JP4667767B2 - Motor control device - Google Patents
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Description
本発明は,ブラシレス直流モータの制御装置に関し,特に,励磁電流が供給されるコイル相を切り換えるための相切換信号に基づいて上記ブラシレス直流モータを制御するモータ制御装置に関するものである。 The present invention relates to a control device for a brushless DC motor, and more particularly to a motor control device that controls the brushless DC motor based on a phase switching signal for switching a coil phase to which an excitation current is supplied.
ブラシレス直流モータは,制御特性上および機械的構造上,他のDCモータと較べ多くの利点を有しており,また,制御対象機器の機能性能を犠牲にすることなくサーボ制御することができるため,近年,幅広い分野で多種多用な用途に用いられている。特に,励磁相の転流(励磁電流が供給されるコイル相を切り換えること)のための機械的ブラシを必要としないため,比較的滑らかで静かな動作をするという特徴に着目して,複写機,プリンタ,ファクシミリ等の画像形成装置の感光体ドラムや搬送ローラ等の駆動系機器や,DVDドライブ,CDドライブやハードディスクドライブ(HDD)等の騒音や振動を嫌う機器に広く用いられている。
上記特徴を有する一方,ブラシレス直流モータは,励磁相の転流を外部回路で制御する必要がある。従来,この転流制御は,ロータの回転位置(回転角度)を検出するためのホールセンサー,ロータリーエンコーダ等の回転位置センサの出力に基づいて行われていたが,上記回転位置センサに基づく制御は制御系が複雑化し,装置規模が拡大化するという問題があった。
このような問題を解消するため,上記回転位置センサを用いずにモータを転流制御する各制御手法が下記の特許文献に開示されている。例えば,特許文献1には,コイル相で発生した誘導起電圧(逆起電圧)を検出し,この検出された逆起電圧から所定のコイル相へ励磁電流を供給するタイミングを決定して転流を行う転流制御(従来制御1という)が開示されている。また,特許文献2には,モータの回転速度を検出するTGセンサ(Tachometer Generator)やFGセンサ(Frequency Generator)等の速度検出センサの出力信号を利用した転流制御(従来制御2という),そして,特許文献3には,コイル相の逆起電圧とMRセンサ(FGセンサに相当)の出力信号とに基づいて転流を行う転流制御(従来制御3という)が開示されている。
Brushless DC motors have many advantages over other DC motors in terms of control characteristics and mechanical structure, and can be servo controlled without sacrificing the functional performance of the controlled device. In recent years, it has been used for various purposes in a wide range of fields. In particular, it does not require a mechanical brush for the commutation of the excitation phase (switching the coil phase to which the excitation current is supplied), so it pays attention to the feature that it operates relatively smoothly and quietly. It is widely used in drive system devices such as photosensitive drums and transport rollers of image forming apparatuses such as printers and facsimiles, and devices that dislike noise and vibration, such as DVD drives, CD drives, and hard disk drives (HDD).
On the other hand, the brushless DC motor has the above characteristics, and it is necessary to control the commutation of the excitation phase with an external circuit. Conventionally, this commutation control has been performed based on the output of a rotational position sensor such as a hall sensor or a rotary encoder for detecting the rotational position (rotational angle) of the rotor. There was a problem that the control system became complicated and the scale of the equipment increased.
In order to solve such a problem, each control method for performing commutation control of a motor without using the rotational position sensor is disclosed in the following patent documents. For example, in Patent Document 1, an induced electromotive voltage (back electromotive voltage) generated in a coil phase is detected, and a timing for supplying an excitation current from the detected back electromotive voltage to a predetermined coil phase is determined. Commutation control (referred to as conventional control 1) is disclosed. Patent Document 2 discloses commutation control using an output signal of a speed detection sensor such as a TG sensor (Tachometer Generator) or FG sensor (Frequency Generator) that detects the rotation speed of a motor (conventional control 2), and Patent Document 3 discloses commutation control (referred to as conventional control 3) in which commutation is performed based on a coil-phase counter electromotive voltage and an output signal of an MR sensor (corresponding to an FG sensor).
上記従来制御1は,ロータの正確な回転位置を検出することができる点において極めて有効な制御手法である。しかしながら,上記従来制御1では,数千min-1(rpm)の回転速度が要求されるHDDやDVDドライブのような高回転型機器に効果的に適用することができるが,複写機の感光体ドラムや搬送ローラ等のように700〜2000min-1程度の低回転速度で駆動される機器に対しては,逆起電圧の検出周期が長くなるため,モータを早期起動させることや,定常回転時の回転安定性能を確保することが容易ではないという問題がある。また,パルス幅変調による制御(いわゆるPWM制御)によりモータを駆動させる場合は,PWM制御のノイズの影響により逆起電圧の誤検出が生じ得る可能性が高く,そのため,現実的にはPWM制御を行うことが困難であり,PWM制御の特徴である駆動電力の低減や電子機器の負担及び電源負荷の軽減を図ることができない。
また,前記従来制御2は,起動時にロータを所定のコイル相に対応した位置に初期移動させる必要があるため,複雑な制御システムを構成しなければならない。
また,前記従来制御2及び3によれば,起動後は,FGセンサの出力信号のみに基づいてモータが制御されるため,例えば,FGセンサ等の取り付けに取付誤差がある場合は,励磁電流をコイル相に供給するタイミングに微小なタイミング差が生じ,正確且つ安定な制御を行うことができないという問題が生じる。このような問題は,モータの低回転領域において顕著に現れる。更に,励磁電流の供給タイミングがずれることにより,モータのトルクの低下,電源効率の悪化が生じ得るという新たな問題を招来することにもなる。
The conventional control 1 is an extremely effective control method in that an accurate rotational position of the rotor can be detected. However, the conventional control 1 can be effectively applied to high-rotation devices such as HDDs and DVD drives that require a rotational speed of several thousand min -1 (rpm). For devices driven at a low rotational speed of about 700 to 2000 min −1 such as drums and transport rollers, the detection cycle of the counter electromotive voltage becomes long, so that the motor can be started early or during steady rotation. There is a problem that it is not easy to ensure the rotation stability performance of the. In addition, when the motor is driven by control by pulse width modulation (so-called PWM control), there is a high possibility of erroneous detection of the back electromotive voltage due to the influence of PWM control noise. It is difficult to perform, and it is impossible to reduce the driving power and the burden on the electronic device and the power supply load, which are the features of PWM control.
