JP4696703B2

JP4696703B2 - Inverter device

Info

Publication number: JP4696703B2
Application number: JP2005167986A
Authority: JP
Inventors: 尚美後藤
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-06-25
Filing date: 2005-06-08
Publication date: 2011-06-08
Anticipated expiration: 2025-06-08
Also published as: JP2006296178A

Description

本発明は、ＰＷＭ３相変調によりモータを駆動するインバータ装置に関するものである。 The present invention relates to an inverter device that drives a motor by PWM three-phase modulation.

従来、この種のインバータ装置として、ＰＷＭ２相変調による正弦波駆動方式がある（例えば、特許文献１参照）。 Conventionally, as this type of inverter device, there is a sinusoidal drive system using PWM two-phase modulation (see, for example, Patent Document 1).

この方式について以下説明する。図１８は正弦波駆動用インバータ装置の電気回路図で、インバータ装置とその周辺の回路を示す。インバータ装置１２１の制御回路１０７は、電流センサ６からの電流を演算することによりセンサレスＤＣブラシレスモータ１１を構成する磁石回転子５の位置検出を行う。そして、回転数指令信号（図示せず）等に基づき、インバータ回路１０を構成するスイッチング素子２を制御し、バッテリー１からの直流
電圧をＰＷＭ変調でスイッチングすることにより、正弦波状の交流電流をセンサレスＤＣブラシレスモータ１１（以降モータと称す）を構成する固定子巻線４へ出力する。 This method will be described below. FIG. 18 is an electric circuit diagram of a sine wave drive inverter device, showing the inverter device and its peripheral circuits. The control circuit 107 of the inverter device 121 detects the position of the magnet rotor 5 constituting the sensorless DC brushless motor 11 by calculating the current from the current sensor 6. Then, based on a rotational speed command signal (not shown) or the like, the switching element 2 constituting the inverter circuit 10 is controlled, and the DC voltage from the battery 1 is switched by PWM modulation, so that a sinusoidal AC current is sensorless. This is output to the stator winding 4 constituting the DC brushless motor 11 (hereinafter referred to as a motor).

インバータ回路１０を構成するダイオード３は、固定子巻線４からの電流の還流ルートとなる。スイッチング素子２について、上アームスイッチング素子をＵ，Ｖ，Ｗ、下アームスイッチング素子をＸ，Ｙ，Ｚと定義し、また、各スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚに対応するダイオードを、３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ，３Ｘ，３Ｙ，３Ｚと定義する。 The diode 3 constituting the inverter circuit 10 serves as a current return route from the stator winding 4. For the switching element 2, upper arm switching elements are defined as U, V, W, lower arm switching elements are defined as X, Y, Z, and diodes corresponding to the switching elements U, V, W, X, Y, Z Is defined as 3U, 3V, 3W, 3X, 3Y, 3Z.

電流センサ６の検出電流値は、消費電力算出やスイッチング素子２等を保護するための判断にも用いられる。図１８において、電流センサ６は電源ラインのマイナス側に挿入されているが、電流は同じなのでプラス側でも良い。 The detected current value of the current sensor 6 is also used for power consumption calculation and determination for protecting the switching element 2 and the like. In FIG. 18, the current sensor 6 is inserted on the negative side of the power supply line. However, since the current is the same, it may be on the positive side.

２相変調の波形の特性図を示す。図１９は５０％変調、図２０は１００％変調におけるそれぞれの各相波形の変調を示す特性図で、Ｕ相端子電圧４１、Ｖ相端子電圧４２、Ｗ相端子電圧４３、及び中性点電圧２９を示している。これらの端子電圧はＰＷＭ変調にて縦軸に示すＤｕｔｙ（％）で実現される。中性点電圧２９は、各相の端子電圧の和を求め３で除した値である。また、相電圧は、端子電圧から中性点電圧を引いた値であり、正弦波になる。 The characteristic figure of the waveform of two phase modulation is shown. FIG. 19 is a characteristic diagram showing the modulation of each phase waveform in 50% modulation, and FIG. 20 is a 100% modulation. U-phase terminal voltage 41, V-phase terminal voltage 42, W-phase terminal voltage 43, and neutral point voltage. 29 is shown. These terminal voltages are realized by duty (%) indicated on the vertical axis by PWM modulation. The neutral point voltage 29 is a value obtained by calculating the sum of the terminal voltages of each phase and dividing by 3. The phase voltage is a value obtained by subtracting the neutral point voltage from the terminal voltage, and is a sine wave.

図２１は２相変調の１キャリア内（キャリア周期）でのタイミングチャートであり、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，ＺのＯＮ／ＯＦＦの一例を示している。この場合、図１９の５０％変調において、位相がおおよそ１３５度でのタイミングチャートである。各スイッチング素子のスイッチングには、（ａ），（ｂ），（ｃ）の３種類があり、それぞれ図２２〜図２４に電流経路を示す電気回路図を示す。 FIG. 21 is a timing chart in one carrier (carrier cycle) of two-phase modulation, and shows an example of ON / OFF of the upper arm switching elements U, V, W and the lower arm switching elements X, Y, Z. . In this case, in the 50% modulation of FIG. 19, the phase chart is approximately 135 degrees. There are three types of switching of each switching element (a), (b), and (c), and FIGS. 22 to 24 show electric circuit diagrams showing current paths, respectively.

期間（ａ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ全てがＯＦＦ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚ全てがＯＮである。Ｕ相電流、Ｖ相電流がそれぞれ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙと並列のダイオードから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。下アームとモータ１１間で電流が循環している。よって、バッテリー１からインバータ回路１０及びモータ１１へは電力供給されない非通電の状態にある。 In the period (a), all the upper arm switching elements U, V, W are OFF, and all the lower arm switching elements X, Y, Z are ON. U-phase current and V-phase current flow from the diodes in parallel with the lower arm switching elements X and Y to the stator winding 4, respectively, and W-phase current flows from the stator winding 4 to the lower arm switching element Z. Current circulates between the lower arm and the motor 11. Therefore, no power is supplied from the battery 1 to the inverter circuit 10 and the motor 11.

期間（ｂ）においては、上アームスイッチング素子ＵがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｙ，ＺがＯＮである。Ｕ相電流は、上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流は下アームスイッチング素子Ｙと並列のダイオードから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、バッテリー１からインバータ回路１０及びモータ１１へ電力供給される通電状態にある。このとき、電源ライン（電流センサ６）には、Ｕ相の相電流が流れる。 In the period (b), the upper arm switching element U is ON, and the lower arm switching elements Y and Z are ON. The U-phase current flows from the upper arm switching element U to the stator winding 4, the V-phase current flows from the diode parallel to the lower arm switching element Y to the stator winding 4, and the W-phase current flows to the stator winding 4. To the lower arm switching element Z. Therefore, the battery 1 is in an energized state in which power is supplied from the battery 1 to the inverter circuit 10 and the motor 11. At this time, a U-phase current flows through the power supply line (current sensor 6).

期間（ｃ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ，ＶがＯＮ、下アームスイッチング素子ＺがＯＮである。Ｕ相電流、Ｖ相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、バッテリー１からインバータ回路１０及びモータ１１へ電力供給される通電状態にある。そして、電源ライン（電流センサ６）には、Ｗ相の相電流が流れる。 In the period (c), the upper arm switching elements U and V are ON, and the lower arm switching element Z is ON. U-phase current and V-phase current flow from the upper arm switching elements U and V to the stator winding 4, respectively, and W-phase current flows from the stator winding 4 to the lower arm switching element Z. Therefore, the battery 1 is in an energized state in which power is supplied from the battery 1 to the inverter circuit 10 and the motor 11. A W-phase current flows through the power supply line (current sensor 6).

