JP4715967B2 - Switched reluctance motor control method and apparatus - Google Patents
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Description
この発明はスイッチトリラクタンスモータ制御方法およびその装置に関し、さらに詳細にいえば、回転子の回転位置を検出するためのセンサを用いることなく回転子の回転位置を検出してスイッチトリラクタンスモータを制御するための方法およびその装置に関する。 The present invention relates to a switched reluctance motor control method and apparatus, and more particularly, to control a switched reluctance motor by detecting the rotational position of the rotor without using a sensor for detecting the rotational position of the rotor. And a device for the same.
スイッチトリラクタンスモータ(以下、SRモータと略称する)は、誘導モータやブラシレスDCモータなど従来の交流機に比べ、モータ構造が簡単で堅牢なため、安価な可変速駆動源として注目を集めている。 Switched reluctance motors (hereinafter abbreviated as SR motors) are attracting attention as an inexpensive variable speed drive source because they have a simpler and more robust motor structure than conventional AC machines such as induction motors and brushless DC motors. .
SRモータはそのトルク発生原理から回転位置に応じた電流/電圧制御が必要であり、一般的には光学式あるいは磁気式の回転子回転位置センサがモータ軸に取り付けられている。 The SR motor requires current / voltage control according to the rotational position from the principle of torque generation, and generally an optical or magnetic rotor rotational position sensor is attached to the motor shaft.
しかし、回転子回転位置センサは、システムの大型化、信頼性の低下を招き、設置環境が限定される(例えば、高温・高圧のガスに曝される密閉形圧縮機には組み込むことができない)などの問題点を有している。また、コスト的には、SRモータの安価さとのトレードオフとなる。 However, the rotor rotational position sensor causes an increase in system size and a decrease in reliability, and the installation environment is limited (for example, it cannot be incorporated in a hermetic compressor exposed to high temperature and high pressure gas). There are problems such as. In terms of cost, it is a trade-off with the low cost of the SR motor.
また、従来の交流機では位置・速度センサレス化が既に実用段階に入っているのに対し、SRモータに関しては種々の方法が提案されてはいるが、実用化のためには克服すべき課題が多く残っている。 In addition, while the conventional AC machine has already been put into practical use without a position / speed sensor, various methods have been proposed for SR motors, but there are problems to be overcome for practical use. Many remain.
SRモータは、出力/変換器容量、出力密度の観点から磁気飽和領域を積極的に利用するため、1相の巻線電流−磁束鎖交数と回転子位置が1対1の関係にああることに着目して、飽和を含む磁化特性に基づき、回転子回転位置の推定を行いセンサレス制御する方法が有効な手法として検討が進められている。ここで、非線形磁化特性をモデリングし、センサレス制御に活用する手法として、メモリなどに磁化特性マップを記憶する方法(特開平5−199794号公報参照)、および磁化特性をファジイ推論やニューラルネットワークを用いてリアルタイムに演算する方法(P.Vas他「Position Sensorless Control of SRM Drive using ANN−Techniques」IAS’98 Ann.Meeting参照)が提案されているが、前者の方法を採用した場合には、メモリ空間が肥大化し、実装コストが嵩むという不都合があり、逆に、後者の方法を採用した場合には、メモリ空間を少なくすることができるが、演算が複雑で演算時間が長大化し、また高価な浮動小数点形DSPなどを用いる必要があるという不都合がある。 Since the SR motor actively uses the magnetic saturation region from the viewpoint of output / converter capacity and output density, the one-phase winding current-flux linkage number and the rotor position have a one-to-one relationship. Paying attention to this, a method of estimating the rotor rotational position and performing sensorless control based on magnetization characteristics including saturation is being studied as an effective technique. Here, as a method of modeling nonlinear magnetization characteristics and utilizing them for sensorless control, a method of storing a magnetization characteristics map in a memory or the like (see Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-199794), and a magnetization characteristic using fuzzy inference or a neural network. (See P. Vas et al., “Position Sensorless Control of SRM Drive using ANN-Techniques” IAS '98 Ann. Meeting), but if the former method is adopted, the memory space is used. However, if the latter method is adopted, the memory space can be reduced, but the calculation is complicated, the calculation time is long, and the expensive floating is required. Must use a decimal point DSP There is a disadvantage that there is.
また、これらの不都合を解消し、しかも非線形な磁化特性をリアルタイムにモデリングする手法として、図14、図15に示すSRモータセンサレス制御システムが提案されている(S.Saha,T.Kosaka,N.Matsui,Y.Takeda「A New Modelling Approach Switched Reluctance Motors」H10電気学会産業応用部門全国大会、およびS.Saha,T.Kosaka,N.Matsui,Y.Takeda「A New Analytical Model and Sensorless Approach for Switched Rekuctance Motors」ICPE’98, Seoul参照)。 In addition, as a technique for solving these disadvantages and modeling nonlinear magnetization characteristics in real time, an SR motor sensorless control system shown in FIGS. 14 and 15 has been proposed (S. Saha, T. Kosaka, N. et al.). Matsui, Y. Takeda, “A New Modeling Approach Switched Reluctance Motors” H10 National Conference on Industrial Applications, and S. Saha, T. Kosaka, N. Matsui, Y. Taked A, “N Motors "ICPE '98, see Soul).
図14に示すSRモータセンサレス制御システムは、速度指令値を減算器81を通して速度制御部82に供給し、速度制御部82からの出力、ターンオン角指令値θ0、転流角指令θc、後述するSRモータ85の巻線電流、および後述する推定位置を電流制御部83に供給してPWM(パルス幅変調)信号を出力してインバータ84に供給し、インバータ84からの出力をSRモータ85に供給してSRモータ85を回転させる。そして、SRモータ85の巻線電流および巻線電圧を位置推定部86に供給して回転子の回転位置θeを算出し、算出された回転位置θeを微分器87に供給し、算出された微分値をノイズ除去のためローパスフィルタ88に供給して推定速度を算出し、減算器81に供給している。なお、微分器やローパスフィルタをマイコンで実現する演算方法については、公知技術なので詳細は割愛する。
The SR motor sensorless control system shown in FIG. 14 supplies the speed command value to the speed control unit 82 through the subtractor 81, outputs from the speed control unit 82, turn-on angle command value θ0, commutation angle command θc, SR described later. A winding current of the
そして、前記位置推定部86においては、非飽和領域と飽和領域とに区分した状態で磁化特性をモデリングし{具体的には、3次以上のフーリエ係数を無視して、位置の余弦を変数とする二次方程式に簡単化し}、モデリングした式を解いて推定位置を算出する。 In the position estimation unit 86, the magnetization characteristics are modeled in a state of being divided into a non-saturated region and a saturated region {specifically, the third-order or higher-order Fourier coefficient is ignored, and the cosine of the position is defined as a variable. To a quadratic equation}, and solve the modeled equation to calculate the estimated position.
