inexpensive A / D converter with low resolution can be used, so that the cost of the entire inverter device can be reduced.
[0010]
In the DC component detection apparatus of the present invention, when the amplification factor of the amplifier circuit is K in the above invention, (system current range / K) ÷ (A / D quantization range) <system current resolution. Further, the amplification factor K is determined. For example, when the system current is converted to 0 to 5 V at ± 25 A and quantized by an A / D converter with a resolution of 10 bits, the system current range is 2 × 25 [A], and A The / D quantization range is (210-1) [Dec]. Furthermore, if the DC component is detected within ± 5% of 150 mA, the grid current resolution needs to be 150 mA × 5% = 7.5 mA / Dec or less. Therefore, if these numerical values are substituted into the above formula,
(2 × 25 [A] / K) ÷ (210-1) [Dec] <0.0075 [A / Dec], K> 6.52
Is obtained. Therefore, the amplification factor K of the amplifier circuit needs to be 7 or more.
[0011]
Further, in the DC component detection device of the present invention, when the offset voltage of the buffer amplifier is αop1 and the offset voltage of the amplifier circuit is αop2, the offset amount αamp input to the A / D converter is
αamp = Kαop1 + (1 + K) αop2
[0012]
In other words, in order to increase the detection accuracy of the DC component, it is necessary to correct the offset amount of the DC component derived from the above-mentioned equation in consideration of the offset voltage of the buffer amplifier and the amplifier circuit. Normally, such an offset amount can be made zero by adjusting the voltage level of the non-inverting input terminal of the operational amplifier constituting the amplifier circuit with a volume or the like. However, it is necessary to consider that there is an offset voltage due to temperature drift that cannot be made zero other than such an offset voltage. Other power source drift and time drift are quite small and can be ignored.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the DC component detection device according to the present invention will be described. First, a method for detecting a DC component will be examined. For example, considering the case of quantization by an A / D converter that converts the system current to a voltage level of 0 to 5 V at ± 25 A, a normal A / D converter with a resolution of 10 bits is used. For this reason, the resolution of the system current is only 49 mA / Dec, which is insufficient for detecting the DC component flowing out to the system with high accuracy. Dec is an abbreviation for Decsimal. That is, the resolution of the system current can be expressed by the following equation (1).
System current resolution = system current range / A / D quantization range = 2 × 25 [A] / (210-1) [Dec] = 49 [mA / Dec] (1)
[0014]
That is, as is clear from the equation (1), in order to reduce the system current resolution, it is necessary to increase the denominator A / D quantization range or reduce the numerator system current range. That is, there are the following three methods as specific means for reducing the grid current resolution.
(A) The resolution of the A / D converter is increased so as to increase the A / D quantization range. For example, the resolution of the A / D converter is increased from 10 bits to 12 bits.
(B) The number of A / D converters is increased so as to reduce the numerator system current range. For example, an A / D converter for 0 to 25A and an A / D converter for -25 to 0A are used.
(C) Amplify the detected current value. That is, only the DC component of the detected value of the inverter current is amplified.
[0015]
Of these methods, the method of increasing the resolution of the A / D converter from (a) to 10 bits is not preferable because it leads to over specs as described above and increases the cost of the inverter device. That is, even if the resolution is increased, the circuit does not change, but there is a problem that the cost of the A / D converter is increased due to the necessity of a high-precision operational amplifier. Therefore, a method for increasing the number of A / D converters in (b) and a method for amplifying the DC component in (c) will be examined.
The fact that the DC component must be detected at 150 mA ± 5% according to the above-mentioned guidelines requires that the system resolution is at least 150 mA × 5% = 7.5 mA or less. Moreover, it is necessary to suppress the error to at least 7.5 mA.
[0016]
First, in the method of increasing the number of A / D converters in (b), a method of increasing the resolution by using a plurality of A / D converters and reducing the system current range per A / D converter is examined. View. In other words, the relationship between the current range x per A / D converter and the grid current resolution is expressed by the following equation (2).
Grid current resolution = x [A] / (2 10-1) [Dec] <7.5 [mA / Dec] (2)
[0017]
Therefore, x <7.67 [A], that is, the system current range per A / D converter is set to 7.67 [A] or less. Therefore, in order to cover the system current ± 25 A, an A / D converter of 50 [A] /7.67 [A] = 6.52 [pieces] or more is required. Therefore, in order to perform system switching smoothly, a certain degree of range overlap is required, so in reality about eight A / D converters are required.
