JP4642987B2

JP4642987B2 - Relative rotational position detector

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Publication number: JP4642987B2
Application number: JP2000296553A
Authority: JP
Inventors: 忠敏後藤; 和也坂元; 宏坂本
Original assignee: Amiteq Co Ltd
Current assignee: Amiteq Co Ltd
Priority date: 2000-09-28
Filing date: 2000-09-28
Publication date: 2011-03-02
Anticipated expiration: 2020-09-28
Also published as: JP2002107110A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流励磁されるコイルと、このコイルに対して磁気的に結合し、相対的に回転変位する１対の磁性体又は導電体とを含んで構成される相対的回転位置検出装置に関し、相対的に回転可能な２軸のねじれ量や回転ずれなどの相対的回転位置の検出に適したものであり、特に、入力軸あるいは出力軸のがたつきがあっても精度のよい検出を行なうことが可能にすること、あるいは、装置構成をコンパクトにすること、あるいは、１相の交流で励磁される１次コイルのみを使用して複数相の振幅関数特性を示す出力交流信号を検出対象たる相対的回転位置に応じて生成すること、に関する。
【０００２】
【従来の技術】
相対的に回転可能な２軸のねじれ量を検出するやりかたとして、トーションバーを介して結合された入力軸及び出力軸にポテンショメータあるいはレゾルバ装置のような検出装置を設けることが従来からよく知られている。ポテンショメータを用いるものにあっては、入力軸に摺動子を設け、出力軸に抵抗を設けることで、摺動子の抵抗に対する接触位置が入力軸と出力軸の相対的回転位置に応じて変化し、これに対応するアナログ電圧を得るようになっている。レゾルバ装置を用いるものにあっては、入力軸と出力軸の両軸にレゾルバ装置を設け、これら両レゾルバ装置からの角度信号に基づいて相対回転量（ねじれ量）を検出する。一方、相対的に回転可能な２軸の回転ずれを検出するものとして、誘導コイルを用いたパワーステアリング用非接触トルクセンサーも開発されている。この場合、誘導コイルに誘導された電圧を取り出すために、該コイルに直列に抵抗素子を接続し、該抵抗素子と誘導コイルのインピーダンスとの分圧比によって誘導電圧を取り出すようにしている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ポテンショメータを用いるタイプの従来技術にあっては、機械的接触構造を持つため、接触不良や故障の問題が常につきまとう。また、温度変化によって抵抗のインピーダンス変化が起こるため、温度ドリフト補償を適切に行なわねばならない。一方、レゾルバ装置をを用いるタイプの従来技術にあっては、トーションバーで結合された入力軸と出力軸の両方にレゾルバ装置を設けなくてはならないため、装置全体が大型化し、コスト的にも高価になるという難がある。また、従来の誘導コイルを用いたパワーステアリング用非接触トルクセンサとして知られたような回転ずれ検出装置は、微小な回転ずれに応じて生じるアナログ電圧レベルを測定する構成であり、その検出分解能において劣るものである。また、誘導コイルに誘導された電圧を取り出すために、該コイルに直列に抵抗素子を接続し、該抵抗素子と誘導コイルのインピーダンスとの分圧比によって誘導電圧を取り出すようにしているので、コイルと抵抗素子との温度特性の相違によって、温度ドリフト補償性能が悪い。さらに、レゾルバ装置を含む磁気誘導式の非接触式センサを使用するタイプのものにあっては、入力軸に回転以外の不要な動きが加わった場合、磁気誘導式のセンサにおけるコイルと磁性体との配置に不所望のゆがみが生じ、磁気回路のギャップが変化するエラーが生じ、正確なねじれ量を検出することが難しくなる、という問題がある。例えば、自動車のステアリングホイールの回転軸にはこの種のトルクセンサが使用されるが、そのような応用にあっては、入力軸に回転以外の不要な動きが加わりやすいので、改善が望まれていた。
【０００４】
この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、入力軸あるいは出力軸のがたつきがあっても精度のよい検出を行なうことが可能な相対的回転位置検出装置を提供しようとするものである。また、小型かつシンプルな構造を持つ相対的回転位置検出装置を提供しようとするものである。また、温度特性の補償も容易な、相対的回転位置検出装置を提供しようとするものである。さらには、検出対象の相対的回転変位が微小でも高分解能での検出が可能な相対的回転位置検出装置を提供しようとするものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の観点に従う相対的回転位置検出装置は、トーションバーで連結されて相対的に回転可能な第１及び第２の軸の相対的回転位置を検出する相対的回転位置検出装置であって、交流信号で励磁される少なくとも１つのコイルを配置してなるコイル部と、前記第１及び第２の軸に配置された第１及び第２の磁気応答部材であって、前記コイル部に対して磁気的に結合し、前記相対的回転位置に応じて該第１及び第２の磁気応答部材の相対的位置が変化し、これに応じた出力を前記コイル部から生じるものと、前記第１及び第２の軸の少なくとも一方と、これに対応して配置される前記第１及び第２の磁気応答部材の少なくとも一方との間に設けられ、回転方向以外の軸の不要な動きを吸収するオルダム機構と、交流信号からなる所定の基準電圧を発生する回路と、前記コイル部の出力信号と前記基準電圧とを演算し、所定の周期的振幅関数を振幅係数として持つ交流出力信号を少なくとも２つ生成する演算回路であって、前記各交流出力信号の前記周期的振幅関数はその周期特性においてサイン及びコサイン関数に相当する所定位相だけ異なっているものとを具えたものである。
同様の観点に従う本発明の相対的回転位置検出装置は、トーションバーで連結されて相対的に回転可能な第１及び第２の軸の相対的回転位置を検出する相対的回転位置検出装置であって、交流信号で励磁される少なくとも１つのセンサ用コイルを配置してなるコイル部と、前記第１及び第２の軸に配置された第１及び第２の磁気応答部材であって、前記コイル部に対して磁気的に結合し、前記相対的回転位置に応じて該第１及び第２の磁気応答部材の相対的位置が変化し、これに応じて前記センサ用コイルのインピーダンスが変化し、該インピーダンス変化に対応した出力を前記コイル部から生じさせるものと、前記第１及び第２の軸の少なくとも一方と、これに対応して配置される前記第１及び第２の磁気応答部材の少なくとも一方との間に設けられ、回転方向以外の軸の不要な動きを吸収するオルダム機構と、前記センサ用コイルに直列接続された温度補償用コイルと、前記センサ用コイルと前記温度補償用コイルとの接続点より、前記センサ用コイルのインピーダンス変化に基づき変化する該センサ用コイルの出力信号を取り出す回路とを具備するものである。
更に同様の観点に従う本発明の相対的回転位置検出装置は、トーションバーで連結されて相対的に回転可能な第１及び第２の軸の相対的回転位置を検出する相対的回転位置検出装置であって、交流信号で励磁される少なくとも１つのコイルを配置してなるコイル部と、前記第１及び第２の軸に配置された第１及び第２の磁気応答部材であって、前記コイル部に対して磁気的に結合し、前記相対的回転位置に応じて該第１及び第２の磁気応答部材の相対的位置が変化し、これに応じた出力を前記コイル部から生じるものと、前記第１及び第２の軸の少なくとも一方と、これに対応して配置される前記第１及び第２の磁気応答部材の少なくとも一方との間に設けられ、回転方向以外の軸の不要な動きを吸収するオルダム機構とを具備し、前記コイル部は１次コイルと少なくとも２つの２次コイルを含み、前記２次コイルから、所定の周期的振幅関数を振幅係数として持つ交流出力信号を少なくとも２つ生成され、前記各交流出力信号の前記周期的振幅関数はその周期特性においてサイン及びコサイン関数に相当する所定位相だけ異なっていることを特徴とするものである。
【０００６】
オルダム機構によって、回転方向以外の軸の不要な動きを吸収することにより、前記第１及び第２の磁気応答部材の相対的位置関係は、第１及び第２の軸の相対的回転位置のみに応答して変化し、それ以外の不要な動きの影響を受けないようになる。例えば、第１の軸が入力軸であり、オルダム機構はこの第１の軸とそれに対応する第１の磁気応答部材との間に設けられるようになっていてよい。第１の軸の回転運動はオルダム機構を介して第１の磁気応答部材に正確に伝達されるので、第１及び第２の磁気応答部材の相対的位置は、第１及び第２の軸の相対的位置を正確に反映したものであり、よって、正確な位置検出が問題なく行なえる。第１の軸が回転方向以外に動くと、例えば、軸の微妙な曲がりによって半径方向に動いたような場合、オルダム機構はこの動きを吸収して、第１及び第２の磁気応答部材の相対的位置関係に影響を与えない。よって、第１及び第２の磁気応答部材の相対的配置が第１及び第２の軸（入出力軸）の曲がりに連動してゆがむようなことが起こらず、第１及び第２の磁気応答部材の間のエアギャップ、あるいは、第１及び第２の磁気応答部材と検出用コイルとの間のエアギャップなどに、不所望な変動が起こらない。また、センサの原理的構造は、エアギャップを介した磁気結合の変化に応答するタイプのものであれば、どのようなタイプのものに対しても、本発明に従ってオルダム機構を適用することが、有利な効果をもたらす。こうして、本発明によれば、例えば自動車のステアリングホイールの回転軸のように、トーションバーで連結されて相対的に回転可能な第１及び第２の軸の相対的回転位置を、コイルを用いて検出する構成において、入力軸及び出力軸の相対的関係において、回転方向以外の不所望のがたつきが生じても、精度のよい検出を行なうことが可能となる。
【０００７】
本発明の第２の観点に従う相対的回転位置検出装置は、相対的に回転可能な第１及び第２の軸の相対的回転位置を検出する相対的回転位置検出装置であって、交流信号で励磁される１つのセンサ用コイルを配置してなるコイル部と、前記第１及び第２の軸に配置された第１及び第２の磁気応答部材であって、前記コイル部に対して磁気的に結合し、前記相対的回転位置に応じて該第１及び第２の磁気応答部材の相対的位置が変化し、これに応じた出力を前記センサ用コイルから生じるものと、前記センサ用コイルに直列接続された温度補償用コイルと、前記センサ用コイルと前記温度補償用コイルとの接続点より、前記センサ用コイルのインピーダンス変化に基づき変化する該センサ用コイルの出力信号を取り出す回路と、前記出力信号を整流して前記相対的回転位置に対応するレベルの直流電圧を得る整流回路と、交流信号からなる所定の交流基準電圧を発生する回路と、前記センサ用コイルの出力信号と前記交流基準電圧とを演算し、前記相対的回転位置に対応する振幅係数を持つ交流出力信号を生成する演算回路であって、前記相対的回転位置に関する所定の第１の関数を振幅係数として持つ第１の交流出力信号と、前記第１の関数とは逆特性の第２の関数を振幅係数として持つ第２の交流出力信号とを生成するものと
を具え、該演算回路の前記第１及び第２の交流出力信号を前記整流回路に入力することで、前記相対的回転位置に対応するレベルの直流電圧をそれぞれ得るようにしたことを特徴とする。
【０００８】
上記構成において、第１及び第２の磁気応答部材は、典型的には、磁性体及び導電体の少なくとも一方を含んでなるものである。第１及び第２の軸の相対的回転位置に応じて第１及び第２の磁気応答部材のセンサ用コイルに対する磁気結合の度合いが変化する。第１及び第２の磁気応答部材が磁性体からなる場合は、第１及び第２の磁気応答部材のセンサ用コイルに対する磁気結合の度合いが増すほど、該コイルのインダクタンスが増加して、該コイルの電気的インピーダンスが増加し、該コイルに生じる電圧すなわち端子間電圧が増加する。反対に、第１及び第２の磁気応答部材のセンサ用コイルに対する磁気結合の度合いが減少するほど、該コイル部のインダクタンスが減少して、該コイル部の電気的インピーダンスが減少する。こうして、検出対象の相対的回転に伴い、コイル部に対する第１及び第２の磁気応答部材の相対的回転位置が所定の回転角度範囲にわたって変化する間で該コイルの端子間電圧は、漸増（又は漸減）変化することとなる。
【０００９】
ここで、センサ用コイルに直列接続された温度補償用コイルを具備することによって、前記センサ用コイルと前記温度補償用コイルとの接続点より、前記センサ用コイルのインピーダンス変化に基づき変化する該センサ用コイルの出力電圧を取り出すようにしているので、同じコイルであることにより温度ドリフトを適正に相殺し、温度ドリフト補償済みの出力電圧を取り出すことができる。また、交流信号からなる所定の交流基準電圧を発生し、前記センサ用コイルの出力信号と前記交流基準電圧とを演算し、前記相対的回転位置に対応する振幅係数を持つ交流出力信号を生成することは、センサ用コイルの出力信号の振幅特性を望みの特性に設定することができることを意味する。例えば、交流基準電圧を加算又は減算することは、センサ用コイルの出力信号の振幅特性を望みのレベルでオフセットできることを意味する。これにより、１個のセンサ用コイルを持つ構成でありながら、相対的回転位置に関する所定の第１の関数を振幅係数として持つ第１の交流出力信号と、前記第１の関数とは逆特性の第２の関数を振幅係数として持つ第２の交流出力信号とを容易に生成することができる。前記交流出力信号は整流回路で整流されて、前記相対的回転位置に対応するレベルのアナログ直流電圧が得られる。すなわち、アナログ直流電圧でトルク検出信号を得たいような場合に、この発明は有効に適用できる。そして、交流基準電圧を用いた演算によって、望みの特性のアナログ直流電圧が得られるように制御できる。また、センサ用コイルに直列接続された温度補償用コイルを具備することによって、温度ドリフト補償を適切に行なうことができる。
【００１０】
本発明の第３の観点に従う相対的回転位置検出装置は、相対的に回転可能な第１及び第２の軸の相対的回転位置を検出する相対的回転位置検出装置であって、交流信号で励磁される少なくとも１つのコイルを配置してなるコイル部と、前記第１及び第２の軸に配置された第１及び第２の磁気応答部材であって、前記コイル部に対して磁気的に結合し、前記相対的回転位置に応じて該第１及び第２の磁気応答部材の相対的位置が変化し、これに応じた出力を前記コイル部から生じるものであり、各磁気応答部材は、回転方向に所定間隔で複数のスリット部を形成してなる平板形状の部材からなり、前記相対的回転位置に応じた各磁気応答部材同士のスリット部の重なり具合によって前記コイル部に対する磁気的結合が変化するものと、交流信号からなる第１及び第２の基準電圧を発生する回路と、前記コイル部の出力電圧と前記第１及び第２の基準電圧とを用いて所定の第１の演算及び第２の演算をそれぞれ行うことで、第１の振幅関数を振幅係数として持つ第１の交流出力信号と、第２の振幅関数を振幅係数として持つ第２の交流出力信号とをそれぞれ生成する演算回路であって、前記第１及び第２の振幅関数はその周期特性においてサイン及びコサイン関数に相当する所定位相だけ異なっているものとを具え、前記第１及び第２の基準電圧は、前記第１及び第２の交流出力信号における前記第１及び第２の振幅関数の周期特性における特定の位相区間を定めるものであり、この第１及び第２の基準電圧を可変することで、該特定の位相区間と前記相対的位置の変化範囲との対応関係を可変できることを特徴とする。
【００１１】
上記構成によれば、第１及び第２の軸にそれぞれ配置される第１及び第２の磁気応答部材が、それぞれ、回転方向に所定間隔で複数のスリット部を形成してなる平板形状の部材からなり、前記相対的回転位置に応じた各磁気応答部材同士のスリット部の重なり具合によって前記コイル部に対する磁気的結合が変化するようにしたものであることが特徴である。これによって、第１及び第２の磁気応答部材の構造が全体としてフラットな、コンパクトな構造となり、大型の凹凸歯を設けるような構造に比べて、はるかに簡素化、小型化、コンパクト化を図ることができる。
【００１２】
上記いずれの観点に従う本発明に係る相対的位置検出装置においても、１相の交流で励磁される１次コイル（すなわちセンサ用コイル）のみを使用して複数相の振幅関数特性を示す出力交流信号を検出対象たる相対的位置に応じて発生するように構成することができる。すなわち、交流信号からなる所定の基準電圧を発生する回路と、前記コイル部の出力信号と前記基準電圧とを演算し、所定の周期的振幅関数を振幅係数として持つ交流出力信号を少なくとも２つ生成する演算回路であって、前記各交流出力信号の前記周期的振幅関数はその周期特性において所定位相だけ異なっているものとをさらに具えるようにしてよい。
【００１３】
例えば、典型的には、１対の磁気応答部材の相対的位置が所定の範囲にわたって変化する間で該コイルに生じる電圧が示す漸増変化カーブは、サイン関数における０度から９０度までの範囲の関数値変化になぞらえることができる。ここで、交流信号成分をｓｉｎωｔで示し、センサ用コイルの端子間電圧が示す漸増変化カーブにおける適当な区間の始まりの位置に対応して得られるセンサ用コイル出力電圧Ｖｘの振幅係数レベル値をＰａとすると、該区間の始まりの位置に対応するコイル出力電圧Ｖｘは、Ｐa ｓｉｎωｔと表わせる。そして、該区間の終わりの位置に対応して得られるセンサ用コイル出力電圧Ｖｘの振幅係数レベル値をＰｂとすると、該区間の終わりの位置に対応するセンサ用コイル出力電圧は、Ｐb ｓｉｎωｔと表わせる。ここで、始まりの位置に対応するコイル出力電圧Ｖｘの値Ｐa ｓｉｎωｔと同じ値の交流電圧を基準電圧Ｖａと定めて、これをセンサ用コイル出力電圧Ｖｘから減算すると、センサ用コイル出力電圧Ｖｘの振幅係数を関数Ａ（ｘ）で示すと、
Ｖｘ−Ｖａ＝Ａ(ｘ) ｓｉｎωｔ−Ｐa ｓｉｎωｔ
＝｛Ａ(ｘ) −Ｐa ｝ｓｉｎωｔ …式（１）
となる。前記区間の始まりの位置では、Ａ（ｘ）＝Ｐａであることから、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は「０」となる。一方、前記区間の終わり位置では、Ａ（ｘ）＝Ｐｂであることから、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は「Ｐb −Ｐa 」となる。よって、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、前記区間の範囲内において、「０」から「Ｐb −Ｐa 」まで漸増する関数特性を示す。ここで、「Ｐb −Ｐa 」は最大値であるから、これを等価的に「１」と考えると、前記式（１）に従う交流信号の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、前記区間の範囲内において、「０」から「１」まで変化することになり、この振幅係数の関数特性は、サイン関数の第１象限（つまり０度から９０度の範囲）の特性になぞらえることができる。よって、前記式（１）に従う交流信号の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、等価的にｓｉｎθ（ただし、大体、０°≦θ≦９０°）と表わせる。
【００１４】
好ましい一実施形態は、前記所定の基準電圧を発生する回路は、第１及び第２の基準電圧を発生し、前記演算回路は、前記１つのコイルから取り出した電圧と前記第１及び第２の基準電圧とを用いて所定の第１の演算及び第２の演算をそれぞれ行うことで、第１の振幅関数を振幅係数として持つ第１の交流出力信号と、第２の振幅関数を振幅係数として持つ第２の交流出力信号とをそれぞれ生成するものである。この場合、コイル部は、ただ１つのセンサ用コイルを持つだけでよいので、構成を最小限に簡略化することができる。上記第１の基準電圧として上記Ｖａを使用することで、上記第１の振幅関数として、サイン関数のほぼ第１象限（つまり０度から９０度の範囲）の特性を持つものを得ることができる。
また、前記区間の終わりの位置に対応するコイル出力電圧Ｖｘの値Ｐb ｓｉｎωｔと同じ値の交流電圧を第２の基準電圧Ｖｂと定め、これとコイル出力電圧Ｖｘとの差を求めると、
Ｖｂ−Ｖｘ＝Ｐb ｓｉｎωｔ−Ａ(ｘ) ｓｉｎωｔ
＝｛Ｐb −Ａ(ｘ) ｝ｓｉｎωｔ …式（２）
となる。前記区間の始まりの位置では、Ａ（ｘ）＝Ｐａであることから、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は「Ｐb −Ｐa 」となる。一方、前記区間の終わり位置では、Ａ（ｘ）＝Ｐｂであることから、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は「０」となる。よって、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、前記区間の範囲内において、「Ｐb −Ｐa 」から「０」まで漸減する関数特性を示す。前記と同様に、「Ｐb −Ｐa 」を等価的に「１」と考えると、前記式（２）に従う交流信号の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、前記区間の範囲内において、「１」から「０」まで変化することになり、この振幅係数の関数特性は、コサイン関数の第１象限（つまり０度から９０度の範囲）の特性になぞらえることができる。よって、前記式（２）に従う交流信号の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、等価的にｃｏｓθ（ただし、大体、０°≦θ≦９０°）と表わせる。なお、式（２）の減算は「Ｖｘ−Ｖｂ」であってもよい。
【００１５】
こうして、１つのコイルと２つの基準電圧を用いるだけで、検出対象たる相対的回転位置に応じてサイン及びコサイン関数特性に従う振幅をそれぞれ示す２つの交流出力信号を生成することができる。例えば、検出対象たる相対的回転位置を所定の検出可能範囲を３６０度分の位相角に換算した場合の位相角θにて示すと、概ね、サイン関数特性を示す振幅を持つ交流出力信号は、ｓｉｎθｓｉｎωｔで示すことができるものであり、コサイン関数特性を示す振幅を持つ交流出力信号は、ｃｏｓθｓｉｎωｔで示すことができるものである。これは、レゾルバといわれる位置検出器の出力信号の形態と同様のものであり、極めて有用なものである。例えば、前記演算回路で生成された前記２つの交流出力信号を入力し、該２つの交流出力信号における振幅値の相関関係から該振幅値を規定する前記サイン及びコサイン関数における位相値を検出し、検出した位相値に基づき前記検出対象の位置検出データを生成する振幅位相変換部を具備するようにするとよい。なお、上記サイン及びコサイン関数は、ほぼ１象限分（９０度）の範囲の特性を示すので、検出可能な位置範囲がほぼ９０度の範囲の位相角に換算されて検出されることになる。
【００１６】
なお、磁気応答部材として、銅のような非磁性の良導電体（つまり反磁性体）を使用した場合は、渦電流損によってコイルの自己インダクタンスが減少し、磁気応答部材のコイルに対する近接に伴い該コイルの端子間電圧が漸減することになる。この場合も、上記と同様に検出することが可能である。また、磁気応答部材として、磁性体（つまり強磁性体）と非磁性・導電体（つまり反磁性体）とを組合わせたハイブリッドタイプのものを用いてもよい。別の実施形態として、磁気応答部材として永久磁石を含み、コイルは磁性体コアを含むようにしてもよいかもしれない。この場合は、コイルの側の磁性体コアにおいて永久磁石の接近に応じて対応する箇所が磁気飽和又は過飽和となり、該磁気応答部材すなわち永久磁石のコイルに対する相対的変位に応じて該コイルの端子間電圧が漸減することになる。
【００１７】
かくして、この発明の好ましい実施態様によれば、１次コイルのみを設ければよく、２次コイルは不要であるため、小型かつシンプルな構造の位置検出装置を提供することができる。また、１つのセンサ用コイルを用いることにより、検出対象位置に応じて所定の周期関数特性に従う振幅をそれぞれ示す複数の交流出力信号（例えばサイン及びコサイン関数特性に従う振幅をそれぞれ示す２つの交流出力信号）を容易に生成することができ、利用可能な位相角範囲として少なくともほぼ１象限（９０度）分をとることができる。従って、少ないコイルでありながら比較的広い位相角範囲で検出を行うことができ、検出分解能を向上させることができる。また、検出対象の変位が微小でも高分解能での相対的位置検出が可能である。更に、出力電圧及び基準電圧が共に温度ドリフト補償された正確なアナログ演算を行なうことができることとなり、温度変化の影響を排除した相対的位置検出を容易に行うことができる。勿論、基準電圧を発生する回路は、コイルに限らず、抵抗等、その他適宜の構成からなる電圧生成回路を使用してよい。なお、コイルと基準電圧の数は１又は２に限定されず、それ以上であってもよく、これに伴い、利用可能な位相角範囲を、ほぼ１象限（９０度）分に限らず、更に拡大することも可能である。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照してこの発明の実施の形態を説明する。
まず、実施例における位置検出原理についての理解を容易にするために、説明の便宜上、第１の実施例として最初に説明するものとして、オルダム機構を持たずに、フラットな磁気応答部材からなるコンパクト化した構成からなる位置検出装置について、図１〜図５を参照して説明する。
図１（Ａ）はこの第１の実施例に係る相対的回転位置検出装置の構造を示す分解斜視図であって、コイル部１０については断面で示している。同図（Ｂ）はフラット状の第１の磁気応答部材１１の全体形状の一実施例を示す正面図であり、同図（Ｃ）は同じくフラット状の第２の磁気応答部材１２の全体形状の一実施例を示す正面図である。図２（Ａ）は該相対的回転位置検出装置の軸方向断面略図であり、図示の簡略化のために半分のみを図示しているが、残り半分は図示されたものと対称に現れる。図２（Ｂ）は同装置におけるコイルに関連する電気回路図である。
【００１９】
この相対的回転位置検出装置は、トーションバー１を介して連結された入力軸（第１の軸）２及び出力軸（第２の軸）３の間のねじれ角を検出することでトルクセンサとして機能するものである。入力軸（第１の軸）２の側には、第１の磁気応答部材１１が配置され、該入力軸２の回転に伴って一緒に回転する。出力軸（第１の軸）３の側には、第２の磁気応答部材１２が配置され、該出力軸３の回転に伴って一緒に回転する。コイル部１０は断面Ｉ字型（若しくはＨ字型）のリング状の磁性体ボビンに収納されたセンサ用コイルＬ１と温度補償用コイルＬ２とを含んでおり、センサ用コイルＬ１の側に磁気応答部材１１，１２の対が配置される。温度補償用コイルＬ２の役目については追って説明する。第１及び第２の磁気応答部材１１，１２は、例えば円板状の鉄のような磁性体からなり、コイルＬ１と磁気的に結合する。第１及び第２の磁気応答部材１１，１２は、回転方向に所定間隔で複数のスリット部１１ａ，１２ａを形成してなる平板形状の部材からなり、入力軸２と出力軸３との間の相対的回転位置に応じた各磁気応答部材１１，１２同士のスリット部１１ａ，１２ａの重なり具合によってセンサ用コイルＬ１に対する磁気的結合が変化する。スリット部１１ａ，１２ａは、単純にエアギャップからなっていてよい。
【００２０】
図１（Ｂ）に示すように、第１の磁気応答部材１１のスリット部１１ａは、円周方向に所定ピッチＰで繰り返し設けられた矩形状（扇形）の複数のスリットからなる。エアギャップからなる各スリット１１ａの間の部分１１ｂは、磁気応答部材１１の材質つまり磁性体からなっている。
図１（Ｃ）に示すように、第２の磁気応答部材１２のスリット部１２ａも、円周方向に前記と同じ所定ピッチＰで繰り返し設けられたの複数のスリットからなっており、エアギャップからなる各スリット１２ａの間の部分１２ｂは、磁気応答部材１２の材質つまり磁性体からなっている。各スリット部１１ａ，１２ａのサイズは同じである。実施例では、第２の磁気応答部材１２は、歯車のような形状であるが、これに限らず、第１の磁気応答部材１１と同様の形状であってもよい。
【００２１】
このような第１の磁気応答部材１１と第２の磁気応答部材１２とを非接触的に重ね合わせて配置したものにおいては、入力軸２と出力軸３との間の相対的回転位置（ねじれ量）に応じて、両者のスリット１１ａ，１２ａと磁性体部分１１ｂ，１２ｂとの重なりあいの範囲が拡くなったり狭くなったりする。つまり、入力軸２と出力軸３との間の相対的回転位置（ねじれ量）に応じて、一方のスリット孔１１ａ，１２ａが他方の磁性体部分１１ｂ，１２ｂによって開閉されるようになっている。例えば、両者のスリット孔１１ａ，１２ａが完全にずれて磁性体部分１１ｂ，１２ｂによって完全に塞がれている場合は、センサ用コイルＬ１の磁気回路における磁性体の存在が最大（エアギャップの面積は最小）となり、よって、センサ用コイルＬ１に対する磁気的結合は、最大の透磁性を示す。逆に、両者のスリット孔１１ａ，１２ａが完全に重なって磁性体部分１１ｂ，１２ｂによってまったく塞がれずに開放されている場合は、センサ用コイルＬ１の磁気回路における磁性体の存在が最小（エアギャップの面積は最大）となり、センサ用コイルＬ１に対する磁気的結合は、最小の透磁性を示す。この点について、詳しくは図３を参照して後述する。
【００２２】
センサ用コイルＬ１とは反対側において、第２の磁気応答部材１２の背後に設けられた補助的磁気応答部材Ｍは、たとえば銅のような非磁性・良導電性（反磁性）の材質からなるプレートである。この非磁性・良導電性の補助的磁気応答部材Ｍの存在によって、第１及び第２の磁気応答部材１１，１２のスリット孔１１ａ，１２ａの重なりによって形成されるエアギャップの部分において、非磁性・良導電体（つまり反磁性体）が配置される格好になり、渦電流損によってその部分での透磁性をさらに低下させる。よって、透磁性が低下する部分で渦電流損による更なる透磁性の低下をもたらすことにより、ハイブリッド効果によって、検出対象範囲における誘導電圧の変化レンジを拡大することができ、検出分解能を良好にすることができる。このようなプレート状の補助的磁気応答部材Ｍを設ける代わりに、各磁気応答部材１１，１２のスリット部１１ａ，１２ａを単純なエアギャップとせずに、その部分に非磁性・良導電体を配置するようにしてもよい。勿論、上記のようなハイブリッド効果を要求しない場合は、補助的磁気応答部材Ｍは省略してよい。
【００２３】
入力軸２及び出力軸３はそれぞれ他の機械系（図示せず）に連結されており、入力軸２の回転に連動して出力軸３が回転し、そのトルクの大きさに応じてトーションバー１を介して入力軸２と出力軸３の間にねじれが生じる。このねじれによって、入力軸２と出力軸３との間に回転誤差（回転ずれ）が生じる。例えば、自動車のパワーステアリングに適用する場合、入力軸２はステアリングホイールに連結され、出力軸３はステアリングギア機構に連結される。
【００２４】
センサ用コイルＬ１は、交流発生源３０から発生される所定の１相の交流信号（仮にｓｉｎωｔで示す）によって定電圧又は定電流で励磁される。コイルＬ１から発生した磁界は、図２（Ａ）で破線で示すように、第１および第２の磁気応答部材１１，１２を通る磁気回路Φを形成する。図では、第２の磁気応答部材１２の磁性体部分１２ｂの存在により、磁気回路Φは補助的磁気応答部材Ｍまで達しないように描かれているが、この部分がスリット１１ａ，１２ａの重なりによる開放部分であれば、Φ’で示すように磁気回路は補助的磁気応答部材Ｍまで達することはいうまでもない。温度補償用コイルＬ２はセンサ用コイルＬ１に近接配置されているが、センサ用コイルＬ１の磁気回路Φにおける相対的回転位置に応じた磁束変動の影響を受けないようになっている。
【００２５】
図２（Ｂ）に示すように、交流発生源３０に対して温度補償用コイルＬ２はセンサ用コイルＬ１に直列接続されており、その接続点からセンサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘが取り出される。この温度補償用コイルＬ２は、第１および第２の磁気応答部材１１，１２の相対的位置には応答せず、一定のインピーダンス（インダクタンス）を示すものであるが、できるだけセンサ用コイルＬ１と同等の温度ドリフト特性を示すように、センサ用コイルＬ１とできるだけ同一条件のコイル素子であることが好ましく、また、できるだけ同一環境下に配置されることが好ましい。そこで、上述したように本実施例においては、同一の断面Ｉ字型（若しくはＨ字型）のリング状の磁性体ボビン内に、センサ用コイルＬ１と温度補償用コイルＬ２とを収納している（図１（Ａ）参照）。センサ用コイルＬ１と温度補償用コイルＬ２の分圧比により、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘが取り出されるので、両コイルＬ１，Ｌ２の温度ドリフト特性が相殺され、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘは正確に温度補償されたものとなる。
【００２６】
図３は、第１及び第２の軸２，３間の相対的回転位置の変化に応じた、第１及び第２の磁気応答部材１１，１２の間におけるスリット孔１１ａ，１２ａ及び磁性体部分１１ｂ，１２ｂとの重なり具合（対応関係）の変化を示す図である。図３（ｃ）は、相対的回転位置０（つまり、ねじれ量０）のときのスリット孔１１ａ，１２ａ及び磁性体部分１１ｂ，１２ｂの対応関係を示す。この状態では、第１の磁気応答部材１１のスリット孔１１ａは第２の磁気応答部材１２の磁性体部分１２ｂと半分だけ重なりあった状態となり（すなわち、第１の磁気応答部材１１のスリット１１ａと第２の磁気応答部材１２のスリット１２ａとが１／４ピッチずれている）、該磁気応答部材１１，１２を通るコイルＬ１の磁気回路Φの磁気結合度合いは中間値をとる。
【００２７】
図３（ｂ）は、（ｃ）の中間状態から第１の磁気応答部材１１が第２の磁気応答部材１２に対して相対的に矢印ＣＣＷ方向（つまり、反時計回り方向）に１／４ピッチだけ回転した状態を示す。この状態では、第１の磁気応答部材１１のスリット孔１１ａは第２の磁気応答部材１２の磁性体部分１２ｂによって完全にふさがれた状態となり、該磁気応答部材１１，１２を通るコイルＬ１の磁気回路Φの磁気結合度合いは最大値をとる。
【００２８】
図３（ａ）は、（ｃ）の中間状態から第１の磁気応答部材１１が第２の磁気応答部材１２に対して相対的に矢印ＣＷ方向（つまり、時計回り方向）に１／４ピッチだけ回転した状態を示す。この状態では、磁気応答部材１１のスリット孔１１ａと第２の磁気応答部材１２の磁性体部分１２ｂとが少しも重なりあうことのない状態となり、スリット孔１１ａ，１２ａ同士が完全に重なって開放され、該磁気応答部材１１，１２を通るコイルＬ１の磁気回路Φの磁気結合度合いは最小値をとる。
【００２９】
このように、入力軸２及び出力軸３の相対的回転位置に応じて第１及び第２の磁気応答部材１１，１２のスリットパターン１１ａ，１２ａの重なり具合が変化することでコイルＬ１の磁気回路Φにおける磁気結合の度合いが変化し、該コイルＬ１の自己インダクタンスが変化し、その電気的インピーダンスが変化する。よって、このインピーダンスに応じてセンサ用コイルＬ１に生じる電圧（端子間電圧）は、検出対象たる相対的回転位置に対応するものとなる。
【００３０】
図４（Ａ）は、検出対象たる相対的回転位置（横軸ｘ）に対応してセンサ用コイルＬ１に生じる電圧（たて軸）を例示するグラフである。横軸ｘに記したａ，ｃ，ｂは図３の（ａ），（ｃ），（ｂ）に示す各位置に対応しており、上述のように、図３（ａ）に対応する位置ａでは、インピーダンス最小のため、コイルＬ１に生じる電圧は最小レベル（最小振幅係数）である。また、図３（ｂ）に対応する位置ｂでは、インピーダンス最大のため、コイルＬ１に生じる電圧は最大レベル（最大振幅係数）である。
【００３１】
センサ用コイルＬ１に生じる電圧は、第１及び第２の磁気応答部材１１，１２の相対的位置がａからｂまで動く間で、最小値から最大値まで漸増変化する。この位置ａにおいて最小値をとるコイルＬ１の出力電圧ＶｘがＰa ｓｉｎωｔであるとすると（Ｐaは最小インピーダンス）、これを第１の基準電圧Ｖａとして設定する。すなわち、
Ｖａ＝Ｐa ｓｉｎωｔ
である。また、位置ｂにおいて最大値をとるコイルＬ１の出力電圧ＶｘがＰb ｓｉｎωｔであるとすると（Ｐｂは最大インピーダンス）、これを第２の基準電圧Ｖｂとして設定する。すなわち、
Ｖｂ＝Ｐb ｓｉｎωｔ
である。
【００３２】
図２（Ｂ）に示すように、各基準電圧Ｖａ，Ｖｂを発生するための回路として、２つのコイルＬａ１，Ｌａ２を直列接続した回路と、２つのコイルＬｂ１，Ｌｂ２を直列接続した回路とが設けられており、これらも交流発生源３０からの交流信号によって駆動される。基準電圧ＶａはコイルＬａ１，Ｌａ２の接続点から取り出され、基準電圧ＶｂはコイルＬｂ１，Ｌｂ２の接続点から取り出される。コイルＬａ１，Ｌａ２，コイルＬ１，Ｌ２の各対は、所望の基準電圧Ｖａ，Ｖｂが得られるように、そのインピーダンス（インダクタンス）が適切に調整される。コイルＬａ１，Ｌａ２の分圧比により基準電圧Ｖａが取り出されるので、コイルＬａ１，Ｌａ２の温度ドリフト特性が相殺され、基準電圧Ｖａは正確に温度補償されたものとなる。同様に、コイルＬｂ１，Ｌｂ２の分圧比により基準電圧Ｖｂが取り出されるので、コイルＬｂ１，Ｌｂ２の温度ドリフト特性が相殺され、基準電圧Ｖｂは正確に温度補償されたものとなる。
【００３３】
演算回路３１Ａは、センサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘから第１の基準電圧Ｖａを減算するもので、前記式（１）のように、コイル出力電圧Ｖｘの振幅係数を関数Ａ（ｘ）で示すと、
Ｖｘ−Ｖａ＝Ａ(ｘ) ｓｉｎωｔ−Ｐa ｓｉｎωｔ
＝｛Ａ(ｘ) −Ｐa ｝ｓｉｎωｔ
なる演算を行う。第１の基準電圧Ｖａによって設定した検出対象区間の始まりの位置ａでは、Ａ（ｘ）＝Ｐａであることから、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ)−Ｐa 」は「０」となる。一方、該検出対象区間の終わりの位置ｂでは、Ａ（ｘ）＝Ｐｂであることから、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は「Ｐb−Ｐa 」となる。よって、この演算結果の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、該検出対象区間の範囲内において、「０」から「Ｐb −Ｐa 」まで漸増する関数特性を示す。ここで、「Ｐb −Ｐa 」は最大値であるから、これを等価的に「１」と考えると、前記式に従う交流信号の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、検出対象区間の範囲内において、図４（Ｂ）に示すように、「０」から「１」まで変化することになり、この振幅係数の関数特性は、図４（Ｃ）に示すようなサイン関数ｓｉｎθの第１象限（つまり、０度から９０度の範囲）の特性になぞらえることができる。よって、前記式に従う交流信号の振幅係数「Ａ(ｘ) −Ｐa 」は、等価的にｓｉｎθ（ただし、大体、０°≦θ≦９０°）を用いて表わせる。なお、図３（Ｂ）、（Ｃ）では、位置ｘに対するサイン関数特性の振幅係数のカーブｓｉｎθのみを示しているが、実際の演算回路３１Ａの出力はこの振幅係数ｓｉｎθに対応する振幅レベルを持つ交流信号ｓｉｎθｓｉｎωｔである。
【００３４】
演算回路３１Ｂは、検出用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘと第２の基準電圧Ｖｂとの差を求めるもので、前記式（２）のように、
Ｖｂ−Ｖｘ＝Ｐb ｓｉｎωｔ−Ａ(ｘ) ｓｉｎωｔ
＝｛Ｐb −Ａ(ｘ) ｝ｓｉｎωｔ
