JP4667767B2

JP4667767B2 - Motor control device

Info

Publication number: JP4667767B2
Application number: JP2004156689A
Authority: JP
Inventors: 博昭宮村
Original assignee: Kyocera Mita Corp
Current assignee: Kyocera Document Solutions Inc
Priority date: 2004-05-26
Filing date: 2004-05-26
Publication date: 2011-04-13
Anticipated expiration: 2024-05-26
Also published as: JP2005341702A

Description

本発明は，ブラシレス直流モータの制御装置に関し，特に，励磁電流が供給されるコイル相を切り換えるための相切換信号に基づいて上記ブラシレス直流モータを制御するモータ制御装置に関するものである。 The present invention relates to a control device for a brushless DC motor, and more particularly to a motor control device that controls the brushless DC motor based on a phase switching signal for switching a coil phase to which an excitation current is supplied.

ブラシレス直流モータは，制御特性上および機械的構造上，他のＤＣモータと較べ多くの利点を有しており，また，制御対象機器の機能性能を犠牲にすることなくサーボ制御することができるため，近年，幅広い分野で多種多用な用途に用いられている。特に，励磁相の転流（励磁電流が供給されるコイル相を切り換えること）のための機械的ブラシを必要としないため，比較的滑らかで静かな動作をするという特徴に着目して，複写機，プリンタ，ファクシミリ等の画像形成装置の感光体ドラムや搬送ローラ等の駆動系機器や，ＤＶＤドライブ，ＣＤドライブやハードディスクドライブ（ＨＤＤ）等の騒音や振動を嫌う機器に広く用いられている。
上記特徴を有する一方，ブラシレス直流モータは，励磁相の転流を外部回路で制御する必要がある。従来，この転流制御は，ロータの回転位置（回転角度）を検出するためのホールセンサー，ロータリーエンコーダ等の回転位置センサの出力に基づいて行われていたが，上記回転位置センサに基づく制御は制御系が複雑化し，装置規模が拡大化するという問題があった。
このような問題を解消するため，上記回転位置センサを用いずにモータを転流制御する各制御手法が下記の特許文献に開示されている。例えば，特許文献１には，コイル相で発生した誘導起電圧（逆起電圧）を検出し，この検出された逆起電圧から所定のコイル相へ励磁電流を供給するタイミングを決定して転流を行う転流制御（従来制御１という）が開示されている。また，特許文献２には，モータの回転速度を検出するＴＧセンサ（Tachometer Generator）やＦＧセンサ（Frequency Generator）等の速度検出センサの出力信号を利用した転流制御（従来制御２という），そして，特許文献３には，コイル相の逆起電圧とＭＲセンサ（ＦＧセンサに相当）の出力信号とに基づいて転流を行う転流制御（従来制御３という）が開示されている。 Brushless DC motors have many advantages over other DC motors in terms of control characteristics and mechanical structure, and can be servo controlled without sacrificing the functional performance of the controlled device. In recent years, it has been used for various purposes in a wide range of fields. In particular, it does not require a mechanical brush for the commutation of the excitation phase (switching the coil phase to which the excitation current is supplied), so it pays attention to the feature that it operates relatively smoothly and quietly. It is widely used in drive system devices such as photosensitive drums and transport rollers of image forming apparatuses such as printers and facsimiles, and devices that dislike noise and vibration, such as DVD drives, CD drives, and hard disk drives (HDD).
On the other hand, the brushless DC motor has the above characteristics, and it is necessary to control the commutation of the excitation phase with an external circuit. Conventionally, this commutation control has been performed based on the output of a rotational position sensor such as a hall sensor or a rotary encoder for detecting the rotational position (rotational angle) of the rotor. There was a problem that the control system became complicated and the scale of the equipment increased.
In order to solve such a problem, each control method for performing commutation control of a motor without using the rotational position sensor is disclosed in the following patent documents. For example, in Patent Document 1, an induced electromotive voltage (back electromotive voltage) generated in a coil phase is detected, and a timing for supplying an excitation current from the detected back electromotive voltage to a predetermined coil phase is determined. Commutation control (referred to as conventional control 1) is disclosed. Patent Document 2 discloses commutation control using an output signal of a speed detection sensor such as a TG sensor (Tachometer Generator) or FG sensor (Frequency Generator) that detects the rotation speed of a motor (conventional control 2), and Patent Document 3 discloses commutation control (referred to as conventional control 3) in which commutation is performed based on a coil-phase counter electromotive voltage and an output signal of an MR sensor (corresponding to an FG sensor).

上記従来制御１は，ロータの正確な回転位置を検出することができる点において極めて有効な制御手法である。しかしながら，上記従来制御１では，数千ｍｉｎ^-1（ｒｐｍ）の回転速度が要求されるＨＤＤやＤＶＤドライブのような高回転型機器に効果的に適用することができるが，複写機の感光体ドラムや搬送ローラ等のように７００〜２０００ｍｉｎ^-1程度の低回転速度で駆動される機器に対しては，逆起電圧の検出周期が長くなるため，モータを早期起動させることや，定常回転時の回転安定性能を確保することが容易ではないという問題がある。また，パルス幅変調による制御（いわゆるＰＷＭ制御）によりモータを駆動させる場合は，ＰＷＭ制御のノイズの影響により逆起電圧の誤検出が生じ得る可能性が高く，そのため，現実的にはＰＷＭ制御を行うことが困難であり，ＰＷＭ制御の特徴である駆動電力の低減や電子機器の負担及び電源負荷の軽減を図ることができない。
また，前記従来制御２は，起動時にロータを所定のコイル相に対応した位置に初期移動させる必要があるため，複雑な制御システムを構成しなければならない。
また，前記従来制御２及び３によれば，起動後は，ＦＧセンサの出力信号のみに基づいてモータが制御されるため，例えば，ＦＧセンサ等の取り付けに取付誤差がある場合は，励磁電流をコイル相に供給するタイミングに微小なタイミング差が生じ，正確且つ安定な制御を行うことができないという問題が生じる。このような問題は，モータの低回転領域において顕著に現れる。更に，励磁電流の供給タイミングがずれることにより，モータのトルクの低下，電源効率の悪化が生じ得るという新たな問題を招来することにもなる。 The conventional control 1 is an extremely effective control method in that an accurate rotational position of the rotor can be detected. However, the conventional control 1 can be effectively applied to high-rotation devices such as HDDs and DVD drives that require a rotational speed of several thousand min ^-1 (rpm). For devices driven at a low rotational speed of about 700 to 2000 min ⁻¹ such as drums and transport rollers, the detection cycle of the counter electromotive voltage becomes long, so that the motor can be started early or during steady rotation. There is a problem that it is not easy to ensure the rotation stability performance of the. In addition, when the motor is driven by control by pulse width modulation (so-called PWM control), there is a high possibility of erroneous detection of the back electromotive voltage due to the influence of PWM control noise. It is difficult to perform, and it is impossible to reduce the driving power and the burden on the electronic device and the power supply load, which are the features of PWM control.
Further, since the conventional control 2 needs to initially move the rotor to a position corresponding to a predetermined coil phase at the time of startup, a complicated control system must be configured.
In addition, according to the conventional controls 2 and 3, since the motor is controlled based only on the output signal of the FG sensor after the start-up, for example, if there is an installation error in the installation of the FG sensor, the excitation current is set. A minute timing difference occurs in the timing supplied to the coil phase, causing a problem that accurate and stable control cannot be performed. Such a problem appears remarkably in the low rotation region of the motor. Furthermore, a shift in the excitation current supply timing causes a new problem that the torque of the motor may be reduced and the power supply efficiency may be deteriorated.