[0018]
Next, a method for amplifying the DC component of (c) will be examined. If the detected value of the grid current is amplified, the grid current range becomes relatively small. However, if the detected value of the system current is amplified as it is, the fundamental wave component is saturated. For this reason, if only the DC component of the detected value is amplified and the frequency higher than the fundamental wave component is not amplified, the DC component can be amplified without saturating the fundamental wave component.
[0019]
FIG. 1 is an example of a characteristic diagram of a DC component amplification filter according to a DC component detection apparatus of the present invention. The horizontal axis shows the frequency [Hz] on the logarithmic scale, and the vertical axis shows the gain [dB] on the equally spaced scale. The gain is 0 dB because it is not amplified near the fundamental frequency of 60 Hz (or 50 Hz). It has become. It is attenuated at a frequency higher than the fundamental frequency, and is amplified by 18 dB, that is, 8 times in the vicinity of a DC component of about 7 Hz or less.
[0020]
Here, how many times the direct current component should be amplified with respect to the current ratio is calculated from the above equation (2), and when the amplification factor of the direct current component is K, the following equation (3) is obtained. Can be requested.
(2 × 25 [A] / K) / (210-1) [Dec] <0.0075 [A / Dec] (3)
Therefore, K> 6.52.
That is, it can be seen that the DC component only needs to be amplified seven times or more.
[0021]
Next, the error due to the offset voltage of the operational amplifier that amplifies the DC component will be examined. The amplification circuit amplifies the output current of the current detection CT in accordance with the range of the A / D converter. FIG. 2 is a conceptual diagram showing an amplifier configuration of current detection means using current detection CT. In the figure, an amplifier circuit 1 (22) is a buffer circuit for converting the output signal of CT21 into a voltage, and performs non-inverting amplification of 1 times the basic gain. The amplifier circuit 2 (23) is an amplifier circuit for amplification, and performs current amplification and offset adjustment. The amplification factor of the amplifier circuit 2 (23) is an amplification factor K times the basic gain. The DC current component thus amplified is converted into a digital signal by the A / D converter 24 and becomes a detection signal.
[0022]
In FIG. 2, when the offset voltage of the amplifier circuit 1 (22) as a buffer circuit is αop1, and the offset voltage of the amplifier 2 (23) as an amplifier circuit is αop2, the offset amount αamp of the entire amplifier circuit is expressed by the following formula ( 4).
αamp = Kαop1 + (1 + 5/8 · K) αop2 (4)
Here, in the case of inverting amplification, the offset voltage (gain +1 times) of the amplifier circuit, and in the case of non-inverting amplification, the gain multiple appears as the offset voltage. When the output of the amplifier circuit is further amplified, the gain is further multiplied.
[0023]
In equation (4), the offset amount αamp of the entire amplifier circuit becomes an error in DC component detection, and therefore must be αamp <750 · K [μV]. Here, assuming that the DC component magnification K = 8, the offset voltage αop of each amplifier circuit OP1 (22), OP2 (23) must be αop <545 [μV]. Even if the offset voltage of the amplifier circuit is zero by the adjustment circuit, the offset voltage due to temperature drift does not become zero. Further, fluctuations due to other factors (for example, power supply drift, time drift, etc.) are small compared to the temperature drift and can be ignored.
[0024]
In addition, if the operational environment of the operational amplifier is 0 to 70 ° C and the offset voltage is adjusted at room temperature (25 ° C) with respect to the inverter operating environment of 0 to 40 ° C, the temperature drift is -12.1 [μV / ° C]. Will have to. As an example, the temperature drift of the operational amplifier AD713 has a typical value of 5 [μV / ° C.] and a maximum value of 20 [μV / ° C.], so it is necessary to select and use the operational amplifier.
[0025]
Alternatively, the temperature drift maximum value 1.5 [μV / ° C.] of the dual-type or quad-type operational amplifier AD705 manufactured by ANALOG DEVICES, which is an operational amplifier satisfying a temperature drift of −12.1 [μV / ° C.], or the dual-type operational amplifier AD 707 It is necessary to use a temperature drift with a maximum value of 1.0 [μV / ° C.]. A specific example of a circuit that amplifies the DC component will be described later.