Further, since the conventional control 2 needs to initially move the rotor to a position corresponding to a predetermined coil phase at the time of startup, a complicated control system must be configured.
In addition, according to the conventional controls 2 and 3, since the motor is controlled based only on the output signal of the FG sensor after the start-up, for example, if there is an installation error in the installation of the FG sensor, the excitation current is set. A minute timing difference occurs in the timing supplied to the coil phase, causing a problem that accurate and stable control cannot be performed. Such a problem appears remarkably in the low rotation region of the motor. Furthermore, a shift in the excitation current supply timing causes a new problem that the torque of the motor may be reduced and the power supply efficiency may be deteriorated.
一方,本願出願人は,前記各従来制御1〜3による問題を解消するべく,特許文献4に示す特許発明を創案している。この特許発明は,ロータの一回転を検出するフォトインタラプタ等の回転検出器による一回転検出信号とFGセンサの出力信号とを同期させて,励磁電流が供給されるコイル相を切り換える正確なタイミングを生成し,生成された正確なタイミングに基づいてモータを制御するものである。
しかしながら,上記特許文献4に記載の特許発明による転流制御では,ロータの一回転を検出するためにフォトインタラプタ等の回転検出器を設けなければならない。この回転検出器は,更なる装置の省スペース化,縮小化の妨げとなるばかりでなく,経済的にも好ましくない。
従って,本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり,その目的とするところは,低回転領域においても正確且つ安定したモータの制御を行うことができ,また,装置規模の縮小化を実現することが可能なブラシレス直流モータの制御装置を提供することにある。
However, in the commutation control according to the patent invention described in Patent Document 4, a rotation detector such as a photo interrupter must be provided in order to detect one rotation of the rotor. This rotation detector not only hinders further space saving and downsizing of the apparatus, but is also not economically preferable.
Therefore, the present invention has been made in view of the above circumstances, and the object of the present invention is to enable accurate and stable motor control even in a low rotation range, and to reduce the scale of the apparatus. An object of the present invention is to provide a control device for a brushless DC motor that can be used.
上記目的を達成するために本発明のモータ制御装置は,予め定められた起動時相切換信号に基づいて切り換えられたブラシレス直流モータの複数相の電気子巻線(コイル)の各相に励磁電流を供給することにより上記ブラシレス直流モータを制御する起動制御を,上記起動時相切換信号とは異なる駆動時相切換信号に基づいて切り換えられた上記電気子巻線の各相に励磁電流を供給することにより上記ブラシレス直流モータを制御する駆動制御に切り換えるよう構成されている。なお,上記駆動時相切換信号は,上記起動制御により上記ブラシレス直流モータが起動された後に,上記ブラシレス直流モータの少なくとも一の電気子巻線に発生する誘起電圧を検出し,そして,二極以上の界磁磁極が着磁された回転子(ロータ)と共に回転し且つ上記界磁磁極夫々の着磁ピッチに位置同期するよう多極着磁されたFGマグネットの着磁位置を上記回転子の回転速度を検出するべく上記FGマグネットに対向し,該FGマグネットにおける複数の磁極に対応する位置に形成されたFG検出パターンにより検出し,上記誘起電圧と上記FGマグネットの着磁位置とが同期したタイミングに基づいて生成されるものである。ここで,上記起動制御から上記駆動制御への切り換えは,上記起動制御により起動制御された上記ブラシレス直流モータが安定回転数に到達した後,上記起動時相切換信号と上記駆動時相切換信号とが同期したことを条件に行われる。
このように構成されることにより,モータの起動時は予め定められた上記起動時相切換信号に基づき起動制御されるため,比較的安定したモータ制御が行われ,その後,上記FGマグネットの着磁位置と上記誘起電圧とに基づき生成された正確な相切換タイミングを示す駆動時相切換信号によりモータが駆動制御されるため,モータの高回転領域だけでなく低回転領域においても,正確且つ安定したモータの制御を行うことができる。また,従来制御のように,ロータの回転位置を検出する独立した回転位置センサー等を配設する必要が無いため,モータのみならず制御装置の縮小化を図り,且つ,フォトインタラプタ等の回転位置センサを排除した分だけ製造コストを削減することが可能となる。
In order to achieve the above object, the motor control device of the present invention provides an excitation current to each phase of a plurality of phase windings (coils) of a brushless DC motor switched based on a predetermined startup time phase switching signal. The excitation control for controlling the brushless DC motor is supplied by supplying an excitation current to each phase of the electric coil that is switched based on a driving phase switching signal different from the startup phase switching signal. Thus, it is configured to switch to drive control for controlling the brushless DC motor. The drive time phase switching signal detects an induced voltage generated in at least one electric coil of the brushless DC motor after the brushless DC motor is started by the start control, and more than two poles. The magnetic poles of the FG magnet rotated with the magnetized rotor (rotor) and position-synchronized with the magnetized pitch of each of the field magnetic poles are rotated by the rotor. Timing at which the induced voltage and the magnetized position of the FG magnet are synchronized by detecting with an FG detection pattern formed at positions corresponding to a plurality of magnetic poles in the FG magnet so as to face the FG magnet in order to detect speed. It is generated based on. Here, the switching from the start control to the drive control is performed after the start time phase switching signal and the drive time phase switching signal after the brushless DC motor controlled by the start control reaches a stable rotational speed. Is performed on the condition that is synchronized.
