JP4736325B2 - Control device for electric power steering device - Google Patents
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Description
本発明は、電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、特に、制御系の安定を重視した電動パワーステアリング装置の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for an electric power steering device, and more particularly to a control device for an electric power steering device that places importance on stability of a control system.
自動車のステアリング装置をモータの回転力で補助負荷付勢する電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に補助負荷付勢するようになっている。このような電動パワーステアリング装置の簡単な構成を図７を参照して説明する。操向ハンドル１０１の軸１０２は減速ギア１０３、ユニバーサルジョイント１０４ａ及び１０４ｂ、ピニオンラック機構１０５を経て操向車輪のタイロッド１０６に結合されている。軸１０２には，操向ハンドル１０１の操舵トルクを検出するトルクセンサ１０７が設けられており、操向ハンドル１０１の操舵力を補助するモータ１０８が、減速ギア１０３を介して軸１０２に連結されている。
An electric power steering device for energizing a steering device of an automobile with an auxiliary load by a rotational force of the motor energizes an auxiliary load to a steering shaft or a rack shaft by a transmission mechanism such as a gear or a belt via a reduction gear. It is supposed to be. A simple configuration of such an electric power steering apparatus will be described with reference to FIG. A
電動パワーステアリング装置にとって、モータ１０８の制御は非常に重要であり、ハンドル操作や車速などに応じてモータ１０８を制御する必要がある。例えば、図８は、特許文献１で開示されているように、従来から良く知られているベクトル制御を用いたモータ１０８の制御ブロック図である。
Control of the
この制御ブロック図について説明すると、トルクセンサ１０７から検出される操舵トルクＴｒに基いてトルク指令値演算手段であるトルク指令値演算部２２０において演算されたトルク指令値Ｔｒｅｆ、モータ１０８の電気角である回転角度θおよび角速度ωが電流指令値演算手段である電流指令値演算部２０４に入力される。電流指令値演算部２０４はｑ軸成分の電流指令値Ｉｑｒｅｆとｄ軸成分の電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出するが、通常、電流指令値Ｉｑｒｅｆはトルク指令値Ｔｒｅｆに比例して、電流指令値Ｉｄｒｅｆは０である（通常はＩｄｒｅｆ＝０である）。一方、モータ１０８の回転角度θを検出するために角度検出器が設置されており、角度検出器としてエンコーダやホールセンサなどもあるが、ここではレゾルバ２０１とする。レゾルバ２０１から出力する信号は直ちに回転角度θを示していないので、演算処理をするための位置検出回路２０２が必要であり、レゾルバ２０１に対してはＲＤＣ回路などが用いられる。位置検出回路２０２から出力される回転角度θが微分演算部２０３に入力されると角速度ωが算出される。この回転角度θおよび角速度ωは後述する制御において利用される。
The control block diagram will be described. The torque command value Tref calculated by the torque command value calculation unit 220 serving as torque command value calculation means based on the steering torque Tr detected from the
本制御ブロック図はフィードバック制御を例として用いており、前述した電流指令値ＩｑｒｅｆおよびＩｄｒｅｆに対してモータ１０８の実際のモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを検出してフィードバックして制御する必要がある。具体的には、電流検出器２０５−１，２０５−２，２０５−３において、モータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが検出され、ベクトル制御のために３相／２相変換部２０６でモータ電流Ｉｑ、Ｉｄに変換される。この変換に、前述したモータの回転角度θが利用される。次に、モータ電流Ｉｑ，Ｉｄは減算部２０７−１，２０７−２にそれぞれフィードバックされ、減算部２０７−１で電流指令値Ｉｑｒｅｆとモータ電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑが算出され、減算部２０７−２で電流指令値Ｉｄｒｅｆ（通常はＩｄｒｅｆ＝０である）とモータ電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄが算出される。
This control block diagram uses feedback control as an example, and it is necessary to detect and feed back the actual motor currents Ia, Ib, and Ic of the
これらの偏差を無くすように比例積分（ＰＩ）演算部２０８に入力され、電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑが出力される。そして実際のモータ１０８は３相の電流を供給する必要があるので、電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑは２相／３相変換部２０９で３相の電圧指令値、Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに変換される。ＰＷＭ制御部２１０は電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ、或いは、ＰＷＭデュティー値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに基いてＰＷＭ制御信号を発生し、インバータ回路２１１はこのＰＷＭ制御信号に基きモータ１０８に電流を供給して電流指令値ＩｑｒｅｆおよびＩｄｒｅｆとの偏差が無くなるようにモータ電流Ｉａ、Ｉｂ，Ｉｃを供給する。
In order to eliminate these deviations, they are input to the proportional-integral (PI)
しかし、このような３相モータの制御において、制御対象である３相のモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを制御系の中で、一度ｄ、ｑ軸であるＩｄ，Ｉｑに変換して制御量を決定し、その後再び３相に戻すという制御システムをとっている。そのため、３相の内、一部の相のみで発生した変化、例えば、モータの巻線抵抗の温度変化による抵抗値の変化が各相によって異なる場合、上述した制御システムでは、ｄ、ｑ軸の値に変換されたときに、各相の変化量が混合されて、各相に独自に対応した制御が不可能となり、その結果、電流制御の誤差となり、その誤差を収束することができなくなって定常誤差が残存するという問題がある。 However, in the control of such a three-phase motor, the control amount is converted by converting the three-phase motor currents Ia, Ib, and Ic to be controlled into Id and Iq that are d and q axes once in the control system. A control system is adopted in which it is determined and then returned to the three phases again. For this reason, when a change that occurs in only a part of the three phases, for example, a change in resistance value due to a temperature change in the winding resistance of the motor is different for each phase, the above-described control system uses the d and q axes. When converted to a value, the amount of change of each phase is mixed, and control corresponding to each phase becomes impossible, resulting in an error in current control, and the error cannot be converged. There is a problem that a stationary error remains.
また、電動パワーステアリング装置の制御において、３相モータをｄ、ｑ軸に変換する形式を取らずに、特許文献２のように３相個別に電流制御を実行する制御システムも存在する。しかし、制御対象がモータ電流であるＩａ，Ｉｂ，Ｉｃの３つの制御量に対して、満足すべき条件が、各相の電流制御の他に、３相電流の総和は零である、即ち、Ｉａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ＝０という合計４条件が存在するため、誤差が蓄積されて制御系が不安定になる問題がある。
上述したように、３相モータをｄ、ｑ軸変換を用いるベクトル制御で制御すると、例えば、３相モータの巻線のインダクタンス値や抵抗値の各相毎の公差、或いは温度変化による抵抗値の変化量の各相毎のバラツキに対して各相独自の制御ができず電流制御の定常誤差として残存する課題がある。また、３相個別の電流制御では、制御量が３つであるのに対して、満足すべき条件が４つあるため、誤差が蓄積され制御系が不安定となる課題がある。 As described above, when a three-phase motor is controlled by vector control using d and q-axis conversion, for example, the tolerance of each phase of the winding inductance value and resistance value of the three-phase motor, or the resistance value due to temperature change There is a problem that individual control of each phase cannot be performed with respect to the variation of the amount of change for each phase, and remains as a steady error in current control. In addition, in the current control for each of the three phases, there are four control conditions, but there are four conditions that must be satisfied. Therefore, there is a problem that an error is accumulated and the control system becomes unstable.
本発明は上述のような事情から成されたものであり、本発明の目的は、３相モータの制御において、各相毎の制御量のバラツキに対しても各相毎に誤差を残存させない安定したモータ制御ができる電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することにある。 The present invention has been made for the above-mentioned circumstances, and the object of the present invention is to stabilize a three-phase motor so that no error remains for each phase even with respect to variations in control amount for each phase. Another object of the present invention is to provide a control device for an electric power steering device that can perform motor control.
本発明は、車両の操舵系に３相モータによる操舵補助力を付与するようにした電動パワーステアリング装置の制御装置に関するものであり、本発明の上記目的は、前記３相モータの各相の逆起電圧ｅ１，ｅ２，ｅ３を算出する３つの各相逆起電圧算出手段と、前記３相モータの２相に対して個別に電流制御手段とを備え、前記２相の電流制御手段の出力である指令値ｒｅｆ１，ｒｅｆ２から残りの１相の指令値ｒｅｆ３を算出し、前記指令値ｒｅｆ１，ｒｅｆ２，ｒｅｆ３に前記逆起電圧ｅ１，ｅ２，ｅ３をそれぞれ加算することによって達成される。また、本発明の上記目的は、前記３相モータの電流を検出する電流検出手段は、前記各相電流制御手段が設けられた相に設置することによってさらに効果的に達成される。また、本発明の上記目的は、前記各相逆起電圧算出手段は、前記３相モータの各相端子電圧及び各相電流に基いて前記各相の逆起電圧ｅ１、ｅ２、ｅ３を算出することによってさらに効果的に達成される。また、本発明の上記目的は、前記各相逆起電圧算出手段は、前記３相モータの回転角度及び角速度に基いて前記各相の逆起電圧ｅ１、ｅ２、ｅ３を算出することによってさらに効果的に達成される。 The present invention relates to a control device for an electric power steering apparatus in which a steering assist force by a three-phase motor is applied to a steering system of a vehicle, and the object of the present invention is to reverse each phase of the three-phase motor. The three-phase counter electromotive voltage calculation means for calculating the electromotive voltages e1, e2, e3 and the current control means individually for the two phases of the three-phase motor, and the output of the two-phase current control means This is accomplished by calculating the remaining one-phase command value ref3 from a certain command value ref1, ref2, and adding the counter electromotive voltages e1, e2, e3 to the command values ref1, ref2, ref3, respectively. The above-mentioned object of the present invention can be achieved more effectively by installing the current detection means for detecting the current of the three-phase motor in a phase provided with the respective phase current control means. In addition, the above object of the present invention is that each phase counter electromotive voltage calculation means calculates the counter electromotive voltages e1, e2, e3 of each phase based on each phase terminal voltage and each phase current of the three phase motor. Can be achieved more effectively. The above-mentioned object of the present invention is further advantageous in that each phase counter electromotive voltage calculation means calculates the counter electromotive voltages e1, e2, e3 of each phase based on the rotation angle and angular velocity of the three-phase motor. Is achieved.
本発明によれば、３相モータに発生する逆起電圧を各相個別に補償することを前提にして２相の電流制御を実行するので、残りの１相の電流制御が一義的に決定され、その結果、制御系として安定な各相個別の電流制御が可能となり、また、各相個別の制御量のバラツキを各相毎に補償できるので各相毎の偏差を無くすことができる電動パワーステアリング装置の制御装置を提供できる効果がある。 According to the present invention, since the two-phase current control is executed on the assumption that the counter electromotive voltage generated in the three-phase motor is individually compensated for each phase, the remaining one-phase current control is uniquely determined. As a result, stable current control for each phase is possible as a control system, and variation in the control amount for each phase can be compensated for each phase, so that the electric power steering can eliminate the deviation for each phase There exists an effect which can provide the control apparatus of an apparatus.
本発明の原理を先に説明して、その後で本発明の実施例について説明する。 The principle of the present invention will be described first, and then embodiments of the present invention will be described.