また、図15に示すSRモータセンサレス制御システムは、図14における位置推定部86として、巻線電圧を入力とする代わりに、PWM信号、インバータ84の直流電圧、および巻線電流を入力として巻線電圧を算出するようにしたものを採用している。また、電流値が最も大きな相を用いて回転子の回転位置の推定を行うことによりダイナミックレンジを向上させている。なお、他の部分の構成は図14と同様である。 The SR motor sensorless control system shown in FIG. 15 uses the PWM signal, the DC voltage of the inverter 84, and the winding current as inputs instead of the winding voltage as the position estimation unit 86 in FIG. The voltage is calculated. Further, the dynamic range is improved by estimating the rotational position of the rotor using the phase having the largest current value. The configuration of other parts is the same as that in FIG.
図14に示すSRモータセンサレス制御システム、または図15に示すSRモータセンサレス制御システムを採用した場合には、非線形の磁化特性を精度を低下させることなく簡単にモデリングすることができ、回転子の回転位置の推定精度を高めてSRモータを運転するためのインバータ出力波形のターンオン角や転流角を正確に制御でき、ひいては、定常運転時のモータの突発的な加減速、トルクリプルの増大や異音の発生などの不安定動作に陥ることなく制御できる。以下、こうした状態を「SRモータを精度よく制御することができる」という。 When the SR motor sensorless control system shown in FIG. 14 or the SR motor sensorless control system shown in FIG. 15 is adopted, the non-linear magnetization characteristics can be easily modeled without reducing accuracy, and the rotation of the rotor It is possible to accurately control the turn-on angle and commutation angle of the inverter output waveform for operating the SR motor by increasing the position estimation accuracy. As a result, sudden acceleration / deceleration of the motor during steady operation, increase in torque ripple and abnormal noise It can be controlled without falling into unstable operation such as generation of noise. Hereinafter, this state is referred to as “the SR motor can be accurately controlled”.
図14に示すSRモータセンサレス制御システム、および図15に示すSRモータセンサレス制御システムにおいては、回転子の回転位置を常にモデリングした磁化特性から算出しているのであるから、ノイズによる電流検出誤差が存在する場合や、モータの電磁設計(例えば、固定子、回転子それぞれの突極の幅など)の差により回転子が突極対向、非対向の近辺に位置する場合などには磁化特性から算出する回転子の回転位置が不正確になってしまう場合があった。そして、回転子の回転位置の推定精度が低下すると、SRモータを精度よく制御することができなくなってしまう。 In the SR motor sensorless control system shown in FIG. 14 and the SR motor sensorless control system shown in FIG. 15, since the rotational position of the rotor is always calculated from the modeled magnetization characteristics, there is a current detection error due to noise. Or when the rotor is positioned in the vicinity of the salient pole facing or not facing due to a difference in the electromagnetic design of the motor (for example, the width of the salient poles of the stator and the rotor). In some cases, the rotational position of the rotor would be inaccurate. When the estimation accuracy of the rotational position of the rotor is lowered, the SR motor cannot be controlled with high accuracy.
[発明の目的]
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、ノイズによる電流検出誤差が存在する場合、回転子が突極対向、非対向の近辺に位置する場合などにも回転子の回転位置の推定精度を高く維持してSRモータを精度良く制御することができるSRモータ制御方法およびその装置を提供することを目的としている。
[Object of invention]
The present invention has been made in view of the above-described problems. When there is a current detection error due to noise, the rotation position of the rotor is also detected when the rotor is positioned in the vicinity of the salient pole facing and non-facing. An object of the present invention is to provide an SR motor control method and apparatus capable of accurately controlling an SR motor while maintaining high estimation accuracy.
本発明に係るSRモータ制御方法の第1の態様は、SRモータの磁化特性およびSRモータの巻線電流からSRモータの回転子の第1の推定回転位置を推定し、SRモータの過去に推定した回転速度およびSRモータの回転子の過去に推定した回転位置からSRモータの回転子の第2の推定回転位置を推定し、第1、第2の何れかの推定回転位置を選択し、選択された回転子の推定回転位置に基づいてインバータを制御するSRモータ制御方法であって、前記磁化特性は、後述する数6(ここで、λ(i,θ)は前記SRモータが有する巻線での磁束鎖交数、iは前記巻線電流、n及びmはいずれも電流の次数、nmaxは前記巻線電流の最大次数、mmaxは飽和領域における前記巻線電流の最大次数、Isは飽和領域と非飽和領域との境界における前記巻線電流、Ln(θ)は後述する数4(ただしLnkは関数係数Ln(θ)のフーリエ係数、αは回転子極数)によって得られる前記回転子の回転位置の関数係数、Lsm(θ)は後述する数7(ただしLsmkは飽和領域における関数係数Lsm(θ)のフーリエ係数)によって得られる前記回転子の回転位置の関数係数)において、前記巻線電流が非飽和領域のときにはi<Isの場合を採用して得、前記巻線電流が飽和領域のときにはi≧Isの場合を採用して得る方法である。 The first aspect of the SR motor control method according to the present invention estimates the first estimated rotational position of the SR motor rotor from the magnetization characteristics of the SR motor and the winding current of the SR motor, and estimates the past of the SR motor. The second estimated rotational position of the SR motor rotor is estimated from the rotational speed and the estimated rotational position of the SR motor rotor in the past, and the first and second estimated rotational positions are selected and selected. SR motor control method for controlling the inverter based on the estimated rotational position of the rotor , wherein the magnetization characteristic is expressed by the following formula 6 (where λ (i, θ) is a winding of the SR motor) Where i is the winding current, n and m are the current orders, nmax is the maximum order of the winding current, mmax is the maximum order of the winding current in the saturation region, and Is is saturated. Boundary between region and unsaturated region , Ln (θ) is a function coefficient of the rotational position of the rotor, Lsm, which is obtained by the following equation 4 (where Lnk is the Fourier coefficient of the function coefficient Ln (θ) and α is the number of rotor poles). (Θ) is a function coefficient of the rotational position of the rotor obtained by Equation 7 described later (where Lsmk is a Fourier coefficient of the function coefficient Lsm (θ) in the saturation region), and when the winding current is in the unsaturated region This is a method obtained by adopting the case of i <Is, and adopting the case of i ≧ Is when the winding current is in the saturation region .