なる演算を行う。検出対象区間の始まりの位置ａでは、Ａ（ｘ）＝Ｐａであることから、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は「Ｐb −Ｐa 」となる。一方、第２の基準電圧Ｖｂによって設定した該区間の終わりの位置ｂでは、Ａ（ｘ）＝Ｐｂであることから、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は「０」となる。よって、この演算結果の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、該検出対象区間の範囲内において、「Ｐb −Ｐa 」から「０」まで漸減する関数特性を示す。前記と同様に、「Ｐb −Ｐa 」を等価的に「１」と考えると、前記式に従う交流信号の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、検出対象区間の範囲内において、図４（Ｂ）に示すように、「１」から「０」まで変化することになり、この振幅係数の関数特性は、図４（Ｃ）に示すようなコサイン関数の第１象限（つまり０度から９０度の範囲）の特性になぞらえることができる。よって、前記式に従う交流信号の振幅係数「Ｐb −Ａ(ｘ) 」は、等価的にｃｏｓθ（ただし、大体、０°≦θ≦９０°）を用いて表わせる。この場合も、図４（Ｂ）、（Ｃ）では、位置ｘに対するコサイン関数特性の振幅係数のカーブｃｏｓθのみを示しているが、実際の演算回路３１Ｂの出力はこの振幅係数ｃｏｓθに対応する振幅レベルを持つ交流信号ｃｏｓθｓｉｎωｔである。なお、演算回路３１Ｂでの減算は「Ｖｘ−Ｖｂ」であってもよい。
【００３５】
こうして、検出対象位置ｘに応じてサイン及びコサイン関数特性に従う振幅をそれぞれ示す２つの交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔとｃｏｓθｓｉｎωｔを生成することができる。これは一般にレゾルバといわれる位置検出器の出力信号の形態と同様のものであり、有効に活用することができる。例えば、演算回路３１Ａ，３１Ｂで生成されたレゾルバタイプの２つの交流出力信号を位相検出回路（若しくは振幅位相変換手段）３２に入力し、該２つの交流出力信号における振幅値の相関関係から該振幅値を規定する前記サイン及びコサイン関数ｓｉｎθ及びｃｏｓθの位相値θを計測することで、検出対象位置をアブソリュートで検出することができる。この位相検出回路３２としては、例えば本出願人の出願に係る特開平９−１２６８０９号公報に示された技術を用いて構成するとよい。例えば、第１の交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔを電気的に９０度シフトすることで、交流信号ｓｉｎθｃｏｓωｔを生成し、これと第２の交流出力信号ｃｏｓθｓｉｎωｔを加減算合成することで、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）およびｓｉｎ（ωｔ−θ）なる、θに応じて進相および遅相方向に位相シフトされた２つの交流信号（位相成分θを交流位相ずれに変換した信号）を生成し、その位相θを測定することで、位置検出データを得ることができる。位相検出回路３２は、専用回路（例えば集積回路装置）で構成してもよいし、プログラム可能なプロセッサまたはコンピュータを使用して所定のソフトウェアを実行することにより位相検出処理を行うようにしてもよい。あるいは、公知のレゾルバ出力を処理するために使用されるＲ−Ｄコンバータを、この位相検出回路３２として使用するようにしてもよい。また、位相検出回路３２における位相成分θの検出処理は、ディジタル処理に限らず、積分回路等を使用したアナログ処理で行ってもよい。また、ディジタル位相検出処理によって回転位置θを示すディジタル検出データを生成した後、これをアナログ変換して回転位置θを示すアナログ検出データを得るようにしてもよい。勿論、位相検出回路３２を設けずに、演算回路３１Ａ，３１Ｂの出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔをそのまま出力するようにしてもよい。
【００３６】
なお、図４（Ｂ）に示すように、サイン及びコサイン関数特性の交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔにおける振幅特性は、位相角θと検出対象位置ｘとの対応関係が線形性を持つものとすると、図４（Ｃ）に示すような真のサイン及びコサイン関数特性を示していない。しかし、位相検出回路３２では、見かけ上、この交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔをそれぞれサイン及びコサイン関数の振幅特性を持つものとして位相検出処理する。その結果、検出した位相角θは、検出対象位置ｘに対して、線形性を示さないことになる。しかし、位置検出にあたっては、そのように、検出出力データ（検出した位相角θ）と実際の検出対象位置との非直線性はあまり重要な問題とはならない。つまり、所定の反復再現性をもって位置検出を行なうことができればよいのである。また、必要とあらば、位相検出回路３２の出力データを適宜のデータ変換テーブルを用いてデータ変換することにより、検出出力データと実際の検出対象位置との間に正確な線形性を持たせることが容易に行なえる。よって、本発明でいうサイン及びコサイン関数の振幅特性とは、真のサイン及びコサイン関数特性を示していなければならないものではなく、図４（Ｂ）に示されるように、実際は三角波形状のようなものであってよいものであり、要するに、そのような傾向を示していればよい。つまり、サイン等の三角関数に類似した関数であればよい。なお、図４（Ｂ）の例では、観点を変えて、その横軸の目盛をθと見立ててその目盛が所要の非線形目盛からなっているとすれば、横軸の目盛をｘと見立てた場合には見かけ上三角波形状に見えるものであっても、θに関してはサイン関数又はコサイン関数ということができる。
【００３７】
ここで、更なる温度ドリフト特性の補償について説明する。前述した通りセンサ用コイルＬ１の出力電圧Ｖｘと基準電圧Ｖａ，Ｖｂはそれぞれ温度ドリフト補償されているものであるが、演算回路３１Ａ，３１Ｂにおける差演算によって、同一方向のレベル変動誤差がもしあったとしてもこれも相殺されることになり、温度ドリフト特性がより一層確実に補償されることになる。
【００３８】
基準電圧発生用の各コイルＬａ１，Ｌａ２，Ｌｂ１，Ｌｂ２は、センサ用コイルＬ１と同等の特性のコイルを使用し、かつ、これらのコイルＬａ１，Ｌａ２，Ｌｂ１，Ｌｂ２とセンサ用コイルＬ１と同様の温度環境に置く（つまりセンサ用コイルＬ１の比較的近くに配置する）のがよいが、これに限らず、別の配置でもよい。何故ならば、図２（Ｂ）のような各対のコイルの直列接続とその接続点からの電圧取り出しによって、温度ドリフト補償が達成されているからである。よって、基準電圧発生用の各コイルＬａ１，Ｌａ２，Ｌｂ１，Ｌｂ２は、演算回路３１Ａ，３１Ｂの回路基板側に設けてもよい。
【００３９】
前述のように、センサ用コイルＬ１に直列接続される温度補償用コイルＬ２は、該センサ用コイルＬ１の近傍に配置され、なるべく同一環境下に置かれるのがよいが、この温度補償用コイルＬ２も演算回路３１Ａ，３１Ｂの回路基板側に設けてもよい。勿論、温度補償用コイルＬ２及び基準電圧発生用の各コイルＬａ１，Ｌａ２，Ｌｂ１，Ｌｂ２は、第１及び第２の磁気応答部材１１，１２のスリットパターンの変化によるインピーダンス変化の影響を受けないように配置される。所定の基準電圧Ｖａ，Ｖｂを定電圧で発生し得るようにするために、鉄のような磁性体又は銅のような導電体若しくはそれらのハイブリッド構造からなる適宜のマスキング部材をこれらの基準電圧発生用コイルＬａ１，Ｌａ２，Ｌｂ１，Ｌｂ２に施して、そのインダクタンスすなわちインピーダンスを設定するようにするとよい。同様の手法で、温度補償用コイルＬ２のインダクタンスすなわちインピーダンスを設定・調整することができる。
【００４０】
図５は、基準電圧発生用コイルＬａ１，Ｌａ２，Ｌｂ１，Ｌｂ２のインダクタンスすなわちインピーダンスの設定法の一例を示す。１対のコイルＬａ１，Ｌａ２に対して磁性体コアＭａが可変的に挿入され、その配置を調整することで、２つのコイルＬａ１，Ｌａ２のそれぞれに対する磁性体コアＭａの侵入量が差動的に調整され、基準電圧Ｖａのレベルを可変調整することができる。同様に、１対のコイルＬｂ１，Ｌｂ２に対して磁性体コアＭｂが可変的に挿入され、その配置を調整することで、２つのコイルＬｂ１，Ｌｂ２のそれぞれに対する磁性体コアＭｂの侵入量が差動的に調整され、基準電圧Ｖｂのレベルを可変調整することができる。
【００４１】
基準電圧発生用回路は、コイルに限らず、抵抗その他の適当な定電圧発生回路を使用してもよい。また、図１の例では、センサ用コイルＬ１の軸線は回転軸２，３の軸線と同じ方向（スラスト方向）であるが、これに限らず、センサ用コイルＬ１の軸線の方向が回転軸２，３のラジアル方向になるような配置であってもよい。
【００４２】
なお、磁気応答部材１１，１２として、磁性体の代わりに、銅のような非磁性良導電体を使用してもよい。その場合は、磁気応答部材１１，１２の導電体部分１１ｂ，１２ｂの存在によって渦電流損によってコイルのインダクタンスが減少し、第１及び第２の磁気応答部材１１，１２の導電体部分１１ｂ，１２ｂが他方のスリット孔１１ａ，１２ａを閉じる面積が増すほど、コイルに誘導される電圧のレベルが小さくなる。この場合も、上記と同様に位置検出動作することが可能である。また、第１及び第２の磁気応答部材１１，１２におけるスリット部１１ａ，１２ａのピッチＰ（１円周当りのスリット孔の数）は図示のものに限らず、設計事項として適宜に設定してよい。また、第１及び第２の磁気応答部材１１，１２におけるスリットパターンの形状は上述したような略矩形状の繰り返しパターンからなるものに限らない。例えば、三角形状に漸減又は漸増する形状のスリット形状からなっていてもよいし、その他適宜の形状であってよい。
【００４３】
別の変更例として、磁気応答部材１１，１２として永久磁石を含み、コイル部１０のコイルには鉄心コアを含むようにしてもよい。永久磁石が、コイルに接近するとその近接箇所に対応する鉄心コアが部分的に磁気飽和ないし過飽和状態となり、該コイルの端子間電圧が低下する。これにより、磁気応答部材１１，１２の相対的変位に応じたコイルの端子間電圧の漸減（又は漸増）変化を引き起こさせることができる。
【００４４】
次に、オルダム機構を用いた本発明に係る相対的回転位置検出装置の一実施例について図６，図７を参照して説明する。
図６は該検出装置の構造を示すための分解斜視図であり、図７は該検出装置の軸方向断面略図である。図７では、半分の断面を示したが残りの半分は対称に現れる。図１の例のように磁気応答部材１１，１２を各軸２，３に直接配置する構造では、入力軸２と出力軸３との間で偏心、偏角及び軸方向移動が生じた場合、そのような偏心、偏角及び軸方向移動に伴って磁気応答部材１１，１２の相互位置関係にゆがみが生じ、磁気回路におけるエアギャップの面積又は距離を変動させ、検出誤差を生じるおそれがある。勿論、入力軸２と出力軸３との間で偏心、偏角及び軸方向移動が生じないような機構において本発明を適用すれば、図１の実施例でも問題は起こらない。しかし、例えば、自動車のステアリング軸のトルク検出のために本発明を適用するような応用にあっては、ステアリング操作時の値からの加わり方によっては、ステアリングホイール軸（入力軸２）に曲がり力等回転方向以外の力が加わることがよくあるので、適切な対策を講ずる必要がある。この点に鑑みて、本発明では、各軸２，３に各磁気応答部材１１，１２を配置するにあたって、オルダム機構を介在させることにより、回転方向以外の不所望の動きが軸２，３から各磁気応答部材１１，１２に伝達されないように工夫したことを特徴としている。図６，図７に示す実施例では、入力軸２に第１の磁気応答部材１１を配置するにあたって、オルダム機構を介在させている。
【００４５】
図６，図７において、オルダム機構はフランジＦ１及びＦ２とリングＳ１及びＳ２によって構成されており、入力軸２と第１の磁気応答部材１１との間に介在している。オルダム機構以外の各要素及びこの検出装置における位置検出原理については、図１〜図５の実施例と同様であってよいため、それらについては、既に述べた説明を援用し、以下では、特に本検出装置におけるオルダム機構の構成例について詳しく説明する。
図６，図７において、前述と同様に、入力軸２と出力軸３の間はトーションバー１で連結されている。入力軸２にはフランジＦ１が取付けられ、出力軸３にはフランジＦ２が取り付けられる。フランジＦ１の内側の所定個所には軸方向に延びたキー溝Ｆｂが設けられ、入力軸２の外側の所定個所にはキー突起Ｆｃが設けられる。フランジＦ１を入力軸２に取り付けるに際しては、フランジＦ１のキー溝Ｆｂ内に入力軸２のキー突起Ｆｃが嵌まり込むようにする。これによって、フランジＦ１は、入力軸２の回転に伴って回転するが、入力軸２の軸方向のガタツキには追従しないことになり、軸方向の不所望の動きをキャンセルできるようになっている。
【００４６】
フランジＦ１に対してリングＳ１，Ｓ２が係合しており、これらのリングＳ１，Ｓ２は回転方向にはフランジＦ１と一体的に回転するが、軸横断面つまり半径方向平面においては該平面上における直交座標軸（仮りにｘ軸及びｙ軸という）の方向に関して、ある程度の範囲で自在に動きうるようになっている。すなわち、フランジＦ１においては、一方の座標軸（仮りにｙ軸とする）の方向に延びた長孔状の２つの通孔Ｆａが所定個所に１８０度の間隔で形成されており、該長孔Ｆａに対してリングＳ１に形成された突起Ｓｂが嵌合するように、フランジＦ１に対してリングＳ１が取り付けられる。よって、リングＳ１はフランジＦ１と一体的に回転するが、フランジＦ１つまり入力軸２の軸横断面のｙ軸方向の動きは、長孔Ｆａの遊びによってキャンセルされ、リングＳ１に伝達されない。また、リングＳ１には前記突起Ｓｂに対して９０度ずれた位置に（つまり、軸横断面のｘ軸方向に）、長孔状の２つの通孔Ｓａが１８０度の間隔で形成されており、該長孔Ｓａに対してリングＳ２に形成された突起Ｓｃが嵌合するように、リングＳ１に対してリングＳ２が取り付けられる。よって、リングＳ２はリングＳ１およびフランジＦ１と一体的に回転するが、リングＳ１つまりフランジＦ１つまり入力軸２の軸横断面のｘ軸方向の動きは、長孔Ｓａの遊びによってキャンセルされ、リングＳ２に伝達されない。リングＳ２には、第１の磁気応答部材１１が固定される。こうした軸横断面のｘ軸及びｙ軸方向の動きのキャンセルによって、軸横断面の平面上の動きがキャンセルされる。こうして、軸方向及び軸横断面の平面方向の合計３軸方向の動きがキャンセルされ、入力軸２の回転方向の動きだけがリングＳ２つまり第１の磁気応答部材１１に伝達される。
【００４７】
一方、出力軸３に取り付けられたフランジＦ２には、第２の磁気応答部材１２及び補助的磁気応答部材Ｍが取り付けられ、これらが出力軸３と一体的に回転する。第１の磁気応答部材１１は、リングＳ２との間に、出力軸３側のフランジＦ２、補助的磁気応答部材Ｍ及び第２の磁気応答部材１２を配し、これらを飛び越してリングＳ２にブリッジされて該リングＳ２に結合している。これのようなブリッジした結合配置は設計上の便宜のものにすぎない。要は、第１の磁気応答部材１１が、入力軸２側のリングＳ２のみに力学的に結合し、出力軸３側のフランジＦ２、補助的磁気応答部材Ｍ及び第２の磁気応答部材１２には結合していないような構造であればよい。ハウジングＫは、図示しないフレーム部に固定されるものであり、入力軸２及び出力軸３からフリーである。このハウジングＫ内の所定位置にコイル部１０が配置される。よって、コイル部１０も入力軸２及び出力軸３からフリーである。
【００４８】
フランジＦ２の内周は円形突起Ｆｃとなっていて、これがリングＳ２の内周の円形孔Ｓｅに嵌まり、フランジＦ２とリングＳ２の芯合わせがなされるようになっている。また、フランジＦ２の円形突起Ｆｃの所定位置に凸部Ｆｂが形成されており、これに対応してリングＳ２の円形孔Ｓｅの所定個所に凹部Ｓｄが形成されている。リングＳ２に形成される凹部Ｓｄの周方向のサイズはフランジＦ２に形成される凸部Ｆｂの周方向のサイズよりも大きく、組立て時にフランジＦ２の凸部ＦｂがリングＳ２の凹部Ｓｄにゆるく嵌まるように組立てられる。すなわち、凸部Ｆｂは凹部Ｓｄ内を所定の角度範囲で動くことができ、この角度範囲はトーションバー１の最大ねじれ角よりも大きい。すなわち、トーションバー１の最大ねじれ角には自ずから限度があるため、フランジＦ２の凸部ＦｂとリングＳ２の凹部Ｓｄとのゆるい嵌合が、トーションバー１の最大ねじれ角内での入力軸２及び出力軸３の相対的回転変位を何ら妨げないようになっている。これらの凸部Ｆｂと凹部Ｓｄは、組立ての際に、第１の磁気応答部材１１と第２の磁気応答部材１２を原点合わせした状態で配置することを容易にするので便利である。しかし、これらの凸部Ｆｂと凹部Ｓｄは組立ての便宜のためのものであり、発明の本質には関係していないので、省略することも可能である。また、フランジＦ２とリングＳ２の芯合わせ構造は、組立ての際に、第１の磁気応答部材１１と第２の磁気応答部材１２を正確に中心合わせした状態で配置することを容易にすると共に、回転方向以外に関する両者の関係を所定関係で維持する。すなわち、フランジＦ２とリングＳ２は互いに回転自在であり（ただし凸部Ｆｂが凹部Ｓｄ内を動くことができる範囲内で）、その他の位置関係は、がたつくことなく、一定の関係を維持することができるので、誤差のない検出が可能である。
【００４９】
以上の構成により、入力軸２と出力軸３との間で偏心、偏角及び軸方向移動が生じた場合、そのような偏心、偏角及び軸方向移動は、オルダム機構によってキャンセルされ、両者の相対的回転運動だけが第１及び第２の磁気応答部材１１，１２に伝達される。従って、第１及び第２の磁気応答部材１１，１２の相互位置関係にゆがみが生じることがなく、磁気回路におけるエアギャップの面積又は距離に不所望の変動が起こらず、検出誤差をもたらすことがない。第１及び第２の磁気応答部材１１，１２の相対的回転位置に応じた検出を行なうことに関しては、図１〜図５の実施例として同様であるので、重複説明を省略する。なお、オルダム機構の各構成要素Ｆ１，Ｆ２，Ｓ１，Ｓ２は、プラスチックのような非磁性・非導電性の材質を用いる。
【００５０】
次に、オルダム機構を用いた本発明に係る相対的回転位置検出装置の別の実施例について図８、図９を参照して説明する。
図８は該検出装置の構造を示すための分解斜視図であり、図９は該検出装置の軸方向断面略図である。図９では、半分の断面を示したが残りの半分は対称に現れる。図８、図９の実施例は、図６、図７の実施例に比べて、磁気応答部材１３，１４の形状が相違している点と、それに関連する機構の構成が設計的に相違している点が異なっているだけであり、その他は、概ね実質的に同一であってよい。
図８，図９の実施例において、入力軸２及び出力軸３に設けられる第１及び第２の磁気応答部材１３，１４は、例えば円筒状の磁性体からなり、所定ピッチＰで繰り返し設けた歯状の凸部１３ａ、１４ａが非接触的に向き合っている。コイル部１０において、センサ用コイルＬ１は、図９に示すように、磁気応答部材１３，１４の歯状凸部１３ａ、１４ａの部分を被うようにその外周に配置される。前述と同様に、磁気応答部材１３，１４の歯状凸部１３ａ、１４ａによる磁気変化の影響を受けないように、温度補償用コイルＬ２がコイル部１０に設けられる。
【００５１】
オルダム機構は、フランジＦ１とリングＳ１，Ｓ２によって構成されている。
前述と同様に、フランジＦ１の内側の所定個所には軸方向に延びたキー溝Ｆｂが設けられ、入力軸２の外側の所定個所にはキー突起Ｆｃが設けられ、フランジＦ１のキー溝Ｆｂ内に入力軸２のキー突起Ｆｃが嵌まり込むように取り付けられる。また、フランジＦ１とリングＳ１との係合構造及び、リングＳ１とＳ２の係合構造も前述と同様に、長孔Ｆａ，Ｓａと突起Ｓｂ，Ｓｃを介するものである。リングＳ２に、複数の歯状凸部１３ａを有する第１の磁気応答部材１３が取り付けられ、一体的に回転する。第１の磁気応答部材１３を取り付けるリングＳ２は、例えば非磁性・良導電体のような、磁気に対して渦電流損による反磁性特性を示す材質を用いてよい。
【００５２】
入力軸２の端部凸部２ａは、出力軸３の端部凹部３ａ内にゆるく嵌まり込み、入力軸２と出力軸３がトーションバー１を介して接続されている。入力軸２の端部凸部２ａと出力軸３の端部凹部３ａとのゆるい嵌まり込み構造は、図６の凸部Ｆｂと凹部Ｓｄの係合構造と同様のものであり、凸部２ａが凹部３ａ内を所定の角度範囲で動くことができ、この角度範囲はトーションバー１の最大ねじれ角よりも大きい。すなわち、トーションバー１の最大ねじれ角には自ずから限度があるため、入力軸２の凸部２ａと出力軸３の凹部３ａとのゆるい嵌合が、トーションバー１の最大ねじれ角内での入力軸２及び出力軸３の相対的回転変位を何ら妨げないようになっている。入力軸２側のリングＳ２は、軸受Ｂを介して出力軸３に対して回転自在に軸受されている。出力軸３には取付けリングＳＲが一体的に回転するように取り付けられており、この取付けリングＳＲに第２の磁気応答部材１４が一体的に回転するように取り付けられている。取付けリングＳＲも、例えば非磁性・良導電体のような、磁気に対して渦電流損による反磁性特性を示す材質を用いてよい。第１の磁気応答部材１３と第２の磁気応答部材１４は僅かなギャップを介して非接触的に向き合っており、第１の磁気応答部材１３は入力軸２と一体的に回転し、第２の磁気応答部材１４は出力軸３と一体的に回転する。そして、オルダム機構の介在によって、入力軸２と出力軸３との間の回転方向以外の機械的がたつき（軸方向の動きや軸の曲がり若しくは軸心ずれなど）がオルダム機構によって吸収され、第１の磁気応答部材１３と第２の磁気応答部材１４の配置は相対的回転運動以外の動きに関して一定状態を維持する。なお、入力軸２側のリングＳ２が、軸受Ｂを介して出力軸３に対して回転自在に軸受されていることで、第１の磁気応答部材１３と第２の磁気応答部材１４との芯合わせがなされる。
【００５３】
図１０は、第１の軸２と第２の軸３との間の相対的回転位置の変化に応じた、第１および第２の磁気応答部材１３，１４における凹凸歯の対応関係の変化を示す展開図である。図１０（ｃ）は、相対的回転位置０（つまり、ねじれ量０）のときの凹凸歯の対応関係を示す。この状態では、それぞれの磁気応答部材１３，１４の凸部１３ａ，１４ａと凹部１３ｂ，１４ｂが半々で対応しており（磁気応答部材１３，１４の凹凸歯が１／４ピッチずれている）、該磁気応答部材１３，１４を通るセンサ用コイルＬ１の磁気回路Φの磁気結合度合いは中間値をとる。
【００５４】
図１０（ｂ）は、（ｃ）の中間状態から第１の磁気応答部材１３が第２の磁気応答部材１４に対して相対的に矢印ＣＷ方向（時計回り方向）に１／４ピッチだけ回転した状態を示す。この状態では、それぞれの磁気応答部材１３，１４の凸部１３ａ，１４ａ同士及び凹部１３ｂ，１４ｂ同士が丁度一致しており（磁気応答部材１３，１４の凹凸歯のずれがない）、該磁気応答部材１３，１４を通るコイルＬ１の磁気回路Φの磁気結合度合いは最大値をとる。
【００５５】
図１０（ａ）は、（ｃ）の中間状態から第１の磁気応答部材１３が第２の磁気応答部材１４に対して相対的に矢印ＣＣＷ方向（反時計回り方向）に１／４ピッチだけ回転した状態を示す。この状態では、それぞれの磁気応答部材１３，１４の凸部１３ａ，１４ａと凹部１３ｂ，１４ｂが逆に対応しており（磁気応答部材１３，１４の凹凸歯が１／２ピッチずれている）、該磁気応答部材１３，１４を通るコイルＬ１の磁気回路Φの磁気結合度合いは最小値をとる。
【００５６】
このように、入力軸２及び出力軸３の相対的回転位置に応じて第１及び第２の磁気応答部材１３，１４の凹凸歯１３ａ，１４ｂ，１４ａ，１４ｂの相対的位置が変化することでコイルＬ１の磁気回路Φにおける磁気結合の度合いが変化し、該コイルＬ１の自己インダクタンスが変化し、電気的インピーダンスが変化する。する。よって、このインピーダンスに応じてセンサ用コイルＬ１に生じる電圧（端子間電圧）は、検出対象たる相対的回転位置に対応したものとなる。よって、図４を参照して前述したものと同様の原理によって位置検出を行なうことができる。すなわち、得られた各電圧に対して所定の演算を行うことによって、検出対象位置ｘに応じて等価的にサイン及びコサイン関数特性に従う振幅をそれぞれ示す２つの交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔとｃｏｓθｓｉｎωｔを生成することができる。そして、サイン及びコサイン関数ｓｉｎθ及びｃｏｓθの位相値θを計測することで、検出対象位置をアブソリュートで検出することができる。
【００５７】
上記各実施例において、位置検出データを得るための構成は、図２（Ｂ）に示したような位相検出回路３２を用いるものに限らず、図１１（Ａ）に示すように、電圧検出回路４０を用いるようにしてもよい。図１１（Ａ）において、電圧検出回路４０以外の構成は図２（Ｂ）に示したものと同様である。要するに、電圧検出回路４０では、演算回路３１Ａから出力される等価的にサイン関数の振幅特性を持つ交流信号ｓｉｎθｓｉｎωｔを整流回路４１に入力し、交流信号成分を除去し、振幅電圧成分ｓｉｎθのみに応答する直流の検出電圧Ｖ１を発生する。また、演算回路３１Ｂから出力される等価的にコサイン関数の振幅特性を持つ交流信号ｃｏｓθｓｉｎωｔを整流回路４２に入力し、交流信号成分を除去し、振幅電圧成分ｃｏｓθのみに応答する直流の検出電圧Ｖ２を発生する。図１１（Ｂ）は、検出対象位置ｘつまり相対的回転角度に対して示す各検出電圧Ｖ１，Ｖ２の特性例を示す。このような特性が得られる理由は図４（Ｂ）を参照して既に説明した通りである。このようにちょうど逆特性の２種類の検出電圧Ｖ１，Ｖ２をアナログで得ることができる。検出対象位置ｘつまり相対的回転角度の検出のためには、どちらか一方の検出電圧Ｖ１，Ｖ２のみを得るように一系列の整流回路だけで構成すれば足りるが、逆特性の２種類の検出電圧Ｖ１，Ｖ２を並列的に発生するようにすることにより、冗長性をもたせることができる。すなわち、どちらか一方の検出系列で何らかの故障が生じた場合に、適切に対処することができる。
【００５８】
図１２は、位相検出用アナログ回路３２Ａと電圧検出回路４０とを併設し、位相検出と電圧検出のどちらでも採用できるようにした構成例を示す。図１２は、図１１（Ａ）において位相検出用アナログ回路３２Ａが付加されたものと同じである。よって、位相検出用アナログ回路３２Ａ以外の構成についての説明は、図２（Ｂ）及び図１１（Ａ）の説明を援用する。
位相検出用アナログ回路３２Ａにおいて、演算回路３１Ａから出力された等価的にサイン関数の振幅特性を持つ交流信号Ａ＝ｓｉｎθｓｉｎωｔは、位相シフト回路１９に入力され、その電気的位相が所定量位相シフトされ、例えば９０度進められて、位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔが得られる。また、位相検出用アナログ回路３２Ａにおいては加算回路１５と減算回路１６とが設けられており、加算回路１５では、位相シフト回路１９から出力される上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと、演算回路３１Ｂから出力される等価的にコサイン関数の振幅特性を持つ交流信号Ｂ＝ｃｏｓθｓｉｎωｔとが加算され、その加算出力として、Ｂ＋Ａ’＝cosθ・sinωｔ＋sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ＋θ）なる略式で表わせる第１の電気的交流信号Ｙ１が得られる。減算回路１６では、上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと上記演算回路３１Ｂから出力交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが減算され、その減算出力として、Ｂ−Ａ’＝cosθ・sinωｔ−sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ−θ）なる略式で表わせる第２の電気的交流信号Ｙ２が得られる。このようにして、検出対象位置（ｘ）に対応して正方向にシフトされた電気的位相角（＋θ）を持つ第１の電気的交流出力信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）と、同じ前記検出対象位置（ｘ）に対応して負方向にシフトされた電気的位相角（−θ）を持つ第２の電気的交流出力信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）とが、電気的処理によって夫々得られる。
【００５９】
加算回路１５及び減算回路１６の出力信号Ｙ１，Ｙ２は、夫々ゼロクロス検出回路１７，１８に入力され、それぞれのゼロクロスが検出される。ゼロクロスの検出の仕方としては、例えば、各信号Ｙ１，Ｙ２の振幅値が負極性から正極性に変化するゼロクロスつまり０位相を検出する。各回路１７，１８で検出したゼロクロス検出パルスつまり０位相検出パルスは、ラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２として出力される。ラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２は、図示しない位相ずれ測定装置に入力される。この位相ずれ測定装置では、基準交流信号源３０から発生される基準交流信号ｓｉｎωｔの０位相時点から各ラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２の発生時点（立ち上がりトリガ時点）までの時間差をカウントし、ラッチパルスＬＰ１に対応するカウント値を正方向にシフトされた位相角（＋θ）の位相データとして検出し、ラッチパルスＬＰ２に対応するカウント値を負方向にシフトされた位相角（−θ）の位相データとして検出する。これらの正方向及び負方向にシフトされた位相角＋θ及び−θの位相検出データの利用方法については、前述した本出願人の出願に係る先願明細書に記載されているので、それと同様の手法で利用すればよい。
【００６０】
なお、基準交流発生源３０の発振回路そのものをコイル部１０の側に設けた場合は、図１２に示すように、基準交流発生源３０から発生される基準交流信号を方形波変換回路２０に入力し、基準交流信号ｓｉｎωｔに同期する方形波信号（パルス信号）を形成し、これを上記位相ずれ測定装置に入力してやる。その場合、位相ずれ測定装置では、入力された基準交流信号ｓｉｎωｔに同期する方形波信号（パルス信号）の立ち上がりに同期してクロックパルスカウントを行ない、各ラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２の発生時点（立ち上がりトリガ時点）でそのカウント値をラッチする構成を採用することで、上記のように正方向及び負方向にシフトされた位相角＋θ及び−θの位相検出データをそれぞれ得ることができる。勿論、これに限らず、上記位相ずれ測定装置の側で、基準交流信号ｓｉｎωｔに同期する方形波信号（パルス信号）を発生し、この方形波信号（パルス信号）に基づきコイル部１０の回路側でアナログフィルタ処理等をかけることで、アナログの基準交流信号ｓｉｎωｔを発生するようにしてもよい。その場合は、位相ずれ測定装置の側では、出力した基準交流信号ｓｉｎωｔに同期する方形波信号（パルス信号）の立ち上がりに同期してクロックパルスカウントを行ない、各ラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２の発生時点（立ち上がりトリガ時点）でそのカウント値をラッチする構成を採用すればよい。上記位相ずれ測定装置としては、ＣＰＵのようなソフトウェアプログラム処理可能なプロセッサを使用するとよい。なお、図１２の回路において、電圧検出回路４０の整流回路４１に入力する信号として、演算回路３１Ａの出力信号Ａ＝ｓｉｎθｓｉｎωｔに代えて、位相シフト回路１９からの出力信号Ａ’＝ｓｉｎθｃｏｓωｔを入力するようにしてもよい。
【００６１】
なお、コイル部１０におけるコイル構成は、上記実施例のように、センサ用コイルＬ１を１個のみ設けるタイプに限らない。例えば、１相交流信号（ｓｉｎωｔ）で励磁される複数のセンサ用コイルをその配置位置をずらして配置し、各センサ用コイルの出力電圧を取り出し、取り出した各電圧を適宜の組み合わせで演算することにより、等価的にサイン相出力信号（ｓｉｎθｓｉｎωｔ）とコサイン相出力信号（ｃｏｓθｓｉｎωｔ）を得るようにしてもよい。あるいは、通常のレゾルバ装置又はその類似装置で知られているように、１相交流信号（ｓｉｎωｔ）で励磁される少なくとも１つの１次コイルと、サイン相出力信号（ｓｉｎθｓｉｎωｔ）を出力する２次コイルと、コサイン相出力信号（ｃｏｓθｓｉｎωｔ）を出力する２次コイルとをそれぞれ設け、各２次コイルからサイン相出力信号（ｓｉｎθｓｉｎωｔ）とコサイン相出力信号（ｃｏｓθｓｉｎωｔ）を直接得るようにしてもよい。その場合は、図２（Ｂ）その他で示された演算回路３１Ａ，３１Ｂを省略できるのは勿論である。また、必要とあらば、２相交流信号（例えばｓｉｎωｔとｃｏｓωｔ）で励磁される少なくとも２つの１次コイルと、検出対象位置に応じて位相シフトされた交流出力信号（ｓｉｎ（ωｔ＋θ））を出力する２次コイルとを設けるようにしてもよい。
【００６２】
本発明に係る相対的回転位置検出装置は、ねじり量検出装置あるいはトルクセンサに限らず、例えば、エンジンオーバーヘッドカムの相対的な回転角度を検出するエンジン噴射タイミング制御用センサにも応用することができる。その他、要するに、回転可能な２軸の所定角度範囲にわたるねじれ量や回転ずれなどの相対的回転位置の検出センサとして好適なものである。
【００６３】
【発明の効果】
以上のとおり、この発明の第１の観点によれば、相対的に回転変位する第１及び第２の軸のそれぞれに磁気応答部材を配置して、両磁気応答部材の相対的回転位置関係をコイルを用いて非接触的に検出するタイプの検出装置において、オルダム機構を介在させることにより、第１及び第２の軸の回転方向以外の不要な動きをキャンセルして、両磁気応答部材の相対的回転位置関係にこれらの不要な動きが影響しないようにしたので、第１及び第２の軸の相対的関係において、回転方向以外の不所望のがたつきが生じても、精度のよい検出を行なうことが可能となる、という優れた効果を奏する。
【００６４】
また、この発明の第２の観点によれば、１つのセンサ用コイルを用いて第１及び第２の軸の相対的回転位置を示すアナログ直流電圧を得ることができ、その場合に、センサ用コイルに直列接続された温度補償用コイルを具備し、前記センサ用コイルと前記温度補償用コイルとの接続点より、センサ用コイルのインピーダンス変化に基づき変化する該センサ用コイルの出力電圧を取り出すようにしているので、コイルの温度ドリフトを適正に相殺し、温度ドリフト補償済みの出力電圧を取り出すことができ、検出精度が向上する。また、交流信号からなる所定の基準電圧を発生し、前記センサ用コイルの出力信号と前記基準電圧とを演算し、前記相対的回転位置に対応する振幅係数を持つ交流出力信号を生成することで、センサ用コイルの出力信号の振幅特性を望みの特性に設定することができ、望みの特性のアナログ直流電圧が得られるように制御することが容易になる。
【００６５】
また、この発明の第３の観点によれば、第１及び第２の軸にそれぞれ配置される第１及び第２の磁気応答部材が、それぞれ、回転方向に所定間隔で複数のスリット部を形成してなる平板形状の部材からなり、前記相対的回転位置に応じた各磁気応答部材同士のスリット部の重なり具合によって前記コイル部に対する磁気的結合が変化するようにしたものであるため、第１及び第２の磁気応答部材の構造が全体としてフラットな、コンパクトな構造となり、大型の凹凸歯を設けるような構造に比べて、はるかに簡素化、小型化、コンパクト化を図ることができる。
【００６６】
さらに、１相の交流で励磁される１個のコイル（すなわちセンサ用コイル）のみを使用し、この出力電圧と基準電圧とを演算することで、複数相の振幅関数特性を示す出力交流信号を検出対象たる相対的位置に応じて発生するように構成することができるので、そのような構成にあっては、２次コイルが不要であることから、小型かつシンプルな構造の相対的回転位置検出装置を提供することができる。しかも、必要に応じて、位相検出方式を採用することにより、より一層精度のよい相対的回転位置検出が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例に係る相対的回転位置検出装置の構造例を示すもので、（Ａ）は分解斜視図、（Ｂ）は第１の磁気応答部材の全体形状の一例を示す正面図、（Ｃ）は第２の磁気応答部材の全体形状の一例を示す正面図。
【図２】（Ａ）は図１に示した検出装置の軸方向断面略図、（Ｂ）は同検出装置のコイル部に関連する電気回路図。
【図３】同実施例における第１及び第２の磁気応答部材の相対的回転位置関係のいくつかの代表例を示す図。
【図４】図１に示した検出装置の検出動作説明図。
【図５】図１に示した検出装置における基準電圧発生用コイルのインピーダンス調整法の一例を示す略図。
【図６】オルダム機構を具備してなる本発明に係る相対的回転位置検出装置の実施例を示す分解斜視略図。
【図７】図６に示した検出装置の軸方向断面略図。
【図８】オルダム機構を具備してなる本発明に係る相対的回転位置検出装置の別の実施例を示す分解斜視略図。
【図９】図８に示した検出装置の軸方向断面略図。
【図１０】図８に示した検出装置の検出動作説明図。
【図１１】相対的回転位置に応じたアナログ直流電圧を発生するように構成してなる本発明に係る相対的回転位置検出装置の実施例を示す回路図。
【図１２】電圧検出と位相検出の両機能を具備した本発明に係る相対的回転位置検出装置の実施例を示す回路図。
【符号の説明】
１トーションバー
２入力軸（第１の軸）
３出力軸（第２の軸）
１０コイル部
Ｌ１センサ用コイル
Ｌ２温度補償用コイル
１１，１２，１３，１４磁気応答部材
１１ａ，１２ａスリット部
１３ａ，１４ａ凸部
１３ｂ，１４ｂ凹部
３０交流発生源
３１Ａ，３１Ｂアナログ演算回路
３２位相検出回路
Ｌａ１，Ｌａ２，Ｌｂ１，Ｌｂ２基準電圧発生用のコイル
Ｓ１，Ｓ２リング
Ｆ１，Ｆ２フランジ
ＳＲシールドリング
Ｍ補助的磁気応答部材
４０電圧検出回路
４１，４２整流回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a relative rotational position detection device including a coil that is AC-excited and a pair of magnetic bodies or conductors that are magnetically coupled to the coil and relatively rotationally displaced. It is suitable for detecting the relative rotational position, such as the amount of twist and rotational deviation of the two axes that can rotate relatively. Especially, it can detect with high accuracy even if the input shaft or output shaft is wobbled. It can be performed, or the device configuration is made compact, or the output AC signal showing the amplitude function characteristics of a plurality of phases using only the primary coil excited by one-phase AC is detected. Generating according to the relative rotational position.
[0002]
[Prior art]