まず、３相モータの各相における電圧、電流の関係は図１のような関係にあり、式で表わすと数１のように表わすことができる。以下の説明で、モータの電圧として相電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを検出する例について説明するが、電圧が線間電圧Ｖａｂ，Ｖｂｃ，Ｖｃａであっても成立する。なお、モータの巻線抵抗Ｒａ、Ｒｂ，ＲｃおよびインダクタンスＬａ，Ｌｂ，Ｌｃはモータの特性から求めることができる。これらの値とモータの各相逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃの関係は数１の式になる。
First, the relationship between the voltage and current in each phase of the three-phase motor is as shown in FIG. 1 and can be expressed as shown in
（数１）
Ｖａ＝ｅａ＋（Ｒａ＋ｓ・Ｌａ）・Ｉａ
Ｖｂ＝ｅｂ＋（Ｒｂ＋ｓ・Ｌｂ）・Ｉｂ
Ｖｃ＝ｅｃ＋（Ｒｃ＋ｓ・Ｌｃ）・Ｉｃ
ここで、ｓはラプラス演算子で、ここでは微分演算（ｄ／ｄｔ）を表わしている。
(Equation 1)
Va = ea + (Ra + s · La) · Ia
Vb = eb + (Rb + s · Lb) · Ib
Vc = ec + (Rc + s · Lc) · Ic
Here, s is a Laplace operator, and here represents a differential operation (d / dt).
ここで、一般的に、Ｌａ＝Ｌｂ＝Ｌｃ＝Ｌ、及び、Ｒａ＝Ｒｂ＝Ｒｃ＝Ｒである。よって、数１の式は数２の式のように表わすことができる。
Here, generally, La = Lb = Lc = L and Ra = Rb = Rc = R. Therefore, the
（数２）
Ｖａ＝ｅａ＋（Ｒ＋ｓ・Ｌ）・Ｉａ
Ｖｂ＝ｅｂ＋（Ｒ＋ｓ・Ｌ）・Ｉｂ
Ｖｃ＝ｅｃ＋（Ｒ＋ｓ・Ｌ）・Ｉｃ
これら３式を加算すると数３の式のように表わすことができる。
(Equation 2)
Va = ea + (R + s · L) · Ia
Vb = eb + (R + s · L) · Ib
Vc = ec + (R + s · L) · Ic
When these three equations are added, they can be expressed as the following equation.
（数３）
Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ＝（ｅａ＋ｅｂ＋ｅｃ）＋Ｒ（Ｉａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ）＋ｓ・Ｌ（Ｉａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ）
ここで、モータ電流の総和（Ｉａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ）＝０を数３に代入すると、数４の式になる。
(Equation 3)
Va + Vb + Vc = (ea + eb + ec) + R (Ia + Ib + Ic) + s · L (Ia + Ib + Ic)
Here, when the sum (Ia + Ib + Ic) = 0 of the motor current is substituted into
（数４）
Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ＝（ｅａ＋ｅｂ＋ｅｃ）
ここで、モータに誘起される各相逆起電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃに対して推定した逆起電圧ｅａｆ、ｅｂｆ、ｅｃｆを補償する。モータの発生する各相逆起電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃとそれらを補償する各相逆起電圧ｅａｆ、ｅｂｆ、ｅｃｆを制御ブロック図として表現すると図２のごとく表現できる。各相の電流指令値Ｉｒｅｆに対する電流制御として、図２の例では、各相の検出電流Ｉｍをフィードバックして電流指令値との偏差を算出した後で比例積分制御する電流制御となっている。モータをモータモデルで表現すると、伝達関数（１／（Ｒ＋Ｌ・ｓ））と逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃとして表現できる。図２の例では、電流制御の後で逆起電圧ｅａｆ、ｅｂｆ、ｅｃｆを補償している。
図２の逆起電圧補償を数４に加味すると、数４は数５の式になる。
(Equation 4)
Va + Vb + Vc = (ea + eb + ec)
Here, the estimated back electromotive voltages eaf, ebf, and ecf are compensated for the phase back electromotive voltages ea, eb, and ec induced in the motor. Each phase back electromotive voltage ea, eb, ec generated by the motor and each phase back electromotive voltage eaf, ebf, ecf for compensating them can be expressed as a control block diagram as shown in FIG. As the current control for the current command value Iref of each phase, in the example of FIG. 2, the current control value is proportional-integral control after calculating the deviation from the current command value by feeding back the detected current Im of each phase. When the motor is expressed by a motor model, it can be expressed as a transfer function (1 / (R + L · s)) and a counter electromotive voltage ea, eb, ec. In the example of FIG. 2, the back electromotive voltages eaf, ebf, and ecf are compensated after the current control.
When the back electromotive force compensation in FIG. 2 is added to Equation 4, Equation 4 becomes Equation 5.
（数５）
Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ＋（ｅａｆ＋ｅｂｆ＋ｅｃｆ）＝（ｅａ＋ｅｂ＋ｅｃ）
或いは
Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ＝（ｅａ−ｅａｆ）＋（ｅｂ−ｅｂｆ）＋（ｅｃ−ｅｃｆ）
逆起電圧補償が正しく実行されるなら、ｅａ＝ｅａｆ、ｅｂ＝ｅｂｆ、ｅｃ＝ｅｃｆであるから、数５は数６となる。
(Equation 5)
Va + Vb + Vc + (eaf + ebf + ecf) = (ea + eb + ec)
Or Va + Vb + Vc = (ea−eaf) + (eb−ebf) + (ec−ecf)
If back electromotive force compensation is correctly executed, ea = eaf, eb = ebf, and ec = ecf, and therefore, Equation 5 becomes Equation 6.
（数６）
Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ＝０＋０＋０＝０
よって、相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃの関係は数７として表現できる。
(Equation 6)
Va + Vb + Vc = 0 + 0 + 0 = 0
Therefore, the relationship between the phase voltages Va, Vb, and Vc can be expressed as Equation 7.
（数７）
Ｖｂ＝−Ｖａ−Ｖｃ
数７の意味するところは、相電圧Ｖｂは、逆起電圧が正しく補償されていれば、相電圧ＶａとＶｃから一義的に決定される。そして、相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは電圧指令値を示し、ｂ相の電圧指令値Ｖｂは、他の２相の電圧指令値、即ち、ａ相の電圧指令値Ｖａとｃ相の電圧指令値Ｖｃとから一義的に決定される。
(Equation 7)
Vb = −Va−Vc
The meaning of Equation 7 is that the phase voltage Vb is uniquely determined from the phase voltages Va and Vc if the back electromotive voltage is correctly compensated. The phase voltages Va, Vb, and Vc indicate voltage command values. The b-phase voltage command value Vb is the other two-phase voltage command values, that is, the a-phase voltage command value Va and the c-phase voltage command value. It is uniquely determined from Vc.
以上が本発明の原理の説明である。以下本発明の実施例について説明する。 The above is the explanation of the principle of the present invention. Examples of the present invention will be described below.
本発明の実施例について図３を参照して説明する。
３相モータ１０８の制御において、まず、トルク指令値Ｔｒｅｆ，回転角度θ或いは角速度ωなどを入力として電流指令値演算部２０４において、電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆの２相の電流指令値を演算し出力している。そして、ａ相電流指令値Ｉａｒｅｆ及びｃ相電流指令値Ｉｃｒｅｆをそれぞれを入力とする各相電流制御手段としての電流制御部１０−１及び電流制御部１０−２の２個の電流制御手段が配されている。この実施例では、電流制御手段として、ａ相とｃ相の電流制御手段を用いたが、ａ相とｂ相、或いはｂ相とｃ相の組み合わせであっても良い。
An embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
In the control of the three-
電流制御手段１０−１は減算部１２−１と比例積分制御部（ＰＩ制御部）１４−１とから構成され、電流指令値Ｉａｒｅｆとａ相の電流検出手段である電流検出器２０５−１で検出されたモータの実測電流Ｉａとが減算部１２−１に入力され、その偏差ΔＩａが算出され、偏差ΔＩａはＰＩ制御部１４−１に入力され、指令値ｒｅｆ１に相当する電圧指令値Ｖａｎが出力される。同じように、電流制御手段１０−２は減算部１２−２とＰＩ制御部１４−２とから構成され、電流指令値Ｉｃｒｅｆとｃ相の電流検出手段である電流検出器２０５−２で検出されたモータの実測電流Ｉｃとが減算部１２−２に入力され、その偏差ΔＩｃが算出され、偏差ΔＩｃはＰＩ制御部１４−２に入力され、指令値ｒｅｆ２に相当する電圧指令値Ｖｃｎが出力される。なお、ａ相の電流検出器２０５−１とｃ相の電流検出器２０５−１は、ａ相の電流制御手段１０−１とｃ相の電流制御手段１０−２と同じ相に対応するように配されている。次に、指令値ｒｅｆ３に相当する電圧指令値Ｖｂｎはａ相の電圧指令値Ｖａｎとｃ相の電圧指令値Ｖｃｎとが加算部３０−１に入力された後に、その出力を極性反転部３２−１に入力することにより、極性反転部３２−１の出力として算出される。 The current control unit 10-1 includes a subtracting unit 12-1 and a proportional-integral control unit (PI control unit) 14-1, and includes a current command value Iaref and a current detector 205-1 which is a-phase current detecting unit. The detected actual measured current Ia of the motor is input to the subtraction unit 12-1, the deviation ΔIa is calculated, the deviation ΔIa is input to the PI control unit 14-1, and the voltage command value Van corresponding to the command value ref1 is obtained. Is output. Similarly, the current control unit 10-2 includes a subtraction unit 12-2 and a PI control unit 14-2, and is detected by the current command value Icref and a current detector 205-2 which is a c-phase current detection unit. The actual measured current Ic of the motor is input to the subtracting unit 12-2, the deviation ΔIc is calculated, the deviation ΔIc is input to the PI control unit 14-2, and the voltage command value Vcn corresponding to the command value ref2 is output. The The a-phase current detector 205-1 and the c-phase current detector 205-1 correspond to the same phase as the a-phase current control means 10-1 and the c-phase current control means 10-2. It is arranged. Next, the voltage command value Vbn corresponding to the command value ref3 is input to the adder 30-1 after the a-phase voltage command value Van and the c-phase voltage command value Vcn are input to the polarity inversion unit 32- 1 is calculated as the output of the polarity inversion unit 32-1.
次に、各電圧指令値Ｖａｎ，Ｖｂｎ，Ｖｃｎと、補償すべき逆起電圧ｅ１，ｅ３，ｅ２にそれぞれ相当するａ相の逆起電圧ｅａｆ，ｂ相の逆起電圧ｅｂｆ，ｃ相の逆起電圧ｅｃｆとが、それぞれ加算部３４−１，３４−２，３４−３で加算され、加算部３４−１，３４−２，３４−３の出力としてデュティー値となる最終的な電圧指令値Ｖａｒｅｆ＝Ｖａｎ＋ｅａｆ、電圧指令値Ｖｂｒｅｆ＝Ｖｂｎ＋ｅｂｆ、電圧指令値Ｖｃｒｅｆ＝Ｖｃｎ＋ｅｃｆが出力される。なお、逆起電圧ｅａｆ，ｅｂｆ，ｅｃｆの算出する各相逆起電圧算出手段としてのａ相逆起電圧算出部２０−１，ｂ相逆起電圧算出部２０−２，ｃ相逆起電圧算出部２０−３については後で図を参照して詳細に説明する。 Next, the voltage command values Van, Vbn, Vcn, the a-phase counter-electromotive voltage eaf, the b-phase counter-electromotive voltage ebf, and the c-phase counter-electromotive force corresponding to the counter electromotive voltages e1, e3, e2 to be compensated, respectively. The voltage ecf is added by the adders 34-1, 34-2, and 34-3, respectively, and a final voltage command value Varef that becomes a duty value as an output of the adders 34-1, 34-2, and 34-3. = Van + eaf, voltage command value Vbref = Vbn + ebf, voltage command value Vcref = Vcn + ecf are output. It should be noted that the a-phase counter-electromotive voltage calculator 20-1, b-phase counter-electromotive voltage calculator 20-2, and c-phase counter-electromotive voltage calculation as each-phase counter-electromotive voltage calculation means for calculating the counter-electromotive voltages eaf, ebf, and ecf. The unit 20-3 will be described in detail later with reference to the drawings.
最後に、電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，ＶｃｒｅｆがＰＷＭ制御部２１０に入力され、ａ相、ｂ相、ｃ相のＰＷＭ制御信号がインバータ回路２１１に入力され、インバータ回路２１１はモータ１０８に各相のモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを供給する。
Finally, voltage command values Varef, Vbref, and Vcref are input to the
補償すべき逆起電圧ｅａｆ，ｅｂｆ，ｅｃｆの詳細な算出手順を図３と図４を参照して説明する。まず、ｂ相モータ電流Ｉｂは関係式（Ｉａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ＝０）を利用して検出する。具体的には、図３において、電流検出器２０５−１及び電流検出器２０５−２でそれぞれ検出されたａ相モータ電流Ｉａ及びｃ相モータ電流Ｉｃが加算部３０−２に入力された後で、その出力が極性反転部３２−２に入力され、出力としてＩｂ＝−（Ｉａ＋Ｉｃ）として検出される。一方、モータ１０８の各相端子電圧である各相電圧Ｖａ，Ｖｂ、Ｖｃは電圧検出器４０−１，４０−２，４０−３でそれぞれ検出される。
A detailed calculation procedure of the back electromotive voltages eaf, ebf, and ecf to be compensated will be described with reference to FIGS. First, the b-phase motor current Ib is detected using a relational expression (Ia + Ib + Ic = 0). Specifically, in FIG. 3, after the a-phase motor current Ia and the c-phase motor current Ic detected by the current detector 205-1 and the current detector 205-2 are input to the adder 30-2. The output is input to the polarity inversion unit 32-2, and is detected as Ib = − (Ia + Ic) as an output. On the other hand, each phase voltage Va, Vb, Vc which is each phase terminal voltage of the
逆起電圧ｅａｆ，ｅｂｆ，ｅｃｆが、上述したモータ電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ及びモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを用いて算出される手順を図４を参照して説明する。各相逆起電圧算出手段としてのａ相逆起電圧算出部２０−１，ｂ相逆起電圧算出部２０−２，ｃ相逆起電圧算出部２０−３は数１又は数２の式の検出原理に基づいて構成されたものである。例えば、ａ相の逆起電圧算出部２０−１は、伝達関数部２２−１と減算部２４−１とで構成され、モータの各相電流の一つである電流Ｉａは伝達関数部２２−１に入力され、モータ電圧Ｖａは減算部２４−２に入力される。伝達関数部２２−１の出力であるＩａ・（Ｒａ＋ｓ・Ｌａ）／（１＋ｓ・Ｔｆ）と各相端子電圧の一つである電圧Ｖａが減算部２４−１に入力され、減算部２４−１の出力として逆起電圧ｅａｆ＝Ｖａ−Ｉａ・（Ｒａ＋ｓ・Ｌａ）／（１＋ｓ・Ｔｆ）が出力される。なお、伝達関数部２２−１の分母の（１＋ｓ・Ｔｆ）は、数１や数２の式には存在しないが、これは電流検出器やＡＤ変換器のローパスフィルター（ＬＰＦ）を表わしたものである。
A procedure in which the counter electromotive voltages eaf, ebf, ecf are calculated using the motor voltages Va, Vb, Vc and the motor currents Ia, Ib, Ic described above will be described with reference to FIG. The a-phase counter-electromotive voltage calculation unit 20-1, b-phase counter-electromotive voltage calculation unit 20-2, and c-phase counter-electromotive voltage calculation unit 20-3 as the respective phase counter-electromotive voltage calculation means are expressed by the
同様にして、ｂ相の逆起電圧算出部２０−２は、伝達関数部２２−２と減算部２４−２とで構成され、モータの各相電流の一つである電流Ｉｂは伝達関数部２２−２に入力され、モータ電圧Ｖｂは減算部２４−２に入力される。伝達関数部２２−２の出力であるＩｂ・（Ｒｂ＋ｓ・Ｌｂ）／（１＋ｓ・Ｔｆ）と各相端子電圧の一つである電圧Ｖｂが減算部２４−２に入力され、減算部２４−２の出力として逆起電圧ｅｂｆ＝Ｖｂ−Ｉｂ・（Ｒｂ＋ｓ・Ｌｂ）／（１＋ｓ・Ｔｆ）が出力される。 Similarly, the b-phase counter electromotive voltage calculation unit 20-2 includes a transfer function unit 22-2 and a subtraction unit 24-2, and the current Ib, which is one of the phase currents of the motor, is transferred to the transfer function unit. The motor voltage Vb is input to the subtracting unit 24-2. Ib · (Rb + s · Lb) / (1 + s · Tf), which is an output of the transfer function unit 22-2, and a voltage Vb which is one of the phase terminal voltages are input to the subtracting unit 24-2, and the subtracting unit 24-2. Is output as a counter electromotive voltage ebf = Vb−Ib · (Rb + s · Lb) / (1 + s · Tf).
ｃ相の逆起電圧算出部２０−３は、伝達関数部２２−３と減算部２４−３とで構成され、モータの各相電流の一つである電流Ｉｃは伝達関数部２２−３に入力され、各相端子電圧の一つである電圧Ｖｃは減算部２４−３に入力される。伝達関数部２２−３の出力であるＩｃ・（Ｒｃ＋ｓ・Ｌｃ）／（１＋ｓ・Ｔｆ）とモータ電圧Ｖａが減算部２４−１に入力され、減算部２４−１の出力として逆起電圧ｅｃｆ＝Ｖｃ−Ｉｃ・（Ｒｃ＋ｓ・Ｌｃ）／（１＋ｓ・Ｔｆ）が出力される。 The c-phase back electromotive force calculation unit 20-3 includes a transfer function unit 22-3 and a subtraction unit 24-3, and a current Ic, which is one of the phase currents of the motor, is transferred to the transfer function unit 22-3. The input voltage Vc, which is one of the phase terminal voltages, is input to the subtraction unit 24-3. Ic · (Rc + s · Lc) / (1 + s · Tf), which is the output of the transfer function unit 22-3, and the motor voltage Va are input to the subtracting unit 24-1, and the counter electromotive voltage ecf = Vc−Ic · (Rc + s · Lc) / (1 + s · Tf) is output.
なお、各相のモータ巻線のインダクタンス値及び抵抗値は等しく、Ｌａ＝Ｌｂ＝Ｌｃ＝Ｌ及びＲａ＝Ｒｂ＝Ｒｃ＝Ｒである。よって、数１は数２に変換できる。このようにして検出された逆起電圧ｅａｆ，ｅｂｆ，ｅｃｆは、加算部３４−１，３４−２，３４−３において、電圧指令値Ｖａｎ，Ｖｂｎ，Ｖｃｎとそれぞれ加算され、電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆが出力される。
In addition, the inductance value and resistance value of the motor winding of each phase are equal, and La = Lb = Lc = L and Ra = Rb = Rc = R. Therefore,
図３及び図４の実施例の構成と上述した本発明の理論とを比較すると、加算部３４−１，３４−２，３４−３において逆起電圧ｅａｆ，ｅｂｆ，ｅｃｆが補償されることにより、数５の式が実行され、その結果、数６、即ち、数７の式が成立する。よって、数７の式が成立することにより、加算部３０−１及び極性反転部３２−１において、電圧指令値ＶｂｎをＶｂｎ＝−（Ｖａｎ＋Ｖｃｎ）の関係から導くことができる。つまり、図３及び図４の実施例において、各相の逆起電圧ｅａｆ，ｅｂｆ，ｅｃｆを補償することを前提にして、２相の電流制御部、即ちａ相の電流制御部１０−１及びｃ相の電流制御部１０−２の出力である電圧指令値ＶａｎとＶｃｎから残りの相であるｂ相のＶｂｎを算出している。 Comparing the configuration of the embodiment of FIGS. 3 and 4 with the above-described theory of the present invention, the back electromotive voltages eaf, ebf, and ecf are compensated in the adders 34-1, 34-2, and 34-3. , Formula 5 is executed, and as a result, Formula 6, that is, Formula 7, is established. Therefore, when Expression 7 is established, the voltage command value Vbn can be derived from the relationship Vbn = − (Van + Vcn) in the adder 30-1 and the polarity reversing unit 32-1. That is, in the embodiment of FIGS. 3 and 4, on the assumption that the counter electromotive voltages eaf, ebf, and ecf of each phase are compensated, the two-phase current control unit, that is, the a-phase current control unit 10-1 and The b-phase Vbn, which is the remaining phase, is calculated from the voltage command values Van and Vcn that are the outputs of the c-phase current control unit 10-2.
実施例１では、逆起電圧ｅａｆ，ｅｂｆ，ｅｃｆをモータの端子電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ及びモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを用いて算出したが、逆起電圧ｅａｆ，ｅｂｆ，ｅｃｆは、モータの回転角度及び角速度を用いても算出することができる。逆起電圧ｅａｆ，ｅｂｆ，ｅｃｆは、モータの回転角度及び角速度を用いても算出する実施例について図５及び図６を参照して以下説明する。 In the first embodiment, the counter electromotive voltages eaf, ebf, ecf are calculated using the motor terminal voltages Va, Vb, Vc and the motor currents Ia, Ib, Ic. However, the counter electromotive voltages eaf, ebf, ecf are It can also be calculated using the rotation angle and angular velocity. An embodiment in which the back electromotive voltages eaf, ebf, and ecf are calculated using the rotation angle and angular velocity of the motor will be described below with reference to FIGS.
図５の構成で図３に示す実施例１の構成と異なる構成の部分は、各相の逆起電圧ｅａｆ，ｅｂｆ，ｅｃｆを算出する各相逆起電圧算出手段としてのａ相逆起電圧算出部５０−１、ｂ相逆起電圧算出部５０−２、ｃ相逆起電圧算出部５０−３の部分が異なっている。つまり、ａ相逆起電圧算出部５０−１、ｂ相逆起電圧算出部５０−２、ｃ相逆起電圧算出部５０−３は、回転角度検出部２０２で検出されたモータ１０８の回転角度θ及び角速度ωを入力として各相逆起電圧ｅａｆ，ｅｂｆ，ｅｃｆをそれぞれ算出している。そして、ａ相逆起電圧算出部５０−１、ｂ相逆起電圧算出部５０−２、ｃ相逆起電圧算出部５０−３から出力された各相逆起電圧ｅａｆ，ｅｂｆ，ｅｃｆは、加算部３４−１，３４−２，３４−３において電圧指令値Ｖａｎ，Ｖｂｎ，Ｖｃｎにそれぞれ加算され、電圧指令値Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆ，Ｖｃｒｅｆが算出される。図５に示す実施例２の構成及び動作は各相の逆起電圧算出部５０−１，５０−２，５０−３を除いて、図３に示す実施例１の構成及び動作と同じである。
5 is different from the configuration of the first embodiment shown in FIG. 3 in that the a-phase counter electromotive force is calculated as each phase counter electromotive voltage calculating means for calculating the counter electromotive voltages eaf, ebf, and ecf of each phase. The parts of the unit 50-1, the b-phase counter electromotive voltage calculation unit 50-2, and the c-phase counter electromotive voltage calculation unit 50-3 are different. That is, the a-phase counter electromotive voltage calculation unit 50-1, the b-phase counter electromotive voltage calculation unit 50-2, and the c-phase counter electromotive voltage calculation unit 50-3 are the rotation angles of the
次に、ａ相逆起電圧算出部５０−１、ｂ相逆起電圧算出部５０−２、ｃ相逆起電圧算出部５０−３の内部詳細について図６を参照して説明する。ａ相逆起電圧算出部５０−１には回転角度θ及び角速度ωが入力される。回転角度θはａ相逆起電圧算出部５０−１に入力されると、まず規格化逆起電圧算出部５２−１に入力され、１０００ｒｐｍにおける回転角度θによる規格化逆起電圧ｅｋａを算出する。ここで、規格化逆起電圧算出部５２−１は、回転角度θに対する１０００ｒｐｍ相当で誘起される逆起電圧値ｅｋａがテーブルとして準備されている。次に、規格化逆起電圧ｅｋａは角速度ωとともに回転数補正部５４−１に入力される。回転数補正部５４−１において、現在の回転数を意味する角速度ω［ｒａｄ／ｓ］をｒｐｍ換算したＮ［ｒｐｍ］（ただし、Ｎ＝ω＊６０／２π）の規格化逆起電圧の基準回転数１０００ｒｐｍに対する比率である（Ｎ／１０００）を算出し、その比率を規格逆起電圧ｅｋに乗じてａ相逆起電圧ｅａｆを算出して回転数補正部５４−１の出力、即ちａ相逆起電圧算出部５０−１の出力として算出する。 Next, internal details of the a-phase counter electromotive voltage calculation unit 50-1, the b-phase counter electromotive voltage calculation unit 50-2, and the c-phase counter electromotive voltage calculation unit 50-3 will be described with reference to FIG. The rotation angle θ and the angular velocity ω are input to the a-phase counter electromotive voltage calculation unit 50-1. When the rotation angle θ is input to the a-phase counter electromotive voltage calculation unit 50-1, first, the rotation angle θ is input to the normalized counter electromotive voltage calculation unit 52-1, and the normalized counter electromotive voltage eka is calculated based on the rotation angle θ at 1000 rpm. . Here, the normalized back electromotive force calculation unit 52-1 prepares a table of back electromotive voltage values eka induced at 1000 rpm corresponding to the rotation angle θ. Next, the normalized back electromotive voltage eka is input to the rotation speed correction unit 54-1 along with the angular velocity ω. In the rotation speed correction unit 54-1, the standardized counter electromotive force of N [rpm] (where N = ω * 60 / 2π) obtained by converting the angular velocity ω [rad / s] representing the current rotation speed into rpm. The ratio (N / 1000) to the rotation speed of 1000 rpm is calculated, and the ratio is multiplied by the standard counter electromotive voltage ek to calculate the a-phase counter electromotive voltage eaf. It is calculated as the output of the counter electromotive voltage calculator 50-1.
ｂ相逆起電圧算出部５０−２にも回転角度θと角速度ωが入力されるが、回転角度θは規格化逆起電圧算出部５２−２に入力する前に、まず位相シフト部５６−２に入力され、ａ相に対して１２０度遅れた位相であるｂ相の回転角度（θ−１２０）を算出しｂ相の回転角度を規格化逆起電圧算出部５２−２に入力され、角速度ωは回転数補正部５４−２に入力される。そして、規格化逆起電圧算出部５２−２及び回転数補正部５４−２はａ相の規格化逆起電圧算出部５２−１及び回転数補正部５４−１と同じ構成なので回転角度（θ−１２０）と角速度ωを基に同じ動作を実行してｂ相逆起電圧ｅｂｆを出力する。 The rotation angle θ and the angular velocity ω are also input to the b-phase counter electromotive voltage calculation unit 50-2. Before the rotation angle θ is input to the normalized counter electromotive voltage calculation unit 52-2, the phase shift unit 56- 2, the b-phase rotation angle (θ−120) that is a phase delayed by 120 degrees with respect to the a-phase is calculated, and the b-phase rotation angle is input to the normalized back electromotive force calculation unit 52-2, The angular velocity ω is input to the rotation speed correction unit 54-2. Since the normalized back electromotive force calculation unit 52-2 and the rotation speed correction unit 54-2 have the same configuration as the a-phase normalized back electromotive voltage calculation unit 52-1 and the rotation speed correction unit 54-1, the rotation angle (θ The same operation is executed based on the angular velocity ω and −120) to output the b-phase counter electromotive voltage ebf.
ｃ相逆起電圧算出部５０−３にも回転角度θと角速度ωが入力されるが、規格化逆起電圧算出部５２−３に入力する前に、まず位相シフト部５６−３に入力され、ａ相に対して１２０度進んだ位相であるｃ相の回転角度（θ＋１２０）を算出する。次に、ｃ相の回転角度（θ＋１２０）は規格化逆起電圧算出部５２−３に、角速度ωは回転数補正部５４−３にそれぞれ入力され、同じようにｃ相逆起電圧ｅｃｆを出力する。 The rotation angle θ and the angular velocity ω are also input to the c-phase counter electromotive voltage calculation unit 50-3, but are first input to the phase shift unit 56-3 before being input to the normalized counter electromotive voltage calculation unit 52-3. The rotation angle (θ + 120) of the c phase, which is a phase advanced by 120 degrees with respect to the a phase, is calculated. Next, the c-phase rotation angle (θ + 120) is input to the normalized counter electromotive voltage calculation unit 52-3, and the angular velocity ω is input to the rotation speed correction unit 54-3, and the c-phase counter electromotive voltage ecf is output in the same manner. To do.
以上説明した回転角度及び角速度を用いても各相の逆起電圧ｅａｆ，ｅｂｆ，ｅｃｆを算出する可能であり、図５の制御ブロックにおいて、これらを用いても本発明の効果を期待できる。 The counter electromotive voltages eaf, ebf, and ecf of each phase can be calculated using the rotation angle and the angular velocity described above, and the effects of the present invention can be expected even when these are used in the control block of FIG.
以上説明したように、本発明を用いれば、３相の逆起電圧補償と２相の電流制御と関係式（Ｉａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ＝０）を用いて、３相の電圧指令値Ｖａｎ，Ｖｂｎ、Ｖｃｎを算出すれば、３つの条件式に対して３つのパラメータＶａｎ，Ｖｂｎ，Ｖｃｎを算出することになるので、各相個別のパラメータ変化に対応しながら、各相の制御系に制御偏差が残存することのない安定した制御系の解を得ることができる安定した電動パワーステアリング装置の制御が可能となる。 As described above, according to the present invention, the three-phase voltage command values Van, Vbn, and Vcn are calculated using the three-phase back electromotive force compensation, the two-phase current control, and the relational expression (Ia + Ib + Ic = 0). Then, since three parameters Van, Vbn, and Vcn are calculated for the three conditional expressions, control deviations remain in the control system of each phase while corresponding to the individual parameter changes of each phase. This makes it possible to control a stable electric power steering apparatus that can provide a stable control system solution.
なお、以上の説明では、３相モータに関して、電流検出手段や電流制御手段をａ相およびｃ相に設置したが、２相の組み合わせは、ａ相とｂ相、或いは、ｂ相とｃ相の組み合わせであっても同じ効果を期待できる。また、モータの相電圧の代わりに線間電圧を用いて逆起電圧を算出しても同じ効果を期待できる。また、電流制御手段として、フィードバック制御の場合について説明したが、フィードバック制御の他にフィードフォワード制御と外乱オブザーバとの組み合わせ構成の制御などを用いても同じ効果を得られる。 In the above description, regarding the three-phase motor, the current detection means and the current control means are installed in the a phase and the c phase. However, the combination of the two phases is the a phase and the b phase, or the b phase and the c phase. Even in combination, the same effect can be expected. Further, the same effect can be expected even if the back electromotive force is calculated using the line voltage instead of the motor phase voltage. Although the case of feedback control has been described as the current control means, the same effect can be obtained by using control of a combined configuration of feedforward control and disturbance observer in addition to feedback control.
また、本発明をハードウエアを用いて構成してもソフトウエアを用いて構成しても同じ効果を得られることは言うまでもない。 It goes without saying that the same effect can be obtained whether the present invention is configured using hardware or software.
１０−１，１０−２ 電流制御部
１２−１，１２−２ 減算部
１４−１，１４−２ 比例積分制御部（ＰＩ制御部）
２０−１，２０−２，２０−３ 逆起電圧算出部
２２−１，２２−２，２２−３ 伝達関数部
２４−１，２４−２，２４−３ 減算部
３０−１，３０−２ 加算部
３２−１，３２−２ 極性反転部
３４−１，３４−２，３４−３ 加算部
５０−１、５０−２、５０−３ 逆起電圧算出部
５２−１、５２−２、５２−３ 規格化逆起電圧算出
５４−１，５４−２，５４−３ 回転数補正
５６−２，５６−３ 位相シフト部
10-1, 10-2 Current control unit 12-1, 12-2 Subtraction unit 14-1, 14-2 Proportional integral control unit (PI control unit)
20-1, 20-2, 20-3 Back electromotive force calculation unit 22-1, 22-2, 22-3 Transfer function unit 24-1, 24-2, 24-3 Subtraction unit 30-1, 30-2 Adder 32-1, 32-2 Polarity reversing unit 34-1, 34-2, 34-3 Adder 50-1, 50-2, 50-3 Back electromotive force calculator 52-1, 52-2, 52 -3 Normalized counter electromotive force calculation 54-1, 54-2, 54-3 Speed correction 56-2, 56-3 Phase shift unit
Claims (4)
前記３相モータの各相の逆起電圧ｅ１，ｅ２，ｅ３を算出する３つの各相逆起電圧算出手段と、前記３相モータの２相に対して個別に電流制御手段とを備え、
前記２相の電流制御手段の出力である指令値ｒｅｆ１、ｒｅｆ２から残りの１相の指令値ｒｅｆ３を算出し、前記指令値ｒｅｆ１、ｒｅｆ２、ｒｅｆ３に前記逆起電圧ｅ１、ｅ２、ｅ３をそれぞれ加算することを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。 In a control device for an electric power steering device configured to apply a steering assist force by a three-phase motor to a steering system of a vehicle,
Three phase counter electromotive voltage calculation means for calculating counter electromotive voltages e1, e2, e3 of each phase of the three phase motor, and current control means individually for the two phases of the three phase motor ,
The remaining one-phase command value ref3 is calculated from the command values ref1 and ref2, which are the outputs of the two-phase current control means, and the counter electromotive voltages e1, e2, and e3 are added to the command values ref1, ref2, and ref3, respectively. A control device for an electric power steering device.
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2004003816A JP4736325B2 (en) | 2004-01-09 | 2004-01-09 | Control device for electric power steering device |
| EP04799882A EP1720242A1 (en) | 2003-11-26 | 2004-11-24 | Device for controlling motor-driven power steering device |
| PCT/JP2004/017822 WO2005055411A1 (en) | 2003-11-26 | 2004-11-24 | Device for controlling motor-driven power steering device |
| US10/579,969 US7548035B2 (en) | 2003-11-26 | 2004-11-24 | Control apparatus of electric power steering apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2004003816A JP4736325B2 (en) | 2004-01-09 | 2004-01-09 | Control device for electric power steering device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2005198452A JP2005198452A (en) | 2005-07-21 |
| JP4736325B2 true JP4736325B2 (en) | 2011-07-27 |
Family
ID=34818604
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2004003816A Expired - Fee Related JP4736325B2 (en) | 2003-11-26 | 2004-01-09 | Control device for electric power steering device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4736325B2 (en) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4835845B2 (en) * | 2006-07-11 | 2011-12-14 | 株式会社ジェイテクト | Control device for brushless motor |
| JP4637148B2 (en) * | 2007-08-27 | 2011-02-23 | 株式会社日立製作所 | Power converter |
| JP5875931B2 (en) * | 2012-04-25 | 2016-03-02 | 株式会社ショーワ | Electric power steering device |
| JP2016159837A (en) * | 2015-03-04 | 2016-09-05 | 株式会社ホンダロック | Reaction force output device |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3561453B2 (en) * | 1999-12-24 | 2004-09-02 | 三菱電機株式会社 | Electric power steering control device |
| JP3559258B2 (en) * | 2001-07-30 | 2004-08-25 | 三菱電機株式会社 | Steering control device |
-
2004
- 2004-01-09 JP JP2004003816A patent/JP4736325B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2005198452A (en) | 2005-07-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711 Effective date: 20050711 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070105 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100615 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100730 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20110405 |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20110418 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |