JP4627548B2 - 帯域拡張装置、帯域拡張方法および帯域拡張プログラム - Google Patents

Description

本発明は、オーディオ信号などのデジタル信号の周波数帯域を拡張する帯域拡張技術に関する。

帯域制限されたオーディオ信号や圧縮符号化信号などのデジタル信号の周波数帯域を拡張して高品質の広帯域信号を生成するための帯域拡張技術が多数提案されている。このような帯域拡張技術は、たとえば、狭い電話帯域にある音声信号の周波数帯域を拡張して高品質の音声信号を再生したり、ＭＰ３（ＭＰＥＧ−１ Ａｕｄｉｏ Ｌａｙｅｒ ３）などの圧縮方式で圧縮符号化された低品質のオーディオ信号の帯域を拡張して高音域を持つ信号を再生したりする場合に適用され得るものである。
オーディオ信号の帯域拡張技術として非線形処理を用いた技術が知られている。たとえば、特許文献（国際公開番号ＷＯ００／７０７６９）に開示されている非線形処理を用いた帯域拡張技術においては、オーバサンプリング型ローパスフィルタが、原信号であるオーディオ信号にフィルタリングを施してサンプリング周波数ｆｓの略１／２の周波数以上の成分を減衰させる。次いで、非線形処理回路が、オーバサンプリング型ローパスフィルタの出力に非線形処理を施すことで高調波成分を生成し、この高調波成分を含むデジタル・オーディオ信号を出力する。さらに、高域通過フィルタが、前記デジタル・オーディオ信号にフィルタリングを施して高周波数成分すなわち拡張帯域成分を生成する。この高周波数成分は、オーバサンプリング型ローパスフィルタの出力に加算され、これにより、周波数帯域が拡張された信号が生成されることとなる。しかしながら、前記非線形処理回路は、非線形処理を行うので、高調波成分だけでなく、複数の周波数成分の和音成分や差音成分などの混変調成分も発生させるが、この混変調成分は、原信号の周波数成分とは無関係な成分であり信号品質を低下させるという問題がある。
非線形処理を使用しない帯域拡張技術としては、たとえば、非特許文献（Ｈ．Ｙａｓｕｋａｗａ，“Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｂｒｏａｄｅｎｉｎｇ ｏｆ Ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ Ｂａｎｄ Ｓｉｇｎａｌｓ Ｕｓｉｎｇ Ｍｕｌｔｉｒａｔｅ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｆｏｒ Ｓｐｅｅｃｈ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ，”ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ａｎｄ Ｃｏｍｐｕｔｅｒ Ｓｃｉｅｎｃｅｓ，Ｖｏｌ．Ｅ７８−Ａ，Ｎｏ．８，ｐｐ．９９６−９９８，１９９５．）に開示されている技術が知られている。図１は、この非特許文献に開示される帯域拡張装置１００の構成を概略的に示す図である。この帯域拡張装置１００は、アップサンプラ１０１、高域通過フィルタ（ＨＰＦ）１０２Ａ、整形フィルタ１０３Ａ、レベル調整器１０４Ａ、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１０２Ｂ、遅延器１０３Ｂ、レベル調整器１０４Ｂおよび加算器１０５で構成されている。
アップサンプラ１０１は、入力信号に２倍のレートでアップサンプリングを施す。たとえば、図２Ａに示される周波数スペクトル（ω：角周波数）を持つ入力信号に２倍のレートでアップサンプリングを施した場合、図２Ｂに示される周波数スペクトルを持つアップサンプリング信号が生成される。低域通過フィルタ１０２Ｂは、アップサンプラ１０１から供給されるアップサンプリング信号にフィルタリングを施してベースバンド成分を生成する。ベースバンド成分は遅延器１０３Ｂで遅延され、レベル調整器１０４Ｂでレベル調整された後に加算器１０５に供給される。たとえば、｜ω｜＜π／２の通過帯域を有する低域通過フィルタ１０２Ｂが、図２Ｂに示されるアップサンプリング信号にフィルタリングを施した場合、図２Ｃに示されるスペクトルを持つベースバンド成分が得られる。
他方、高域通過フィルタ１０２Ａは、アップサンプラ１０１から供給されるアップサンプリング信号にフィルタリングを施して拡張帯域成分を生成する。この拡張帯域成分は、整形フィルタ１０３Ａで整形され、レベル調整器１０４Ａでレベル調整された後に加算器１０５に供給される。加算器１０５は、レベル調整器１０４Ｂから供給されたベースバンド成分に、レベル調整器１０４Ａから供給された拡張帯域成分を加算して帯域拡張信号を生成することとなる。たとえば、｜ω｜＞π／２の通過帯域を有する高域通過フィルタ１０２Ａが、図２Ｂに示されるアップサンプリング信号にフィルタリングを施した場合、図２Ｄに示されるスペクトルを持つ拡張帯域成分が得られる。この拡張帯域成分と図２Ｃのベースバンド成分とを加算すると、図２Ｅに示されるスペクトルを持つ帯域拡張信号が生成されることとなる。
しかしながら、図２Ｅに示す通り、帯域拡張信号は、ベースバンド成分のスペクトルに対してスペクトルが反転した拡張帯域成分を含むので、ω＝±π／２の周波数でベースバンド成分と拡張帯域成分とが滑らかに接続しないという問題点がある。また、拡張帯域成分のスペクトルは、ベースバンド成分のスペクトルに対して反転しているので、レベル調整器１０４Ａ，１０４Ｂは、ベースバンド成分と拡張帯域成分の各レベルを適切なレベルに調整するのが難しいという問題点もある。したがって、上記非特許文献の技術では、高品質で自然な音質の帯域拡張信号を生成することが難しい。

上記に鑑みて本発明の目的は、非線形処理を使用せずに高品質の帯域拡張信号を生成し得る帯域拡張装置、帯域拡張方法および帯域拡張プログラムを提供する点にある。
本発明の第１の態様による帯域拡張装置は、入力信号の周波数帯域を拡張するものである。この帯域拡張装置は、前記入力信号にアップサンプリングを施し、当該アップサンプリングされた信号にフィルタリングを施すことで所定の周波数帯域に制限されたベースバンド信号を生成するベースバンド処理部と、前記入力信号から拡張帯域成分を生成する拡張帯域処理部と、前記ベースバンド信号に前記拡張帯域成分を混合する混合部と、を備え、前記拡張帯域処理部は、前記入力信号または前記入力信号から得られる帯域信号のスペクトルを反転して反転信号を生成するスペクトル反転部と、前記反転信号にアップサンプリングを施すアップサンプラと、前記アップサンプラの出力にフィルタリングを施すことで前記ベースバンド信号の周波数帯域の高域端の周波数と略同一の周波数を低域端とする周波数帯域の成分を前記拡張帯域成分として生成する帯域通過フィルタと、を含む。
本発明の第２の態様による帯域拡張方法は、入力信号の周波数帯域を拡張するものである。この帯域拡張方法は、（ａ）前記入力信号にアップサンプリングを施し、当該アップサンプリングされた信号にフィルタリングを施すことで所定の周波数帯域に制限されたベースバンド信号を生成するステップと、（ｂ）前記入力信号から拡張帯域成分を生成するステップと、（ｃ）前記ベースバンド信号に前記拡張帯域成分を混合するステップと、を備え、前記ステップ（ｂ）は、（ｂ−１）前記入力信号または前記入力信号から得られる帯域信号のスペクトルを反転して反転信号を生成するステップと、（ｂ−２）前記反転信号にアップサンプリングを施すステップと、（ｂ−３）前記ステップ（ｂ−２）でアップサンプリングされた反転信号にフィルタリングを施すことで前記ベースバンド信号の周波数帯域の高域端の周波数と略同一の周波数を低域端とする周波数帯域の成分を前記拡張帯域成分として生成するステップと、を含む。
本発明の第３の態様による帯域拡張プログラムは、入力信号の周波数帯域を拡張する帯域拡張処理をプロセッサに実行させるものである。前記帯域拡張処理は、前記入力信号にアップサンプリングを施し、当該アップサンプリングされた信号にフィルタリングを施すことで所定の周波数帯域に制限されたベースバンド信号を生成するベースバンド処理と、前記入力信号から拡張帯域成分を生成する拡張帯域処理と、前記ベースバンド信号に前記拡張帯域成分を混合する混合処理と、を備え、前記拡張帯域処理は、前記入力信号または前記入力信号から得られる帯域信号のスペクトルを反転して反転信号を生成するスペクトル反転処理と、前記反転信号にアップサンプリングを施すアップサンプリング処理と、前記アップサンプラの出力にフィルタリングを施すことで前記ベースバンド信号の周波数帯域の高域端の周波数と略同一の周波数を低域端とする周波数帯域の成分を前記拡張帯域成分として生成するフィルタ処理と、を含む。

図１は、従来の帯域拡張装置の構成を概略的に示す図であり、
図２Ａ〜図２Ｅは、従来の帯域拡張方法を説明するための周波数スペクトルを概略的に示す図であり、
図３は、本発明に係る第１実施例の帯域拡張装置の構成を概略的に示す機能ブロック図であり、
図４Ａ〜図４Ｃは、第１実施例の帯域拡張方法を説明するための周波数スペクトルを概略的に示す図であり、
図５Ａ〜図５Ｅは、第１実施例の帯域拡張方法を説明するための周波数スペクトルを概略的に示す図であり、
図６Ａおよび図６Ｂは、第１実施例の帯域拡張方法を説明するための周波数スペクトルを概略的に示す図であり、
図７Ａおよび図７Ｂは、第１実施例の帯域拡張方法に従って生成された帯域拡張信号の周波数スペクトルと原信号の周波数スペクトルとを示す図であり、
図８は、混合係数の算出方法の他の例を説明するための周波数スペクトルを示す図であり、
図９は、混合係数の算出方法のさらに他の例を説明するための図であり、
図１０は、本発明に係る第２実施例の帯域拡張装置の構成を概略的に示す機能ブロック図であり、
図１１Ａ〜図１１Ｄは、第２実施例の帯域拡張方法を説明するための周波数スペクトルを概略的に示す図であり、
図１２Ａおよび図１２Ｂは、第２実施例の帯域拡張方法を説明するための周波数スペクトルを概略的に示す図であり、
図１３は、本発明に係る第３実施例の帯域拡張装置の構成を概略的に示す機能ブロック図であり、
図１４Ａ〜図１４Ｆは、第３実施例の帯域拡張方法を説明するための周波数スペクトルを概略的に示す図であり、
図１５は、本発明に係る第４実施例の帯域拡張装置の構成を概略的に示す機能ブロック図であり、
図１６は、第４実施例の帯域拡張装置で使用される混合部の構成を概略的に示す図であり、
図１７Ａ〜図１７Ｄは、第４実施例の帯域拡張方法を説明するための周波数スペクトルを概略的に示す図であり、
図１８Ａ〜図１８Ｇは、第４実施例の帯域拡張方法を説明するための周波数スペクトルを概略的に示す図であり、
図１９Ａ〜図１９Ｃは、種々の適用例を示す図である。

本出願は、日本国特許出願第２００５−２６０５４１号を基礎とし、この基礎出願の内容を引用して援用するものである。
以下、本発明に係る種々の実施例について説明する。

１．第１実施例
図３は、本発明に係る第１実施例の帯域拡張装置１の構成を概略的に示す機能ブロック図である。帯域拡張装置１は、ベースバンド処理部１０、係数決定部２０、拡張帯域処理部３０および混合部４０で構成されている。ベースバンド処理部１０は、入力信号ｘ（ｎ）（ｎは整数）の系列にアップサンプリングを施し、当該アップサンプリングされた信号系列にフィルタリングを施すことで所定の周波数帯域に制限されたベースバンド信号ｘ_Ｌ（ｎ）を生成する。入力信号ｘ（ｎ）は、オーディオ信号などのデジタル信号である。
ベースバンド処理部１０は、アップサンプラ１１、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１２および遅延器１３を有している。アップサンプラ１１は、Ｎ倍のレート（Ｎは２以上の整数）すなわちＮのファクタで入力信号ｘ（ｎ）の系列にアップサンプリングを施してアップサンプリング信号ｘ_Ｕ（ｎ）の系列を生成する。低域通過フィルタ１２は、｜ω｜＜π／Ｎ（ωは角周波数）の通過帯域を有し、アップサンプリング信号ｘ_Ｕ（ｎ）の系列にフィルタリングを施して、−π／Ｎ〜＋π／Ｎの周波数帯域に制限されたフィルタ信号ｘ_Ｌ（ｎ）の系列を生成する。遅延器１３は、所定の遅延時間だけフィルタ信号ｘ_Ｌ（ｎ）を遅延させ、その遅延信号をベースバンド信号として出力する。図４Ａ〜図４Ｃに、Ｎが「２」である場合の周波数スペクトルを例示する。図４Ａに示される入力信号ｘ（ｎ）が供給された場合、アップサンプラ１１は、２倍のレートすなわち２のファクタで入力信号ｘ（ｎ）にアップサンプリングを施して、図４Ｂに示される周波数スペクトルを有するアップサンプリング信号ｘ_Ｕ（ｎ）を生成する。低域通過フィルタ１２は、図４Ｂのアップサンプリング信号ｘ_Ｕ（ｎ）にフィルタリングを施して、−π／２〜＋π／２の周波数帯域に制限されたフィルタ信号ｘ_Ｌ（ｎ）を生成することとなる。
他方、拡張帯域処理部３０は、入力信号ｘ（ｎ）の系列から拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）を生成する機能を有する。この拡張帯域処理部３０は、高域通過フィルタ（ＨＰＦ）３１、ダウンサンプラ３２、スペクトル反転部３３、アップサンプラ３４および帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）３５を有している。高域通過フィルタ３１は、｜ω｜＞π／２の通過帯域（第２周波数帯域）を有し、入力信号ｘ（ｎ）の系列にフィルタリングを施してフィルタ信号ｘ_Ｈ（ｎ）の系列を生成する。次いで、ダウンサンプラ３２は、１／２倍のレートすなわち２のファクタでフィルタ信号ｘ_Ｈ（ｎ）の系列にダウンサンプリングを施して、ダウンサンプリング信号すなわち帯域信号ｘ_Ｄ（ｎ）の系列を生成する。図５Ａ〜図５Ｂに周波数スペクトルを例示する。図４Ａに示される入力信号ｘ（ｎ）が供給された場合、｜ω｜＞π／２の通過帯域を有する高域通過フィルタ３１は、図５Ａに示される周波数スペクトルを持つフィルタ信号ｘ_Ｈ（ｎ）を生成する。また、ダウンサンプラ３２は、１／２倍のレートすなわち２のファクタでフィルタ信号ｘ_Ｈ（ｎ）にダウンサンプリングを施して、図５Ｂに示される周波数スペクトルを持つダウンサンプリング信号ｘ_Ｄ（ｎ）を生成することとなる。
スペクトル反転部３３は、ダウンサンプリング信号ｘ_Ｄ（ｎ）のスペクトルを反転して反転信号ｚ_Ｄ（ｎ）を生成する。以下に数式を用いて説明するように、「スペクトル反転」とは、信号の周波数スペクトルを角周波数πだけシフトさせることを意味する。ダウンサンプリング信号ｘ_Ｄ（ｎ）の極性を１つ置きに反転させた信号が反転信号ｚ_Ｄ（ｎ）となるので、ダウンサンプリング信号ｘ_Ｄ（ｎ）と反転信号ｚ_Ｄ（ｎ）との間の関係は、次式（１）で表現される。
ｚ_Ｄ（ｎ）＝ｘ_Ｄ（ｎ）×（−１）^ｎ＝ｘ_Ｄ（ｎ）ｅｘｐ（−ｊｎπ）． （１）
ここで、ｊは、虚数単位（ｊ^２＝−１）であり、Ｌは、フーリエ変換のサンプル数であり正整数である。よって、反転信号ｚ_Ｄ（ｎ）の離散フーリエ変換Ｚ_Ｄ（ｋ）は次のように展開される。

したがって、Ｘ_Ｄ（ｋ）をダウンサンプリング信号ｘ_Ｄ（ｎ）の離散フーリエ変換としたとき、次式（２）が成立する。

式（２）によれば、周波数領域（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ）において、Ｚ_Ｄ（ｋ）は、Ｘ_Ｄ（ｋ）をＬ／２点すなわち角周波数πだけシフトさせたものである。したがって、「スペクトル反転」とは、信号の周波数スペクトルを角周波数πだけシフトさせることを意味する。
次に、図３を参照すると、アップサンプラ３４は、２×Ｎ倍のレートすなわち２×Ｎのファクタで反転信号ｚ_Ｄ（ｎ）の系列にアップサンプリングを施して、アップサンプリング信号ｚ_Ｕ（ｎ）の系列を生成する。さらに、帯域通過フィルタ３５は、２π／（２×Ｎ）＜｜ω｜＜３π／（２×Ｎ）の通過帯域を有し、アップサンプリング信号ｚ_Ｕ（ｎ）の系列にフィルタリングを施すことで拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）の系列を生成する。この拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）の帯域の低域端（低域側端部）の周波数がベースバンド信号ｘ_Ｌ（ｎ）の帯域の高域端（高域側端部）の周波数と略同一になるように、帯域通過フィルタ３５のフィルタ特性（通過帯域、阻止域および遮断周波数など）が構成されている。本実施例の場合、拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）の低域端の周波数は略±２π／（２×Ｎ）であり、ベースバンド信号ｘ_Ｌ（ｎ）の高域端の周波数も±π／Ｎであるので、両周波数は略一致することとなる。
図５Ｃ〜図５ＥにＮが「２」である場合の周波数スペクトルを例示する。このとき、スペクトル反転部３３は、図５Ｂのダウンサンプリング信号ｘ_Ｄ（ｎ）のスペクトルを反転して、図５Ｃに示されるスペクトルを持つ反転信号ｚ_Ｄ（ｎ）を生成する。また、アップサンプラ３４は、４倍のレートすなわち４のファクタで反転信号ｚ_Ｄ（ｎ）にアップサンプリングを施して、図５Ｄに示されるスペクトルを持つアップサンプリング信号ｚ_Ｕ（ｎ）を生成する。そして、２π／４＜｜ω｜＜３π／４の通過帯域を有する帯域通過フィルタ３５は、アップサンプリング信号ｚ_Ｕ（ｎ）にフィルタリングを施して、図５Ｅに示されるスペクトルを持つ拡張帯域成分からなるフィルタ信号ｚ_Ｂ（ｎ）を生成することとなる。かかる場合、図４Ｃに示したベースバンド信号ｘ_Ｌ（ｎ）の帯域の高域端の周波数±π／２は、図５Ｅの拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）の低域端の周波数±π／２と一致する。
上記のベースバンド信号ｘ_Ｌ（ｎ）と拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）とは、混合部４０で混合される。係数決定部２０は、入力信号ｘ（ｎ）の周波数スペクトルを算出しこれに基づいて拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）に乗ずるべき混合係数を決定する処理ブロックである。係数決定部２０は、ＦＦＴ部（高速フーリエ変換部）２１、スペクトル算出部２２および係数算出部２３を有している。ＦＦＴ部２１は、入力信号ｘ（ｎ）の系列を高速フーリエ変換して周波数領域の信号系列を算出する。また、スペクトル算出部２２は、ＦＦＴ部２１から供給された周波数領域の信号系列に基づいて入力信号ｘ（ｎ）の周波数スペクトルを算出する。係数算出部２３は、スペクトル算出部２２で算出された周波数スペクトルに基づいて、π／２〜πの周波数範囲で線形または非線形の回帰曲線を算出し、この回帰曲線を利用して混合係数を算出することができる。具体的には、回帰曲線として、１次関数で表現された線形の回帰直線を使用すればよい。
第１実施例の場合、入力信号ｘ（ｎ）から、図５Ａに示されるような周波数帯域（第２周波数帯域π／２〜π）の成分が抽出され、かかる成分が、ダウンサンプリング、スペクトル反転、アップサンプリングおよびフィルタリングを施されることで、図５Ｅに示されるような拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）が生成される。よって、混合係数Ｃ（ｎ）は、低域端の周波数ω＝π／２またはその近傍の点での回帰曲線のスペクトル値Ｌ_Ａに対する、高域端の周波数ω＝πまたはその近傍の点での回帰曲線のスペクトル値Ｌ_Ｂの比率Ｌ_Ｂ／Ｌ_Ａで与えられる。
図６Ａは、入力信号ｘ（ｎ）の周波数スペクトルと回帰曲線Ｌ_Ｒとを例示する図である。スペクトル曲線Ｃ_Ｓに基づいてπ／２〜πの周波数範囲の回帰曲線Ｌ_Ｒが算出されている。この周波数スペクトルはデシベル（ｄＢ）で示されているので、ω＝π／２の点での振幅をＶＡ、ω＝πの点での振幅をＶＢで表すとき、混合係数Ｃ（ｎ）は、Ｃ（ｎ）＝Ｌ_Ｂ／Ｌ_Ａ、Ｌ_Ｂ＝１０^{（ＶＢ／２０）}、Ｌ_Ａ＝１０^{（ＶＡ／２０）}、で与えられる。
混合部４０は、乗算器４１と加算器４２とで構成されている。乗算器４１は、係数決定部２０から供給された混合係数Ｃ（ｎ）を拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）に乗算し、加算器４２は、その乗算結果を、ベースバンド処理部１０から供給されたベースバンド信号に加算する。その加算結果として帯域拡張信号ｙ（ｎ）が生成される。図６Ｂに、Ｎが「２」である場合の帯域拡張信号ｙ（ｎ）の周波数スペクトルを示す。この帯域拡張信号ｙ（ｎ）は、図４Ｃのベースバンド信号ｘ_Ｌ（ｎ）に図５Ｅの拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）を混合した信号である。
図７Ａは、サンプリング周波数ｆｓが１１０２５Ｈｚである場合の原信号の周波数スペクトル（横軸：Ｈｚ）の測定値を例示するグラフであり、図７Ｂは、第１実施例の帯域拡張装置１を用いてこの原信号の周波数帯域を拡張し、その結果得た帯域拡張信号の周波数スペクトルの測定値を例示するグラフである。図７Ｂによれば、ベースバンド信号と拡張帯域成分とが滑らかに接続していることが分かる。
上記の通り、第１実施例の帯域拡張装置１は、周波数帯域が制限された帯域信号ｘ_Ｈ（ｎ）をダウンサンプリングして得られる帯域信号ｘ_Ｄ（ｎ）のスペクトルを反転している。帯域拡張装置１は、さらに、その反転信号ｚ_Ｄ（ｎ）をアップサンプリングし、当該アップサンプリングされた信号ｚ_Ｕ（ｎ）にフィルタリングを施すことで、ベースバンド信号ｘ_Ｌ（ｎ）の周波数帯域の高域端の周波数π／Ｎと略同一の周波数を低域端とする拡張帯域の成分ｚ_Ｂ（ｎ）を生成しており、かかる拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）がベースバンド信号ｘ_Ｌ（ｎ）に混合される。このような帯域拡張装置１は、帯域信号ｘ_Ｄ（ｎ）のスペクトルを反転しているので、スペクトル反転を行わない従来技術と比べると、拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）とベースバンド信号ｘ_Ｌ（ｎ）との接続性が良好になり、出力信号ｙ（ｎ）の品質向上が可能になる。
さらに、帯域拡張装置１は、入力信号ｘ（ｎ）の周波数スペクトルに基づいて、拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）に乗ずるべき混合係数Ｃ（ｎ）を算出しているので、拡張帯域成分をベースバンド信号に滑らかに接続することができ、高品質で自然な周波数スペクトルを持つ帯域拡張信号ｙ（ｎ）を生成することが可能になる。
次に、混合係数Ｃ（ｎ）の算出方法の他の例について説明する。この算出法では、低域端の周波数ω＝π／２を含む狭帯域Δω_Ａにおける複数点のスペクトル値の第１平均＜Ｌ_Ａ＞と、高域端の周波数ω＝πを含む狭帯域Δω_Ｂにおける複数点のスペクトル値の第２平均＜Ｌ_Ｂ＞とが算出され、次いで、これら第１平均＜Ｌ_Ａ＞と第２平均＜Ｌ_Ｂ＞との比率が混合係数Ｃ（ｎ）として算出される。図８は、算出方法を説明するための周波数スペクトルを例示するグラフである。かかる場合、狭帯域Δω_Ａにおけるスペクトル値の第１平均＜ＶＡ＞と、狭帯域Δω_Ｂにおけるスペクトル値の第２平均＜ＶＢ＞とが算出される。周波数スペクトルはデシベル（ｄＢ）で示されているので、混合係数Ｃ（ｎ）は、Ｃ（ｎ）＝＜Ｌ_Ｂ＞／＜Ｌ_Ａ＞、＜Ｌ_Ｂ＞＝１０^{（＜ＶＢ＞／２０）}、＜Ｌ_Ａ＞＝１０^{（＜ＶＡ＞／２０）}、で与えられる。
上記算出法を採用すれば、係数算出部２３は、周波数スペクトルの回帰曲線を必要としないので、少ない演算量で混合係数Ｃ（ｎ）を算出することができ、低消費電力化も実現できる。
また、混合係数Ｃ（ｎ）のさらに他の算出法を図９を参照しつつ説明する。図９は、図３に示した係数決定部２０に代わる係数決定部２０Ｄの構成を概略的に示す機能ブロック図である。この係数決定部２０Ｄは、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２４Ａ，２４Ｂと、２乗和算出部２５Ａ，２５Ｂと、係数演算部２６とで構成されている。一方の帯域通過フィルタ２４Ａは、低域端の周波数ω＝π／２を含む所定の狭帯域のみを通過帯域として有し、他方の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２４Ｂは、高域端の周波数ω＝πを含む所定の狭帯域のみを通過帯域して有している。２乗和算出部２５Ａ，２５Ｂは、それぞれ、帯域通過フィルタ２４Ａ，２４Ｂの出力の２乗和＜Ａ^２＞，＜Ｂ^２＞を所定のサンプル期間Ｔ毎に繰り返し算出する。たとえば、帯域通過フィルタ２４Ａの出力値の系列がＡ１，Ａ２，Ａ３，…であれば、２乗和＜Ａ^２＞は、（Ａ１）^２＋（Ａ２）^２＋（Ａ３）^２＋…となる。そして、係数演算部２６は、それら２乗和の比率の平方根値（＜Ｂ^２＞／＜Ａ^２＞）^{（１／２）}を混合係数Ｃ（ｎ）として算出することとなる。
上記係数決定部２０Ｄは、フーリエ変換と周波数スペクトルとを必要とせず、帯域通過フィルタ２４Ａ，２４Ｂは、必ずしもＦＩＲフィルタ（有限長インパルス応答フィルタ）で構成する必要はないのでタップ数の少ないＩＩＲフィルタ（無限長インパルス応答フィルタ）で構成することが可能である。したがって、係数決定部２０Ｄは、図３の係数決定部２０と比べて少ない演算量で混合係数Ｃ（ｎ）を算出することができ、低消費電力化を実現できる。
２．第２実施例
次に、本発明に係る第２実施例の帯域拡張装置および帯域拡張方法を説明する。図１０は、第２実施例の帯域拡張装置２の構成を概略的に示す機能ブロック図である。なお、図１０と図３とで同一符号を付された構成要素は、同一機能または同一構成を有するものとして、その詳細な説明を省略する。
図１０を参照すると、第２実施例の帯域拡張装置２は、ベースバンド処理部１０、係数決定部２０Ａおよび拡張帯域処理部３０Ａを有している。ベースバンド処理部１０は、上記の通り、入力信号ｘ（ｎ）の系列にアップサンプリングを施し、当該アップサンプリングされた信号系列にフィルタリングを施すことで所定の周波数帯域に制限されたベースバンド信号ｘ_Ｌ（ｎ）を生成する。
拡張帯域処理部３０Ａは、入力信号ｘ（ｎ）の系列から拡張帯域成分ｚ_Ｈ（ｎ）を生成する機能を有する。この拡張帯域処理部３０Ａは、スペクトル反転部３３、アップサンプラ３６および帯域通過フィルタ３７を有している。スペクトル反転部３３は、入力信号ｘ（ｎ）のスペクトルを反転して反転信号ｚ（ｎ）を生成する。アップサンプラ３６は、Ｎ倍のレートすなわちＮのファクタで反転信号ｚ（ｎ）の系列をアップサンプリングしてアップサンプリング信号ｚ_Ｕ（ｎ）の系列を生成する。帯域通過フィルタ３７は、π／Ｎ＜｜ω｜＜２π／Ｎの通過帯域を有し、アップサンプリング信号ｚ_Ｕ（ｎ）の系列にフィルタリングを施して拡張帯域成分であるフィルタ信号ｚ_Ｂ（ｎ）の系列を生成する。この拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）は混合部４０に供給される。
図１１Ａ〜図１１Ｄに、Ｎが「２」である場合の周波数スペクトルを例示する。かかる場合、図１１Ａに示される入力信号ｘ（ｎ）が供給された場合、スペクトル反転部３３は、入力信号ｘ（ｎ）のスペクトルを反転して、図１１Ｂに示される周波数スペクトルを持つ反転信号ｚ（ｎ）を生成する。アップサンプラ３６は、２倍のレートすなわち２のファクタで反転信号ｚ（ｎ）の系列にアップサンプリングを施して、図１１Ｃに示されるスペクトルを持つアップサンプリング信号ｚ_Ｕ（ｎ）を生成する。また、帯域通過フィルタ３７は、π／２＜｜ω｜＜πの通過帯域を有し、図１１Ｄに示される周波数スペクトルを持つ拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）を生成することとなる。
一方、係数決定部２０Ａは、ＦＦＴ部２１、スペクトル算出部２２および係数算出部２３Ａを有している。係数算出部２３Ａは、スペクトル算出部２２で算出された周波数スペクトルに基づいて、０〜πの周波数範囲で線形または非線形の回帰曲線を算出し、この回帰曲線を利用して混合係数を算出することができる。具体的には、回帰曲線として、１次関数で表現された線形の回帰直線を使用すればよい。
第２実施例の場合、入力信号ｘ（ｎ）の全周波数帯域の成分にアップサンプリングおよびフィルタリングを施すことで、図１１Ｄに示されるような拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）が生成される。よって、混合係数Ｃ（ｎ）は、入力信号ｘ（ｎ）の周波数帯域の低域端の周波数ω＝０またはその近傍の点での回帰曲線のスペクトル値Ｌ_Ａに対する、高域端の周波数ω＝πまたはその近傍の点での回帰曲線のスペクトル値Ｌ_Ｂの比率Ｌ_Ｂ／Ｌ_Ａで与えられる。
図１２Ａは、入力信号ｘ（ｎ）の周波数スペクトルと回帰曲線Ｌ_Ｒとを例示する図である。スペクトル曲線Ｃ_Ｓのうち、０〜πの周波数範囲の回帰曲線Ｌ_Ｒが算出されている。この周波数スペクトルはデシベル（ｄＢ）で示されているので、ω＝０の点での振幅をＶＡ、ω＝πの点での振幅をＶＢで表すとき、混合係数Ｃ（ｎ）は、Ｃ（ｎ）＝Ｌ_Ｂ／Ｌ_Ａ、Ｌ_Ｂ＝１０^{（ＶＢ／２０）}、Ｌ_Ａ＝１０^{（ＶＡ／２０）}、で与えられる。
なお、上記係数決定部２０Ａの算出方法の代わりに、図８および図９でそれぞれ示した算出法を適用して混合係数Ｃ（ｎ）を算出してもよい。かかる場合、低域端の周波数をω＝０に設定し、高域端の周波数をω＝πに設定して、図８および図９で示した算出法を適用すればよい。
混合部４０では、乗算器４１は、係数決定部２０Ａから供給された混合係数Ｃ（ｎ）を拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）に乗算し、加算器４２は、その乗算結果を、ベースバンド処理部１０から供給されたベースバンド信号に加算する。その加算結果として帯域拡張信号ｙ（ｎ）が生成される。図１２Ｂに、Ｎ＝２の場合の帯域拡張信号ｙ（ｎ）の周波数スペクトルを示す。この帯域拡張信号ｙ（ｎ）は、ベースバンド信号に図１１Ｄの拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）が混合された信号である。
上記の通り、第２実施例の帯域拡張装置２は、入力信号ｘ（ｎ）のスペクトルを反転し、その反転信号ｚ（ｎ）をアップサンプリングし、当該アップサンプリングされた信号ｚ_Ｕ（ｎ）にフィルタリングを施すことで、ベースバンド信号ｘ_Ｌ（ｎ）の周波数帯域の高域端の周波数π／Ｎと略同一の周波数を低域端とする拡張帯域の成分ｚ_Ｂ（ｎ）を生成しており、かかる拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）がベースバンド信号ｘ_Ｌ（ｎ）に混合される。このような帯域拡張装置２は、入力信号ｘ（ｎ）のスペクトルを反転しているので、スペクトル反転を行わない従来技術と比べると、拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）とベースバンド信号ｘ_Ｌ（ｎ）との接続性が良好になり、出力信号ｙ（ｎ）の品質向上が可能になる。
さらに、帯域拡張装置２は、入力信号ｘ（ｎ）の周波数スペクトルに基づいて拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）に乗ずるべき混合係数Ｃ（ｎ）を算出しているので、拡張帯域成分をベースバンド信号に滑らかに接続することができ、高品質で自然な周波数スペクトルを持つ帯域拡張信号ｙ（ｎ）を生成することが可能である。
３．第３実施例
次に、本発明に係る第３実施例の帯域拡張装置および帯域拡張方法を説明する。図１３は、第３実施例の帯域拡張装置３の構成を概略的に示す機能ブロック図である。なお、図１３と図３とで同一符号を付された構成要素は、同一機能または同一構成を有するものとして、その詳細な説明を省略する。
図１３を参照すると、第３実施例の帯域拡張装置３は、ベースバンド処理部１０、係数決定部２０Ｂ、第１拡張帯域処理部３０および第２拡張帯域処理部５０を有している。ベースバンド処理部１０は、上記の通り、入力信号ｘ（ｎ）の系列にアップサンプリングを施し、当該アップサンプリングされた信号系列にフィルタリングを施すことで所定の周波数帯域に制限されたベースバンド信号ｘ_Ｌ（ｎ）を生成するものである。第１拡張帯域処理部３０は、入力信号ｘ（ｎ）の系列から第１の拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）を生成する機能を有する。
第２拡張帯域処理部５０は、アップサンプラ５１と帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）５２とを有している。アップサンプラ５１は、第１拡張帯域処理部３０のダウンサンプラ３２から供給されたダウンサンプリング信号ｘ_Ｄ（ｎ）の系列に、２×Ｎ倍のレートすなわち２×Ｎのファクタでアップサンプリングを施してアップサンプリング信号ｘ_Ｕ２（ｎ）の系列を生成する。帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）５２は、３π／（２×Ｎ）＜｜ω｜＜４π／（２×Ｎ）の通過帯域を有し、アップサンプリング信号ｘ_Ｕ２（ｎ）の系列にフィルタリングを施して第２の拡張帯域成分ｘ_Ｂ（ｎ）を生成する。
図１４Ａ〜図１４Ｅに、Ｎ＝２の場合の周波数スペクトルを例示する。図４Ａに示されるスペクトルを持つ入力信号ｘ（ｎ）が供給された場合、ベースバンド処理部１０は、図１４Ａに示されるスペクトルを持つベースバンド信号ｘ_Ｌ（ｎ）を出力し、第１拡張帯域処理部３０は、図１４Ｂに示されるスペクトルを持つ第１の拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）を出力する。第１拡張帯域処理部３０のダウンサンプラ３２は、図１４Ｃに示されるスペクトルを持つダウンサンプリング信号ｘ_Ｄ（ｎ）を、第２拡張帯域処理部５０のアップサンプラ５１に供給する。よって、アップサンプラ５１は、図１４Ｄに示されるスペクトルを持つアップサンプリング信号ｘ_Ｕ２（ｎ）を生成する。帯域通過フィルタ５２は、３π／４＜｜ω｜＜πの通過帯域を有し、図１４Ｅに示されるスペクトルを持つ第２の拡張帯域成分ｘ_Ｂ（ｎ）を出力することとなる。
係数決定部２０Ｂは、図３の係数算出部２３と略同一の構成および機能を有し、第１混合係数Ｃ（ｎ）と、その２乗の値である第２混合係数Ｃ（ｎ）^２とを混合部４０Ｂに供給する。混合部４０Ｂにおいて、第１乗算器４１Ａは、第１の拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）に第１混合係数Ｃ（ｎ）を乗算してその乗算結果を加算器４３に供給する一方、第２乗算器４１Ｂは、第２の拡張帯域成分ｘ_Ｂ（ｎ）に第２混合係数Ｃ（ｎ）^２を乗算してその乗算結果を加算器４３に供給する。加算器４３は、ベースバンド処理部１０から供給されたベースバンド信号にそれら乗算結果を加算することで帯域拡張信号ｙ（ｎ）を生成する。図１４Ｆに、Ｎ＝２の場合の帯域拡張信号ｙ（ｎ）の周波数スペクトルを示す。図１４Ｆの帯域拡張信号ｙ（ｎ）は、図１４Ａのベースバンド信号ｘ_Ｌ（ｎ）に、図１４Ｂの第１の拡張帯域成分ｚ_Ｂ（ｎ）と図１４Ｅの第２の拡張帯域成分ｘ_Ｂ（ｎ）とが混合された信号である。
上記の通り、第３実施例の帯域拡張装置３は、第１実施例の帯域拡張装置１（図３）の構成に加えて、第２の拡張帯域成分ｘ_Ｂ（ｎ）を生成する第２拡張帯域処理部５０を有するので、周波数帯域がさらに拡張された出力信号ｙ（ｎ）を得ることが可能になる。
４．第４実施例
次に、本発明に係る第４実施例の帯域拡張装置および帯域拡張方法を説明する。図１５は、第４実施例の帯域拡張装置４の構成を概略的に示す機能ブロック図である。なお、図１５と図３とで同一符号を付された構成要素は、同一機能または同一構成を有するものとして、その詳細な説明を省略する。
図１５を参照すると、第４実施例の帯域拡張装置４は、ベースバンド処理部１０、係数決定部２０Ｃ、第１拡張帯域処理部３０Ｃ、第２拡張帯域処理部５０Ｃおよび混合部４０Ｃを有している。図１６には混合部４０Ｃの構成が概略的に示されている。ベースバンド処理部１０は、上記の通り、入力信号ｘ（ｎ）の系列にアップサンプリングを施し、当該アップサンプリングされた信号系列にフィルタリングを施すことで所定の周波数帯域に制限されたベースバンド信号ｘ_Ｌ（ｎ）を生成するものである。
第１拡張帯域処理部３０Ｃは、入力信号ｘ（ｎ）の系列から、複数の第１サブ帯域成分ｚ_１，…，ｚ_Ｎ−１を拡張帯域成分として生成する機能を有する。第１拡張帯域処理部３０Ｃは、高域通過フィルタ（ＨＰＦ）３１、ダウンサンプラ３２、スペクトル反転部３３およびアップサンプラ３４を有し、さらに、各々が互いに異なる通過帯域を有する複数の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）３５_１，…，３５_Ｎ−１からなるフィルタバンクを有している。ｋ番目（ｋは１〜Ｎ−１の整数）の帯域通過フィルタ３５_ｋは、２ｋπ／（２Ｎ）＜｜ω｜＜（２ｋ＋１）π／（２Ｎ）の通過帯域を有している。これら帯域通過フィルタ３５_１，…，３５_Ｎ−１は、アップサンプラ３４からのアップサンプリング信号ｚ_Ｕ（ｎ）にフィルタリングを施して、周波数帯域が制限された複数の第１サブ帯域成分ｚ_１，…，ｚ_Ｎ−１を生成し乗算部４４に供給する。
一方、第２拡張帯域処理部５０Ｃは、アップサンプラ５１を有し、さらに、各々が互いに異なる通過帯域を有する複数の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）５２_１，…，５２_Ｎ−１からなるフィルタバンクを有している。ｋ番目（ｋは１〜Ｎ−１の整数）の帯域通過フィルタ５２_ｋは、（２ｋ＋１）π／（２Ｎ）＜｜ω｜＜（２ｋ＋２）π／（２Ｎ）の通過帯域を有している。アップサンプラ５１は、ダウンサンプラ３２からのダウンサンプリング信号ｘ_Ｄ（ｎ）の系列に、２×Ｎ倍のレートすなわち２×Ｎのファクタでアップサンプリングを施してアップサンプリング信号ｘ_Ｕ２（ｎ）の系列を生成する。帯域通過フィルタ５２_１，…，５２_Ｎ−１は、アップサンプリング信号ｘ_Ｕ２（ｎ）の系列にフィルタリングを施して、周波数帯域が制限された複数の第２サブ帯域成分ｘ_１，…，ｘ_Ｎ−１を生成し乗算部４４に供給する。
帯域通過フィルタ３５_１，…，３５_Ｎ−１のフィルタ特性と帯域通過フィルタ５２_１，…，５２_Ｎ−１のフィルタ特性とは、第１および第２サブ帯域成分ｚ_１，…，ｚ_Ｎ−１，ｘ_１，…，ｘ_Ｎ−１の周波数帯域が略連続するように構成される。帯域通過フィルタ３５_１，５２_１，３５_２，５２_２，…，３５_Ｎ−１および５２_Ｎ−１の通過帯域は連続している。これより、帯域拡張信号ｙ（ｎ）の周波数帯域が不連続にならず、滑らかに連続することとなる。
図１７Ａ〜図１７Ｄおよび図１８Ａ〜図１８Ｇに、Ｎ＝４の場合の周波数スペクトルを例示する。これら周波数スペクトルは、０〜πの周波数範囲でのみ示されているが、−π〜０の周波数範囲においても、それら周波数スペクトルとω＝０の点に関して鏡像関係にある周波数スペクトル（図示せず）が存在するものとする。図１７Ａに示されるようにスペクトルを持つ入力信号ｘ（ｎ）が供給された場合、ベースバンド処理部１０は、図１７Ｂに示されるように０〜π／４に帯域制限されたスペクトルを持つベースバンド信号ｘ_Ｌ（ｎ）を出力する。第１拡張帯域処理部３０Ｃにおいて、ダウンサンプラ３２は、図１７Ｃに示されるスペクトルを持つダウンサンプリング信号ｘ_Ｄ（ｎ）を出力し、スペクトル反転部３３は、図１７Ｄに示されるスペクトルを持つ反転信号ｚ_Ｄ（ｎ）を出力する。
かかる場合、帯域通過フィルタ３５_１，３５_２，３５_３は、それぞれ、図１８Ａ，図１８Ｂ，図１８Ｃに示されるスペクトルを持つ第１サブ帯域成分ｚ_１，ｚ_２，ｚ_３を出力する。他方、帯域通過フィルタ５２_１，５２_２，５２_３は、それぞれ、図１８Ｄ，図１８Ｅ，図１８Ｆに示されるスペクトルを持つ第２サブ帯域成分ｘ_１，ｘ_２，ｘ_３を出力する。図１８Ａ〜図１８Ｆに示される第１および第２サブ帯域成分ｚ_１，ｘ_１，ｚ_２，ｘ_２，ｚ_３，ｘ_３の周波数帯域は連続していることが分かる。
係数決定部２０Ｃは、図３の係数決定部２０が与える混合係数Ｃ（ｎ）と同じ混合係数Ｃを生成するとともに、Ｃ^２，Ｃ^３，…，Ｃ^２Ｎ−２の混合係数を算出する。これら混合係数のデータＣＤは混合部４０Ｃに供給される。
混合部４０Ｃは、図１６に例示されるように、第１サブ帯域成分用の乗算器４５_１，…，４５_Ｎ−１と、第２サブ帯域成分用の乗算器４６_１，…，４６_Ｎ−１とを有する。第１サブ帯域成分用の乗算器４５_１，４５_２，…，４５_Ｎ−１には、それぞれ、第１サブ帯域成分ｚ_１，ｚ_２，…，ｚ_Ｎ−１が入力し、且つ、これら乗算器４５_１，４５_２，…，４５_Ｎ−１には、それぞれ、乗算係数Ｃ，Ｃ^３，…，Ｃ^２Ｎ−３が与えられている。他方、第２サブ帯域成分用の乗算器４６_１，４６_２，…，４６_Ｎ−１には、それぞれ、第２サブ帯域成分ｘ_１，ｘ_２，…，ｘ_Ｎ−１が入力し、且つ、これら乗算器４６_１，４６_２，…，４６_Ｎ−１には、それぞれ、乗算係数Ｃ^２，Ｃ^４，…，Ｃ^２Ｎ−２が与えられている。加算器４３は、乗算器４５_１，…，４５_Ｎ−１，４６_１，…，４６_Ｎ−１の全出力をベースバンド信号に加算して帯域拡張信号ｙ（ｎ）を生成する。
結果として、図１８Ｇに例示されるように、帯域拡張信号ｙ（ｎ）の周波数スペクトルにおいて、第１サブ帯域成分と第２サブ帯域成分とが交互に配列した拡張帯域成分が形成されることとなる。
上記の通り、第４実施例の帯域拡張装置４は、第１拡張帯域処理部３０Ｃおよび第２拡張帯域処理部５０Ｃがそれぞれフィルタバンク３５_１〜３５_Ｎ−１および５２_１，…，５２_Ｎ−１を有するので、高品質で自然な周波数スペクトルを持つ帯域拡張信号ｙ（ｎ）を生成することが可能である。
５．適用例
上記第１〜第４実施例の帯域拡張装置１〜４を種々の機器に適用することができる。図１９Ａ〜図１９Ｃは、帯域拡張装置１の適用例を概略的に示す図である。図１９Ａを参照すると、帯域拡張装置１（または帯域拡張装置２〜４）は、音声信号処理部６０とＤ／Ａ変換器（ＤＡＣ）６１との間に接続されている。音声信号処理部６０は、たとえば、ＰＣＭ符号化などの音声信号処理を行うブロックである。帯域拡張装置１は、音声信号処理部６０から供給された信号の周波数帯域を拡張し、その帯域拡張信号をＤ／Ａ変換器６１に供給することができる。
図１９Ｂの例では、帯域拡張装置１（または帯域拡張装置２〜４）は、携帯電話機や光ディスク再生装置などに組み込まれたデコーダ６２と、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）６３との間に接続されている。帯域拡張装置１は、デコーダ６２から供給された復号化信号の周波数帯域を拡張し、その帯域拡張信号をＤ／Ａ変換器６３に供給することができる。
図１９Ｃの例では、帯域拡張装置１（または帯域拡張装置２〜４）は、ＡＭチューナやＦＭチューナなどのチューナ６４と、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）６７との間に接続されている。チューナ６４の出力は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６５でフィルタリングを施され、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）６６でＡ／Ｄ変換される。帯域拡張装置１は、Ａ／Ｄ変換器６６のデジタル出力の周波数帯域を拡張し、その帯域拡張信号をＤ／Ａ変換器６７に供給する。
また、上記の第１〜第４実施例の帯域拡張装置１〜４の全構成または一部構成をハードウェアで実現してもよいし、或いは、ＣＰＵなどのプロセッサで実行されるプログラムで実現してもよい。

Claims (22)

1. 入力信号の周波数帯域を拡張する帯域拡張装置であって、
   前記入力信号にアップサンプリングを施し、当該アップサンプリングされた信号にフィルタリングを施すことで所定の周波数帯域に制限されたベースバンド信号を生成するベースバンド処理部と、
   前記入力信号から拡張帯域成分を生成する拡張帯域処理部と、
   前記ベースバンド信号に前記拡張帯域成分を混合する混合部と、を備え、
   前記拡張帯域処理部は、
   前記入力信号または前記入力信号から得られる帯域信号のスペクトルを反転して反転信号を生成するスペクトル反転部と、
   前記反転信号にアップサンプリングを施すアップサンプラと、
   前記アップサンプラの出力にフィルタリングを施すことで前記ベースバンド信号の周波数帯域の高域端の周波数と略同一の周波数を低域端とする周波数帯域の成分を前記拡張帯域成分として生成する帯域通過フィルタと、
   を含むことを特徴とする帯域拡張装置。
2. 請求項１記載の帯域拡張装置であって、
   前記スペクトル反転部は、前記帯域信号のスペクトルを反転して前記反転信号を生成し、
   前記拡張帯域処理部は、
   前記入力信号にフィルタリングを施して第２周波数帯域に制限されたフィルタ信号を生成する第２の帯域通過フィルタと、
   前記フィルタ信号にダウンサンプリングを施して前記帯域信号を得るダウンサンプラと、を含むことを特徴とする帯域拡張装置。
3. 請求項２記載の帯域拡張装置であって、前記ダウンサンプラは、２のファクタで前記ダウンサンプリングを実行することを特徴とする帯域拡張装置。
4. 請求項２または３記載の帯域拡張装置であって、前記入力信号の周波数スペクトルと前記周波数スペクトルの回帰曲線とを算出し、前記回帰曲線を用いて前記拡張帯域成分に乗じるべき混合係数を決定する係数決定部をさらに備え、
   前記混合部は、前記拡張帯域成分に前記混合係数を乗算して当該乗算結果を前記ベースバンド信号に加算することを特徴とする帯域拡張装置。
5. 請求項４記載の帯域拡張装置であって、前記係数決定部は、前記回帰曲線を用いて、前記第２周波数帯域の高域端の周波数またはその近傍の周波数での第１のスペクトル値と、前記第２周波数帯域の低域端の周波数またはその近傍の周波数での第２のスペクトル値とを取得し、前記第１および第２のスペクトル値の比率を前記混合係数として算出することを特徴とする帯域拡張装置。
6. 請求項２または３記載の帯域拡張装置であって、前記入力信号の周波数スペクトルを算出し、前記周波数スペクトルを用いて前記拡張帯域成分に乗じるべき混合係数を決定する係数決定部をさらに備え、
   前記係数決定部は、前記周波数スペクトルを用いて、前記第２周波数帯域の高域端の周波数またはその近傍の周波数での第１のスペクトル値と、前記第２周波数帯域の低域端の周波数またはその近傍の周波数での第２のスペクトル値とを取得し、前記第１および第２のスペクトル値の比率を前記混合係数として算出するものであり、
   前記混合部は、前記拡張帯域成分に前記混合係数を乗算して当該乗算結果を前記ベースバンド信号に加算することを特徴とする帯域拡張装置。
7. 請求項２または３記載の帯域拡張装置であって、前記入力信号の周波数スペクトルを算出し、前記周波数スペクトルを用いて前記拡張帯域成分に乗じるべき混合係数を決定する係数決定部をさらに備え、
   前記係数決定部は、前記周波数スペクトルを用いて、前記第２周波数帯域の高域端の周波数を含む所定の狭帯域におけるスペクトル値の第１平均と、前記第２周波数帯域の低域端の周波数を含む所定の狭帯域におけるスペクトル値の第２平均とを算出し、前記第１および第２平均の比率を前記混合係数として算出するものであり、
   前記混合部は、前記拡張帯域成分に前記混合係数を乗算して当該乗算結果を前記ベースバンド信号に加算することを特徴とする帯域拡張装置。
8. 請求項２または３記載の帯域拡張装置であって、前記拡張帯域成分に乗ずるべき混合係数を決定する係数決定部をさらに備え、
   前記係数決定部は、
   前記第２周波数帯域の高域端の周波数を含む所定の狭帯域を通過帯域として有し前記入力信号にフィルタリングを施す第１帯域通過フィルタと、
   前記第２周波数帯域の低域端の周波数を含む所定の狭帯域を通過帯域として有し前記入力信号にフィルタリングを施す第２帯域通過フィルタと、
   前記第１帯域通過フィルタの出力の２乗和を所定のサンプル期間に亘って算出し且つ前記第２帯域通過フィルタの出力の２乗和を前記サンプル期間に亘って算出して前記２乗和の比率の平方根値を前記混合係数として算出する演算部と、を含み、
   前記混合部は、前記拡張帯域成分に前記混合係数を乗算して当該乗算結果を前記ベースバンド信号に加算することを特徴とする帯域拡張装置。
9. 請求項１記載の帯域拡張装置であって、前記入力信号の周波数スペクトルと前記周波数スペクトルの回帰曲線とを算出し、前記回帰曲線を用いて前記拡張帯域成分に乗じるべき混合係数を決定する係数決定部をさらに備え、
   前記スペクトル反転部は、前記入力信号のスペクトルを反転して前記反転信号を生成し、
   前記混合部は、前記拡張帯域成分に前記混合係数を乗算して当該乗算結果を前記ベースバンド信号に加算することを特徴とする帯域拡張装置。
10. 請求項９記載の帯域拡張装置であって、前記係数決定部は、前記回帰曲線を用いて、前記入力信号の周波数帯域の高域端の周波数またはその近傍の周波数での第１のスペクトル値と、前記入力信号の周波数帯域の低域端の周波数またはその近傍の周波数での第２のスペクトル値とを取得し、前記第１および第２のスペクトル値の比率を前記混合係数として算出することを特徴とする帯域拡張装置。
11. 請求項１記載の帯域拡張装置であって、前記入力信号の周波数スペクトルを算出し、前記周波数スペクトルを用いて前記拡張帯域成分に乗じるべき混合係数を決定する係数決定部をさらに備え、
    前記スペクトル反転部は、前記入力信号のスペクトルを反転して前記反転信号を生成し、
    前記係数決定部は、前記周波数スペクトルを用いて、前記入力信号の周波数帯域の高域端の周波数またはその近傍の周波数での第１のスペクトル値と、前記入力信号の周波数帯域の低域端の周波数またはその近傍の周波数での第２のスペクトル値とを取得し、前記第１および第２のスペクトル値の比率を前記混合係数として算出するものであり、
    前記混合部は、前記拡張帯域成分に前記混合係数を乗算して当該乗算結果を前記ベースバンド信号に加算することを特徴とする帯域拡張装置。
12. 請求項１記載の帯域拡張装置であって、前記入力信号の周波数スペクトルを算出し、前記周波数スペクトルを用いて前記拡張帯域成分に乗じるべき混合係数を決定する係数決定部をさらに備え、
    前記スペクトル反転部は、前記入力信号のスペクトルを反転して前記反転信号を生成し、
    前記係数決定部は、前記周波数スペクトルを用いて、前記入力信号の周波数帯域の高域端の周波数を含む所定の狭帯域におけるスペクトル値の第１平均と、前記入力信号の周波数帯域の低域端の周波数を含む所定の狭帯域におけるスペクトル値の第２平均とを算出し、前記第１および第２平均の比率を前記混合係数として算出するものであり、
    前記混合部は、前記拡張帯域成分に前記混合係数を乗算して当該乗算結果を前記ベースバンド信号に加算することを特徴とする帯域拡張装置。
13. 請求項１記載の帯域拡張装置であって、前記拡張帯域成分に乗ずるべき混合係数を決定する係数決定部をさらに備え、
    前記スペクトル反転部は、前記入力信号のスペクトルを反転して前記反転信号を生成し、
    前記係数決定部は、
    前記入力信号の周波数帯域の高域端の周波数を含む所定の狭帯域を通過帯域として有し前記入力信号にフィルタリングを施す第１帯域通過フィルタと、
    前記入力信号の周波数帯域の低域端の周波数を含む所定の狭帯域を通過帯域として有し前記入力信号にフィルタリングを施す第２帯域通過フィルタと、
    前記第１帯域通過フィルタの出力の２乗和を所定のサンプル期間に亘って算出し且つ前記第２帯域通過フィルタの出力の２乗和を前記サンプル期間に亘って算出して前記２乗和の比率の平方根値を前記混合係数として算出する演算部と、を含み、
    前記混合部は、前記拡張帯域成分に前記混合係数を乗算して当該乗算結果を前記ベースバンド信号に加算することを特徴とする帯域拡張装置。
14. 請求項２または３記載の帯域拡張装置であって、前記入力信号から第２の拡張帯域成分を生成する第２の拡張帯域処理部をさらに備え、
    前記第２の拡張帯域処理部は、
    前記拡張帯域処理部に含まれる前記ダウンサンプラから供給された前記帯域信号にアップサンプリングを施すアップサンプラと、
    前記アップサンプラの出力にフィルタリングを施すことで、前記拡張帯域成分の高域端の周波数と略同一の周波数を低域端とする周波数帯域の成分を前記第２の拡張帯域成分として生成する帯域通過フィルタと、を含み、
    前記混合部は、前記ベースバンド信号に前記拡張帯域成分と前記第２の拡張帯域成分とを混合することを特徴とする帯域拡張装置。
15. 請求項１４記載の帯域拡張装置であって、前記入力信号の周波数スペクトルと前記周波数スペクトルの回帰曲線とを算出し、前記回帰曲線を用いて、前記拡張帯域成分に乗ずるべき第１混合係数と前記第２の拡張帯域成分に乗ずるべき第２混合係数とを決定する係数決定部をさらに備え、
    前記混合部は、前記拡張帯域成分に前記第１混合係数を乗算し且つ前記第２の拡張帯域成分に前記第２混合係数を乗算して当該乗算結果を前記ベースバンド信号に加算することを特徴とする帯域拡張装置。
16. 請求項１４記載の帯域拡張装置であって、前記入力信号の周波数スペクトルを算出し、前記周波数スペクトルを用いて、前記拡張帯域成分に乗ずるべき第１混合係数と前記第２の拡張帯域成分に乗ずるべき第２混合係数とを決定する係数決定部をさらに備え、
    前記混合部は、前記拡張帯域成分に前記第１混合係数を乗算し且つ前記第２の拡張帯域成分に前記第２混合係数を乗算して当該乗算結果を前記ベースバンド信号に加算することを特徴とする帯域拡張装置。
17. 請求項２または３記載の帯域拡張装置であって、前記入力信号から第２の拡張帯域成分を生成する第２の拡張帯域処理部をさらに備え、
    前記拡張帯域処理部に含まれる前記帯域通過フィルタは、前記アップサンプラの出力にフィルタリングを施すことで、互いに異なる周波数帯域に制限された複数の第１サブ帯域成分を前記拡張帯域成分として生成するフィルタバンクで構成されており、
    前記第２の拡張帯域処理部は、
    前記拡張帯域処理部に含まれる前記ダウンサンプラから供給された前記帯域信号にアップサンプリングを施すアップサンプラと、
    前記アップサンプラの出力にフィルタリングを施すことで、互いに異なる周波数帯域に制限された複数の第２サブ帯域成分を前記第２の拡張帯域成分として生成するフィルタバンクと、を含み、
    前記混合部は、前記ベースバンド信号に前記第１サブ帯域成分と前記第２サブ帯域成分とを混合することを特徴とする帯域拡張装置。
18. 請求項１７記載の帯域拡張装置であって、前記第１サブ帯域成分の周波数帯域と前記第２サブ帯域成分の周波数帯域とは連続することを特徴とする帯域拡張装置。
19. 請求項１７または１８記載の帯域拡張装置であって、前記入力信号の周波数スペクトルと前記周波数スペクトルの回帰曲線とを算出し、前記回帰曲線を用いて、前記第１サブ帯域成分にそれぞれ乗ずるべき複数の第１混合係数と前記第２サブ帯域成分にそれぞれ乗ずるべき複数の第２混合係数とを決定する係数決定部をさらに備え、
    前記混合部は、前記第１サブ帯域成分にそれぞれ前記第１混合係数を乗算し且つ前記第２サブ帯域成分にそれぞれ前記第２混合係数を乗算して当該乗算結果を前記ベースバンド信号に加算することを特徴とする帯域拡張装置。
20. 請求項１７または１８記載の帯域拡張装置であって、前記入力信号の周波数スペクトルを算出し、前記周波数スペクトルを用いて、前記第１サブ帯域成分にそれぞれ乗ずるべき複数の第１混合係数と前記第２サブ帯域成分にそれぞれ乗ずるべき複数の第２混合係数とを決定する係数決定部をさらに備え、
    前記混合部は、前記第１サブ帯域成分にそれぞれ前記第１混合係数を乗算し且つ前記第２サブ帯域成分にそれぞれ前記第２混合係数を乗算して当該乗算結果を前記ベースバンド信号に加算することを特徴とする帯域拡張装置。
21. 入力信号の周波数帯域を拡張する帯域拡張方法であって、
    （ａ）前記入力信号にアップサンプリングを施し、当該アップサンプリングされた信号にフィルタリングを施すことで所定の周波数帯域に制限されたベースバンド信号を生成するステップと、
    （ｂ）前記入力信号から拡張帯域成分を生成するステップと、
    （ｃ）前記ベースバンド信号に前記拡張帯域成分を混合するステップと、を備え、
    前記ステップ（ｂ）は、
    （ｂ−１）前記入力信号または前記入力信号から得られる帯域信号のスペクトルを反転して反転信号を生成するステップと、
    （ｂ−２）前記反転信号にアップサンプリングを施すステップと、
    （ｂ−３）前記ステップ（ｂ−２）でアップサンプリングされた反転信号にフィルタリングを施すことで前記ベースバンド信号の周波数帯域の高域端の周波数と略同一の周波数を低域端とする周波数帯域の成分を前記拡張帯域成分として生成するステップと、を含むことを特徴とする帯域拡張方法。
22. 入力信号の周波数帯域を拡張する帯域拡張処理をプロセッサに実行させる帯域拡張プログラムであって、
    前記帯域拡張処理は、
    前記入力信号にアップサンプリングを施し、当該アップサンプリングされた信号にフィルタリングを施すことで所定の周波数帯域に制限されたベースバンド信号を生成するベースバンド処理と、
    前記入力信号から拡張帯域成分を生成する拡張帯域処理と、
    前記ベースバンド信号に前記拡張帯域成分を混合する混合処理と、を備え、
    前記拡張帯域処理は、
    前記入力信号または前記入力信号から得られる帯域信号のスペクトルを反転して反転信号を生成するスペクトル反転処理と、
    前記反転信号にアップサンプリングを施すアップサンプリング処理と、
    前記アップサンプラの出力にフィルタリングを施すことで前記ベースバンド信号の周波数帯域の高域端の周波数と略同一の周波数を低域端とする周波数帯域の成分を前記拡張帯域成分として生成するフィルタ処理と、を含むことを特徴とする帯域拡張プログラム。

Images