本発明に係るSRモータ制御方法の第2の態様は、その第1の態様であって、前記磁化特性の位置に対する変化が相対的に少ない領域と、前記変化が相対的に多い領域とを区分する互いに異なる2つの第1、第2基準位置を設定し、前記第1の推定回転位置が前記第1及び第2基準位置の間にあるか否かを判定し、肯定的判定がなされた場合には前記第1の推定回転位置を選択して前記インバータ(4)を制御し、否定的判定がなされた場合には前記第2の推定回転位置を選択して前記インバータ(4)を制御する方法である。 A second aspect of the SR motor control method according to the present invention is the first aspect, and divides a region where the change of the magnetization characteristic relative to the position is relatively small and a region where the change is relatively large. When two different first and second reference positions are set, it is determined whether or not the first estimated rotational position is between the first and second reference positions, and a positive determination is made The first estimated rotational position is selected to control the inverter (4), and if a negative determination is made, the second estimated rotational position is selected to control the inverter (4). Is the method.
本発明に係るSRモータ制御装置の第1の態様は、SRモータ(5)の磁化特性およびSRモータ(5)の巻線電流からSRモータ(5)の回転子の第1の推定回転位置を推定する第1推定手段(64)と、SRモータ(5)の過去に推定した回転速度およびSRモータ(5)の回転子の過去に推定した回転位置からSRモータ(5)の回転子の第2の推定回転位置を推定する第2推定手段(65)と、第1、第2の何れかの推定回転位置を選択する選択手段(66)と、選択された回転子の推定回転位置に基づいてインバータ(4)を制御するインバータ制御手段(3)と、前記推定回転位置における磁束鎖交数を算出する推定相磁束鎖交数算出部(63)とを含むSRモータ制御装置であって、前記磁束鎖交数は、後述する数6(ここで、λ(i,θ)は前記SRモータが有する巻線での磁束鎖交数、iは前記巻線電流、n及びmはいずれも電流の次数、nmaxは前記巻線電流の最大次数、mmaxは飽和領域における前記巻線電流の最大次数、Isは飽和領域と非飽和領域との境界における前記巻線電流、Ln(θ)は後述する数4(ただしLnkは関数係数Ln(θ)のフーリエ係数、αは回転子極数)によって得られる前記回転子の回転位置の関数係数、Lsm(θ)は後述する数7(ただしLsmkは飽和領域における関数係数Lsm(θ)のフーリエ係数)によって得られる前記回転子の回転位置の関数係数)において、前記巻線電流が非飽和領域のときには、i<Isの場合を採用して得、前記巻線電流が飽和領域のときには、i≧Isの場合を採用して得るものである。
According to a first aspect of the SR motor control device of the present invention, the first estimated rotational position of the rotor of the SR motor (5) is determined from the magnetization characteristics of the SR motor (5) and the winding current of the SR motor (5). The first estimation means (64) for estimating the rotational speed estimated in the past of the SR motor (5) and the rotational position estimated in the past of the rotor of the SR motor (5) Based on the estimated rotational position of the selected rotor, the second estimating means (65) for estimating the two estimated rotational positions, the selecting means (66) for selecting one of the first and second estimated rotational positions. An SR motor control device including an inverter control means (3) for controlling the inverter (4) and an estimated phase flux linkage number calculating unit (63) for calculating the flux linkage number at the estimated rotational position, The number of magnetic flux linkages is the number 6 (here, , Λ (i, θ) is the number of flux linkages in the windings of the SR motor, i is the winding current, n and m are all the current orders, nmax is the maximum order of the winding currents, mmax Is the maximum order of the winding current in the saturation region, Is is the winding current at the boundary between the saturation region and the non-saturation region, and Ln (θ) is a
本発明に係るSRモータ制御装置の第2の態様は、前記磁束鎖交数の位置に対する変化が相対的に少ない領域と、前記変化が相対的に多い領域とを区分する互いに異なる2つの第1、第2基準位置を設定し、前記第1の推定回転位置が前記第1及び第2基準位置の間にあるか否かを判定し、肯定的判定がなされた場合には前記第1の推定回転位置を選択して前記インバータ(4)を制御し、否定的判定がなされた場合には前記第2の推定回転位置を選択して前記インバータ(4)を制御するものである。 According to a second aspect of the SR motor control device of the present invention, two different first modes that divide a region where the change with respect to the position of the flux linkage number is relatively small and a region where the change is relatively large are distinguished. , Setting a second reference position, determining whether the first estimated rotational position is between the first and second reference positions, and if a positive determination is made, the first estimated position The rotational position is selected to control the inverter (4). If a negative determination is made, the second estimated rotational position is selected to control the inverter (4) .
本発明に係るSRモータ制御方法及びSRモータ制御装置の第1の態様によれば、非飽和領域と飽和領域とのそれぞれに応じて異なる数式で磁化特性を得るので、単一の数式(後述する数3)で得られる磁化特性が、飽和領域で測定値に対して持つ大きな誤差を抑制できるという特有の効果を奏する。 According to the first aspect of the SR motor control method and the SR motor control device according to the present invention, the magnetization characteristics are obtained by different mathematical formulas according to each of the non-saturated region and the saturated region. The magnetization characteristic obtained by Equation 3) has a specific effect that a large error with respect to the measurement value in the saturation region can be suppressed .
本発明に係るSRモータ制御方法及びSRモータ制御装置の第2の態様によれば、速度指令に対して精度のよい速度制御を実現でき、加速時にも安定な位置センサレス制御を実現できるという特有の効果を奏する。 According to the second aspect of the SR motor control method and the SR motor control device according to the present invention, it is possible to realize accurate speed control with respect to the speed command and to realize stable position sensorless control even during acceleration . There is an effect.
以下、添付図面を参照して、この発明のSRモータ制御方法およびその装置の実施の態様を詳細に説明する。 Embodiments of an SR motor control method and apparatus according to the present invention will be described below in detail with reference to the accompanying drawings.
図1はこの発明のSRモータ制御装置の一実施態様を示すブロック図である。なお、以下の説明はSRモータの固定子の極数が6、回転子の極数が4の場合について示しているが、他の極数の組み合せについても、同様にこの発明のSRモータ制御方法およびその装置を適用することができる。 FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the SR motor control device of the present invention. The following description shows the case where the number of poles of the stator of the SR motor is 6 and the number of poles of the rotor is 4. However, the SR motor control method of the present invention is similarly applied to other combinations of pole numbers. And its apparatus can be applied.
このSRモータ制御装置は、速度指令値および現在の推定速度を入力として速度偏差を出力する減算器1と、速度偏差を入力として速度制御演算{例えば、速度PI(比例・積分)演算}を行って電流波高値指令I*maxを出力する速度制御部2と、電流波高値指令I*max、ターンオン角指令θ0(例えば、運転状態に応じて実験的に定められる指令値)、転流角指令θc(例えば、運転状態に応じて実験的に定められる指令値)、SRモータ5の回転子の推定回転位置θe、およびSRモータ5の巻線電流iを入力として電流制御演算を行って(例えば、電流波高値指令I*maxと検出された巻線電流iとを比較し、θ0、θcより決まる通電相のインバータ出力電圧vを、i≦I*maxの時v=Von、i>I*maxの時v=0として、推定回転位置θeに基づきPWM制御を行って)PWM信号を出力する電流制御部3と、PWM信号を入力としてSRモータ5の各相に印加すべき各相電圧を出力するインバータ4と、PWM信号、インバータ4における直流電圧、SRモータ5の巻線電流、および推定速度を入力として後述する処理を行って推定回転位置θeを算出する位置推定部6と、時系列的に得られる推定回転位置θeどうしの差分を算出する微分器7と、算出された差分を入力として推定速度を出力するローパスフィルタ8とを有している。
This SR motor control device performs a speed control calculation {eg, speed PI (proportional / integral) calculation} with the speed deviation as an input, and a
図2は前記位置推定部6の構成を詳細に示すブロック図である。
FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the
位置検出部6は、後述するように最終的に得られた推定回転位置θeを入力として回転位置推定相を決定する推定相決定部61と、決定された回転位置推定相における巻線電流iを選択する推定相電流選択部62と、選択された巻線電流i、インバータ4における直流電圧VdcおよびPWMパターンを入力として、決定された回転位置推定相における磁束鎖交数λ{=∫(vph−R・i)dt}を算出する推定相磁束鎖交数算出部63と、選択された巻線電流iおよび算出された磁束鎖交数λを入力として回転位置推定演算を行って第1推定回転位置θMを出力する位置推定演算部64と、過去の推定回転位置と過去の回転速度に基づいてバックアップ回転位置としての第2推定回転位置θpを算出するバックアップ位置算出部65と、第1推定回転位置θMまたは第2推定回転位置θpを選択して最終的に得られた推定回転位置θeとして出力する推定回転位置選択部66とを有している。
As will be described later, the
さらに説明する。 Further explanation will be given.
SRモータの磁化特性の数式モデルは、「Modelling a nonlinear variable reluctance motor drive」,IEE proceedings, Vol.137,Pt.B,No.5,pp314−326, sept,1990においてD.A.Torrey氏らにより検討されており、巻線電流iおよび回転子の回転位置θの関数として磁束鎖交数λを数1で定義している。
The mathematical model of the magnetization characteristics of the SR motor is described in “Modelling a non-linear variable reluctance motor drive”, IEEE processings, Vol. 137, Pt. B, No. 5, pp 314-326, sept, 1990; A. Studied by Torrey et al., And the flux linkage number λ is defined by
そして、上式中のa1(θ)〜a3(θ)は数2で与えられる。
Then, a1 (θ) to a3 (θ) in the above formula are given by
ここで、αは回転子極数である。 Here, α is the number of rotor poles.
数1は指数関数を含む複雑な式であるから、リアルタイムに数1を計算することは殆ど不可能である。そこで、以下のようにして数1を簡単化する。
Since
数1のexpa2(θ)iをテイラー展開することにより、数1を数3に書き換えることができる。
ここで、数3中の回転位置の関数係数Ln(θ)は数4で表される。
Here, the function coefficient Ln (θ) of the rotational position in
数3の電流の最大次数nmax、数4のフーリエ係数Lnkは、図3に示す磁化特性の一例の測定値を基に、最小二乗近似およびDFT解析により決定できる。
The maximum order nmax of the current of
「電流の最大次数nmaxの決定」
巻線電流値の増加に対して磁気飽和現象が最も顕著となるのは、回転子の回転位置が完全対向時(θ=90°)で、この場合に数3の電流次数nに、より高次の成分が含まれる。したがって、電流の最大次数nmaxを決定するためには、完全対向時の磁化特性に対して数5により最小二乗近似を行えばよい。
"Determination of the maximum order nmax of current"
The magnetic saturation phenomenon becomes most prominent with respect to the increase in the winding current value when the rotational position of the rotor is completely opposed (θ = 90 °), and in this case, the current order n of
得られた最小二乗近似結果では、電流の7次以上の係数L7、L8・・・が6次までの係数L1〜L6に比べて十分小さく無視できる程度であるため、電流の最大次数の低次化を目的にnmax=6にすることができる。 In the obtained result of the least square approximation, the seventh and higher order coefficients L7, L8,... Are sufficiently small and negligible compared with the coefficients L1 to L6 up to the sixth order. Nmax = 6 can be set for the purpose of conversion.
