JP4715967B2

JP4715967B2 - Switched reluctance motor control method and apparatus

Info

Publication number: JP4715967B2
Application number: JP2010153632A
Authority: JP
Inventors: 広之山井
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2010-07-06
Filing date: 2010-07-06
Publication date: 2011-07-06
Anticipated expiration: 2019-08-12
Also published as: JP2010220475A

Description

この発明はスイッチトリラクタンスモータ制御方法およびその装置に関し、さらに詳細にいえば、回転子の回転位置を検出するためのセンサを用いることなく回転子の回転位置を検出してスイッチトリラクタンスモータを制御するための方法およびその装置に関する。 The present invention relates to a switched reluctance motor control method and apparatus, and more particularly, to control a switched reluctance motor by detecting the rotational position of the rotor without using a sensor for detecting the rotational position of the rotor. And a device for the same.

スイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータと略称する）は、誘導モータやブラシレスＤＣモータなど従来の交流機に比べ、モータ構造が簡単で堅牢なため、安価な可変速駆動源として注目を集めている。 Switched reluctance motors (hereinafter abbreviated as SR motors) are attracting attention as an inexpensive variable speed drive source because they have a simpler and more robust motor structure than conventional AC machines such as induction motors and brushless DC motors. .

ＳＲモータはそのトルク発生原理から回転位置に応じた電流／電圧制御が必要であり、一般的には光学式あるいは磁気式の回転子回転位置センサがモータ軸に取り付けられている。 The SR motor requires current / voltage control according to the rotational position from the principle of torque generation, and generally an optical or magnetic rotor rotational position sensor is attached to the motor shaft.

しかし、回転子回転位置センサは、システムの大型化、信頼性の低下を招き、設置環境が限定される（例えば、高温・高圧のガスに曝される密閉形圧縮機には組み込むことができない）などの問題点を有している。また、コスト的には、ＳＲモータの安価さとのトレードオフとなる。 However, the rotor rotational position sensor causes an increase in system size and a decrease in reliability, and the installation environment is limited (for example, it cannot be incorporated in a hermetic compressor exposed to high temperature and high pressure gas). There are problems such as. In terms of cost, it is a trade-off with the low cost of the SR motor.

また、従来の交流機では位置・速度センサレス化が既に実用段階に入っているのに対し、ＳＲモータに関しては種々の方法が提案されてはいるが、実用化のためには克服すべき課題が多く残っている。 In addition, while the conventional AC machine has already been put into practical use without a position / speed sensor, various methods have been proposed for SR motors, but there are problems to be overcome for practical use. Many remain.

ＳＲモータは、出力／変換器容量、出力密度の観点から磁気飽和領域を積極的に利用するため、１相の巻線電流−磁束鎖交数と回転子位置が１対１の関係にああることに着目して、飽和を含む磁化特性に基づき、回転子回転位置の推定を行いセンサレス制御する方法が有効な手法として検討が進められている。ここで、非線形磁化特性をモデリングし、センサレス制御に活用する手法として、メモリなどに磁化特性マップを記憶する方法（特開平５−１９９７９４号公報参照）、および磁化特性をファジイ推論やニューラルネットワークを用いてリアルタイムに演算する方法（Ｐ．Ｖａｓ他「ＰｏｓｉｔｉｏｎＳｅｎｓｏｒｌｅｓｓＣｏｎｔｒｏｌｏｆＳＲＭＤｒｉｖｅｕｓｉｎｇＡＮＮ−Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ」ＩＡＳ’９８Ａｎｎ．Ｍｅｅｔｉｎｇ参照）が提案されているが、前者の方法を採用した場合には、メモリ空間が肥大化し、実装コストが嵩むという不都合があり、逆に、後者の方法を採用した場合には、メモリ空間を少なくすることができるが、演算が複雑で演算時間が長大化し、また高価な浮動小数点形ＤＳＰなどを用いる必要があるという不都合がある。 Since the SR motor actively uses the magnetic saturation region from the viewpoint of output / converter capacity and output density, the one-phase winding current-flux linkage number and the rotor position have a one-to-one relationship. Paying attention to this, a method of estimating the rotor rotational position and performing sensorless control based on magnetization characteristics including saturation is being studied as an effective technique. Here, as a method of modeling nonlinear magnetization characteristics and utilizing them for sensorless control, a method of storing a magnetization characteristics map in a memory or the like (see Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-199794), and a magnetization characteristic using fuzzy inference or a neural network. (See P. Vas et al., “Position Sensorless Control of SRM Drive using ANN-Techniques” IAS '98 Ann. Meeting), but if the former method is adopted, the memory space is used. However, if the latter method is adopted, the memory space can be reduced, but the calculation is complicated, the calculation time is long, and the expensive floating is required. Must use a decimal point DSP There is a disadvantage that there is.

また、これらの不都合を解消し、しかも非線形な磁化特性をリアルタイムにモデリングする手法として、図１４、図１５に示すＳＲモータセンサレス制御システムが提案されている（Ｓ．Ｓａｈａ，Ｔ．Ｋｏｓａｋａ，Ｎ．Ｍａｔｓｕｉ，Ｙ．Ｔａｋｅｄａ「ＡＮｅｗＭｏｄｅｌｌｉｎｇＡｐｐｒｏａｃｈＳｗｉｔｃｈｅｄＲｅｌｕｃｔａｎｃｅＭｏｔｏｒｓ」Ｈ１０電気学会産業応用部門全国大会、およびＳ．Ｓａｈａ，Ｔ．Ｋｏｓａｋａ，Ｎ．Ｍａｔｓｕｉ，Ｙ．Ｔａｋｅｄａ「ＡＮｅｗＡｎａｌｙｔｉｃａｌＭｏｄｅｌａｎｄＳｅｎｓｏｒｌｅｓｓＡｐｐｒｏａｃｈｆｏｒＳｗｉｔｃｈｅｄＲｅｋｕｃｔａｎｃｅＭｏｔｏｒｓ」ＩＣＰＥ’９８，Ｓｅｏｕｌ参照）。 In addition, as a technique for solving these disadvantages and modeling nonlinear magnetization characteristics in real time, an SR motor sensorless control system shown in FIGS. 14 and 15 has been proposed (S. Saha, T. Kosaka, N. et al.). Matsui, Y. Takeda, “A New Modeling Approach Switched Reluctance Motors” H10 National Conference on Industrial Applications, and S. Saha, T. Kosaka, N. Matsui, Y. Taked A, “N Motors "ICPE '98, see Soul).

図１４に示すＳＲモータセンサレス制御システムは、速度指令値を減算器８１を通して速度制御部８２に供給し、速度制御部８２からの出力、ターンオン角指令値θ０、転流角指令θｃ、後述するＳＲモータ８５の巻線電流、および後述する推定位置を電流制御部８３に供給してＰＷＭ（パルス幅変調）信号を出力してインバータ８４に供給し、インバータ８４からの出力をＳＲモータ８５に供給してＳＲモータ８５を回転させる。そして、ＳＲモータ８５の巻線電流および巻線電圧を位置推定部８６に供給して回転子の回転位置θｅを算出し、算出された回転位置θｅを微分器８７に供給し、算出された微分値をノイズ除去のためローパスフィルタ８８に供給して推定速度を算出し、減算器８１に供給している。なお、微分器やローパスフィルタをマイコンで実現する演算方法については、公知技術なので詳細は割愛する。 The SR motor sensorless control system shown in FIG. 14 supplies the speed command value to the speed control unit 82 through the subtractor 81, outputs from the speed control unit 82, turn-on angle command value θ0, commutation angle command θc, SR described later. A winding current of the motor 85 and an estimated position to be described later are supplied to the current control unit 83, a PWM (pulse width modulation) signal is output and supplied to the inverter 84, and an output from the inverter 84 is supplied to the SR motor 85. The SR motor 85 is rotated. Then, the winding current and winding voltage of the SR motor 85 are supplied to the position estimation unit 86 to calculate the rotor rotational position θe, the calculated rotational position θe is supplied to the differentiator 87, and the calculated differential The value is supplied to the low-pass filter 88 for noise removal, and the estimated speed is calculated and supplied to the subtractor 81. Since the calculation method for realizing the differentiator and the low-pass filter with a microcomputer is a known technique, the details are omitted.

そして、前記位置推定部８６においては、非飽和領域と飽和領域とに区分した状態で磁化特性をモデリングし｛具体的には、３次以上のフーリエ係数を無視して、位置の余弦を変数とする二次方程式に簡単化し｝、モデリングした式を解いて推定位置を算出する。 In the position estimation unit 86, the magnetization characteristics are modeled in a state of being divided into a non-saturated region and a saturated region {specifically, the third-order or higher-order Fourier coefficient is ignored, and the cosine of the position is defined as a variable. To a quadratic equation}, and solve the modeled equation to calculate the estimated position.

また、図１５に示すＳＲモータセンサレス制御システムは、図１４における位置推定部８６として、巻線電圧を入力とする代わりに、ＰＷＭ信号、インバータ８４の直流電圧、および巻線電流を入力として巻線電圧を算出するようにしたものを採用している。また、電流値が最も大きな相を用いて回転子の回転位置の推定を行うことによりダイナミックレンジを向上させている。なお、他の部分の構成は図１４と同様である。 The SR motor sensorless control system shown in FIG. 15 uses the PWM signal, the DC voltage of the inverter 84, and the winding current as inputs instead of the winding voltage as the position estimation unit 86 in FIG. The voltage is calculated. Further, the dynamic range is improved by estimating the rotational position of the rotor using the phase having the largest current value. The configuration of other parts is the same as that in FIG.

