JP4621768B2

JP4621768B2 - Voltage converter and electric load driving device

Info

Publication number: JP4621768B2
Application number: JP2008324717A
Authority: JP
Inventors: 隆之内藤; 昭彦野島; 孝志今井; 伸幸石原; 準三大江; 浩市水谷; 耕一山野上; 茂樹山本
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2008-12-19
Filing date: 2008-12-19
Publication date: 2011-01-26
Anticipated expiration: 2028-12-19
Also published as: JP2010148292A

Description

本発明は、インダクタンス成分を共有する第１ループ回路と第２ループ回路とを備える電圧変換装置及びこれを用いる電気負荷駆動装置に関する。 The present invention relates to a voltage conversion device including a first loop circuit and a second loop circuit sharing an inductance component, and an electric load driving device using the voltage conversion device.

従来から、トランスの一次コイルに接続された一次側回路と、トランスの二次コイルに接続された二次側回路とを有するスイッチング電源回路において、一次側回路側の電極パターンと、二次側回路側の電極パターンとを対向して配置することで、当該電極パターン間の絶縁層をコンデンサ用の誘電体として機能させて等価的コンデンサを構成し、当該等価的コンデンサによりノイズ対策用のコンデンサを構成する技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００５−１１０４５２号公報 Conventionally, in a switching power supply circuit having a primary side circuit connected to a primary coil of a transformer and a secondary side circuit connected to a secondary coil of the transformer, an electrode pattern on the primary side circuit side and a secondary side circuit By placing the electrode pattern on the opposite side, the insulation layer between the electrode patterns functions as a dielectric for the capacitor to form an equivalent capacitor, and the equivalent capacitor forms a noise countermeasure capacitor. The technique to do is known (for example, refer patent document 1).
JP 2005-110552 A

ところで、トランスを用いない非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、例えば図１に示すように、インダクタンスＬを共有すると共にそれぞれコンデンサＣ１，Ｃ２を有する第１ループ回路及び第２ループ回路を備え、第１又は第２ループ回路に設けられるスイッチング素子Ｑ１又はＱ２をＯＮ／ＯＦＦ動作させることで電圧変換が実現される。このとき、第１及び第２コンデンサは、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を平滑化すると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の発生ノイズを低減する機能を有する。このような図１に示す回路構成は、一般的に、図２に示すように、プリント基板上に第１ループ回路及び第２ループ回路を同一面又は別面上に並べて配置することで実現される。 By the way, in a non-insulated DC-DC converter that does not use a transformer, for example, as shown in FIG. 1, a first loop circuit and a second loop circuit that share an inductance L and have capacitors C1 and C2, respectively, are provided. Voltage conversion is realized by turning ON / OFF the switching element Q1 or Q2 provided in the first or second loop circuit. At this time, the first and second capacitors have functions of smoothing the output voltage of the DC-DC converter and reducing noise generated by the DC-DC converter circuit. Such a circuit configuration shown in FIG. 1 is generally realized by arranging the first loop circuit and the second loop circuit side by side on the same surface or different surfaces on the printed board as shown in FIG. The

しかしながら、図１及び図２に示すような従来の回路構成では、例えばスイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦ動作させるときに、第１ループ回路と第２ループ回路に交互に電流が流れるので、第１ループ回路を貫く磁界と、第２ループ回路を貫く磁界とが交互に発生する。このとき、第１ループ回路と第２ループ回路に流れる電流のそれぞれの向きは、図１の矢印に示すように逆方向であるので、第１ループ回路を貫く磁界と第２ループ回路を貫く磁界の方向は逆向きとなる。かかる構成では、スイッチング素子Ｑ１の高速（短時間）のＯＮ／ＯＦＦ動作に伴って向きが逆の磁界が高速（短時間）で交互に発生し、当該磁界の変動に起因したノイズが発生するという問題がある。 However, in the conventional circuit configuration shown in FIGS. 1 and 2, for example, when the switching element Q1 is turned ON / OFF, current flows alternately in the first loop circuit and the second loop circuit. A magnetic field penetrating the circuit and a magnetic field penetrating the second loop circuit are alternately generated. At this time, since the directions of the currents flowing through the first loop circuit and the second loop circuit are opposite to each other as shown by the arrows in FIG. 1, the magnetic field passing through the first loop circuit and the magnetic field passing through the second loop circuit. The direction of is opposite. In such a configuration, a magnetic field having a reverse direction is alternately generated at a high speed (short time) in accordance with a high-speed (short time) ON / OFF operation of the switching element Q1, and noise due to the fluctuation of the magnetic field is generated. There's a problem.

そこで、本発明は、第１ループ回路と第２ループ回路に形成される磁界変動に起因したノイズを効果的に低減することができる電圧変換装置及びこれを用いる電気負荷駆動装置の提供を目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, it is an object of the present invention to provide a voltage converter that can effectively reduce noise caused by magnetic field fluctuations formed in the first loop circuit and the second loop circuit, and an electric load driving device using the voltage converter. To do.

上記目的を達成するため、本発明の一局面によれば、インダクタンス素子を共有する第１ループ回路と第２ループ回路とを備え、前記第１ループ回路に設けられる第１スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作に伴い前記第１ループ回路と前記第２ループ回路に交互に電流が流れる電圧変換装置であって、
前記第１ループ回路のスイッチング素子のＯＮ動作時に形成される前記第１ループ回路を貫く磁界の向きと、前記第１ループ回路の第１スイッチング素子のＯＮ動作後のＯＦＦ動作時に形成される前記第２ループ回路を貫く磁界の向きが同方向であり、
前記第１ループ回路と前記第２ループ回路を構成する素子の全てが基板の同一表面上に配置され、前記第２ループ回路は、第２直流電源に接続され、前記第１ループ回路は、前記第２直流電源と電圧が異なる第１直流電源に接続されることを特徴とする、電圧変換装置が提供される。 To achieve the above object, according to one aspect of the present invention, a first loop circuit and a second loop circuit sharing an inductance element are provided, and ON / OFF of a first switching element provided in the first loop circuit is provided. A voltage conversion device in which current flows alternately in the first loop circuit and the second loop circuit in operation,
The direction of the magnetic field penetrating through the first loop circuit formed when the switching element of the first loop circuit is turned on, and the first time formed when the first switching element of the first loop circuit is turned off after the ON operation of the first loop circuit. The direction of the magnetic field passing through the two-loop circuit is the same direction,
All of the elements constituting the first loop circuit and the second loop circuit are disposed on the same surface of the substrate, the second loop circuit is connected to a second DC power source, and the first loop circuit is A voltage converter is provided, which is connected to a first DC power supply having a voltage different from that of the second DC power supply.

前記第１ループ回路は、例えば、前記基板を貫通するスルーホールを介して、前記基板の反対側（即ち前記第１ループ回路と前記第２ループ回路を構成する素子の全てが配置されていない側）で前記第１直流電源に接続されてもよいし、例えばチップジャンパーを用いて同一表面側（即ち前記第１ループ回路と前記第２ループ回路を構成する素子の全てが配置されている側）で前記第１直流電源に接続されてもよい。 For example, the first loop circuit is connected to the opposite side of the substrate (ie, the side on which all of the elements constituting the first loop circuit and the second loop circuit are not arranged) through a through hole penetrating the substrate. ) May be connected to the first DC power source, for example, using a chip jumper, on the same surface side (that is, the side on which all the elements constituting the first loop circuit and the second loop circuit are arranged) And may be connected to the first DC power source.

本発明によれば、第１ループ回路と第２ループ回路に形成される磁界変動に起因したノイズを効果的に低減することができる電圧変換装置等が得られる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the voltage converter etc. which can reduce effectively the noise resulting from the magnetic field variation formed in a 1st loop circuit and a 2nd loop circuit are obtained.

以下、図面を参照して、本発明を実施するための最良の形態の説明を行う。 The best mode for carrying out the present invention will be described below with reference to the drawings.

図３は、本発明による電圧変換装置１の一実施例の回路構成を示す図である。本発明による電圧変換装置１は、基板の一表面上に、図３に示すような電圧変換装置１の回路構成を略そのまま平面的に配置して構成される。 FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration of an embodiment of the voltage converter 1 according to the present invention. The voltage converter 1 according to the present invention is configured by arranging the circuit configuration of the voltage converter 1 as shown in FIG.

本実施例の電圧変換装置１は、同期整流型の非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、第１ループ回路１０と第２ループ回路１２とを備える。電圧変換装置１の出力端子２０には、駆動対象の電気負荷４０が接続される。第１ループ回路１０と第２ループ回路１２は、インダクタンスＬを共有する。図示の例では、第１ループ回路１０は、第２ループ回路１２を囲繞するように配置される。 The voltage conversion apparatus 1 according to this embodiment is a synchronous rectification type non-insulated DC / DC converter, and includes a first loop circuit 10 and a second loop circuit 12. An electric load 40 to be driven is connected to the output terminal 20 of the voltage conversion device 1. The first loop circuit 10 and the second loop circuit 12 share the inductance L. In the illustrated example, the first loop circuit 10 is arranged so as to surround the second loop circuit 12.

第１ループ回路１０は、インダクタンスＬに加えて、スイッチング素子Ｑ１とコンデンサＣ１とを有する。スイッチング素子Ｑ１は、本例では、ＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field−effect transistor）であるが、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のような他のトランジスタであってもよい。スイッチング素子Ｑ１は、＋端子と出力端子２０の間に、インダクタンスＬと直列に接続される。このとき、スイッチング素子Ｑ１としてＮｃｈ−ＭＯＳＦＥＴを用いた場合、スイッチング素子Ｑ１は、ドレイン側が＋端子に接続されると共に、ソース側がインダクタンスＬに接続される。他方、スイッチング素子Ｑ１としてＰｃｈ−ＭＯＳＦＥＴを用いた場合、スイッチング素子Ｑ１は、ソース側が＋端子に接続されると共に、ドレイン側がインダクタンスＬに接続される。コンデンサＣ１は、＋端子と出力端子２０の間に、スイッチング素子Ｑ１とインダクタンスＬに対して並列に接続される。 The first loop circuit 10 includes a switching element Q1 and a capacitor C1 in addition to the inductance L. In this example, the switching element Q1 is a MOSFET (metal oxide semiconductor field-effect transistor), but may be another transistor such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). The switching element Q 1 is connected in series with the inductance L between the + terminal and the output terminal 20. At this time, when an Nch-MOSFET is used as the switching element Q1, the switching element Q1 has the drain side connected to the + terminal and the source side connected to the inductance L. On the other hand, when a Pch-MOSFET is used as the switching element Q1, the switching element Q1 has a source side connected to the + terminal and a drain side connected to the inductance L. The capacitor C1 is connected in parallel with the switching element Q1 and the inductance L between the + terminal and the output terminal 20.

同様に、第２ループ回路１２は、インダクタンスＬに加えて、スイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２とを有する。スイッチング素子Ｑ１は、本例では、ＭＯＳＦＥＴであるが、ＩＧＢＴ等のような他のトランジスタであってもよい。スイッチング素子Ｑ２は、−端子と出力端子２０の間に、インダクタンスＬと直列に接続される。このとき、スイッチング素子Ｑ２としてＮｃｈ−ＭＯＳＦＥＴを用いた場合、スイッチング素子Ｑ２は、ドレイン側がインダクタンスＬに接続されると共に、ソース側が−端子に接続される。他方、スイッチング素子Ｑ２としてＰｃｈ−ＭＯＳＦＥＴを用いた場合、スイッチング素子Ｑ２は、ソース側がインダクタンスＬに接続されると共に、ドレイン側が−端子に接続される。コンデンサＣ２は、−端子と出力端子２０の間に、スイッチング素子Ｑ２とインダクタンスＬに対して並列に接続される。 Similarly, in addition to the inductance L, the second loop circuit 12 has a switching element Q2 and a capacitor C2. The switching element Q1 is a MOSFET in this example, but may be another transistor such as an IGBT. The switching element Q 2 is connected in series with the inductance L between the − terminal and the output terminal 20. At this time, when an Nch-MOSFET is used as the switching element Q2, the switching element Q2 has a drain side connected to the inductance L and a source side connected to the-terminal. On the other hand, when a Pch-MOSFET is used as the switching element Q2, the switching element Q2 has a source side connected to the inductance L and a drain side connected to the-terminal. The capacitor C 2 is connected in parallel with the switching element Q 2 and the inductance L between the − terminal and the output terminal 20.

＋端子には、第１の直流電源（図１２の直流電源２０３参照）が接続され、−端子には、第１の直流電源よりも電圧が低い第２の直流電源（図示せず）が接続される。第１の直流電源及び第２の直流電源の定格電圧は、第２の直流電源の方が第１の直流電源よりも低い限り、任意であってよい。典型的には、−端子には、グランド（即ちＯＶ）が接続される。以下では、説明の複雑化を防止するために、特に言及しない限り、−端子はグランドに接続されているものとする。 A first DC power source (see DC power source 203 in FIG. 12) is connected to the + terminal, and a second DC power source (not shown) having a voltage lower than that of the first DC power source is connected to the − terminal. Is done. The rated voltages of the first DC power source and the second DC power source may be arbitrary as long as the second DC power source is lower than the first DC power source. Typically, a ground (that is, OV) is connected to the-terminal. In the following, in order to prevent complication of explanation, it is assumed that the − terminal is connected to the ground unless otherwise specified.

コンデンサＣ１及びコンデンサＣ２は、主に、電圧変換装置１の出力電圧を平滑化すると共に、電圧変換装置１における発生ノイズを低減する機能を有する。コンデンサＣ１及びコンデンサＣ２の容量は、好ましくは、同一に設定される。また、コンデンサＣ１及びコンデンサＣ２としては、好ましくは、劣化の影響を低減するために、耐久劣化し難いセラミックタイプのコンデンサが用いられる。 The capacitor C1 and the capacitor C2 mainly have a function of smoothing the output voltage of the voltage conversion device 1 and reducing noise generated in the voltage conversion device 1. The capacities of the capacitor C1 and the capacitor C2 are preferably set to be the same. In addition, as the capacitor C1 and the capacitor C2, a ceramic type capacitor that does not easily deteriorate in durability is preferably used in order to reduce the influence of deterioration.

スイッチング素子Ｑ１及びＱ２は、一方がＯＮ時に他方がＯＦＦとなるように制御される。スイッチング素子Ｑ１及びＱ２の制御態様の詳細（例えばデットタイムの設定・調整方法等）は、任意である。 The switching elements Q1 and Q2 are controlled so that when one is ON, the other is OFF. The details of the control mode of the switching elements Q1 and Q2 (for example, the setting / adjustment method of the dead time) are arbitrary.

本実施例の電圧変換装置１は、第２ループ回路１２及び第１ループ回路１０に流れるループ電流の方向が同一となるように構成されている。即ち、本実施例の電圧変換装置１は、図１及び図２に示した従来構成と比較すると明らかなように、本実施例の電圧変換装置１は、図１に示した従来構成を図１に示すラインＸ−Ｘに沿って折り返した構成となっている。これにより、図１に示した従来構成とは対照的に、電圧変換装置１の動作時、第２ループ回路１２及び第１ループ回路１０に流れるループ電流の方向が同一となる。 The voltage conversion apparatus 1 of the present embodiment is configured such that the directions of loop currents flowing through the second loop circuit 12 and the first loop circuit 10 are the same. That is, as apparent from the comparison between the voltage converter 1 of the present embodiment and the conventional configuration shown in FIGS. 1 and 2, the voltage converter 1 of the present embodiment has the conventional configuration shown in FIG. It is the structure which turned up along line XX shown in FIG. Thereby, in contrast to the conventional configuration shown in FIG. 1, the directions of the loop currents flowing in the second loop circuit 12 and the first loop circuit 10 are the same during the operation of the voltage conversion device 1.

図３に示す例において、動作時、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、それに同期してスイッチング素子Ｑ１がオフとなり、図４（Ａ）に示すように、第２ループ回路１２に図中の矢印で示す向きのループで電流Ｉ２が流れる。スイッチング素子Ｑ２がオンからオフに反転すると、それに同期してスイッチング素子Ｑ１がオフからオンに反転し、図４（Ｂ）に示すように、第１ループ回路１０に図中の矢印で示す向きのループで電流Ｉ１が流れる。このようにして、スイッチング素子Ｑ２がオンしている間の時間（オンデューティ）を適切に制御することで、第１の直流電源の電圧を所望の電圧に変換（降圧変換）して出力端子２０に出力することができる。 In the example shown in FIG. 3, when the switching element Q2 is turned on during operation, the switching element Q1 is turned off in synchronization with the switching element Q2, and the second loop circuit 12 is indicated by an arrow in the figure as shown in FIG. The current I2 flows through the loop in the direction. When the switching element Q2 is inverted from on to off, the switching element Q1 is inverted from off to on in synchronization with it, and as shown in FIG. 4B, the first loop circuit 10 has a direction indicated by an arrow in the figure. A current I1 flows in the loop. In this way, by appropriately controlling the time during which the switching element Q2 is on (on duty), the voltage of the first DC power supply is converted into a desired voltage (step-down conversion), and the output terminal 20 Can be output.

尚、図３に示す例では、電気負荷４０の他端（出力端子２０側でない端子）に＋端子が接続されているので、スイッチング素子Ｑ２のＯＮ／ＯＦＦ動作が実質的にデューティを決定し、スイッチング素子Ｑ１は同期整流用スイッチング素子として機能する。尚、例えばエネルギ効率よりもコストを優先する場合は、スイッチング素子Ｑ１が省略されてもよい（ダイオードのみとなる）。また、例えば、図５に示すように、電気負荷４０の他端（出力端子２０側でない端子）に−端子が接続されてもよい。この場合、図３の示す例とは逆に、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ動作が実質的にデューティを決定し、スイッチング素子Ｑ２は同期整流用スイッチング素子として機能する。尚、図５に示す例においても、例えばエネルギ効率よりもコストを優先する場合は、スイッチング素子Ｑ２が省略されてもよい（ダイオードのみとなる）。 In the example shown in FIG. 3, since the + terminal is connected to the other end of the electrical load 40 (a terminal that is not on the output terminal 20 side), the ON / OFF operation of the switching element Q2 substantially determines the duty, The switching element Q1 functions as a synchronous rectification switching element. For example, when cost is given priority over energy efficiency, the switching element Q1 may be omitted (only a diode is provided). For example, as illustrated in FIG. 5, a negative terminal may be connected to the other end of the electrical load 40 (a terminal that is not on the output terminal 20 side). In this case, contrary to the example shown in FIG. 3, the ON / OFF operation of the switching element Q1 substantially determines the duty, and the switching element Q2 functions as a synchronous rectification switching element. In the example shown in FIG. 5 as well, for example, when cost is given priority over energy efficiency, the switching element Q2 may be omitted (only a diode is provided).

ところで、図２を参照して上述したように、図１に示すような電圧変換装置の回路構成をそのまま平面的に配置すると、スイッチング素子Ｑ２を高速にＯＮ／ＯＦＦ動作させるときに、第１ループ回路を貫く磁界と、第２ループ回路を貫く逆方向の磁界とが交互に高速に発生し、当該磁界の高周波変動に起因した高周波ノイズが発生するという問題が生ずる。 By the way, as described above with reference to FIG. 2, if the circuit configuration of the voltage conversion device as shown in FIG. 1 is arranged as it is, the first loop is used when the switching element Q2 is turned on and off at high speed. A magnetic field penetrating the circuit and a reverse magnetic field penetrating the second loop circuit are alternately generated at a high speed, resulting in a problem that high-frequency noise is generated due to high-frequency fluctuations of the magnetic field.

これに対して、本実施例の電圧変換装置１によれば、図４（Ａ）及び図４（Ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２を高速にＯＮ／ＯＦＦ動作させるときに、電流Ｉ１の方向と電流Ｉ２の方向とが同一であり、第１ループ回路を貫く磁界と、第２ループ回路を貫く同一方向の磁界とが交互に高速に発生するので、第１ループ回路１０と第２ループ回路１２の共通ループ部分（図３の符号７０が付された太線のループ部分）において、当該磁界の高周波変動に起因した高周波ノイズを低減することができる。 On the other hand, according to the voltage conversion device 1 of the present embodiment, as shown in FIGS. 4A and 4B, when the switching element Q2 is turned ON / OFF at high speed, the current I1 The direction of the current I2 is the same as the direction of the current I2, and a magnetic field passing through the first loop circuit and a magnetic field in the same direction passing through the second loop circuit are alternately generated at high speed, so that the first loop circuit 10 and the second loop In the common loop portion of the circuit 12 (the thick-line loop portion indicated by reference numeral 70 in FIG. 3), high-frequency noise caused by high-frequency fluctuations of the magnetic field can be reduced.

第１ループ回路１０と第２ループ回路１２は、この効果を効率的に得るために、好ましくは、共通ループ部分（図３の符号７０が付された太線のループ部分）の面積が大きくなるように構成される。 In order to obtain this effect efficiently, the first loop circuit 10 and the second loop circuit 12 are preferably configured so that the area of the common loop portion (the thick line loop portion denoted by reference numeral 70 in FIG. 3) is increased. Configured.

図６は、上述の本実施例の磁束変動低減効果を説明する波形図である。 FIG. 6 is a waveform diagram for explaining the magnetic flux fluctuation reducing effect of the above-described embodiment.

上述の如く、スイッチング素子Ｑ２及びＱ１が互いに反転した所定のデューティで駆動されると、図６（Ａ）及び（Ｂ）に示すような波形で、第２ループ回路１２及び第１ループ回路１０に電流が流れる。このとき、第２ループ回路１２及び第１ループ回路１０に流れる電流に起因して、図６（Ｃ）及び（Ｂ）に示すような波形（時系列）で、第２ループ回路１２を貫く磁束φ２及び第１ループ回路１０を貫く磁束φ１が発生する。このような磁束φ２及びφ１は、スイッチング素子Ｑ２及びＱ１が高速に駆動されることから、それぞれは短時間に大きく変動する。本実施例では、上述の如く第２ループ回路１２及び第１ループ回路１０に流れるループ電流の方向は同一であり、図６（Ｃ）及び（Ｂ）に示す磁束φ２と磁束φ１とが同一方向であるので、これらの波形（時系列）を足し合わせると、図６（Ｅ）に示すような急峻な変動が無くなった波形となる。即ち、第１ループ回路１０と第２ループ回路１２の共通ループ部分７０（図３参照）において、時間的変動の少ない磁束変化が実現される。このように、本実施例の電圧変換装置１によれば、磁束φ１＋φ２の高周波変動による発生ノイズを効果的に低減することができる。 As described above, when the switching elements Q2 and Q1 are driven with a predetermined duty inverted from each other, the second loop circuit 12 and the first loop circuit 10 have waveforms as shown in FIGS. 6 (A) and 6 (B). Current flows. At this time, the magnetic flux penetrating the second loop circuit 12 in a waveform (time series) as shown in FIGS. 6C and 6B due to the current flowing through the second loop circuit 12 and the first loop circuit 10. A magnetic flux φ1 penetrating φ2 and the first loop circuit 10 is generated. Such magnetic fluxes φ2 and φ1 vary greatly in a short time because the switching elements Q2 and Q1 are driven at high speed. In this embodiment, as described above, the directions of the loop currents flowing in the second loop circuit 12 and the first loop circuit 10 are the same, and the magnetic flux φ2 and the magnetic flux φ1 shown in FIGS. 6C and 6B are in the same direction. Therefore, when these waveforms (time series) are added together, a waveform having no steep fluctuation as shown in FIG. 6E is obtained. That is, in the common loop portion 70 (see FIG. 3) of the first loop circuit 10 and the second loop circuit 12, a magnetic flux change with little temporal variation is realized. Thus, according to the voltage converter 1 of the present embodiment, it is possible to effectively reduce noise generated due to high-frequency fluctuations of the magnetic flux φ1 + φ2.

図７は、本実施例に係る電圧変換装置１の回路構成を実現する搭載例の一例を示す図であり、図７（Ａ）は、プリント基板の表面の構成を示し、図７（Ｂ）は、同プリント基板の裏面の構成を示す。尚、基板は、任意の種類の基板であってよく、例えばフレキシブル基板であってもよい。 FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a mounting example that realizes the circuit configuration of the voltage conversion device 1 according to the present embodiment. FIG. 7A illustrates the configuration of the surface of the printed circuit board, and FIG. These show the composition of the back of the printed circuit board. The substrate may be any type of substrate, for example, a flexible substrate.

図７に示す例では、第１ループ回路１０と第２ループ回路１２の双方の回路全体が基板の同一表面(基板の表面)上に配置されている。第１ループ回路１０のスイッチング素子Ｑ１とコンデンサＣ１を接続するパターンは、図７（Ａ）に示すように、好ましくは、第２ループ回路１２のスイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２を接続するパターンと可能な限り近接して配置される。これにより、第１ループ回路１０と第２ループ回路１２の共通ループ部分（図３の符号７０参照）の面積が大きくして、ノイズ低減効果を高めることができる。同基板の裏面には、図７（Ｂ）に示すように、例えば銅のベタパターンによりグランド電位が形成されている。第２ループ回路１２は、スイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２の中点に形成されるスルーホール８０を介して、基板の裏面(グランド面)に接続される。尚、スルーホール８０は、好ましくは、第２ループ回路１２のスイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２を接続するパターンと可能な限り近接して配置され、第２ループ回路１２のスイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２を接続するパターン上に形成されてもよい。 In the example shown in FIG. 7, the entire circuits of both the first loop circuit 10 and the second loop circuit 12 are arranged on the same surface (the surface of the substrate) of the substrate. The pattern for connecting the switching element Q1 of the first loop circuit 10 and the capacitor C1 is preferably possible as the pattern for connecting the switching element Q2 of the second loop circuit 12 and the capacitor C2, as shown in FIG. Placed as close as possible. Thereby, the area of the common loop portion (see reference numeral 70 in FIG. 3) of the first loop circuit 10 and the second loop circuit 12 is increased, and the noise reduction effect can be enhanced. On the back surface of the substrate, as shown in FIG. 7B, a ground potential is formed by a solid copper pattern, for example. The second loop circuit 12 is connected to the back surface (ground surface) of the substrate through a through hole 80 formed at the midpoint between the switching element Q2 and the capacitor C2. The through hole 80 is preferably arranged as close as possible to the pattern connecting the switching element Q2 of the second loop circuit 12 and the capacitor C2, and connects the switching element Q2 of the second loop circuit 12 and the capacitor C2. It may be formed on the pattern to be.

図８は、本実施例に係る電圧変換装置１の回路構成を実現する搭載例のその他の一例を示す図であり、図８（Ａ）は、プリント基板の表面の構成を示し、図８（Ｂ）は、同プリント基板の裏面の構成を示す。尚、基板は、任意の種類の基板であってよく、例えばフレキシブル基板であってもよい。 FIG. 8 is a diagram illustrating another example of the mounting example for realizing the circuit configuration of the voltage conversion device 1 according to the present embodiment. FIG. 8A illustrates the configuration of the surface of the printed circuit board, and FIG. B) shows the configuration of the back surface of the printed circuit board. The substrate may be any type of substrate, for example, a flexible substrate.

図８に示す例では、第１ループ回路１０と第２ループ回路１２の双方の回路の略全体が基板の同一表面(基板の表面)上に配置されている。即ち、図８に示す例では、上記の図７に示した例に対して、一部の配線が基板の裏面に設けられる点が主に異なる。具体的には、図８に示す例では、スイッチング素子Ｑ２のソース側がスルーホール８３を介して、基板の裏面(グランド面)に接続される。また、コンデンサＣ２のスイッチング素子Ｑ２側がスルーホール８４を介して、基板の裏面(グランド面)に接続される。これにより、スイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣ２の中点がグランドに接続される。また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン側とインダクタンスＬとが基板の裏面の非導体領域９０内でスルーホール８２，８１を介して配線パターン８６により接続される。この場合、図７に示す例に比べて、第２ループ回路１２におけるスイッチング素子Ｑ２のドレイン側とインダクタンスＬを接続する配線パターン８６を、第１ループ回路１０におけるスイッチング素子Ｑ１のソース側とインダクタンスＬを接続する配線パターンに近接させることが可能となり(究極的には基板の上下の重なる位置に配置することが可能となり)、第１ループ回路１０又は第２のループ面積に対する共通ループ部分７０（図３参照）のループ面積の比率を高めることができる。同様の観点から、図８にてＸ２の領域内に示すように、共通ループ部分７０からの第２ループ回路１２の分岐点をコンデンサＣ２側に近接するように配置することで、第１ループ回路１０又は第２のループ面積に対する共通ループ部分７０（図３参照）のループ面積の比率を高めることとしてもよい（図７の領域Ｘ１対照参考）。 In the example shown in FIG. 8, substantially the entire circuits of both the first loop circuit 10 and the second loop circuit 12 are arranged on the same surface (surface of the substrate) of the substrate. That is, the example shown in FIG. 8 is mainly different from the example shown in FIG. 7 in that some wirings are provided on the back surface of the substrate. Specifically, in the example shown in FIG. 8, the source side of the switching element Q 2 is connected to the back surface (ground surface) of the substrate through the through hole 83. The switching element Q2 side of the capacitor C2 is connected to the back surface (ground surface) of the substrate through the through hole 84. As a result, the midpoint of the switching element Q2 and the capacitor C2 is connected to the ground. Further, the drain side of the switching element Q2 and the inductance L are connected by the wiring pattern 86 through the through holes 82 and 81 in the non-conductor region 90 on the back surface of the substrate. In this case, as compared with the example shown in FIG. 7, the wiring pattern 86 connecting the drain side of the switching element Q2 and the inductance L in the second loop circuit 12 is different from the source side of the switching element Q1 in the first loop circuit 10 and the inductance L. Can be brought close to the wiring pattern to connect the circuit board (ultimately, it can be arranged at the upper and lower overlapping positions of the substrate), and the common loop portion 70 for the first loop circuit 10 or the second loop area (see FIG. 3) can be increased. From the same point of view, as shown in the region X2 in FIG. 8, the first loop circuit is arranged by placing the branch point of the second loop circuit 12 from the common loop portion 70 close to the capacitor C2 side. The ratio of the loop area of the common loop portion 70 (see FIG. 3) to 10 or the second loop area may be increased (see the region X1 control in FIG. 7).

以上示した上述の実施例による電圧変換装置１によれば、とりわけ、以下のような優れた効果が奏される。 According to the voltage conversion device 1 according to the above-described embodiment described above, the following excellent effects are achieved.

上述の如く、電圧変換装置１の動作時に第１ループ回路１０と第２ループ回路１２に同一方向の電流が流れるように電圧変換装置１を構成することで、高周波変動に起因した高周波ノイズを効果的に低減することができる。 As described above, the voltage converter 1 is configured so that currents in the same direction flow through the first loop circuit 10 and the second loop circuit 12 during the operation of the voltage converter 1, so that high frequency noise caused by high frequency fluctuations can be effectively obtained. Can be reduced.

また、第１ループ回路１０と第２ループ回路１２のそれぞれの回路全体(又は少なくともそれぞれの素子の全て)を基板の同一表面上に配置することで、第１ループ回路１０と第２ループ回路１２の一部の素子を同基板の裏面に配置した場合に比べて、実装効率が良く、放熱構造等の設計自由度が向上し、また、例えば素子が配置されていない側にノイズ遮断手段（例えば上述のベタグランドのような表面層や別の基板層)を設定すること等により、イミュニティ性能を高めることが容易となる。 Further, by arranging the entire circuit of each of the first loop circuit 10 and the second loop circuit 12 (or at least all of the respective elements) on the same surface of the substrate, the first loop circuit 10 and the second loop circuit 12 are arranged. Compared with the case where some of the elements are arranged on the back side of the substrate, the mounting efficiency is good, the degree of freedom of design of the heat dissipation structure and the like is improved, and noise blocking means (for example, on the side where the elements are not arranged) By setting a surface layer such as the above-described solid ground or another substrate layer), it becomes easy to improve immunity performance.

図９乃至図１１は、本実施例の効果を確認した試験結果を示す図である。図９は、図３に示したような本実施例の電圧変換装置１に対応して試作された基板構成を示し、図９（Ａ）は、プリント基板の表面の構成を示し、図９（Ｂ）は、プリント基板の裏面の構成を示す。また、図１０は、対照例として、図１に示したような従来の電圧変換装置に対応して試作された基板構成を示し、図１０（Ａ）は、プリント基板の表面の構成を示し、図１０（Ｂ）は、プリント基板の裏面の構成を示す。図９及び図１０において、符号７３が付されたハッチングで示された各部位は、電源系（＋端子側、本例では＋Ｂ系）の回路部分に対応し、符号７１が付されたハッチングで示された各部位は、出力部分の回路部分に対応し、符号７２が付されたハッチングで示された各部位は、グランド系（−端子側）の回路部分に対応している。 9 to 11 are diagrams showing test results for confirming the effects of the present embodiment. FIG. 9 shows a substrate configuration prototyped corresponding to the voltage conversion device 1 of the present embodiment as shown in FIG. 3, and FIG. 9A shows the configuration of the surface of the printed circuit board. B) shows the configuration of the back surface of the printed circuit board. Further, FIG. 10 shows, as a control example, a substrate configuration prototyped corresponding to the conventional voltage conversion device as shown in FIG. 1, and FIG. 10 (A) shows the configuration of the surface of the printed circuit board. FIG. 10B shows the configuration of the back surface of the printed board. In FIG. 9 and FIG. 10, each part indicated by hatching with reference numeral 73 corresponds to the circuit portion of the power supply system (+ terminal side, in this example, + B system), and hatched with reference numeral 71. Each part shown corresponds to a circuit part of the output part, and each part shown by hatching with reference numeral 72 corresponds to a circuit part of the ground system (-terminal side).

図１１は、図９及び図１０に示した装置をそれぞれ実際に動作させて計測したノイズの波形を示す。図１１において、本実施例の電圧変換装置１によるノイズ特性は、実線により示され、従来の構成によるノイズ特性は、点線により示されている。図１１から明らかなように、本実施例によれば、従来の構成によるノイズ特性に比べてノイズレベルが大幅に低減されることが分かる。 FIG. 11 shows noise waveforms measured by actually operating the devices shown in FIGS. 9 and 10. In FIG. 11, the noise characteristic by the voltage converter 1 of a present Example is shown by the continuous line, and the noise characteristic by the conventional structure is shown by the dotted line. As is apparent from FIG. 11, according to the present embodiment, it can be seen that the noise level is significantly reduced as compared with the noise characteristics of the conventional configuration.

図１２は、本発明による電気負荷駆動装置２００の一実施例を示す構成図である。 FIG. 12 is a block diagram showing an embodiment of the electric load driving device 200 according to the present invention.

本実施例の電気負荷駆動装置２００は、電気負荷駆動回路装置２０１と、制御目標信号発生装置（ＰＣＭ）２０２と、直流電源２０３とを備える。電気負荷駆動回路装置２０１は、上述の電圧変換装置１を備えると共に、内部電源回路１０１、入力信号インターフェース回路１０２、スイッチングデューティ生成回路１０３及びスイッチング素子駆動回路１０４を備える。尚、端子Ｔ１及びＴ４は、上述の＋端子に対応し、端子Ｔ３は−端子に対応し、Ｔ５は電圧変換装置１の出力端子２０に対応する。尚、電圧変換装置１に代えて、後述の他の例による電圧変換装置２，３が用いられてもよい。 The electric load driving device 200 of this embodiment includes an electric load driving circuit device 201, a control target signal generator (PCM) 202, and a DC power source 203. The electrical load drive circuit device 201 includes the voltage conversion device 1 described above, and also includes an internal power supply circuit 101, an input signal interface circuit 102, a switching duty generation circuit 103, and a switching element drive circuit 104. The terminals T1 and T4 correspond to the above-described + terminal, the terminal T3 corresponds to the-terminal, and T5 corresponds to the output terminal 20 of the voltage conversion device 1. Instead of the voltage converter 1, voltage converters 2 and 3 according to other examples described later may be used.

図１２に示す例では、電気負荷４０は、誘導性負荷であり、車両のエンジンに用いられるフューエルポンプである。但し、電気負荷４０は、ファンや、ステアリングのアシストモータ等のような、任意の電気負荷であってよい。また、符号Ｓ１で示されるスイッチは、イグニッションスイッチに相当する。 In the example shown in FIG. 12, the electric load 40 is an inductive load, and is a fuel pump used for a vehicle engine. However, the electric load 40 may be an arbitrary electric load such as a fan or a steering assist motor. The switch indicated by reference sign S1 corresponds to an ignition switch.

制御目標信号発生装置２０２は、マイクロコンピューターにより構成され、例えば車両のエンジンを制御するＥＦＩ・ＥＣＵであってよい。制御目標信号発生装置２０２は、フューエルポンプの制御目標値（例えば目標回転数）を決定し、当該制御目標値を表す制御目標信号を電気負荷駆動回路装置２０１に入力する。尚、制御目標信号発生装置２０２は、直流電源２０３からの電源電圧に基づき動作するが、内部に降圧回路等を備えてもよい。 The control target signal generator 202 is constituted by a microcomputer, and may be, for example, an EFI • ECU that controls a vehicle engine. The control target signal generator 202 determines a control target value (for example, target rotational speed) of the fuel pump, and inputs a control target signal representing the control target value to the electric load drive circuit device 201. The control target signal generator 202 operates based on the power supply voltage from the DC power supply 203, but may include a step-down circuit or the like inside.

制御目標信号発生装置２０２からの制御目標信号は、制御目標信号発生装置２０２の入力信号インターフェース回路１０２で処理され、スイッチングデューティ生成回路１０３により当該制御目標値を実現するためのデューティが決定される。そして、決定されたデューティに従ってスイッチング素子駆動回路１０４によりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がＯＮ／ＯＦＦ制御される。 The control target signal from the control target signal generator 202 is processed by the input signal interface circuit 102 of the control target signal generator 202, and the duty for realizing the control target value is determined by the switching duty generation circuit 103. The switching elements Q1 and Q2 are ON / OFF controlled by the switching element drive circuit 104 in accordance with the determined duty.

以上、本発明の好ましい実施例について詳説したが、本発明は、上述した実施例に制限されることはなく、本発明の範囲を逸脱することなく、上述した実施例に種々の変形及び置換を加えることができる。 The preferred embodiments of the present invention have been described in detail above. However, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications and substitutions can be made to the above-described embodiments without departing from the scope of the present invention. Can be added.

例えば、上述の実施例では、電圧変換装置１の動作時に第１ループ回路１０と第２ループ回路１２に同一方向の電流が流れる構成の特定の例が開示されているが、本発明はこれに限られない。例えば、図１３に示すように、図３に示した構成に対して等価的な変更を加えてもよい。また、図３等に示した構成では、第２ループ回路１２を第１ループ回路１０が囲繞しているが、逆に、第１ループ回路１０を第２ループ回路１２が囲繞するような構成であってよい。又は、図３に示した構成では、共通ループ部分７０がループ全体の長さの少なくとも１／２より大きい比率を占め、２／３〜３／４程度の比率を占めているが、図１４に示すように、ループ全体の長さに占める共通ループ部分の比率が１／２より小さく低減されてもよい。このような構成でも、第２ループ回路１２を第１ループ回路１０が囲繞するので、上述のノイズ低減効果を享受することができる。 For example, in the above-described embodiment, a specific example of a configuration in which currents in the same direction flow in the first loop circuit 10 and the second loop circuit 12 during operation of the voltage conversion device 1 is disclosed. Not limited. For example, as shown in FIG. 13, an equivalent change may be added to the configuration shown in FIG. In the configuration shown in FIG. 3 and the like, the second loop circuit 12 is surrounded by the first loop circuit 10, but conversely, the first loop circuit 10 is surrounded by the second loop circuit 12. It may be. Or, in the configuration shown in FIG. 3, the common loop portion 70 occupies a ratio larger than at least 1/2 of the entire length of the loop, and occupies a ratio of about 2/3 to 3/4. As shown, the ratio of the common loop portion occupying the entire length of the loop may be reduced to less than ½. Even in such a configuration, since the first loop circuit 10 surrounds the second loop circuit 12, the above-described noise reduction effect can be enjoyed.

また、上述した実施例では、例えば図７や図８に示したように、第２ループ回路１２は、スルーホール８０を介して、基板の裏面(グランド面)に接続されているが、本発明は、これに限られない。例えば、図１５に示すように、第２ループ回路１２は、第１ループ回路１０を絶縁した態様で跨ぐチップジャンパー５０（又はその類）を介して、基板の表面に形成されたグランド（−端子）に接続されてもよい。尚、図１５（Ｂ）は、図１５（Ａ）のＰ−Ｐ断面に相当する。かかる図１５に示す構成によれば、基板の片面にて所望の配線パターンと部品の配置が可能となるという利点がある。 In the above-described embodiment, for example, as shown in FIGS. 7 and 8, the second loop circuit 12 is connected to the back surface (ground surface) of the substrate through the through hole 80. Is not limited to this. For example, as shown in FIG. 15, the second loop circuit 12 has a ground (-terminal) formed on the surface of the substrate via a chip jumper 50 (or the like) straddling the first loop circuit 10 in an insulated manner. ). Note that FIG. 15B corresponds to the PP cross section of FIG. The configuration shown in FIG. 15 has an advantage that a desired wiring pattern and components can be arranged on one side of the substrate.

また、上述した実施例では、降圧型の電圧変換装置が用いられているが、昇圧型や双方向の電圧変換装置に適用されてもよい。 In the above-described embodiments, the step-down voltage converter is used, but it may be applied to a step-up or bidirectional voltage converter.

従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the conventional DC-DC converter. 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの部品配置を示す図である。It is a figure which shows the components arrangement | positioning of the conventional DC-DC converter. 本発明による一実施例に係る電圧変換装置１の回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the voltage converter 1 which concerns on one Example by this invention. 第２ループ回路１２及び第１ループ回路１０のそれぞれに流れるループ電流Ｉ２，Ｉ１の向きを示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating directions of loop currents I2 and I1 flowing in the second loop circuit 12 and the first loop circuit 10, respectively. 電気負荷４０の接続方法のその他の例を示す図である。It is a figure which shows the other example of the connection method of the electrical load. 本実施例の電圧変換装置１における磁束変動低減効果を説明する波形図である。It is a wave form diagram explaining the magnetic flux fluctuation reduction effect in the voltage converter 1 of a present Example. 本実施例に係る電圧変換装置１の回路構成を実現する搭載例の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the example of mounting which implement | achieves the circuit structure of the voltage converter 1 which concerns on a present Example. 本実施例に係る電圧変換装置１の回路構成を実現する搭載例のその他の一例を示す図である。It is a figure which shows another example of the example of mounting which implement | achieves the circuit structure of the voltage converter 1 which concerns on a present Example. 本実施例の電圧変換装置１に対応して試作された基板構成を示す図である。It is a figure which shows the board | substrate structure made as an experiment corresponding to the voltage converter 1 of a present Example. 従来の電圧変換装置として試作された基板構成を示す図である。It is a figure which shows the board | substrate structure prototyped as a conventional voltage converter. 図９及び図１０に示した装置をそれぞれ実際に動作させて計測したノイズの波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the noise measured by actually operating the apparatus shown in FIG.9 and FIG.10, respectively. 本発明による電気負荷駆動装置２００の一実施例を示す構成図である。It is a block diagram which shows one Example of the electrical load drive device 200 by this invention. その他の一実施例に係る電圧変換装置２の回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the voltage converter 2 which concerns on another one Example. その他の一実施例に係る電圧変換装置３の回路構成を示す図である。It is a figure which shows the circuit structure of the voltage converter 3 which concerns on another one Example. 本実施例に係る電圧変換装置１の回路構成を実現する搭載例の更なるその他の一例を示す図である。It is a figure which shows the further another example of the mounting example which implement | achieves the circuit structure of the voltage converter 1 which concerns on a present Example.

符号の説明Explanation of symbols

Ｌインダクタンス
Ｃ１コンデンサ
Ｃ２コンデンサ
Ｑ１スイッチング素子
Ｑ２スイッチング素子
１，２，３電圧変換装置
１０第１ループ回路
１２第２ループ回路
４０電気負荷
８０スルーホール
８１スルーホール
８２スルーホール
８３スルーホール
８４スルーホール
８６配線パターン
２０３直流電源 L Inductance C1 Capacitor C2 Capacitor Q1 Switching element Q2 Switching element 1, 2, 3 Voltage converter 10 First loop circuit 12 Second loop circuit 40 Electric load 80 Through hole 81 Through hole 82 Through hole 83 Through hole 84 Through hole 86 Wiring Pattern 203 DC power supply

Claims

インダクタンス素子を共有する第１ループ回路と第２ループ回路とを備え、前記第１ループ回路に設けられる第１スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作に伴い前記第１ループ回路と前記第２ループ回路に交互に電流が流れる電圧変換装置であって、
前記第１ループ回路のスイッチング素子のＯＮ動作時に形成される前記第１ループ回路を貫く磁界の向きと、前記第１ループ回路の第１スイッチング素子のＯＮ動作後のＯＦＦ動作時に形成される前記第２ループ回路を貫く磁界の向きが同方向であり、
前記第１ループ回路と前記第２ループ回路を構成する素子の全てが基板の同一表面上に配置され、前記第２ループ回路は、第２直流電源に接続され、前記第１ループ回路は、前記第２直流電源と電圧が異なる第１直流電源に接続されることを特徴とする、電圧変換装置。 A first loop circuit and a second loop circuit sharing an inductance element are provided, and the first loop circuit and the second loop circuit are alternately switched in accordance with an ON / OFF operation of the first switching element provided in the first loop circuit. A voltage conversion device in which a current flows in
The direction of the magnetic field penetrating through the first loop circuit formed when the switching element of the first loop circuit is turned on, and the first time formed when the first switching element of the first loop circuit is turned off after the ON operation of the first loop circuit. The direction of the magnetic field passing through the two-loop circuit is the same direction,
All of the elements constituting the first loop circuit and the second loop circuit are disposed on the same surface of the substrate, the second loop circuit is connected to a second DC power source, and the first loop circuit is The voltage converter is connected to a first DC power supply having a voltage different from that of the second DC power supply.

前記第１及び第２ループ回路には、第１及び第２容量性素子がそれぞれ設けられる、請求項１に記載の電圧変換装置。 The voltage conversion apparatus according to claim 1, wherein the first and second loop circuits are provided with first and second capacitive elements, respectively.

前記第２ループ回路に第２スイッチング素子が設けられ、
前記第１及び第２スイッチング素子は、一方がＯＮするのに同期して他方がＯＦＦするように制御される、請求項１又は２に記載の電圧変換装置。 A second switching element is provided in the second loop circuit;
3. The voltage conversion device according to claim 1, wherein the first and second switching elements are controlled such that one of them is turned OFF in synchronization with one of them being turned ON.

前記第１ループ回路における前記第１スイッチング素子と前記第１容量性素子の中点に前記第１直流電源が接続される、請求項２に記載の電圧変換装置。 3. The voltage converter according to claim 2, wherein the first DC power source is connected to a midpoint between the first switching element and the first capacitive element in the first loop circuit.

前記第１及び第２ループ回路には、第１及び第２容量性素子がそれぞれ設けられると共に、
前記第２ループ回路に第２スイッチング素子が設けられ、
前記第１及び第２スイッチング素子は、一方がＯＮするのに同期して他方がＯＦＦするように制御され、
前記第２ループ回路における前記第２スイッチング素子と前記第２容量性素子の中点に前記第２直流電源が接続される、請求項１に記載の電圧変換装置。 The first and second loop circuits are provided with first and second capacitive elements, respectively,
A second switching element is provided in the second loop circuit;
The first and second switching elements are controlled so that one of them is turned on in synchronization with the other being turned on,
2. The voltage converter according to claim 1, wherein the second DC power source is connected to a midpoint between the second switching element and the second capacitive element in the second loop circuit.

インダクタンス成分を共有しそれぞれ第１及び第２スイッチング素子、及び、第１及び第２容量性素子を有する第１ループ回路と第２ループ回路とを備え、前記第１ループ回路に設けられる第１スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作に伴い前記第１ループ回路と前記第２ループ回路に交互に電流が流れる電圧変換装置であって、
前記第１ループ回路における前記第１スイッチング素子と前記第１容量性素子の中点に第１直流電源が接続され、前記第２ループ回路における前記第２スイッチング素子と前記第２容量性素子の中点に、前記第１直流電源と電圧が異なる第２直流電源が接続され、
前記第１ループ回路及び前記第２ループ回路は、前記第１ループ回路及び前記第２ループ回路の一方が他方を囲繞するように配置されることを特徴とする、電圧変換装置。 A first switching circuit provided in the first loop circuit, the first loop circuit including a first loop circuit and a second loop circuit each having an inductance component and having first and second switching elements and first and second capacitive elements, respectively. A voltage conversion device in which current flows alternately in the first loop circuit and the second loop circuit in accordance with ON / OFF operation of an element,
A first DC power source is connected to a midpoint of the first switching element and the first capacitive element in the first loop circuit, and the middle of the second switching element and the second capacitive element in the second loop circuit. A second DC power source having a voltage different from that of the first DC power source,
The voltage converter according to claim 1, wherein the first loop circuit and the second loop circuit are arranged such that one of the first loop circuit and the second loop circuit surrounds the other.

電気負荷を駆動する電気負荷駆動装置であって、
直流電源と、
前記直流電源から受けた直流電源の電圧レベルを変換して前記電気負荷に出力する請求項１〜６のうちのいずれか１項に記載の電圧変換装置と、
前記電圧変換装置を制御する制御装置とを含むことを特徴とする、電気負荷駆動装置。 An electric load driving device for driving an electric load,
DC power supply,
The voltage converter according to any one of claims 1 to 6, wherein the voltage level of a DC power source received from the DC power source is converted and output to the electric load.
And a control device for controlling the voltage conversion device.