「フーリエ係数Lnkの決定」
他の回転子回転位置についても順次「電流の最大次数nmaxの決定」を行えば、回転子回転位置に対するL1〜L6の値を得ることができる。回転子回転位置に対するL1の空間分布の一例を図4に示す。図4で回転子回転位置0°〜40°のデータは、モータ構造の対称性から90°〜50°のデータを書き換えており、L1〜L6の空間分布のDFT解析により各フーリエ係数Lnkを決定することができる。
"Determination of Fourier coefficient Lnk"
If the “determination of the maximum current order nmax” is sequentially performed for other rotor rotational positions, the values of L1 to L6 with respect to the rotor rotational position can be obtained. An example of the spatial distribution of L1 with respect to the rotor rotation position is shown in FIG. In FIG. 4, the data of the rotor
「電流の最大次数nmaxの決定」および「フーリエ係数Lnkの決定」で決定した、電流の最大次数nmaxおよび各フーリエ係数Lnkを数3に代入して得た、完全対向時の磁化特性の一例を図5に示す。図5から、数3で得られた磁化特性は測定値に対し、10A以上の飽和領域で大きな誤差を持つことが分かる。そして、この誤差を解消するためには、測定データ数を増加させ、または回転位置の関数係数Ln(θ)を高次化すればよいことが知られている。しかし、このような対処を行えば、数式の簡単化からかけ離れてしまうので、リアルタイム処理を行うことができなくなってしまう。この点を考慮し、数3を、非飽和領域と飽和領域とに区分して構築し直すことにより、数6が得られる。
An example of the magnetization characteristic at the time of complete opposition obtained by substituting the maximum order nmax of current and each Fourier coefficient Lnk into
ここで、数6中の回転位置の関数係数Lsm(θ)は数7で表される。
Here, the function coefficient Lsm (θ) of the rotational position in
数6のmmax、数7のLsmkはそれぞれ飽和領域における巻線電流の最大次数とフーリエ係数で、前記と同様に、「電流の最大次数の決定」および「フーリエ係数の決定」により決定することができる。そして、決定したmmax=3、Lsmkを数6に代入して得られた磁化特性を図6に示す。図6から分かるように、回転子回転位置によらず、測定値に対して最大誤差5%の範囲で一致し、数6の妥当性が確認できる。
Mmax in
数4、数7において3次以上(k≧3)のフーリエ係数が無視でき、2次までが有効であると仮定すれば、数6は数8に整理できる。
In
ここで、A1、B1、C1は数9で与えられる。
Here, A1, B1, and C1 are given by
巻線電流iおよび巻線印加電圧vphの検出値を用いれば、C1に含まれる磁束鎖交数λは数10で得られ、A1、B1、C1は全て算出可能になる。ただし、インバータのスイッチング状態、インバータにおける直流電圧、および巻線電流に対応して定まるスイッチング素子の電圧降下から演算により巻線印加電圧vphを算出することが可能であり、この場合には巻線電圧検出素子を省略し、実装コストを低減することができる。
If the detected values of the winding current i and the winding applied voltage vph are used, the flux linkage number λ included in C1 can be obtained by
さらに数8を整理すると数11に示すように、cos(αθ)を変数とする2次方程式が得られ、数11により回転子回転位置推定を簡単な処理で実現することができる。
Further, when
数6で3次以上のフーリエ係数をゼロとした回転子回転位置推定用の簡易数式表現で得られる磁化特性を図7に示す。図7と図6とを比較すれば、3次以上のフーリエ係数を含む場合に比べ、回転子回転位置が非対向近傍(θ<50°)および対向近傍(θ>75°)では測定値に対する誤差が大きくなっているものの、50°<θ<75°の範囲ではほぼ同一の特性が得られていることが分かる。本来、非対向近傍および対向近傍では、回転子回転位置の変化に対する磁束鎖交数の変化が少なく、回転子回転位置の推定精度が低下することを考慮すれば、上述のように2次までのフーリエ係数を有効と仮定しても回転子回転位置推定精度に及ぼす影響は少ないが、モータ電磁設計(例えば、固定子、回転子それぞれの突極の幅など)の差により、非対向近傍、対向近傍での回転位置精度が著しく低下し、SRモータの制御精度が劣化した場合に対応し、後述の「バックアップ回転位置」を適宜選択することで、絶えずSRモータを精度良く制御できる。
FIG. 7 shows the magnetization characteristics obtained by the simple mathematical expression for estimating the rotor rotational position in which the Fourier coefficient of the third or higher order is zero in
したがって、位置推定演算部64において、数11を解いてcos(αθ)を得、cos-1の演算を行い、または予め設定されているテーブルを参照して回転子回転位置θを得るようにすればよい。 Therefore, the position estimation calculation unit 64 solves Equation 11 to obtain cos (αθ) and calculates cos −1 , or refers to a preset table to obtain the rotor rotation position θ. That's fine.
「推定相の決定」
3相各相で均等に回転子回転位置推定を行う場合には、1相当たりの推定期間は30°である。そして、測定値に対する誤差に関する上記の点を考慮し、U相での推定開始角を47.5°とすれば、各相の推定期間はU相47.5°〜77.5°、V相17.5°〜47.5°、W相77.5°〜17.5°となる。これを基に位置推定演算部64で最終的に得られた推定回転位置θeを用いて、推定相決定部61において次の制御周期における回転位置推定相を決定する。
"Determining the estimated phase"
In the case where the rotor rotational position is estimated equally in each of the three phases, the estimation period per phase is 30 °. In consideration of the above-mentioned point regarding the error with respect to the measured value, if the estimation start angle in the U phase is 47.5 °, the estimation period of each phase is U phase 47.5 ° to 77.5 °, V phase 17.5 ° to 47.5 ° and W phase 77.5 ° to 17.5 °. Based on this, using the estimated rotational position θe finally obtained by the position estimation calculation unit 64, the estimated phase determination unit 61 determines the rotational position estimation phase in the next control cycle.
「バックアップ回転位置の算出」
位置推定演算部64から出力される第1推定回転位置θMが何らかの原因により不正確になった場合のバックアップデータとして用いられるバックアップ回転位置(第2推定回転位置)θpをバックアップ位置算出部65により過去の推定回転位置と過去の回転速度に基づいて算出して出力する。具体的には、例えば、3制御周期前の推定回転位置θe(n−3)と、推定回転位置の差分により算出した前回および前々回の推定速度の平均値ω(n−3/2)とを用いて、次式により現在のバックアップ回転位置θp(n)を算出する。ただし、Tsは制御周期、nは整数である。θp(n)=θe(n−3)+3ω(n−3/2)Ts「第1推定回転位置θMまたは第2推定回転位置θpの選択」第1推定回転位置θMまたは第2推定回転位置θpの選択は、例えば、図8のフローチャートの処理または図9のフローチャートの処理に基づいて行われる。
"Calculation of backup rotation position"
A backup rotational position (second estimated rotational position) θp used as backup data when the first estimated rotational position θM output from the position estimation calculation unit 64 becomes inaccurate for some reason is stored in the past by the backup
図8のフローチャートは、電流、電圧の検出値がノイズの影響を受けているか否かに対応する処理である。 The flowchart of FIG. 8 is processing corresponding to whether or not the detected values of current and voltage are affected by noise.