With this configuration, when the motor is started, the start control is performed based on the predetermined start time phase switching signal. Therefore, relatively stable motor control is performed, and then the FG magnet is magnetized. Since the motor is driven and controlled by the driving time phase switching signal indicating the exact phase switching timing generated based on the position and the induced voltage, it is accurate and stable not only in the high rotation region but also in the low rotation region. The motor can be controlled. Further, unlike the conventional control, it is not necessary to provide an independent rotational position sensor for detecting the rotational position of the rotor, so that not only the motor but also the control device can be reduced, and the rotational position of the photo interrupter, etc. Manufacturing costs can be reduced by eliminating the sensors.
前記したように,上記誘起電圧はロータの正確な回転位置を示すものである。そのため,モータが上記起動制御により起動され,上記誘起電圧を十分に検出できる程度の状態に達した後は,コイルの各相で発生する誘起電圧を利用してロータの回転位置を検出し,励磁電流が供給されるコイル相の転流制御を行うことが望ましい。しかし,上記ロータ各相夫々の誘導起電圧を検出するとなると,誘起電圧を検出するための回路を各相毎に設ける必要が生じ,制御系の構成が複雑となるばかりでなく,処理負担が膨大化し,好ましくない。従って,このような事情を考慮して,少なくとも一の電気子巻線(コイル)の誘起電圧と上記FG着磁位置とが同期したタイミングに基づいて上記駆動時相切換信号を生成することがより望ましい。具体的には,例えば,検出された一の電気子巻線の誘起電圧と,上記FG着磁位置に対応して検出された所定のパルス信号とを同期させて,同期信号を生成し,この同期信号の出力タイミングに応じて上記駆動時相切換信号を生成することが考えられる。 As described above, the induced voltage indicates the exact rotational position of the rotor. Therefore, after the motor is started by the start control and reaches the state where the induced voltage can be sufficiently detected, the rotor rotational position is detected by using the induced voltage generated in each phase of the coil, It is desirable to perform commutation control of the coil phase to which current is supplied. However, when the induced electromotive voltage of each phase of the rotor is detected, it is necessary to provide a circuit for detecting the induced voltage for each phase, which not only complicates the configuration of the control system but also increases the processing load. It is not preferable. Therefore, in consideration of such circumstances, it is possible to generate the driving time phase switching signal based on the timing at which the induced voltage of at least one of the armature windings (coils) and the FG magnetization position are synchronized. desirable. More specifically, for example, a synchronization signal is generated by synchronizing the detected induced voltage of one armature winding with a predetermined pulse signal detected corresponding to the FG magnetization position. It can be considered that the driving time phase switching signal is generated according to the output timing of the synchronization signal.
ここで,上記起動制御を上記駆動制御に切り換える具体的手法として,少なくとも一の電気子巻線(コイル)の誘起電圧と上記FG着磁位置とが最初に同期したタイミングで切り換えることが考えられる。これにより,早期に上記起動制御を上記駆動制御に切り換えることが可能となる。 Here, as a specific method of switching the start control to the drive control, it is conceivable to switch at an timing at which the induced voltage of at least one of the electric windings (coils) and the FG magnetization position are first synchronized. As a result, the start control can be switched to the drive control at an early stage.
ところで,PWM制御によりモータが制御されている場合は,回転速度や負荷等に応じてデューティ比の異なる励磁電流が供給されると,上記誘起電圧を正確に検出できないという不都合が生じる。そのため,本発明のモータ制御装置は,正確な誘起電圧を確実に検出可能とするため,一定の励磁電流を上記電気子巻線の各相に供給してモータを起動制御するよう構成されている。
また,安定且つ正確な誘起電圧を検出するためには,上記誘起電圧が,上記FG着磁位置に対応して検出されるパルス信号の周波数より低いことが好ましい。従って,上記FG着磁位置に対応して検出されるパルス信号の周波数より低い周波数の誘起電圧を検出するよう本発明のモータ制御装置が構成されていることが望ましい。
By the way, when the motor is controlled by PWM control, if an excitation current having a different duty ratio is supplied according to the rotation speed, load, etc., there is a disadvantage that the induced voltage cannot be detected accurately. For this reason, the motor control device of the present invention is configured to start and control the motor by supplying a constant excitation current to each phase of the above-described armature winding in order to reliably detect an accurate induced voltage. .
In order to detect the induced voltage stably and accurately, it is preferable that the induced voltage is lower than the frequency of the pulse signal detected corresponding to the FG magnetization position. Therefore, it is desirable that the motor control device of the present invention is configured to detect an induced voltage having a frequency lower than the frequency of the pulse signal detected corresponding to the FG magnetization position.
以上説明したように,本発明は,予め定められた起動時相切換信号に基づいて切り換えられたブラシレス直流モータの複数相の電気子巻線の各相に励磁電流を供給することにより上記ブラシレス直流モータを制御する起動制御を,上記起動時相切換信号とは異なる駆動時相切換信号に基づいて切り換えられた上記電気子巻線の各相に励磁電流を供給することにより上記ブラシレス直流モータを制御する駆動制御に切り換えるモータ制御装置として構成されているため,モータの起動時は予め定められた上記起動時相切換信号に基づき起動制御されることにより,比較的安定なモータ制御が行われ,その後,上記FGマグネットの着磁位置と上記誘起電圧とに基づき生成された正確な相切換タイミングを示す駆動時相切換信号によりモータが駆動制御されることにより,モータの高回転領域だけでなく低回転領域においても,正確且つ安定したモータの制御を行うことができる。また,従来制御のように,ロータの回転位置を検出する独立した回転位置センサー等を配設する必要が無いため,モータのみならず制御装置の縮小化を図ることができ,且つ,フォトインタラプタ等の回転位置センサを排除した分だけ製造コストを削減することが可能となる。 As described above, the present invention provides the brushless DC by supplying an excitation current to each phase of the plurality of phase electric coil windings of the brushless DC motor switched based on a predetermined startup time phase switching signal. The brushless DC motor is controlled by supplying an excitation current to each phase of the electric coil that is switched based on a driving time phase switching signal different from the starting time phase switching signal. Since the motor control device is configured to switch to drive control, the motor is controlled based on the predetermined start time phase switching signal when starting the motor, so that relatively stable motor control is performed. The motor is driven by the driving time phase switching signal indicating the exact phase switching timing generated based on the magnetized position of the FG magnet and the induced voltage. By being controlled, even in the low rotation region as well as the high rotation region of the motor, it can be controlled accurately and stable motor. Further, unlike the conventional control, it is not necessary to provide an independent rotational position sensor for detecting the rotational position of the rotor, so that not only the motor but also the control device can be reduced, and a photo interrupter, etc. Therefore, the manufacturing cost can be reduced by eliminating the rotational position sensor.
以下添付図面を参照しながら,本発明の一実施形態について説明し,本発明の理解に供する。尚,以下の実施の形態は,本発明を具体化した一例であって,本発明の技術的範囲を限定する性格のものではない。
ここに,図1は本発明の実施の形態に係るモータ制御装置Xの概略構成を示すブロック図,図2は本発明の実施の形態に係るモータ制御装置Xにより制御されるブラシレス直流モータの断面構造を示す模式断面図,図3はFGマグネット及びFGセンサの一例を示す模式図,図4はフィールドマグネット及びFGマグネットの着磁パターンを示す模式図,図5は本発明の主制御部及びASIC等により実行される転流制御及びモータの駆動制御の処理手順の一例を説明するフローチャート,図6は転流制御に使用される各種信号のタイミングチャートである。
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings for understanding of the present invention. The following embodiment is an example embodying the present invention, and does not limit the technical scope of the present invention.
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a motor control device X according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a cross section of a brushless DC motor controlled by the motor control device X according to the embodiment of the present invention. 3 is a schematic cross-sectional view showing the structure, FIG. 3 is a schematic view showing an example of the FG magnet and the FG sensor, FIG. 4 is a schematic view showing the magnetization pattern of the field magnet and the FG magnet, and FIG. 5 is the main controller and ASIC of the present invention. FIG. 6 is a timing chart of various signals used for commutation control.
まず,図2の模式断面図を用いて,本発明の実施形態に係るモータ制御装置Xによって駆動制御されるアウターロータ(外転)形の3相8極ブラシレス直流モータ(以下,DCモータと略す)60の概要について説明する。なお,上記DCモータ60は,例えば,複写機,プリンタ,ファクシミリ等の画像形成装置の感光体ドラムや搬送ローラ等の3000min-1以下の回転速度で駆動される駆動機器,或いは3000min-1以下の低回転型のHDDやDVDドライブ等の駆動モータとして用いられる。また,上記DCモータ60は,上記モータ制御装置Xが適用されるブラシレス直流モータの単なる一例であって,本発明の技術的範囲を限定するものではない。従って,以下に説明する構成とは異なる,例えばインナーロータ(内転)形等の各種形式のブラシレス直流モータにおいても上記モータ制御装置Xが適用され得る。
図2に示されるように,上記DCモータ60は,軸受ブラケット67と,該軸受ブラケット67に固定されたステータ(固定子)61と,上記ステータを囲むようにして回転するロータ(回転子)62とを備えて構成されている。
上記ロータ62は,ロータヨーク62aの内側に二極以上(本例では8極)の永久磁石等のフィールドマグネット62b(界磁磁極の一例)が着磁されており,更に上記ロータヨーク62aの中心にシャフト66が圧入等により一体的に形成されている。また,上記ロータ62のフィールドマグネット62bの下端外周部には,図3(a)に示すように,上記フィールドマグネット62b夫々の着磁ピッチに位置同期するよう小マグネット64aが多極着磁されたFGマグネット64が配置されており,上記ロータ62と共に回転するよう設けられている。また,上記小マグネット64aは,磁極が交互に異なるよう上記FGマグネット64に配列されている。なお,上記FGマグネット64の小マグネット64aの着磁数(以下,FG着磁数という)は,上記DCモータ60の相数をm,上記フィールドマグネット62bの着磁数をpとすると,以下の(式1)を満足する。ここに,(式1)中のnは任意の正の整数である。
f=2mpn ………(式1)
従って,上記DCモータ60が3相8極のブラシレス直流モータである場合は,n=1とすると,上記FG着磁数fは2×3×8×1=48となり,フィールドマグネット62b一極に対しては6極の小マグネット64aが位置同期して着磁されていることになる。このように着磁されたフィールドマグネット62bを図4(a)に,FGマグネット64の着磁パターンを図4(b)に示す。
First, referring to the schematic cross-sectional view of FIG. 2, an outer rotor (abduction) type three-phase 8-pole brushless DC motor (hereinafter abbreviated as a DC motor) that is driven and controlled by the motor control device X according to the embodiment of the present invention. ) The outline of 60 will be described. The
As shown in FIG. 2, the
In the
f = 2 mpn (Equation 1)
Therefore, when the
上記ステータ61は,複数のアマチュアコア(電気子鉄心)61b夫々に複数相(本例では3相)を形成するアマチュアコイル(電気子巻線)61aが巻回されて形成されており,上記軸受ブラケット67の柱部67aに固定されている。
上記軸受ブラケット67の上記FGマグネット62bに対向する位置には,上記ロータ62のFGマグネット64の着磁パターン(着磁位置)を検出するFGセンサ(FG着磁位置検出手段の一例)が装着されたプリント基板63が配設されている。このFGセンサ65の具体例としては,図3(a)に示される磁気抵抗素子65aや,図3(b)に示される,プリント基板63上に一体形成されたFG検出パターン65b等が該当する。上記FGセンサ65により上記FGマグネット64の着磁パターンが検出されると,図4(c)に示すように,S極或いはN極に対応するパルス信号(FGパルス(Sg1)と称す)が後述するモータ制御装置XのFGアンプ40(図1)に送出される。
上記FGマグネット64及び上記FGセンサ65は,上記FGマグネット64の着磁パターンの検出結果に基づいて上記ロータ62の回転速度を検出するために設けられているものであるが,本例では,上記ロータ62の回転速度以外に,上記ロータ62の回転位置(回転角度)を検出する用途として利用する。従って,上記DCモータ60には,ロータ62の回転位置を検出するためのホールセンサやロータリーエンコーダ等の検出器は設けられていない。
The
An FG sensor (an example of FG magnetization position detection means) for detecting the magnetization pattern (magnetization position) of the
The
続いて,図1のブロック図を用いて,本発明の実施の形態に係るモータ制御装置Xの概略構成について説明する。
上記モータ制御部Xは,大別して,主制御部10,ASIC(Application Specific Integrated Circuit)20,Hブリッジドライバ(以下,ドライバと略す)30,FGアンプ40(FG着磁位置検出手段の一例),誘起電圧検出手段の一例であってU相のアマチュアコイルで発生する誘起電圧を検出するコンパレータ50及びローパスフィルタ(以下,LPと略す)51等を備えて概略構成されている。
上記コンパレータ50及びLP51は,上記DCモータ60が起動された後に,上記ロータ62の回転位置を検出するためのものであり,U相,V相,W相を形成するアマチュアコイル61aのうちの少なくとも一のアマチュアコイル(本例ではU相)に発生する誘起電圧(逆起電圧)を検出するものである。上記LP51はドライバ30とU相コイルとを接続するラインに接続されており,U相で発生する逆起電圧を的確に検出するべく所定の周波数の電圧のみを通過させる。
上記LP51を通過したU相の逆起電圧は,上記コンパレータ50において所定の電圧以上であるかどうかが比較される。ここで,所定の電圧以上であると判断されると,U相の逆起電圧が信号として後述する主制御部10に送出される。このようして検出されたU相の逆起電圧(Sg2)を図4(d)に示す。なお,図4(d)はDCモータ60が所定の安定回転速度で回転する場合のU相の逆起電圧を示す。このU相の逆起電圧(Sg2)は,U相のコイル位置を示すものであり,本来はフィールドマグネット62bの着磁パターン(図4(a))と同期した信号(図4(d)の破線)となるが,上記U相の逆起電圧(Sg2)は上記LP51を通じて検知された信号であるため,図4(d)の実線に示すように,Δtの遅れが生じる。
Next, a schematic configuration of the motor control device X according to the embodiment of the present invention will be described using the block diagram of FIG.