[0026]
From these considerations, the advantages and disadvantages of the method of increasing the number of A / D converters in (b) and the method of amplifying the DC component in (c) will be compared. The method (b) has problems such as an increase in the cost of the entire A / D converter due to an increase in the number of A / D converters and an increase in the number of readings of the A / D converter. On the other hand, the method (c) does not increase the overall cost of the A / D converter, but if the purpose is to detect the DC component, which is the intended purpose, with high accuracy, the method (a) amplifies the DC component. desirable.
[0027]
Here, a specific circuit for amplifying the direct component of the inverter output current will be described focusing on the method of amplifying the DC component. That is, the circuit for amplifying the direct current component is provided with a low-pass filter to pass and amplify only the current component less than the fundamental frequency, and the frequency higher than the fundamental wave component is not amplified or attenuated. A circuit that inputs to the D converter is configured.
[0028]
FIG. 3 is a block diagram showing the concept of a DC component detection device for comparing the present invention with the prior art. FIG. 3A is a DC component detection device of the present invention, and FIG. 3B is a conventional DC component detection. Indicates the device. As shown in FIG. 4B, in the conventional DC component detection method, the output current is of the inverter is detected by the CT 11, converted into a digital signal by the 12-bit A / D converter 12, and input to the CPU. Is extracted. Therefore, since such an A / D converter having a high resolution is used, the A / D converter becomes expensive.
[0029]
On the other hand, in the DC component detection method of the present invention, as shown in FIG. 5A, a signal for detecting the output current is of the inverter by CT1 and performing steady control (for example, PWM control) of the inverter is: It is directly input to the 10-bit A / D converter 2 and converted into a digital signal and sent to the CPU. Thereby, the CPU performs constant voltage control or constant current control of the inverter by the PWM control signal.
[0030]
On the other hand, for DC component detection, the output current is of the inverter is detected by CT1 and input to the low-pass filter 3 that allows only frequencies below the fundamental frequency (60 Hz or 50 Hz) to pass. Then, a current component having a frequency lower than the fundamental frequency that has passed through the low-pass filter 3 is input to the amplifier 4 and amplified by the amplification factor K determined by the above-described equation (3). Furthermore, the current component amplified K times is input to the 10-bit A / D converter 5 and converted into a digital signal, which is input to the CPU. As a result, the CPU performs predetermined processing according to the detected magnitude of the DC component. That is, if the DC component is greater than 1% of the output current is of the inverter, the CPU stops the inverter after a predetermined time has elapsed.
[0031]
FIG. 4 is an example of a circuit diagram of the amplifying part in the DC component detecting device of the present invention. It should be noted that each symbol in this figure is a symbol symbol that is normally used and suffixed with a suffix number. The inverter output current is detected by CT cuts off high frequency components of 1 to 2 kHz or more by a cut-off filter comprising resistors R1, R2, R3 and a capacitor C1. Thereby, an excessive signal such as noise is removed, and the net output current is is detected. Further, the detected output current is is limited in a voltage level range of ± 15 V by the diodes D1 and D2.
[0032]
The detected output current is is converted from the current signal is to the voltage signal Vs by the buffer amplifier OP1 having a gain of one. Further, the voltage signal Vs is input to the inverting terminal of the amplifier OP2 through the resistor R4. At this time, a voltage level determined by the resistor R5 and the volume VR1 is input to the non-inverting terminal of the amplification amplifier OP2, and the offset voltage is adjusted to be zero. That is, the offset voltage can be adjusted by changing the volume VR1.
[0033]
The capacitor C2 and the resistor R6 connected in parallel to the amplifier OP2 constitute a low-pass filter, and only the frequency component less than 60 Hz or 50 Hz, which is the fundamental frequency of the inverter, is passed through the amplifier OP2. I am trying to amplify. That is, the vicinity of the fundamental frequency of 50 Hz or 60 Hz with a high Q is removed, and only the voltage signal Vs having a frequency component lower than that is passed through the amplifier OP2 for amplification.
[0034]
The current component Is amplified by the amplifier OP2 in this way is limited by the diodes D3 and D4 so that the signal level fluctuates within a range of ± 15 V, and is input to the A / D converter and converted into a digital signal. Is done. Hereinafter, as described above, the CPU performs predetermined processing according to the magnitude of the current component Is converted into the digital signal. For example, if the DC component is greater than 1% of the output current is of the inverter, the CPU stops the inverter after a predetermined time period has elapsed. The DC component can be detected with high accuracy without increasing the resolution of the A / D converter by such a detection method.
[0035]
The embodiment described above is an example for explaining the present invention, and the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made within the scope of the gist of the invention. For example, the low-pass filter and the amplifier for allowing only the frequency component lower than the fundamental frequency to pass through the amplifier are not limited to the circuit shown in FIG. 4, and any circuit may be used. In short, any circuit configuration is possible as long as it is configured to obtain a detected value of a DC component by extracting and amplifying a current component less than the fundamental frequency from the output current detected by the inverter. Needless to say, it is included in the scope of the present invention.
[0036]
【The invention's effect】
As described above, according to the DC component detection device of the present invention, only the current component below the fundamental frequency of the detected inverter output current is amplified, so that the current control function of the inverter does not become overspec. Even if the resolution of the D converter is suppressed, the DC component detection accuracy can be improved. As a result, an inexpensive A / D converter with low resolution can be used, so that the cost of the entire inverter device can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an example of a characteristic diagram of an amplification filter according to a DC component detection apparatus of the present invention.
FIG. 2 is a conceptual diagram showing an amplifier configuration of a detected current by CT for current detection.
FIGS. 3A and 3B are block diagrams showing the concept of a DC extraction device for comparing the present invention with the prior art, in which FIG. 3A is a DC component detection device of the present invention, and FIG. Indicates.
FIG. 4 is an example of a circuit diagram of a DC component amplification part in the DC component detection device of the present invention.
[Explanation of symbols]
1, 11, 21 CT
2, 5, 12, 24 A / D converter 3 Low-pass filter 4 Amplifier 22 Amplifier circuit 1
23 Amplifier circuit 2
R1, R2, R3, R4, R5, R6 Resistor C1, C2 Capacitors D1, D2, D3, D4 Diode VR1 Volume OP1 Buffer amplifier OP2 Amplifier for amplification

Claims (2)

直流電源の電力を交流に変換して、交流電力系統に連系するインバータの出力電流より直流成分を検出する直流分検出装置において、
前記インバータより検出された出力電流より、基本周波数未満の電流成分のみを抽出して増幅することにより、前記インバータの出力電流に含まれる直流成分の検出値とするように構成された直流分検出装置であって、
前記インバータの出力電流を検出する電流検出器と、
前記電流検出器により検出された出力電流から、基本周波数未満の電流成分を抽出するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタによって抽出された電流成分を、増幅率１で電圧変換するバッファアンプと、
前記バッファアンプより出力された電圧信号を、所定の増幅率で増幅する増幅回路と、
前記増幅回路で増幅された信号を、アナログ信号よりデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
を備え、
前記増幅回路の増幅倍率をＫとしたとき、
（系統電流レンジ／Ｋ）÷（Ａ/Ｄ量子化レンジ）＜系統電流分解能
となるように、増幅倍率Ｋが決定され、
前記Ａ／Ｄコンバータより、前記インバータの出力電流に含まれる直流成分を検出信号として送出することを特徴とする直流分検出装置。In the DC component detection device that detects the DC component from the output current of the inverter connected to the AC power system by converting the power of the DC power source into AC.
A DC component detection device configured to extract and amplify only a current component having a frequency lower than the fundamental frequency from the output current detected by the inverter, thereby obtaining a detected value of a DC component included in the output current of the inverter. Because
A current detector for detecting the output current of the inverter;
A low-pass filter that extracts a current component less than the fundamental frequency from the output current detected by the current detector;
A buffer amplifier that converts the current component extracted by the low-pass filter into a voltage with an amplification factor of 1, and
An amplification circuit for amplifying the voltage signal output from the buffer amplifier at a predetermined amplification rate;
An A / D converter that converts the signal amplified by the amplifier circuit from an analog signal to a digital signal;
With
When the amplification factor of the amplifier circuit is K,
(System current range / K) ÷ (A / D quantization range) <system current resolution
The amplification factor K is determined so that
A DC component detection device, wherein the A / D converter sends a DC component included in the output current of the inverter as a detection signal . 前記バッファアンプのオフセット電圧をαop１、前記増幅回路のオフセット電圧をαop２としたとき、
前記Ａ／Ｄコンバータに入力されるオフセット量αampは、
αamp＝Ｋαop１＋（１＋Ｋ）αop２
で表されることを特徴とする請求項１に記載の直流分検出装置。When the offset voltage of the buffer amplifier is αop1 and the offset voltage of the amplifier circuit is αop2,
The offset amount αamp input to the A / D converter is
αamp = Kαop1 + (1 + K) αop2
The direct-current component detecting apparatus according to claim 1 , wherein

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