ステップSP1において、前回の推定速度と前々回の推定速度との差の絶対値|ωe(n−2)−ωe(n−1)|が予め設定された基準値Ωε(実験的に定められる値)よりも小さいか否かを判定する。この判定はバックアップ回転位置の算出に用いられる速度情報が妥当か否かを判定するものであるから、前回の推定速度と前々回の推定速度との差の絶対値|ωe(n−2)−ωe(n−1)|が予め設定された基準値Ωε以上であると判定された場合には、ステップSP2において、保護停止処理の呼び出しを行う。 In step SP1, the absolute value | ωe (n−2) −ωe (n−1) | of the difference between the previous estimated speed and the previous estimated speed is a preset reference value Ωε (value determined experimentally). Or less. Since this determination is to determine whether or not the speed information used for calculating the backup rotational position is valid, the absolute value of the difference between the previous estimated speed and the previous estimated speed | ωe (n−2) −ωe If it is determined that (n−1) | is equal to or larger than a preset reference value Ωε, a protection stop process is called in step SP2.
逆に、ステップSP1において前回の推定速度と前々回の推定速度との差の絶対値|ωe(n−2)−ωe(n−1)|が予め設定された基準値Ωεよりも小さいと判定された場合には、ステップSP3において、第1推定回転位置θMと第2推定回転位置θpとの差の絶対値が予め設定された基準値θε(実験的に定められる値)よりも大きいか否かを判定する。この判定は第1推定回転位置θMの信頼性が高いか否かを判定するものであるから、第1推定回転位置θMと第2推定回転位置θpとの差の絶対値が予め設定された基準値θε以下であると判定された場合には、ステップSP5において、第1推定回転位置θM(n)を推定回転位置θe(n)とする。 Conversely, in step SP1, it is determined that the absolute value | ωe (n−2) −ωe (n−1) | of the difference between the previous estimated speed and the previous estimated speed is smaller than a preset reference value Ωε. In step SP3, whether or not the absolute value of the difference between the first estimated rotational position θM and the second estimated rotational position θp is larger than a preset reference value θε (value determined experimentally). Determine. Since this determination is to determine whether or not the reliability of the first estimated rotational position θM is high, a reference in which the absolute value of the difference between the first estimated rotational position θM and the second estimated rotational position θp is set in advance. If it is determined that the value is equal to or smaller than the value θε, the first estimated rotational position θM (n) is set as the estimated rotational position θe (n) in step SP5.
逆に、ステップSP3において第1推定回転位置θMと第2推定回転位置θpとの差の絶対値が予め設定された基準値θεよりも大きいと判定された場合には、ステップSP4において、第1推定回転位置θM(n)が前回の推定回転位置θe(n−1)よりも小さいか否かを判定する。この判定はSRモータが逆転したと判定されるか否かに基づいて第1推定回転位置θM(n)の信頼性が低いか否かを判定するものであるから、第1推定回転位置θM(n)が前回の推定回転位置θe(n−1)以上であると判定された場合には、ステップSP5の処理を行う。 Conversely, when it is determined in step SP3 that the absolute value of the difference between the first estimated rotational position θM and the second estimated rotational position θp is greater than a preset reference value θε, in step SP4, the first It is determined whether or not the estimated rotational position θM (n) is smaller than the previous estimated rotational position θe (n−1). Since this determination is based on whether or not the SR motor is determined to be reversed, it is determined whether or not the reliability of the first estimated rotational position θM (n) is low. Therefore, the first estimated rotational position θM ( When it is determined that n) is equal to or greater than the previous estimated rotational position θe (n−1), the process of step SP5 is performed.
逆に、第1推定回転位置θM(n)が前回の推定回転位置θe(n−1)よりも小さいと判定された場合には、SRモータが逆転することはないのであるから、ステップSP6において、第2推定回転位置θp(n)を推定回転位置θe(n)とする。 Conversely, if it is determined that the first estimated rotational position θM (n) is smaller than the previous estimated rotational position θe (n−1), the SR motor does not reverse, so in step SP6. The second estimated rotation position θp (n) is set as the estimated rotation position θe (n).
そして、ステップSP2の処理、ステップSP5の処理、またはステップSP6の処理が行われた場合には、そのまま元の処理に戻る。 Then, when the process of step SP2, the process of step SP5, or the process of step SP6 is performed, the process returns to the original process as it is.
なお、図8のフローチャートにおいて、ステップSP3の判定、またはステップSP4の判定を単独で行うようにしてもよい他、ステップSP2の処理に代えてステップSP5の処理を行うようにしてもよい。 In the flowchart of FIG. 8, the determination at step SP3 or the determination at step SP4 may be performed independently, or the processing at step SP5 may be performed instead of the processing at step SP2.
図9のフローチャートは、磁化特性の位置に対する変化が少ないか否かに対応する処理である。 The flowchart of FIG. 9 is a process corresponding to whether or not there is little change with respect to the position of the magnetization characteristic.
ステップSP1において、前回の推定回転位置θe(n−1)が予め設定された第1基準位置θ^uよりも大きいか否かを判定し、前回の推定回転位置θe(n−1)が予め設定された第1基準位置よりも大きいと判定された場合には、ステップSP2において、前回の推定回転位置θe(n−1)が予め設定された第2基準位置θ^aよりも小さいか否かを判定する。ここで、前記第1基準位置θ^uおよび第2基準位置θ^aは、図10に示すように、磁化特性の位置に対する変化が少ない領域と磁化特性の位置に対する変化が大きい領域とを区分するために設定されるものであり、磁化特性の測定結果から求めることができる。そして、ステップ1において前回の推定回転位置θe(n−1)が予め設定された第1基準位置θ^u以下であると判定された場合、またはステップ2において前回の推定回転位置θe(n−1)が予め設定された第2基準位置θ^a以上であると判定された場合には、ステップ3において、第2推定回転位置θp(n)を推定回転位置θe(n)とする。逆に、前回の推定回転位置θe(n−1)が予め設定された第1基準位置θ^uよりも大きく、かつ第2基準位置θ^aよりも小さいと判定された場合には、ステップ4において、第1推定回転位置θM(n)を推定回転位置θe(n)とする。
In step SP1, it is determined whether or not the previous estimated rotational position θe (n−1) is greater than a preset first reference position θ ^ u, and the previous estimated rotational position θe (n−1) is determined in advance. If it is determined that the position is larger than the set first reference position, whether or not the previous estimated rotation position θe (n−1) is smaller than the preset second reference position θ ^ a in step SP2. Determine whether. Here, as shown in FIG. 10, the first reference position θ ^ u and the second reference position θ ^ a are divided into a region having a small change with respect to the position of the magnetization characteristic and a region having a large change with respect to the position of the magnetization characteristic. Therefore, it can be obtained from the measurement result of the magnetization characteristics. Then, when it is determined in
そして、ステップ3の処理、またはステップ4の処理が行われた場合には、そのまま元の処理に戻る。上記のSRモータ制御方法、装置によりSRモータ(回転子/固定子極数が6/4、定格出力が1.5kW、定格回転数が5400rpm、定格トルクが2.65N・m)を駆動したところ、以下のように良好な制御を達成することができた。
Then, when the process of
速度4000rpm/定格負荷トルク時には、実回転位置(θr)と推定回転位置(θe)との差(Δθ)は平均的にゼロで、最大でも機械角2°であるとともに、推定速度(ωe)は実速度(ωr)と一致しており{速度差(Δω)がほぼゼロであり}、速度指令に対して精度のよい速度制御を実現できた(図11参照)。 At a speed of 4000 rpm / rated load torque, the difference (Δθ) between the actual rotational position (θr) and the estimated rotational position (θe) is zero on average, the mechanical angle is 2 ° at the maximum, and the estimated speed (ωe) is It coincides with the actual speed (ωr) (the speed difference (Δω) is almost zero), and the speed control with high accuracy with respect to the speed command can be realized (see FIG. 11).
速度200rpm/無負荷時には、実回転位置(θr)と推定回転位置(θe)との差(Δθ)は平均的にゼロで、最大でも機械角5°程度であり、低速時であっても速度指令に対して比較的精度のよい速度制御を実現できた(図12参照)。 When the speed is 200 rpm / no load, the difference (Δθ) between the actual rotational position (θr) and the estimated rotational position (θe) is zero on average, and the maximum is about 5 ° mechanical angle. It was possible to realize speed control with relatively high accuracy with respect to the command (see FIG. 12).
速度200rpmから4000rpmまでのランプ速度指令を与えるとともに、4000rpm時に定格負荷トルクを生じさせ、しかも加速度を2400rpm/secとした時には、実回転位置(θr)と推定回転位置(θe)との差(Δθ)は最大でも機械角4°であるとともに、推定速度(ωe)と実速度(ωr)との差(Δω)は最大でも70rpmであり、加速時にも安定な位置センサレス制御を実現できた(図13参照)。 When a ramp speed command from 200 rpm to 4000 rpm is given and a rated load torque is generated at 4000 rpm and the acceleration is 2400 rpm / sec, the difference (Δθ) between the actual rotational position (θr) and the estimated rotational position (θe) ) Has a mechanical angle of 4 ° at the maximum, and the difference (Δω) between the estimated speed (ωe) and the actual speed (ωr) is at most 70 rpm, and stable position sensorless control can be realized even during acceleration (see FIG. 13).
〈作用〉
請求項1のSRモータ制御方法であれば、SRモータの磁化特性およびSRモータの巻線電流からSRモータの回転子の第1の推定回転位置を推定し、SRモータの過去に推定した回転速度およびSRモータの回転子の過去に推定した回転位置からSRモータの回転子の第2の推定回転位置を推定し、第1、第2の何れかの推定回転位置を選択し、選択された回転子の推定回転位置に基づいてインバータを制御するのであるから、磁化特性およびSRモータの巻線電流から推定したSRモータの回転子の第1の推定回転位置、またはSRモータの過去に推定した回転速度およびSRモータの回転子の過去に推定した回転位置から推定したSRモータの回転子の第2の推定回転位置を選択的に採用することにより、回転子の回転位置の推定精度の低下を防止し、ひいてはSRモータを精度よく制御することができる。
<Action>
According to the SR motor control method of
請求項2のSRモータ制御方法であれば、前記第1の推定回転位置の信頼性が高いか否かを判定し、判定結果に応答して第1、第2の何れかの推定回転位置を選択するのであるから、第1の推定回転位置の信頼性の判定結果に応じて第1、第2の何れかの推定回転位置を選択することができ、回転子の回転位置の推定精度の低下を防止し、ひいてはSRモータを精度よく制御することができる。
According to the SR motor control method of
請求項3のSRモータ制御方法であれば、前記第1の推定回転位置がノイズの影響を受けて信頼性が低いか否かを判定し、判定結果に応答して第1、第2の何れかの推定回転位置を選択するのであるから、第1の推定回転位置がノイズの影響を受けて不正確か否かに応じて精度が高い推定回転位置を選択することができ、ひいてはSRモータを精度よく制御することができる。
According to the SR motor control method of
請求項4のSRモータ制御方法であれば、前記第1の推定回転位置がノイズの影響を受けて信頼性が低いか否かを判定し、第1の推定回転位置の信頼性が高いと判定されたことに応答して第1の推定回転位置を選択し、第1の推定回転位置の信頼性が低いと判定されたことに応答して第2の推定回転位置を選択するのであるから、第1の推定回転位置がノイズの影響を受けて不正確か否かに応じて精度が高い推定回転位置を選択することができ、ひいてはSRモータを精度よく制御することができる。
According to the SR motor control method of
請求項5のSRモータ制御装置であれば、第1推定手段によってSRモータの磁化特性およびSRモータの巻線電流からSRモータの回転子の第1の推定回転位置を推定し、第2推定手段によってSRモータの過去に推定した回転速度およびSRモータの回転子の過去に推定した回転位置からSRモータの回転子の第2の推定回転位置を推定し、選択手段によって第1、第2の何れかの推定位置を選択することができる。そして、インバータ制御手段によって、選択された回転子の推定回転位置に基づいてインバータを制御することができる。
According to the SR motor control apparatus of
したがって、第1の推定回転位置、または第2の推定回転位置を選択的に採用することにより、回転子の回転位置の推定精度の低下を防止し、ひいてはSRモータを精度よく制御することができる。 Therefore, by selectively adopting the first estimated rotational position or the second estimated rotational position, it is possible to prevent a decrease in the estimation accuracy of the rotational position of the rotor and to control the SR motor with high accuracy. .
請求項6のSRモータ制御装置であれば、前記選択手段として、前記第1の推定回転位置の信頼性が高いか否かを判定し、判定結果に応答して第1、第2の何れかの推定回転位置を選択するものを採用するのであるから、第1の推定回転位置の信頼性の判定結果に応じて第1、第2の何れかの推定回転位置を選択することができ、回転子の回転位置の推定精度の低下を防止し、ひいてはSRモータを精度よく制御することができる。
In the SR motor control device according to
請求項7のSRモータ制御装置であれば、前記選択手段として、第1の推定回転位置がノイズの影響を受けて信頼性が低いか否かを判定し、判定結果に応答して第1、第2の何れかの推定回転位置を選択するものを採用するのであるから、第1の推定回転位置がノイズの影響を受けて不正確か否かに応じて精度が高い推定回転位置を選択することができ、ひいてはSRモータを精度よく制御することができる。 In the SR motor control device according to claim 7, as the selection unit, it is determined whether or not the first estimated rotational position is affected by noise and is low in reliability, and the first, Since one that selects one of the second estimated rotational positions is adopted, the first estimated rotational position is affected by noise, and an estimated rotational position with high accuracy is selected according to whether it is incorrect or not. As a result, the SR motor can be controlled with high accuracy.
請求項8のSRモータ制御装置であれば、前記選択手段として、第1の推定回転位置がノイズの影響を受けて信頼性が低いか否かを判定し、第1の回転位置の信頼性が高いと判定されたことに応答して第1推定手段から得られた第1の推定回転位置を選択し、第1の推定回転位置の信頼性が低いと判定されたことに応答して第2推定手段から得られた第2の推定回転位置を選択するものを採用するのであるから、第1の推定回転位置がノイズの影響を受けて不正確か否かの判定結果に応じて、精度が高い推定回転位置を選択することができ、ひいてはSRモータを精度よく制御することができる。
In the SR motor control device according to
3 電流制御部 4 インバータ
5 SRモータ 64 位置推定演算部
3
Claims (4)
前記磁化特性は、次式において、
λ(i,θ)は前記スイッチトリラクタンスモータが有する巻線での磁束鎖交数、
iは前記巻線電流、
n及びmはいずれも電流の次数、
nmaxは前記巻線電流の最大次数、
mmaxは飽和領域における前記巻線電流の最大次数、
Isは飽和領域と非飽和領域との境界における前記巻線電流、
Ln(θ)は前記回転子の回転位置の関数係数であり次式によって得られる
Lsm(θ)は前記回転子の回転位置の関数係数であり次式によって得られる
前記巻線電流が非飽和領域のときにはi<Isの場合を採用して得、前記巻線電流が飽和領域のときにはi≧Isの場合を採用して得る
ことを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの制御方法。 The first estimated rotational position of the rotor of the switched reluctance motor (5) is estimated from the magnetization characteristics of the switched reluctance motor (5) and the winding current of the switched reluctance motor (5), and the switched reluctance motor (5 ) To estimate the second estimated rotational position of the rotor of the switched reluctance motor (5) from the estimated rotational speed of the rotor of the switched reluctance motor (5) and the first estimated rotational position of the rotor of the switched reluctance motor (5). A switched reluctance motor control method for appropriately selecting one of the second estimated rotational positions and controlling the inverter (4) based on the estimated rotational position of the selected rotor ,
The magnetization characteristic is given by
λ (i, θ) is the number of magnetic flux linkages in the winding of the switched reluctance motor,
i is the winding current,
n and m are both current orders,
nmax is the maximum order of the winding current,
mmax is the maximum order of the winding current in the saturation region,
Is is the winding current at the boundary between the saturated region and the unsaturated region,
Ln (θ) is a function coefficient of the rotational position of the rotor and is obtained by the following equation.
Lsm (θ) is a function coefficient of the rotational position of the rotor and is obtained by the following equation.
The switch is obtained when i <Is is obtained when the winding current is in a non-saturated region, and is obtained when i ≧ Is when the winding current is in a saturated region. Control method for trilactance motor.
前記第1の推定回転位置が前記第1及び第2基準位置の間にあるか否かを判定し、肯定的判定がなされた場合には前記第1の推定回転位置を選択して前記インバータ(4)を制御し、否定的判定がなされた場合には前記第2の推定回転位置を選択して前記インバータ(4)を制御する
請求項1に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。 Two different first and second reference positions for distinguishing between a region with a relatively small change with respect to the position of the magnetization characteristic and a region with a relatively large change,
It is determined whether or not the first estimated rotational position is between the first and second reference positions. If a positive determination is made, the first estimated rotational position is selected and the inverter ( The control of the switched reluctance motor according to claim 1, wherein when the negative determination is made, the second estimated rotational position is selected to control the inverter (4). Method.
前記磁束鎖交数は、次式において、 The magnetic flux linkage number is given by
λ(i,θ)は前記スイッチトリラクタンスモータが有する巻線での磁束鎖交数、λ (i, θ) is the number of flux linkages in the winding of the switched reluctance motor,
iは前記巻線電流、i is the winding current,
n及びmはいずれも電流の次数、n and m are both current orders,
nmaxは前記巻線電流の最大次数、nmax is the maximum order of the winding current,
mmaxは飽和領域における前記巻線電流の最大次数、mmax is the maximum order of the winding current in the saturation region,
Isは飽和領域と非飽和領域との境界における前記巻線電流、Is is the winding current at the boundary between the saturated region and the unsaturated region,
Ln(θ)は前記回転子の回転位置の関数係数であり次式によって得られるLn (θ) is a function coefficient of the rotational position of the rotor and is obtained by the following equation.
Lsm(θ)は前記回転子の回転位置の関数係数であり次式によって得られるLsm (θ) is a function coefficient of the rotational position of the rotor and is obtained by the following equation.
前記巻線電流が非飽和領域のときには、i<Isの場合を採用して得、前記巻線電流が飽和領域のときには、i≧Isの場合を採用して得る When the winding current is in the non-saturated region, the case of i <Is is adopted, and when the winding current is in the saturated region, the case of i ≧ Is is adopted.
ことを特徴とするスイッチトリラクタンスモータ制御装置。A switched reluctance motor control device.
前記第1の推定回転位置が前記第1及び第2基準位置の間にあるか否かを判定し、肯定的判定がなされた場合には前記第1の推定回転位置を選択して前記インバータ(4)を制御し、否定的判定がなされた場合には前記第2の推定回転位置を選択して前記インバータ(4)を制御する It is determined whether or not the first estimated rotational position is between the first and second reference positions. If a positive determination is made, the first estimated rotational position is selected and the inverter ( 4) is controlled, and if a negative determination is made, the second estimated rotational position is selected to control the inverter (4).
請求項3に記載のスイッチトリラクタンスモータ制御装置。The switched reluctance motor control device according to claim 3.
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