一方，本願出願人は，前記各従来制御１〜３による問題を解消するべく，特許文献４に示す特許発明を創案している。この特許発明は，ロータの一回転を検出するフォトインタラプタ等の回転検出器による一回転検出信号とＦＧセンサの出力信号とを同期させて，励磁電流が供給されるコイル相を切り換える正確なタイミングを生成し，生成された正確なタイミングに基づいてモータを制御するものである。
特開２００３−１５３５９３号公報特開平３−２７７１９７号公報特開２００３−７９１８４号公報特許第３２９４０９４号公報 On the other hand, the applicant of the present application has created the patented invention shown in Patent Document 4 in order to solve the problems caused by the conventional controls 1 to 3 described above. In this patented invention, an accurate timing for switching a coil phase to which an excitation current is supplied is synchronized with a rotation detection signal by a rotation detector such as a photo interrupter that detects one rotation of a rotor and an output signal of an FG sensor. The motor is generated and the motor is controlled based on the generated accurate timing.
JP 2003-153593 A JP-A-3-277197 JP 2003-79184 A Japanese Patent No. 3294094

しかしながら，上記特許文献４に記載の特許発明による転流制御では，ロータの一回転を検出するためにフォトインタラプタ等の回転検出器を設けなければならない。この回転検出器は，更なる装置の省スペース化，縮小化の妨げとなるばかりでなく，経済的にも好ましくない。
従って，本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり，その目的とするところは，低回転領域においても正確且つ安定したモータの制御を行うことができ，また，装置規模の縮小化を実現することが可能なブラシレス直流モータの制御装置を提供することにある。 However, in the commutation control according to the patent invention described in Patent Document 4, a rotation detector such as a photo interrupter must be provided in order to detect one rotation of the rotor. This rotation detector not only hinders further space saving and downsizing of the apparatus, but is also not economically preferable.
Therefore, the present invention has been made in view of the above circumstances, and the object of the present invention is to enable accurate and stable motor control even in a low rotation range, and to reduce the scale of the apparatus. An object of the present invention is to provide a control device for a brushless DC motor that can be used.

上記目的を達成するために本発明のモータ制御装置は，予め定められた起動時相切換信号に基づいて切り換えられたブラシレス直流モータの複数相の電気子巻線（コイル）の各相に励磁電流を供給することにより上記ブラシレス直流モータを制御する起動制御を，上記起動時相切換信号とは異なる駆動時相切換信号に基づいて切り換えられた上記電気子巻線の各相に励磁電流を供給することにより上記ブラシレス直流モータを制御する駆動制御に切り換えるよう構成されている。なお，上記駆動時相切換信号は，上記起動制御により上記ブラシレス直流モータが起動された後に，上記ブラシレス直流モータの少なくとも一の電気子巻線に発生する誘起電圧を検出し，そして，二極以上の界磁磁極が着磁された回転子（ロータ）と共に回転し且つ上記界磁磁極夫々の着磁ピッチに位置同期するよう多極着磁されたＦＧマグネットの着磁位置を上記回転子の回転速度を検出するべく上記ＦＧマグネットに対向し，該ＦＧマグネットにおける複数の磁極に対応する位置に形成されたＦＧ検出パターンにより検出し，上記誘起電圧と上記ＦＧマグネットの着磁位置とが同期したタイミングに基づいて生成されるものである。ここで，上記起動制御から上記駆動制御への切り換えは，上記起動制御により起動制御された上記ブラシレス直流モータが安定回転数に到達した後，上記起動時相切換信号と上記駆動時相切換信号とが同期したことを条件に行われる。
このように構成されることにより，モータの起動時は予め定められた上記起動時相切換信号に基づき起動制御されるため，比較的安定したモータ制御が行われ，その後，上記ＦＧマグネットの着磁位置と上記誘起電圧とに基づき生成された正確な相切換タイミングを示す駆動時相切換信号によりモータが駆動制御されるため，モータの高回転領域だけでなく低回転領域においても，正確且つ安定したモータの制御を行うことができる。また，従来制御のように，ロータの回転位置を検出する独立した回転位置センサー等を配設する必要が無いため，モータのみならず制御装置の縮小化を図り，且つ，フォトインタラプタ等の回転位置センサを排除した分だけ製造コストを削減することが可能となる。 In order to achieve the above object, the motor control device of the present invention provides an excitation current to each phase of a plurality of phase windings (coils) of a brushless DC motor switched based on a predetermined startup time phase switching signal. The excitation control for controlling the brushless DC motor is supplied by supplying an excitation current to each phase of the electric coil that is switched based on a driving phase switching signal different from the startup phase switching signal. Thus, it is configured to switch to drive control for controlling the brushless DC motor. The drive time phase switching signal detects an induced voltage generated in at least one electric coil of the brushless DC motor after the brushless DC motor is started by the start control, and more than two poles. The magnetic poles of the FG magnet rotated with the magnetized rotor (rotor) and position-synchronized with the magnetized pitch of each of the field magnetic poles are rotated by the rotor. Timing at which the induced voltage and the magnetized position of the FG magnet are synchronized by detecting with an FG detection pattern formed at positions corresponding to a plurality of magnetic poles in the FG magnet so as to face the FG magnet in order to detect speed. It is generated based on. Here, the switching from the start control to the drive control is performed after the start time phase switching signal and the drive time phase switching signal after the brushless DC motor controlled by the start control reaches a stable rotational speed. Is performed on the condition that is synchronized.
With this configuration, when the motor is started, the start control is performed based on the predetermined start time phase switching signal. Therefore, relatively stable motor control is performed, and then the FG magnet is magnetized. Since the motor is driven and controlled by the driving time phase switching signal indicating the exact phase switching timing generated based on the position and the induced voltage, it is accurate and stable not only in the high rotation region but also in the low rotation region. The motor can be controlled. Further, unlike the conventional control, it is not necessary to provide an independent rotational position sensor for detecting the rotational position of the rotor, so that not only the motor but also the control device can be reduced, and the rotational position of the photo interrupter, etc. Manufacturing costs can be reduced by eliminating the sensors.

前記したように，上記誘起電圧はロータの正確な回転位置を示すものである。そのため，モータが上記起動制御により起動され，上記誘起電圧を十分に検出できる程度の状態に達した後は，コイルの各相で発生する誘起電圧を利用してロータの回転位置を検出し，励磁電流が供給されるコイル相の転流制御を行うことが望ましい。しかし，上記ロータ各相夫々の誘導起電圧を検出するとなると，誘起電圧を検出するための回路を各相毎に設ける必要が生じ，制御系の構成が複雑となるばかりでなく，処理負担が膨大化し，好ましくない。従って，このような事情を考慮して，少なくとも一の電気子巻線（コイル）の誘起電圧と上記ＦＧ着磁位置とが同期したタイミングに基づいて上記駆動時相切換信号を生成することがより望ましい。具体的には，例えば，検出された一の電気子巻線の誘起電圧と，上記ＦＧ着磁位置に対応して検出された所定のパルス信号とを同期させて，同期信号を生成し，この同期信号の出力タイミングに応じて上記駆動時相切換信号を生成することが考えられる。 As described above, the induced voltage indicates the exact rotational position of the rotor. Therefore, after the motor is started by the start control and reaches the state where the induced voltage can be sufficiently detected, the rotor rotational position is detected by using the induced voltage generated in each phase of the coil, It is desirable to perform commutation control of the coil phase to which current is supplied. However, when the induced electromotive voltage of each phase of the rotor is detected, it is necessary to provide a circuit for detecting the induced voltage for each phase, which not only complicates the configuration of the control system but also increases the processing load. It is not preferable. Therefore, in consideration of such circumstances, it is possible to generate the driving time phase switching signal based on the timing at which the induced voltage of at least one of the armature windings (coils) and the FG magnetization position are synchronized. desirable. More specifically, for example, a synchronization signal is generated by synchronizing the detected induced voltage of one armature winding with a predetermined pulse signal detected corresponding to the FG magnetization position. It can be considered that the driving time phase switching signal is generated according to the output timing of the synchronization signal.