It has been well known that a detecting device such as a potentiometer or a resolver device is provided on an input shaft and an output shaft connected via a torsion bar as a method of detecting a relative rotational amount of two axes. Yes. In the case of using a potentiometer, by providing a slider on the input shaft and providing a resistance on the output shaft, the contact position of the slider with respect to the resistance changes according to the relative rotational position of the input shaft and the output shaft. Then, an analog voltage corresponding to this is obtained. In an apparatus using a resolver device, a resolver device is provided on both the input shaft and the output shaft, and a relative rotation amount (twist amount) is detected based on an angle signal from both resolver devices. On the other hand, a non-contact torque sensor for power steering using an induction coil has also been developed as a means for detecting a rotational deviation between two relatively rotatable axes. In this case, in order to take out the voltage induced in the induction coil, a resistance element is connected in series with the coil, and the induction voltage is taken out by a voltage dividing ratio between the resistance element and the impedance of the induction coil.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
In the prior art using a potentiometer, since it has a mechanical contact structure, there are always problems of poor contact and failure. Moreover, since the impedance change of the resistance occurs due to the temperature change, the temperature drift compensation must be appropriately performed. On the other hand, in the conventional technology using the resolver device, the resolver device must be provided on both the input shaft and the output shaft connected by the torsion bar. There is a difficulty of becoming expensive. Further, a rotation deviation detection device known as a non-contact torque sensor for power steering using a conventional induction coil is configured to measure an analog voltage level generated in response to a minute rotation deviation, and in the detection resolution thereof It is inferior. Further, in order to take out the voltage induced in the induction coil, a resistance element is connected in series with the coil, and the induction voltage is taken out by a voltage dividing ratio between the resistance element and the impedance of the induction coil. The temperature drift compensation performance is poor due to the difference in temperature characteristics from the resistance element. Furthermore, in the type using a magnetic induction type non-contact type sensor including a resolver device, when an unnecessary movement other than rotation is applied to the input shaft, the coil and magnetic body in the magnetic induction type sensor Undesirable distortion occurs in the arrangement of the magnetic circuit, an error occurs in which the gap of the magnetic circuit changes, and it is difficult to detect an accurate twist amount. For example, this type of torque sensor is used for the rotating shaft of a steering wheel of an automobile. However, in such an application, an unnecessary movement other than rotation is likely to be added to the input shaft, so improvement is desired. It was.
[0004]
The present invention has been made in view of the above points, and it is an object of the present invention to provide a relative rotational position detection device capable of performing accurate detection even if the input shaft or the output shaft is shaky. is there. It is another object of the present invention to provide a relative rotational position detecting device having a small and simple structure. It is another object of the present invention to provide a relative rotational position detection device that can easily compensate for temperature characteristics. Furthermore, an object of the present invention is to provide a relative rotational position detecting device capable of detecting with high resolution even if the relative rotational displacement of the detection target is minute.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
  A relative rotational position detection device according to a first aspect of the present invention is a relative rotational position detection device that detects the relative rotational positions of first and second shafts that are connected by a torsion bar and are relatively rotatable. A coil portion formed by disposing at least one coil excited by an AC signal, and first and second magnetic response members disposed on the first and second shafts, wherein the coil portion And the relative position of the first and second magnetic response members changes according to the relative rotational position, and the output corresponding to this is generated from the coil part, Provided between at least one of the first and second shafts and at least one of the first and second magnetic response members arranged corresponding to the first and second shafts, and makes unnecessary movement of the shafts other than the rotation direction. Absorbing Oldham mechanism andA circuit for generating a predetermined reference voltage composed of an AC signal, an output signal of the coil section and the reference voltage are calculated, and at least two AC output signals having a predetermined periodic amplitude function as an amplitude coefficient are generated. An arithmetic circuit, wherein the periodic amplitude function of each AC output signal is different in a periodic characteristic by a predetermined phase corresponding to a sine and cosine function.It is a thing with.
  The relative rotational position detection device of the present invention according to the same aspect is a relative rotational position detection device that detects the relative rotational positions of the first and second shafts that are connected by a torsion bar and are relatively rotatable. A coil portion having at least one sensor coil excited by an AC signal, and first and second magnetic response members disposed on the first and second shafts, And the relative position of the first and second magnetic response members changes according to the relative rotational position, and the impedance of the sensor coil changes accordingly. At least one of the first and second magnetic response members disposed corresponding to at least one of the first and second shafts, and the one that generates an output corresponding to the impedance change from the coil unit; Between one side An Oldham mechanism that absorbs unnecessary movement of the shaft other than the rotation direction, a temperature compensation coil connected in series to the sensor coil, and a connection point between the sensor coil and the temperature compensation coil, And a circuit for extracting an output signal of the sensor coil that changes based on a change in impedance of the sensor coil.
  Furthermore, the relative rotational position detection device of the present invention according to the same aspect is a relative rotational position detection device that detects the relative rotational positions of the first and second shafts that are connected by a torsion bar and are relatively rotatable. A coil portion formed by disposing at least one coil excited by an AC signal, and first and second magnetic response members disposed on the first and second shafts, wherein the coil portion And the relative position of the first and second magnetic response members changes according to the relative rotational position, and the output corresponding to this is generated from the coil part, Provided between at least one of the first and second shafts and at least one of the first and second magnetic response members arranged corresponding to the first and second shafts, and makes unnecessary movement of the shafts other than the rotation direction. An Oldham mechanism for absorbing The unit includes a primary coil and at least two secondary coils, and at least two AC output signals having a predetermined periodic amplitude function as an amplitude coefficient are generated from the secondary coil, and the period of each AC output signal The periodic amplitude function is characterized in that its periodic characteristic differs by a predetermined phase corresponding to the sine and cosine functions.
[0006]
  By absorbing unnecessary movement of the shaft other than the rotational direction by the Oldham mechanism, the relative positional relationship between the first and second magnetic response members is limited to the relative rotational position of the first and second shafts. It changes in response and becomes unaffected by other unwanted movements. For example, the first shaft may be an input shaft, and the Oldham mechanism may be provided between the first shaft and the corresponding first magnetic response member. Since the rotational movement of the first axis is accurately transmitted to the first magnetic response member via the Oldham mechanism, the relative positions of the first and second magnetic response members are the same as those of the first and second axes. Since the relative position is accurately reflected, accurate position detection can be performed without any problem. When the first shaft moves in a direction other than the rotation direction, for example, when the first shaft moves in the radial direction due to a slight bending of the shaft, the Oldham mechanism absorbs this movement and the relative relationship between the first and second magnetic response members is increased. Does not affect the relative position. Therefore, the relative arrangement of the first and second magnetic response members does not occur in conjunction with the bending of the first and second shafts (input / output shafts), and the first and second magnetic responses do not occur. Undesirable fluctuations do not occur in the air gap between the members or the air gap between the first and second magnetic response members and the detection coil. Moreover, as long as the principle structure of the sensor is of a type that responds to a change in magnetic coupling through an air gap, the Oldham mechanism can be applied to any type of sensor according to the present invention. It has an advantageous effect. Thus, according to the present invention,For example, in the configuration of detecting the relative rotational positions of the first and second shafts connected to each other by a torsion bar and relatively rotatable, such as the rotational shaft of an automobile steering wheel, using a coil,In the relative relationship between the input shaft and the output shaft, accurate detection can be performed even if undesired rattling other than in the rotational direction occurs.
[0007]
  A relative rotational position detection device according to a second aspect of the present invention is a relative rotational position detection device that detects relative rotational positions of first and second shafts that are relatively rotatable, and is an AC signal. A coil part formed by arranging one sensor coil to be excited, and first and second magnetic response members arranged on the first and second axes, wherein the coil part is magnetically And the relative position of the first and second magnetic response members changes according to the relative rotational position, and the output corresponding to this is generated from the sensor coil, and the sensor coil A circuit for extracting an output signal of the sensor coil that changes based on a change in impedance of the sensor coil from a connection point between the temperature compensation coil connected in series and the sensor coil and the temperature compensation coil; Adjust the output signal A rectifier circuit for obtaining a DC voltage level corresponding to the relative rotational positions byA circuit for generating a predetermined AC reference voltage composed of an AC signal, an output signal of the sensor coil and the AC reference voltage are calculated, and an AC output signal having an amplitude coefficient corresponding to the relative rotational position is generated. A first AC output signal having a predetermined first function related to the relative rotational position as an amplitude coefficient, and a second function having a characteristic opposite to the first function as an amplitude coefficient. Generating a second AC output signal having
And the first and second AC output signals of the arithmetic circuit are input to the rectifier circuit to obtain DC voltages at levels corresponding to the relative rotational positions, respectively. .
[0008]
In the above-described configuration, the first and second magnetic response members typically include at least one of a magnetic body and a conductor. The degree of magnetic coupling of the first and second magnetic response members to the sensor coil changes according to the relative rotational positions of the first and second shafts. When the first and second magnetic response members are made of a magnetic material, the inductance of the coil increases as the degree of magnetic coupling of the first and second magnetic response members to the sensor coil increases. The electrical impedance of the coil increases, and the voltage generated in the coil, that is, the voltage between terminals increases. Conversely, as the degree of magnetic coupling of the first and second magnetic response members to the sensor coil decreases, the inductance of the coil portion decreases and the electrical impedance of the coil portion decreases. Thus, with the relative rotation of the detection target, the voltage between the terminals of the coil gradually increases (or while the relative rotation position of the first and second magnetic response members with respect to the coil portion changes over a predetermined rotation angle range. (Gradual decrease) will change.
[0009]
  Here, by providing a temperature compensation coil connected in series to the sensor coil, the sensor changes based on a change in impedance of the sensor coil from a connection point between the sensor coil and the temperature compensation coil. Since the output voltage of the main coil is taken out, the temperature drift can be appropriately canceled by using the same coil, and the output voltage after the temperature drift compensation can be taken out. In addition, a predetermined consisting of an AC signalAlternating currentA reference voltage is generated, and the output signal of the sensor coil and theAlternating currentThe calculation of the reference voltage and the generation of an AC output signal having an amplitude coefficient corresponding to the relative rotational position means that the amplitude characteristic of the output signal of the sensor coil can be set to a desired characteristic. . For example,Alternating currentAdding or subtracting the reference voltage means that the amplitude characteristic of the output signal of the sensor coil can be offset at a desired level.As a result, the first AC output signal having the predetermined first function relating to the relative rotational position as the amplitude coefficient, and the first function, which has a configuration having one sensor coil, have characteristics opposite to those of the first function. A second AC output signal having the second function as an amplitude coefficient can be easily generated.The AC output signal is rectified by a rectifier circuit to obtain an analog DC voltage having a level corresponding to the relative rotational position. That is, the present invention can be applied effectively when it is desired to obtain a torque detection signal with an analog DC voltage. AndAlternating currentControl can be performed so that an analog DC voltage having desired characteristics can be obtained by calculation using the reference voltage. Further, by providing the temperature compensation coil connected in series to the sensor coil, temperature drift compensation can be appropriately performed.
[0010]
  A relative rotational position detection device according to a third aspect of the present invention is a relative rotational position detection device that detects relative rotational positions of relatively rotatable first and second shafts, and is an AC signal. A coil part formed by arranging at least one coil to be excited; and first and second magnetic response members arranged on the first and second shafts, wherein the coil part is magnetically The relative positions of the first and second magnetic response members are changed in accordance with the relative rotational position, and an output corresponding to the first and second magnetic response members is generated from the coil unit. It consists of a plate-shaped member formed with a plurality of slit portions at predetermined intervals in the rotation direction, and magnetic coupling to the coil portion is caused by the overlapping state of the slit portions of the magnetic response members according to the relative rotation position. Change andA predetermined first calculation and a second calculation using the circuit for generating the first and second reference voltages composed of AC signals, the output voltage of the coil section and the first and second reference voltages. , Respectively, to generate a first AC output signal having a first amplitude function as an amplitude coefficient and a second AC output signal having a second amplitude function as an amplitude coefficient, respectively. The first and second amplitude functions differ in their periodic characteristics by a predetermined phase corresponding to the sine and cosine functions.WithThe first and second reference voltages define a specific phase interval in the periodic characteristics of the first and second amplitude functions in the first and second AC output signals. By changing the second reference voltage, it is possible to change the correspondence between the specific phase section and the change range of the relative position..
[0011]
According to the above configuration, the first and second magnetic response members respectively disposed on the first and second shafts are flat plate members formed by forming a plurality of slit portions at predetermined intervals in the rotation direction. And the magnetic coupling to the coil portion is changed by the overlapping state of the slit portions of the magnetic response members according to the relative rotational position. As a result, the structure of the first and second magnetic response members becomes a flat and compact structure as a whole, which is much simpler, smaller and more compact than a structure in which large uneven teeth are provided. be able to.
[0012]
In the relative position detection device according to the present invention according to any one of the above aspects, an output AC signal showing a plurality of phase amplitude function characteristics using only a primary coil (that is, a sensor coil) excited by a one-phase AC. Can be generated according to the relative position to be detected. That is, a circuit for generating a predetermined reference voltage composed of an AC signal, an output signal of the coil unit and the reference voltage are calculated, and at least two AC output signals having a predetermined periodic amplitude function as an amplitude coefficient are generated. In the arithmetic circuit, the periodic amplitude function of each AC output signal may further include a periodic characteristic that differs by a predetermined phase.
[0013]
For example, typically, the incremental change curve exhibited by the voltage generated in the coil while the relative position of a pair of magnetic response members varies over a predetermined range is in the range of 0 to 90 degrees in the sine function. It can be compared to a function value change. Here, the AC signal component is indicated by sin ωt, and the amplitude coefficient level value of the sensor coil output voltage Vx obtained corresponding to the position of the beginning of an appropriate section in the gradually increasing change curve indicated by the terminal voltage of the sensor coil is Pa. Then, the coil output voltage Vx corresponding to the start position of the section can be expressed as Pa sin ωt. When the amplitude coefficient level value of the sensor coil output voltage Vx obtained corresponding to the end position of the section is Pb, the sensor coil output voltage corresponding to the end position of the section is expressed as Pb sin ωt. The Here, when an alternating voltage having the same value as the value Pa sin ωt of the coil output voltage Vx corresponding to the starting position is determined as the reference voltage Va and subtracted from the sensor coil output voltage Vx, the sensor coil output voltage Vx When the amplitude coefficient is represented by a function A (x),
Vx−Va = A (x) sin ωt−Pa sin ωt
= {A (x) −Pa} sinωt Equation (1)
It becomes. Since A (x) = Pa at the start position of the section, the amplitude coefficient “A (x) −Pa” of this calculation result is “0”. On the other hand, since A (x) = Pb at the end position of the section, the amplitude coefficient “A (x) −Pa” of this calculation result becomes “Pb−Pa”. Therefore, the amplitude coefficient “A (x) −Pa” as a result of this calculation shows a function characteristic that gradually increases from “0” to “Pb−Pa” within the range of the section. Here, since “Pb−Pa” is the maximum value, when this is equivalently considered as “1”, the amplitude coefficient “A (x) −Pa” of the AC signal according to the above equation (1) In this range, it changes from “0” to “1”, and the function characteristic of the amplitude coefficient can be compared with the characteristic of the first quadrant (that is, the range of 0 to 90 degrees) of the sine function. . Therefore, the amplitude coefficient “A (x) −Pa” of the AC signal according to the above equation (1) can be equivalently expressed as sin θ (however, approximately 0 ° ≦ θ ≦ 90 °).
[0014]
In a preferred embodiment, the circuit that generates the predetermined reference voltage generates first and second reference voltages, and the arithmetic circuit includes the voltage extracted from the one coil and the first and second voltages. A first AC output signal having a first amplitude function as an amplitude coefficient and a second amplitude function as an amplitude coefficient by performing predetermined first calculation and second calculation using a reference voltage, respectively. The second AC output signal is generated. In this case, since the coil portion only needs to have one sensor coil, the configuration can be simplified to the minimum. By using the Va as the first reference voltage, it is possible to obtain the first amplitude function having a characteristic of approximately the first quadrant of the sine function (that is, a range of 0 to 90 degrees). .
Further, when an AC voltage having the same value as the value Pb sinωt of the coil output voltage Vx corresponding to the end position of the section is defined as the second reference voltage Vb, and the difference between this and the coil output voltage Vx is obtained,
Vb−Vx = Pb sinωt−A (x) sinωt
= {Pb−A (x)} sinωt Equation (2)
It becomes. Since A (x) = Pa at the start position of the section, the amplitude coefficient “Pb−A (x)” of this calculation result is “Pb−Pa”. On the other hand, since A (x) = Pb at the end position of the section, the amplitude coefficient “Pb−A (x)” of this calculation result is “0”. Therefore, the amplitude coefficient “Pb−A (x)” of the calculation result shows a function characteristic that gradually decreases from “Pb−Pa” to “0” within the range of the section. Similarly to the above, assuming that “Pb−Pa” is equivalent to “1”, the amplitude coefficient “Pb−A (x)” of the AC signal according to the equation (2) is “ 1 ”to“ 0 ”, and the function characteristic of the amplitude coefficient can be compared with the characteristic of the first quadrant (that is, the range of 0 to 90 degrees) of the cosine function. Therefore, the amplitude coefficient “Pb−A (x)” of the AC signal according to the equation (2) can be equivalently expressed as cos θ (provided that 0 ° ≦ θ ≦ 90 °). The subtraction in equation (2) may be “Vx−Vb”.
[0015]
Thus, by using only one coil and two reference voltages, it is possible to generate two AC output signals each indicating the amplitude according to the sine and cosine function characteristics according to the relative rotational position to be detected. For example, when the relative rotation position to be detected is represented by a phase angle θ when a predetermined detectable range is converted into a phase angle of 360 degrees, an AC output signal having an amplitude indicating a sine function characteristic is approximately: An AC output signal having an amplitude indicating a cosine function characteristic can be indicated by cos θsin ωt. This is similar to the form of the output signal of the position detector called a resolver, and is extremely useful. For example, the two AC output signals generated by the arithmetic circuit are input, and the phase value in the sine and cosine function that defines the amplitude value is detected from the correlation between the amplitude values in the two AC output signals. It is preferable that an amplitude phase conversion unit that generates position detection data of the detection target based on the detected phase value is provided. Note that the sine and cosine functions exhibit characteristics in a range of approximately one quadrant (90 degrees), so that the detectable position range is detected after being converted to a phase angle in the range of approximately 90 degrees.
[0016]
When a non-magnetic good conductor (ie, diamagnetic material) such as copper is used as the magnetic response member, the self-inductance of the coil decreases due to eddy current loss. The voltage between the terminals of the coil gradually decreases. In this case, detection can be performed in the same manner as described above. Further, as the magnetic response member, a hybrid type in which a magnetic body (that is, a ferromagnetic body) and a nonmagnetic / conductive body (that is, a diamagnetic body) are combined may be used. As another embodiment, the magnetic response member may include a permanent magnet, and the coil may include a magnetic core. In this case, the corresponding portion of the magnetic core on the coil side becomes magnetically saturated or supersaturated according to the approach of the permanent magnet, and the magnetic response member, that is, between the terminals of the coil according to the relative displacement of the permanent magnet with respect to the coil. The voltage will gradually decrease.
[0017]
Thus, according to a preferred embodiment of the present invention, it is sufficient to provide only the primary coil, and no secondary coil is required. Therefore, a position detecting device having a small and simple structure can be provided. In addition, by using one sensor coil, a plurality of AC output signals each indicating an amplitude according to a predetermined periodic function characteristic according to a detection target position (for example, two AC output signals each indicating an amplitude according to a sine and cosine function characteristic) ) Can be easily generated, and at least approximately one quadrant (90 degrees) can be taken as a usable phase angle range. Accordingly, detection can be performed in a relatively wide phase angle range with a small number of coils, and detection resolution can be improved. Further, even if the displacement of the detection target is small, the relative position can be detected with high resolution. Furthermore, it is possible to perform an accurate analog calculation in which both the output voltage and the reference voltage are compensated for temperature drift, and relative position detection can be easily performed without the influence of temperature changes. Of course, the circuit for generating the reference voltage is not limited to the coil, and a voltage generation circuit having another appropriate configuration such as a resistor may be used. In addition, the number of coils and reference voltages is not limited to 1 or 2, but may be more than that, and accordingly, the usable phase angle range is not limited to approximately one quadrant (90 degrees). It is also possible to enlarge.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.
First, in order to facilitate understanding of the position detection principle in the embodiment, for the sake of convenience of explanation, the first embodiment will be described as a first embodiment. The compact is made of a flat magnetic response member without an Oldham mechanism. A position detection device having a structured configuration will be described with reference to FIGS.
FIG. 1A is an exploded perspective view showing the structure of the relative rotational position detection device according to the first embodiment, and the coil portion 10 is shown in cross section. FIG. 4B is a front view showing an example of the overall shape of the flat first magnetic response member 11, and FIG. 4C is the overall shape of the flat second magnetic response member 12. It is a front view which shows one Example. FIG. 2A is a schematic cross-sectional view in the axial direction of the relative rotational position detection device, and only half of the relative rotational position detection device is shown for simplification of the illustration, but the other half appears symmetrically with the illustrated one. FIG. 2B is an electric circuit diagram related to the coil in the apparatus.
[0019]
This relative rotational position detecting device detects a torsion angle between an input shaft (first shaft) 2 and an output shaft (second shaft) 3 connected via a torsion bar 1 as a torque sensor. It functions. A first magnetic response member 11 is disposed on the input shaft (first shaft) 2 side, and rotates together with the rotation of the input shaft 2. A second magnetic response member 12 is disposed on the output shaft (first shaft) 3 side, and rotates together with the rotation of the output shaft 3. The coil section 10 includes a sensor coil L1 and a temperature compensation coil L2 housed in a ring-shaped magnetic bobbin having an I-shaped (or H-shaped) cross section, and a magnetic response is provided on the sensor coil L1 side. A pair of members 11 and 12 are arranged. The role of the temperature compensating coil L2 will be described later. The first and second magnetic response members 11 and 12 are made of a magnetic material such as disk-shaped iron, for example, and are magnetically coupled to the coil L1. The first and second magnetic response members 11 and 12 are formed of a plate-shaped member formed with a plurality of slit portions 11a and 12a at predetermined intervals in the rotation direction, and are formed between the input shaft 2 and the output shaft 3. The magnetic coupling to the sensor coil L1 varies depending on the overlapping state of the slit portions 11a and 12a between the magnetic response members 11 and 12 corresponding to the relative rotational position. The slit portions 11a and 12a may simply consist of an air gap.
[0020]
As shown in FIG. 1B, the slit portion 11a of the first magnetic response member 11 includes a plurality of rectangular (fan-shaped) slits repeatedly provided at a predetermined pitch P in the circumferential direction. A portion 11b between the slits 11a formed of an air gap is made of the material of the magnetic response member 11, that is, a magnetic body.
As shown in FIG. 1C, the slit portion 12a of the second magnetic response member 12 is also composed of a plurality of slits repeatedly provided at the same predetermined pitch P in the circumferential direction. The portion 12b between the slits 12a is made of the material of the magnetic response member 12, that is, a magnetic body. The sizes of the slit portions 11a and 12a are the same. In the embodiment, the second magnetic response member 12 is shaped like a gear, but is not limited thereto, and may be the same shape as the first magnetic response member 11.
[0021]
In such a configuration in which the first magnetic response member 11 and the second magnetic response member 12 are arranged in a contactless manner, the relative rotational position (twist) between the input shaft 2 and the output shaft 3 is determined. The range of overlap between the slits 11a, 12a and the magnetic body portions 11b, 12b increases or decreases depending on the amount. That is, according to the relative rotational position (twist amount) between the input shaft 2 and the output shaft 3, one slit hole 11a, 12a is opened and closed by the other magnetic body portion 11b, 12b. . For example, when both the slit holes 11a and 12a are completely displaced and completely blocked by the magnetic parts 11b and 12b, the presence of the magnetic substance in the magnetic circuit of the sensor coil L1 is maximum (the area of the air gap). Therefore, the magnetic coupling to the sensor coil L1 exhibits the maximum magnetic permeability. On the contrary, when both slit holes 11a and 12a are completely overlapped and opened without being blocked by the magnetic parts 11b and 12b, the presence of the magnetic substance in the magnetic circuit of the sensor coil L1 is minimized (air The area of the gap is maximum), and the magnetic coupling to the sensor coil L1 shows the minimum permeability. This point will be described later in detail with reference to FIG.
[0022]
On the side opposite to the sensor coil L1, the auxiliary magnetic response member M provided behind the second magnetic response member 12 is made of a non-magnetic, highly conductive (diamagnetic) material such as copper. It is a plate. Due to the presence of the non-magnetic and well-conductive auxiliary magnetic response member M, the non-magnetic portion is formed in the air gap formed by the overlap of the slit holes 11a and 12a of the first and second magnetic response members 11 and 12. A good conductor (that is, a diamagnetic material) is arranged, and the permeability at that portion is further reduced by eddy current loss. Therefore, by causing further decrease in permeability due to eddy current loss at the portion where permeability is reduced, the range of change in induced voltage in the detection target range can be expanded by the hybrid effect, and detection resolution is improved. be able to. Instead of providing such a plate-like auxiliary magnetic response member M, the slit portions 11a and 12a of the magnetic response members 11 and 12 are not formed as simple air gaps, but nonmagnetic / good conductors are arranged in those portions. You may make it do. Of course, when the hybrid effect as described above is not required, the auxiliary magnetic response member M may be omitted.
[0023]
The input shaft 2 and the output shaft 3 are each connected to another mechanical system (not shown), and the output shaft 3 rotates in conjunction with the rotation of the input shaft 2, and the torsion bar corresponds to the magnitude of the torque. 1 is twisted between the input shaft 2 and the output shaft 3. This twist causes a rotation error (rotational deviation) between the input shaft 2 and the output shaft 3. For example, when applied to the power steering of an automobile, the input shaft 2 is connected to a steering wheel, and the output shaft 3 is connected to a steering gear mechanism.
[0024]
The sensor coil L1 is excited at a constant voltage or a constant current by a predetermined one-phase AC signal (assumed as sin ωt) generated from the AC generation source 30. The magnetic field generated from the coil L1 forms a magnetic circuit Φ that passes through the first and second magnetic response members 11 and 12, as indicated by a broken line in FIG. In the drawing, the magnetic circuit Φ is drawn so as not to reach the auxiliary magnetic response member M due to the presence of the magnetic portion 12b of the second magnetic response member 12, but this portion is due to the overlap of the slits 11a and 12a. Needless to say, in the open portion, the magnetic circuit reaches the auxiliary magnetic response member M as indicated by Φ ′. The temperature compensation coil L2 is disposed in proximity to the sensor coil L1, but is not affected by magnetic flux fluctuations according to the relative rotational position of the sensor coil L1 in the magnetic circuit Φ.
[0025]
As shown in FIG. 2B, the temperature compensation coil L2 is connected in series to the sensor coil L1 with respect to the AC generation source 30, and the output voltage Vx of the sensor coil L1 is taken out from the connection point. The temperature compensating coil L2 does not respond to the relative positions of the first and second magnetic response members 11 and 12 and exhibits a constant impedance (inductance), but is as similar to the sensor coil L1 as possible. It is preferable that the coil element has the same conditions as possible as the sensor coil L1 and that it is arranged in the same environment as much as possible. Therefore, as described above, in this embodiment, the sensor coil L1 and the temperature compensation coil L2 are accommodated in the same ring-shaped magnetic bobbin having an I-shaped (or H-shaped) cross section. (See FIG. 1A). Since the output voltage Vx of the sensor coil L1 is taken out by the voltage dividing ratio of the sensor coil L1 and the temperature compensation coil L2, the temperature drift characteristics of both the coils L1 and L2 are offset, and the output voltage Vx of the sensor coil L1 is Accurately temperature compensated.
[0026]
FIG. 3 shows the slit holes 11a, 12a and the magnetic part between the first and second magnetic response members 11, 12 according to the change in the relative rotational position between the first and second shafts 2, 3. It is a figure which shows the change of the overlapping condition (correspondence) with 11b and 12b. FIG. 3C shows the correspondence between the slit holes 11a and 12a and the magnetic parts 11b and 12b when the relative rotational position is 0 (that is, the twist amount is 0). In this state, the slit hole 11a of the first magnetic response member 11 is overlapped with the magnetic body portion 12b of the second magnetic response member 12 by half (that is, the slit hole 11a of the first magnetic response member 11 and the slit 11a). The slit 12a of the second magnetic response member 12 is shifted by 1/4 pitch), and the magnetic coupling degree of the magnetic circuit Φ of the coil L1 passing through the magnetic response members 11 and 12 takes an intermediate value.
[0027]
FIG. 3B shows that the first magnetic response member 11 is ¼ in the arrow CCW direction (that is, counterclockwise direction) relative to the second magnetic response member 12 from the intermediate state of FIG. The state rotated by the pitch is shown. In this state, the slit hole 11a of the first magnetic response member 11 is completely blocked by the magnetic portion 12b of the second magnetic response member 12, and the magnetic force of the coil L1 passing through the magnetic response members 11 and 12 is reached. The degree of magnetic coupling of the circuit Φ takes a maximum value.
[0028]
FIG. 3A shows that the first magnetic response member 11 is ¼ pitch in the arrow CW direction (ie, clockwise direction) relative to the second magnetic response member 12 from the intermediate state of FIG. Only the rotated state is shown. In this state, the slit hole 11a of the magnetic response member 11 and the magnetic part 12b of the second magnetic response member 12 do not overlap at all, and the slit holes 11a, 12a are completely overlapped and opened. The magnetic coupling degree of the magnetic circuit Φ of the coil L1 passing through the magnetic response members 11 and 12 takes a minimum value.
[0029]
In this manner, the magnetic circuit of the coil L1 is changed by changing the overlapping state of the slit patterns 11a and 12a of the first and second magnetic response members 11 and 12 according to the relative rotational positions of the input shaft 2 and the output shaft 3. The degree of magnetic coupling at Φ changes, the self-inductance of the coil L1 changes, and its electrical impedance changes. Therefore, the voltage (inter-terminal voltage) generated in the sensor coil L1 in accordance with this impedance corresponds to the relative rotational position to be detected.
[0030]
FIG. 4A is a graph illustrating the voltage (vertical axis) generated in the sensor coil L1 corresponding to the relative rotational position (horizontal axis x) to be detected. A, c, and b described on the horizontal axis x correspond to the positions shown in FIGS. 3A, 3C, and 3B, and as described above, the positions corresponding to FIG. In a, since the impedance is minimum, the voltage generated in the coil L1 is at the minimum level (minimum amplitude coefficient). In addition, at the position b corresponding to FIG. 3B, the voltage generated in the coil L1 is the maximum level (maximum amplitude coefficient) because the impedance is maximum.
[0031]
The voltage generated in the sensor coil L1 gradually increases from the minimum value to the maximum value while the relative positions of the first and second magnetic response members 11 and 12 move from a to b. If the output voltage Vx of the coil L1 that takes the minimum value at this position a is Pa sin ωt (Pa is the minimum impedance), this is set as the first reference voltage Va. That is,
Va = Pa sin ωt
It is. If the output voltage Vx of the coil L1 having the maximum value at the position b is Pb sin ωt (Pb is the maximum impedance), this is set as the second reference voltage Vb. That is,
Vb = Pb sin ωt
It is.
[0032]
As shown in FIG. 2B, as a circuit for generating the reference voltages Va and Vb, there are a circuit in which two coils La1 and La2 are connected in series and a circuit in which two coils Lb1 and Lb2 are connected in series. These are also driven by an AC signal from the AC source 30. The reference voltage Va is extracted from the connection point between the coils La1 and La2, and the reference voltage Vb is extracted from the connection point between the coils Lb1 and Lb2. The impedances (inductances) of the pairs of the coils La1 and La2 and the coils L1 and L2 are appropriately adjusted so that desired reference voltages Va and Vb are obtained. Since the reference voltage Va is extracted by the voltage division ratio of the coils La1 and La2, the temperature drift characteristics of the coils La1 and La2 are canceled out, and the reference voltage Va is accurately temperature compensated. Similarly, since the reference voltage Vb is extracted by the voltage division ratio of the coils Lb1 and Lb2, the temperature drift characteristics of the coils Lb1 and Lb2 are canceled out, and the reference voltage Vb is accurately temperature compensated.
[0033]
The arithmetic circuit 31A subtracts the first reference voltage Va from the output voltage Vx of the sensor coil L1, and represents the amplitude coefficient of the coil output voltage Vx as a function A (x) as shown in the equation (1). When,
Vx−Va = A (x) sin ωt−Pa sin ωt
= {A (x) -Pa} sinωt
Perform the following operation. Since A (x) = Pa at the start position a of the detection target section set by the first reference voltage Va, the amplitude coefficient “A (x) −Pa” of this calculation result is “0”. . On the other hand, since A (x) = Pb at the end position b of the detection target section, the amplitude coefficient “A (x) −Pa” of this calculation result is “Pb−Pa”. Therefore, the amplitude coefficient “A (x) −Pa” as a result of this calculation shows a function characteristic that gradually increases from “0” to “Pb−Pa” within the range of the detection target section. Here, since “Pb−Pa” is the maximum value, when this is equivalently considered as “1”, the amplitude coefficient “A (x) −Pa” of the AC signal according to the above equation is the range of the detection target section. As shown in FIG. 4B, it changes from “0” to “1”, and the function characteristic of this amplitude coefficient is the first of the sine function sin θ as shown in FIG. It can be compared to the characteristics of a quadrant (that is, a range of 0 to 90 degrees). Therefore, the amplitude coefficient “A (x) −Pa” of the AC signal according to the above equation can be expressed equivalently using sin θ (however, approximately 0 ° ≦ θ ≦ 90 °). 3B and 3C, only the amplitude coefficient curve sin θ of the sine function characteristic with respect to the position x is shown, but the actual output of the arithmetic circuit 31A has an amplitude level corresponding to the amplitude coefficient sin θ. AC signal sinθsinωt.
[0034]
The arithmetic circuit 31B obtains the difference between the output voltage Vx of the detection coil L1 and the second reference voltage Vb. As shown in the equation (2),
Vb−Vx = Pb sinωt−A (x) sinωt
= {Pb-A (x)} sin ωt
Perform the following operation. Since A (x) = Pa at the start position a of the detection target section, the amplitude coefficient “Pb−A (x)” of this calculation result is “Pb−Pa”. On the other hand, at the end position b of the section set by the second reference voltage Vb, since A (x) = Pb, the amplitude coefficient “Pb−A (x)” of this calculation result is “0”. Become. Therefore, the amplitude coefficient “Pb−A (x)” of the calculation result shows a function characteristic that gradually decreases from “Pb−Pa” to “0” within the range of the detection target section. Similarly to the above, assuming that “Pb−Pa” is equivalent to “1”, the amplitude coefficient “Pb−A (x)” of the AC signal according to the above equation is within the detection target section in FIG. As shown in FIG. 4B, the amplitude characteristic changes from “1” to “0”. The function characteristic of the amplitude coefficient is the first quadrant of the cosine function as shown in FIG. (Range of degrees). Therefore, the amplitude coefficient “Pb−A (x)” of the AC signal according to the above equation can be equivalently expressed using cos θ (provided that 0 ° ≦ θ ≦ 90 °). Also in this case, FIGS. 4B and 4C show only the curve cosθ of the amplitude coefficient of the cosine function characteristic with respect to the position x, but the actual output of the arithmetic circuit 31B has an amplitude corresponding to the amplitude coefficient cosθ. An AC signal cos θ sin ωt having a level. The subtraction in the arithmetic circuit 31B may be “Vx−Vb”.
[0035]
In this way, it is possible to generate two AC output signals sinθsinωt and cosθsinωt that respectively indicate amplitudes according to the sine and cosine function characteristics according to the detection target position x. This is the same as the output signal form of a position detector generally called a resolver, and can be used effectively. For example, two resolver-type AC output signals generated by the arithmetic circuits 31A and 31B are input to the phase detection circuit (or amplitude phase conversion means) 32, and the amplitude is determined from the correlation between the amplitude values of the two AC output signals. By measuring the phase value θ of the sine and cosine functions sin θ and cos θ that define the values, the detection target position can be detected in absolute. The phase detection circuit 32 may be configured using, for example, the technique disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-126809 related to the applicant's application. For example, the first AC output signal sin θ sin ωt is electrically shifted by 90 degrees to generate the AC signal sin θ cos ωt, and this and the second AC output signal cos θ sin ωt are added and subtracted to form sin (ωt + θ) and sin (ω ωt−θ), and two AC signals (signals obtained by converting phase component θ into AC phase shifts) that are phase-shifted in the leading and lagging directions according to θ are generated, and the phase θ is measured. Position detection data can be obtained. The phase detection circuit 32 may be configured by a dedicated circuit (for example, an integrated circuit device), or may perform phase detection processing by executing predetermined software using a programmable processor or computer. . Alternatively, a known RD converter used for processing the resolver output may be used as the phase detection circuit 32. Further, the detection process of the phase component θ in the phase detection circuit 32 is not limited to digital processing, and may be performed by analog processing using an integration circuit or the like. Further, after digital detection data indicating the rotational position θ is generated by the digital phase detection process, this may be converted to analog to obtain analog detection data indicating the rotational position θ. Of course, the output signals sinθsinωt and cosθsinωt of the arithmetic circuits 31A and 31B may be output as they are without providing the phase detection circuit 32.
[0036]
As shown in FIG. 4B, the amplitude characteristics of the sine and cosine function characteristics of the AC output signals sin θ sin ωt and cos θ sin ωt have a linear relationship between the phase angle θ and the detection target position x. The true sine and cosine function characteristics as shown in FIG. 4C are not shown. However, in the phase detection circuit 32, apparently, the AC output signals sin θ sin ωt and cos θ sin ωt are subjected to phase detection processing as having sine and cosine function amplitude characteristics, respectively. As a result, the detected phase angle θ does not exhibit linearity with respect to the detection target position x. However, in the position detection, the nonlinearity between the detection output data (detected phase angle θ) and the actual detection target position is not a very important problem. That is, it is only necessary that position detection can be performed with a predetermined reproducibility. Further, if necessary, the output data of the phase detection circuit 32 is subjected to data conversion using an appropriate data conversion table so that accurate linearity is provided between the detection output data and the actual detection target position. Can be done easily. Therefore, the amplitude characteristics of the sine and cosine functions referred to in the present invention do not have to indicate the true sine and cosine function characteristics, but actually, as shown in FIG. In short, what is necessary is just to show such a tendency. That is, a function similar to a trigonometric function such as sine may be used. In the example of FIG. 4B, if the viewpoint is changed and the scale on the horizontal axis is regarded as θ and the scale is made up of a required non-linear scale, the scale on the horizontal axis is regarded as x. In some cases, even if it looks like a triangular wave shape, θ can be referred to as a sine function or a cosine function.
[0037]
Here, further compensation for temperature drift characteristics will be described. As described above, the output voltage Vx of the sensor coil L1 and the reference voltages Va and Vb are each compensated for temperature drift, but there was a level fluctuation error in the same direction due to the difference calculation in the arithmetic circuits 31A and 31B. This is also canceled out, and the temperature drift characteristic is more reliably compensated.
[0038]
The coils La1, La2, Lb1, and Lb2 for generating the reference voltage use coils having the same characteristics as the sensor coil L1, and are similar to the coils La1, La2, Lb1, Lb2, and the sensor coil L1. Although it is preferable to place it in a temperature environment (that is, to be arranged relatively close to the sensor coil L1), the arrangement is not limited to this, and another arrangement may be used. This is because temperature drift compensation is achieved by series connection of each pair of coils as shown in FIG. 2B and voltage extraction from the connection point. Therefore, the coils La1, La2, Lb1, and Lb2 for generating the reference voltage may be provided on the circuit board side of the arithmetic circuits 31A and 31B.
[0039]
As described above, the temperature compensation coil L2 connected in series to the sensor coil L1 is preferably disposed in the vicinity of the sensor coil L1 and placed in the same environment as much as possible. May also be provided on the circuit board side of the arithmetic circuits 31A and 31B. Of course, the temperature compensating coil L2 and the reference voltage generating coils La1, La2, Lb1, Lb2 are not affected by the impedance change due to the slit pattern change of the first and second magnetic response members 11, 12. Placed in. In order to be able to generate predetermined reference voltages Va and Vb at a constant voltage, an appropriate masking member made of a magnetic material such as iron, a conductor such as copper, or a hybrid structure thereof is used to generate these reference voltages. The coils La1, La2, Lb1, and Lb2 may be applied to set their inductance, that is, impedance. The inductance, that is, the impedance of the temperature compensating coil L2 can be set and adjusted by the same method.
[0040]
FIG. 5 shows an example of a method for setting the inductance, that is, the impedance of the reference voltage generating coils La1, La2, Lb1, and Lb2. The magnetic core Ma is variably inserted into the pair of coils La1 and La2, and by adjusting the arrangement of the magnetic core Ma, the intrusion amount of the magnetic core Ma into each of the two coils La1 and La2 is differentially changed. Thus, the level of the reference voltage Va can be variably adjusted. Similarly, the magnetic core Mb is variably inserted into the pair of coils Lb1 and Lb2, and by adjusting the arrangement, the amount of penetration of the magnetic core Mb into each of the two coils Lb1 and Lb2 is different. It is dynamically adjusted, and the level of the reference voltage Vb can be variably adjusted.
[0041]
The reference voltage generating circuit is not limited to a coil, and a resistor or other appropriate constant voltage generating circuit may be used. In the example of FIG. 1, the axis of the sensor coil L1 is in the same direction (thrust direction) as the axis of the rotary shafts 2 and 3, but the direction of the axis of the sensor coil L1 is not limited to this. , 3 may be arranged in the radial direction.
[0042]
As the magnetic response members 11 and 12, a non-magnetic good conductor such as copper may be used instead of the magnetic material. In that case, the inductance of the coil is reduced due to eddy current loss due to the presence of the conductor portions 11b and 12b of the magnetic response members 11 and 12, and the conductor portions 11b and 12b of the first and second magnetic response members 11 and 12 are reduced. As the area for closing the other slit holes 11a, 12a increases, the level of the voltage induced in the coil decreases. In this case, the position detection operation can be performed in the same manner as described above. In addition, the pitch P (the number of slit holes per circle) of the slit portions 11a and 12a in the first and second magnetic response members 11 and 12 is not limited to that shown in the drawing, and is appropriately set as a design matter. Good. In addition, the shape of the slit pattern in the first and second magnetic response members 11 and 12 is not limited to the substantially rectangular repeating pattern as described above. For example, it may consist of a slit shape that gradually decreases or increases in a triangular shape, or may be any other appropriate shape.
[0043]
As another modified example, the magnetic response members 11 and 12 may include permanent magnets, and the coil of the coil unit 10 may include an iron core. When the permanent magnet approaches the coil, the iron core corresponding to the adjacent portion is partially magnetically saturated or supersaturated, and the terminal voltage of the coil decreases. Thereby, the gradual decrease (or gradual increase) change of the voltage between the terminals of the coil according to the relative displacement of the magnetic response members 11 and 12 can be caused.
[0044]
Next, an embodiment of a relative rotational position detection apparatus according to the present invention using an Oldham mechanism will be described with reference to FIGS.
FIG. 6 is an exploded perspective view for showing the structure of the detection device, and FIG. 7 is a schematic axial sectional view of the detection device. FIG. 7 shows a half cross section, but the other half appears symmetrically. In the structure in which the magnetic response members 11 and 12 are directly disposed on the shafts 2 and 3 as in the example of FIG. 1, when eccentricity, declination, and axial movement occur between the input shaft 2 and the output shaft 3, Along with such eccentricity, declination, and axial movement, the mutual positional relationship between the magnetic response members 11 and 12 may be distorted, which may change the area or distance of the air gap in the magnetic circuit and cause detection errors. Of course, if the present invention is applied to a mechanism that does not cause eccentricity, declination, and axial movement between the input shaft 2 and the output shaft 3, no problem occurs in the embodiment of FIG. However, for example, in an application in which the present invention is applied to detect the torque of the steering shaft of an automobile, the bending force applied to the steering wheel shaft (input shaft 2) depends on how the value is applied during steering operation. Since forces other than the uniform rotation direction are often applied, it is necessary to take appropriate measures. In view of this point, in the present invention, when the magnetic response members 11 and 12 are arranged on the shafts 2 and 3, an undesired movement other than the rotational direction is caused from the shafts 2 and 3 by interposing the Oldham mechanism. It is characterized in that it is devised so that it is not transmitted to each magnetic response member 11, 12. In the embodiment shown in FIGS. 6 and 7, an Oldham mechanism is interposed when the first magnetic response member 11 is arranged on the input shaft 2.
[0045]
6 and 7, the Oldham mechanism is composed of flanges F1 and F2 and rings S1 and S2, and is interposed between the input shaft 2 and the first magnetic response member 11. Each element other than the Oldham mechanism and the position detection principle in this detection apparatus may be the same as those in the embodiment of FIGS. A configuration example of the Oldham mechanism in the detection device will be described in detail.
6 and 7, the input shaft 2 and the output shaft 3 are connected by a torsion bar 1 as described above. A flange F1 is attached to the input shaft 2, and a flange F2 is attached to the output shaft 3. A key groove Fb extending in the axial direction is provided at a predetermined location inside the flange F1, and a key protrusion Fc is provided at a predetermined location outside the input shaft 2. When attaching the flange F1 to the input shaft 2, the key protrusion Fc of the input shaft 2 is fitted into the key groove Fb of the flange F1. As a result, the flange F1 rotates with the rotation of the input shaft 2, but does not follow the backlash of the input shaft 2 in the axial direction, so that an undesired movement in the axial direction can be canceled. .
[0046]
Rings S1 and S2 are engaged with flange F1, and these rings S1 and S2 rotate integrally with flange F1 in the rotational direction, but on the plane in the axial cross section, that is, in the radial plane. With respect to the directions of the orthogonal coordinate axes (tentatively referred to as the x-axis and the y-axis), they can move freely within a certain range. That is, in the flange F1, two elongated holes Fa extending in the direction of one coordinate axis (assumed to be the y-axis) are formed at predetermined positions at an interval of 180 degrees. The ring S1 is attached to the flange F1 so that the protrusion Sb formed on the ring S1 is fitted to the flange F1. Therefore, the ring S1 rotates integrally with the flange F1, but the movement in the y-axis direction of the flange F1, that is, the axial cross section of the input shaft 2, is canceled by the play of the long hole Fa and is not transmitted to the ring S1. The ring S1 is formed with two elongated holes Sa at intervals of 180 degrees at positions shifted by 90 degrees with respect to the protrusion Sb (that is, in the x-axis direction of the axial cross section). The ring S2 is attached to the ring S1 so that the projection Sc formed on the ring S2 fits into the long hole Sa. Accordingly, the ring S2 rotates integrally with the ring S1 and the flange F1, but the movement in the x-axis direction of the axial cross section of the ring S1, that is, the flange F1, that is, the input shaft 2, is canceled by the play of the long hole Sa, and the ring S2 Not transmitted to. The first magnetic response member 11 is fixed to the ring S2. By canceling the movement of the axial cross section in the x-axis and y-axis directions, the movement of the axial cross-section on the plane is cancelled. In this way, the movement in the three axial directions in the axial direction and the planar direction of the axial cross section is canceled, and only the movement in the rotational direction of the input shaft 2 is transmitted to the ring S2, that is, the first magnetic response member 11.
[0047]
On the other hand, the second magnetic response member 12 and the auxiliary magnetic response member M are attached to the flange F2 attached to the output shaft 3, and these rotate integrally with the output shaft 3. The first magnetic response member 11 includes a flange F2 on the output shaft 3 side, an auxiliary magnetic response member M, and a second magnetic response member 12 between the ring S2 and bridges them to the ring S2 by jumping over them. To the ring S2. Such a bridged coupling arrangement is merely a design convenience. In short, the first magnetic response member 11 is mechanically coupled only to the ring S2 on the input shaft 2 side, and is connected to the flange F2, the auxiliary magnetic response member M, and the second magnetic response member 12 on the output shaft 3 side. Any structure that is not bonded may be used. The housing K is fixed to a frame portion (not shown) and is free from the input shaft 2 and the output shaft 3. The coil portion 10 is disposed at a predetermined position in the housing K. Therefore, the coil unit 10 is also free from the input shaft 2 and the output shaft 3.
[0048]
The inner periphery of the flange F2 is a circular protrusion Fc, which is fitted in the circular hole Se on the inner periphery of the ring S2, so that the flange F2 and the ring S2 are aligned. Further, a convex portion Fb is formed at a predetermined position of the circular protrusion Fc of the flange F2, and a concave portion Sd is formed at a predetermined portion of the circular hole Se of the ring S2 correspondingly. The circumferential size of the concave portion Sd formed in the ring S2 is larger than the circumferential size of the convex portion Fb formed in the flange F2, and the convex portion Fb of the flange F2 loosely fits into the concave portion Sd of the ring S2 during assembly. Assembled. That is, the convex portion Fb can move within the concave portion Sd within a predetermined angular range, and this angular range is larger than the maximum twist angle of the torsion bar 1. That is, since the maximum torsion angle of the torsion bar 1 is naturally limited, the loose fitting between the convex portion Fb of the flange F2 and the concave portion Sd of the ring S2 causes the input shaft 2 within the maximum torsion angle of the torsion bar 1 and The relative rotational displacement of the output shaft 3 is not disturbed at all. These convex portions Fb and concave portions Sd are convenient because it makes it easy to place the first magnetic response member 11 and the second magnetic response member 12 in a state where the origins are aligned during assembly. However, these convex portions Fb and concave portions Sd are for the convenience of assembly and are not related to the essence of the invention, and can be omitted. Further, the centering structure of the flange F2 and the ring S2 facilitates the arrangement in which the first magnetic response member 11 and the second magnetic response member 12 are accurately centered during assembly. The relationship between the two with respect to other than the rotation direction is maintained in a predetermined relationship. That is, the flange F2 and the ring S2 are rotatable with respect to each other (within the range in which the convex portion Fb can move in the concave portion Sd), and other positional relationships can be kept constant without rattling. As a result, detection without error is possible.
[0049]
With the above configuration, when eccentricity, declination, and axial movement occur between the input shaft 2 and the output shaft 3, such eccentricity, declination, and axial movement are canceled by the Oldham mechanism. Only the relative rotational movement is transmitted to the first and second magnetic response members 11 and 12. Therefore, the mutual positional relationship between the first and second magnetic response members 11 and 12 is not distorted, and the air gap area or distance in the magnetic circuit does not change undesirably, resulting in detection errors. Absent. The detection according to the relative rotational positions of the first and second magnetic response members 11 and 12 is the same as the embodiment of FIGS. The constituent elements F1, F2, S1, and S2 of the Oldham mechanism are made of a nonmagnetic and nonconductive material such as plastic.
[0050]
Next, another embodiment of the relative rotational position detection device according to the present invention using the Oldham mechanism will be described with reference to FIGS.
FIG. 8 is an exploded perspective view showing the structure of the detection device, and FIG. 9 is a schematic axial sectional view of the detection device. FIG. 9 shows a half cross section, but the other half appears symmetrically. The embodiment of FIGS. 8 and 9 differs from the embodiment of FIGS. 6 and 7 in that the shape of the magnetic response members 13 and 14 is different and the structure of the related mechanism is different in design. Except that they are different, and the others may be substantially substantially the same.
8 and 9, the first and second magnetic response members 13 and 14 provided on the input shaft 2 and the output shaft 3 are made of, for example, cylindrical magnetic bodies and are repeatedly provided at a predetermined pitch P. The tooth-like convex portions 13a and 14a face each other in a non-contact manner. In the coil part 10, as shown in FIG. 9, the coil L1 for sensors is arrange | positioned on the outer periphery so that the part of the tooth-like convex parts 13a and 14a of the magnetic response members 13 and 14 may be covered. Similarly to the above, the coil portion 10 is provided with the temperature compensating coil L2 so as not to be affected by the magnetic change caused by the tooth-like convex portions 13a, 14a of the magnetic response members 13, 14.
[0051]
The Oldham mechanism is composed of a flange F1 and rings S1 and S2.
Similarly to the above, a key groove Fb extending in the axial direction is provided at a predetermined position inside the flange F1, and a key protrusion Fc is provided at a predetermined position outside the input shaft 2, and the key groove Fb of the flange F1 is located inside the key groove Fb. It is attached so that the key projection Fc of the input shaft 2 is fitted into the. Further, the engagement structure between the flange F1 and the ring S1 and the engagement structure between the rings S1 and S2 are also through the long holes Fa and Sa and the protrusions Sb and Sc, as described above. A first magnetic response member 13 having a plurality of tooth-like convex portions 13a is attached to the ring S2, and rotates integrally. The ring S2 to which the first magnetic response member 13 is attached may be made of a material that exhibits diamagnetic characteristics due to eddy current loss with respect to magnetism, such as a non-magnetic and good conductor.
[0052]
The end convex portion 2 a of the input shaft 2 is loosely fitted into the end concave portion 3 a of the output shaft 3, and the input shaft 2 and the output shaft 3 are connected via the torsion bar 1. The loosely fitting structure between the end convex part 2a of the input shaft 2 and the end concave part 3a of the output shaft 3 is the same as the engaging structure of the convex part Fb and the concave part Sd in FIG. Can move within the recess 3a within a predetermined angular range, which is larger than the maximum twist angle of the torsion bar 1. That is, since the maximum torsion angle of the torsion bar 1 is naturally limited, the loose fitting between the convex portion 2a of the input shaft 2 and the concave portion 3a of the output shaft 3 causes the input shaft to be within the maximum torsion angle of the torsion bar 1. 2 and the relative rotational displacement of the output shaft 3 are not disturbed at all. The ring S2 on the input shaft 2 side is rotatably supported with respect to the output shaft 3 via a bearing B. An attachment ring SR is attached to the output shaft 3 so as to rotate integrally, and the second magnetic response member 14 is attached to the attachment ring SR so as to rotate integrally. The attachment ring SR may also be made of a material that exhibits diamagnetic characteristics due to eddy current loss with respect to magnetism, such as non-magnetic and good conductor. The first magnetic response member 13 and the second magnetic response member 14 face each other in a non-contact manner through a slight gap, the first magnetic response member 13 rotates integrally with the input shaft 2, and the second The magnetic response member 14 rotates integrally with the output shaft 3. Then, mechanical interference other than the rotational direction between the input shaft 2 and the output shaft 3 (such as movement in the axial direction, bending of the shaft or axial misalignment) is absorbed by the Oldham mechanism by the intervention of the Oldham mechanism, The arrangement of the first magnetic response member 13 and the second magnetic response member 14 remains constant with respect to movements other than relative rotational movement. The ring S2 on the input shaft 2 side is rotatably supported with respect to the output shaft 3 via the bearing B, so that the core between the first magnetic response member 13 and the second magnetic response member 14 is provided. Matching is done.
[0053]
FIG. 10 shows the change in the correspondence relationship between the uneven teeth in the first and second magnetic response members 13 and 14 according to the change in the relative rotational position between the first shaft 2 and the second shaft 3. FIG. FIG. 10 (c) shows the correspondence relationship between the concave and convex teeth when the relative rotational position is 0 (that is, the twist amount is 0). In this state, the convex portions 13a and 14a and the concave portions 13b and 14b of the magnetic response members 13 and 14 correspond to each other in half (the concave and convex teeth of the magnetic response members 13 and 14 are shifted by 1/4 pitch). The magnetic coupling degree of the magnetic circuit Φ of the sensor coil L1 passing through the magnetic response members 13 and 14 takes an intermediate value.
[0054]
FIG. 10B shows that the first magnetic response member 13 rotates relative to the second magnetic response member 14 in the arrow CW direction (clockwise direction) by a quarter pitch from the intermediate state of FIG. Shows the state. In this state, the convex portions 13a and 14a and the concave portions 13b and 14b of the magnetic response members 13 and 14 are exactly the same (the concave and convex teeth of the magnetic response members 13 and 14 are not displaced), and the magnetic response The degree of magnetic coupling of the magnetic circuit Φ of the coil L1 passing through the members 13 and 14 takes a maximum value.
[0055]
FIG. 10 (a) shows that the first magnetic response member 13 is relative to the second magnetic response member 14 in the arrow CCW direction (counterclockwise direction) from the intermediate state of FIG. The rotated state is shown. In this state, the convex portions 13a and 14a and the concave portions 13b and 14b of the magnetic response members 13 and 14 correspond to each other (the concave and convex teeth of the magnetic response members 13 and 14 are shifted by 1/2 pitch). The degree of magnetic coupling of the magnetic circuit Φ of the coil L1 passing through the magnetic response members 13 and 14 takes a minimum value.
[0056]
As described above, the relative positions of the concave and convex teeth 13a, 14b, 14a, 14b of the first and second magnetic response members 13, 14 change according to the relative rotational positions of the input shaft 2 and the output shaft 3. The degree of magnetic coupling in the magnetic circuit Φ of the coil L1 changes, the self-inductance of the coil L1 changes, and the electrical impedance changes. To do. Accordingly, the voltage (inter-terminal voltage) generated in the sensor coil L1 in accordance with this impedance corresponds to the relative rotational position that is the detection target. Therefore, position detection can be performed by the same principle as described above with reference to FIG. That is, by performing a predetermined calculation on each obtained voltage, two AC output signals sinθsinωt and cosθsinωt that respectively equivalently indicate amplitudes according to the sine and cosine function characteristics according to the detection target position x are generated. Can do. Then, by measuring the phase value θ of the sine and cosine functions sin θ and cos θ, the detection target position can be detected in absolute.
[0057]
In each of the above embodiments, the configuration for obtaining the position detection data is not limited to the one using the phase detection circuit 32 as shown in FIG. 2B, but as shown in FIG. 40 may be used. In FIG. 11A, the configuration other than the voltage detection circuit 40 is the same as that shown in FIG. In short, in the voltage detection circuit 40, the AC signal sin θ sin ωt having an equivalent sine function amplitude characteristic output from the arithmetic circuit 31A is input to the rectifier circuit 41, the AC signal component is removed, and only the amplitude voltage component sin θ is responded. DC detection voltage V1 is generated. Also, an AC signal cos θ sin ωt equivalently having an amplitude characteristic of a cosine function output from the arithmetic circuit 31B is input to the rectifier circuit 42, an AC signal component is removed, and a DC detection voltage V2 that responds only to the amplitude voltage component cos θ. Is generated. FIG. 11B shows a characteristic example of the detection voltages V1 and V2 with respect to the detection target position x, that is, the relative rotation angle. The reason why such characteristics are obtained is as already described with reference to FIG. In this way, two types of detection voltages V1 and V2 having exactly opposite characteristics can be obtained in analog form. In order to detect the detection target position x, that is, the relative rotation angle, it is sufficient to configure only one series of rectifier circuits so as to obtain only one of the detection voltages V1 and V2, but two types of detection with opposite characteristics are detected. Redundancy can be provided by generating the voltages V1, V2 in parallel. That is, when any failure occurs in either one of the detection sequences, it can be appropriately dealt with.
[0058]
FIG. 12 shows a configuration example in which the phase detection analog circuit 32A and the voltage detection circuit 40 are provided so that either phase detection or voltage detection can be employed. FIG. 12 is the same as that shown in FIG. 11A to which the phase detection analog circuit 32A is added. Therefore, for the description of the configuration other than the phase detection analog circuit 32A, the description of FIG. 2B and FIG.
In the phase detection analog circuit 32A, the AC signal A = sin θ sin ωt equivalently having the amplitude characteristic of the sine function output from the arithmetic circuit 31A is input to the phase shift circuit 19 and its electrical phase is phase-shifted by a predetermined amount. For example, the phase-shifted AC signal A ′ = sinθ · cosωt is obtained by being advanced by 90 degrees. The phase detection analog circuit 32A is provided with an addition circuit 15 and a subtraction circuit 16. In the addition circuit 15, the phase-shifted AC signal A ′ = sinθ · cosωt output from the phase shift circuit 19 is provided. And an AC signal B = cos θ sin ωt equivalently having an amplitude characteristic of a cosine function output from the arithmetic circuit 31B is added, and an addition output thereof is an abbreviated expression of B + A ′ = cos θ · sin ωt + sin θ · cos ωt = sin (ωt + θ). A first electrical AC signal Y1 that can be represented is obtained. In the subtracting circuit 16, the phase-shifted AC signal A ′ = sin θ · cos ωt and the output AC signal B = cos θ · sin ωt are subtracted from the arithmetic circuit 31B, and as a subtraction output, B−A ′ = cos θ · sin ωt A second electrical AC signal Y2 that can be expressed by the abbreviated formula: −sin θ · cos ωt = sin (ωt−θ) is obtained. In this way, the same detection target as the first electrical AC output signal Y1 = sin (ωt + θ) having the electrical phase angle (+ θ) shifted in the positive direction corresponding to the detection target position (x). A second electrical AC output signal Y2 = sin (ωt−θ) having an electrical phase angle (−θ) shifted in the negative direction corresponding to the position (x) is obtained by electrical processing, respectively. .
[0059]
The output signals Y1 and Y2 of the adder circuit 15 and the subtractor circuit 16 are input to the zero cross detection circuits 17 and 18, respectively, and each zero cross is detected. As a method of detecting the zero cross, for example, a zero cross in which the amplitude values of the signals Y1 and Y2 change from negative polarity to positive polarity, that is, zero phase is detected. Zero-cross detection pulses detected by the circuits 17 and 18, that is, zero phase detection pulses are output as latch pulses LP1 and LP2. The latch pulses LP1 and LP2 are input to a phase shift measuring device (not shown). In this phase shift measuring device, the time difference from the time point 0 phase of the reference AC signal sin ωt generated from the reference AC signal source 30 to the time point when the latch pulses LP1 and LP2 are generated (rising trigger time point) is counted. The corresponding count value is detected as phase data of the phase angle (+ θ) shifted in the positive direction, and the count value corresponding to the latch pulse LP2 is detected as phase data of the phase angle (−θ) shifted in the negative direction. . The method of using the phase detection data of the phase angles + θ and −θ shifted in the positive direction and the negative direction is described in the prior application specification of the applicant's application described above, and is similar to that. It can be used in the method.
[0060]
When the oscillation circuit itself of the reference AC generation source 30 is provided on the coil unit 10 side, the reference AC signal generated from the reference AC generation source 30 is input to the square wave conversion circuit 20 as shown in FIG. Then, a square wave signal (pulse signal) synchronized with the reference AC signal sin ωt is formed and input to the phase shift measuring device. In this case, the phase shift measuring device performs clock pulse count in synchronization with the rising of the square wave signal (pulse signal) synchronized with the input reference AC signal sinωt, and generates the latch pulses LP1 and LP2 (rising trigger). By adopting a configuration in which the count value is latched at the time), the phase detection data of the phase angles + θ and −θ shifted in the positive direction and the negative direction as described above can be obtained, respectively. Of course, the present invention is not limited to this, and a square wave signal (pulse signal) synchronized with the reference AC signal sinωt is generated on the phase shift measuring device side, and the circuit side of the coil unit 10 is based on the square wave signal (pulse signal). The analog reference AC signal sin ωt may be generated by applying analog filter processing or the like. In that case, the phase shift measuring device side performs the clock pulse count in synchronization with the rising of the square wave signal (pulse signal) synchronized with the output reference AC signal sin ωt, and generates the latch pulses LP1 and LP2 ( A configuration in which the count value is latched at the time of the rising trigger) may be employed. As the phase shift measuring device, a processor capable of processing software programs such as a CPU may be used. In the circuit of FIG. 12, the output signal A ′ = sin θ cos ωt from the phase shift circuit 19 is input as a signal input to the rectifier circuit 41 of the voltage detection circuit 40 in place of the output signal A = sin θ sin ωt of the arithmetic circuit 31A. You may do it.
[0061]
In addition, the coil structure in the coil part 10 is not restricted to the type which provides only one coil L1 for sensors like the said Example. For example, a plurality of sensor coils that are excited by a one-phase AC signal (sin ωt) are arranged at different positions, the output voltages of the sensor coils are taken out, and the extracted voltages are calculated in an appropriate combination. Thus, the sine phase output signal (sin θ sin ωt) and the cosine phase output signal (cos θ sin ωt) may be obtained equivalently. Alternatively, as is known in ordinary resolver devices or similar devices, at least one primary coil excited by a one-phase AC signal (sin ωt) and a secondary coil that outputs a sine phase output signal (sin θ sin ωt) And a secondary coil that outputs a cosine phase output signal (cos θ sin ωt), and a sine phase output signal (sin θ sin ωt) and a cosine phase output signal (cos θ sin ωt) may be directly obtained from each secondary coil. In that case, of course, the arithmetic circuits 31A and 31B shown in FIG. 2B and others can be omitted. If necessary, at least two primary coils excited by a two-phase AC signal (for example, sin ωt and cos ωt) and an AC output signal (sin (ωt + θ)) phase-shifted according to the position to be detected are output. A secondary coil may be provided.
[0062]
The relative rotational position detection device according to the present invention is not limited to a torsion amount detection device or a torque sensor, and can be applied to, for example, an engine injection timing control sensor that detects a relative rotational angle of an engine overhead cam. . In addition, in short, it is suitable as a sensor for detecting a relative rotational position such as a twist amount or rotational deviation over a predetermined range of two rotatable axes.
[0063]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, the magnetic response member is disposed on each of the first and second shafts that are relatively rotationally displaced, and the relative rotational positional relationship between the two magnetic response members is determined. In a detection device of a type that uses a coil for non-contact detection, by interposing the Oldham mechanism, unnecessary movements other than the rotation directions of the first and second shafts are canceled, and the relative relationship between both magnetic response members Since these unnecessary movements are not affected by the relative rotational position, accurate detection is possible even if undesired rattling other than the rotational direction occurs in the relative relationship between the first and second axes. It has an excellent effect that it can be performed.
[0064]
According to the second aspect of the present invention, an analog DC voltage indicating the relative rotational positions of the first and second shafts can be obtained using a single sensor coil. A temperature compensation coil connected in series with the coil, and an output voltage of the sensor coil that changes based on a change in impedance of the sensor coil is extracted from a connection point between the sensor coil and the temperature compensation coil; Therefore, the temperature drift of the coil can be appropriately canceled out, and the output voltage that has been compensated for the temperature drift can be taken out, thereby improving the detection accuracy. Further, by generating a predetermined reference voltage composed of an AC signal, calculating an output signal of the sensor coil and the reference voltage, and generating an AC output signal having an amplitude coefficient corresponding to the relative rotational position. Thus, the amplitude characteristic of the output signal of the sensor coil can be set to a desired characteristic, and control can be easily performed so as to obtain an analog DC voltage having the desired characteristic.
[0065]
According to the third aspect of the present invention, the first and second magnetic response members arranged on the first and second shafts respectively form a plurality of slit portions at predetermined intervals in the rotation direction. Since the magnetic coupling to the coil portion changes depending on the overlapping state of the slit portions of the magnetic response members according to the relative rotational position, the first member is formed. In addition, the structure of the second magnetic response member becomes a flat and compact structure as a whole, and can be much simplified, downsized, and made compact as compared with a structure in which large uneven teeth are provided.
[0066]
Furthermore, by using only one coil (ie, a sensor coil) that is excited by one-phase alternating current, and calculating the output voltage and the reference voltage, an output alternating current signal showing the amplitude function characteristics of a plurality of phases is obtained. Since it can be configured to be generated according to the relative position as the detection target, in such a configuration, since the secondary coil is unnecessary, the relative rotational position detection of a small and simple structure is possible. An apparatus can be provided. In addition, if necessary, the relative rotational position can be detected with higher accuracy by employing the phase detection method.
[Brief description of the drawings]
FIGS. 1A and 1B show a structural example of a relative rotational position detection device according to an embodiment of the present invention, where FIG. 1A is an exploded perspective view and FIG. 1B is an example of the overall shape of a first magnetic response member. The front view to show, (C) is a front view which shows an example of the whole shape of a 2nd magnetic response member.
2A is a schematic cross-sectional view in the axial direction of the detection device shown in FIG. 1, and FIG. 2B is an electric circuit diagram related to a coil portion of the detection device.
FIG. 3 is a diagram showing some typical examples of the relative rotational positional relationship between the first and second magnetic response members in the embodiment.
FIG. 4 is an explanatory diagram of a detection operation of the detection apparatus shown in FIG.
5 is a schematic diagram showing an example of an impedance adjustment method for a reference voltage generating coil in the detection apparatus shown in FIG. 1;
FIG. 6 is a schematic exploded perspective view showing an embodiment of a relative rotational position detection device according to the present invention having an Oldham mechanism.
7 is a schematic axial sectional view of the detection apparatus shown in FIG. 6;
FIG. 8 is a schematic exploded perspective view showing another embodiment of the relative rotational position detection device according to the present invention having an Oldham mechanism.
9 is a schematic axial sectional view of the detection device shown in FIG.
10 is a diagram for explaining a detection operation of the detection apparatus shown in FIG. 8. FIG.
FIG. 11 is a circuit diagram showing an embodiment of a relative rotational position detection device according to the present invention configured to generate an analog DC voltage corresponding to the relative rotational position.
FIG. 12 is a circuit diagram showing an embodiment of a relative rotational position detection device according to the present invention having both voltage detection and phase detection functions.
[Explanation of symbols]
1 Torsion bar
2 Input shaft (first axis)
3 Output shaft (second shaft)
10 Coil part
L1 sensor coil
L2 Temperature compensation coil
11, 12, 13, 14 Magnetic response member
11a, 12a slit part
13a, 14a Convex part
13b, 14b recess
30 AC source
31A, 31B Analog arithmetic circuit
32 Phase detection circuit
La1, La2, Lb1, Lb2 Coils for generating reference voltage
S1, S2 ring
F1, F2 flange
SR Shield Ring
M Auxiliary magnetic response member
40 Voltage detection circuit
41, 42 Rectifier circuit

Claims

トーションバーで連結されて相対的に回転可能な第１及び第２の軸の相対的回転位置を検出する相対的回転位置検出装置であって、
交流信号で励磁される少なくとも１つのコイルを配置してなるコイル部と、
前記第１及び第２の軸に配置された第１及び第２の磁気応答部材であって、前記コイル部に対して磁気的に結合し、前記相対的回転位置に応じて該第１及び第２の磁気応答部材の相対的位置が変化し、これに応じた出力を前記コイル部から生じるものと、
前記第１及び第２の軸の少なくとも一方と、これに対応して配置される前記第１及び第２の磁気応答部材の少なくとも一方との間に設けられ、回転方向以外の軸の不要な動きを吸収するオルダム機構と、
交流信号からなる所定の基準電圧を発生する回路と、
前記コイル部の出力信号と前記基準電圧とを演算し、所定の周期的振幅関数を振幅係数として持つ交流出力信号を少なくとも２つ生成する演算回路であって、前記各交流出力信号の前記周期的振幅関数はその周期特性においてサイン及びコサイン関数に相当する所定位相だけ異なっているものと
を具えた相対的回転位置検出装置。A relative rotational position detecting device that detects relative rotational positions of first and second shafts that are connected by a torsion bar and are relatively rotatable,
A coil portion formed by arranging at least one coil excited by an AC signal;
First and second magnetic response members disposed on the first and second shafts, wherein the first and second magnetic response members are magnetically coupled to the coil portion, and the first and second magnetic response members are arranged according to the relative rotational position. The relative position of the magnetic response member of 2 changes, and the output corresponding to this changes from the coil part,
Unnecessary movement of the shaft other than the rotation direction provided between at least one of the first and second shafts and at least one of the first and second magnetic response members arranged correspondingly. and Oldham mechanism to absorb,
A circuit for generating a predetermined reference voltage composed of an AC signal;
An arithmetic circuit that calculates an output signal of the coil section and the reference voltage, and generates at least two AC output signals having a predetermined periodic amplitude function as an amplitude coefficient, wherein the periodic output of each AC output signal A relative rotational position detecting device having an amplitude function that differs in a periodic characteristic by a predetermined phase corresponding to a sine and cosine function .

トーションバーで連結されて相対的に回転可能な第１及び第２の軸の相対的回転位置を検出する相対的回転位置検出装置であって、
交流信号で励磁される少なくとも１つのセンサ用コイルを配置してなるコイル部と、
前記第１及び第２の軸に配置された第１及び第２の磁気応答部材であって、前記コイル部に対して磁気的に結合し、前記相対的回転位置に応じて該第１及び第２の磁気応答部材の相対的位置が変化し、これに応じて前記センサ用コイルのインピーダンスが変化し、該インピーダンス変化に対応した出力を前記コイル部から生じさせるものと、
前記第１及び第２の軸の少なくとも一方と、これに対応して配置される前記第１及び第２の磁気応答部材の少なくとも一方との間に設けられ、回転方向以外の軸の不要な動きを吸収するオルダム機構と、
前記センサ用コイルに直列接続された温度補償用コイルと、
前記センサ用コイルと前記温度補償用コイルとの接続点より、前記センサ用コイルのインピーダンス変化に基づき変化する該センサ用コイルの出力信号を取り出す回路と
を具備する相対的回転位置検出装置。 A relative rotational position detecting device that detects relative rotational positions of first and second shafts that are connected by a torsion bar and are relatively rotatable,
A coil portion ing arranged at least one of the coil sensor is energized by an AC signal,
First and second magnetic response members disposed on the first and second shafts, wherein the first and second magnetic response members are magnetically coupled to the coil portion, and the first and second magnetic response members are arranged according to the relative rotational position. The relative position of the two magnetic response members changes, the impedance of the sensor coil changes in response to this, and an output corresponding to the impedance change is generated from the coil portion;
Unnecessary movement of the shaft other than the rotation direction provided between at least one of the first and second shafts and at least one of the first and second magnetic response members arranged correspondingly. Oldham mechanism that absorbs
A temperature compensating coil connected in series to the sensor coil;
A relative rotational position detection device comprising: a circuit that extracts an output signal of the sensor coil that changes based on a change in impedance of the sensor coil from a connection point between the sensor coil and the temperature compensation coil.

出力信号を整流して前記相対的位置に対応するレベルを持つ直流電圧を生成する回路をさらに具備する請求項２に記載の相対的回転位置検出装置。The relative rotational position detection device according to claim 2 , further comprising a circuit that rectifies an output signal to generate a DC voltage having a level corresponding to the relative position.

トーションバーで連結されて相対的に回転可能な第１及び第２の軸の相対的回転位置を検出する相対的回転位置検出装置であって、
交流信号で励磁される少なくとも１つのコイルを配置してなるコイル部と、
前記第１及び第２の軸に配置された第１及び第２の磁気応答部材であって、前記コイル部に対して磁気的に結合し、前記相対的回転位置に応じて該第１及び第２の磁気応答部材の相対的位置が変化し、これに応じた出力を前記コイル部から生じるものと、
前記第１及び第２の軸の少なくとも一方と、これに対応して配置される前記第１及び第２の磁気応答部材の少なくとも一方との間に設けられ、回転方向以外の軸の不要な動きを吸収するオルダム機構と
を具備し、前記コイル部は１次コイルと少なくとも２つの２次コイルを含み、前記２次コイルから、所定の周期的振幅関数を振幅係数として持つ交流出力信号を少なくとも２つ生成され、前記各交流出力信号の前記周期的振幅関数はその周期特性においてサイン及びコサイン関数に相当する所定位相だけ異なっていることを特徴とする相対的回転位置検出装置。 A relative rotational position detecting device that detects relative rotational positions of first and second shafts that are connected by a torsion bar and are relatively rotatable,
A coil portion formed by arranging at least one coil excited by an AC signal;
First and second magnetic response members disposed on the first and second shafts, wherein the first and second magnetic response members are magnetically coupled to the coil portion, and the first and second magnetic response members are arranged according to the relative rotational position. The relative position of the two magnetic response members changes, and an output corresponding to this changes from the coil section;
Unnecessary movement of the shaft other than the rotation direction provided between at least one of the first and second shafts and at least one of the first and second magnetic response members arranged correspondingly. Oldham mechanism to absorb
Comprising a said coil portion includes at least two secondary coils and the primary coil, wherein the secondary coil, at least two generating an AC output signal having a predetermined periodic amplitude function as an amplitude coefficient, each the relative rotational position detecting device, characterized in that said periodic amplitude function of the AC output signal is different by a predetermined phase corresponding to the sine and cosine functions in the cycle characteristics.

前記トーションバーは自動車のステアリングホイールの回転軸に設けられるものであり、該トーションバーに負荷される捩れトルクを検出する請求項１乃至４のいずれかに記載の相対的回転位置検出装置。The torsion bar is intended to be provided on the rotating shaft of a motor vehicle steering wheel, the relative rotational position detection apparatus according to any one of claims 1 to 4 for detecting a torsional torque loaded on the torsion bar.

相対的に回転可能な第１及び第２の軸の相対的回転位置を検出する相対的回転位置検出装置であって、
交流信号で励磁される１つのセンサ用コイルを配置してなるコイル部と、
前記第１及び第２の軸に配置された第１及び第２の磁気応答部材であって、前記コイル部に対して磁気的に結合し、前記相対的回転位置に応じて該第１及び第２の磁気応答部材の相対的位置が変化し、これに応じた出力を前記センサ用コイルから生じるものと、
前記センサ用コイルに直列接続された温度補償用コイルと、
前記センサ用コイルと前記温度補償用コイルとの接続点より、前記センサ用コイルのインピーダンス変化に基づき変化する該センサ用コイルの出力信号を取り出す回路と、
前記出力信号を整流して前記相対的回転位置に対応するレベルの直流電圧を得る整流回路と、
交流信号からなる所定の交流基準電圧を発生する回路と、
前記センサ用コイルの出力信号と前記交流基準電圧とを演算し、前記相対的回転位置に対応する振幅係数を持つ交流出力信号を生成する演算回路であって、前記相対的回転位置に関する所定の第１の関数を振幅係数として持つ第１の交流出力信号と、前記第１の関数とは逆特性の第２の関数を振幅係数として持つ第２の交流出力信号とを生成するものと
を具え、該演算回路の前記第１及び第２の交流出力信号を前記整流回路に入力することで、前記相対的回転位置に対応するレベルの直流電圧をそれぞれ得るようにしたことを特徴とする相対的回転位置検出装置。A relative rotational position detecting device for detecting a relative rotational position of relatively rotatable first and second shafts,
A coil portion formed by arranging one sensor coil excited by an AC signal;
First and second magnetic response members disposed on the first and second shafts, wherein the first and second magnetic response members are magnetically coupled to the coil portion, and the first and second magnetic response members are arranged according to the relative rotational position. The relative position of the two magnetic response members changes, and an output corresponding to this is generated from the sensor coil;
A temperature compensating coil connected in series to the sensor coil;
A circuit for extracting an output signal of the sensor coil that changes based on a change in impedance of the sensor coil from a connection point between the sensor coil and the temperature compensation coil;
A rectifying circuit that rectifies the output signal to obtain a DC voltage of a level corresponding to the relative rotational position;
A circuit for generating a predetermined AC reference voltage composed of an AC signal;
An arithmetic circuit for calculating an output signal of the sensor coil and the AC reference voltage and generating an AC output signal having an amplitude coefficient corresponding to the relative rotational position, wherein a predetermined first value relating to the relative rotational position is obtained. Generating a first AC output signal having a function of 1 as an amplitude coefficient, and a second AC output signal having a second function having an inverse characteristic to the first function as an amplitude coefficient, Relative rotation, wherein the first and second AC output signals of the arithmetic circuit are input to the rectifier circuit to obtain a DC voltage of a level corresponding to the relative rotation position. Position detection device.

前記交流基準電圧を発生する回路は、第１及び第２の交流基準電圧を発生し、
前記演算回路は、前記コイル部の出力電圧と前記第１及び第２の交流基準電圧とを用いて所定の第１の演算及び第２の演算をそれぞれ行うことで、第１の振幅関数を振幅係数として持つ第１の交流出力信号と、第２の振幅関数を振幅係数として持つ第２の交流出力信号とをそれぞれ生成するものであり、
前記第１及び第２の交流基準電圧は、前記第１及び第２の交流出力信号における前記第１及び第２の振幅関数の周期特性における特定の位相区間を定めるものであり、この第１及び第２の交流基準電圧を可変することで、該特定の位相区間と前記相対的位置の変化範囲との対応関係を可変できることを特徴とする請求項６に記載の相対的回転位置検出装置。The circuit for generating the AC reference voltage generates first and second AC reference voltages,
The arithmetic circuit performs a predetermined first calculation and a second calculation using the output voltage of the coil unit and the first and second AC reference voltages, respectively, and thereby converts the first amplitude function into an amplitude. A first AC output signal having a coefficient and a second AC output signal having a second amplitude function as an amplitude coefficient, respectively,
The first and second AC reference voltages define a specific phase interval in the periodic characteristics of the first and second amplitude functions in the first and second AC output signals. The relative rotational position detection device according to claim 6 , wherein the correspondence relationship between the specific phase section and the relative position change range can be varied by varying the second AC reference voltage.

前記第１及び第２の磁気応答部材は、回転方向に所定間隔で複数のスリット部を形成してなる平板形状の部材からなり、前記相対的回転位置に応じた各磁気応答部材同士のスリット部の重なり具合によって前記コイル部に対する磁気的結合が変化するようにした請求項１乃至７のいずれかに記載の相対的回転位置検出装置。The first and second magnetic response members are formed of a plate-shaped member formed with a plurality of slit portions at predetermined intervals in the rotation direction, and the slit portions of the magnetic response members according to the relative rotation positions. the relative rotational position detection apparatus according to any one of claims 1 to 7 as magnetic coupling is changed by overlapping state with respect to the coil portion of the.

相対的に回転可能な第１及び第２の軸の相対的回転位置を検出する相対的回転位置検出装置であって、
交流信号で励磁される少なくとも１つのコイルを配置してなるコイル部と、
前記第１及び第２の軸に配置された第１及び第２の磁気応答部材であって、前記コイル部に対して磁気的に結合し、前記相対的回転位置に応じて該第１及び第２の磁気応答部材の相対的位置が変化し、これに応じた出力を前記コイル部から生じるものであり、各磁気応答部材は、回転方向に所定間隔で複数のスリット部を形成してなる平板形状の部材からなり、前記相対的回転位置に応じた各磁気応答部材同士のスリット部の重なり具合によって前記コイル部に対する磁気的結合が変化するものと、
交流信号からなる第１及び第２の基準電圧を発生する回路と、
前記コイル部の出力電圧と前記第１及び第２の基準電圧とを用いて所定の第１の演算及び第２の演算をそれぞれ行うことで、第１の振幅関数を振幅係数として持つ第１の交流出力信号と、第２の振幅関数を振幅係数として持つ第２の交流出力信号とをそれぞれ生成する演算回路であって、前記第１及び第２の振幅関数はその周期特性においてサイン及びコサイン関数に相当する所定位相だけ異なっているものと
を具え、前記第１及び第２の基準電圧は、前記第１及び第２の交流出力信号における前記第１及び第２の振幅関数の周期特性における特定の位相区間を定めるものであり、この第１及び第２の基準電圧を可変することで、該特定の位相区間と前記相対的位置の変化範囲との対応関係を可変できることを特徴とする相対的回転位置検出装置。A relative rotational position detecting device for detecting a relative rotational position of relatively rotatable first and second shafts,
A coil portion formed by arranging at least one coil excited by an AC signal;
First and second magnetic response members disposed on the first and second shafts, wherein the first and second magnetic response members are magnetically coupled to the coil portion, and the first and second magnetic response members are arranged according to the relative rotational position. The relative position of the two magnetic response members changes, and an output corresponding to the change is generated from the coil portion. Each magnetic response member is a flat plate formed with a plurality of slit portions at predetermined intervals in the rotation direction. The magnetic coupling to the coil portion changes due to the overlapping state of the slit portions of the magnetic response members according to the relative rotational position, which is made of a shape member,
A circuit for generating first and second reference voltages comprising alternating signals;
By performing a predetermined first calculation and a second calculation using the output voltage of the coil section and the first and second reference voltages, respectively, a first amplitude function having a first amplitude function as an amplitude coefficient An arithmetic circuit for generating an AC output signal and a second AC output signal having a second amplitude function as an amplitude coefficient, respectively, wherein the first and second amplitude functions are sine and cosine functions in their periodic characteristics. The first and second reference voltages are specified in periodic characteristics of the first and second amplitude functions in the first and second AC output signals. And the correspondence relationship between the specific phase interval and the change range of the relative position can be changed by changing the first and second reference voltages. Rotation position detection Location.

前記コイル部は、交流信号で励磁される１つのセンサ用コイルを配置してなり、前記相対的回転位置に応じて該第１及び第２の磁気応答部材の相対的位置が変化し、これに応じて前記センサ用コイルのインピーダンスが変化し、
前記センサ用コイルに直列接続された温度補償用コイルと、
前記センサ用コイルと前記温度補償用コイルとの接続点より、前記センサ用コイルのインピーダンス変化に基づき変化する該センサ用コイルの出力信号を取り出す回路と
をさらに具備する請求項９に記載の相対的回転位置検出装置。The coil part is formed by arranging one sensor coil excited by an AC signal, and the relative positions of the first and second magnetic response members change according to the relative rotational position. In response, the impedance of the sensor coil changes,
A temperature compensating coil connected in series to the sensor coil;
10. The relative circuit according to claim 9 , further comprising a circuit that extracts an output signal of the sensor coil that changes based on a change in impedance of the sensor coil from a connection point between the sensor coil and the temperature compensation coil. Rotation position detection device.

前記基準電圧を発生する回路は、交流信号が印加されるように直列接続された２つのコイルを含む第１の回路と、交流信号が印加されるように直列接続された２つのコイルを含む第２の回路とを含み、該第１の回路のコイルの接続点より前記第１の基準電圧を取り出し、該第２の回路のコイルの接続点より前記第２の基準電圧を取り出すようにした請求項９又は１０に記載の相対的回転位置検出装置。The circuit for generating the reference voltage includes a first circuit including two coils connected in series so that an AC signal is applied, and a first circuit including two coils connected in series so that an AC signal is applied. The first reference voltage is extracted from the connection point of the coil of the first circuit, and the second reference voltage is extracted from the connection point of the coil of the second circuit. Item 11. The relative rotational position detection device according to Item 9 or 10 .

前記直列接続された２つのコイルは磁性体コアを有し、該２つのコイルのそれぞれに対する磁性体コアの配置を調整することで、コイルのインピーダンスを調整し、もって該２つのコイルの接続点より取り出される基準電圧のレベルを調整できるようにした請求項１１に記載の相対的回転位置検出装置。The two coils connected in series have a magnetic core, and the impedance of the coil is adjusted by adjusting the arrangement of the magnetic core with respect to each of the two coils. The relative rotational position detection device according to claim 11 , wherein the level of a reference voltage to be taken out can be adjusted.