The motor control unit X is roughly divided into a
The
The
上記ASIC20は,予め定められた起動パターン(起動時相切換信号に相当)を発生する起動パターン発生回路21,駆動時相切換信号生成手段の一例である駆動パターン発生回路22,制御切換手段の一例である同期セレクタ23,励磁電流が供給されるコイル相を切り換える制御(転流制御)を行う転流制御回路24等を備えて構成されている。
また,上記主制御部10は,タイマー12とパルス幅変調器11とを備え,更に,入力されたデータ(信号)や所定の制御プログラム等が格納されたROM,上記制御プログラムに従った演算処理(後述するフローチャートの各処理を含む)を行うCPU,基準クロックを発生するクロック発生器,RAM等の各種周辺部品等からなるLSI等のマイクロコンピュータ(マイコン)等により構成されている。
The
The
次に,上述のように構成されたモータ制御装置Xにおいて,上記主制御部10及び上記ASIC20等により実行されるモータの駆動制御及び転流制御の処理手順について,図5のフローチャート及び図6のタイミングチャートを用いて説明する。図5中のS10,S20,…は処理手順(ステップ)番号を示す。なお,処理はモータの起動制御からスタートし,ステップS10より開始される。
〈S10〉
上記DCモータ60の起動時は,上記FGセンサ65によるFGパルス(Sg1)(図4(c))及び上記U相の逆起電圧(Sg2)(図4(d))は発生しないため,DCモータ60の起動は,上記同期セレクタ23により選択(S10)された上記起動パターン発生回路21により発生された起動パターンに基づいて上記転流制御回路24により切り換えられたアマチュアコイル61aの各相に上記ドライバ30が励磁電流を供給することにより起動制御が行われる。上記同期セレクタ23による選択は,主制御部10から上記同期セレクタ23に出力されたSEL信号(セレクタ信号)に基づいて行われる。なお,このような起動制御を実行する上記転流制御回路24及び上記ドライバ30が起動制御手段に相当する。
〈S20〉
その後,パルス幅変調器11によるPWM制御により出力される出力パルスのデューティ比が最大値に設定される(S20)。これは,一定の励磁電流をアマチュアコイル61aの各相(U相,V相,W相)に供給して起動制御を行うために行う処理である。これにより,上記DCモータ60が同期モータ制御され,同期モータとして駆動される。このように同期モータ制御により起動されることにより,U相の逆起電圧を安定且つ確実にそして比較的早期に検出することが可能となる。
Next, in the motor control device X configured as described above, the processing procedure of motor drive control and commutation control executed by the
<S10>
When the
<S20>
Thereafter, the duty ratio of the output pulse output by the PWM control by the
〈S30〜S50〉
DCモータ60が起動制御により回転駆動されると,続いて,FGセンサ65からのFGパルス(Sg1)が検出されたかどうかが判断される(S30)。この判断は主制御部10により行われ,上記FGセンサ65からのFGパルスがFGアンプ40に入力され,このFGアンプ40で増幅された信号(FGパルス(Sg1))を検出したかどうかにより行われる。この判断は,FGパルス(Sg1)が検出されるまで行われる。
ここで,FGパルス(Sg1)が検出されると,続いて,U相の逆起電圧(Sg2)が検出されたかどうかが判断される(S40)。この判断も上記主制御部10により行われ,上記コンパレータ50からの信号を検知することにより行われる。
上記S40で,U相の逆起電圧(Sg2)が検出されると,続いて,S50において,DCモータ60が安定回転数に到達したかどうかが判断される。この判断は,たとえば,主制御部10に入力されるFGパルス(Sg1)のパルス数が所定回数カウントされたかどうか,或いは,起動後最初にFGパルスを検出してからタイマ12により所定時間計時されたかどうか,或いは,FGパルス(Sg1)から求められる回転速度とU相の逆起電圧(Sg2)から求められる回転速度とが略一致しているかどうかにより判断される。
<S30 to S50>
When the
Here, when the FG pulse (Sg1) is detected, it is subsequently determined whether or not the U-phase counter electromotive voltage (Sg2) is detected (S40). This determination is also made by the
When the U-phase counter electromotive voltage (Sg2) is detected in S40, it is subsequently determined in S50 whether the
〈S60〜S90〉
上記S50で,DCモータ60が安定回転数に到達したと判断されると,続いて,検出されたU相の逆起電圧(Sg2)と上記起動パターン発生回路21から発生する起動パターンのU相切換信号(Sg4)(図6(e))とが同期しているかどうかが判断される(S60)。この判断は,起動制御に使用中のU相切換信号(Sg4)の波形と実際のロータ62の回転位置を示す逆起電圧(Sg2)の波形とが一致しているかどうか,或いは,U相切換信号(Sg4)及び逆起電圧(Sg2)のデューティ比が一致しているかどうかにより判断される。この判断処理は,起動パターンによる起動制御が正常に行われていることを確認するための処理である。
上記S60で,U相の逆起電圧(Sg2)とU相切換信号(Sg4)とが同期していると判断されると(図6中の時刻T0),続いて,S70において,同期判断後の最初に検出されるU相の逆起電圧(Sg2)の立ち上がりエッジが検出され(時刻T1),その後,S80において,上記U相の逆起電圧(Sg2)の立ち上がりエッジと同期するFGパルス(Sg1),即ち,時刻T1後の最初のFGパルス(Sg1)の立ち上がりエッジが検出される(時刻T2)。S80で時刻T1後の最初のFGパルス(Sg1)の立ち上がりエッジが検出されると,この検出と略同時に,図6(j)に示すように,時刻T3においてSYNC信号(Sg3)(同期信号に相当)が上記主制御部10からASIC20に出力される(S90)。なお,上記S70〜S90の処理は,U相の逆起電圧(Sg2)とFGパルス(Sg1)とを同期させて上記SYNC信号(Sg3)を生成して出力する処理であり,このような処理を実行する主制御部10が同期信号出力手段に相当する。
<S60 to S90>
If it is determined in S50 that the
If it is determined in S60 that the U-phase back electromotive voltage (Sg2) and the U-phase switching signal (Sg4) are synchronized (time T0 in FIG. 6), then in S70, after the synchronization determination The rising edge of the U-phase counter electromotive voltage (Sg2) detected first is detected (time T1), and then, in S80, the FG pulse synchronized with the rising edge of the U-phase counter electromotive voltage (Sg2) ( Sg1), that is, the rising edge of the first FG pulse (Sg1) after time T1 is detected (time T2). When the rising edge of the first FG pulse (Sg1) after time T1 is detected in S80, almost simultaneously with this detection, as shown in FIG. 6 (j), as shown in FIG. 6 (j), the SYNC signal (Sg3) Is output from the
〈S100〉
上記SYNC信号(Sg3)が出力されると,続いて,上記コンパレータ50からのU相逆起電圧(Sg2)と上記FGアンプからのFGパルス(Sg1)とに基づいて励磁電流が供給されるアマチュアコイル61aの各相を切り換える駆動パターン(駆動時相切換信号に相当)を生成する駆動パターン生成処理が行われる(S100)。この処理は,上記U相の逆起電圧(Sg2)と上記FGパルス(Sg1)とが同期したタイミングに基づいて行われる処理であって,上記SYNC信号(Sg3)の出力タイミング(時刻T3)に応じて上記駆動パターンを生成する処理である。具体的には,上記SYNC信号(Sg3)が出力された時刻T3(時刻T2と略同時刻)からFGパルス(Sg1)のパルス数がカウントされ,所定数カウントされたと判断されると,その後のFGパルス(Sg1)の立ち上がりエッジ(時刻T4)から,上記駆動パターンの生成が開始される。本実施形態例では,フィールドマグネット62bの1極に対して6極の小マグネット64aが着磁されており,そのためフィールドマグネット62bの1極に対して3パルスのFGパルス(Sg1)が出力されるため,正確なロータの回転位置を示す上記逆起電圧(Sg2)と同期のとれたFGパルス(Sg1)の立ち上がりエッジ(時刻T4)に基づいてFGパルス(Sg1)の3パルス毎に各相の切換信号を生成することにより,正確な駆動パターンを生成することが可能となる。なお,前述したように,実際は,上記U相の逆起電圧(Sg2)はロータの回転位置よりもΔtの遅れが生じているため,この遅れ時間Δtを考慮して,上記SYNC信号(Sg3)が出力された時刻T3からカウントされるFGパルス(Sg1)のパルス数を定めなければならない。例えば,Δtが1パルス未満であればカウントするパルス数は5となり,1パルスより大きく,2パルス未満であればカウントするパルス数は4となる。なお,図6(i)は1パルス未満の遅れ時間Δtを示す。
<S100>
When the SYNC signal (Sg3) is output, an amateur is supplied with an excitation current based on the U-phase back electromotive voltage (Sg2) from the
〈S110〜S120〉
上記駆動パターンが生成されると,続いてS110において,上記S60の処理と同じようにして,起動パターンと生成された駆動パターンとが同期しているかどうかが判断され,同期していると判断されると,上記同期セレクタ23によって,起動パターン発生回路21から駆動パターン発生回路22に切り換えられる(S120)。これにより,DCモータ60の制御が,起動パターンに基づく起動制御(S10参照)から駆動パターンに基づく駆動制御(S100で生成された駆動パターンに基づいて切り換えられたアマチュアコイル61aの各相に上記ドライバ30が励磁電流を供給することにより上記DCモータ60を駆動させる制御)に切り換えられる。なお,このとき,上記パルス幅変調器11の最大設定(S20)は解除され,その後は,DCモータ60は上記パルス幅変調器11によってPWM制御される。また,起動制御から駆動制御への切換は,U相の逆起電圧(Sg2)とFGパルス(Sg1)とが最初に同期したタイミング,即ち,時刻T4で切り換えるようにすれば,電力消費及び電子機器の負担が大きい起動制御から省電力制御であるPWM制御に早期に切り換えることが可能となる。
<S110 to S120>
When the drive pattern is generated, in S110, it is determined whether or not the activation pattern and the generated drive pattern are synchronized in the same manner as the process of S60. Then, the
〈S130〜S150〉
上記S120の切り換えが行われた後は,上記SYNC信号(Sg3)を出力する必要は無いため,S130〜S150において,上記SYNC信号(Sg3)の出力を解除する処理が行われる。この処理は,上記S70及びS80の処理と同じように,S130において,駆動制御に切り換えられた後に最初に検出されるU相の逆起電圧(Sg2)の立ち上がりエッジが検出され(時刻T5),その後,S140において,U相の逆起電圧(Sg2)の立ち上がりエッジと同期するFGパルス(Sg1),即ち,時刻T5後の最初のFGパルス(Sg1)の立ち上がりエッジが検出される(時刻T6)。そして,S140で時刻T6後の最初のFGパルス(Sg1)の立ち上がりエッジが検出されると,この検出と略同時に,図6(j)に示すように,時刻T7においてSYNC信号(Sg3)の出力が解除される(S150)。
なお,以上の実施の形態では,U相の逆起電圧を検出する例について説明したが,もちろん,V相,W相の逆起電圧を検出する実施例であってもかまわない。
<S130 to S150>
Since it is not necessary to output the SYNC signal (Sg3) after the switching of S120, processing for canceling the output of the SYNC signal (Sg3) is performed in S130 to S150. In this process, the rising edge of the U-phase counter electromotive voltage (Sg2) detected first after switching to drive control is detected in S130, similar to the processes in S70 and S80 (time T5). Thereafter, in S140, the rising edge of the FG pulse (Sg1) synchronized with the rising edge of the U-phase counter electromotive voltage (Sg2), that is, the first FG pulse (Sg1) after time T5 is detected (time T6). . When the rising edge of the first FG pulse (Sg1) after time T6 is detected in S140, the SYNC signal (Sg3) is output at time T7 as shown in FIG. 6 (j) almost simultaneously with this detection. Is released (S150).
In the above embodiment, the example of detecting the U-phase counter electromotive voltage has been described. However, of course, the embodiment may also be an embodiment that detects the V-phase and W-phase counter electromotive voltages.
X…モータ制御装置
10…主制御部
11…パルス幅変調器
12…タイマ
20…ASIC
21…起動パターン発生回路
22…駆動パターン発生回路(駆動時相切換信号生成手段の一例)
23…同期セレクタ(制御切換手段の一例)
24…転流制御回路
30…ドライバ
40…FGアンプ(FG着磁位置検出手段の一例)
50…コンパレータ(誘起電圧検出手段の一例)
51…ローパスフィルタ(誘起電圧検出手段の一例)
60…ブラシレス直流モータ
61…ステータ(固定子)
61a…アマチュアコイル(電気子巻線)
61b…アマチュアコア(電気子鉄心)
62…ロータ(回転子)
62a…ロータヨーク
62b…フィールドマグネット(界磁磁極の一例)
63…プリント基板
64…FGマグネット
65…FGセンサ(FG着磁位置検出手段の一例)
66…シャフト
67…軸受ブラケット
X ...
21... Start
23 ... Synchronous selector (an example of control switching means)
24 ...
50: Comparator (an example of induced voltage detection means)
51. Low pass filter (an example of induced voltage detection means)
60 ...
61a ... amateur coil (electron winding)
61b ... Amateur core (Electric core)
62 ... Rotor (rotor)
62a ...
63 ... Printed
66 ...
Claims (5)
複数相を形成する電気子巻線と,
上記回転子と共に回転され,上記界磁磁極夫々の着磁ピッチに位置同期するよう多極着磁されたFGマグネットと,
上記回転子の回転速度を検出するべく上記FGマグネットに対向し,該FGマグネットにおける複数の磁極に対応する位置に形成されたFG検出パターンにより上記FGマグネットの着磁位置を検出するFG着磁位置検出手段と,を有するブラシレス直流モータに用いられるモータ制御装置において,
予め定められた起動時相切換信号に基づいて切り換えられた上記電気子巻線の各相に励磁電流を供給することにより上記ブラシレス直流モータを起動制御する起動制御手段と,
上記起動制御手段により上記ブラシレス直流モータが起動された後に,上記回転子の回転位置を検出するべく上記ブラシレス直流モータの少なくとも一の電気子巻線に発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と,
上記誘起電圧検出手段により検出された誘起電圧と上記FG着磁位置検出手段により検出されたFG着磁位置とが同期したタイミングに基づいて励磁電流が供給される上記電気子巻線の各相を切り換える駆動時相切換信号を生成する駆動時相切換信号生成手段と,
上記駆動時相切換信号生成手段により生成された上記駆動時相切換信号に基づいて切り換えられた上記電気子巻線の各相に励磁電流を供給することにより上記ブラシレス直流モータを駆動制御する駆動制御手段と,
上記起動制御手段により起動制御された上記ブラシレス直流モータが安定回転数に到達した後,上記起動時相切換信号と上記駆動時相切換信号生成手段により生成される上記駆動時相切換信号とが同期したことを条件に,上記起動制御手段による起動制御を上記駆動制御手段による駆動制御に切り換える制御切換手段と,
を具備してなることを特徴とするモータ制御装置。 A rotor magnetized with two or more field poles;
An armature winding forming multiple phases;
An FG magnet that is rotated together with the rotor and is multipolarly magnetized so as to synchronize with the magnetization pitch of the field magnetic poles;
An FG magnetization position for detecting the magnetization position of the FG magnet by an FG detection pattern formed at positions corresponding to a plurality of magnetic poles in the FG magnet so as to face the FG magnet so as to detect the rotation speed of the rotor. In a motor control device used for a brushless DC motor having detection means,
Start control means for starting control of the brushless DC motor by supplying an excitation current to each phase of the armature winding switched based on a predetermined start time switching signal;
Induced voltage detection means for detecting an induced voltage generated in at least one electric coil of the brushless DC motor to detect the rotational position of the rotor after the brushless DC motor is activated by the activation control means; ,
Each phase of the electric coil to which an excitation current is supplied is based on the timing at which the induced voltage detected by the induced voltage detection means and the FG magnetization position detected by the FG magnetization position detection means are synchronized. Driving time phase switching signal generating means for generating a driving time phase switching signal to be switched;
Drive control for driving and controlling the brushless DC motor by supplying an excitation current to each phase of the electric windings switched based on the drive time phase switching signal generated by the drive time phase switching signal generating means Means,
After the brushless DC motor controlled to start by the start control means reaches a stable rotational speed, the start time phase switching signal and the driving time phase switching signal generated by the driving time phase switching signal generating means are synchronized. And a control switching means for switching the start control by the start control means to drive control by the drive control means,
A motor control device comprising:
上記駆動時相切換信号生成手段が,上記同期出力手段により出力された同期信号の出力タイミングに応じて上記駆動時相切換信号を生成するものである請求項1に記載のモータ制御装置。 The induced voltage detected by the induced voltage detection means and the predetermined pulse signal detected corresponding to the FG magnetization position by the FG magnetization position detection means are synchronized to generate and output a synchronization signal. Synchronization signal output means for performing
2. The motor control device according to claim 1, wherein the driving time phase switching signal generating means generates the driving time phase switching signal in accordance with an output timing of the synchronization signal output by the synchronization output means.
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