JP4653882B2

JP4653882B2 - DC / DC converter

Info

Publication number: JP4653882B2
Application number: JP2000275358A
Authority: JP
Inventors: 久浩鎌田
Original assignee: Tohoku Ricoh Co Ltd
Current assignee: Tohoku Ricoh Co Ltd
Priority date: 2000-09-11
Filing date: 2000-09-11
Publication date: 2011-03-16
Anticipated expiration: 2020-09-11
Also published as: JP2002095245A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電圧から異なる直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチングレギュレータは、ＩＣやトランジスタなどを使用した電子回路の電源に用いられるもので、５Ｖ，１５Ｖ，２４Ｖなど低電圧の中小容量の直流定電圧電源装置である。従来このような目的の電源としてはシリーズレギュレータに代表されるドロッパ電源が用いられてきた。
【０００３】
ドロッパ電源は部品点数が少なく簡単な回路構成であるため、容易に設計試作することができる。しかしこのシリーズレギュレータ方式は低効率、大型化などの欠点があった。すなわち、この方式の電源の特徴として発熱が大きく、放熱板が異常に大きくなってしまい、出力電力にくらべ大型な電源になる。それは、単に電圧降下分を、トランジスタ等の素子で電圧降下させているために生じる。また、その変換効率は入出力の電圧差によるものになる。例えば、入力２４ＶＤＣ，出力５ＶＤＣであれば、５／２４×１００（％）≒２０．８％程度の変換効率になる。
【０００４】
このような従来方式に代わるものとして、最近ではスイッチングレギュレータが広く使われるようになった。スイッチングレギュレータは所望の直流電源を得るために、出力状態を監視して定電圧になるようにスイッチングのＯＮデューティ又はスイッチング周波数を制御するものである。
【０００５】
スイッチングレギュレータにはいろいろな方式があるが、おおよそ５〜１０Ｗ程度以上の出力電力のときはチョッパ回路が使用される。チョッパ回路の変換効率は、入出力の電圧差によるが、上記の条件（入力２４ＶＤＣ，出力５ＶＤＣ）では７０％程度は見込める。チョッパ回路は、ある周期でスイッチングして平滑チョークのインダクタンスと平滑コンデンサで充放電し、平滑、定電圧制御するスイッチングレギュレータである。その回路は、昇圧型、降圧型とおおよそ２つのタイプに大別される。
【０００６】
チョッパ回路は、スイッチングレギュレータであるために、そのメインスイッチング素子の信頼性が要求される。そのメインスイッチング素子は、負荷の変化に応じて導通時間を変化させる制御方法、スイッチング周波数を変化させたりする制御方法等がある。
【０００７】
負荷の変化が緩やかな時は、負荷の大小の変化幅が大きくても、メインスイッチング素子の信頼性には問題がない。それは、各素子が素子として機能する充分な時間があるためである。ところが、負荷の変化が急峻な時は、メインスイッチング素子の信頼性に問題が発生しやすい状態になる。それは、各素子が素子として機能する充分な時間が不足するためである。
【０００８】
図６は、従来の一般的な降圧型チョッパ回路の一例を示す回路図である。出力：ＯＵＴの負荷状態が急変すると特に整流ダイオード：Ｄの順・逆回復が遅れ、スルーパスになってしまう。この急峻な時間幅は数十ｎｓｅｃとかなり時間の短い期間である。その期間におけるダイオード：Ｄは等価的にコンデンサであり、そのコンデンサとパターンのインダクタンスＬ（平滑チョーク）の共振状態が発生し、メインスイッチング素子：Ｑのａ−ｂ間にサージ電圧が印加されることになる。
【０００９】
このサージ電圧は、入力：ＩＮの電圧をオーバーする過大なものである。その対策として従来は、ａ−ｂ間に抵抗とコンデンサの直列接続からなるＲＣスナバ回路（スナッバ回路）を設けて、コンデンサでサージを吸収平滑し、抵抗で熱に変え、また、コンデンサの放電を行ない、スイッチング素子：Ｑの信頼性を向上させてきた。それでもサージ電圧を抑圧できない場合に整流ダイオード：Ｄ間、平滑チョーク：Ｌ間等にもＲＣスナバ回路を設けて対応してきた。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、負荷の状態や負荷幅の増大、使用する装置の実装状態により上記のスナバ回路では対応できなくなっている。０〜数１００Ｗと比較的大きい負荷幅の電源をチョッパ回路で構成せざるを得ない場合、特に問題となってくるところである。さらに、チョッパ回路はスイッチングレギュレータであるため、不要輻射、雑音端子電圧等のノイズ対応においてもメインスイッチング素子：Ｑのサージ電圧は厄介ものである。急峻な電圧電流は、共振状態の鋭さが大きく、パターンを不安定にし、アンテナ源要素が多くなるため、ノイズが発生する要因となっていた。
【００１１】
本発明は、従来の直流電源装置における上述の問題を解決すべく、簡単で部品点数の少ない回路構成により信頼性が高く低損失かつノイズが発生しにくいＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを課題とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
前記の課題は、本発明により、直流電圧から降下する直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータであって、入力直流電圧をスイッチングするメインスイッチング素子、平滑チョークコイル、平滑コンデンサ及び整流ダイオードを有し、出力直流電圧が定電圧となるように制御する降圧型チョッパ回路からなるＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記メインスイッチング素子の正極端子と負極端子が前記入力直流電圧の＋側ラインに接続されており、該メインスイッチング素子の正極端子と負極端子間に入力直流電圧に帰還するように電流が流れる第２のダイオードと抵抗の直列接続からなるサージ電圧抑制回路を設け、前記第２のダイオードは少なくとも前記整流ダイオードよりも接合容量が小さく、前記負極端子→前記抵抗→前記正極端子方向を順方向として接続されていることにより解決される。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用したＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
図１において、ＩＮは入力直流電圧、ＯＵＴは出力直流電圧、Ｑはメインスイッチング素子、Ｄは整流ダイオード、Ｌは平滑チョークコイル、Ｃは平滑コンデンサ、ＨＣは定電圧制御回路、ａはメインスイッチング素子Ｑの正極端子、ｂはＱの負極端子である。なお、図６に示した従来例と同じ部分には同一の符号を付してある。
【００１５】
メインスイッチング素子ＱとしてはＰチャンネルのＭＯＳＦＥＴが望ましい。
そのメインスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴのソースとドレインが＋側ラインの入出力間（ソースを入力側、ドレインを出力側）に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑのゲートは定電圧制御回路：ＨＣに接続され、その定電圧制御回路：ＨＣはグランドラインに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ：Ｑのドレインと出力間に平滑用のチョークコイル：Ｌが接続され、そのコイル：Ｌの入力側で整流用のダイオード：Ｄが＋側ラインと−側ライン間に接続されている。整流ダイオード：Ｄの向きは、−側ラインから＋側ラインに順方向となるように接続されている。また、コイル：Ｌの出力側から定電圧制御回路：ＨＣに帰還をかけている。そして、コイル：Ｌの出力側で＋側ラインと−側ライン間に平滑用のコンデンサ：Ｃが接続されている。
【００１６】
図２のように、メインスイッチング素子ＱをＰＮＰ型のトランジスタとすることもできる。その場合、トランジスタＱのエミッタとコレクタを＋側ラインの入出力間（エミッタを入力側、コレクタを出力側）に接続し、ベースを定電圧制御回路：ＨＣに接続する。
【００１７】
図１及び図２の降圧チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力：ＩＮは、スイッチングレギュレータの整流部（図示せず）に接続され、直流電圧が入力される。その入力直流電圧はメインスイッチング素子：Ｑによりチョップされ、整流ダイオード：Ｄにより整流し、平滑チョーク：Ｌ及び平滑コンデンサ：Ｃにより平滑して出力直流電圧を得る。メインスイッチング素子：Ｑは定電圧制御回路：ＨＣにより制御され、出力直流電圧が定電圧となるように制御される。
【００１８】
このような降圧チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、本発明は整流ダイオード：Ｄを理想的な素子に近づけるように工夫している。すなわち、ダイオード：Ｄは主に電力用のためにチップサイズが大きく接合容量も大きいものが使用される。そのため、順・逆回復時間も長くなる。それを改善するためにチップが小さく接合容量も小さいダイオードＤ１（第２のダイオード）を入力直流電圧に電流が流れるように、電流制限用抵抗：Ｒとの直列回路（ＲＤスナバ回路）を、メインスイッチング素子：Ｑの正極・負極端子間（ａ−ｂ間）、つまりＭＯＳＦＥＴのドレインとソース間、またはトランジスタのコレクタとエミッタ間に接続している。ダイオードＤ１の向きは、ｂ→Ｒ→ａ方向を順方向となるように接続している。
【００１９】
本実施形態におけるサージ電圧抑制回路は、メインスイッチング素子：Ｑの正極・負極端子間に、入力直流電圧に帰還するように電流が流れる第２のダイオード（Ｄ１）と電流制限用抵抗（Ｒ）を直列に接続したＲＤスナバ回路である。
【００２０】
このａ−ｂ間に接続したＲＤスナバ回路により、整流ダイオード：Ｄの順・逆回復時間の遅れ（５０ｎｓｅｃ）よりも数段に早く（２ｎｓｅｃ）Ｄ１が、ダイオードとして順応するので、スイッチング素子：ＱのＯＦＦ時のサージ電圧が発生する前に充分にＤ１が働く。そのため、本実施形態の降圧型チョッパにおいては、スイッチング素子：Ｑのサージ電圧は入力直流電圧にクランプされる。これにより、負荷幅が増大した場合でもスイッチング素子：Ｑの動作が安定し、信頼性が向上する。また、不要輻射、雑音端子電圧等のノイズが発生しにくいスイッチング素子波形及び整流ダイオード波形とすることができる。
【００２１】
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
図３は、本発明の第２実施形態である昇圧型チョッパによるＤＣ／ＤＣコンバータを示す回路図である。
【００２２】
この図に示す昇圧型チョッパ回路を構成する回路素子は基本的に図２の降圧型の場合と同様であり、異なる部分について説明する。
図３において、＋側ラインの入出力間に平滑チョークコイル：Ｌと整流ダイオード：Ｄが直列（Ｌが入力側、Ｄが出力側）に接続されている。ダイオード：Ｄの向きは、入力から出力側に順方向となるように接続されている。本実施形態におけるメインスイッチング素子：ＱはＮＰＮ型トランジスタであり、そのコレクタとエミッタを＋側ラインと−側ラインに接続している。スイッチング素子：Ｑのコレクタはコイル：Ｌとダイオード：Ｄの間で＋側ラインに接続されている。また、トランジスタＱのベースは定電圧制御回路：ＨＣを介してグランドラインに接続されている。さらに、ダイオード：Ｄの出力側で＋側ラインと−側ライン間に平滑用のコンデンサ：Ｃが接続されている。
【００２３】
なお、メインスイッチング素子：ＱをＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴとすることもできる。その場合、＋側ラインの入力側にソース、出力側にドレインを接続し、ゲートを定電圧制御回路：ＨＣに接続する。
【００２４】
図３のような構成の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいても、本発明は整流ダイオード：Ｄを理想的な素子に近づけるように工夫している。すなわち、チップが小さく接合容量も小さいダイオードＤ１（第２のダイオード）を出力直流電圧に電流が流れるように、電流制限用抵抗：Ｒとの直列回路（ＲＤスナバ回路）を、整流ダイオード：Ｄの前後、つまりｅ−ｆ間に接続している。ダイオードＤ１の向きは、ｅ→Ｒ→ｆ方向を順方向となるように接続している。
【００２５】
本実施形態におけるサージ電圧抑制回路は、メインスイッチング素子：Ｑの正極端子から出力直流電圧間に転流するように電流が流れる第２のダイオード（Ｄ１）と電流制限用抵抗（Ｒ）を直列に接続したＲＤスナバ回路である。
【００２６】
このｅ−ｆ間に接続したＲＤスナバ回路により、整流ダイオード：Ｄの順・逆回復時間の遅れ（５０ｎｓｅｃ）よりも数段に早く（２ｎｓｅｃ）Ｄ１が、ダイオードとして順応するので、スイッチング素子：ＱのＯＦＦ時のサージ電圧が発生する前に充分にＤ１が働く。そのため、本実施形態の昇圧型チョッパにおいては、スイッチング素子：Ｑのサージ電圧は出力直流電圧にクランプされる。これにより、負荷幅が増大した場合でもスイッチング素子：Ｑの動作が安定し、信頼性が向上する。また、不要輻射、雑音端子電圧等のノイズが発生しにくいスイッチング素子波形及び整流ダイオード波形とすることができる。
【００２７】
このように、本発明により、図１〜３の実施形態において、メインスイッチング素子：Ｑに対してサージ電圧を発生しにくいＲＤスナバ回路を設けている。第２のダイオードであるＤ１の許容電流は小さいものであるため、第１のダイオードＤの順・逆回復時間だけＤ１が働く必要がある。
【００２８】
特に、昇圧型チョッパの場合は第２のダイオードＤ１が第１のダイオードＤと並列接続になるため、電流制限用抵抗：Ｒが無い場合には第２のダイオードＤ１が瞬く間に壊れてしまう。この電流制限用抵抗：Ｒは、ＲＤスナバが通常時は動作しないように設けている。これにより、通常時は第１のダイオードＤのみに電流が流れる。
【００２９】
降圧型チョッパの場合は、入力直流電圧より高い電圧が出力されないので、第１のダイオードＤ間に発生するサージ電圧が入力直流電圧を越える電圧だけクランプされることになるが、メインスイッチング素子：ＱをＭＯＳＦＥＴとした場合には、等価的にボディダイオードが第２のダイオードＤ１と並列接続になるが、他の種類の素子であっても（メインスイッチング素子：Ｑを図１のＭＯＳＦＥＴ以外の種類とした場合でも）電流制限用抵抗：Ｒを設けないとサージ電圧が高いときやサージ電圧が頻繁に発生すると第２のダイオードＤ１の許容電流を越えＤ１が壊れてしまう。本発明ではこのようなことを想定して電流制限用抵抗：Ｒを設けている。この電流制限用抵抗：Ｒを設けることで、昇圧型の場合と同様に、通常時はＲＤスナバが働かず、第１のダイオードＤの順・逆回復時間だけＤ１が働くことになる。
【００３０】
このように、本発明により、ＤＣ／ＤＣコンバータにおいてメインスイッチング素子及び整流ダイオードに加わるサージ電圧が確実に入力直流電圧又は出力直流電圧の値でクランプされることになる。したがって、負荷幅の大きいときでもメインスイッチング素子の信頼性が確保され、かつ回路の損失が少なく、また、簡単で部品点数の少ない回路構成とすることができる。さらに、不要輻射、雑音端子電圧等のノイズが発生しにくいスイッチング素子波形及び整流ダイオード波形とすることができる。
【００３１】
なお、各実施形態において、ＲＤスナバにおける電流制限用抵抗：Ｒとダイオード：Ｄ１の接続順は逆でも良い。ただし、ダイオード：Ｄ１の向きを逆にすることは不可である。
【００３２】
図４に、本発明による（図１の実施形態における）メインスイッチング素子：Ｑの電圧波形（ｂ）と従来例の（図６の回路における）メインスイッチング素子：Ｑの電圧波形（ａ）を比較して示す。図４の波形図において縦軸は電圧、横軸は時間である。
【００３３】
図４（ｂ）の波形は、図１の実施形態において、入力直流電圧：２４ＶＤＣ、出力直流電圧：１６ＶＤＣとし、出力電流が０Ａ→２２Ａに負荷が連続的に急変したときの波形である。
【００３４】
図４（ａ）の波形は、図６の従来例、すなわちａｂ間に抵抗とコンデンサの直列接続からなるＲＣスナバ回路を設けたものにおいて、入力直流電圧：２４ＶＤＣ、出力直流電圧：１６ＶＤＣとし、出力電流が０Ａ→２２Ａに負荷が連続的に急変したときの波形である。
【００３５】
従来例（図６）ではＲＣスナバを使用しており、その定数は、Ｒ＝４．７Ω、ｃ＝３３００ｐＦ、その他の素子定数は図１の実施形態と同じである。一方、本発明による図１、２の実施形態ではＲＤスナバを使用しており、その定数は、第２のダイオードＤ１は逆回復時間＝２ｎｓｅｃ、電流容量０．６Ａの品を用いている。第１の整流ダイオードＤは逆回復時間＝５０ｎｓｅｃ、電流容量２０Ａの品を用いている、また、Ｒ＝２．２Ω、Ｌ＝５０μＨである。
【００３６】
図４から明らかなように、本発明の実施形態では従来例と比べサージ電圧抑制の効果が出ている。また、リンギング（減衰振動）もなくなっている。
図５は、図１の実施形態における第２のダイオードＤ１に流れる電流波形を示すものである。図５の波形図において縦軸は電流、横軸は時間である。このグラフに示されたダイオードＤ１のピーク電流は０．４Ａであり、ダイオードＤ１の許容電流値内で充分にサージ電圧抑制ができている。図４（ｂ）及び図５の波形図から、ＤＣ／ＤＣコンバータに設けたＲＤスナバ回路が充分に働いているということができる。
【００３７】
なお、従来例との単純な比較は、従来例では本発明のものほどサージ電圧抑制ができないので比較はできないが、従来例と本発明の実施形態における損失の差は１．２Ｗ（出力３２Ｗ時）であった。損失を無視して、従来例の回路のスイッチング素子Ｑ間だけでなく整流ダイオードＤ間、チョークコイルＬ間にもＲＣスナバ回路を設けて実験を行なったところ、本発明実施形態のような波形にすることはできなかった。
【００３８】
本発明の実施形態では、メインスイッチング素子Ｑ電圧にリンギングが無いきれいな矩形波になり（第１のダイオードＤ電圧波形の観測は行なわなかったが、回路構成上同様な波形になる）、不要輻射及び雑音端子電圧等のノイズが発生しにくいメインスイッチング素子波形及び整流ダイオード波形とすることができる。周知のとおり、リンギングはその高調波がノイズとなる。また、リンギングは、パターンや回路上の素子と別な共振状態を発生させる。さらに、回路動作が不安定になったり、発音したり、しまいには素子の破壊につながることもある。しかし、本発明によりリンギングを原因とするこれらの不具合も解決することができる。
【００３９】
以上、本発明を図示の実施形態により説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。図１〜図３の実施形態では本発明に関わるＤＣ／ＤＣコンバータの要部のみを図示したが、ＲＤスナバ回路をメインスイッチング素子の正極端子と負極端子間に入力直流電圧に帰還するように電流が流れるように接続する（降圧型チョッパの場合）か、ＲＤスナバ回路をメインスイッチング素子の正極端子から出力直流電圧に転流するように電流が流れるように接続する（昇圧型チョッパの場合）ものであれば良い。
【００４０】
また、メインスイッチング素子としては図２，３のトランジスタに限らず、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）等のスイッチング素子を用いることができる。そのほか、各素子の定数等は、適宜設定できるものである。
【００４１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、メインスイッチング素子及び整流ダイオードに加わるサージ電圧が確実に入力直流電圧又は出力直流電圧の値でクランプされることになる。したがって、負荷幅の大きいときでもメインスイッチング素子の信頼性が確保され、かつ回路の損失が少なく、また、簡単で部品点数の少ない回路構成とすることができる。さらに、不要輻射、雑音端子電圧等のノイズが発生しにくいスイッチング素子波形及び整流ダイオード波形とすることができる。さらに、リンギングを原因とする不具合も解決することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態である降圧型チョッパ回路によるＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【図２】メインスイッチング素子をトランジスタとした実施例を示す回路図である。
【図３】本発明の他の実施形態である昇圧型チョッパ回路によるＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【図４】本発明の実施形態と従来例を比較するための、メインスイッチング素子の電圧波形を示すグラフである。
【図５】図１の実施形態における第２のダイオードに流れる電流波形を示す波形図である。
【図６】従来のＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【符号の説明】
Ｃ平滑コンデンサ
Ｄ整流ダイオード
Ｄ１第２のダイオード
ＨＣ定電圧制御回路
ＩＮ入力直流電圧
Ｌ平滑チョークコイル
ＯＵＴ出力直流電圧
Ｑメインスイッチング素子
Ｒ電流制限用抵抗[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a DC / DC converter that converts a DC voltage into a different DC voltage.
[0002]
[Prior art]
The switching regulator is used for a power source of an electronic circuit using an IC, a transistor, or the like, and is a small and medium-capacity DC constant voltage power supply device having a low voltage such as 5V, 15V, or 24V. Conventionally, dropper power supplies typified by series regulators have been used as such power supplies.
[0003]
Since the dropper power supply has a simple circuit configuration with a small number of parts, it can be easily designed and prototyped. However, this series regulator method has disadvantages such as low efficiency and large size. That is, as a feature of the power source of this system, the heat generation is large, the heat sink becomes abnormally large, and the power source becomes larger than the output power . This occurs because the voltage drop is simply caused to drop by an element such as a transistor. Further, the conversion efficiency depends on the voltage difference between input and output. For example, if the input is 24 VDC and the output is 5 VDC, the conversion efficiency is about 5/24 × 100 (%) ≈20.8%.
[0004]
As an alternative to such a conventional method, recently, a switching regulator has been widely used. In order to obtain a desired DC power supply, the switching regulator monitors the output state and controls the switching ON duty or switching frequency so as to become a constant voltage.
[0005]
There are various types of switching regulators, but a chopper circuit is used when the output power is about 5 to 10 W or more. The conversion efficiency of the chopper circuit depends on the input / output voltage difference, but about 70% can be expected under the above conditions (input 24 VDC, output 5 VDC). Chopper circuit is switched at a certain period to charge and discharge a smooth choke inductance and the smoothing capacitor, the smoothing is a switching regulator for constant voltage control. The circuit is roughly divided into two types, a step-up type and a step-down type.
[0006]
Since the chopper circuit is a switching regulator, the reliability of the main switching element is required. The main switching element includes a control method for changing the conduction time according to a change in load, a control method for changing the switching frequency, and the like.
[0007]
When the change in the load is gradual, there is no problem in the reliability of the main switching element even if the change width of the load is large. This is because there is sufficient time for each element to function as an element. However, when the load changes sharply, a problem is likely to occur in the reliability of the main switching element. This is because sufficient time for each element to function as an element is insufficient.
[0008]
FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of a conventional general step-down chopper circuit. When the load state of the output: OUT changes suddenly, the forward / reverse recovery of the rectifier diode: D is particularly delayed, resulting in a through path. This steep time width is a period as short as several tens of nsec. The diode D during this period is equivalently a capacitor, and a resonance state of the capacitor and the inductance L (smooth choke) of the pattern occurs, and a surge voltage is applied between a and b of the main switching element Q. become.
[0009]
This surge voltage is excessive, exceeding the voltage of the input: IN. Conventionally, as a countermeasure, an RC snubber circuit (snubber circuit) consisting of a resistor and a capacitor connected in series is provided between a and b, the surge is absorbed and smoothed by the capacitor, the heat is converted by the resistor, and the capacitor is discharged. The switching element: Q has been improved in reliability. If the surge voltage still cannot be suppressed, an RC snubber circuit has also been provided between the rectifier diode: D and between the smoothing choke: L.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
However, the snubber circuit cannot cope with the load state, the load width, and the mounting state of the device to be used. When a power source having a relatively large load width of 0 to several hundred W is inevitably constituted by a chopper circuit, this is a particular problem. Furthermore, since the chopper circuit is a switching regulator, the surge voltage of the main switching element Q is troublesome even in response to noise such as unwanted radiation and noise terminal voltage. The steep voltage current is a cause of noise because the resonance state is sharp, the pattern becomes unstable, and the number of antenna source elements increases.
[0011]
An object of the present invention is to provide a DC / DC converter that is highly reliable, has low loss, and is less susceptible to noise by a simple circuit configuration with a small number of parts, in order to solve the above-described problems in conventional DC power supply devices. To do.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
According to the present invention, the above-mentioned problem is a DC / DC converter that converts a direct current voltage to a direct current voltage that has a main switching element that switches an input direct current voltage, a smoothing choke coil, a smoothing capacitor, and a rectifier diode. In the DC / DC converter including the step-down chopper circuit that controls the output DC voltage to be a constant voltage, the positive terminal and the negative terminal of the main switching element are connected to the + side line of the input DC voltage, A surge voltage suppression circuit comprising a series connection of a second diode and a resistor through which current flows so as to be fed back to the input DC voltage is provided between the positive terminal and the negative terminal of the main switching element, and the second diode is at least the rectifier diode The junction capacity is smaller than the negative terminal → the resistance → the positive terminal It is solved by being connected to a forward direction.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of a DC / DC converter to which the present invention is applied.
In FIG. 1, IN is an input DC voltage, OUT is an output DC voltage, Q is a main switching element, D is a rectifier diode, L is a smoothing choke coil, C is a smoothing capacitor, HC is a constant voltage control circuit, and a is a main switching element. Q is a positive terminal and b is a negative terminal of Q. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same part as the prior art example shown in FIG.
[0015]
The main switching element Q is preferably a P-channel MOSFET.
The source and drain of the MOSFET which is the main switching element are connected between the input and output of the + side line (source is input side, drain is output side). The gate of the MOSFET Q is connected to a constant voltage control circuit HC, and the constant voltage control circuit HC is connected to a ground line. MOSFET: A smoothing choke coil: L is connected between the drain and the output of Q, and a rectifying diode: D is connected between the + side line and the − side line on the input side of the coil: L. Rectifier diode: The direction of D is connected so as to be forward from the − side line to the + side line. In addition, feedback is applied to the constant voltage control circuit HC from the output side of the coil L. A smoothing capacitor C is connected between the + side line and the − side line on the output side of the coil L.
[0016]
As shown in FIG. 2, the main switching element Q may be a PNP transistor. In that case, the emitter and collector of the transistor Q are connected between the input and output of the + side line (emitter is input side, collector is output side), and the base is connected to the constant voltage control circuit: HC.
[0017]
The input: IN of the step-down chopper type DC / DC converter of FIGS. 1 and 2 is connected to a rectifier (not shown) of the switching regulator, and a DC voltage is input. The input DC voltage is chopped by the main switching element: Q, rectified by the rectifier diode: D, and smoothed by the smoothing choke: L and the smoothing capacitor: C to obtain the output DC voltage. The main switching element Q is controlled by a constant voltage control circuit HC so that the output DC voltage becomes a constant voltage.
[0018]
In such a step-down chopper type DC / DC converter, the present invention is devised so that the rectifier diode D is brought close to an ideal element. That is, the diode D is mainly used for electric power and has a large chip size and a large junction capacitance. Therefore, the forward / reverse recovery time also becomes longer. In order to improve this, a series circuit (RD snubber circuit) with a current limiting resistor R is used so that a current flows through the input DC voltage through the diode D1 (second diode) having a small chip and a small junction capacitance. Switching element: Connected between the positive and negative terminals of Q (between a and b), that is, between the drain and source of the MOSFET or between the collector and emitter of the transistor. The direction of the diode D1 is connected so that the b → R → a direction is the forward direction.
[0019]
The surge voltage suppression circuit in this embodiment includes a second diode (D1) and a current limiting resistor (R) through which current flows between the positive and negative terminals of the main switching element: Q so as to return to the input DC voltage. It is an RD snubber circuit connected in series.
[0020]
By this RD snubber circuit connected between a and b, D1 adapts as a diode several times earlier (2 nsec) than the delay in the forward / reverse recovery time of rectifier diode D (50 nsec), so switching element Q D1 works sufficiently before the surge voltage at OFF is generated. Therefore, in the step-down chopper of the present embodiment, the surge voltage of the switching element Q is clamped to the input DC voltage. Thereby, even when the load width increases, the operation of the switching element Q is stabilized and the reliability is improved. Moreover, it can be set as the switching element waveform and rectifier diode waveform which are hard to generate noises, such as unnecessary radiation and a noise terminal voltage.
[0021]
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a DC / DC converter using a step-up chopper according to a second embodiment of the present invention.
[0022]
The circuit elements constituting the step-up chopper circuit shown in this figure are basically the same as those in the step-down type shown in FIG. 2, and different portions will be described.
In FIG. 3, a smoothing choke coil: L and a rectifier diode: D are connected in series between the input and output of the + side line (L is the input side, D is the output side). The direction of the diode: D is connected so as to be forward from the input to the output side. Main switching element Q in this embodiment: Q is an NPN transistor, and its collector and emitter are connected to the + side line and the − side line. The collector of the switching element Q is connected to the + side line between the coil L and the diode D. The base of the transistor Q is connected to the ground line via a constant voltage control circuit: HC. Further, a smoothing capacitor C is connected between the + side line and the − side line on the output side of the diode D.
[0023]
The main switching element Q may be an N-channel MOSFET. In that case, the source is connected to the input side of the + side line, the drain is connected to the output side, and the gate is connected to the constant voltage control circuit HC.
[0024]
Even in the step-up DC / DC converter having the configuration as shown in FIG. 3, the present invention is devised so that the rectifier diode D is brought close to an ideal element. That is, a series circuit (RD snubber circuit) with a current limiting resistor (R) is connected to a rectifier diode (D) so that a current flows through the diode D1 (second diode) having a small chip and a small junction capacitance to the output DC voltage. It is connected before and after, that is, between ef. The direction of the diode D1 is connected so that the e → R → f direction is the forward direction.
[0025]
The surge voltage suppression circuit in the present embodiment includes a main switching element: a second diode (D1) through which current flows so as to commutate between the output DC voltage from the positive terminal of Q and a current limiting resistor (R) in series. It is a connected RD snubber circuit.
[0026]
The RD snubber circuit connected between ef is adapted as a diode by several steps (2 nsec) earlier than the delay (50 nsec) in the forward / reverse recovery time of the rectifier diode D, so that the switching element Q D1 works sufficiently before the surge voltage at OFF is generated. Therefore, in the step-up chopper of this embodiment, the surge voltage of the switching element: Q is clamped to the output DC voltage. Thereby, even when the load width increases, the operation of the switching element Q is stabilized and the reliability is improved. Moreover, it can be set as the switching element waveform and rectifier diode waveform which are hard to generate noises, such as unnecessary radiation and a noise terminal voltage.
[0027]
Thus, according to the present invention, the RD snubber circuit that hardly generates a surge voltage with respect to the main switching element Q is provided in the embodiment of FIGS. Since the allowable current of the second diode D1 is small, D1 needs to work for the forward / reverse recovery time of the first diode D.
[0028]
In particular, in the case of the step-up chopper, the second diode D1 is connected in parallel with the first diode D. Therefore, when there is no current limiting resistor R, the second diode D1 breaks in an instant. The current limiting resistor R is provided so that the RD snubber does not operate normally. As a result, a current flows only through the first diode D during normal operation.
[0029]
In the case of the step-down chopper, since a voltage higher than the input DC voltage is not output, the surge voltage generated between the first diodes D is clamped only by a voltage exceeding the input DC voltage, but the main switching element: Q Is equivalently connected in parallel with the second diode D1, the body diode is equivalent to another type of element (main switching element: Q is different from the type of MOSFET in FIG. 1). Even if the current limiting resistor: R is not provided, when the surge voltage is high or the surge voltage is frequently generated, the allowable current of the second diode D1 is exceeded and D1 is broken. In the present invention, a current limiting resistor R is provided assuming such a situation. By providing this current limiting resistor R, as in the step-up type, the RD snubber does not work normally, and D1 works only for the forward / reverse recovery time of the first diode D.
[0030]
Thus, according to the present invention, the surge voltage applied to the main switching element and the rectifier diode in the DC / DC converter is reliably clamped at the value of the input DC voltage or the output DC voltage. Therefore, even when the load width is large, the reliability of the main switching element is ensured, the circuit loss is small, and the circuit configuration can be simple and the number of parts is small. Furthermore, it is possible to obtain a switching element waveform and a rectifier diode waveform that are unlikely to generate noise such as unnecessary radiation and noise terminal voltage.
[0031]
In each embodiment, the connection order of the current limiting resistor R and the diode D1 in the RD snubber may be reversed. However, it is impossible to reverse the direction of the diode D1.
[0032]
FIG. 4 compares the voltage waveform (b) of the main switching element: Q (in the embodiment of FIG. 1) according to the present invention with the voltage waveform (a) of the main switching element: Q of the conventional example (in the circuit of FIG. 6). Show. In the waveform diagram of FIG. 4, the vertical axis represents voltage and the horizontal axis represents time.
[0033]
The waveform of FIG. 4B is a waveform when the input DC voltage: 24 VDC and the output DC voltage: 16 VDC in the embodiment of FIG. 1 and the output current continuously changes suddenly from 0 A to 22 A.
[0034]
The waveform of FIG. 4A is the same as that of the conventional example of FIG. 6, that is, in which an RC snubber circuit comprising a series connection of a resistor and a capacitor is provided between ab, and the input DC voltage is 24 VDC and the output DC voltage is 16 VDC. This is a waveform when the load continuously changes suddenly from 0 A to 22 A.
[0035]
In the conventional example (FIG. 6), an RC snubber is used, and constants thereof are R = 4.7Ω, c = 3300 pF, and other element constants are the same as those in the embodiment of FIG. On the other hand, in the embodiment of FIGS. 1 and 2 according to the present invention, an RD snubber is used, and the constant of the second diode D1 is a product having a reverse recovery time = 2 nsec and a current capacity of 0.6 A. The first rectifier diode D uses a product having a reverse recovery time = 50 nsec and a current capacity of 20 A, and R = 2.2Ω and L = 50 μH.
[0036]
As is apparent from FIG. 4, the embodiment of the present invention has an effect of suppressing the surge voltage as compared with the conventional example. Also, ringing (damped vibration) is eliminated.
FIG. 5 shows a waveform of a current flowing through the second diode D1 in the embodiment of FIG. In the waveform diagram of FIG. 5, the vertical axis represents current and the horizontal axis represents time. The peak current of the diode D1 shown in this graph is 0.4 A, and the surge voltage can be sufficiently suppressed within the allowable current value of the diode D1. From the waveform diagrams of FIG. 4B and FIG. 5, it can be said that the RD snubber circuit provided in the DC / DC converter is working sufficiently.
[0037]
A simple comparison with the conventional example cannot be compared because the conventional example cannot suppress the surge voltage as much as the present invention, but the difference in loss between the conventional example and the embodiment of the present invention is 1.2 W (when the output is 32 W). )Met. Ignoring the loss, an experiment was conducted by providing an RC snubber circuit not only between the switching elements Q of the circuit of the conventional example but also between the rectifier diodes D and between the choke coils L. I couldn't.
[0038]
In the embodiment of the present invention, the main switching element Q voltage has a clean rectangular wave with no ringing (the first diode D voltage waveform was not observed, but a similar waveform in the circuit configuration), and unnecessary radiation and A main switching element waveform and a rectifier diode waveform in which noise such as a noise terminal voltage hardly occurs can be obtained. As is well known, ringing has its harmonics as noise. In addition, the ringing generates a resonance state different from the elements on the pattern and the circuit. In addition, the circuit operation may become unstable, sound may be generated, and eventually the element may be destroyed. However, the present invention can also solve these problems caused by ringing.
[0039]
As mentioned above, although this invention was demonstrated by embodiment of illustration, this invention is not limited to this. Although only the main part of the DC / DC converter according to the present invention is shown in the embodiments of FIGS. 1 to 3, the RD snubber circuit has a current so as to be fed back to the input DC voltage between the positive terminal and the negative terminal of the main switching element. Connected so that current flows (in the case of a step-down chopper), or the RD snubber circuit is connected so that a current flows so as to be commutated from the positive terminal of the main switching element to the output DC voltage (in the case of a step-up chopper) If it is good.
[0040]
Further, the main switching element is not limited to the transistor shown in FIGS. 2 and 3, and a switching element such as a field effect transistor (FET) can be used. In addition, the constants and the like of each element can be set as appropriate.
[0041]
【The invention's effect】
As described above, according to the DC / DC converter of the present invention, the surge voltage applied to the main switching element and the rectifier diode is surely clamped at the value of the input DC voltage or the output DC voltage. Therefore, even when the load width is large, the reliability of the main switching element is ensured, the circuit loss is small, and the circuit configuration can be simple and the number of parts is small. Furthermore, it is possible to obtain a switching element waveform and a rectifier diode waveform that are unlikely to generate noise such as unnecessary radiation and noise terminal voltage. Furthermore, problems caused by ringing can be solved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of a DC / DC converter using a step-down chopper circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment in which a main switching element is a transistor.
FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a DC / DC converter using a step-up chopper circuit according to another embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a graph showing a voltage waveform of a main switching element for comparing an embodiment of the present invention with a conventional example.
FIG. 5 is a waveform diagram showing a waveform of a current flowing through a second diode in the embodiment of FIG.
FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of a conventional DC / DC converter.
[Explanation of symbols]
C smoothing capacitor D rectifier diode D1 second diode HC constant voltage control circuit IN input DC voltage L smoothing choke coil OUT output DC voltage Q main switching element R current limiting resistor

Claims

直流電圧から降下する直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータであって、入力直流電圧をスイッチングするメインスイッチング素子、平滑チョークコイル、平滑コンデンサ及び整流ダイオードを有し、出力直流電圧が定電圧となるように制御する降圧型チョッパ回路からなるＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記メインスイッチング素子の正極端子と負極端子が前記入力直流電圧の＋側ラインに接続されており、該メインスイッチング素子の正極端子と負極端子間に入力直流電圧に帰還するように電流が流れる第２のダイオードと抵抗の直列接続からなるサージ電圧抑制回路を設け、
前記第２のダイオードは少なくとも前記整流ダイオードよりも接合容量が小さく、前記負極端子→前記抵抗→前記正極端子方向を順方向として接続されていることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。A DC / DC converter that converts a DC voltage to a DC voltage that drops from the DC voltage, and includes a main switching element that switches the input DC voltage, a smoothing choke coil, a smoothing capacitor, and a rectifier diode so that the output DC voltage becomes a constant voltage. In a DC / DC converter composed of a step-down chopper circuit controlled to
A positive terminal and a negative terminal of the main switching element are connected to a positive side line of the input DC voltage, and a current flows between the positive terminal and the negative terminal of the main switching element so as to return to the input DC voltage. A surge voltage suppression circuit consisting of a series connection of a diode and a resistor is provided,
2. The DC / DC converter according to claim 1, wherein the second diode has a junction capacitance smaller than that of the rectifier diode and is connected in a forward direction of the negative terminal → the resistance → the positive terminal.