JP4640783B2 - Series resonant converter - Google Patents
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Description
本発明は、直流電源を入力とし、一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に半導体スイッチ素子を備えたブリッジ回路を設けてある直列共振型コンバータに関する。 The present invention relates to a series resonance type converter in which a DC power source is used as an input, a primary circuit and a secondary circuit are insulated by a transformer, and a bridge circuit including a semiconductor switch element is provided on the primary side.
従来の直列共振コンバータを図6に示す。図6に示す直列共振コンバータは、直流電源Vinを入力とし、一次・二次間をトランスTで絶縁し、一次側に半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4を備えたフルブリッジ型のブリッジ回路1Aを備え、二次側に整流ダイオードD5,D6,D7,D8を備えた整流回路11を備えてある。ブリッジ回路1Aはスイッチ素子Q1,Q2とで構成する基準インバータ5とスイッチ素子Q3,Q4とで構成する制御インバータ6とを有する。
A conventional series resonant converter is shown in FIG. The series resonant converter shown in FIG. 6 has a DC power supply Vin as an input, a primary bridge and a secondary secondary are insulated by a transformer T, and a full bridge type bridge circuit including semiconductor switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4 on the primary side. 1A and a
トランスTの一次巻線の一端にインダクタLrとコンデンサCrとの直列回路を備えた第一の共振回路2を接続してある。また、周波数を上げる方法(以下「周波数制御」という。)や位相シフトにより半導体スイッチQ1,Q2,Q3,Q4のオン、オフを制御する方法(以下「位相シフト制御」という。)による制御回路(図示しない)を備えてある(位相シフトについては、例えば特許文献1を参照)。
従来の直列共振型コンバータは、周波数制御が一般的であった。周波数制御は、軽負荷になるとスイッチング周波数が高く成る為、スイッチング素子の動作スピードにより動作周波数の上限が決り、制御しきれない言う問題が発生したり、また、位相シフト制御似よっても制御は可能だが、スイッチング素子の零電圧スイッチングし難く、効率低下を招くと言う問題点に加え、ソフトスイッチング範囲にも問題点があった。 Conventional series resonance type converters generally use frequency control. In frequency control, the switching frequency becomes higher at light loads, so the upper limit of the operating frequency is determined by the operating speed of the switching element, and there is a problem that it cannot be controlled, and control is possible even if it is similar to phase shift control However, there is a problem in the soft switching range in addition to the problem that the switching element is difficult to switch to zero voltage and the efficiency is lowered.
本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、軽負荷時においても出力を制御できる新規の直列共振型コンバータを提供する。 The present invention has been made in view of the above problems, and provides a novel series resonance type converter capable of controlling the output even at a light load.
上記課題を解決するため、本発明に係る直列共振型コンバータは、直流電源を入力とし、一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に半導体スイッチ素子を備えたブリッジ回路を設けてある直列共振型コンバータにおいて、前記トランスの一次巻線の一端にインダクタとコンデンサとの直列回路を備えた第一の共振回路と、前記トランスの一次巻線と並列に第二のインダクタと第二のコンデンサとの直列回路からなる第二の共振回路とを備え、前記第二の共振回路から発生する第二の共振周波数が前記第一の共振回路から発生する第一の共振周波数より高くなるように、前記第二のインダクタ及び第二のコンデンサを定数設定し、前記半導体スイッチ素子がスイッチングするスイッチング周波数が前記第一の共振周波数と第二の共振周波数との間に来るように制御してあることを特徴とする。 In order to solve the above-described problems, a series resonance converter according to the present invention is a series circuit in which a DC power supply is input, a primary and a secondary are insulated by a transformer, and a bridge circuit including a semiconductor switch element is provided on the primary side. In the resonant converter, a first resonant circuit including a series circuit of an inductor and a capacitor at one end of the primary winding of the transformer, a second inductor and a second capacitor in parallel with the primary winding of the transformer, A second resonance circuit composed of a series circuit of the second resonance circuit, wherein the second resonance frequency generated from the second resonance circuit is higher than the first resonance frequency generated from the first resonance circuit. A constant is set for the second inductor and the second capacitor, and the switching frequency at which the semiconductor switch element switches is the first resonance frequency and the second resonance frequency. Characterized in that are controlled to come between.
また、直流電源を入力とし、一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に半導体スイッチ素子を備えたブリッジ回路を設けてある直列共振型コンバータにおいて、前記トランスの一次巻線の一端にインダクタとコンデンサとの直列回路を備えた第一の共振回路と、前記トランスの二次巻線と並列に第二のインダクタと第二のコンデンサとの直列回路からなる第二の共振回路とを備え、前記第二の共振回路から発生する第二の共振周波数が前記第一の共振回路から発生する第一の共振周波数より高くなるように、前記第二のインダクタ及び第二のコンデンサを定数設定し、前記半導体スイッチ素子がスイッチングするスイッチング周波数が前記第一の共振周波数と第二の共振周波数との間に来るように制御してあることを特徴とする。 Further, in a series resonance type converter in which a DC power source is input, a primary and a secondary are insulated by a transformer, and a bridge circuit having a semiconductor switch element on the primary side is provided, an inductor is provided at one end of the primary winding of the transformer. A first resonance circuit including a series circuit of a capacitor and a capacitor, and a second resonance circuit including a series circuit of a second inductor and a second capacitor in parallel with the secondary winding of the transformer, The second inductor and the second capacitor are set to be constant so that the second resonance frequency generated from the second resonance circuit is higher than the first resonance frequency generated from the first resonance circuit, Control is performed so that a switching frequency at which the semiconductor switch element switches is between the first resonance frequency and the second resonance frequency.
また、直流電源を入力とし、一次・二次間をトランスで絶縁し、一次側に半導体スイッチ素子を備えたブリッジ回路を設けてある直列共振型コンバータにおいて、前記トランスの一次巻線の一端にインダクタとコンデンサとの直列回路を備えた第一の共振回路と、前記トランスの一次巻線と磁気的に結合された補助巻線を備え、この補助巻線と並列に第二のインダクタと第二のコンデンサとの直列回路からなる第二の共振回路とを備え、前記第二の共振回路から発生する第二の共振周波数が前記第一の共振回路から発生する第一の共振周波数より高くなるように、前記第二のインダクタ及び第二のコンデンサを定数設定し、前記半導体スイッチ素子がスイッチングするスイッチング周波数が前記第一の共振周波数と第二の共振周波数との間に来るように制御してあることを特徴とする。 Further, in a series resonance type converter in which a DC power source is input, a primary and a secondary are insulated by a transformer, and a bridge circuit having a semiconductor switch element on the primary side is provided, an inductor is provided at one end of the primary winding of the transformer. And a first resonance circuit including a series circuit of a capacitor and an auxiliary winding magnetically coupled to the primary winding of the transformer, and a second inductor and a second in parallel with the auxiliary winding. A second resonance circuit comprising a series circuit with a capacitor, so that a second resonance frequency generated from the second resonance circuit is higher than a first resonance frequency generated from the first resonance circuit. A constant is set for the second inductor and the second capacitor, and a switching frequency at which the semiconductor switch element switches is between the first resonance frequency and the second resonance frequency. Characterized in that are controlled to so that.
本発明によれば、トランスの一次巻線と並列に第二のインダクタと第二のコンデンサとの直列回路からなる第二の共振回路を備え、この第二の共振回路から発生する第二の共振周波数が第一の共振回路から発生する第一の共振周波数より高くなるように定数設定したことにより、最大負荷時に出力を制御できるとともに、軽負荷時においても、直列共振を起こすことにより、トランスの両端が短絡される方向に近づくため、二次側にエネルギーが伝達されにくくなり、その結果、軽負荷時に出力を制御できる効果がある。 According to the present invention, a second resonance circuit comprising a series circuit of a second inductor and a second capacitor is provided in parallel with the primary winding of the transformer, and the second resonance generated from the second resonance circuit. By setting the constant so that the frequency is higher than the first resonance frequency generated from the first resonance circuit, the output can be controlled at the maximum load, and even when the load is light, series resonance occurs, Since both ends approach the direction in which they are short-circuited, energy is hardly transmitted to the secondary side, and as a result, there is an effect that the output can be controlled at a light load.
発明を実施するための最良の形態の回路図を図1に示す。図1図示の直列共振型コンバータは、直流電源Vinを入力とし、一次・二次間をトランスTで絶縁し、一次側に半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4を備えたフルブリッジ型のブリッジ回路1Aを備え、二次側に整流ダイオードD5,D6,D7,D8を備えた整流回路11を備えてある。ブリッジ回路1Aはスイッチ素子Q1,Q2とで構成する基準インバータ5とスイッチ素子Q3,Q4とで構成する制御インバータ6とを有する。トランスTの一次巻線の一端にインダクタLrとコンデンサCrとの直列回路を備えた第一の共振回路2を接続してある。
A circuit diagram of the best mode for carrying out the invention is shown in FIG. The series resonance type converter shown in FIG. 1 is a full bridge type bridge having DC power supply Vin as an input, primary and secondary are insulated by a transformer T, and semiconductor switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are provided on the primary side. A
本発明に係る直列共振型コンバータは、トランスTの一次巻線と並列に第二のインダクタLr1と第二のコンデンサCr1との直列回路からなる第二の共振回路3とを備えてあることに特徴を有する。また、第二の共振回路3から発生する第二の共振周波数fr2が前記第一の共振回路から発生する第一の共振周波数fr1より高くなるように、第二のインダクタLr1及び第二のコンデンサCr1を定数設定してある。また、半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4がスイッチングするスイッチング周波数fsは、第一の共振周波数fr1と第二の共振周波数fr2との間に来るように制御する。なお、スイッチング周波数fsの制御手段については、例えば、従来から公知であるコンバータの出力部と半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4のゲート端子との間に制御回路(図示しない)を設ける手段などがあるが、本発明においては、制御手段は限定しない。 The series resonance type converter according to the present invention includes a second resonance circuit 3 formed of a series circuit of a second inductor Lr1 and a second capacitor Cr1 in parallel with the primary winding of the transformer T. Have Further, the second inductor Lr1 and the second capacitor Cr1 are set so that the second resonance frequency fr2 generated from the second resonance circuit 3 is higher than the first resonance frequency fr1 generated from the first resonance circuit. Is set as a constant. Further, the switching frequency fs at which the semiconductor switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are switched is controlled to be between the first resonance frequency fr1 and the second resonance frequency fr2. As for the control means for the switching frequency fs, for example, means for providing a control circuit (not shown) between the conventionally known converter output section and the gate terminals of the semiconductor switch elements Q1, Q2, Q3, Q4, etc. However, the control means is not limited in the present invention.
以上のように構成してある直列共振型コンバータは、以下のように作用する。先ず、最大負荷時、即ち定格出力時における動作について説明する。この場合においては、第一の共振回路2の共振周波数fr1がスイッチング周波数fsとなるため、第二の共振回路3の影響はほとんど受けない状態となる。よって、従来の直列共振型コンバータと同様の動作になる。 The series resonance type converter configured as described above operates as follows. First, the operation at the maximum load, that is, at the rated output will be described. In this case, since the resonance frequency fr1 of the first resonance circuit 2 becomes the switching frequency fs, the second resonance circuit 3 is hardly affected. Therefore, the operation is the same as that of a conventional series resonance type converter.
図1を用いて詳細に説明すると、先ず、半導体スイッチQ2,Q3がオンしている状態から半導体スイッチQ2,Q3のゲート信号がオフすると、第一のインダクタLrに逆起電力が発生するため、半導体スイッチQ2,Q3の内部コンデンサC2,C3は入力電源Vinまで充電され、半導体スイッチQ2,Q3は、ゼロ電圧スイッチング動作を行なう。第一のインダクタLrに蓄積されたエネルギーは、入力電源Vinに回生されながらトランスTを介して二次側にも電流が流れて、負荷側にもエネルギーを供給する。その後、半導体スイッチQ1,Q4の内部ダイオードD1,D4に電流が流れている状態で半導体スイッチQ1,Q4のゲート信号がオンするためゼロ電流スイッチング動作を行う。その後、第一の共振回路2で共振作用が起こり、第一の共振回路2には正弦波状の電流が流れ、負荷にエネルギーを供給する。 Describing in detail with reference to FIG. 1, first, when the gate signals of the semiconductor switches Q2 and Q3 are turned off from the state where the semiconductor switches Q2 and Q3 are turned on, a back electromotive force is generated in the first inductor Lr. The internal capacitors C2 and C3 of the semiconductor switches Q2 and Q3 are charged up to the input power source Vin, and the semiconductor switches Q2 and Q3 perform a zero voltage switching operation. The energy stored in the first inductor Lr flows to the secondary side via the transformer T while being regenerated to the input power source Vin, and supplies energy to the load side. Thereafter, a zero current switching operation is performed because the gate signals of the semiconductor switches Q1 and Q4 are turned on in a state where current flows through the internal diodes D1 and D4 of the semiconductor switches Q1 and Q4. Thereafter, a resonance action occurs in the first resonance circuit 2, and a sinusoidal current flows in the first resonance circuit 2 to supply energy to the load.
その後、半導体スイッチ素子Q1,Q4はターンオフし、第一のインダクタLrに蓄積されたエネルギー(共振電流)で半導体スイッチ素子Q1,Q4の内部コンデンサC1,C4の電荷を十分充電し、半導体スイッチ素子Q2,Q3の内部コンデンサC2,C3の電荷を0Vまで放電する。内部コンデンサC1,C2,C3,C4への充放電が完了すると第一のインダクタLrに蓄積されているエネルギーは半導体スイッチ素子Q2,Q3の内部ダイオードD2,D3を通って電源へ回生される。その後、半導体スイッチ素子Q2,Q3のゲート信号がオンになり、半導体スイッチ素子Q1,Q4のゲート信号がオンになった時と同様の動作をする。 Thereafter, the semiconductor switch elements Q1 and Q4 are turned off, and the charges of the internal capacitors C1 and C4 of the semiconductor switch elements Q1 and Q4 are sufficiently charged with the energy (resonant current) accumulated in the first inductor Lr, so that the semiconductor switch element Q2 , Q3, the internal capacitors C2 and C3 are discharged to 0V. When the charging / discharging of the internal capacitors C1, C2, C3, and C4 is completed, the energy accumulated in the first inductor Lr is regenerated to the power source through the internal diodes D2 and D3 of the semiconductor switch elements Q2 and Q3. Thereafter, the gate signals of the semiconductor switch elements Q2 and Q3 are turned on, and the same operation as when the gate signals of the semiconductor switch elements Q1 and Q4 are turned on is performed.
続いて、軽負荷時における動作について説明する。この場合においては、スイッチング周波数fsが第二の共振周波数fr2に近づき、第二の共振回路3が直列共振を起こす。そのため、トランスTの両端が短絡される方向に近づき、二次側にエネルギーが伝達されにくくなり、負荷には電圧が発生しなくなり、負荷に流れる電流が減少する。 Subsequently, an operation at a light load will be described. In this case, the switching frequency fs approaches the second resonance frequency fr2, and the second resonance circuit 3 causes series resonance. For this reason, both ends of the transformer T approach the direction in which the two ends are short-circuited, energy is not easily transmitted to the secondary side, voltage is not generated in the load, and current flowing through the load is reduced.
詳細に説明すると、第一の共振周波数fr1より高い周波数で半導体スイッチQ1,Q2,Q3,Q4がオン・オフすることにより第一の共振回路には正弦波状電流が流れ、トランスTの両端にはスイッチング周波数に同期した矩形波電圧が発生する。この矩形波電圧が第二の共振回路3の共振周波数fr2に近ずくと、第二の共振回路3で直列共振が起こり、第二の共振回路3に電流が流れるようになり、トランスTの両端が短絡される方向に近づく。これにより、二次側にエネルギーが伝達されにくくなり、負荷の電圧が発生しなくなり、負荷に流れる電流が減少する。 More specifically, when the semiconductor switches Q1, Q2, Q3, and Q4 are turned on / off at a frequency higher than the first resonance frequency fr1, a sinusoidal current flows in the first resonance circuit, and both ends of the transformer T A rectangular wave voltage synchronized with the switching frequency is generated. When this rectangular wave voltage approaches the resonance frequency fr2 of the second resonance circuit 3, series resonance occurs in the second resonance circuit 3, current flows in the second resonance circuit 3, and both ends of the transformer T Approaches the direction of short circuit. As a result, energy is hardly transmitted to the secondary side, load voltage is not generated, and current flowing through the load is reduced.
以上の作用より、最大負荷時に出力を制御できるとともに、軽負荷時においても、直列共振を起こすことにより、トランスの両端が短絡される方向に近づくため、二次側にエネルギーが伝達されにくくなり、その結果、軽負荷時に出力を制御することができる。 With the above action, the output can be controlled at the maximum load, and even at light loads, by causing series resonance, the both ends of the transformer approach the direction in which they are short-circuited, making it difficult for energy to be transmitted to the secondary side. As a result, the output can be controlled at a light load.
発明を実施した第一実施例の回路図を図2に示す。図2に示す直列共振型コンバータは、一次側に半導体スイッチ素子Q1,Q2を備えたハーフブリッジ型のブリッジ回路1Bを備えてあることに特徴を有する。 A circuit diagram of the first embodiment of the invention is shown in FIG. The series resonant converter shown in FIG. 2 is characterized in that a half-bridge type bridge circuit 1B including semiconductor switch elements Q1 and Q2 is provided on the primary side.
本実施例の構成は前記実施形態に半導体スイッチ素子Q3,Q4を省いた形になるが、半導体スイッチ素子Q1と半導体スイッチ素子Q2とが同時にオンすることは有り得ないため、作用については、前記実施形態とほぼ同様になる。そのため、動作説明については省略する。よって、本実施例においても前記実施形態と同様に、最大負荷時に出力を制御できるとともに、軽負荷時においても、直列共振を起こすことにより、トランスの両端が短絡される方向に近づくため、二次側にエネルギーが伝達されにくくなり、その結果、軽負荷時に出力を制御することができる。 The configuration of this example is a form in which the semiconductor switch elements Q3 and Q4 are omitted from the above embodiment, but the semiconductor switch element Q1 and the semiconductor switch element Q2 cannot be turned on at the same time. It is almost the same as the form. Therefore, explanation of the operation is omitted. Therefore, in the present embodiment as well as in the above embodiment, the output can be controlled at the maximum load, and even at the light load, by causing a series resonance, both ends of the transformer approach the direction in which the both ends are short-circuited. As a result, the output can be controlled at light load.
発明を実施した第二実施例の回路図を図3に示す。図3に示す直列共振型コンバータは、直流電源Vinを入力とし、一次・二次間をトランスTで絶縁し、一次側に半導体スイッチ素子Q1,Q2を備えたブリッジ回路1Cを備え、トランスTの一次巻線にセンタータップを設け、このセンタータップの一端に直流電源Vinを接続してなるプッシュプル型のコンバータであることを特徴とする。インダクタLrとコンデンサCrとの直列回路を備えた第一の共振回路2を前記センタータップに設けてある。また、本実施例に係る直列共振型コンバータは、トランスTの一次巻線と並列に第二のインダクタLr1と第二のコンデンサCr1との直列回路からなる第二の共振回路3とを備えてある。 A circuit diagram of the second embodiment of the invention is shown in FIG. The series resonant converter shown in FIG. 3 has a DC power supply Vin as an input, a primary / secondary circuit is insulated by a transformer T, and a bridge circuit 1C having semiconductor switch elements Q1 and Q2 on the primary side is provided. It is a push-pull type converter in which a center tap is provided in the primary winding and a DC power source Vin is connected to one end of the center tap. A first resonance circuit 2 having a series circuit of an inductor Lr and a capacitor Cr is provided in the center tap. In addition, the series resonance type converter according to the present embodiment includes a second resonance circuit 3 formed of a series circuit of a second inductor Lr1 and a second capacitor Cr1 in parallel with the primary winding of the transformer T. .
本実施例に係る直列共振型コンバータは、プッシュプル型のコンバータであるが、作用については、図1に示したフルブリッジ型のコンバータとほぼ同様になる。そのため、動作説明については省略する。よって、本実施例においても前記実施例と同様に、最大負荷時に出力を制御できるとともに、軽負荷時においても、直列共振を起こすことにより、トランスの両端が短絡される方向に近づくため、二次側にエネルギーが伝達されにくくなり、その結果、軽負荷時に出力を制御することができる。 The series resonance type converter according to the present embodiment is a push-pull type converter, but the operation is almost the same as that of the full bridge type converter shown in FIG. Therefore, explanation of the operation is omitted. Therefore, in this embodiment as well as in the previous embodiment, the output can be controlled at the maximum load, and even at the light load, by causing series resonance, both ends of the transformer approach the direction in which the both ends are short-circuited. As a result, the output can be controlled at light load.
発明を実施した第三実施例の回路図を図4に示す。図4に示す直列共振型コンバータは、図1図示実施形態と同様に、一次側に半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4を備えたフルブリッジ型のブリッジ回路1Aを備えてあり、二次側に整流ダイオードD5,D6,D7,D8を備えた整流回路11を備えてある。また、トランスTの一次巻線の一端にインダクタLrとコンデンサCrとの直列回路を備えた第一の共振回路2を接続してある。
A circuit diagram of the third embodiment of the invention is shown in FIG. The series resonant converter shown in FIG. 4 includes a full-bridge
本実施例に係る直列共振型コンバータは、トランスTの二次巻線と並列に第二のインダクタLr1と第二のコンデンサCr1との直列回路からなる第二の共振回路13とを備えてあることに特徴を有する。また、前記実施例と同様に、第二の共振回路13から発生する第二の共振周波数fr2が前記第一の共振回路から発生する第一の共振周波数fr1より大きくなるように、第二のインダクタLr1及び第二のコンデンサCr1を定数設定してある。また、半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4がスイッチングするスイッチング周波数fsが第一の共振周波数fr1と第二の共振周波数fr2との間に来るように制御する。
The series resonance type converter according to the present embodiment includes a
以上のように構成してある直列共振型コンバータは、以下のように作用する。先ず、最大負荷時においては、第一の共振回路2の共振周波数fr1がスイッチング周波数fsとなるため、第二の共振回路13の影響はほとんど受けない状態となる。よって、前記実施例と同様の動作をする。
The series resonance type converter configured as described above operates as follows. First, at the maximum load, the resonance frequency fr1 of the first resonance circuit 2 becomes the switching frequency fs, so that the
続いて、軽負荷時における動作について説明する。この場合においては、スイッチング周波数fsが第二の共振周波数fr2に近づき、第一の共振回路2と第二の共振回路13との間で直列共振を起こす。本実施例においては、トランスTの一次巻線及び二次巻線には電流が流れるが、二次巻線に接続されている整流ダイオード11以降には電流はほとんど流れず、二次巻線と並列に接続してある第二の共振回路13に電流が流れるようになる。そのため、トランスTの二次巻線の両端が短絡される方向に近づき、出力側にエネルギーが伝達されにくくなり、負荷の電圧が発生しなくなり、負荷に流れる電流が減少する。なお、以上の点で図1図示実施形態とは動作が異なるが、図1図示実施形態と同様の結果になる。
Subsequently, an operation at a light load will be described. In this case, the switching frequency fs approaches the second resonance frequency fr2, and series resonance occurs between the first resonance circuit 2 and the
以上より、最大負荷時に出力を制御できるとともに、軽負荷時においても、直列共振を起こすことにより、トランスの両端が短絡される方向に近づくため、二次側にエネルギーが伝達されにくくなり、その結果、軽負荷時に出力を制御することができる。 From the above, it is possible to control the output at the maximum load, and even at light load, it causes series resonance to approach the direction where both ends of the transformer are short-circuited, making it difficult for energy to be transmitted to the secondary side. The output can be controlled at light load.
発明を実施した第四実施例の回路図を図5に示す。図5に示す直列共振型コンバータは、図1図示実施形態と同様に、一次側に半導体スイッチ素子Q1,Q2,Q3,Q4を備えたフルブリッジ型のブリッジ回路1Aを備えてあり、二次側に整流ダイオードD5,D6,D7,D8を備えた整流回路11を備えてある。また、トランスTの一次巻線の一端にインダクタLrとコンデンサCrとの直列回路を備えた第一の共振回路2を接続してある。
A circuit diagram of the fourth embodiment of the invention is shown in FIG. The series resonance type converter shown in FIG. 5 includes a full-bridge
本実施例に係る直列共振型コンバータは、トランスTの一次巻線と磁気的に結合された補助巻線を備え、この補助巻線と並列に第二のインダクタLr1と第二のコンデンサCr1との直列回路からなる第二の共振回路23とを備えてあることに特徴を有する。また、前記実施例と同様に、第二の共振回路23から発生する第二の共振周波数fr2が前記第一の共振回路から発生する第一の共振周波数fr1より大きくなるように、第二のインダクタLr1及び第二のコンデンサCr1を定数設定してある。
The series resonance type converter according to the present embodiment includes an auxiliary winding magnetically coupled to the primary winding of the transformer T. In parallel with the auxiliary winding, a second inductor Lr1 and a second capacitor Cr1 are provided. A
以上のように構成してある直列共振型コンバータは、以下のように作用する。先ず、最大負荷時においては、第一の共振回路2の共振周波数fr1がスイッチング周波数fsとなるため、第二の共振回路13の影響はほとんど受けない状態となる。よって、前記実施例と同様の動作をする。
The series resonance type converter configured as described above operates as follows. First, at the maximum load, the resonance frequency fr1 of the first resonance circuit 2 becomes the switching frequency fs, so that the
続いて、軽負荷時における動作について説明する。この場合においては、スイッチング周波数fsが第二の共振周波数fr2に近づき、第二の共振回路23が直列共振を起こす。この場合、図1図示実施形態と同様に第二の共振回路23に電流が流れ、トランスTの補助巻線の両端が短絡される方向に近づき、磁気的に結合されたトランスTの一次巻線が短絡されたのと同じ作用になり二次側にエネルギーが伝達されにくく、負荷の電圧が発生しなくなり、負荷に流れる電流が減少する。よって、前記実施形態と同様の動作をする。
Subsequently, an operation at a light load will be described. In this case, the switching frequency fs approaches the second resonance frequency fr2, and the
なお、本発明に係る直列共振型コンバータにおける全ての実施例において、二次側に整流ダイオードD5,D6,D7,D8を備えた整流回路11を備えてあるが、二次側の構成についてはこれに限定されず、例えば、二次側をセンタータップ方式にしてもよい。また、実施例3および実施例4はフルブリッジ型のコンバータを用いているが、ハーフブリッジ型のコンバータやプッシュプル型のコンバータにも応用することができる。
In all the embodiments of the series resonance converter according to the present invention, the
本発明によれば、トランスの一次巻線と並列に第二のインダクタと第二のコンデンサとの直列回路からなる第二の共振回路を備え、この第二の共振回路から発生する第二の共振周波数が第一の共振回路から発生する第一の共振周波数より大きくなるように定数設定したことにより、最大負荷時に出力を制御できるとともに、軽負荷時においても、直列共振を起こすことにより、トランスの両端が短絡される方向に近づくため、二次側にエネルギーが伝達されにくくなり、その結果、軽負荷時に出力を制御でき、産業上利用可能である。 According to the present invention, a second resonance circuit comprising a series circuit of a second inductor and a second capacitor is provided in parallel with the primary winding of the transformer, and the second resonance generated from the second resonance circuit. By setting the constant so that the frequency is higher than the first resonance frequency generated from the first resonance circuit, the output can be controlled at the maximum load, and even when the load is light, series resonance occurs, Since both ends approach the direction in which they are short-circuited, energy is not easily transmitted to the secondary side, and as a result, the output can be controlled at light loads and can be used industrially.
Vin 入力電源
RL 負荷
T トランス
Co 出力コンデンサ
Cr,Cr1 共振コンデンサ
C1,C2,C3,C4 コンデンサ
Lr,Lr1 共振インダクタ
D5,D6,D7,D8 整流ダイオード
Q1,Q2,Q3,Q4 半導体スイッチ素子
1A,1B,1C ブリッジ回路
2 第一の共振回路
3,13,23 第二の共振回路
5 基準インバータ
6 制御インバータ
11 整流回路
Vin Input power source RL Load T Transformer Co Output capacitor Cr, Cr1 Resonant capacitors C1, C2, C3, C4 Capacitors Lr, Lr1 Resonant inductors D5, D6, D7, D8 Rectifier diodes Q1, Q2, Q3, Q4
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