ここで，上記起動制御を上記駆動制御に切り換える具体的手法として，少なくとも一の電気子巻線（コイル）の誘起電圧と上記ＦＧ着磁位置とが最初に同期したタイミングで切り換えることが考えられる。これにより，早期に上記起動制御を上記駆動制御に切り換えることが可能となる。 Here, as a specific method of switching the start control to the drive control, it is conceivable to switch at an timing at which the induced voltage of at least one of the electric windings (coils) and the FG magnetization position are first synchronized. As a result, the start control can be switched to the drive control at an early stage.

ところで，ＰＷＭ制御によりモータが制御されている場合は，回転速度や負荷等に応じてデューティ比の異なる励磁電流が供給されると，上記誘起電圧を正確に検出できないという不都合が生じる。そのため，本発明のモータ制御装置は，正確な誘起電圧を確実に検出可能とするため，一定の励磁電流を上記電気子巻線の各相に供給してモータを起動制御するよう構成されている。
また，安定且つ正確な誘起電圧を検出するためには，上記誘起電圧が，上記ＦＧ着磁位置に対応して検出されるパルス信号の周波数より低いことが好ましい。従って，上記ＦＧ着磁位置に対応して検出されるパルス信号の周波数より低い周波数の誘起電圧を検出するよう本発明のモータ制御装置が構成されていることが望ましい。 By the way, when the motor is controlled by PWM control, if an excitation current having a different duty ratio is supplied according to the rotation speed, load, etc., there is a disadvantage that the induced voltage cannot be detected accurately. For this reason, the motor control device of the present invention is configured to start and control the motor by supplying a constant excitation current to each phase of the above-described armature winding in order to reliably detect an accurate induced voltage. .
In order to detect the induced voltage stably and accurately, it is preferable that the induced voltage is lower than the frequency of the pulse signal detected corresponding to the FG magnetization position. Therefore, it is desirable that the motor control device of the present invention is configured to detect an induced voltage having a frequency lower than the frequency of the pulse signal detected corresponding to the FG magnetization position.

以上説明したように，本発明は，予め定められた起動時相切換信号に基づいて切り換えられたブラシレス直流モータの複数相の電気子巻線の各相に励磁電流を供給することにより上記ブラシレス直流モータを制御する起動制御を，上記起動時相切換信号とは異なる駆動時相切換信号に基づいて切り換えられた上記電気子巻線の各相に励磁電流を供給することにより上記ブラシレス直流モータを制御する駆動制御に切り換えるモータ制御装置として構成されているため，モータの起動時は予め定められた上記起動時相切換信号に基づき起動制御されることにより，比較的安定なモータ制御が行われ，その後，上記ＦＧマグネットの着磁位置と上記誘起電圧とに基づき生成された正確な相切換タイミングを示す駆動時相切換信号によりモータが駆動制御されることにより，モータの高回転領域だけでなく低回転領域においても，正確且つ安定したモータの制御を行うことができる。また，従来制御のように，ロータの回転位置を検出する独立した回転位置センサー等を配設する必要が無いため，モータのみならず制御装置の縮小化を図ることができ，且つ，フォトインタラプタ等の回転位置センサを排除した分だけ製造コストを削減することが可能となる。 As described above, the present invention provides the brushless DC by supplying an excitation current to each phase of the plurality of phase electric coil windings of the brushless DC motor switched based on a predetermined startup time phase switching signal. The brushless DC motor is controlled by supplying an excitation current to each phase of the electric coil that is switched based on a driving time phase switching signal different from the starting time phase switching signal. Since the motor control device is configured to switch to drive control, the motor is controlled based on the predetermined start time phase switching signal when starting the motor, so that relatively stable motor control is performed. The motor is driven by the driving time phase switching signal indicating the exact phase switching timing generated based on the magnetized position of the FG magnet and the induced voltage. By being controlled, even in the low rotation region as well as the high rotation region of the motor, it can be controlled accurately and stable motor. Further, unlike the conventional control, it is not necessary to provide an independent rotational position sensor for detecting the rotational position of the rotor, so that not only the motor but also the control device can be reduced, and a photo interrupter, etc. Therefore, the manufacturing cost can be reduced by eliminating the rotational position sensor.

以下添付図面を参照しながら，本発明の一実施形態について説明し，本発明の理解に供する。尚，以下の実施の形態は，本発明を具体化した一例であって，本発明の技術的範囲を限定する性格のものではない。
ここに，図１は本発明の実施の形態に係るモータ制御装置Ｘの概略構成を示すブロック図，図２は本発明の実施の形態に係るモータ制御装置Ｘにより制御されるブラシレス直流モータの断面構造を示す模式断面図，図３はＦＧマグネット及びＦＧセンサの一例を示す模式図，図４はフィールドマグネット及びＦＧマグネットの着磁パターンを示す模式図，図５は本発明の主制御部及びＡＳＩＣ等により実行される転流制御及びモータの駆動制御の処理手順の一例を説明するフローチャート，図６は転流制御に使用される各種信号のタイミングチャートである。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings for understanding of the present invention. The following embodiment is an example embodying the present invention, and does not limit the technical scope of the present invention.
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a motor control device X according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a cross section of a brushless DC motor controlled by the motor control device X according to the embodiment of the present invention. 3 is a schematic cross-sectional view showing the structure, FIG. 3 is a schematic view showing an example of the FG magnet and the FG sensor, FIG. 4 is a schematic view showing the magnetization pattern of the field magnet and the FG magnet, and FIG. 5 is the main controller and ASIC of the present invention. FIG. 6 is a timing chart of various signals used for commutation control.

まず，図２の模式断面図を用いて，本発明の実施形態に係るモータ制御装置Ｘによって駆動制御されるアウターロータ（外転）形の３相８極ブラシレス直流モータ（以下，ＤＣモータと略す）６０の概要について説明する。なお，上記ＤＣモータ６０は，例えば，複写機，プリンタ，ファクシミリ等の画像形成装置の感光体ドラムや搬送ローラ等の３０００ｍｉｎ^-1以下の回転速度で駆動される駆動機器，或いは３０００ｍｉｎ^-1以下の低回転型のＨＤＤやＤＶＤドライブ等の駆動モータとして用いられる。また，上記ＤＣモータ６０は，上記モータ制御装置Ｘが適用されるブラシレス直流モータの単なる一例であって，本発明の技術的範囲を限定するものではない。従って，以下に説明する構成とは異なる，例えばインナーロータ（内転）形等の各種形式のブラシレス直流モータにおいても上記モータ制御装置Ｘが適用され得る。
図２に示されるように，上記ＤＣモータ６０は，軸受ブラケット６７と，該軸受ブラケット６７に固定されたステータ（固定子）６１と，上記ステータを囲むようにして回転するロータ（回転子）６２とを備えて構成されている。
上記ロータ６２は，ロータヨーク６２ａの内側に二極以上（本例では８極）の永久磁石等のフィールドマグネット６２ｂ（界磁磁極の一例）が着磁されており，更に上記ロータヨーク６２ａの中心にシャフト６６が圧入等により一体的に形成されている。また，上記ロータ６２のフィールドマグネット６２ｂの下端外周部には，図３（ａ）に示すように，上記フィールドマグネット６２ｂ夫々の着磁ピッチに位置同期するよう小マグネット６４ａが多極着磁されたＦＧマグネット６４が配置されており，上記ロータ６２と共に回転するよう設けられている。また，上記小マグネット６４ａは，磁極が交互に異なるよう上記ＦＧマグネット６４に配列されている。なお，上記ＦＧマグネット６４の小マグネット６４ａの着磁数（以下，ＦＧ着磁数という）は，上記ＤＣモータ６０の相数をｍ，上記フィールドマグネット６２ｂの着磁数をｐとすると，以下の（式１）を満足する。ここに，（式１）中のｎは任意の正の整数である。
ｆ＝２ｍｐｎ ………（式１）
従って，上記ＤＣモータ６０が３相８極のブラシレス直流モータである場合は，ｎ＝１とすると，上記ＦＧ着磁数ｆは２×３×８×１＝４８となり，フィールドマグネット６２ｂ一極に対しては６極の小マグネット６４ａが位置同期して着磁されていることになる。このように着磁されたフィールドマグネット６２ｂを図４（ａ）に，ＦＧマグネット６４の着磁パターンを図４（ｂ）に示す。 First, referring to the schematic cross-sectional view of FIG. 2, an outer rotor (abduction) type three-phase 8-pole brushless DC motor (hereinafter abbreviated as a DC motor) that is driven and controlled by the motor control device X according to the embodiment of the present invention. ) The outline of 60 will be described. The DC motor 60 is, for example, a driving device driven at a rotational speed of 3000 min ⁻¹ or less, such as a photosensitive drum or a conveyance roller of an image forming apparatus such as a copying machine, a printer, or a facsimile machine, or 3000 min ⁻¹ or less. It is used as a drive motor for a low-rotation type HDD or DVD drive. The DC motor 60 is merely an example of a brushless DC motor to which the motor control device X is applied, and does not limit the technical scope of the present invention. Therefore, the motor control device X can be applied to various types of brushless DC motors having different configurations from those described below, such as an inner rotor (inner rotation) type.
As shown in FIG. 2, the DC motor 60 includes a bearing bracket 67, a stator (stator) 61 fixed to the bearing bracket 67, and a rotor (rotor) 62 that rotates around the stator. It is prepared for.
In the rotor 62, a field magnet 62b (an example of a field magnetic pole) such as a permanent magnet having two or more poles (eight poles in this example) is magnetized inside the rotor yoke 62a, and a shaft is further formed in the center of the rotor yoke 62a. 66 is integrally formed by press fitting or the like. Further, as shown in FIG. 3A, a small magnet 64a is multipolarly magnetized on the outer periphery of the lower end of the field magnet 62b of the rotor 62 so as to synchronize with the magnetization pitch of each field magnet 62b. An FG magnet 64 is disposed and provided to rotate together with the rotor 62. The small magnets 64a are arranged on the FG magnet 64 so that the magnetic poles are alternately different. The number of magnetizations of the small magnets 64a of the FG magnet 64 (hereinafter referred to as FG magnetization number) is as follows, where m is the number of phases of the DC motor 60 and p is the number of magnetizations of the field magnet 62b. (Formula 1) is satisfied. Here, n in (Formula 1) is an arbitrary positive integer.
f = 2 mpn (Equation 1)
Therefore, when the DC motor 60 is a three-phase 8-pole brushless DC motor, if n = 1, the FG magnetization number f is 2 × 3 × 8 × 1 = 48, and the field magnet 62b has one pole. On the other hand, the 6-pole small magnet 64a is magnetized in position synchronization. FIG. 4A shows the field magnet 62b magnetized in this way, and FIG. 4B shows the magnetization pattern of the FG magnet 64.

上記ステータ６１は，複数のアマチュアコア（電気子鉄心）６１ｂ夫々に複数相（本例では３相）を形成するアマチュアコイル（電気子巻線）６１ａが巻回されて形成されており，上記軸受ブラケット６７の柱部６７ａに固定されている。
上記軸受ブラケット６７の上記ＦＧマグネット６２ｂに対向する位置には，上記ロータ６２のＦＧマグネット６４の着磁パターン（着磁位置）を検出するＦＧセンサ（ＦＧ着磁位置検出手段の一例）が装着されたプリント基板６３が配設されている。このＦＧセンサ６５の具体例としては，図３（ａ）に示される磁気抵抗素子６５ａや，図３（ｂ）に示される，プリント基板６３上に一体形成されたＦＧ検出パターン６５ｂ等が該当する。上記ＦＧセンサ６５により上記ＦＧマグネット６４の着磁パターンが検出されると，図４（ｃ）に示すように，Ｓ極或いはＮ極に対応するパルス信号（ＦＧパルス（Ｓｇ１）と称す）が後述するモータ制御装置ＸのＦＧアンプ４０（図１）に送出される。
上記ＦＧマグネット６４及び上記ＦＧセンサ６５は，上記ＦＧマグネット６４の着磁パターンの検出結果に基づいて上記ロータ６２の回転速度を検出するために設けられているものであるが，本例では，上記ロータ６２の回転速度以外に，上記ロータ６２の回転位置（回転角度）を検出する用途として利用する。従って，上記ＤＣモータ６０には，ロータ６２の回転位置を検出するためのホールセンサやロータリーエンコーダ等の検出器は設けられていない。 The stator 61 is formed by winding an armature coil (electron winding) 61a that forms a plurality of phases (three phases in this example) around each of a plurality of armature cores (element cores) 61b. It is fixed to a column part 67 a of the bracket 67.
An FG sensor (an example of FG magnetization position detection means) for detecting the magnetization pattern (magnetization position) of the FG magnet 64 of the rotor 62 is mounted at a position of the bearing bracket 67 facing the FG magnet 62b. A printed circuit board 63 is disposed. Specific examples of the FG sensor 65 include the magnetoresistive element 65a shown in FIG. 3A and the FG detection pattern 65b integrally formed on the printed circuit board 63 shown in FIG. 3B. . When the magnetization pattern of the FG magnet 64 is detected by the FG sensor 65, as shown in FIG. 4C, a pulse signal (referred to as FG pulse (Sg1)) corresponding to the S pole or the N pole will be described later. Is sent to the FG amplifier 40 (FIG. 1) of the motor control device X.
The FG magnet 64 and the FG sensor 65 are provided for detecting the rotational speed of the rotor 62 based on the detection result of the magnetization pattern of the FG magnet 64. In addition to the rotation speed of the rotor 62, the rotation position (rotation angle) of the rotor 62 is detected. Therefore, the DC motor 60 is not provided with a detector such as a hall sensor or a rotary encoder for detecting the rotational position of the rotor 62.

続いて，図１のブロック図を用いて，本発明の実施の形態に係るモータ制御装置Ｘの概略構成について説明する。
上記モータ制御部Ｘは，大別して，主制御部１０，ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）２０，Ｈブリッジドライバ（以下，ドライバと略す）３０，ＦＧアンプ４０（ＦＧ着磁位置検出手段の一例），誘起電圧検出手段の一例であってＵ相のアマチュアコイルで発生する誘起電圧を検出するコンパレータ５０及びローパスフィルタ（以下，ＬＰと略す）５１等を備えて概略構成されている。
上記コンパレータ５０及びＬＰ５１は，上記ＤＣモータ６０が起動された後に，上記ロータ６２の回転位置を検出するためのものであり，Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相を形成するアマチュアコイル６１ａのうちの少なくとも一のアマチュアコイル（本例ではＵ相）に発生する誘起電圧（逆起電圧）を検出するものである。上記ＬＰ５１はドライバ３０とＵ相コイルとを接続するラインに接続されており，Ｕ相で発生する逆起電圧を的確に検出するべく所定の周波数の電圧のみを通過させる。
上記ＬＰ５１を通過したＵ相の逆起電圧は，上記コンパレータ５０において所定の電圧以上であるかどうかが比較される。ここで，所定の電圧以上であると判断されると，Ｕ相の逆起電圧が信号として後述する主制御部１０に送出される。このようして検出されたＵ相の逆起電圧（Ｓｇ２）を図４（ｄ）に示す。なお，図４（ｄ）はＤＣモータ６０が所定の安定回転速度で回転する場合のＵ相の逆起電圧を示す。このＵ相の逆起電圧（Ｓｇ２）は，Ｕ相のコイル位置を示すものであり，本来はフィールドマグネット６２ｂの着磁パターン（図４（ａ））と同期した信号（図４（ｄ）の破線）となるが，上記Ｕ相の逆起電圧（Ｓｇ２）は上記ＬＰ５１を通じて検知された信号であるため，図４（ｄ）の実線に示すように，Δｔの遅れが生じる。 Next, a schematic configuration of the motor control device X according to the embodiment of the present invention will be described using the block diagram of FIG.
The motor control unit X is roughly divided into a main control unit 10, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit) 20, an H-bridge driver (hereinafter abbreviated as a driver) 30, an FG amplifier 40 (an example of FG magnetization position detection means), It is an example of an induced voltage detection means, and includes a comparator 50 that detects an induced voltage generated in a U-phase amateur coil, a low-pass filter (hereinafter abbreviated as LP) 51, and the like.
The comparator 50 and LP51 are for detecting the rotational position of the rotor 62 after the DC motor 60 is started, and are at least one of the amateur coils 61a forming the U phase, the V phase, and the W phase. An induced voltage (back electromotive voltage) generated in one amateur coil (U phase in this example) is detected. The LP 51 is connected to a line connecting the driver 30 and the U-phase coil, and passes only a voltage having a predetermined frequency in order to accurately detect a counter electromotive voltage generated in the U-phase.
The comparator 50 compares the U-phase back electromotive force voltage that has passed through the LP 51 with a predetermined voltage. If it is determined that the voltage is equal to or higher than the predetermined voltage, the U-phase counter electromotive voltage is sent as a signal to the main control unit 10 described later. The U-phase counter electromotive voltage (Sg2) thus detected is shown in FIG. 4 (d). FIG. 4D shows a U-phase counter electromotive voltage when the DC motor 60 rotates at a predetermined stable rotational speed. This U-phase counter electromotive voltage (Sg2) indicates the position of the U-phase coil, and is originally a signal (FIG. 4 (d)) synchronized with the magnetization pattern (FIG. 4 (a)) of the field magnet 62b. Although the U-phase counter electromotive voltage (Sg2) is a signal detected through the LP51, a delay of Δt occurs as shown by a solid line in FIG. 4D.

上記ＡＳＩＣ２０は，予め定められた起動パターン（起動時相切換信号に相当）を発生する起動パターン発生回路２１，駆動時相切換信号生成手段の一例である駆動パターン発生回路２２，制御切換手段の一例である同期セレクタ２３，励磁電流が供給されるコイル相を切り換える制御（転流制御）を行う転流制御回路２４等を備えて構成されている。
また，上記主制御部１０は，タイマー１２とパルス幅変調器１１とを備え，更に，入力されたデータ（信号）や所定の制御プログラム等が格納されたＲＯＭ，上記制御プログラムに従った演算処理（後述するフローチャートの各処理を含む）を行うＣＰＵ，基準クロックを発生するクロック発生器，ＲＡＭ等の各種周辺部品等からなるＬＳＩ等のマイクロコンピュータ（マイコン）等により構成されている。 The ASIC 20 includes an activation pattern generation circuit 21 that generates a predetermined activation pattern (corresponding to an activation time phase switching signal), a driving pattern generation circuit 22 that is an example of a driving time phase switching signal generation unit, and an example of a control switching unit. And a commutation control circuit 24 for performing control (commutation control) for switching the coil phase to which the excitation current is supplied.
The main control unit 10 includes a timer 12 and a pulse width modulator 11, and further includes a ROM in which input data (signals) and a predetermined control program are stored, and arithmetic processing according to the control program. It is composed of a CPU (including each process of a flowchart to be described later), a clock generator for generating a reference clock, a microcomputer such as an LSI composed of various peripheral components such as a RAM, and the like.

次に，上述のように構成されたモータ制御装置Ｘにおいて，上記主制御部１０及び上記ＡＳＩＣ２０等により実行されるモータの駆動制御及び転流制御の処理手順について，図５のフローチャート及び図６のタイミングチャートを用いて説明する。図５中のＳ１０，Ｓ２０，…は処理手順（ステップ）番号を示す。なお，処理はモータの起動制御からスタートし，ステップＳ１０より開始される。
〈Ｓ１０〉
上記ＤＣモータ６０の起動時は，上記ＦＧセンサ６５によるＦＧパルス（Ｓｇ１）（図４（ｃ））及び上記Ｕ相の逆起電圧（Ｓｇ２）（図４（ｄ））は発生しないため，ＤＣモータ６０の起動は，上記同期セレクタ２３により選択（Ｓ１０）された上記起動パターン発生回路２１により発生された起動パターンに基づいて上記転流制御回路２４により切り換えられたアマチュアコイル６１ａの各相に上記ドライバ３０が励磁電流を供給することにより起動制御が行われる。上記同期セレクタ２３による選択は，主制御部１０から上記同期セレクタ２３に出力されたＳＥＬ信号（セレクタ信号）に基づいて行われる。なお，このような起動制御を実行する上記転流制御回路２４及び上記ドライバ３０が起動制御手段に相当する。
〈Ｓ２０〉
その後，パルス幅変調器１１によるＰＷＭ制御により出力される出力パルスのデューティ比が最大値に設定される（Ｓ２０）。これは，一定の励磁電流をアマチュアコイル６１ａの各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）に供給して起動制御を行うために行う処理である。これにより，上記ＤＣモータ６０が同期モータ制御され，同期モータとして駆動される。このように同期モータ制御により起動されることにより，Ｕ相の逆起電圧を安定且つ確実にそして比較的早期に検出することが可能となる。 Next, in the motor control device X configured as described above, the processing procedure of motor drive control and commutation control executed by the main control unit 10 and the ASIC 20 is shown in the flowchart of FIG. 5 and FIG. This will be described using a timing chart. 5, S10, S20,... Indicate processing procedure (step) numbers. The process starts from motor start control and starts from step S10.
<S10>
When the DC motor 60 is started, the FG pulse (Sg1) (FIG. 4C) and the U-phase counter electromotive voltage (Sg2) (FIG. 4D) by the FG sensor 65 are not generated. The activation of the motor 60 is applied to each phase of the amateur coil 61a switched by the commutation control circuit 24 based on the activation pattern generated by the activation pattern generation circuit 21 selected (S10) by the synchronous selector 23. Start-up control is performed by the driver 30 supplying excitation current. The selection by the synchronization selector 23 is performed based on the SEL signal (selector signal) output from the main control unit 10 to the synchronization selector 23. Note that the commutation control circuit 24 and the driver 30 that execute such activation control correspond to activation control means.
<S20>
Thereafter, the duty ratio of the output pulse output by the PWM control by the pulse width modulator 11 is set to the maximum value (S20). This is a process that is performed in order to perform start-up control by supplying a constant excitation current to each phase (U phase, V phase, W phase) of the armature coil 61a. Thereby, the DC motor 60 is controlled as a synchronous motor and driven as a synchronous motor. By being started by the synchronous motor control in this way, the U-phase counter electromotive voltage can be detected stably, reliably and relatively early.

〈Ｓ３０〜Ｓ５０〉
ＤＣモータ６０が起動制御により回転駆動されると，続いて，ＦＧセンサ６５からのＦＧパルス（Ｓｇ１）が検出されたかどうかが判断される（Ｓ３０）。この判断は主制御部１０により行われ，上記ＦＧセンサ６５からのＦＧパルスがＦＧアンプ４０に入力され，このＦＧアンプ４０で増幅された信号（ＦＧパルス（Ｓｇ１））を検出したかどうかにより行われる。この判断は，ＦＧパルス（Ｓｇ１）が検出されるまで行われる。
ここで，ＦＧパルス（Ｓｇ１）が検出されると，続いて，Ｕ相の逆起電圧（Ｓｇ２）が検出されたかどうかが判断される（Ｓ４０）。この判断も上記主制御部１０により行われ，上記コンパレータ５０からの信号を検知することにより行われる。
上記Ｓ４０で，Ｕ相の逆起電圧（Ｓｇ２）が検出されると，続いて，Ｓ５０において，ＤＣモータ６０が安定回転数に到達したかどうかが判断される。この判断は，たとえば，主制御部１０に入力されるＦＧパルス（Ｓｇ１）のパルス数が所定回数カウントされたかどうか，或いは，起動後最初にＦＧパルスを検出してからタイマ１２により所定時間計時されたかどうか，或いは，ＦＧパルス（Ｓｇ１）から求められる回転速度とＵ相の逆起電圧（Ｓｇ２）から求められる回転速度とが略一致しているかどうかにより判断される。 <S30 to S50>
When the DC motor 60 is rotationally driven by the start control, it is subsequently determined whether an FG pulse (Sg1) from the FG sensor 65 is detected (S30). This determination is made by the main control unit 10, and the FG pulse from the FG sensor 65 is input to the FG amplifier 40, and it is determined whether or not the signal amplified by the FG amplifier 40 (FG pulse (Sg1)) is detected. Is called. This determination is performed until the FG pulse (Sg1) is detected.
Here, when the FG pulse (Sg1) is detected, it is subsequently determined whether or not the U-phase counter electromotive voltage (Sg2) is detected (S40). This determination is also made by the main control unit 10 and is made by detecting a signal from the comparator 50.
When the U-phase counter electromotive voltage (Sg2) is detected in S40, it is subsequently determined in S50 whether the DC motor 60 has reached a stable rotational speed. This determination is made by, for example, whether the number of FG pulses (Sg1) input to the main control unit 10 has been counted a predetermined number of times, or timed by the timer 12 for the first time after the first FG pulse is detected after startup. Or whether the rotational speed obtained from the FG pulse (Sg1) and the rotational speed obtained from the U-phase counter electromotive voltage (Sg2) are substantially the same.

〈Ｓ６０〜Ｓ９０〉
上記Ｓ５０で，ＤＣモータ６０が安定回転数に到達したと判断されると，続いて，検出されたＵ相の逆起電圧（Ｓｇ２）と上記起動パターン発生回路２１から発生する起動パターンのＵ相切換信号（Ｓｇ４）（図６（ｅ））とが同期しているかどうかが判断される（Ｓ６０）。この判断は，起動制御に使用中のＵ相切換信号（Ｓｇ４）の波形と実際のロータ６２の回転位置を示す逆起電圧（Ｓｇ２）の波形とが一致しているかどうか，或いは，Ｕ相切換信号（Ｓｇ４）及び逆起電圧（Ｓｇ２）のデューティ比が一致しているかどうかにより判断される。この判断処理は，起動パターンによる起動制御が正常に行われていることを確認するための処理である。
上記Ｓ６０で，Ｕ相の逆起電圧（Ｓｇ２）とＵ相切換信号（Ｓｇ４）とが同期していると判断されると（図６中の時刻Ｔ０），続いて，Ｓ７０において，同期判断後の最初に検出されるＵ相の逆起電圧（Ｓｇ２）の立ち上がりエッジが検出され（時刻Ｔ１），その後，Ｓ８０において，上記Ｕ相の逆起電圧（Ｓｇ２）の立ち上がりエッジと同期するＦＧパルス（Ｓｇ１），即ち，時刻Ｔ１後の最初のＦＧパルス（Ｓｇ１）の立ち上がりエッジが検出される（時刻Ｔ２）。Ｓ８０で時刻Ｔ１後の最初のＦＧパルス（Ｓｇ１）の立ち上がりエッジが検出されると，この検出と略同時に，図６（ｊ）に示すように，時刻Ｔ３においてＳＹＮＣ信号（Ｓｇ３）（同期信号に相当）が上記主制御部１０からＡＳＩＣ２０に出力される（Ｓ９０）。なお，上記Ｓ７０〜Ｓ９０の処理は，Ｕ相の逆起電圧（Ｓｇ２）とＦＧパルス（Ｓｇ１）とを同期させて上記ＳＹＮＣ信号（Ｓｇ３）を生成して出力する処理であり，このような処理を実行する主制御部１０が同期信号出力手段に相当する。 <S60 to S90>
If it is determined in S50 that the DC motor 60 has reached the stable rotational speed, then the detected U-phase counter electromotive voltage (Sg2) and the U-phase of the startup pattern generated from the startup pattern generation circuit 21 are detected. It is determined whether or not the switching signal (Sg4) (FIG. 6 (e)) is synchronized (S60). This determination is made based on whether the waveform of the U-phase switching signal (Sg4) being used for the start-up control matches the waveform of the counter electromotive voltage (Sg2) indicating the actual rotational position of the rotor 62, or the U-phase switching. This is determined based on whether the duty ratios of the signal (Sg4) and the counter electromotive voltage (Sg2) are the same. This determination process is a process for confirming that the activation control by the activation pattern is normally performed.
If it is determined in S60 that the U-phase back electromotive voltage (Sg2) and the U-phase switching signal (Sg4) are synchronized (time T0 in FIG. 6), then in S70, after the synchronization determination The rising edge of the U-phase counter electromotive voltage (Sg2) detected first is detected (time T1), and then, in S80, the FG pulse synchronized with the rising edge of the U-phase counter electromotive voltage (Sg2) ( Sg1), that is, the rising edge of the first FG pulse (Sg1) after time T1 is detected (time T2). When the rising edge of the first FG pulse (Sg1) after time T1 is detected in S80, almost simultaneously with this detection, as shown in FIG. 6 (j), as shown in FIG. 6 (j), the SYNC signal (Sg3) Is output from the main controller 10 to the ASIC 20 (S90). The processes in S70 to S90 are processes for generating and outputting the SYNC signal (Sg3) by synchronizing the U-phase counter electromotive voltage (Sg2) and the FG pulse (Sg1). The main control unit 10 that executes is equivalent to a synchronization signal output means.

〈Ｓ１００〉
上記ＳＹＮＣ信号（Ｓｇ３）が出力されると，続いて，上記コンパレータ５０からのＵ相逆起電圧（Ｓｇ２）と上記ＦＧアンプからのＦＧパルス（Ｓｇ１）とに基づいて励磁電流が供給されるアマチュアコイル６１ａの各相を切り換える駆動パターン（駆動時相切換信号に相当）を生成する駆動パターン生成処理が行われる（Ｓ１００）。この処理は，上記Ｕ相の逆起電圧（Ｓｇ２）と上記ＦＧパルス（Ｓｇ１）とが同期したタイミングに基づいて行われる処理であって，上記ＳＹＮＣ信号（Ｓｇ３）の出力タイミング（時刻Ｔ３）に応じて上記駆動パターンを生成する処理である。具体的には，上記ＳＹＮＣ信号（Ｓｇ３）が出力された時刻Ｔ３（時刻Ｔ２と略同時刻）からＦＧパルス（Ｓｇ１）のパルス数がカウントされ，所定数カウントされたと判断されると，その後のＦＧパルス（Ｓｇ１）の立ち上がりエッジ（時刻Ｔ４）から，上記駆動パターンの生成が開始される。本実施形態例では，フィールドマグネット６２ｂの１極に対して６極の小マグネット６４ａが着磁されており，そのためフィールドマグネット６２ｂの１極に対して３パルスのＦＧパルス（Ｓｇ１）が出力されるため，正確なロータの回転位置を示す上記逆起電圧（Ｓｇ２）と同期のとれたＦＧパルス（Ｓｇ１）の立ち上がりエッジ（時刻Ｔ４）に基づいてＦＧパルス（Ｓｇ１）の３パルス毎に各相の切換信号を生成することにより，正確な駆動パターンを生成することが可能となる。なお，前述したように，実際は，上記Ｕ相の逆起電圧（Ｓｇ２）はロータの回転位置よりもΔｔの遅れが生じているため，この遅れ時間Δｔを考慮して，上記ＳＹＮＣ信号（Ｓｇ３）が出力された時刻Ｔ３からカウントされるＦＧパルス（Ｓｇ１）のパルス数を定めなければならない。例えば，Δｔが１パルス未満であればカウントするパルス数は５となり，１パルスより大きく，２パルス未満であればカウントするパルス数は４となる。なお，図６（ｉ）は１パルス未満の遅れ時間Δｔを示す。 <S100>
When the SYNC signal (Sg3) is output, an amateur is supplied with an excitation current based on the U-phase back electromotive voltage (Sg2) from the comparator 50 and the FG pulse (Sg1) from the FG amplifier. A drive pattern generation process for generating a drive pattern (corresponding to a driving time phase switching signal) for switching each phase of the coil 61a is performed (S100). This processing is performed based on the timing at which the U-phase back electromotive voltage (Sg2) and the FG pulse (Sg1) are synchronized, and at the output timing (time T3) of the SYNC signal (Sg3). In response to this, the drive pattern is generated. Specifically, the number of FG pulses (Sg1) is counted from the time T3 (approximately the same time as the time T2) when the SYNC signal (Sg3) is output. Generation of the drive pattern is started from the rising edge (time T4) of the FG pulse (Sg1). In this embodiment, a small magnet 64a having six poles is magnetized with respect to one pole of the field magnet 62b, and therefore three FG pulses (Sg1) are output to one pole of the field magnet 62b. Therefore, based on the rising edge (time T4) of the FG pulse (Sg1) synchronized with the counter electromotive voltage (Sg2) indicating the exact rotor rotation position, each phase of each FG pulse (Sg1) By generating the switching signal, an accurate drive pattern can be generated. As described above, since the U-phase counter electromotive voltage (Sg2) is delayed by Δt from the rotational position of the rotor, the SYNC signal (Sg3) is considered in consideration of the delay time Δt. It is necessary to determine the number of FG pulses (Sg1) counted from the time T3 when is output. For example, if Δt is less than 1 pulse, the number of pulses to be counted is 5, and if greater than 1 pulse and less than 2 pulses, the number of pulses to be counted is 4. FIG. 6 (i) shows a delay time Δt of less than one pulse.

〈Ｓ１１０〜Ｓ１２０〉
上記駆動パターンが生成されると，続いてＳ１１０において，上記Ｓ６０の処理と同じようにして，起動パターンと生成された駆動パターンとが同期しているかどうかが判断され，同期していると判断されると，上記同期セレクタ２３によって，起動パターン発生回路２１から駆動パターン発生回路２２に切り換えられる（Ｓ１２０）。これにより，ＤＣモータ６０の制御が，起動パターンに基づく起動制御（Ｓ１０参照）から駆動パターンに基づく駆動制御（Ｓ１００で生成された駆動パターンに基づいて切り換えられたアマチュアコイル６１ａの各相に上記ドライバ３０が励磁電流を供給することにより上記ＤＣモータ６０を駆動させる制御）に切り換えられる。なお，このとき，上記パルス幅変調器１１の最大設定（Ｓ２０）は解除され，その後は，ＤＣモータ６０は上記パルス幅変調器１１によってＰＷＭ制御される。また，起動制御から駆動制御への切換は，Ｕ相の逆起電圧（Ｓｇ２）とＦＧパルス（Ｓｇ１）とが最初に同期したタイミング，即ち，時刻Ｔ４で切り換えるようにすれば，電力消費及び電子機器の負担が大きい起動制御から省電力制御であるＰＷＭ制御に早期に切り換えることが可能となる。 <S110 to S120>
When the drive pattern is generated, in S110, it is determined whether or not the activation pattern and the generated drive pattern are synchronized in the same manner as the process of S60. Then, the activation selector 23 switches to the drive pattern generator 22 by the synchronous selector 23 (S120). As a result, the control of the DC motor 60 is changed from the start control based on the start pattern (see S10) to the drive control based on the drive pattern (the driver coil is switched to each phase of the amateur coil 61a based on the drive pattern generated in S100). 30 is switched to control for driving the DC motor 60 by supplying an excitation current. At this time, the maximum setting (S20) of the pulse width modulator 11 is canceled, and thereafter, the DC motor 60 is PWM-controlled by the pulse width modulator 11. In addition, the switching from the start control to the drive control is performed by switching at the timing when the U-phase counter electromotive voltage (Sg2) and the FG pulse (Sg1) are first synchronized, that is, at time T4. It is possible to quickly switch from startup control, which imposes a heavy load on the device, to PWM control, which is power saving control.

〈Ｓ１３０〜Ｓ１５０〉
上記Ｓ１２０の切り換えが行われた後は，上記ＳＹＮＣ信号（Ｓｇ３）を出力する必要は無いため，Ｓ１３０〜Ｓ１５０において，上記ＳＹＮＣ信号（Ｓｇ３）の出力を解除する処理が行われる。この処理は，上記Ｓ７０及びＳ８０の処理と同じように，Ｓ１３０において，駆動制御に切り換えられた後に最初に検出されるＵ相の逆起電圧（Ｓｇ２）の立ち上がりエッジが検出され（時刻Ｔ５），その後，Ｓ１４０において，Ｕ相の逆起電圧（Ｓｇ２）の立ち上がりエッジと同期するＦＧパルス（Ｓｇ１），即ち，時刻Ｔ５後の最初のＦＧパルス（Ｓｇ１）の立ち上がりエッジが検出される（時刻Ｔ６）。そして，Ｓ１４０で時刻Ｔ６後の最初のＦＧパルス（Ｓｇ１）の立ち上がりエッジが検出されると，この検出と略同時に，図６（ｊ）に示すように，時刻Ｔ７においてＳＹＮＣ信号（Ｓｇ３）の出力が解除される（Ｓ１５０）。
なお，以上の実施の形態では，Ｕ相の逆起電圧を検出する例について説明したが，もちろん，Ｖ相，Ｗ相の逆起電圧を検出する実施例であってもかまわない。 <S130 to S150>
Since it is not necessary to output the SYNC signal (Sg3) after the switching of S120, processing for canceling the output of the SYNC signal (Sg3) is performed in S130 to S150. In this process, the rising edge of the U-phase counter electromotive voltage (Sg2) detected first after switching to drive control is detected in S130, similar to the processes in S70 and S80 (time T5). Thereafter, in S140, the rising edge of the FG pulse (Sg1) synchronized with the rising edge of the U-phase counter electromotive voltage (Sg2), that is, the first FG pulse (Sg1) after time T5 is detected (time T6). . When the rising edge of the first FG pulse (Sg1) after time T6 is detected in S140, the SYNC signal (Sg3) is output at time T7 as shown in FIG. 6 (j) almost simultaneously with this detection. Is released (S150).
In the above embodiment, the example of detecting the U-phase counter electromotive voltage has been described. However, of course, the embodiment may also be an embodiment that detects the V-phase and W-phase counter electromotive voltages.

本発明の実施の形態に係るモータ制御装置Ｘの概略構成を示すブロック図。1 is a block diagram showing a schematic configuration of a motor control device X according to an embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態に係るモータ制御装置Ｘにより制御されるブラシレス直流モータの断面構造を示す模式断面図。1 is a schematic cross-sectional view showing a cross-sectional structure of a brushless DC motor controlled by a motor control device X according to an embodiment of the present invention. ＦＧマグネット及びＦＧセンサの一例を示す模式図。The schematic diagram which shows an example of an FG magnet and an FG sensor. フィールドマグネット及びＦＧマグネットの着磁パターンを示す模式図。The schematic diagram which shows the magnetization pattern of a field magnet and an FG magnet. 本発明の主制御部及びＡＳＩＣ等により実行される転流制御及びモータの駆動制御の処理手順の一例を説明するフローチャート。The flowchart explaining an example of the process sequence of the commutation control performed by the main control part of this invention, ASIC, etc., and the drive control of a motor. 転流制御に使用される各種信号のタイミングチャート。The timing chart of various signals used for commutation control.

符号の説明Explanation of symbols

Ｘ…モータ制御装置
１０…主制御部
１１…パルス幅変調器
１２…タイマ
２０…ＡＳＩＣ
２１…起動パターン発生回路
２２…駆動パターン発生回路（駆動時相切換信号生成手段の一例）
２３…同期セレクタ（制御切換手段の一例）
２４…転流制御回路
３０…ドライバ
４０…ＦＧアンプ（ＦＧ着磁位置検出手段の一例）
５０…コンパレータ（誘起電圧検出手段の一例）
５１…ローパスフィルタ（誘起電圧検出手段の一例）
６０…ブラシレス直流モータ
６１…ステータ（固定子）
６１ａ…アマチュアコイル（電気子巻線）
６１ｂ…アマチュアコア（電気子鉄心）
６２…ロータ（回転子）
６２ａ…ロータヨーク
６２ｂ…フィールドマグネット（界磁磁極の一例）
６３…プリント基板
６４…ＦＧマグネット
６５…ＦＧセンサ（ＦＧ着磁位置検出手段の一例）
６６…シャフト
６７…軸受ブラケット X ... motor control device 10 ... main control unit 11 ... pulse width modulator 12 ... timer 20 ... ASIC
21... Start pattern generation circuit 22... Drive pattern generation circuit (an example of drive phase switching signal generation means)
23 ... Synchronous selector (an example of control switching means)
24 ... Commutation control circuit 30 ... Driver 40 ... FG amplifier (an example of FG magnetization position detecting means)
50: Comparator (an example of induced voltage detection means)
51. Low pass filter (an example of induced voltage detection means)
60 ... Brushless DC motor 61 ... Stator (stator)
61a ... amateur coil (electron winding)
61b ... Amateur core (Electric core)
62 ... Rotor (rotor)
62a ... Rotor yoke 62b ... Field magnet (an example of a field magnetic pole)
63 ... Printed circuit board 64 ... FG magnet 65 ... FG sensor (an example of FG magnetization position detecting means)
66 ... Shaft 67 ... Bearing bracket

Claims

二極以上の界磁磁極が着磁された回転子と，
複数相を形成する電気子巻線と，
上記回転子と共に回転され，上記界磁磁極夫々の着磁ピッチに位置同期するよう多極着磁されたＦＧマグネットと，
上記回転子の回転速度を検出するべく上記ＦＧマグネットに対向し，該ＦＧマグネットにおける複数の磁極に対応する位置に形成されたＦＧ検出パターンにより上記ＦＧマグネットの着磁位置を検出するＦＧ着磁位置検出手段と，を有するブラシレス直流モータに用いられるモータ制御装置において，
予め定められた起動時相切換信号に基づいて切り換えられた上記電気子巻線の各相に励磁電流を供給することにより上記ブラシレス直流モータを起動制御する起動制御手段と，
上記起動制御手段により上記ブラシレス直流モータが起動された後に，上記回転子の回転位置を検出するべく上記ブラシレス直流モータの少なくとも一の電気子巻線に発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と，
上記誘起電圧検出手段により検出された誘起電圧と上記ＦＧ着磁位置検出手段により検出されたＦＧ着磁位置とが同期したタイミングに基づいて励磁電流が供給される上記電気子巻線の各相を切り換える駆動時相切換信号を生成する駆動時相切換信号生成手段と，
上記駆動時相切換信号生成手段により生成された上記駆動時相切換信号に基づいて切り換えられた上記電気子巻線の各相に励磁電流を供給することにより上記ブラシレス直流モータを駆動制御する駆動制御手段と，
上記起動制御手段により起動制御された上記ブラシレス直流モータが安定回転数に到達した後，上記起動時相切換信号と上記駆動時相切換信号生成手段により生成される上記駆動時相切換信号とが同期したことを条件に，上記起動制御手段による起動制御を上記駆動制御手段による駆動制御に切り換える制御切換手段と，
を具備してなることを特徴とするモータ制御装置。 A rotor magnetized with two or more field poles;
An armature winding forming multiple phases;
An FG magnet that is rotated together with the rotor and is multipolarly magnetized so as to synchronize with the magnetization pitch of the field magnetic poles;
An FG magnetization position for detecting the magnetization position of the FG magnet by an FG detection pattern formed at positions corresponding to a plurality of magnetic poles in the FG magnet so as to face the FG magnet so as to detect the rotation speed of the rotor. In a motor control device used for a brushless DC motor having detection means,
Start control means for starting control of the brushless DC motor by supplying an excitation current to each phase of the armature winding switched based on a predetermined start time switching signal;
Induced voltage detection means for detecting an induced voltage generated in at least one electric coil of the brushless DC motor to detect the rotational position of the rotor after the brushless DC motor is activated by the activation control means; ,
Each phase of the electric coil to which an excitation current is supplied is based on the timing at which the induced voltage detected by the induced voltage detection means and the FG magnetization position detected by the FG magnetization position detection means are synchronized. Driving time phase switching signal generating means for generating a driving time phase switching signal to be switched;
Drive control for driving and controlling the brushless DC motor by supplying an excitation current to each phase of the electric windings switched based on the drive time phase switching signal generated by the drive time phase switching signal generating means Means,
After the brushless DC motor controlled to start by the start control means reaches a stable rotational speed, the start time phase switching signal and the driving time phase switching signal generated by the driving time phase switching signal generating means are synchronized. And a control switching means for switching the start control by the start control means to drive control by the drive control means,
A motor control device comprising:

上記誘起電圧検出手段により検出された誘起電圧と，上記ＦＧ着磁位置検出手段により上記ＦＧ着磁位置に対応して検出された所定のパルス信号とを同期させて，同期信号を生成して出力する同期信号出力手段を更に備え，
上記駆動時相切換信号生成手段が，上記同期出力手段により出力された同期信号の出力タイミングに応じて上記駆動時相切換信号を生成するものである請求項１に記載のモータ制御装置。 The induced voltage detected by the induced voltage detection means and the predetermined pulse signal detected corresponding to the FG magnetization position by the FG magnetization position detection means are synchronized to generate and output a synchronization signal. Synchronization signal output means for performing
2. The motor control device according to claim 1, wherein the driving time phase switching signal generating means generates the driving time phase switching signal in accordance with an output timing of the synchronization signal output by the synchronization output means.

上記制御切換手段が，上記誘起電圧検出手段により検出された誘起電圧と上記ＦＧ着磁位置検出手段により検出されたＦＧ着磁位置とが最初に同期したタイミングで上記起動制御手段による起動制御を上記駆動制御手段による駆動制御に切り換えるものである請求項１又は２のいずれかに記載のモータ制御装置。 The control switching means performs the start control by the start control means at a timing when the induced voltage detected by the induced voltage detection means and the FG magnetization position detected by the FG magnetization position detection means are first synchronized. The motor control device according to claim 1, wherein the motor control device is switched to drive control by a drive control means.

上記起動制御手段は，一定の励磁電流を上記電気子巻線の各相に供給することにより上記ブラシレス直流モータを起動制御するものである請求項１〜３のいずれかに記載のモータ制御装置。 The motor control device according to any one of claims 1 to 3, wherein the start control means controls start of the brushless DC motor by supplying a constant exciting current to each phase of the armature winding.

上記誘起電圧検出手段が，上記ＦＧ着磁位置検出手段により検出されるパルス信号の周波数より低い周波数の誘起電圧を検出するものである請求項１〜４のいずれかに記載のモータ制御装置。 The motor control device according to any one of claims 1 to 4, wherein the induced voltage detection means detects an induced voltage having a frequency lower than a frequency of a pulse signal detected by the FG magnetization position detection means.