上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ、ＯＦＦ状態で電源ライン（電流センサ６）に流れる電流の有無、流れる相電流を知ることができる。ＯＮの相が無い時は流れず（非通電）、１相のみＯＮ時はその相の電流が流れ（通電）、２相ＯＮ時は残りの相の電流
が流れる（通電）。 Whether the upper arm switching elements U, V, and W are on or off can be known whether there is a current flowing in the power supply line (current sensor 6) and the flowing phase current. When there is no ON phase (not energized), when only one phase is ON, the current of that phase flows (energized), and when the two phase is ON, the current of the remaining phase flows (energized).

図２５に、図１９の５０％変調の２相変調での位相９０度、１０５度、１２０度、１３５度、１５０度においての１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を中央から均等に振り分け表示している。Ｕ相のＯＮ期間を細実線で表わし、Ｖ相のＯＮ期間を中実線で表わし、Ｗ相のＯＮ期間を太実線で表わしている。ＯＮ期間の下に、バッテリー１から固定子巻線４へ電力が供給される通電期間を実線矢印で、流れる相電流をＵ，Ｖ，Ｗで示している。また、非通電期間を破線矢印で示している。 FIG. 25 shows upper arm switching elements U, V, in one carrier (carrier cycle) at 90 °, 105 °, 120 °, 135 °, and 150 ° in the two-phase modulation of 50% modulation in FIG. The ON period (Duty) of W is equally distributed and displayed from the center. The ON phase of the U phase is represented by a thin solid line, the ON period of the V phase is represented by a solid solid line, and the ON period of the W phase is represented by a thick solid line. Under the ON period, an energization period in which power is supplied from the battery 1 to the stator winding 4 is indicated by solid arrows, and flowing phase currents are indicated by U, V, and W. Further, the non-energization period is indicated by a dashed arrow.

同様に、図２６に、図２０の１００％変調の２相変調について示す。 Similarly, FIG. 26 shows the two-phase modulation of 100% modulation of FIG.

上記により、２相変調においては、１キャリア内（キャリア周期）に、流れる相電流は変化するが、インバータ回路１０及びモータ１１へ電力供給される通電期間は１回である。位相が変わっても同様である。 As described above, in the two-phase modulation, the flowing phase current changes within one carrier (carrier cycle), but the energization period in which power is supplied to the inverter circuit 10 and the motor 11 is once. The same is true even if the phase changes.

次に３相変調について説明する。図２７は５０％変調、図２８は１００％変調におけるそれぞれの各相波形の変調を示す特性図である。２相変調同様、Ｕ相端子電圧４１、Ｖ相端子電圧４２、Ｗ相端子電圧４３、及び中性点電圧２９を示している。これらの端子電圧はＰＷＭ変調にて縦軸に示すＤｕｔｙ（％）で実現される。中性点電圧２９は、各相の端子電圧の和を求め３で除した値である。また、相電圧は、端子電圧から中性点電圧を引いた値であり、正弦波になる。 Next, three-phase modulation will be described. FIG. 27 is a characteristic diagram showing the modulation of each phase waveform in 50% modulation and FIG. 28 in 100% modulation. Similar to the two-phase modulation, a U-phase terminal voltage 41, a V-phase terminal voltage 42, a W-phase terminal voltage 43, and a neutral point voltage 29 are shown. These terminal voltages are realized by duty (%) indicated on the vertical axis by PWM modulation. The neutral point voltage 29 is a value obtained by calculating the sum of the terminal voltages of each phase and dividing by 3. The phase voltage is a value obtained by subtracting the neutral point voltage from the terminal voltage, and is a sine wave.

図２９は３相変調のタイミングチャートであり、１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，ＺのＯＮ／ＯＦＦの一例を示している。この場合、図２７の５０％変調において、位相がおおよそ１２０度でのタイミングチャートである。各スイッチング素子のスイッチングには、２相変調の場合の（ａ），（ｂ），（ｃ）に（ｄ）を加えた４種類がある。期間（ａ），（ｂ），（ｃ）に関しては、前記２相変調の図２２〜図２４と同様であるので、期間（ｄ）について説明する。 FIG. 29 is a timing chart of three-phase modulation, showing an example of ON / OFF of the upper arm switching elements U, V, W and lower arm switching elements X, Y, Z within one carrier (carrier cycle). . In this case, in the 50% modulation of FIG. 27, the phase is approximately 120 degrees. There are four types of switching of each switching element, in which (d) is added to (a), (b), and (c) in the case of two-phase modulation. Since the periods (a), (b), and (c) are the same as those in FIGS. 22 to 24 of the two-phase modulation, the period (d) will be described.

期間（ｄ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ全てがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚ全てがＯＦＦである。Ｕ相電流、Ｖ相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から上アームスイッチング素子Ｗに並列のダイオードへ流れ込んでいる。上アームとモータ１１間で電流が循環している。よって、バッテリー１からインバータ回路１０及びモータ１１へは電力供給されない非通電の状態にある。 In the period (d), all the upper arm switching elements U, V, W are ON, and all the lower arm switching elements X, Y, Z are OFF. The U-phase current and the V-phase current flow from the upper arm switching elements U and V to the stator winding 4 respectively, and the W-phase current flows from the stator winding 4 to the diode parallel to the upper arm switching element W. . Current circulates between the upper arm and the motor 11. Therefore, no power is supplied from the battery 1 to the inverter circuit 10 and the motor 11.

上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ、ＯＦＦ状態で電源ライン（電流センサ６）に流れる電流の有無、流れる相電流を知ることができる。ＯＮの相が無い時は流れず（非通電）、１相のみＯＮ時はその相の電流が流れ（通電）、２相ＯＮ時は残りの相の電流が流れ（通電）、３相全てＯＮ時は流れない（非通電）。 Whether the upper arm switching elements U, V, and W are on or off can be known whether there is a current flowing in the power supply line (current sensor 6) and the flowing phase current. When there is no ON phase, it does not flow (not energized). When only one phase is ON, the current of that phase flows (energized). When the two phases are ON, the current of the remaining phase flows (energized). Time does not flow (not energized).

図３１に、図２７の５０％変調の３相変調での位相３０度、４５度、６０度、７５度、９０度においての１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を中央から均等に振り分け表示している。Ｕ相のＯＮ期間を細実線で表わし、Ｖ相のＯＮ期間を中実線で表わし、Ｗ相のＯＮ期間を太実線で表わしている。バッテリー１から固定子巻線４へ電力が供給される通電期間を実線矢印で、電源ラインに流れる相電流をＵ，Ｖ，Ｗで示している。また、非通電期間を破線矢印で示している。 FIG. 31 shows upper arm switching elements U, V, in one carrier (carrier cycle) at 30 degrees, 45 degrees, 60 degrees, 75 degrees, and 90 degrees in the three-phase modulation of 50% modulation in FIG. The ON period (Duty) of W is equally distributed and displayed from the center. The ON phase of the U phase is represented by a thin solid line, the ON period of the V phase is represented by a solid solid line, and the ON period of the W phase is represented by a thick solid line. An energization period in which power is supplied from the battery 1 to the stator winding 4 is indicated by solid arrows, and phase currents flowing through the power supply line are indicated by U, V, and W. Further, the non-energization period is indicated by a dashed arrow.

同様に、図３２に、図２８の１００％変調の３相変調について示す。 Similarly, FIG. 32 shows three-phase modulation of 100% modulation in FIG.

図３１、図３２に示されるように、３相変調においては、キャリア周期内中央の期間（ｄ）は非通電期間となる。また、キャリア周期内の前端、後端にもそれぞれ非通電期間がある。そのため、キャリア周期内の前半と後半にそれぞれ通電期間がある。これは、２相変調が１回であるのに比べると、キャリア周期が半分（キャリア周波数が２倍）と同等になり（以降キャリア周期短縮効果と称す）、ＰＷＭ変調がきめ細かくなる。 As shown in FIGS. 31 and 32, in the three-phase modulation, the center period (d) in the carrier period is a non-energization period. There are also non-energization periods at the front and rear ends in the carrier period. Therefore, there are energization periods in the first half and the second half in the carrier cycle. This is equivalent to half the carrier period (carrier frequency is doubled) (hereinafter referred to as the carrier period shortening effect) and PWM modulation becomes finer than when two-phase modulation is performed once.

これにより、３相変調は２相変調に比べ、電流リップル、トルクリップルが小さくなり、低振動低騒音となる。但し、図３２の１００％変調において位相３０度では、キャリア周期内の通電期間が１回のみであり、キャリア周期短縮効果が得られない。また、位相９０度では、キャリア周期内の前端、後端に非通電期間がないため、前後のキャリア周期における通電期間と連続してしまう。そのため、キャリア周期内の通電期間は２回であるが、結果として、１キャリア周期当たり通電期間は１回となり、キャリア周期短縮効果が得られない。
特開２００３−１８９６７０号公報（第１４頁、第１図、第１３頁、第１９図） As a result, the three-phase modulation has a smaller current ripple and torque ripple than the two-phase modulation, resulting in low vibration and low noise. However, in the 100% modulation of FIG. 32, when the phase is 30 degrees, the energization period within the carrier cycle is only once, and the carrier cycle shortening effect cannot be obtained. In addition, at the phase of 90 degrees, there is no non-energization period at the front end and rear end in the carrier cycle, and therefore, it continues to the energization period in the preceding and following carrier cycles. For this reason, the energization period in the carrier cycle is two times. As a result, the energization period per carrier cycle is once, and the carrier cycle shortening effect cannot be obtained.
JP 2003-189670 (page 14, FIG. 1, page 13, FIG. 19)

上記のようにＰＷＭ変調による正弦波駆動方式のインバータ装置において、低振動低騒音を求める場合、３相変調の方が２相変調に比べキャリア周期短縮効果により有利である。しかしながら、１００％変調においては、キャリア周期短縮効果が得られない場合があり低振動低騒音のメリットが弱くなっている。空調装置に用いられる電動圧縮機をインバータ装置で駆動する場合、その騒音を防止するためルームエアコンなどでは防音箱などの防音装置を用いる事も可能であるが、車両用の空調装置に用いられる電動圧縮機においては、搭載スペース、重量などの制約により防音装置を用いる事は困難である。また、車室内への振動伝達防止のため、振動を小さく抑制しなければならないが、同様に防振装置を用いる事は困難である。ルームエアコンにおいても環境を考慮し極力低振動低騒音であることが求められる。 In the sinusoidal drive type inverter device using PWM modulation as described above, when low vibration and low noise are obtained, the three-phase modulation is more advantageous than the two-phase modulation because of the carrier cycle shortening effect. However, in 100% modulation, the carrier cycle shortening effect may not be obtained, and the merit of low vibration and low noise is weakened. When an electric compressor used in an air conditioner is driven by an inverter device, it is possible to use a soundproof device such as a soundproof box in a room air conditioner in order to prevent the noise, but the electric compressor used in a vehicle air conditioner In a compressor, it is difficult to use a soundproofing device due to restrictions such as mounting space and weight. Further, although vibration must be suppressed to prevent vibration transmission to the passenger compartment, it is difficult to use a vibration isolator as well. The room air conditioner is also required to be as low vibration and low noise as possible in consideration of the environment.

本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、更なる低騒音低振動を実現するインバータ装置の提供を目的とする。 The present invention solves such a conventional problem, and an object of the present invention is to provide an inverter device that realizes further low noise and low vibration.

上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、直流電源の正負端子間に２個のスイッチング素子を直列に接続して成る直列回路を３組備え、２個の前記スイッチング素子の接続点をモータに接続し、ＰＷＭ３相変調にて正弦波状の電圧を前記直流電源の正端子に接続された上アームスイッチング素子のキャリア周期内におけるＯＮ期間に変換して、前記変換により正弦波状の交流電流を前記モータへ出力するインバータ装置において、前記変換された上アームスイッチング素子のＯＮ期間に、同一のＯＮ期間を、全ての相において追加または削減することにより、前記直流電源から前記モータへ電力が供給される通電期間を前記キャリア周期内で２回確保するものである。上記構成により、ＰＷＭ変調はそのままに、あらゆる場合においてキャリア周期短縮効果を確保できるとともに、改善することができる。従って、更なる低騒音低振動を実現することができる。 In order to solve the above-described problems, an inverter device according to the present invention includes three sets of series circuits formed by connecting two switching elements in series between positive and negative terminals of a DC power supply, and a connection point between the two switching elements. Is connected to a motor, and a sinusoidal voltage is converted into an ON period within the carrier cycle of the upper arm switching element connected to the positive terminal of the DC power source by PWM three-phase modulation, and the sinusoidal AC current is converted by the conversion. an inverter apparatus for outputting to the motor a, the oN period of the arm switching element after being the conversion, the same oN period, by adding or reducing in all phases, power from the DC power supply to the motor The energization period is ensured twice within the carrier period . With the above configuration, the PWM modulation can be maintained and the carrier cycle shortening effect can be ensured and improved in all cases. Therefore, further low noise and vibration can be realized.

本発明のインバータ装置は、ＰＷＭ３相変調の低騒音低振動性を更に向上できるものである。 The inverter device of the present invention can further improve the low noise and low vibration property of PWM three-phase modulation.

第１の発明は、直流電源の正負端子間に２個のスイッチング素子を直列に接続して成る直列回路を３組備え、２個の前記スイッチング素子の接続点をモータに接続し、ＰＷＭ３相変調にて正弦波状の電圧を前記直流電源の正端子に接続された上アームスイッチング素子のキャリア周期内におけるＯＮ期間に変換して、前記変換により正弦波状の交流電流を前記モータへ出力するインバータ装置において、前記変換された上アームスイッチング素子のＯＮ期間に、同一のＯＮ期間を、全ての相において追加または削減することにより、前記直流電源から前記モータへ電力が供給される通電期間を前記キャリア周期内で２回確保する。よって、ＰＷＭ変調はそのままに、あらゆる場合においてキャリア周期短縮効果を確保でき、また改善できる。これにより、更なる低騒音低振動を実現するインバータ装置が得られる。 The first invention comprises three sets of series circuits formed by connecting two switching elements in series between the positive and negative terminals of a DC power supply, connecting the connection point of the two switching elements to a motor, and PWM three-phase modulation. An inverter that converts a sinusoidal voltage into an ON period within a carrier cycle of the upper arm switching element connected to the positive terminal of the DC power source and outputs a sinusoidal AC current to the motor by the conversion In the ON period of the converted upper arm switching element, by adding or reducing the same ON period in all phases, an energization period in which power is supplied from the DC power source to the motor is within the carrier period. Secure twice . Therefore, the carrier cycle shortening effect can be ensured and improved in all cases without changing the PWM modulation. Thereby, the inverter apparatus which implement | achieves the further low noise low vibration is obtained.

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態に係る正弦波駆動用インバータ装置の電気回路図である。背景技術における図１８とは制御回路１０７が制御回路７となっている点が異なる。これに伴いインバータ装置１２１はインバータ装置２１となる。制御回路１０７の制御ソフトが以下に述べる如く一部変更になり、制御回路７となっている。他の箇所、制御ソフトは図１８と同一であり、符号等はそのまま適用する。 (Embodiment 1)
FIG. 1 is an electric circuit diagram of an inverter device for sine wave drive according to an embodiment of the present invention. It differs from FIG. 18 in the background art in that the control circuit 107 is the control circuit 7. Accordingly, the inverter device 121 becomes the inverter device 21. The control software of the control circuit 107 is partially changed as described below, and becomes the control circuit 7. Other parts and control software are the same as those in FIG.

図２は、本発明の実施の形態１に係る上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す特性図である。 FIG. 2 is a characteristic diagram showing the ON period, energization period, and non-energization period of the upper arm according to the first embodiment of the present invention.

先に示した図３２の１００％３相変調において、位相３０度では、Ｖ相の上アームスイッチング素子ＯＮ期間が０％であるため、キャリア周期内の通電期間が１回のみであり、キャリア周期短縮効果が得られない。図２は、この課題解決を示すものである。図２の矢印上に、１００％３相変調の位相３０度における上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間をそのまま示す。矢印下に、調整後の上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す。 In the 100% three-phase modulation of FIG. 32 shown above, since the upper arm switching element ON period of the V phase is 0% at the phase of 30 degrees, the energization period within the carrier period is only once, and the carrier period The shortening effect cannot be obtained. FIG. 2 shows a solution to this problem. On the arrow in FIG. 2, the ON period, energization period, and non-energization period of the upper arm at the phase of 30% of 100% three-phase modulation are shown as they are. Below the arrow, the adjusted upper arm ON period, energization period, and non-energization period are shown.

上アームスイッチング素子Ｕ，ＷのＯＮ期間に同一のＯＮ期間αを追加し、且つＯＮ期間０の上アームスイッチング素子ＶのＯＮ期間をαとしている。結果として、全ての相において同一のＯＮ期間αを追加したことになる。これにより、キャリア周期の中央では、Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子がＯＮとなるために、に非通電期間（時間α）が形成される（この非通電期間では、上アームとモータ１１間で電流が循環する）。従って、キャリア周期内に通電期間が２回となり、キャリア周期短縮効果が得られる。 The same ON period α is added to the ON period of the upper arm switching elements U and W, and the ON period of the upper arm switching element V is set to α. As a result, the same ON period α is added in all phases. As a result, in the center of the carrier cycle, the upper arm switching elements of all the U, V, and W3 phases are turned on, so that a non-energization period (time α) is formed. Current circulates between the motors 11). Therefore, the energization period is twice in the carrier cycle, and the carrier cycle shortening effect is obtained.

一方、２回の通電期間の時間合計は、ＯＮ期間α追加前の上アームスイッチング素子Ｕ，ＷのＯＮ期間にＯＮ期間αを追加した時間から、非通電期間（時間α）を差し引いた時間であり、これは、ＯＮ期間α追加前の上アームスイッチング素子Ｕ，ＷのＯＮ期間（＝ＯＮ期間α追加前の通電期間）に等しい。よって、ＰＷＭ変調は変化せずそのままである。 On the other hand, the total time of the two energization periods is the time obtained by subtracting the non-energization period (time α) from the time when the ON period α is added to the ON period of the upper arm switching elements U and W before the addition of the ON period α. Yes, this is equal to the ON period of the upper arm switching elements U and W before the ON period α is added (= the energizing period before the ON period α is added). Therefore, the PWM modulation remains unchanged.

上アームスイッチング素子ＯＮ期間が０％に近い場合においては、キャリア周期中央の非通電期間を充分に確保しキャリア周期短縮効果を確実にできる。 When the upper arm switching element ON period is close to 0%, a sufficient non-energization period at the center of the carrier period can be secured sufficiently to ensure the effect of shortening the carrier period.

従って、キャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期間が０％または０
％に近い相がある場合、同一のＯＮ期間を、全ての相において追加することにより、キャリア周期内の通電期間を２回とすることができ、キャリア周期短縮効果を得られる。これにより、更なる低騒音低振動を実現するインバータ装置が得られる。 Therefore, the ON period of the upper arm switching element in the carrier cycle is 0% or 0
When there is a phase close to%, by adding the same ON period in all phases, the energization period within the carrier period can be made twice, and the carrier period shortening effect can be obtained. Thereby, the inverter apparatus which implement | achieves the further low noise low vibration is obtained.

（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２に係る上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す特性図である。 (Embodiment 2)
FIG. 3 is a characteristic diagram showing the ON period, energization period, and non-energization period of the upper arm according to the second embodiment of the present invention.

図３２の１００％３相変調において、位相９０度では、Ｕ相の上アームスイッチング素子ＯＮ期間が１００％であるため、キャリア周期内の前端、後端に非通電期間が形成されず、前後のキャリア周期における通電期間と連続してしまう。そのため、キャリア周期内の通電期間は２回であるが、結果として、１キャリア周期当たり通電期間は１回となり、キャリア周期短縮効果が得られない。 In the 100% three-phase modulation of FIG. 32, at the phase of 90 degrees, the upper arm switching element ON period of the U phase is 100%, so no de-energization period is formed at the front and rear ends in the carrier cycle. It becomes continuous with the energization period in the carrier cycle. For this reason, the energization period in the carrier cycle is two times. As a result, the energization period per carrier cycle is once, and the carrier cycle shortening effect cannot be obtained.

図３は、この課題解決を示すものである。図３の矢印上に、１００％３相変調の位相９０度における上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間をそのまま示す。キャリア周期中央の非通電期間（Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子がＯＮとなる）をβで示す。矢印下に、調整後の上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す。キャリア周期中央の非通電期間（Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子がＯＮとなる）をγで示す。 FIG. 3 shows a solution to this problem. On the arrow in FIG. 3, the upper arm ON period, energization period, and non-energization period at 90 degrees of 100% three-phase modulation are shown as they are. A non-energization period at the center of the carrier cycle (all upper arm switching elements in the U, V, and W3 phases are turned on) is denoted by β. Below the arrow, the adjusted upper arm ON period, energization period, and non-energization period are shown. A non-energization period at the center of the carrier cycle (all upper arm switching elements in the U, V, and W3 phases are turned on) is denoted by γ.

Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子ＯＮ期間から、β−γの期間が削減される。これにより、キャリア周期内の前端、後端に非通電期間が形成される（この非通電期間では、下アームとモータ１１間で電流が循環する）。これにより、キャリア周期内に通電期間が２回となり、キャリア周期短縮効果が得られる。 The β-γ period is reduced from the upper arm switching element ON period of all the U, V, and W phases. Thereby, a non-energization period is formed at the front end and the rear end in the carrier cycle (in this non-energization period, a current circulates between the lower arm and the motor 11). As a result, the energization period is twice in the carrier period, and the effect of shortening the carrier period is obtained.

一方、通電期間は、キャリア周期中央の非通電期間（Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子がＯＮとなる）をβからγへ短縮しただけなので変わらない。すなわち、ＰＷＭ変調は変化せずそのままである。 On the other hand, the energization period does not change because the non-energization period at the center of the carrier cycle (all the upper arm switching elements of the U, V, W3 phases are turned on) is shortened from β to γ. That is, the PWM modulation remains unchanged.

上アームスイッチング素子ＯＮ期間が１００％に近い場合においては、キャリア周期内の前端、後端の非通電期間を充分に確保しキャリア周期短縮効果を確実にできる。 When the upper arm switching element ON period is close to 100%, the deenergization period at the front end and the rear end in the carrier period can be sufficiently secured, and the carrier period shortening effect can be ensured.

従って、キャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期間が１００％または１００％に近い相がある場合、同一のＯＮ期間を、全ての相において削減することにより、キャリア周期内の通電期間を２回とすることができ、キャリア周期短縮効果を得られる。これにより、更なる低騒音低振動を実現するインバータ装置が得られる。 Therefore, when there is a phase in which the ON period of the upper arm switching element in the carrier cycle is 100% or close to 100%, the energization period in the carrier cycle is reduced twice by reducing the same ON period in all phases. And the carrier cycle shortening effect can be obtained. Thereby, the inverter apparatus which implement | achieves the further low noise low vibration is obtained.

（実施の形態３）
図４は、本発明の実施の形態３に係る３相変調各相波形の特性図の第一例を示す。この図は、図２８の位相０度〜６０度、１２０度〜１８０度、２４０度〜３００度において、上アームスイッチング素子のＯＮ期間が０％または０％に近い相があるため、同一のＯＮ期間を、全ての相において追加したものである。但し、ＯＮ期間を追加しない位相との間に不連続点が生じないように、位相により追加するＯＮ期間を変更して、連続させている。追加するＯＮ期間は、位相０度の０から徐々に増加し、位相３０度で最大、徐々に減少して位相６０度で０となる。他の箇所でも同様である。 (Embodiment 3)
FIG. 4 shows a first example of a characteristic diagram of a three-phase modulation each phase waveform according to Embodiment 3 of the present invention. This figure shows that the phase of 0 ° to 60 °, 120 ° to 180 °, and 240 ° to 300 ° in FIG. The period is added in all phases. However, the ON period to be added is changed according to the phase so that no discontinuity occurs between the phase to which the ON period is not added. The ON period to be added gradually increases from 0 at the phase 0 degree, reaches the maximum at the phase 30 degrees, and gradually decreases to 0 at the phase 60 degrees. The same applies to other places.

ＰＷＭ変調は変化せずそのままであること、キャリア周期短縮効果を得られ更なる低騒音低振動を実現するインバータ装置が得られることは、実施の形態１と同様である。 As in the first embodiment, the PWM modulation remains unchanged and an inverter device that achieves a carrier cycle shortening effect and realizes further low noise and low vibration can be obtained.

図５は、本発明の実施の形態３に係る３相変調各相波形の特性図の第二例を示す。この図は、図２８の位相６０度〜１２０度、１８０度〜２４０度、３００度〜３６０度において、上アームスイッチング素子のＯＮ期間が１００％または１００％に近い相があるため、同一のＯＮ期間を、全ての相において削減したものである。但し、ＯＮ期間を削減しない位相との間に不連続点が生じないように、位相により削減するＯＮ期間を変更して、連続させている。削減するＯＮ期間は、位相６０度の０から徐々に増加し、位相９０度で最大、徐々に減少し位相１２０度で０となる。他の箇所でも同様である。 FIG. 5 shows a second example of the characteristic diagram of the three-phase modulation each phase waveform according to Embodiment 3 of the present invention. This figure shows that the phase of 60 ° to 120 °, 180 ° to 240 °, and 300 ° to 360 ° in FIG. The period is reduced in all phases. However, the ON period to be reduced by the phase is changed and made continuous so that no discontinuity occurs between the phase in which the ON period is not reduced. The ON period to be reduced gradually increases from 0 at 60 degrees, reaches a maximum at 90 degrees, and gradually decreases to 0 at 120 degrees. The same applies to other places.

ＰＷＭ変調は変化せずそのままであること、キャリア周期短縮効果を得られ更なる低騒音低振動を実現するインバータ装置が得られることは、実施の形態２と同様である。 As in the second embodiment, the PWM modulation remains unchanged and an inverter device that achieves further reduction in noise and vibration by obtaining a carrier cycle shortening effect can be obtained.

図６は、本発明の実施の形態３に係る３相変調各相波形の特性図の第三例を示す。この図は、図４及び図５における、ＯＮ期間の追加削減箇所をまとめたものである。 FIG. 6 shows a third example of a characteristic diagram of each three-phase modulation waveform according to Embodiment 3 of the present invention. This figure summarizes the additional reduction points of the ON period in FIGS. 4 and 5.

ＰＷＭ変調は変化せずそのままであること、キャリア周期短縮効果を得られ更なる低騒音低振動を実現するインバータ装置が得られることは、実施の形態１、２と同様である。また、位相全体で効果を得られる。 It is the same as in the first and second embodiments that the PWM modulation remains unchanged, and that an inverter device that achieves a further reduction in noise and vibration by obtaining the carrier cycle shortening effect can be obtained. In addition, an effect can be obtained over the entire phase.

（実施の形態４）
図７は、本発明の実施の形態４に係る上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す特性図である。図７の矢印上に、１００％３相変調の位相３０度における上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間をそのまま示す。矢印下に、調整後の上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す。 (Embodiment 4)
FIG. 7 is a characteristic diagram showing the ON period, energization period, and non-energization period of the upper arm according to the fourth embodiment of the present invention. On the arrow of FIG. 7, the ON period, energization period, and non-energization period of the upper arm at the phase of 30% of 100% three-phase modulation are shown as they are. Below the arrow, the adjusted upper arm ON period, energization period, and non-energization period are shown.

図２との違いは、キャリア周期中央の非通電期間（Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子がＯＮとなる）と、キャリア周期内の前端、後端の非通電期間（Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子がＯＦＦとなる）とが同じになるように、同一のＯＮ期間を、全ての相において追加している点である。すなわち、キャリア周期内の前端の非通電期間を１とすると、キャリア周期中央の非通電期間は２、キャリア周期内の後端の非通電期間は１となっている。 The difference from FIG. 2 is that there is a non-energization period at the center of the carrier cycle (the upper arm switching elements of all U, V, and W3 phases are turned on) and a non-energization period at the front and rear ends (U, V) The same ON period is added to all phases so that the upper arm switching elements of all the W3 phases are turned off. That is, assuming that the de-energization period at the front end in the carrier cycle is 1, the de-energization period at the center of the carrier cycle is 2, and the de-energization period at the rear end in the carrier cycle is 1.

これにより、前後のキャリアにおける非通電期間（Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子がＯＦＦとなる）も含めて、各通電期間が等間隔となる（通電が等間隔時間に行われる）。これにより、キャリア周期短縮効果が改善され、更なる低騒音低振動を実現するインバータ装置が得られる。 As a result, the energization periods are equally spaced (including energization at equal intervals), including the non-energization periods (the upper arm switching elements of all U, V, and W3 phases are turned off) in the front and rear carriers. . Thereby, the carrier period shortening effect is improved, and an inverter device that realizes further low noise and low vibration can be obtained.

図８は、本発明の実施の形態４に係る上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す他の特性図である。図８の矢印上に、１００％３相変調の位相９０度における上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間をそのまま示す。矢印下に、調整後の上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す。 FIG. 8 is another characteristic diagram showing the ON period, energization period, and non-energization period of the upper arm according to the fourth embodiment of the present invention. On the arrows in FIG. 8, the upper arm ON period, energization period, and non-energization period at the phase of 100% three-phase modulation of 90 degrees are shown as they are. Below the arrow, the adjusted upper arm ON period, energization period, and non-energization period are shown.

図３との違いは、キャリア周期中央の非通電期間（Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子がＯＮとなる）と、キャリア周期内の前端、後端の非通電期間（Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子がＯＦＦとなる）とが同じになるように、同一のＯＮ期間を、全ての相において削減している点である。 The difference from FIG. 3 is that there is a non-energization period at the center of the carrier cycle (the upper arm switching elements of all U, V, and W3 phases are turned on), and a non-energization period at the front and rear ends in the carrier cycle (U, V The same ON period is reduced in all the phases so that the upper arm switching elements of all the W3 phases are turned off.

作用効果は、図７の場合と同様である。 The effect is the same as in the case of FIG.

同様に、キャリア周期中央の非通電期間（Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子がＯＮとなる）と、キャリア周期内の前端、後端の非通電期間（Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全て
の上アームスイッチング素子がＯＦＦとなる）とが同じになるように、同一のＯＮ期間を、全ての相において追加する場合を図９５（１００％３相変調の位相４５度）に、削減する場合を図１０（１００％３相変調の位相７５度）に示している。 Similarly, the deenergization period at the center of the carrier cycle (the upper arm switching elements of all the U, V, and W3 phases are turned ON) and the deenergization periods at the front and rear ends (all of the U, V, and W3 phases in the carrier cycle) The case where the same ON period is added in all phases so that the upper arm switching element is turned off is reduced to FIG. 95 (phase of 45% of 100% three-phase modulation). Is shown in FIG. 10 (75% phase of 100% three-phase modulation).

作用効果は、図７、図８の場合と同様である。また、ＰＷＭ変調が変化しないことも同様である。 The function and effect are the same as in the case of FIGS. Similarly, the PWM modulation does not change.

図１１は、上記図７〜図１０に示す調整後における上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を、まとめて示す特性図である。 FIG. 11 is a characteristic diagram collectively showing the ON period, energization period, and non-energization period of the upper arm after the adjustment shown in FIGS. 7 to 10.

位相６０度においては、調整せずとも、キャリア周期中央の非通電期間（Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子がＯＮとなる）と、キャリア周期内の前端、後端の非通電期間（Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子がＯＦＦとなる）とが同じであるので、調整していない。位相３０度〜９０度について示したのは、該当する相は異なるとしても、このパターンの繰り返しになっているからである。 At the phase of 60 degrees, without any adjustment, the deenergization period at the center of the carrier cycle (the upper arm switching elements of all U, V, and W3 phases are turned on) and the deenergization periods at the front and rear ends in the carrier cycle (The upper arm switching elements of all the U, V, and W3 phases are turned off) are the same and are not adjusted. The reason why the phase is 30 to 90 degrees is because this pattern is repeated even if the corresponding phases are different.

図１２は、図３２から図１１への調整に係る数値を各位相について示したものである。キャリア周期内のＯＮ期間裕度３１は、図３２において、キャリア周期内における上アームスイッチング素子のＯＮ期間に、同一で追加可能なＯＮ期間（いずれかの上アームスイッチング素子のＯＮ期間がキャリア周期に一致するときの追加ＯＮ期間）を示す。よって、位相３０度で最大、位相９０度で最小となる。 FIG. 12 shows numerical values related to the adjustment from FIG. 32 to FIG. 11 for each phase. In FIG. 32, the ON period margin 31 in the carrier period is the same as the ON period that can be added in the ON period of the upper arm switching element in the carrier period (the ON period of any upper arm switching element is the carrier period). Additional ON period when they match). Therefore, the maximum is 30 degrees and the minimum is 90 degrees.

調整量３３は、キャリア周期中央の非通電期間（Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子がＯＮとなる）と、キャリア周期内の前端、後端の非通電期間（Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子がＯＦＦとなる）とが同じになるようにするために必要となる調整量（全ての相において、同一に追加もしくは削減するＯＮ期間）である。プラスは追加、マイナスは削減を示す。上記の如く、位相６０度においては０である。 The adjustment amount 33 includes a non-energization period at the center of the carrier cycle (the upper arm switching elements of all the U, V, and W3 phases are turned on) and a non-energization period (U, V, W3 at the front and rear ends in the carrier cycle). This is an adjustment amount (ON period that is added or reduced in the same manner in all phases) to make the upper arm switching elements in all phases become the same. Positive indicates addition, negative indicates reduction. As described above, the phase is 0 at 60 degrees.

調整後のＯＮ期間裕度３２は、図３２に調整量３３を適用した図１１において、Ｕ，Ｖ，Ｗの内の上アームスイッチング素子の最大ＯＮ期間とキャリア周期との差の期間を示す。すなわち、位相３０度、位相９０度で最大、位相６０度で最小となっている。 The adjusted ON period margin 32 indicates the difference between the maximum ON period of the upper arm switching element of U, V, and W and the carrier period in FIG. 11 in which the adjustment amount 33 is applied to FIG. That is, the maximum is 30 degrees, the phase is 90 degrees, and the minimum is 60 degrees.

（実施の形態５）
図１３は、本発明の実施の形態５に係る３相変調各相波形の特性図の第一例を示す。この図は、図２８の位相０度〜６０度、１２０度〜１８０度、２４０度〜３００度において、上アームスイッチング素子のＯＮ期間が０％または０％に近い相があるため、図１２の調整量３３を適用したものである。追加するＯＮ期間は、位相０度で０、位相６０度で０となるため、ＯＮ期間を追加しない位相との間に不連続点は生じない。他の箇所でも同様である。 (Embodiment 5)
FIG. 13 shows a first example of a characteristic diagram of each phase waveform of the three-phase modulation according to the fifth embodiment of the present invention. In this figure, there is a phase in which the ON period of the upper arm switching element is 0% or close to 0% in the phases 0 to 60 degrees, 120 degrees to 180 degrees, and 240 degrees to 300 degrees in FIG. The adjustment amount 33 is applied. Since the ON period to be added is 0 at a phase of 0 degree and 0 at a phase of 60 degrees, no discontinuity occurs between the phase in which no ON period is added. The same applies to other places.

ＰＷＭ変調は変化しないこと、キャリア周期短縮効果が改善され、更なる低騒音低振動を実現するインバータ装置が得られることは、実施の形態４と同様である。 As in the fourth embodiment, the PWM modulation does not change, the carrier cycle shortening effect is improved, and an inverter device that achieves further low noise and low vibration can be obtained.

図１４は、本発明の実施の形態５に係る３相変調各相波形の特性図の第二例を示す。この図は、図２８の位相６０度〜１２０度、１８０度〜２４０度、３００度〜３６０度において、上アームスイッチング素子のＯＮ期間が１００％または１００％に近い相があるため、図１２の調整量３３を適用したものである。削減するＯＮ期間は、位相０度で６０、位相１２０度で０となるため、ＯＮ期間を削減しない位相との間に不連続点は生じない。他の箇所でも同様である。 FIG. 14 shows a second example of the characteristic diagram of each three-phase modulation waveform according to Embodiment 5 of the present invention. This figure shows that the phase of 60 ° to 120 °, 180 ° to 240 °, and 300 ° to 360 ° in FIG. 28 has a phase in which the ON period of the upper arm switching element is close to 100% or 100%. The adjustment amount 33 is applied. The ON period to be reduced is 60 when the phase is 0 degrees and 0 when the phase is 120 degrees. Therefore, there is no discontinuity between the ON period and the phase where the ON period is not reduced. The same applies to other places.

図１５は、本発明の実施の形態５に係る３相変調各相波形の特性図の第三例を示す。この図は、図２８の位相全域に渡り、図１２の調整量３３を適用したものである。 FIG. 15 shows a third example of the characteristic diagram of each three-phase modulation waveform according to Embodiment 5 of the present invention. This figure applies the adjustment amount 33 of FIG. 12 over the entire phase of FIG.

ＰＷＭ変調は変化しないこと、キャリア周期短縮効果が改善され、更なる低騒音低振動を実現するインバータ装置が得られることは、実施の形態４と同様である。また、位相全体で効果を得られる。 As in the fourth embodiment, the PWM modulation does not change, the carrier cycle shortening effect is improved, and an inverter device that achieves further low noise and low vibration can be obtained. Further, an effect can be obtained over the entire phase.

（実施の形態６）
上記実施の形態１〜５においては、１００％変調について述べたが、以下１００％以下について説明する。 (Embodiment 6)
In Embodiments 1 to 5 described above, 100% modulation has been described, but 100% or less will be described below.

位相をθ、変調度をδ（１００％変調で１、０％変調で０）、Ｄｕｔｙ１００％を１とし、図１２におけるキャリア周期内のＯＮ期間裕度３１、調整量３３、調整後のＯＮ期間裕度３２を数式で表現する。位相３０度〜９０度を例に、Ｕ相を位相の基準とし、Ｖ相の位相は−１２０度となる。 The phase is θ, the modulation degree is δ (1 for 100% modulation, 0 for 0% modulation), Duty 100% is 1, the ON period margin 31 in the carrier period, the adjustment amount 33, and the ON period after adjustment in FIG. The tolerance 32 is expressed by a mathematical expression. Taking the phase of 30 to 90 degrees as an example, the phase of the V phase is -120 degrees with the U phase as the reference of the phase.

キャリア周期内のＯＮ期間裕度３１は、Ｕ相とＤｕｔｙ１００％との差になるので、
０．５−０．５δｓｉｎθ （式１）
となる。これは、３相ともに、上アームスイッチング素子がＯＦＦの期間でもある。 Since the ON period margin 31 in the carrier cycle is the difference between the U phase and the duty 100%,
0.5-0.5δsinθ (Formula 1)
It becomes. This is also a period in which the upper arm switching element is OFF for all three phases.

３相ともに上アームスイッチング素子がＯＮの期間は、Ｖ相の上アームスイッチング素子ＯＮ期間Ｄｕｔｙに等しいので、
０．５δｓｉｎ（θ−１２０）＋０．５（式２）
となる。 The period when the upper arm switching element is ON for all three phases is equal to the upper arm switching element ON period Duty of the V phase.
0.5δsin (θ−120) +0.5 (Formula 2)
It becomes.

実施の形態４の如く、キャリア周期中央の非通電期間（Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子がＯＮとなる）と、キャリア周期内の前端、後端の非通電期間（Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子がＯＦＦとなる）とが同じになるようにすると、調整後のＯＮ期間裕度３２は、キャリア周期中央の非通電期間とキャリア周期内の前端、後端の非通電期間との平均で表されるので、（式１）と（式２）の和を２で除した式になる。加法定理を用い整理すると、
（−３／８）δｓｉｎθ−（√３／８）δｃｏｓθ＋０．５（式３）
となる。 As in the fourth embodiment, the non-energization period at the center of the carrier cycle (the upper arm switching elements of all the U, V, and W3 phases are turned on) and the non-energization periods (U, V at the front and rear ends in the carrier cycle) , W3 phase upper arm switching elements are OFF), the adjusted ON period margin 32 is the non-energization period at the center of the carrier period and the front and rear ends of the carrier period. Since it is expressed as an average with the non-energization period, it is an expression obtained by dividing the sum of (Expression 1) and (Expression 2) by 2. Organizing using the additive theorem,
(−3/8) δ sin θ− (√3 / 8) δ cos θ + 0.5 (Formula 3)
It becomes.

調整量３３は、キャリア周期内のＯＮ期間裕度３１＝（式１）と調整後のＯＮ期間裕度３２＝（式３）との差になるので、
（−１／８）δｓｉｎθ＋（√３／８）δｃｏｓθ （式４）
となる。 Since the adjustment amount 33 is the difference between the ON period margin 31 in the carrier cycle = (Equation 1) and the adjusted ON period margin 32 = (Equation 3),
(−1/8) δ sin θ + (√3 / 8) δ cos θ (Formula 4)
It becomes.

よって、１００％変調以外で、実施の形態４の如く、キャリア周期中央の非通電期間（Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子がＯＮとなる）と、キャリア周期内の前端、後端の非通電期間（Ｕ，Ｖ，Ｗ３相全ての上アームスイッチング素子がＯＦＦとなる）とが同じになるようにする場合、調整量３３は、（式４）で表現される。（式４）は、δが係数となっているので、調整量３３は、変調度δ（１００％変調で１、０％変調で０）に比例している。 Therefore, in addition to the 100% modulation, as in the fourth embodiment, the non-energization period at the center of the carrier cycle (the upper arm switching elements of all the U, V, and W3 phases are turned on), the front end and the rear end in the carrier cycle When the non-energization period (the upper arm switching elements of all the U, V, and W3 phases are turned off) is the same, the adjustment amount 33 is expressed by (Equation 4). In (Equation 4), since δ is a coefficient, the adjustment amount 33 is proportional to the modulation degree δ (1 for 100% modulation and 0 for 0% modulation).

以上により、ＰＷＭ３相変調の変調度が高い程、追加または削減する同一のＯＮ期間を
大きくすれば良いことが分かる。これにより、変調度に応じて適正なＯＮまたはＯＦＦ期間を適用できる。そして変調度全域においてキャリア周期短縮効果を改善できる。従って、更なる低騒音低振動を実現するインバータ装置が得られる。 From the above, it can be seen that the higher the degree of PWM three-phase modulation, the longer the same ON period to be added or reduced. Thereby, an appropriate ON or OFF period can be applied according to the modulation degree. The carrier cycle shortening effect can be improved over the entire modulation depth. Therefore, an inverter device that realizes further low noise and vibration can be obtained.

（実施の形態７）
図１６は、本発明の実施の形態７に係る抵抗交流負荷の電気回路図である。交流機器としての抵抗交流負荷６０はインバータ装置２１の出力へ接続される。そして、抵抗交流負荷６０は電気ヒータとして動作する抵抗負荷６１〜６３を備え、スイッチングにより正弦波状の交流電流を生成するためのコイル７１〜７３を設けている。 (Embodiment 7)
FIG. 16 is an electric circuit diagram of a resistive AC load according to Embodiment 7 of the present invention. A resistive AC load 60 as an AC device is connected to the output of the inverter device 21. And the resistance alternating current load 60 is provided with the resistance loads 61-63 which operate | move as an electric heater, and the coils 71-73 for producing | generating a sine-wave-like alternating current by switching are provided.

これにより、抵抗負荷６１〜６３へは更に電流リップルの小さい正弦波状の交流電流を供給できるようになる。 As a result, a sinusoidal alternating current with a smaller current ripple can be supplied to the resistance loads 61 to 63.

（実施の形態８）
図１７は、本発明の実施の形態８に係るトランスを介してモータに接続する電気回路図である。トランス５０の入力側コイル５１〜５３はインバータ装置２１の出力へ接続される。また、トランス５０の出力側コイル５４〜５６はモータ１１へ接続される。 (Embodiment 8)
FIG. 17 is an electric circuit diagram connected to the motor via the transformer according to the eighth embodiment of the present invention. The input side coils 51 to 53 of the transformer 50 are connected to the output of the inverter device 21. Further, the output side coils 54 to 56 of the transformer 50 are connected to the motor 11.

これにより、モータ１１へは、インバータ装置２１から電気絶縁した状態で正弦波状の交流電流を供給できるようになる。 As a result, a sinusoidal alternating current can be supplied to the motor 11 while being electrically insulated from the inverter device 21.

尚、上記各実施の形態において、上アームスイッチング素子のＯＮ期間に基いて説明したが、ＯＦＦ期間での表現、また、下アームスイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦ期間での表現も可能である。モータをセンサレスＤＣブラシレスモータとしたが、誘導モータ等にも適用できる。 In each of the above-described embodiments, the description has been made based on the ON period of the upper arm switching element. However, the expression can be expressed by the OFF period, and can also be expressed by the ON / OFF period of the lower arm switching element. Although the motor is a sensorless DC brushless motor, it can also be applied to an induction motor or the like.

また、位置検出センサ付き、位置検出用電流センサを複数備えたもの等にも適用できる。電気自動車、ハイブリッド車、燃料電池車などエンジン騒音のない車両では静粛性の効果が大きい。従来の３相変調を通常モード、本発明の３相変調を静粛モードとして使い分けても良い。本発明の３相変調は、図１１、図１２に示す如く、調整後のＯＮ期間裕度３２が最小でも６．７％（位相６０度など）ある。すなわち、最大出力時に限りキャリア周期短縮効果を求めなければ、調整後のＯＮ期間裕度３２の最小値を０％にして、出力を７％〔１／（１００％−６．７％）〕アップできる。 Further, the present invention can be applied to a device with a position detection sensor and a plurality of position detection current sensors. The quietness effect is great in vehicles without engine noise such as electric vehicles, hybrid vehicles, and fuel cell vehicles. The conventional three-phase modulation may be used as the normal mode, and the three-phase modulation according to the present invention may be used as the quiet mode. In the three-phase modulation of the present invention, as shown in FIGS. 11 and 12, the adjusted ON period margin 32 is at least 6.7% (phase 60 degrees, etc.). That is, if the effect of shortening the carrier cycle is not obtained only at the maximum output, the minimum value of the adjusted ON period margin 32 is set to 0% and the output is increased by 7% [1 / (100% −6.7%)]. it can.

以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、高い低騒音低振動性を得られるので、各種民生用製品、各種産業用機器に適用できる。負荷としてモータ以外の交流機器も可能である。 As described above, the inverter device according to the present invention can be applied to various consumer products and various industrial devices because it can obtain high low noise and low vibration. An AC device other than a motor can be used as a load.

本発明の実施の形態に係る正弦波駆動用インバータ装置の電気回路図Electrical circuit diagram of sine wave drive inverter device according to an embodiment of the present invention 本発明の実施の形態１に係る上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す特性図The characteristic view which shows the ON period, energization period, and non-energization period of the upper arm concerning Embodiment 1 of this invention 本発明の実施の形態２に係る上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す特性図The characteristic view which shows the ON period of the upper arm which concerns on Embodiment 2 of this invention, an energization period, and a non-energization period 本発明の実施の形態３に係る３相変調各相波形の特性図Characteristic diagram of each phase waveform of three-phase modulation according to Embodiment 3 of the present invention 本発明の実施の形態３に係る３相変調各相波形の特性図Characteristic diagram of each phase waveform of three-phase modulation according to Embodiment 3 of the present invention 本発明の実施の形態３に係る３相変調各相波形の特性図Characteristic diagram of each phase waveform of three-phase modulation according to Embodiment 3 of the present invention 本発明の実施の形態４３に係る上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す特性図The characteristic view which shows the ON period, energization period, and non-energization period of the upper arm concerning Embodiment 43 of this invention 同上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す特性図Characteristic diagram showing the ON period, energization period, and non-energization period of the arm 同上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す特性図Characteristic diagram showing the ON period, energization period, and non-energization period of the arm 同上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す特性図Characteristic diagram showing the ON period, energization period, and non-energization period of the arm 同上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す特性図Characteristic diagram showing the ON period, energization period, and non-energization period of the arm キャリア周期内のＯＮ期間裕度、調整量、調整後のＯＮ期間裕度を示す特性図Characteristic chart showing ON period margin, adjustment amount, and ON period margin after adjustment in carrier cycle 本発明の実施の形態５に係る３相変調各相波形の特性図Characteristic diagram of each phase waveform of three-phase modulation according to Embodiment 5 of the present invention 本発明の実施の形態５に係る３相変調各相波形の特性図Characteristic diagram of each phase waveform of three-phase modulation according to Embodiment 5 of the present invention 本発明の実施の形態５に係る３相変調各相波形の特性図Characteristic diagram of each phase waveform of three-phase modulation according to Embodiment 5 of the present invention 本発明の実施の形態７に係る抵抗交流負荷の電気回路図Electrical circuit diagram of resistive AC load according to Embodiment 7 of the present invention 本発明の実施の形態８に係るトランスを介してモータに接続する電気回路図Electrical circuit diagram connected to motor via transformer according to embodiment 8 of the present invention 正弦波駆動用インバータ装置の電気回路図Electric circuit diagram of inverter device for sine wave drive ５０％２相変調における各相波形の変調を示す特性図Characteristic diagram showing modulation of each phase waveform in 50% two-phase modulation １００％２相変調における各相波形の変調を示す特性図Characteristic diagram showing modulation of each phase waveform in 100% two-phase modulation ２相変調のタイミングチャートTwo-phase modulation timing chart 期間（ａ）における電流経路を示す電気回路図Electrical circuit diagram showing current path in period (a) 期間（ｂ）における電流経路を示す電気回路図Electrical circuit diagram showing current path in period (b) 期間（ｃ）における電流経路を示す電気回路図Electrical circuit diagram showing current path in period (c) ５０％２相変調の位相毎における上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す特性図Characteristic chart showing the upper arm ON period, energization period, and non-energization period for each phase of 50% two-phase modulation １００％２相変調の位相毎における上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す特性図Characteristic chart showing the upper arm ON period, energization period, and non-energization period for each phase of 100% two-phase modulation ５０％３相変調における各相波形の変調を示す特性図Characteristic diagram showing modulation of each phase waveform in 50% 3-phase modulation １００％３相変調における各相波形の変調を示す特性図Characteristic diagram showing modulation of each phase waveform in 100% three-phase modulation ３相変調のタイミングチャートThree-phase modulation timing chart 期間（ｄ）における電流経路を示す電気回路図Electrical circuit diagram showing current path in period (d) ５０％３相変調の位相毎における上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す特性図Characteristic chart showing the upper arm ON period, energization period, and non-energization period for each phase of 50% 3-phase modulation １００％３相変調の位相毎における上アームのＯＮ期間、通電期間、非通電期間を示す特性図Characteristic chart showing the upper arm ON period, energization period, and non-energization period for each phase of 100% three-phase modulation

１バッテリー
２スイッチング素子
３ダイオード
４固定子巻線
５磁石回転子
１０インバータ回路
１１モータ
２１インバータ装置
５０トランス
６０抵抗交流負荷 1 Battery 2 Switching Element 3 Diode 4 Stator Winding 5 Magnet Rotor 10 Inverter Circuit 11 Motor 21 Inverter Device 50 Transformer 60 Resistance AC Load

Claims

直流電源の正負端子間に２個のスイッチング素子を直列に接続して成る直列回路を３組備え、２個の前記スイッチング素子の接続点をモータに接続し、ＰＷＭ３相変調にて正弦波状の電圧を前記直流電源の正端子に接続された上アームスイッチング素子のキャリア周期内におけるＯＮ期間に変換して、前記変換により正弦波状の交流電流を前記モータへ出力するインバータ装置において、前記変換された上アームスイッチング素子のＯＮ期間に、同一のＯＮ期間を、全ての相において追加または削減することにより、前記直流電源から前記モータへ電力が供給される通電期間を前記キャリア周期内で２回確保するインバータ装置。 Three sets of series circuits composed of two switching elements connected in series between the positive and negative terminals of a DC power supply, the connection point of the two switching elements connected to a motor, and a sinusoidal voltage by PWM three- phase modulation is converted into the oN period in the inside of the carrier period of the arm switching element after being connected to the positive terminal of the DC power supply, the inverter apparatus for outputting a sinusoidal AC current to the motor by the conversion, on which said conversion Inverter that ensures two energizing periods within the carrier cycle for supplying power from the DC power source to the motor by adding or reducing the same ON period in all phases during the ON period of the arm switching element apparatus.