JP4656267B2

JP4656267B2 - Vector control device for AC motor

Info

Publication number: JP4656267B2
Application number: JP2000284972A
Authority: JP
Inventors: 英俊海田
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2000-09-20
Filing date: 2000-09-20
Publication date: 2011-03-23
Anticipated expiration: 2020-09-20
Also published as: JP2002101699A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電動機のベクトル制御装置に関し、詳しくは速度検出器の有無に関わらず交流電動機のトルクリプルや速度むらを低減させるようにしたベクトル制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機等の交流電動機のベクトル制御は、電機子電圧や電流等の諸量を回転磁界上でとらえ、これらの諸量を二次磁束方向及びこれと直交する方向に分離して制御することにより、交流電動機の発生トルクや速度を直流電動機と同様に制御するものである。
このベクトル制御においては、交流電動機の磁束ベクトルを求めるために電動機の回転速度を検出する必要があることから、一般に速度検出器が不可欠であるが、速度検出器の設置環境の制約や配線上の制約により、速度検出器を用いない、いわゆる速度センサレスベクトル制御も提案されてきている。
【０００３】
図６は、速度検出器を有する交流電動機（誘導電動機）のベクトル制御装置の従来技術を示している。
図６において、１０１は交流電動機、１０２は三相インバータ等の電力変換器、１０３は交流電動機１０１に取り付けられた速度検出器、１０４，１０５は磁化電流指令Ｉ_ｄ ^＊、トルク電流指令Ｉ_ｑ ^＊と磁化電流Ｉ_ｄ、トルク電流Ｉ_ｑの偏差がそれぞれ入力されて調節動作する電流調節器、１０６は各電流調節器１０４，１０５の出力である電圧指令および位相角（磁束ベクトル角）θが入力されて回転座標系から静止座標系への座標変換を行う第２のベクトル回転器、１０２はベクトル回転器１０６の出力である三相電圧指令に基づいて三相交流電圧を出力し、交流電動機１０１を駆動するインバータ等の電力変換器、１０７は電流検出器１１５により検出した１次電流ｉ_１を位相角θに基づき回転座標変換して磁化電流Ｉ_ｄおよびトルク電流Ｉ_ｑに分解する第１のベクトル回転器、１１１は速度検出器１０３による検出速度ω_ｒが速度指令ω_ｒ ^＊に一致するように調節動作してトルク電流指令Ｉ_ｑ ^＊を出力する速度調節器、１１０は磁化電流指令Ｉ_ｄ ^＊およびトルク電流指令Ｉ_ｑ ^＊が入力されてすべり周波数を演算するすべり周波数演算器、１１４はすべり周波数と速度ω_ｒとを加算して１次周波数ω_１を演算する加算器、１０９は１次周波数を積分して位相角θを算出する積分器である。
【０００４】
この制御装置においては、電流調節器１０４，１０５から出力される電圧指令および位相角θをベクトル回転器１０６に与え、その出力である三相電圧指令に基づいて電力変換器１０２により交流電動機１０１に三相交流電圧を印加する。交流電動機１０１が誘導電動機の場合、すべりが存在するため、すべり周波数演算器１１０によってすべり周波数ω_ｓｌを求め、これに電動機１０１の速度ω_ｒを加算して１次周波数ω_１を得る。この１次周波数ω_１を積分することにより位相角θを得て、各ベクトル回転器１０６，１０７に与えている。
【０００５】
図７は、速度検出器を持たないベクトル制御装置（速度センサレスベクトル制御装置）の従来技術である。
この制御装置では、図６の速度検出器１０３の代わりに速度推定器２０１が設けられており、１次電流ｉ_１、１次電圧ｖ_１から速度推定値ω_ｒ’を演算して速度調節器１１１および加算器１１４に入力している。その他の構成、動作は図６と同様であるため、説明を省略する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
交流電動機１０１の固定子は、巻線を格納するためのスロットを持っている。ギャップ磁束は回転方向に対して正弦波分布であることが望ましいが、実際はスロットのために空間高調波を発生する。この空間高調波の影響によって、１次周波数（電力変換器の出力周波数）の６ｋ（ｋは自然数）倍のトルクリプルや速度むらが発生する。ところが、従来の制御方式では空間高調波のない理想状態の交流電動機を仮定しているので、トルクリプル等を抑制することが不可能であった。
そこで本発明は、交流電動機の空間高調波に起因するトルクリプルや速度むらを除去することができる交流電動機のベクトル制御装置を提供しようとするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
