JP4637694B2

JP4637694B2 - 力率補正回路及びその出力電圧制御方法

Info

Publication number: JP4637694B2
Application number: JP2005262523A
Authority: JP
Inventors: 正原金; 大中金
Original assignee: フェアチャイルドコリア半導體株式会社
Priority date: 2004-09-21
Filing date: 2005-09-09
Publication date: 2011-02-23
Anticipated expiration: 2025-09-09
Also published as: US7501800B2; DE102005044325A1; KR20060026700A; JP2006094696A; TW200611098A; KR101058936B1; CN1753291B; TWI321272B; CN1753291A; US20060062031A1

Description

本発明は、力率補正回路及びその出力電圧制御方法に関し、特に入力電圧に応じて出力電圧が変化する力率補正回路及びその出力電圧制御方法に関する。

最近、雑音規制が厳しくなり、ＩＥＣ規格ＥＮ６１０００−３−２のような高調波電流規制を受けて、大部分のスイッチングモードパワーサプライ（スイッチング型電源装置：ＳＭＰＳ）に力率補正回路を使用している。ＳＭＰＳは、入力される交流供給電圧を一つ以上の直流出力電圧に変換する装置であって、移動電話、ラップトップコンピュータなどのような直流電力供給装置に主に使用される。このようなＳＭＰＳで、入力電流が入力電圧に追従して、力率を補正する力率補正回路が使用される。つまり、力率補正回路は、外部から印加される交流入力電圧に入力電流が追従できるようにすると同時に、入力される交流電圧を一定の直流電圧に変換して出力する回路である。

大部分の力率補正回路は、ブースト回路を主に使用している。一般家庭に供給される交流電源は、１００／１１０Ｖａｃと２００／２２０Ｖａｃが多いため、力率補正回路は８５Ｖａｃから２６５Ｖａｃ範囲までの広い入力範囲で動作するように設計される。一方、力率補正回路として用いるブースト回路は、出力電圧が入力電圧より高電圧に設計されるべきであり、入力電圧が８５Ｖａｃ乃至２５６Ｖａｃの場合に動作させるためには、出力電圧が４００Ｖｄｃ程度にする必要がある。しかし、入力電圧が低い場合に出力電圧が４００Ｖのように高電圧に設計されると、不要なスイッチング損失が発生する。力率補正回路でスイッチが遮断される場合、スイッチにかかる電圧は出力電圧になるが、このような出力電圧が低入力電圧の場合にも高電圧（つまり、４００Ｖｄｃ）に設定される場合には、スイッチに不要なスイッチング損失が発生する。このような問題を解決するために、出力電圧を入力電圧に合わせて変化させる方法を、通常の力率補正回路は採択している。

出力電圧を入力電圧に合わせて変化させる従来の方法としては、特許文献１と特許文献２などがある。特許文献１は、入力される入力電圧のピークを検出して、出力電圧と比較される基準電圧を変化させて、出力電圧が入力電圧に合わせて変化するようにする。一方、特許文献２は、入力電圧の範囲に合わせて出力電圧を二つにする方法を採択している。つまり、入力電圧が８５Ｖａｃ乃至１５０Ｖａｃである場合には、出力電圧を２２０Ｖｄｃに設定し、入力電圧が１５０Ｖａｃ乃至２６５Ｖａｃである場合には、出力電圧を４００Ｖｄｃに設定する。

図１は、従来の力率補正回路を示す図であり、特許文献２の図１に同じ部品符号を用いて記載されている。

図１に示したように、入力電圧が８５Ｖａｃ乃至１５０Ｖａｃである場合には、ツェナーダイオード（ＺＤ）の閾電圧を越えないため、遮断されてトランジスタ（Ｑ１）が作動しない。従って、比較器５Ａの逆相端子（−）に入力される電圧は、出力電圧（Ｖｏｕｔ）が抵抗６及び抵抗７によって分配されて、出力電圧が２２０Ｖｄｃに設定される。

しかし、入力電圧が１５０Ｖａｃ乃至２６５Ｖａｃである場合には、ツェナーダイオード（ＺＤ）の閾電圧を越えるようになって導通し、トランジスタ（Ｑ１）が作動する。従って、比較器５Ａの逆相端子（−）に入力される電圧は、出力電圧が抵抗６、抵抗７及び抵抗（Ｒ７）によって分配されて減少することによって、出力電圧が４００Ｖｄｃに設定される。

しかし、図１に示したように、特許文献２の力率補正回路は、出力電圧を入力電圧に応じて変化させるため、入力電圧をセンシングするために、多くの外付け素子（Ｄ１、Ｃ１、Ｄ３、Ｃ２、Ｒ６、ＺＤ、Ｑ１、Ｒ７）を要し、そのために多額の費用が発生する。また、特許文献１の場合も、入力電圧をセンシングするために多くの外部素子が必要になって多くの費用がかかる。
米国特許番号５、３４９、２８４号米国特許番号６、６８６、７２５号

本発明の目的は、前記従来技術の問題点を解決するため、簡単に入力電圧をセンシングして出力電圧を変化させる力率補正回路及びその出力電圧制御方法を提供することである。

前記目的を達成するための本発明の特徴による力率補正回路は、入力端に結合されるスイッチを含み、前記スイッチの動作によって出力端に出力電圧を供給するブースト回路；及び前記ブースト回路の入力端に交流入力電圧が入力された後、前記ブースト回路の入力端に交流入力電圧が入力されて、前記ブースト回路の出力端に出力される出力電圧が前記交流入力電圧の範囲に相当する情報を示す所定の期間にて、前記ブースト回路の出力端に出力される出力電圧に対応して前記ブースト回路の出力電圧を設定するための基準電圧を生成して、前記生成された基準電圧及び前記ブースト回路の入力端に入力される入力電圧に対応して、前記スイッチの動作を制御するスイッチング制御部を含み、前記スイッチング制御部は、前記所定の期間で前記ブースト回路の出力端に出力される出力電圧が第１電圧範囲に属する場合、第１基準電圧を生成し、前記所定の期間で前記ブースト回路の出力端に出力される出力電圧が前記第１電圧範囲より高い第２電圧範囲に属する場合、前記第１基準電圧より高い第２基準電圧を生成する基準電圧発生器を含む。

前記スイッチング制御部は、前記基準電圧発生器から出力される基準電圧と前記ブースト回路の出力端に出力される出力電圧に対応する電圧を比較する第１比較器；前記第１比較器の出力と前記ブースト回路の入力端に入力される入力電圧に対応する電圧をかける乗算器；及び前記乗算器から出力される値に対応して前記スイッチの動作を制御するＰＷＭ回路をさらに含む。

本発明の他の特徴による力率補正回路の出力電圧制御方法は、入力端に結合されるスイッチ及び前記スイッチのスイッチング動作を制御するスイッチング制御部を含んで、前記スイッチング制御部の制御によって出力端に出力電圧を供給する力率補正回路での前記出力電圧を制御する方法において、（ａ）前記入力端に交流入力電圧が入力された後、前記ブースト回路の入力端に交流入力電圧が入力されて、前記ブースト回路の出力端に出力される出力電圧が前記交流入力電圧の範囲に相当する情報を示す所定の期間にて、前記ブースト回路の出力端の出力電圧を感知する段階；（ｂ）前記段階（ａ）で感知した出力電圧に対応して前記ブースト回路の出力電圧を設定するための基準電圧を生成する段階；及び（ｃ）前記生成された基準電圧に対応して前記出力端の出力電圧を変化させるように制御する段階を含み、前記段階（ｂ）で、前記感知した出力電圧が第１電圧範囲に属する場合、前記基準電圧として第１基準電圧を生成し、前記感知した出力電圧が前記第１電圧範囲より高い第２電圧範囲に属する場合、前記基準電圧として前記第１基準電圧より高い第２基準電圧を生成する。

前記第１基準電圧が生成された場合、前記段階（ｃ）での前記出力電圧として第１出力電圧が出力されるように制御し、前記第２基準電圧が生成された場合、前記段階（ｃ）での前記出力電圧として前記第１出力電圧より高い第２出力電圧が出力されるように制御する。

本発明によると、外部から入力交流電圧（ＡＣ）が入力される場合、所定の時点まで出力電圧は入力交流電圧の情報を有している点を利用して基準電圧を生成することによって、別途の追加装置を要せず、入力交流電圧（ＡＣ）に対応して出力電圧を生成することができる。また、入力交流電圧（ＡＣ）に対応して出力電圧（Ｖｏｕｔ）を生成するため、電力損失も減らすことができる。

以下、添付図を参照して、本発明の実施例に対して本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者が容易に実施できるように詳細に説明する。しかし、本発明は多様な形態に実現できて、ここで説明する実施例に限定されない。

図面で本発明を明確に説明するために、説明上不必要な部分は省略し、明細書全体にわたって類似な部分については同一図面符号を付けた。

次に本発明の実施例による力率補正回路及びその出力電圧制御方法について、図面を参照して詳細に説明する。

図２は、本発明の実施例による力率補正回路を示す図である。

図２に示したように、本発明の実施例による力率補正回路は、ブリッジダイオード（ＢＤ）と、インダクタ（Ｌ１）、スイッチ（Ｑｓｗ）、ダイオード（Ｄ１）及びキャパシタ（Ｃ１）で構成されたブースト回路と、スイッチング制御部１００を含む。以下、特許請求の範囲に至るまで、便宜上、インダクタ（Ｌ１）、スイッチ（Ｑｓｗ）、ダイオード（Ｄ１）及びキャパシタ（Ｃ１）を含んで構成される回路を”ブースト回路”と称する。この回路のスイッチ（Ｑｓｗ）は、電流端子の一つが、回路の交流入力端から直流出力端に至る電流路に接続され、又、交流入力端から整流回路を経てブースト回路の直流入力端に至る電流路、分圧回路、掛け算回路、パルス幅変調回路（ＰＷＭ）を経て、スイッチ（Ｑｓｗ）の制御端子に情報が送られていて、交流入力端とスイッチが結合されている。

ブリッジダイオード（ＢＤ）は、外部から入力される交流電圧（ＡＣ）を整流して全波整流電圧（Ｖｂｄ）を出力する。スイッチング制御部１００は、分圧センシングされた整流電圧の信号（Ｖｂｄ’）及び分圧センシングされた出力電圧の信号（Ｖｓｅｎｓｅ＝Ｖｏｕｔ＊Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４））を受信して、スイッチ（Ｑｓｗ）の導通／遮断を制御する制御信号を生成し、スイッチング制御部１００の制御信号によってスイッチ（Ｑｓｗ）が導通／遮断されて、ブースト回路のキャパシタ（Ｃ１）に一定の直流電圧（Ｖｏｕｔ）が出力される。ここで、“導通／遮断”は“導通または遮断”を意味する。

ここで、本発明の実施例による力率補正回路は、スイッチング制御部１００で生成される基準電圧が入力電圧によって異なって設定され、これによって互いに異なる出力電圧（Ｖｏｕｔ）が出力されるが、入力電圧がいくらなのかを別途の回路を用いずに、センシングされた出力電圧（Ｖｓｅｎｓｅ）を利用して感知するので、回路全体の製作経費を節減できる特徴がある。このための具体的方法は、以下に説明する。図２で”Ｖｂｄ”は、ブリッジダイオード（ＢＤ）の出力電圧を意味し、これは入力される電圧である交流電圧（ＡＣ）の全波整流値である。

また、本発明の実施例による力率補正回路は、整流出力電圧（Ｖｂｄ）をセンシングする抵抗（Ｒ１、Ｒ２）、ブースト出力電圧（Ｖｏｕｔ）をセンシングする抵抗（Ｒ３、Ｒ４）を含む。抵抗（Ｒ１、Ｒ２）は、互いに直列に連結されて、ブリッジダイオード（ＢＤ）の出力と接地線の間に連結され、抵抗（Ｒ２）に印加される分配電圧（Ｖｂｄ´）がスイッチング制御部１００の乗算器１４０に入力される。抵抗（Ｒ３、Ｒ４）は互いに直列に連結されて、キャパシタ（Ｃ１）の一端と接地線の間に連結され、抵抗（Ｒ４）にかかるセンシングされた出力電圧（Ｖｓｅｎｓｅ）がスイッチング制御部１００の比較器（Ａｍｐ２）に入力される。ここで、抵抗（Ｒ１、Ｒ２）によってセンシングされた、整流出力電圧（Ｖｂｄ）は、スイッチング制御部１００で基準電圧（Ｖｒｅｆ２またはＶｒｅｆ３）を生成するために使用されるのではなく、入力電流が入力電圧を推定することに使用される基準電流を生成するのに使用される。

ブースト回路において、インダクタ（Ｌ１）の一端は、ブリッジダイオード（ＢＤ）の正極出力に連結されて、他端はダイオード（Ｄ１）のアノードに連結される。ダイオード（Ｄ１）のカソードはキャパシタ（Ｃ１）の一端に連結され、キャパシタ（Ｃ１）の他端は接地線に連結される。スイッチ（Ｑｓｗ）はＮチャネル電界効果トランジスタであって、そのドレーン端子は、インダクタ（Ｌ１）とダイオード（Ｄ１）の接続点に連結され、ソース端子は接地線に連結されて、ゲート端子はスイッチング制御部１００のＰＷＭ回路出力端子に連結される。

ここで、一般的な方法では、スイッチ（Ｑｓｗ）のソース端子と接地線の間にスイッチ（Ｑｓｗ）を通って流れる電流を感知する感知抵抗（図示せず）が連結されて、感知された電流がスイッチング制御部１００に入力されるが、図２では便宜上図示していない。図２でスイッチ（Ｑｓｗ）をＭＯＳＦＥＴとして示したが、本発明はこれに限定されることなく、バイポーラトランジスタなど、他のスイッチング素子を使用することができる。

一方、本発明の実施例による力率補正回路のスイッチング制御部１００は、ＰＷＭ回路１２０、乗算器１４０、比較器（Ａｍｐ１）、基準電圧発生器１６０を含む。

基準電圧発生器１６０は、逆相端子（−）にセンシングされた出力電圧（Ｖｓｅｎｓｅ）が入力され、正相端子（＋）に基準電圧（Ｖｒｅｆ１）が入力されて、二つの入力を比較する比較器（Ａｍｐ２）、この比較器（Ａｍｐ２）出力を受信して比較器（Ａｍｐ２）の出力に対応して基準電圧（Ｖｒｅｆ２またはＶｒｅｆ３）を生成する電圧生成器１６２を含む。そして、出力電圧（Ｖｓｅｎｓｅ）が基準電圧（Ｖｒｅｆ１）より大きい場合には、比較器（Ａｍｐ２）は負（−）の電圧を出力し、出力電圧（Ｖｓｅｎｓｅ）が基準電圧（Ｖｒｅｆ１）より小さい場合には、比較器（Ａｍｐ２）は正（＋）の電圧を出力する。

比較器（Ａｍｐ２）から正（＋）の電圧が出力される場合、電圧生成器１６２は基準電圧（Ｖｒｅｆ２）を出力し、比較器（Ａｍｐ２）から負（−）の電圧が出力される場合、電圧生成器１６２は基準電圧（Ｖｒｅｆ３）を出力する。電圧生成器１６２の具体的回路及び動作説明は、当業者ならば知ることができるため、具体的説明は省略する。ここで、基準電圧（Ｖｒｅｆ２）は、基準電圧（Ｖｒｅｆ３）より低い電圧に設定する。

一方、基準電圧発生器１６０は、力率補正回路にＡＣ入力電圧が最初印加される時点（Ｔ１）からスイッチ（Ｑｓｗ）がスイッチング動作する時点（Ｔ２）までの出力センシング電圧（Ｖｓｅｎｓｅ）に対してだけ、基準電圧（Ｖｒｅｆ２またはＶｒｅｆ３）を出力し、スイッチ（Ｑｓｗ）がスイッチング動作をして直流電圧を出力する時点以後（Ｔ２以後）については、既に設定された基準電圧（Ｖｒｅｆ２またはＶｒｅｆ３）を、そのまま出力する。

比較器（Ａｍｐ１）の逆相端子（−）にはセンシングされた出力電圧（Ｖｓｅｎｓｅ）が入力され、正相端子（＋）には基準電圧発生器１６０から出力される基準電圧（Ｖｒｅｆ２またはＶｒｅｆ３）が入力されて、両電圧を比較して対応する電圧を出力する。乗算器１４０は、抵抗（Ｒ１、Ｒ２）によってセンシングされた全波整流電圧の信号（Ｖｂｄ´）に比較器（Ａｍｐ１）の出力をかけてＰＷＭ回路１２０に出力する。この時、乗算器１４０の出力は、全波整流電圧と同一な形態を有し、ＰＷＭ回路１２０で基準電流として使用される。ＰＷＭ回路１２０は、乗算器１４０から出力される基準電流とスイッチ（Ｑｓｗ）を通って流れる電流を比較して、スイッチ（Ｑｓｗ）を導通／遮断するゲート信号を生成してスイッチ（Ｑｓｗ）のゲート端子に出力する。

以下、図２及び図３を参照して本発明の実施例による力率補正回路の動作に対して説明する。図３は、交流入力が印加されて、力率補正回路が初期起動された後、出力電圧（Ｖｏｕｔ）の変化を示す図である。ここで、初期起動とは、所定時間の無入力の後に交流入力を印加して、入力交流電圧のピーク電圧を推測可能にする動作である。

図３の時点（Ｔ１）は、力率補正回路の入力交流電圧（ＡＣ）が印加される時点であり、時点（Ｔ２）は、継続してオフだったスイッチ（Ｑｓｗ）がオン・オフ動作を始めて、キャパシタ（Ｃ１）の高電圧充電を始める時点である。入力交流電圧（ＡＣ）が印加された時点（Ｔ１）からスイッチ（Ｑｓｗ）がスイッチングを始める時点まで、図３に示したように出力電圧（Ｖｏｕｔ）は、Ｔ１からＴ２までで入力交流電圧（ＡＣ）のピーク電圧（√２＊Ｖａｃ）になり、負荷電流が安定して、インダクタＬ１の電圧降下が零になる。つまり、時点（Ｔ１）から時点（Ｔ２）までは、スイッチ（Ｑｓｗ）が動作する前であるため、整流された電圧（Ｖｂｄ）は、インダクタ（Ｌ１）、ダイオード（Ｄ１）を通ってキャパシタ（Ｃ１）に充電され、そのためにキャパシタ（Ｃ１）には入力交流電圧（ＡＣ）のピーク電圧（√２＊Ｖａｃ）が充電される。また、スイッチ（Ｑｓｗ）がスイッチング動作をした後に、出力電圧（Ｖｏｕｔ）は所望の直流出力電圧が出力される。

従って、Ｔ１からＴ２までの出力電圧（Ｖｏｕｔ）は、入力交流電圧（ＡＣ）がどのような範囲の電圧が印加されるかを決定するための情報になるため、本発明の実施例による力率補正回路は、外部の他の回路を使用しなくても、このピーク電圧を利用して入力電圧の範囲を判断する。一方、図３に示したように、スイッチ（Ｑｓｗ）がスイッチング動作を遂行した後、出力電圧が急激に変わることはなく、緩やかに変わるため、入力交流電圧（ＡＣ）の情報を示す出力電圧（Ｖｏｕｔ）として、時点（Ｔ２）より所定の時間後の時点で測定された電圧を利用することができる。

即ち、入力交流電圧（ＡＣ）が８０Ｖａｃ乃至１５０Ｖａｃ範囲なのか、１５０Ｖａｃ乃至２５６Ｖａｃ範囲なのかをＴ１からＴ２時点までの出力電圧（Ｖｏｕｔ）によって判断することができて、それによって出力電圧（Ｖｏｕｔ）を設定することができる。ここで、”Ｖａｃ”は入力交流電圧（ＡＣ）の実効値を示し、全波整流された電圧（Ｖｂｄ）は入力交流電圧（ＡＣ）を全波整流した値であるため、全波整流電圧（Ｖｂｄ）のピーク電圧も入力交流電圧（ＡＣ）のピーク電圧（＊Ｖａｃ）とほとんど同じ電圧である。

Ｔ１からＴ２時点までの出力電圧（Ｖｏｕｔ）、つまり入力交流電圧のピーク電圧（√２＊Ｖａｃ）は、抵抗（Ｒ３、Ｒ４）によってセンシングされ、センシングされた電圧（Ｖｓｅｎｓｅ）は、比較器（Ａｍｐ２）の逆相端子に入力される。以下、入力交流電圧（ＡＣ）が８０Ｖａｃ乃至１５０Ｖａｃ範囲の場合にセンシングされた電圧（Ｖｓｅｎｓｅ１）と、入力交流電圧（ＡＣ）が１５０Ｖａｃ乃至２５０Ｖａｃの範囲の場合にセンシングされた電圧（Ｖｓｅｎｓｅ２）に対して、各々出力電圧（Ｖｏｕｔ）が変化される方法に対して調べる。ここで、電圧（Ｖｓｅｎｓｅ２）は電圧（Ｖｓｅｎｓｅ１）より高電圧である。

まず、センシングされた電圧がＶｓｅｎｓｅ１の場合、比較器（Ａｍｐ２）は、基準電圧（Ｖｒｅｆ１）とＶｓｅｎｓｅ１を比較して正（＋）電圧を出力する。ここで、基準電圧（Ｖｒｅｆ１）は、入力交流電圧（ＡＣ）が８０Ｖａｃ乃至１５０Ｖａｃ範囲なのか１５０Ｖａｃ乃至２５０Ｖａｃ範囲なのかを判断する基準として使用され、これを判断するために予め設定された電圧である。比較器（Ａｍｐ２）で正の電圧が出力される場合、電圧生成器１６２は低電圧であるＶｒｅｆ２を生成して比較器（Ａｍｐ１）に出力する。

ここで、基準電圧発生器１６０が時点（Ｔ１）から時点（Ｔ２）までに生成した基準電圧（Ｖｒｅｆ２）は、時点（Ｔ２）以後には固定される。基準電圧発生器１６０で生成された基準電圧（Ｖｒｅｆ２）は、比較器（Ａｍｐ１）の正相端子（＋）に入力されて、比較器（Ａｍｐ１）は、センシングされた電圧（Ｖｓｅｎｓｅ）と基準電圧（Ｖｒｅｆ２）を比較して対応値を出力する。ここで、乗算器１４０は、比較器（Ａｍｐ１）の出力と電圧（Ｖｂｄ´）をかけてＰＷＭ回路１２０に基準電流を提供し、ＰＷＭ回路１２０は、この基準電流を利用してスイッチ（Ｑｓｗ）を導通または遮断にするよう制御する。ＰＷＭ回路１２０の導通／遮断制御信号によってスイッチ（Ｑｓｗ）が導通／遮断されて、入力電流が入力電圧に追従し、出力電圧が基準電圧（Ｖｒｅｆ２）に対応して直流電圧Ｖｏｕｔ１を出力する。従って、入力交流電圧が（ＡＣ）８０Ｖａｃ乃至１５０Ｖａｃ範囲である場合、これに対応する出力電圧であるＶｏｕｔ１を出力する。

次に、センシングされた電圧がＶｓｅｎｓｅ２の場合、比較器（Ａｍｐ２）は基準電圧（Ｖｒｅｆ１）とＶｓｅｎｓｅ２を比較して、負（−）電圧を出力する。この時、比較器（Ａｍｐ２）に負（−）電圧が出力される場合、電圧生成器１６２は、Ｖｒｅｆ２より高電圧であるＶｒｅｆ３を生成して、比較器（Ａｍｐ１）の正相端子（＋）に出力する。ここで、図３に示したように、時点（Ｔ２）以後または時点（Ｔ２）以後の所定の時間後には、センシングされた電圧（Ｖｅｓｅｎｅ）が交流入力電圧（ＡＣ）の範囲の情報を示さないので、基準電圧発生器１６０が時点（Ｔ１）から時点（Ｔ２）までに生成した基準電圧（Ｖｒｅｆ３）は、時点（Ｔ２）以後には固定される。基準電圧発生器１６０で生成された基準電圧（Ｖｒｅｆ３）は、比較器（Ａｍｐ１）の正相端子（＋）に入力されて、比較器（Ａｍｐ１）はセンシングされた電圧（Ｖｓｅｎｓｅ）と基準電圧（Ｖｒｅｆ３）を比較して、対応値を出力する。ここで、乗算器１４０は、比較器（Ａｍｐ１）の出力と電圧（Ｖｂｄ´）をかけてＰＷＭ回路１２０に基準電流を提供し、ＰＷＭ回路１２０は、この基準電流を利用してスイッチ（Ｑｓｗ）の導通／遮断を制御する。ＰＷＭ回路１２０の導通／遮断制御信号によって、スイッチ（Ｑｓｗ）が導通／遮断されて入力電流が入力電圧に追従し、出力電圧（Ｖｏｕｔ）が基準電圧（Ｖｒｅｆ３）に対応してＶｏｕｔ１電圧より高い直流電圧Ｖｏｕｔ２を出力する。従って、入力交流電圧（ＡＣ）が１５０Ｖａｃ乃至２５０Ｖａｃ範囲である場合、これに対応する出力電圧であるＶｏｕｔ２を出力する。

このように本発明は、外部から入力交流電圧（ＡＣ）が入力される場合、所定の時点まで（例えば、Ｔ２時点まで）センシングされた出力電圧（Ｖｓｅｎｓｅ）は、入力交流電圧（ＡＣ）の情報を有している点を利用して、基準電圧（Ｖｒｅｆ２またはＶｒｅｆ３）を生成することによって、別途の追加装置を要せず、入力交流電圧（ＡＣ）に対応して出力電圧（Ｖｏｕｔ）を生成することができる。また、入力交流電圧（ＡＣ）に対応して出力電圧（Ｖｏｕｔ）を生成するため、電力損失も減らすことができる。

一方、本発明の実施例では、整流された交流電圧（Ｖｂｄ）をセンシングする力率補正回路について説明したが、本発明は、整流された交流電圧（Ｖｂｄ）をセンシングしない力率補正回路にも適用することができる。つまり、本発明は、入力電流が入力電圧の形態で追従するように制御される全ての力率補正回路に適用できる。

図４は、他の実施例による力率補正回路を示す図である。つまり、図４は整流された交流電圧をセンシングしない力率補正回路を示す図である。

図４に示された力率補正回路は、全波整流された交流電圧をセンシングしないため、乗算器１４０が除去されたこと以外には、図２の力率補正回路構成及び動作はほとんど類似している。つまり、入力交流電圧（ＡＣ）が８０Ｖａｃ乃至１５０Ｖａｃ範囲なのか、１５０Ｖａｃ乃至２５６Ｖａｃ範囲なのかをＴ１からＴ２時点までの出力電圧（Ｖｏｕｔ）を通じて判断し、判断された入力交流電圧によって、基準電圧発生器１６０は二つの基準電圧（Ｖｒｅｆ２、Ｖｒｅｆ３）のうち、一つの基準電圧を出力する。また、ＰＷＭ回路１２０は、整流された交流電圧を受信しないで、比較器（Ａｍｐ１）の出力のみを通じてスイッチ（Ｑｓｗ）のスイッチングを制御する。

以上で本発明の好ましい実施例について詳細に説明したが、本発明の権利範囲はこれに限定されることはなく、請求範囲で定義している本発明の基本概念を利用した当業者のいろいろな変形及び改良形態も本発明の権利範囲に属する。

従来の力率補正回路を示す図である。本発明の実施例による力率補正回路を示す図である。力率補正回路が初期起動した後、出力電圧の変化を示す図である。他の実施例による力率補正回路を示す図である。

符号の説明

１００スイッチング制御部
１２０ＰＷＭ回路
１４０乗算器
１６０基準電圧発生器
１６２電圧生成器

Claims

入力端に供給される交流入力電圧を昇圧された直流出力電圧に変換すると共に、力率を補正する力率補正回路において、
前記入力端に結合したスイッチの動作によって出力端に前記昇圧された直流出力電圧を供給するブースト回路と、
前記ブースト回路の入力端に交流入力電圧が入力された時点（Ｔ１）から、前記ブースト回路の前記スイッチがオンオフ動作を開始する時点（Ｔ２）までの所定の期間で、前記交流入力電圧のピーク値に等しい前記ブースト回路の出力端から出力された直流出力電圧に応じて前記ブースト回路により前記昇圧された直流出力電圧を設定するための目標値となる複数の基準電圧（Ｖｒｅｆ２及びＶｒｅｆ３）の何れか一を発生する基準電圧発生器を有してなり、前記基準電圧発生器にて前記発生された前記複数の基準電圧のうちの何れか一の基準電圧（Ｖｒｅｆ２又はＶｒｅｆ３）に基づいて前記スイッチの動作を制御するスイッチング制御部とを備え、
前記スイッチング制御部は、前記基準電圧発生器から出力される前記何れか一の基準電圧（Ｖｒｅｆ２又はＶｒｅｆ３）と前記ブースト回路の出力端に出力される前記直流出力電圧を比較する第１比較器と、前記第１比較器の出力に基づいて前記スイッチの動作を制御するＰＷＭ回路と、
さらに前記基準電圧発生器の内部に、前記所定の期間で、前記ブースト回路の出力端から出力される前記直流出力電圧と、前記交流入力電圧が第１電圧範囲に属するか或いは前記第１電圧範囲より高い第２電圧範囲に属するかを識別するための所定の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）を比較する第２比較器と、前記第２比較器の出力によって前記第１基準電圧（Ｖｒｅｆ２）または第２基準電圧（Ｖｒｅｆ３）を発生する電圧発生器と
を備えることを特徴とする力率補正回路。
前記基準電圧発生器は、前記所定の期間で前記ブースト回路の出力端に出力される前記直流出力電圧が前記第１電圧範囲に属する場合に前記第１基準電圧（Ｖｒｅｆ２）を生成し、前記所定の期間で前記ブースト回路の出力端に出力される前記直流出力電圧が前記第２電圧範囲に属する場合、前記第１基準電圧（Ｖｒｅｆ２）より高い前記第２基準電圧（Ｖｒｅｆ３）を生成する請求項１記載の力率補正回路。
前記スイッチング制御部は、前記第１比較器と前記ＰＷＭ回路との間に、当該第１比較器の出力と前記ブースト回路の入力端に入力される入力電圧を乗算する乗算器をさらに備え、
前記ＰＷＭ回路は前記乗算器からの乗算出力に基づいて前記スイッチの動作を制御することを特徴とする請求項２記載の力率補正回路。
前記ブースト回路の入力端と接地線の間に互いに直列に連結される第１抵抗及び第２抵抗と、
前記ブースト回路の出力端と接地線の間に互いに直列に連結される第３抵抗及び第４抵抗をさらに備え、
前記第１抵抗と前記第２抵抗の接続点の電圧が前記乗算器に入力され、前記第３抵抗と前記第４抵抗の接続点の電圧が前記第１比較器及び第２比較器に入力されることを特徴とする請求項３に記載の力率補正回路。
入力端に供給される交流入力電圧を昇圧された直流出力電圧に変換すると共に、力率を補正する力率補正回路の前記出力電圧を制御する方法において、
前記力率補正回路は、前記入力端に結合したスイッチの動作によって出力端に前記昇圧された直流出力電圧を供給するブースト回路と、前記ブースト回路の入力端に交流入力電圧が入力された時点（Ｔ１）から、前記ブースト回路の前記スイッチがオンオフ動作を開始する時点（Ｔ２）までの所定の期間で、前記交流入力電圧のピーク値に等しい前記ブースト回路の出力端から出力された直流出力電圧に応じて前記ブースト回路により前記昇圧された直流出力電圧を設定するための目標値となる複数の基準電圧（Ｖｒｅｆ２及びＶｒｅｆ３）の何れか一を発生する基準電圧発生器を有してなり、前記基準電圧発生器にて前記生成された前記複数の基準電圧のうちの何れか一の基準電圧（Ｖｒｅｆ２又はＶｒｅｆ３）に基づいて前記スイッチの動作を制御するスイッチング制御部とを備えており、
前記方法は、前記スイッチング制御部によって処理される、
前記所定の期間で、前記ブースト回路の出力端から出力される前記直流出力電圧と、前記交流入力電圧が第1電圧範囲に属するか或いは前記第１電圧範囲より高い第２電圧範囲に属するかを識別するための所定の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）を比較する一方の比較段階と、
前記比較の段階の出力によって第１基準電圧（Ｖｒｅｆ２）または第２基準電圧（Ｖｒｅｆ３）を生成する基準電圧発生段階と、
前記基準電圧発生段階が出力した基準電圧と前記ブースト回路の出力端に出力される前記直流出力電圧を比較する他方の比較段階と、
前記他方の比較段階の出力に基づいて前記スイッチの動作をＰＷＭ回路を用いて制御するスイッチ動作制御段階と
を備えることを特徴とする力率補正回路の出力電圧制御方法。
前記基準電圧発生段階は、
前記一方の比較段階の前記比較出力が前記所定の期間で前記ブースト回路の出力端に出力される前記直流出力電圧が前記第１電圧範囲に属することを示すと前記第１基準電圧を生成し、
或いは、前記一方の比較段階の前記比較出力が前記所定の期間で前記ブースト回路の出力端に出力される前記直流出力電圧が前記第２電圧範囲に属することを示すと前記第１基準電圧より高い前記第２基準電圧を生成する
ことを特徴とする請求項５記載の力率補正回路の出力電圧制御方法。