図１４に示すＳＲモータセンサレス制御システム、または図１５に示すＳＲモータセンサレス制御システムを採用した場合には、非線形の磁化特性を精度を低下させることなく簡単にモデリングすることができ、回転子の回転位置の推定精度を高めてＳＲモータを運転するためのインバータ出力波形のターンオン角や転流角を正確に制御でき、ひいては、定常運転時のモータの突発的な加減速、トルクリプルの増大や異音の発生などの不安定動作に陥ることなく制御できる。以下、こうした状態を「ＳＲモータを精度よく制御することができる」という。 When the SR motor sensorless control system shown in FIG. 14 or the SR motor sensorless control system shown in FIG. 15 is adopted, the non-linear magnetization characteristics can be easily modeled without reducing accuracy, and the rotation of the rotor It is possible to accurately control the turn-on angle and commutation angle of the inverter output waveform for operating the SR motor by increasing the position estimation accuracy. As a result, sudden acceleration / deceleration of the motor during steady operation, increase in torque ripple and abnormal noise It can be controlled without falling into unstable operation such as generation of noise. Hereinafter, this state is referred to as “the SR motor can be accurately controlled”.

図１４に示すＳＲモータセンサレス制御システム、および図１５に示すＳＲモータセンサレス制御システムにおいては、回転子の回転位置を常にモデリングした磁化特性から算出しているのであるから、ノイズによる電流検出誤差が存在する場合や、モータの電磁設計（例えば、固定子、回転子それぞれの突極の幅など）の差により回転子が突極対向、非対向の近辺に位置する場合などには磁化特性から算出する回転子の回転位置が不正確になってしまう場合があった。そして、回転子の回転位置の推定精度が低下すると、ＳＲモータを精度よく制御することができなくなってしまう。 In the SR motor sensorless control system shown in FIG. 14 and the SR motor sensorless control system shown in FIG. 15, since the rotational position of the rotor is always calculated from the modeled magnetization characteristics, there is a current detection error due to noise. Or when the rotor is positioned in the vicinity of the salient pole facing or not facing due to a difference in the electromagnetic design of the motor (for example, the width of the salient poles of the stator and the rotor). In some cases, the rotational position of the rotor would be inaccurate. When the estimation accuracy of the rotational position of the rotor is lowered, the SR motor cannot be controlled with high accuracy.

［発明の目的］
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、ノイズによる電流検出誤差が存在する場合、回転子が突極対向、非対向の近辺に位置する場合などにも回転子の回転位置の推定精度を高く維持してＳＲモータを精度良く制御することができるＳＲモータ制御方法およびその装置を提供することを目的としている。 [Object of invention]
The present invention has been made in view of the above-described problems. When there is a current detection error due to noise, the rotation position of the rotor is also detected when the rotor is positioned in the vicinity of the salient pole facing and non-facing. An object of the present invention is to provide an SR motor control method and apparatus capable of accurately controlling an SR motor while maintaining high estimation accuracy.

本発明に係るＳＲモータ制御方法の第１の態様は、ＳＲモータの磁化特性およびＳＲモータの巻線電流からＳＲモータの回転子の第１の推定回転位置を推定し、ＳＲモータの過去に推定した回転速度およびＳＲモータの回転子の過去に推定した回転位置からＳＲモータの回転子の第２の推定回転位置を推定し、第１、第２の何れかの推定回転位置を選択し、選択された回転子の推定回転位置に基づいてインバータを制御するＳＲモータ制御方法であって、前記磁化特性は、後述する数６（ここで、λ（ｉ，θ）は前記ＳＲモータが有する巻線での磁束鎖交数、ｉは前記巻線電流、ｎ及びｍはいずれも電流の次数、ｎｍａｘは前記巻線電流の最大次数、ｍｍａｘは飽和領域における前記巻線電流の最大次数、Ｉｓは飽和領域と非飽和領域との境界における前記巻線電流、Ｌｎ（θ）は後述する数４（ただしＬｎｋは関数係数Ｌｎ（θ）のフーリエ係数、αは回転子極数）によって得られる前記回転子の回転位置の関数係数、Ｌｓｍ（θ）は後述する数７（ただしＬｓｍｋは飽和領域における関数係数Ｌｓｍ（θ）のフーリエ係数）によって得られる前記回転子の回転位置の関数係数）において、前記巻線電流が非飽和領域のときにはｉ＜Ｉｓの場合を採用して得、前記巻線電流が飽和領域のときにはｉ≧Ｉｓの場合を採用して得る方法である。 The first aspect of the SR motor control method according to the present invention estimates the first estimated rotational position of the SR motor rotor from the magnetization characteristics of the SR motor and the winding current of the SR motor, and estimates the past of the SR motor. The second estimated rotational position of the SR motor rotor is estimated from the rotational speed and the estimated rotational position of the SR motor rotor in the past, and the first and second estimated rotational positions are selected and selected. SR motor control method for controlling the inverter based on the estimated rotational position of the rotor , wherein the magnetization characteristic is expressed by the following formula 6 (where λ (i, θ) is a winding of the SR motor) Where i is the winding current, n and m are the current orders, nmax is the maximum order of the winding current, mmax is the maximum order of the winding current in the saturation region, and Is is saturated. Boundary between region and unsaturated region , Ln (θ) is a function coefficient of the rotational position of the rotor, Lsm, which is obtained by the following equation 4 (where Lnk is the Fourier coefficient of the function coefficient Ln (θ) and α is the number of rotor poles). (Θ) is a function coefficient of the rotational position of the rotor obtained by Equation 7 described later (where Lsmk is a Fourier coefficient of the function coefficient Lsm (θ) in the saturation region), and when the winding current is in the unsaturated region This is a method obtained by adopting the case of i <Is, and adopting the case of i ≧ Is when the winding current is in the saturation region .

本発明に係るＳＲモータ制御方法の第２の態様は、その第１の態様であって、前記磁化特性の位置に対する変化が相対的に少ない領域と、前記変化が相対的に多い領域とを区分する互いに異なる２つの第１、第２基準位置を設定し、前記第１の推定回転位置が前記第１及び第２基準位置の間にあるか否かを判定し、肯定的判定がなされた場合には前記第１の推定回転位置を選択して前記インバータ（４）を制御し、否定的判定がなされた場合には前記第２の推定回転位置を選択して前記インバータ（４）を制御する方法である。 A second aspect of the SR motor control method according to the present invention is the first aspect, and divides a region where the change of the magnetization characteristic relative to the position is relatively small and a region where the change is relatively large. When two different first and second reference positions are set, it is determined whether or not the first estimated rotational position is between the first and second reference positions, and a positive determination is made The first estimated rotational position is selected to control the inverter (4), and if a negative determination is made, the second estimated rotational position is selected to control the inverter (4). Is the method.

本発明に係るＳＲモータ制御装置の第１の態様は、ＳＲモータ（５）の磁化特性およびＳＲモータ（５）の巻線電流からＳＲモータ（５）の回転子の第１の推定回転位置を推定する第１推定手段（６４）と、ＳＲモータ（５）の過去に推定した回転速度およびＳＲモータ（５）の回転子の過去に推定した回転位置からＳＲモータ（５）の回転子の第２の推定回転位置を推定する第２推定手段（６５）と、第１、第２の何れかの推定回転位置を選択する選択手段（６６）と、選択された回転子の推定回転位置に基づいてインバータ（４）を制御するインバータ制御手段（３）と、前記推定回転位置における磁束鎖交数を算出する推定相磁束鎖交数算出部（６３）とを含むＳＲモータ制御装置であって、前記磁束鎖交数は、後述する数６（ここで、λ（ｉ，θ）は前記ＳＲモータが有する巻線での磁束鎖交数、ｉは前記巻線電流、ｎ及びｍはいずれも電流の次数、ｎｍａｘは前記巻線電流の最大次数、ｍｍａｘは飽和領域における前記巻線電流の最大次数、Ｉｓは飽和領域と非飽和領域との境界における前記巻線電流、Ｌｎ（θ）は後述する数４（ただしＬｎｋは関数係数Ｌｎ（θ）のフーリエ係数、αは回転子極数）によって得られる前記回転子の回転位置の関数係数、Ｌｓｍ（θ）は後述する数７（ただしＬｓｍｋは飽和領域における関数係数Ｌｓｍ（θ）のフーリエ係数）によって得られる前記回転子の回転位置の関数係数）において、前記巻線電流が非飽和領域のときには、ｉ＜Ｉｓの場合を採用して得、前記巻線電流が飽和領域のときには、ｉ≧Ｉｓの場合を採用して得るものである。 According to a first aspect of the SR motor control device of the present invention, the first estimated rotational position of the rotor of the SR motor (5) is determined from the magnetization characteristics of the SR motor (5) and the winding current of the SR motor (5). The first estimation means (64) for estimating the rotational speed estimated in the past of the SR motor (5) and the rotational position estimated in the past of the rotor of the SR motor (5) Based on the estimated rotational position of the selected rotor, the second estimating means (65) for estimating the two estimated rotational positions, the selecting means (66) for selecting one of the first and second estimated rotational positions. An SR motor control device including an inverter control means (3) for controlling the inverter (4) and an estimated phase flux linkage number calculating unit (63) for calculating the flux linkage number at the estimated rotational position, The number of magnetic flux linkages is the number 6 (here, , Λ (i, θ) is the number of flux linkages in the windings of the SR motor, i is the winding current, n and m are all the current orders, nmax is the maximum order of the winding currents, mmax Is the maximum order of the winding current in the saturation region, Is is the winding current at the boundary between the saturation region and the non-saturation region, and Ln (θ) is a formula 4 described later (where Lnk is the Fourier of the function coefficient Ln (θ)). The coefficient, α is the function coefficient of the rotational position of the rotor obtained by (the number of rotor poles), Lsm (θ) is obtained by the following formula 7 (where Lsmk is the Fourier coefficient of the function coefficient Lsm (θ) in the saturation region). In the case where the winding current is in the non-saturated region, the case of i <Is is adopted, and when the winding current is in the saturated region, i ≧ Is. as it can be adopted That.

本発明に係るＳＲモータ制御装置の第２の態様は、前記磁束鎖交数の位置に対する変化が相対的に少ない領域と、前記変化が相対的に多い領域とを区分する互いに異なる２つの第１、第２基準位置を設定し、前記第１の推定回転位置が前記第１及び第２基準位置の間にあるか否かを判定し、肯定的判定がなされた場合には前記第１の推定回転位置を選択して前記インバータ（４）を制御し、否定的判定がなされた場合には前記第２の推定回転位置を選択して前記インバータ（４）を制御するものである。 According to a second aspect of the SR motor control device of the present invention, two different first modes that divide a region where the change with respect to the position of the flux linkage number is relatively small and a region where the change is relatively large are distinguished. , Setting a second reference position, determining whether the first estimated rotational position is between the first and second reference positions, and if a positive determination is made, the first estimated position The rotational position is selected to control the inverter (4). If a negative determination is made, the second estimated rotational position is selected to control the inverter (4) .

本発明に係るＳＲモータ制御方法及びＳＲモータ制御装置の第１の態様によれば、非飽和領域と飽和領域とのそれぞれに応じて異なる数式で磁化特性を得るので、単一の数式（後述する数３）で得られる磁化特性が、飽和領域で測定値に対して持つ大きな誤差を抑制できるという特有の効果を奏する。 According to the first aspect of the SR motor control method and the SR motor control device according to the present invention, the magnetization characteristics are obtained by different mathematical formulas according to each of the non-saturated region and the saturated region. The magnetization characteristic obtained by Equation 3) has a specific effect that a large error with respect to the measurement value in the saturation region can be suppressed .

本発明に係るＳＲモータ制御方法及びＳＲモータ制御装置の第２の態様によれば、速度指令に対して精度のよい速度制御を実現でき、加速時にも安定な位置センサレス制御を実現できるという特有の効果を奏する。 According to the second aspect of the SR motor control method and the SR motor control device according to the present invention, it is possible to realize accurate speed control with respect to the speed command and to realize stable position sensorless control even during acceleration . There is an effect.

この発明のＳＲモータ制御装置の一実施態様を示すブロック図である。It is a block diagram which shows one embodiment of SR motor control apparatus of this invention. 位置推定部の構成を詳細に示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of a position estimation part in detail. 磁化特性の一例の測定値を示す図である。It is a figure which shows the measured value of an example of a magnetization characteristic. 回転子回転位置に対するＬ１の空間分布の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the spatial distribution of L1 with respect to a rotor rotational position. 完全対向時の磁化特性の一例の測定値および計算値を示す図である。It is a figure which shows the measured value and calculated value of an example of the magnetization characteristic at the time of perfect opposing. 完全対向時から非対向時までの磁化特性の一例の測定値および数６に基づく計算値を示す図である。It is a figure which shows the measured value of an example of the magnetization characteristic from the time of perfect facing to the time of non-facing, and the calculated value based on Formula 6. 完全対向時から非対向時までの磁化特性の一例の測定値および数６で３次以上のフーリエ係数をゼロとした回転子回転位置推定用の簡易数式表現で得られる計算値を示す図である。It is a figure which shows the measured value of an example of the magnetization characteristic from the time of perfect facing to the time of non-facing, and the calculated value obtained by the simple mathematical expression for the rotor rotational position estimation in which the Fourier coefficient of the third or higher order is zero in Equation 6 . 第１推定回転位置θＭまたは第２推定回転位置θｐを選択する処理の一例を説明するフローチャートである。It is a flowchart explaining an example of the process which selects 1st estimated rotation position (theta) M or 2nd estimated rotation position (theta) p. 第１推定回転位置θＭまたは第２推定回転位置θｐを選択する処理の他の例を説明するフローチャートである。It is a flowchart explaining the other example of the process which selects 1st estimated rotation position (theta) M or 2nd estimated rotation position (theta) p. 第１基準位置θ＾ｕおよび第２基準位置θ＾ａを説明する図である。It is a figure explaining 1st reference position (theta) ^ u and 2nd reference position (theta) ^ a. 速度４０００ｒｐｍ／定格負荷トルク時における制御特性を示す図である。It is a figure which shows the control characteristic at the time of speed 4000rpm / rated load torque. 速度２００ｒｐｍ／無負荷時における制御特性を示す図である。It is a figure which shows the control characteristic at the time of speed 200rpm / no load. 速度２００ｒｐｍから速度４０００ｒｐｍへの加速時における制御特性を示す図である。It is a figure which shows the control characteristic at the time of acceleration from speed 200rpm to speed 4000rpm. 従来のＳＲモータ制御装置の一例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows an example of the conventional SR motor control apparatus. 従来のＳＲモータ制御装置の他の例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the other example of the conventional SR motor control apparatus.

以下、添付図面を参照して、この発明のＳＲモータ制御方法およびその装置の実施の態様を詳細に説明する。 Embodiments of an SR motor control method and apparatus according to the present invention will be described below in detail with reference to the accompanying drawings.

図１はこの発明のＳＲモータ制御装置の一実施態様を示すブロック図である。なお、以下の説明はＳＲモータの固定子の極数が６、回転子の極数が４の場合について示しているが、他の極数の組み合せについても、同様にこの発明のＳＲモータ制御方法およびその装置を適用することができる。 FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the SR motor control device of the present invention. The following description shows the case where the number of poles of the stator of the SR motor is 6 and the number of poles of the rotor is 4. However, the SR motor control method of the present invention is similarly applied to other combinations of pole numbers. And its apparatus can be applied.

このＳＲモータ制御装置は、速度指令値および現在の推定速度を入力として速度偏差を出力する減算器１と、速度偏差を入力として速度制御演算｛例えば、速度ＰＩ（比例・積分）演算｝を行って電流波高値指令Ｉ＊ｍａｘを出力する速度制御部２と、電流波高値指令Ｉ＊ｍａｘ、ターンオン角指令θ０（例えば、運転状態に応じて実験的に定められる指令値）、転流角指令θｃ（例えば、運転状態に応じて実験的に定められる指令値）、ＳＲモータ５の回転子の推定回転位置θｅ、およびＳＲモータ５の巻線電流ｉを入力として電流制御演算を行って（例えば、電流波高値指令Ｉ＊ｍａｘと検出された巻線電流ｉとを比較し、θ０、θｃより決まる通電相のインバータ出力電圧ｖを、ｉ≦Ｉ＊ｍａｘの時ｖ＝Ｖｏｎ、ｉ＞Ｉ＊ｍａｘの時ｖ＝０として、推定回転位置θｅに基づきＰＷＭ制御を行って）ＰＷＭ信号を出力する電流制御部３と、ＰＷＭ信号を入力としてＳＲモータ５の各相に印加すべき各相電圧を出力するインバータ４と、ＰＷＭ信号、インバータ４における直流電圧、ＳＲモータ５の巻線電流、および推定速度を入力として後述する処理を行って推定回転位置θｅを算出する位置推定部６と、時系列的に得られる推定回転位置θｅどうしの差分を算出する微分器７と、算出された差分を入力として推定速度を出力するローパスフィルタ８とを有している。 This SR motor control device performs a speed control calculation {eg, speed PI (proportional / integral) calculation} with the speed deviation as an input, and a subtractor 1 that outputs the speed deviation with the speed command value and the current estimated speed as input. A speed control unit 2 that outputs a current peak value command I * max, a current peak value command I * max, a turn-on angle command θ0 (for example, a command value that is experimentally determined according to the operating state), and a commutation angle command. θc (for example, a command value determined experimentally according to the operating state), the estimated rotational position θe of the rotor of the SR motor 5 and the winding current i of the SR motor 5 are input to perform current control calculation (for example, The current peak value command I * max is compared with the detected winding current i, and the inverter output voltage v of the energized phase determined by θ0 and θc is set as v = Von and i> I * when i ≦ I * max. When max, v = 0 Current control unit 3 that outputs a PWM signal (by performing PWM control based on the estimated rotational position θe), an inverter 4 that outputs a phase voltage to be applied to each phase of SR motor 5 by using the PWM signal, A position estimator 6 that calculates the estimated rotational position θe by performing the processing described later using the PWM signal, the DC voltage in the inverter 4, the winding current of the SR motor 5 and the estimated speed as inputs, and the estimated rotation obtained in time series A differentiator 7 that calculates a difference between the positions θe and a low-pass filter 8 that outputs the estimated speed with the calculated difference as an input.

図２は前記位置推定部６の構成を詳細に示すブロック図である。 FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the position estimation unit 6 in detail.

位置検出部６は、後述するように最終的に得られた推定回転位置θｅを入力として回転位置推定相を決定する推定相決定部６１と、決定された回転位置推定相における巻線電流ｉを選択する推定相電流選択部６２と、選択された巻線電流ｉ、インバータ４における直流電圧ＶｄｃおよびＰＷＭパターンを入力として、決定された回転位置推定相における磁束鎖交数λ｛＝∫（ｖｐｈ−Ｒ・ｉ）ｄｔ｝を算出する推定相磁束鎖交数算出部６３と、選択された巻線電流ｉおよび算出された磁束鎖交数λを入力として回転位置推定演算を行って第１推定回転位置θＭを出力する位置推定演算部６４と、過去の推定回転位置と過去の回転速度に基づいてバックアップ回転位置としての第２推定回転位置θｐを算出するバックアップ位置算出部６５と、第１推定回転位置θＭまたは第２推定回転位置θｐを選択して最終的に得られた推定回転位置θｅとして出力する推定回転位置選択部６６とを有している。 As will be described later, the position detection unit 6 receives an estimated rotational position θe finally obtained as an input and determines an estimated phase determining unit 61 that determines a rotational position estimation phase, and a winding current i in the determined rotational position estimation phase. The estimated phase current selection unit 62 to be selected, the selected winding current i, the DC voltage Vdc in the inverter 4 and the PWM pattern are input, and the flux linkage number λ {= ∫ (vph−) in the determined rotational position estimation phase R · i) dt} is calculated, and the estimated phase magnetic flux linkage number calculating unit 63 and the selected winding current i and the calculated magnetic flux linkage number λ are input to perform the rotational position estimation calculation to perform the first estimated rotation. A position estimation calculation unit 64 that outputs a position θM, a backup position calculation unit 65 that calculates a second estimated rotation position θp as a backup rotation position based on a past estimated rotation position and a past rotation speed, a first An estimated rotational position selection unit 66 that selects the estimated rotational position θM or the second estimated rotational position θp and outputs the estimated rotational position θe finally obtained.

さらに説明する。 Further explanation will be given.

ＳＲモータの磁化特性の数式モデルは、「Ｍｏｄｅｌｌｉｎｇａｎｏｎｌｉｎｅａｒｖａｒｉａｂｌｅｒｅｌｕｃｔａｎｃｅｍｏｔｏｒｄｒｉｖｅ」，ＩＥＥｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ，Ｖｏｌ．１３７，Ｐｔ．Ｂ，Ｎｏ．５，ｐｐ３１４−３２６，ｓｅｐｔ，１９９０においてＤ．Ａ．Ｔｏｒｒｅｙ氏らにより検討されており、巻線電流ｉおよび回転子の回転位置θの関数として磁束鎖交数λを数１で定義している。 The mathematical model of the magnetization characteristics of the SR motor is described in “Modelling a non-linear variable reluctance motor drive”, IEEE processings, Vol. 137, Pt. B, No. 5, pp 314-326, sept, 1990; A. Studied by Torrey et al., And the flux linkage number λ is defined by Equation 1 as a function of the winding current i and the rotational position θ of the rotor.

そして、上式中のａ１（θ）〜ａ３（θ）は数２で与えられる。 Then, a1 (θ) to a3 (θ) in the above formula are given by Equation 2.

ここで、αは回転子極数である。 Here, α is the number of rotor poles.

数１は指数関数を含む複雑な式であるから、リアルタイムに数１を計算することは殆ど不可能である。そこで、以下のようにして数１を簡単化する。 Since Equation 1 is a complex expression including an exponential function, it is almost impossible to calculate Equation 1 in real time. Therefore, Equation 1 is simplified as follows.

数１のｅｘｐ^a2(θ⁾ⁱをテイラー展開することにより、数１を数３に書き換えることができる。 Expression 1 can be rewritten into Expression 3 by Taylor expansion of ^{expa2 (} θ ^{) i} of Expression 1.

ここで、数３中の回転位置の関数係数Ｌｎ（θ）は数４で表される。 Here, the function coefficient Ln (θ) of the rotational position in Equation 3 is expressed by Equation 4.

数３の電流の最大次数ｎｍａｘ、数４のフーリエ係数Ｌｎｋは、図３に示す磁化特性の一例の測定値を基に、最小二乗近似およびＤＦＴ解析により決定できる。 The maximum order nmax of the current of Formula 3 and the Fourier coefficient Lnk of Formula 4 can be determined by least square approximation and DFT analysis based on the measured values of an example of the magnetization characteristics shown in FIG.

「電流の最大次数ｎｍａｘの決定」
巻線電流値の増加に対して磁気飽和現象が最も顕著となるのは、回転子の回転位置が完全対向時（θ＝９０°）で、この場合に数３の電流次数ｎに、より高次の成分が含まれる。したがって、電流の最大次数ｎｍａｘを決定するためには、完全対向時の磁化特性に対して数５により最小二乗近似を行えばよい。 "Determination of the maximum order nmax of current"
The magnetic saturation phenomenon becomes most prominent with respect to the increase in the winding current value when the rotational position of the rotor is completely opposed (θ = 90 °), and in this case, the current order n of Equation 3 is higher. The following ingredients are included: Therefore, in order to determine the maximum order nmax of the current, the least square approximation may be performed by Equation 5 with respect to the magnetization characteristic at the time of complete facing.

得られた最小二乗近似結果では、電流の７次以上の係数Ｌ７、Ｌ８・・・が６次までの係数Ｌ１〜Ｌ６に比べて十分小さく無視できる程度であるため、電流の最大次数の低次化を目的にｎｍａｘ＝６にすることができる。 In the obtained result of the least square approximation, the seventh and higher order coefficients L7, L8,... Are sufficiently small and negligible compared with the coefficients L1 to L6 up to the sixth order. Nmax = 6 can be set for the purpose of conversion.

「フーリエ係数Ｌｎｋの決定」
他の回転子回転位置についても順次「電流の最大次数ｎｍａｘの決定」を行えば、回転子回転位置に対するＬ１〜Ｌ６の値を得ることができる。回転子回転位置に対するＬ１の空間分布の一例を図４に示す。図４で回転子回転位置０°〜４０°のデータは、モータ構造の対称性から９０°〜５０°のデータを書き換えており、Ｌ１〜Ｌ６の空間分布のＤＦＴ解析により各フーリエ係数Ｌｎｋを決定することができる。 "Determination of Fourier coefficient Lnk"
If the “determination of the maximum current order nmax” is sequentially performed for other rotor rotational positions, the values of L1 to L6 with respect to the rotor rotational position can be obtained. An example of the spatial distribution of L1 with respect to the rotor rotation position is shown in FIG. In FIG. 4, the data of the rotor rotational position 0 ° to 40 ° is rewritten from 90 ° to 50 ° due to the symmetry of the motor structure, and each Fourier coefficient Lnk is determined by DFT analysis of the spatial distribution of L1 to L6. can do.

「電流の最大次数ｎｍａｘの決定」および「フーリエ係数Ｌｎｋの決定」で決定した、電流の最大次数ｎｍａｘおよび各フーリエ係数Ｌｎｋを数３に代入して得た、完全対向時の磁化特性の一例を図５に示す。図５から、数３で得られた磁化特性は測定値に対し、１０Ａ以上の飽和領域で大きな誤差を持つことが分かる。そして、この誤差を解消するためには、測定データ数を増加させ、または回転位置の関数係数Ｌｎ（θ）を高次化すればよいことが知られている。しかし、このような対処を行えば、数式の簡単化からかけ離れてしまうので、リアルタイム処理を行うことができなくなってしまう。この点を考慮し、数３を、非飽和領域と飽和領域とに区分して構築し直すことにより、数６が得られる。 An example of the magnetization characteristic at the time of complete opposition obtained by substituting the maximum order nmax of current and each Fourier coefficient Lnk into Formula 3 determined in “Determination of maximum order nmax of current” and “Determination of Fourier coefficient Lnk” As shown in FIG. From FIG. 5, it can be seen that the magnetization characteristic obtained by Equation 3 has a large error in the saturation region of 10 A or more with respect to the measured value. In order to eliminate this error, it is known that the number of measurement data is increased or the function coefficient Ln (θ) of the rotational position is increased. However, if such a measure is taken, it will be far from simplification of the mathematical formula, and real-time processing cannot be performed. Considering this point, Equation 6 is obtained by reconstructing Equation 3 by dividing it into a non-saturated region and a saturated region.

ここで、数６中の回転位置の関数係数Ｌｓｍ（θ）は数７で表される。 Here, the function coefficient Lsm (θ) of the rotational position in Expression 6 is expressed by Expression 7.

数６のｍｍａｘ、数７のＬｓｍｋはそれぞれ飽和領域における巻線電流の最大次数とフーリエ係数で、前記と同様に、「電流の最大次数の決定」および「フーリエ係数の決定」により決定することができる。そして、決定したｍｍａｘ＝３、Ｌｓｍｋを数６に代入して得られた磁化特性を図６に示す。図６から分かるように、回転子回転位置によらず、測定値に対して最大誤差５％の範囲で一致し、数６の妥当性が確認できる。 Mmax in Equation 6 and Lsmk in Equation 7 are the maximum winding current order and Fourier coefficient in the saturation region, respectively, and can be determined by “determination of maximum order of current” and “determination of Fourier coefficient” in the same manner as described above. it can. FIG. 6 shows the magnetization characteristics obtained by substituting the determined mmax = 3 and Lsmk into Equation 6. As can be seen from FIG. 6, regardless of the rotor rotational position, the measured values agree within a range of a maximum error of 5%, and the validity of Equation 6 can be confirmed.

数４、数７において３次以上（ｋ≧３）のフーリエ係数が無視でき、２次までが有効であると仮定すれば、数６は数８に整理できる。 In Equations 4 and 7, Fourier coefficients of the third or higher order (k ≧ 3) can be ignored, and Equation 6 can be rearranged into Equation 8 assuming that the second order is effective.

ここで、Ａ１、Ｂ１、Ｃ１は数９で与えられる。 Here, A1, B1, and C1 are given by Equation 9.

巻線電流ｉおよび巻線印加電圧ｖｐｈの検出値を用いれば、Ｃ１に含まれる磁束鎖交数λは数１０で得られ、Ａ１、Ｂ１、Ｃ１は全て算出可能になる。ただし、インバータのスイッチング状態、インバータにおける直流電圧、および巻線電流に対応して定まるスイッチング素子の電圧降下から演算により巻線印加電圧ｖｐｈを算出することが可能であり、この場合には巻線電圧検出素子を省略し、実装コストを低減することができる。 If the detected values of the winding current i and the winding applied voltage vph are used, the flux linkage number λ included in C1 can be obtained by Equation 10, and A1, B1, and C1 can all be calculated. However, it is possible to calculate the winding applied voltage vph by calculation from the switching state of the inverter, the DC voltage in the inverter, and the voltage drop of the switching element determined in accordance with the winding current. The detection element can be omitted, and the mounting cost can be reduced.

さらに数８を整理すると数１１に示すように、ｃｏｓ（αθ）を変数とする２次方程式が得られ、数１１により回転子回転位置推定を簡単な処理で実現することができる。 Further, when Formula 8 is rearranged, a quadratic equation having cos (αθ) as a variable is obtained as shown in Formula 11, and the rotor rotational position estimation can be realized by Formula 11 using a simple process.

数６で３次以上のフーリエ係数をゼロとした回転子回転位置推定用の簡易数式表現で得られる磁化特性を図７に示す。図７と図６とを比較すれば、３次以上のフーリエ係数を含む場合に比べ、回転子回転位置が非対向近傍（θ＜５０°）および対向近傍（θ＞７５°）では測定値に対する誤差が大きくなっているものの、５０°＜θ＜７５°の範囲ではほぼ同一の特性が得られていることが分かる。本来、非対向近傍および対向近傍では、回転子回転位置の変化に対する磁束鎖交数の変化が少なく、回転子回転位置の推定精度が低下することを考慮すれば、上述のように２次までのフーリエ係数を有効と仮定しても回転子回転位置推定精度に及ぼす影響は少ないが、モータ電磁設計（例えば、固定子、回転子それぞれの突極の幅など）の差により、非対向近傍、対向近傍での回転位置精度が著しく低下し、ＳＲモータの制御精度が劣化した場合に対応し、後述の「バックアップ回転位置」を適宜選択することで、絶えずＳＲモータを精度良く制御できる。 FIG. 7 shows the magnetization characteristics obtained by the simple mathematical expression for estimating the rotor rotational position in which the Fourier coefficient of the third or higher order is zero in Equation 6. Comparing FIG. 7 and FIG. 6, compared with the case where the Fourier coefficient of the third order or higher is included, the rotor rotation position is in the non-opposing vicinity (θ <50 °) and the opposing vicinity (θ> 75 °) with respect to the measured value. Although the error is large, it can be seen that substantially the same characteristics are obtained in the range of 50 ° <θ <75 °. Originally, in the vicinity of the non-opposite and the vicinity of the opposition, the change in the number of magnetic flux linkages with respect to the change in the rotor rotation position is small, and considering that the estimation accuracy of the rotor rotation position is reduced, as described above, up to the second order Even if the Fourier coefficient is assumed to be effective, the influence on the rotor rotational position estimation accuracy is small, but due to differences in motor electromagnetic design (for example, the width of the salient poles of the stator and rotor) Corresponding to the case where the rotational position accuracy in the vicinity is remarkably lowered and the control accuracy of the SR motor is deteriorated, the SR motor can be controlled constantly with high accuracy by appropriately selecting the “backup rotational position” described later.

したがって、位置推定演算部６４において、数１１を解いてｃｏｓ（αθ）を得、ｃｏｓ^-1の演算を行い、または予め設定されているテーブルを参照して回転子回転位置θを得るようにすればよい。 Therefore, the position estimation calculation unit 64 solves Equation 11 to obtain cos (αθ) and calculates cos ⁻¹ , or refers to a preset table to obtain the rotor rotation position θ. That's fine.

「推定相の決定」
３相各相で均等に回転子回転位置推定を行う場合には、１相当たりの推定期間は３０°である。そして、測定値に対する誤差に関する上記の点を考慮し、Ｕ相での推定開始角を４７．５°とすれば、各相の推定期間はＵ相４７．５°〜７７．５°、Ｖ相１７．５°〜４７．５°、Ｗ相７７．５°〜１７．５°となる。これを基に位置推定演算部６４で最終的に得られた推定回転位置θｅを用いて、推定相決定部６１において次の制御周期における回転位置推定相を決定する。 "Determining the estimated phase"
In the case where the rotor rotational position is estimated equally in each of the three phases, the estimation period per phase is 30 °. In consideration of the above-mentioned point regarding the error with respect to the measured value, if the estimation start angle in the U phase is 47.5 °, the estimation period of each phase is U phase 47.5 ° to 77.5 °, V phase 17.5 ° to 47.5 ° and W phase 77.5 ° to 17.5 °. Based on this, using the estimated rotational position θe finally obtained by the position estimation calculation unit 64, the estimated phase determination unit 61 determines the rotational position estimation phase in the next control cycle.

「バックアップ回転位置の算出」
位置推定演算部６４から出力される第１推定回転位置θＭが何らかの原因により不正確になった場合のバックアップデータとして用いられるバックアップ回転位置（第２推定回転位置）θｐをバックアップ位置算出部６５により過去の推定回転位置と過去の回転速度に基づいて算出して出力する。具体的には、例えば、３制御周期前の推定回転位置θｅ（ｎ−３）と、推定回転位置の差分により算出した前回および前々回の推定速度の平均値ω（ｎ−３／２）とを用いて、次式により現在のバックアップ回転位置θｐ（ｎ）を算出する。ただし、Ｔｓは制御周期、ｎは整数である。θｐ（ｎ）＝θｅ（ｎ−３）＋３ω（ｎ−３／２）Ｔｓ「第１推定回転位置θＭまたは第２推定回転位置θｐの選択」第１推定回転位置θＭまたは第２推定回転位置θｐの選択は、例えば、図８のフローチャートの処理または図９のフローチャートの処理に基づいて行われる。 "Calculation of backup rotation position"
A backup rotational position (second estimated rotational position) θp used as backup data when the first estimated rotational position θM output from the position estimation calculation unit 64 becomes inaccurate for some reason is stored in the past by the backup position calculation unit 65. Are calculated and output based on the estimated rotational position and the past rotational speed. Specifically, for example, the estimated rotational position θe (n−3) three control cycles before and the average value ω (n−3 / 2) of the previous and previous estimated speeds calculated from the difference between the estimated rotational positions. The current backup rotation position θp (n) is calculated using the following equation. However, Ts is a control period and n is an integer. θp (n) = θe (n−3) + 3ω (n−3 / 2) Ts “selection of first estimated rotation position θM or second estimated rotation position θp” first estimated rotation position θM or second estimated rotation position θp Is selected based on, for example, the process of the flowchart of FIG. 8 or the process of the flowchart of FIG.

図８のフローチャートは、電流、電圧の検出値がノイズの影響を受けているか否かに対応する処理である。 The flowchart of FIG. 8 is processing corresponding to whether or not the detected values of current and voltage are affected by noise.

ステップＳＰ１において、前回の推定速度と前々回の推定速度との差の絶対値｜ωｅ（ｎ−２）−ωｅ（ｎ−１）｜が予め設定された基準値Ωε（実験的に定められる値）よりも小さいか否かを判定する。この判定はバックアップ回転位置の算出に用いられる速度情報が妥当か否かを判定するものであるから、前回の推定速度と前々回の推定速度との差の絶対値｜ωｅ（ｎ−２）−ωｅ（ｎ−１）｜が予め設定された基準値Ωε以上であると判定された場合には、ステップＳＰ２において、保護停止処理の呼び出しを行う。 In step SP1, the absolute value | ωe (n−2) −ωe (n−1) | of the difference between the previous estimated speed and the previous estimated speed is a preset reference value Ωε (value determined experimentally). Or less. Since this determination is to determine whether or not the speed information used for calculating the backup rotational position is valid, the absolute value of the difference between the previous estimated speed and the previous estimated speed | ωe (n−2) −ωe If it is determined that (n−1) | is equal to or larger than a preset reference value Ωε, a protection stop process is called in step SP2.

逆に、ステップＳＰ１において前回の推定速度と前々回の推定速度との差の絶対値｜ωｅ（ｎ−２）−ωｅ（ｎ−１）｜が予め設定された基準値Ωεよりも小さいと判定された場合には、ステップＳＰ３において、第１推定回転位置θＭと第２推定回転位置θｐとの差の絶対値が予め設定された基準値θε（実験的に定められる値）よりも大きいか否かを判定する。この判定は第１推定回転位置θＭの信頼性が高いか否かを判定するものであるから、第１推定回転位置θＭと第２推定回転位置θｐとの差の絶対値が予め設定された基準値θε以下であると判定された場合には、ステップＳＰ５において、第１推定回転位置θＭ（ｎ）を推定回転位置θｅ（ｎ）とする。 Conversely, in step SP1, it is determined that the absolute value | ωe (n−2) −ωe (n−1) | of the difference between the previous estimated speed and the previous estimated speed is smaller than a preset reference value Ωε. In step SP3, whether or not the absolute value of the difference between the first estimated rotational position θM and the second estimated rotational position θp is larger than a preset reference value θε (value determined experimentally). Determine. Since this determination is to determine whether or not the reliability of the first estimated rotational position θM is high, a reference in which the absolute value of the difference between the first estimated rotational position θM and the second estimated rotational position θp is set in advance. If it is determined that the value is equal to or smaller than the value θε, the first estimated rotational position θM (n) is set as the estimated rotational position θe (n) in step SP5.

逆に、ステップＳＰ３において第１推定回転位置θＭと第２推定回転位置θｐとの差の絶対値が予め設定された基準値θεよりも大きいと判定された場合には、ステップＳＰ４において、第１推定回転位置θＭ（ｎ）が前回の推定回転位置θｅ（ｎ−１）よりも小さいか否かを判定する。この判定はＳＲモータが逆転したと判定されるか否かに基づいて第１推定回転位置θＭ（ｎ）の信頼性が低いか否かを判定するものであるから、第１推定回転位置θＭ（ｎ）が前回の推定回転位置θｅ（ｎ−１）以上であると判定された場合には、ステップＳＰ５の処理を行う。 Conversely, when it is determined in step SP3 that the absolute value of the difference between the first estimated rotational position θM and the second estimated rotational position θp is greater than a preset reference value θε, in step SP4, the first It is determined whether or not the estimated rotational position θM (n) is smaller than the previous estimated rotational position θe (n−1). Since this determination is based on whether or not the SR motor is determined to be reversed, it is determined whether or not the reliability of the first estimated rotational position θM (n) is low. Therefore, the first estimated rotational position θM ( When it is determined that n) is equal to or greater than the previous estimated rotational position θe (n−1), the process of step SP5 is performed.

逆に、第１推定回転位置θＭ（ｎ）が前回の推定回転位置θｅ（ｎ−１）よりも小さいと判定された場合には、ＳＲモータが逆転することはないのであるから、ステップＳＰ６において、第２推定回転位置θｐ（ｎ）を推定回転位置θｅ（ｎ）とする。 Conversely, if it is determined that the first estimated rotational position θM (n) is smaller than the previous estimated rotational position θe (n−1), the SR motor does not reverse, so in step SP6. The second estimated rotation position θp (n) is set as the estimated rotation position θe (n).

そして、ステップＳＰ２の処理、ステップＳＰ５の処理、またはステップＳＰ６の処理が行われた場合には、そのまま元の処理に戻る。 Then, when the process of step SP2, the process of step SP5, or the process of step SP6 is performed, the process returns to the original process as it is.

なお、図８のフローチャートにおいて、ステップＳＰ３の判定、またはステップＳＰ４の判定を単独で行うようにしてもよい他、ステップＳＰ２の処理に代えてステップＳＰ５の処理を行うようにしてもよい。 In the flowchart of FIG. 8, the determination at step SP3 or the determination at step SP4 may be performed independently, or the processing at step SP5 may be performed instead of the processing at step SP2.

図９のフローチャートは、磁化特性の位置に対する変化が少ないか否かに対応する処理である。 The flowchart of FIG. 9 is a process corresponding to whether or not there is little change with respect to the position of the magnetization characteristic.

ステップＳＰ１において、前回の推定回転位置θｅ（ｎ−１）が予め設定された第１基準位置θ＾ｕよりも大きいか否かを判定し、前回の推定回転位置θｅ（ｎ−１）が予め設定された第１基準位置よりも大きいと判定された場合には、ステップＳＰ２において、前回の推定回転位置θｅ（ｎ−１）が予め設定された第２基準位置θ＾ａよりも小さいか否かを判定する。ここで、前記第１基準位置θ＾ｕおよび第２基準位置θ＾ａは、図１０に示すように、磁化特性の位置に対する変化が少ない領域と磁化特性の位置に対する変化が大きい領域とを区分するために設定されるものであり、磁化特性の測定結果から求めることができる。そして、ステップ１において前回の推定回転位置θｅ（ｎ−１）が予め設定された第１基準位置θ＾ｕ以下であると判定された場合、またはステップ２において前回の推定回転位置θｅ（ｎ−１）が予め設定された第２基準位置θ＾ａ以上であると判定された場合には、ステップ３において、第２推定回転位置θｐ（ｎ）を推定回転位置θｅ（ｎ）とする。逆に、前回の推定回転位置θｅ（ｎ−１）が予め設定された第１基準位置θ＾ｕよりも大きく、かつ第２基準位置θ＾ａよりも小さいと判定された場合には、ステップ４において、第１推定回転位置θＭ（ｎ）を推定回転位置θｅ（ｎ）とする。 In step SP1, it is determined whether or not the previous estimated rotational position θe (n−1) is greater than a preset first reference position θ ^ u, and the previous estimated rotational position θe (n−1) is determined in advance. If it is determined that the position is larger than the set first reference position, whether or not the previous estimated rotation position θe (n−1) is smaller than the preset second reference position θ ^ a in step SP2. Determine whether. Here, as shown in FIG. 10, the first reference position θ ^ u and the second reference position θ ^ a are divided into a region having a small change with respect to the position of the magnetization characteristic and a region having a large change with respect to the position of the magnetization characteristic. Therefore, it can be obtained from the measurement result of the magnetization characteristics. Then, when it is determined in step 1 that the previous estimated rotational position θe (n−1) is equal to or less than the first reference position θ ^ u set in advance, or in step 2, the previous estimated rotational position θe (n−). If it is determined that 1) is equal to or greater than the preset second reference position θ ^ a, in step 3, the second estimated rotation position θp (n) is set as the estimated rotation position θe (n). Conversely, if it is determined that the previous estimated rotational position θe (n−1) is larger than the preset first reference position θ ^ u and smaller than the second reference position θ ^ a, 4, the first estimated rotational position θM (n) is set as the estimated rotational position θe (n).

そして、ステップ３の処理、またはステップ４の処理が行われた場合には、そのまま元の処理に戻る。上記のＳＲモータ制御方法、装置によりＳＲモータ（回転子／固定子極数が６／４、定格出力が１．５ｋＷ、定格回転数が５４００ｒｐｍ、定格トルクが２．６５Ｎ・ｍ）を駆動したところ、以下のように良好な制御を達成することができた。 Then, when the process of step 3 or the process of step 4 is performed, the process returns to the original process. When the SR motor (rotor / stator pole number is 6/4, rated output is 1.5 kW, rated rotational speed is 5400 rpm, rated torque is 2.65 N · m) is driven by the above-described SR motor control method and apparatus. Good control could be achieved as follows.

速度４０００ｒｐｍ／定格負荷トルク時には、実回転位置（θｒ）と推定回転位置（θｅ）との差（Δθ）は平均的にゼロで、最大でも機械角２°であるとともに、推定速度（ωｅ）は実速度（ωｒ）と一致しており｛速度差（Δω）がほぼゼロであり｝、速度指令に対して精度のよい速度制御を実現できた（図１１参照）。 At a speed of 4000 rpm / rated load torque, the difference (Δθ) between the actual rotational position (θr) and the estimated rotational position (θe) is zero on average, the mechanical angle is 2 ° at the maximum, and the estimated speed (ωe) is It coincides with the actual speed (ωr) (the speed difference (Δω) is almost zero), and the speed control with high accuracy with respect to the speed command can be realized (see FIG. 11).

速度２００ｒｐｍ／無負荷時には、実回転位置（θｒ）と推定回転位置（θｅ）との差（Δθ）は平均的にゼロで、最大でも機械角５°程度であり、低速時であっても速度指令に対して比較的精度のよい速度制御を実現できた（図１２参照）。 When the speed is 200 rpm / no load, the difference (Δθ) between the actual rotational position (θr) and the estimated rotational position (θe) is zero on average, and the maximum is about 5 ° mechanical angle. It was possible to realize speed control with relatively high accuracy with respect to the command (see FIG. 12).

速度２００ｒｐｍから４０００ｒｐｍまでのランプ速度指令を与えるとともに、４０００ｒｐｍ時に定格負荷トルクを生じさせ、しかも加速度を２４００ｒｐｍ／ｓｅｃとした時には、実回転位置（θｒ）と推定回転位置（θｅ）との差（Δθ）は最大でも機械角４°であるとともに、推定速度（ωｅ）と実速度（ωｒ）との差（Δω）は最大でも７０ｒｐｍであり、加速時にも安定な位置センサレス制御を実現できた（図１３参照）。 When a ramp speed command from 200 rpm to 4000 rpm is given and a rated load torque is generated at 4000 rpm and the acceleration is 2400 rpm / sec, the difference (Δθ) between the actual rotational position (θr) and the estimated rotational position (θe) ) Has a mechanical angle of 4 ° at the maximum, and the difference (Δω) between the estimated speed (ωe) and the actual speed (ωr) is at most 70 rpm, and stable position sensorless control can be realized even during acceleration (see FIG. 13).

〈作用〉
請求項１のＳＲモータ制御方法であれば、ＳＲモータの磁化特性およびＳＲモータの巻線電流からＳＲモータの回転子の第１の推定回転位置を推定し、ＳＲモータの過去に推定した回転速度およびＳＲモータの回転子の過去に推定した回転位置からＳＲモータの回転子の第２の推定回転位置を推定し、第１、第２の何れかの推定回転位置を選択し、選択された回転子の推定回転位置に基づいてインバータを制御するのであるから、磁化特性およびＳＲモータの巻線電流から推定したＳＲモータの回転子の第１の推定回転位置、またはＳＲモータの過去に推定した回転速度およびＳＲモータの回転子の過去に推定した回転位置から推定したＳＲモータの回転子の第２の推定回転位置を選択的に採用することにより、回転子の回転位置の推定精度の低下を防止し、ひいてはＳＲモータを精度よく制御することができる。 <Action>
According to the SR motor control method of claim 1, the first estimated rotational position of the SR motor rotor is estimated from the magnetization characteristics of the SR motor and the winding current of the SR motor, and the rotational speed estimated in the past of the SR motor. The second estimated rotational position of the SR motor rotor is estimated from the previously estimated rotational position of the SR motor rotor, the first or second estimated rotational position is selected, and the selected rotation is selected. Since the inverter is controlled based on the estimated rotational position of the rotor, the first estimated rotational position of the SR motor rotor estimated from the magnetization characteristics and the SR motor winding current, or the previously estimated rotational speed of the SR motor. By selectively adopting the second estimated rotational position of the rotor of the SR motor estimated from the speed and the rotational position estimated in the past of the rotor of the SR motor, the estimated accuracy of the rotational position of the rotor Preventing a reduction, it can be accurately controlled and thus the SR motor.

請求項２のＳＲモータ制御方法であれば、前記第１の推定回転位置の信頼性が高いか否かを判定し、判定結果に応答して第１、第２の何れかの推定回転位置を選択するのであるから、第１の推定回転位置の信頼性の判定結果に応じて第１、第２の何れかの推定回転位置を選択することができ、回転子の回転位置の推定精度の低下を防止し、ひいてはＳＲモータを精度よく制御することができる。 According to the SR motor control method of claim 2, it is determined whether or not the reliability of the first estimated rotational position is high, and the first or second estimated rotational position is determined in response to the determination result. Since the selection is made, either the first or second estimated rotational position can be selected according to the determination result of the reliability of the first estimated rotational position, and the estimation accuracy of the rotational position of the rotor is reduced. Thus, the SR motor can be accurately controlled.

請求項３のＳＲモータ制御方法であれば、前記第１の推定回転位置がノイズの影響を受けて信頼性が低いか否かを判定し、判定結果に応答して第１、第２の何れかの推定回転位置を選択するのであるから、第１の推定回転位置がノイズの影響を受けて不正確か否かに応じて精度が高い推定回転位置を選択することができ、ひいてはＳＲモータを精度よく制御することができる。 According to the SR motor control method of claim 3, it is determined whether or not the first estimated rotational position is low in reliability due to the influence of noise, and either the first or the second is responded to the determination result. Therefore, it is possible to select an estimated rotational position with high accuracy according to whether the first estimated rotational position is affected by noise and is incorrect or not. It can be controlled well.

請求項４のＳＲモータ制御方法であれば、前記第１の推定回転位置がノイズの影響を受けて信頼性が低いか否かを判定し、第１の推定回転位置の信頼性が高いと判定されたことに応答して第１の推定回転位置を選択し、第１の推定回転位置の信頼性が低いと判定されたことに応答して第２の推定回転位置を選択するのであるから、第１の推定回転位置がノイズの影響を受けて不正確か否かに応じて精度が高い推定回転位置を選択することができ、ひいてはＳＲモータを精度よく制御することができる。 According to the SR motor control method of claim 4, it is determined whether or not the first estimated rotational position is low in reliability due to the influence of noise, and it is determined that the reliability of the first estimated rotational position is high. In response to the selection, the first estimated rotational position is selected, and in response to determining that the reliability of the first estimated rotational position is low, the second estimated rotational position is selected. A highly accurate estimated rotational position can be selected according to whether the first estimated rotational position is affected by noise and is incorrect or not, and thus the SR motor can be accurately controlled.

請求項５のＳＲモータ制御装置であれば、第１推定手段によってＳＲモータの磁化特性およびＳＲモータの巻線電流からＳＲモータの回転子の第１の推定回転位置を推定し、第２推定手段によってＳＲモータの過去に推定した回転速度およびＳＲモータの回転子の過去に推定した回転位置からＳＲモータの回転子の第２の推定回転位置を推定し、選択手段によって第１、第２の何れかの推定位置を選択することができる。そして、インバータ制御手段によって、選択された回転子の推定回転位置に基づいてインバータを制御することができる。 According to the SR motor control apparatus of claim 5, the first estimation means estimates the first estimated rotational position of the SR motor rotor from the magnetization characteristics of the SR motor and the winding current of the SR motor, and the second estimation means. To estimate the second estimated rotational position of the SR motor rotor from the rotational speed estimated in the past of the SR motor and the estimated rotational position of the SR motor rotor in the past. The estimated position can be selected. Then, the inverter can be controlled by the inverter control means based on the estimated rotational position of the selected rotor.

したがって、第１の推定回転位置、または第２の推定回転位置を選択的に採用することにより、回転子の回転位置の推定精度の低下を防止し、ひいてはＳＲモータを精度よく制御することができる。 Therefore, by selectively adopting the first estimated rotational position or the second estimated rotational position, it is possible to prevent a decrease in the estimation accuracy of the rotational position of the rotor and to control the SR motor with high accuracy. .

請求項６のＳＲモータ制御装置であれば、前記選択手段として、前記第１の推定回転位置の信頼性が高いか否かを判定し、判定結果に応答して第１、第２の何れかの推定回転位置を選択するものを採用するのであるから、第１の推定回転位置の信頼性の判定結果に応じて第１、第２の何れかの推定回転位置を選択することができ、回転子の回転位置の推定精度の低下を防止し、ひいてはＳＲモータを精度よく制御することができる。 In the SR motor control device according to claim 6, as the selection means, it is determined whether or not the reliability of the first estimated rotational position is high, and either the first or the second is responded to the determination result. Therefore, it is possible to select one of the first and second estimated rotational positions in accordance with the determination result of the reliability of the first estimated rotational position. It is possible to prevent a reduction in the estimation accuracy of the rotational position of the child and to control the SR motor with high accuracy.

請求項７のＳＲモータ制御装置であれば、前記選択手段として、第１の推定回転位置がノイズの影響を受けて信頼性が低いか否かを判定し、判定結果に応答して第１、第２の何れかの推定回転位置を選択するものを採用するのであるから、第１の推定回転位置がノイズの影響を受けて不正確か否かに応じて精度が高い推定回転位置を選択することができ、ひいてはＳＲモータを精度よく制御することができる。 In the SR motor control device according to claim 7, as the selection unit, it is determined whether or not the first estimated rotational position is affected by noise and is low in reliability, and the first, Since one that selects one of the second estimated rotational positions is adopted, the first estimated rotational position is affected by noise, and an estimated rotational position with high accuracy is selected according to whether it is incorrect or not. As a result, the SR motor can be controlled with high accuracy.

請求項８のＳＲモータ制御装置であれば、前記選択手段として、第１の推定回転位置がノイズの影響を受けて信頼性が低いか否かを判定し、第１の回転位置の信頼性が高いと判定されたことに応答して第１推定手段から得られた第１の推定回転位置を選択し、第１の推定回転位置の信頼性が低いと判定されたことに応答して第２推定手段から得られた第２の推定回転位置を選択するものを採用するのであるから、第１の推定回転位置がノイズの影響を受けて不正確か否かの判定結果に応じて、精度が高い推定回転位置を選択することができ、ひいてはＳＲモータを精度よく制御することができる。 In the SR motor control device according to claim 8, as the selection means, it is determined whether or not the first estimated rotation position is affected by noise and the reliability is low, and the reliability of the first rotation position is determined. The first estimated rotational position obtained from the first estimating means is selected in response to being determined to be high, and the second in response to determining that the reliability of the first estimated rotational position is low. Since the one that selects the second estimated rotational position obtained from the estimating means is adopted, the first estimated rotational position is affected by noise, and the accuracy is high according to the determination result of whether it is incorrect or not. The estimated rotational position can be selected, and the SR motor can be controlled with high accuracy.

３電流制御部４インバータ
５ＳＲモータ６４位置推定演算部 3 Current control unit 4 Inverter 5 SR motor 64 Position estimation calculation unit

Claims

スイッチトリラクタンスモータ（５）の磁化特性およびスイッチトリラクタンスモータ（５）の巻線電流からスイッチトリラクタンスモータ（５）の回転子の第１の推定回転位置を推定し、スイッチトリラクタンスモータ（５）の過去に推定した回転速度およびスイッチトリラクタンスモータ（５）の回転子の過去に推定した回転位置からスイッチトリラクタンスモータ（５）の回転子の第２の推定回転位置を推定し、第１、第２の何れかの推定回転位置を適宜選択し、選択された回転子の推定回転位置に基づいてインバータ（４）を制御するスイッチトリラクタンスモータ制御方法であって、
前記磁化特性は、次式において、

ここで、
λ（ｉ，θ）は前記スイッチトリラクタンスモータが有する巻線での磁束鎖交数、
ｉは前記巻線電流、
ｎ及びｍはいずれも電流の次数、
ｎｍａｘは前記巻線電流の最大次数、
ｍｍａｘは飽和領域における前記巻線電流の最大次数、
Ｉｓは飽和領域と非飽和領域との境界における前記巻線電流、
Ｌｎ（θ）は前記回転子の回転位置の関数係数であり次式によって得られる

ただしＬｎｋは関数係数Ｌｎ（θ）のフーリエ係数、αは回転子極数、
Ｌｓｍ（θ）は前記回転子の回転位置の関数係数であり次式によって得られる

ただしＬｓｍｋは飽和領域における関数係数Ｌｓｍ（θ）のフーリエ係数、
前記巻線電流が非飽和領域のときにはｉ＜Ｉｓの場合を採用して得、前記巻線電流が飽和領域のときにはｉ≧Ｉｓの場合を採用して得る
ことを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの制御方法。 The first estimated rotational position of the rotor of the switched reluctance motor (5) is estimated from the magnetization characteristics of the switched reluctance motor (5) and the winding current of the switched reluctance motor (5), and the switched reluctance motor (5 ) To estimate the second estimated rotational position of the rotor of the switched reluctance motor (5) from the estimated rotational speed of the rotor of the switched reluctance motor (5) and the first estimated rotational position of the rotor of the switched reluctance motor (5). A switched reluctance motor control method for appropriately selecting one of the second estimated rotational positions and controlling the inverter (4) based on the estimated rotational position of the selected rotor ,
The magnetization characteristic is given by

here,
λ (i, θ) is the number of magnetic flux linkages in the winding of the switched reluctance motor,
i is the winding current,
n and m are both current orders,
nmax is the maximum order of the winding current,
mmax is the maximum order of the winding current in the saturation region,
Is is the winding current at the boundary between the saturated region and the unsaturated region,
Ln (θ) is a function coefficient of the rotational position of the rotor and is obtained by the following equation.

Where Lnk is the Fourier coefficient of the function coefficient Ln (θ), α is the number of rotor poles,
Lsm (θ) is a function coefficient of the rotational position of the rotor and is obtained by the following equation.

Where Lsmk is the Fourier coefficient of the function coefficient Lsm (θ) in the saturation region,
The switch is obtained when i <Is is obtained when the winding current is in a non-saturated region, and is obtained when i ≧ Is when the winding current is in a saturated region. Control method for trilactance motor.

前記磁化特性の位置に対する変化が相対的に少ない領域と、前記変化が相対的に多い領域とを区分する互いに異なる２つの第１、第２基準位置を設定し、
前記第１の推定回転位置が前記第１及び第２基準位置の間にあるか否かを判定し、肯定的判定がなされた場合には前記第１の推定回転位置を選択して前記インバータ（４）を制御し、否定的判定がなされた場合には前記第２の推定回転位置を選択して前記インバータ（４）を制御する
請求項１に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。 Two different first and second reference positions for distinguishing between a region with a relatively small change with respect to the position of the magnetization characteristic and a region with a relatively large change,
It is determined whether or not the first estimated rotational position is between the first and second reference positions. If a positive determination is made, the first estimated rotational position is selected and the inverter ( The control of the switched reluctance motor according to claim 1, wherein when the negative determination is made, the second estimated rotational position is selected to control the inverter (4). Method.

スイッチトリラクタンスモータ（５）の磁化特性およびスイッチトリラクタンスモータ（５）の巻線電流からスイッチトリラクタンスモータ（５）の回転子の第１の推定回転位置を推定する第１推定手段（６４）と、スイッチトリラクタンスモータ（５）の過去に推定した回転速度およびスイッチトリラクタンスモータ（５）の回転子の過去に推定した回転位置からスイッチトリラクタンスモータ（５）の回転子の第２の推定回転位置を推定する第２推定手段（６５）と、第１、第２の何れかの推定回転位置を選択する選択手段（６６）と、選択された回転子の推定回転位置に基づいてインバータ（４）を制御するインバータ制御手段（３）と、前記推定回転位置における磁束鎖交数を算出する推定相磁束鎖交数算出部（６３）とを含むスイッチトリラクタンスモータ制御装置であって、First estimation means (64) for estimating a first estimated rotational position of the rotor of the switched reluctance motor (5) from the magnetization characteristics of the switched reluctance motor (5) and the winding current of the switched reluctance motor (5). And a second estimate of the rotor of the switched reluctance motor (5) from the previously estimated rotational speed of the switched reluctance motor (5) and the previously estimated rotational position of the rotor of the switched reluctance motor (5). A second estimating means (65) for estimating the rotational position; a selecting means (66) for selecting one of the first and second estimated rotational positions; and an inverter based on the estimated rotational position of the selected rotor ( 4) an inverter control means (3) for controlling, and an estimated phase magnetic flux linkage number calculating unit (63) for calculating the magnetic flux linkage number at the estimated rotational position. Tito a reluctance motor controller,
前記磁束鎖交数は、次式において、 The magnetic flux linkage number is given by

ここで、here,
λ（ｉ，θ）は前記スイッチトリラクタンスモータが有する巻線での磁束鎖交数、λ (i, θ) is the number of flux linkages in the winding of the switched reluctance motor,
ｉは前記巻線電流、i is the winding current,
ｎ及びｍはいずれも電流の次数、n and m are both current orders,
ｎｍａｘは前記巻線電流の最大次数、nmax is the maximum order of the winding current,
ｍｍａｘは飽和領域における前記巻線電流の最大次数、mmax is the maximum order of the winding current in the saturation region,
Ｉｓは飽和領域と非飽和領域との境界における前記巻線電流、Is is the winding current at the boundary between the saturated region and the unsaturated region,
Ｌｎ（θ）は前記回転子の回転位置の関数係数であり次式によって得られるLn (θ) is a function coefficient of the rotational position of the rotor and is obtained by the following equation.

ただしＬｎｋは関数係数Ｌｎ（θ）のフーリエ係数、αは回転子極数、Where Lnk is the Fourier coefficient of the function coefficient Ln (θ), α is the number of rotor poles,
Ｌｓｍ（θ）は前記回転子の回転位置の関数係数であり次式によって得られるLsm (θ) is a function coefficient of the rotational position of the rotor and is obtained by the following equation.

ただしＬｓｍｋは飽和領域における関数係数Ｌｓｍ（θ）のフーリエ係数、Where Lsmk is the Fourier coefficient of the function coefficient Lsm (θ) in the saturation region,
前記巻線電流が非飽和領域のときには、ｉ＜Ｉｓの場合を採用して得、前記巻線電流が飽和領域のときには、ｉ≧Ｉｓの場合を採用して得る When the winding current is in the non-saturated region, the case of i <Is is adopted, and when the winding current is in the saturated region, the case of i ≧ Is is adopted.
ことを特徴とするスイッチトリラクタンスモータ制御装置。A switched reluctance motor control device.

前記磁束鎖交数の位置に対する変化が相対的に少ない領域と、前記変化が相対的に多い領域とを区分する互いに異なる２つの第１、第２基準位置を設定し、 Two different first and second reference positions that distinguish a region with a relatively small change with respect to the position of the flux linkage number and a region with a relatively large change are set,
前記第１の推定回転位置が前記第１及び第２基準位置の間にあるか否かを判定し、肯定的判定がなされた場合には前記第１の推定回転位置を選択して前記インバータ（４）を制御し、否定的判定がなされた場合には前記第２の推定回転位置を選択して前記インバータ（４）を制御する It is determined whether or not the first estimated rotational position is between the first and second reference positions. If a positive determination is made, the first estimated rotational position is selected and the inverter ( 4) is controlled, and if a negative determination is made, the second estimated rotational position is selected to control the inverter (4).
請求項３に記載のスイッチトリラクタンスモータ制御装置。The switched reluctance motor control device according to claim 3.