まず、１次周波数で回転する位相角を基準として回転座標上で制御を行うベクトル制御系から見ると、空間高調波は、トルクリプルと同様に１次周波数の６ｋ倍の成分となる。図５に、回転子から見た実際の磁化電流とトルク電流の波形を示す。
図示するように、磁化電流とトルク電流には空間高調波による１次周波数の６ｋ倍の成分が重畳している。ベクトル制御で使用する位相角は、固定子巻線の機械角（電気角に換算）に１対１で対応している。従って、空間高調波は、回転座標上では位相角に同期した６ｋ倍の成分を磁化電流とトルク電流とに重畳したのと同様の影響を及ぼす。
【０００８】
そこで請求項１記載の発明では、交流電動機の１次周波数の６ｋ倍の周波数を持つ変調信号を生成し、この変調信号を用いて空間高調波による影響とは逆特性で磁化電流指令およびトルク電流指令を変調する。これにより磁化電流指令とトルク電流指令に空間高調波とは逆位相の高調波を注入して空間高調波の影響を相殺し、トルクリプルや速度むらの発生を抑える。
【０００９】
また、請求項２記載の発明では、前記同様に交流電動機の１次周波数の６ｋ倍の周波数を持つ変調信号を生成し、この変調信号を用いて、空間高調波と同じ特性で第１のベクトル回転手段から得られる磁化電流およびトルク電流を変調する。この発明は、空間高調波の影響を推定演算した磁化電流及びトルク電流を制御することで、実際の磁化電流およびトルク電流に空間高調波によるトルクリプルが発生しないように制御するものであり、ベクトル制御装置において直接観測できない電動機内部の実際の磁化電流及びトルク電流と同じ特性の磁化電流及びトルク電流を算出するために、空間高調波の影響と同じ特性で変調を行う。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は請求項１に記載した発明の一実施形態（第１実施形態）を示すブロック図である。この実施形態は速度検出器を持つベクトル制御装置に関するものであり、図６と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
【００１１】
図１において、１０８は磁化電流指令Ｉ_ｄ ^＊およびトルク電流指令Ｉ_ｑ ^＊が入力される変調器であり、変調信号発生器１１７から出力される変調信号に従って磁化電流指令Ｉ_ｄ ^＊およびトルク電流指令Ｉ_ｑ ^＊を交流電動機１０１の空間変調波と同じ特性で変調し、新たな磁化電流指令およびトルク電流指令としてそれぞれ電流調節器１０４，１０５に出力する。
ここで、変調信号発生器１１７は、積分器１０９からの位相角θに同期した、１次周波数ω_１の６ｋ（ｋは自然数）倍の周波数を持つ変調信号を発生する。
【００１２】
このように構成すると、図５のように本来的に磁化電流Ｉ_ｄおよびトルク電流Ｉ_ｑに重畳される空間高調波の影響を、逆特性の変調信号により変調した磁化電流指令Ｉ_ｄ ^＊およびトルク電流指令Ｉ_ｑ ^＊を用いることで相殺することができる。
これにより、空間高調波に起因する電動機１０１のトルクリプルや速度むらを低減することが可能である。
【００１３】
次に、図２は請求項１に記載した発明の他の実施形態（第２実施形態）を示しており、速度センサレスベクトル制御装置の例である。
この実施形態が図１と異なるのは、図１における速度検出器１０３の代わりに速度推定器２０１を用いる点であり、その他の構成は図１と同様である。
【００１４】
すなわち、速度推定器２０１は、電動機１０１の１次電流ｉ_１および１次電圧ｖ_１に基づいて速度推定値ω_ｒ’を演算する。
ここで、速度推定方法は種々存在し、回転座標上において１次電流ｉ_１から演算した２次磁束と１次電圧ｖ_１から演算した２次磁束とが一致するように電流モデルの速度項を調整して速度を同定する方法（たとえば、玉井ほかによる「MRASを用いた速度センサレスベクトル制御とその応用」（平成３年電気学会全国大会S.9-5-3）を参照）等が考えられるが、これ以外にも、種々の方法がある（海田英俊「誘導機のベクトル制御の基礎と制御システムの実際構成，III速度センサレスベクトル制御システムの実際構成」（電気学会論文誌Ｄ，117巻５号，平成９年）等を参照）。
【００１５】
上記速度推定値は加算器１１４においてすべり周波数ω_ｓｌと加算され、１次周波数ω_１が演算される。なお、以下の動作は図１の実施形態と同一である。
この実施形態においても、磁化電流指令Ｉ_ｄ ^＊およびトルク電流指令Ｉ_ｑ ^＊を１次周波数ω_１の６ｋ倍の周波数を持つ変調信号により変調することで、空間高調波による影響を相殺してトルクリプル等を低減することができる。
【００１６】
図３は請求項２に記載した発明の一実施形態（第３実施形態）を示しており、速度検出器を持つベクトル制御装置の例である。
この実施形態では、１次電流ｉ_１を磁化電流Ｉ_ｄおよびトルク電流Ｉ_ｑに分解する第１のベクトル回転器１０７の出力側に変調器３０１が設けられており、１次周波数の６ｋ倍の変調信号によって磁化電流Ｉ_ｄおよびトルク電流Ｉ_ｑを空間高調波とは逆の特性で変調する。そして、変調された磁化電流Ｉ_ｄおよびトルク電流Ｉ_ｑがそれぞれ電流調節器１０４，１０５に入力される。
なお、これらの変調手段以外の構成、動作は、図１と同一である。
【００１７】
本実施形態では、図５に示す空間高調波の影響を受けた磁化電流およびトルク電流を空間高調波の影響と同じ特性で変調することで、変調しない場合の磁化電流およびトルク電流のようにすることができ、見かけ上は空間高調波の影響のない磁化電流Ｉ_ｄおよびトルク電流Ｉ_ｑを得ることができる。
これにより、空間高調波に起因する電動機１０１のトルクリプルや速度むらを低減することが可能である。
【００１８】
図４は請求項２に記載した発明の他の実施形態（第４実施形態）を示しており、速度センサレスベクトル制御装置の例である。
速度推定器２０１の動作は前述した図２の実施形態と同様であり、変調信号発生器１１７および変調器３０１の動作は前述した図３の実施形態と同様であるため、動作説明を省略する。
この実施形態においても、ベクトル回転器１０７の出力である磁化電流Ｉ_ｄおよびトルク電流Ｉ_ｑから空間高調波の影響を除去し、電動機１０１のトルクリプルや速度むらを低減することができる。
【００１９】
【発明の効果】
以上のように請求項１または請求項２記載に記載した発明によれば、交流電動機のスロット構造によらず、磁化電流およびトルク電流の変調によって空間高調波の影響を電気的に打ち消すことができ、電動機のトルクリプルや速度むらを生じない滑らかな駆動特性を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図３】本発明の第３実施形態を示すブロック図である。
【図４】本発明の第４実施形態を示すブロック図である。
【図５】回転子から見た等価的な磁化電流、トルク電流の波形図である。
【図６】従来技術を示すブロック図である。
【図７】従来技術を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０１交流電動機
１０２電力変換器
１０３速度検出器
１０４，１０５電流調節器
１０６，１０７ベクトル回転器
１０８，３０１変調器
１０９積分器
１１０すべり周波数演算器
１１１速度調節器
１１４加算器
１１５電流検出器
１１７変調信号発生器
２０１速度推定器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a vector control device for an AC motor, and more particularly to a vector control device that reduces torque ripple and speed unevenness of an AC motor regardless of the presence or absence of a speed detector.
[0002]
[Prior art]
Vector control of AC motors such as induction motors takes various quantities such as armature voltage and current on the rotating magnetic field, and controls these quantities separately in the secondary magnetic flux direction and the direction perpendicular thereto. The generated torque and speed of the AC motor are controlled in the same manner as the DC motor.
In this vector control, since it is necessary to detect the rotational speed of the motor in order to obtain the magnetic flux vector of the AC motor, a speed detector is generally indispensable. Due to limitations, so-called speed sensorless vector control has been proposed without using a speed detector.
[0003]
FIG. 6 shows the prior art of a vector control device for an AC motor (induction motor) having a speed detector.
In FIG. 6, 101 is an AC motor, 102 is a power converter such as a three-phase inverter, 103 is a speed detector attached to the AC motor 101, 104 and 105 are magnetizing current commands I _d ^* and torque current commands I _q ^*. , A current regulator that performs an adjustment operation by inputting a deviation between the magnetizing current I _d and the torque current I _q , and a voltage command and a phase angle (magnetic flux vector angle) θ that are outputs of the current regulators 104 and 105 are inputted to the current regulator 106. The second vector rotator 102 that performs coordinate transformation from the rotating coordinate system to the stationary coordinate system, outputs a three-phase AC voltage based on a three-phase voltage command that is an output of the vector rotator 106, and generates an AC motor 101. power converter such as an inverter for driving a, 107 magnetizing current I _d and converts rotating coordinate based the primary current i ₁ detected by the current detector 115 to phase angle θ First vector rotator decomposes torque current I _q, 111 outputs a torque current command I _q ^* by adjusting operation so that the detection speed omega _r by the speed detector 103 matches the speed command omega _r ^* Speed An adjuster 110 receives a magnetizing current command I _d ^* and a torque current command I _q ^*, and calculates a slip frequency. 114 adds a slip frequency and a speed ω _r to obtain a primary frequency ω _1. An adder 109 calculates the phase angle θ by integrating the primary frequency.
[0004]
In this control device, the voltage command and the phase angle θ output from the current regulators 104 and 105 are given to the vector rotator 106, and the AC converter 101 is supplied to the AC motor 101 by the power converter 102 based on the three-phase voltage command that is the output. Apply three-phase AC voltage. When the AC motor 101 is an induction motor, since slip exists, the slip frequency calculator 110 obtains the slip frequency ω _sl , and adds the speed ω _r of the motor 101 to the primary frequency ω ₁ . By integrating the primary frequency ω ₁ , the phase angle θ is obtained and given to the vector rotators 106 and 107.
[0005]
FIG. 7 shows a prior art of a vector control device (speed sensorless vector control device) having no speed detector.
In this control apparatus, a speed estimator 201 is provided in place of the speed detector 103 in FIG. 6, and a speed regulator is calculated by calculating a speed estimated value ω _r ′ from the primary current i ₁ and the primary voltage v ₁ . 111 and the adder 114. Other configurations and operations are the same as those in FIG.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
The stator of AC motor 101 has a slot for storing a winding. Although it is desirable that the gap magnetic flux has a sinusoidal distribution with respect to the rotation direction, the gap magnetic flux is actually generated due to the slot. Due to the influence of the spatial harmonics, torque ripple and speed unevenness 6 k times (k is a natural number) times the primary frequency (output frequency of the power converter) are generated. However, since the conventional control method assumes an AC motor in an ideal state without spatial harmonics, it has been impossible to suppress torque ripple and the like.
Therefore, the present invention is intended to provide a vector control device for an AC motor that can eliminate torque ripple and speed unevenness caused by space harmonics of the AC motor.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
First, when viewed from a vector control system that performs control on rotational coordinates with a phase angle that rotates at the primary frequency as a reference, the spatial harmonic becomes a component that is 6k times the primary frequency, like the torque ripple. FIG. 5 shows waveforms of actual magnetizing current and torque current viewed from the rotor.
As shown in the figure, a component of 6 k times the primary frequency due to spatial harmonics is superimposed on the magnetizing current and the torque current. The phase angle used in the vector control has a one-to-one correspondence with the mechanical angle (converted to electrical angle) of the stator winding. Accordingly, the spatial harmonic has the same effect as a component of 6 k times synchronized with the phase angle on the rotation coordinate superimposed on the magnetizing current and the torque current.
[0008]
Therefore, according to the first aspect of the present invention, a modulation signal having a frequency 6k times the primary frequency of the AC motor is generated, and the magnetizing current command and torque current are generated using the modulation signal with characteristics opposite to those caused by the spatial harmonics. Modulate the command. As a result, the harmonics having the opposite phase to the spatial harmonics are injected into the magnetizing current command and the torque current command to cancel the influence of the spatial harmonics, thereby suppressing the occurrence of torque ripple and speed unevenness.
[0009]
In the invention according to claim 2, similarly to the above, a modulation signal having a frequency 6k times the primary frequency of the AC motor is generated, and the first vector is generated with the same characteristics as the spatial harmonics using this modulation signal. The magnetizing current and torque current obtained from the rotating means are modulated. The present invention controls the magnetizing current and torque current that have been estimated and calculated the influence of spatial harmonics, so that torque ripple due to spatial harmonics does not occur in the actual magnetizing current and torque current. In order to calculate the magnetizing current and torque current having the same characteristics as the actual magnetizing current and torque current inside the motor that cannot be directly observed in the apparatus, modulation is performed with the same characteristics as the influence of the spatial harmonics.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
First, FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment (first embodiment) of the invention described in claim 1. This embodiment relates to a vector control apparatus having a speed detector, and the same reference numerals are given to the same components as those in FIG.
[0011]
In FIG. 1, reference numeral 108 denotes a modulator to which a magnetizing current command I _d ^* and a torque current command I _q ^* are input. According to the modulation signal output from the modulation signal generator 117, the magnetizing current command I _d ^* and the torque current command I _q ^* is modulated with the same characteristics as the spatially modulated wave of AC electric motor 101, and is output to current regulators 104 and 105 as new magnetizing current command and torque current command, respectively.
Here, the modulation signal generator 117 generates a modulation signal having a frequency 6k (k is a natural number) times the primary frequency ω ₁ synchronized with the phase angle θ from the integrator 109.
[0012]
With this configuration, the magnetizing current command I _d ^* and the torque obtained by modulating the influence of the spatial harmonics inherently superimposed on the magnetizing current I _d and the torque current I _q with the modulation signal having the reverse characteristic as shown in FIG. It can be canceled by using the current command I _q ^* .
Thereby, it is possible to reduce the torque ripple and the speed unevenness of the electric motor 101 due to the spatial harmonics.
[0013]
Next, FIG. 2 shows another embodiment (second embodiment) of the invention described in claim 1, which is an example of a speed sensorless vector control device.
This embodiment differs from FIG. 1 in that a speed estimator 201 is used instead of the speed detector 103 in FIG. 1, and other configurations are the same as those in FIG.
[0014]
That is, the speed estimator 201 calculates the estimated speed value ω _r ′ based on the primary current i ₁ and the primary voltage v ₁ of the electric motor 101.
Here, the speed estimation method is variously present, the speed terms of the current model as secondary magnetic flux computation on rotating coordinates from the primary current i ₁ and the secondary magnetic flux calculated from the primary voltage v ₁ matches A method of identifying the speed by adjustment (for example, see “Speed sensorless vector control using MRAS and its application” by Tamai et al. (See 1993 National Institute of Electrical Engineers S.9-5-3)), etc. However, there are various other methods (Hidetoshi Kaida “Basics of Induction Machine Vector Control and Actual Configuration of Control System, III Actual Configuration of Speed Sensorless Vector Control System” (The Institute of Electrical Engineers of Japan D, Vol. 117, 5) No., 1997)).
[0015]
The speed estimated value is added to the slip frequency ω _sl in the adder 114 to calculate the primary frequency ω ₁ . The following operations are the same as those in the embodiment of FIG.
Also in this embodiment, by modulating the magnetizing current command I _d ^* and the torque current command I _q ^* with a modulation signal having a frequency 6 _k times the primary frequency ω ₁ , the torque ripple is canceled out by canceling the influence of the spatial harmonics. Etc. can be reduced.
[0016]
FIG. 3 shows an embodiment (third embodiment) of the invention described in claim 2, which is an example of a vector control apparatus having a speed detector.
In this embodiment, a modulator 301 is provided on the output side of the first vector rotator 107 that decomposes the primary current i ₁ into the magnetizing current I _d and the torque current I _q , which is 6k times the primary frequency. The magnetizing current _Id and the torque current _Iq are modulated by the modulation signal with characteristics opposite to those of the spatial harmonics. The modulated magnetizing current _Id and torque current _Iq are input to the current regulators 104 and 105, respectively.
The configuration and operation other than the modulation means are the same as those in FIG.
[0017]
In the present embodiment, the magnetization current and torque current affected by the spatial harmonics shown in FIG. 5 are modulated with the same characteristics as the influence of the spatial harmonics, so that the magnetization current and torque current when not modulated are obtained. Thus, it is possible to obtain the magnetizing current I _d and the torque current I _q that are not apparently affected by the spatial harmonics.
Thereby, it is possible to reduce the torque ripple and the speed unevenness of the electric motor 101 due to the spatial harmonics.
[0018]
FIG. 4 shows another embodiment (fourth embodiment) of the invention described in claim 2, which is an example of a speed sensorless vector control apparatus.
The operation of the speed estimator 201 is the same as that of the embodiment of FIG. 2 described above, and the operations of the modulation signal generator 117 and the modulator 301 are the same as those of the embodiment of FIG.
Also in this embodiment, the influence of the spatial harmonics can be removed from the magnetizing current _Id and the torque current _Iq which are the outputs of the vector rotator 107, and the torque ripple and the speed unevenness of the motor 101 can be reduced.
[0019]
【The invention's effect】
As described above, according to the invention described in claim 1 or claim 2, it is possible to electrically cancel the influence of the spatial harmonics by modulating the magnetizing current and the torque current regardless of the slot structure of the AC motor. Smooth drive characteristics that do not cause torque ripple and speed unevenness of the motor can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a waveform diagram of equivalent magnetizing current and torque current viewed from a rotor.
FIG. 6 is a block diagram showing a conventional technique.
FIG. 7 is a block diagram showing a conventional technique.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 101 AC motor 102 Power converter 103 Speed detector 104,105 Current regulator 106,107 Vector rotator 108,301 Modulator 109 Integrator 110 Slip frequency calculator 111 Speed regulator 114 Adder 115 Current detector 117 Modulation signal Generator 201 Speed estimator

Claims

交流電動機の１次電流を、静止座標系に対してある位相角を有する回転座標系の磁化電流およびトルク電流に変換する第１のベクトル回転手段と、磁化電流およびトルク電流がそれぞれ磁化電流指令およびトルク電流指令に一致するように調節動作を行う電流調節手段と、この電流調節手段の出力である回転座標系の電圧指令を静止座標系に変換して出力する第２のベクトル回転手段と、この第２のベクトル回転手段から出力される電圧指令に従って電力変換を行い、交流電動機を駆動する電力変換手段と、を備えた交流電動機のベクトル制御装置において、
前記位相角に同期して電力変換手段の出力周波数の６ｋ（ｋは自然数）倍の周波数を持つ変調信号を発生する変調信号発生手段と、
前記変調信号により磁化電流指令およびトルク電流指令を変調する変調手段と、
を備えたことを特徴とする交流電動機のベクトル制御装置。A first vector rotating means for converting a primary current of the AC motor into a magnetizing current and a torque current of a rotating coordinate system having a certain phase angle with respect to the stationary coordinate system; Current adjusting means for performing an adjusting operation so as to match the torque current command, second vector rotating means for converting the voltage command of the rotating coordinate system, which is the output of the current adjusting means, into a stationary coordinate system and outputting the same, In a vector control device for an AC motor comprising: power conversion means for performing power conversion according to a voltage command output from the second vector rotating means and driving the AC motor;
Modulation signal generation means for generating a modulation signal having a frequency 6k (k is a natural number) times the output frequency of the power conversion means in synchronization with the phase angle;
Modulation means for modulating the magnetizing current command and the torque current command by the modulation signal;
An AC motor vector control device comprising:

交流電動機の１次電流を、静止座標系に対してある位相角を有する回転座標系の磁化電流およびトルク電流に変換する第１のベクトル回転手段と、磁化電流およびトルク電流がそれぞれ磁化電流指令およびトルク電流指令に一致するように調節動作を行う電流調節手段と、この電流調節手段の出力である回転座標系の電圧指令を静止座標系に変換して出力する第２のベクトル回転手段と、この第２のベクトル回転手段から出力される電圧指令に従って電力変換を行い、交流電動機を駆動する電力変換手段と、を備えた交流電動機のベクトル制御装置において、
前記位相角に同期して電力変換手段の出力周波数の６ｋ（ｋは自然数）倍の周波数を持つ変調信号を発生する変調信号発生手段と、
前記変調信号により、第１のベクトル回転手段から出力される磁化電流およびトルク電流を変調する変調手段と、
を備えたことを特徴とする交流電動機のベクトル制御装置。A first vector rotating means for converting a primary current of the AC motor into a magnetizing current and a torque current of a rotating coordinate system having a certain phase angle with respect to the stationary coordinate system; Current adjusting means for performing an adjusting operation so as to match the torque current command, second vector rotating means for converting the voltage command of the rotating coordinate system, which is the output of the current adjusting means, into a stationary coordinate system and outputting the same, In a vector control device for an AC motor comprising: power conversion means for performing power conversion according to a voltage command output from the second vector rotating means and driving the AC motor;
Modulation signal generation means for generating a modulation signal having a frequency 6k (k is a natural number) times the output frequency of the power conversion means in synchronization with the phase angle;
Modulation means for modulating the magnetization current and torque current output from the first vector rotation means by the modulation signal;
An AC motor vector control device comprising: