JP4604638B2

JP4604638B2 - Power converter

Info

Publication number: JP4604638B2
Application number: JP2004294776A
Authority: JP
Inventors: 眞一郎住吉
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-10-07
Filing date: 2004-10-07
Publication date: 2011-01-05
Anticipated expiration: 2024-10-07
Also published as: JP2006109644A

Description

本発明は、太陽電池または燃料電池などの直流電力を商用周波数の交流電力に変換して系統に電力を注入する電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device that converts DC power, such as a solar cell or a fuel cell, into AC power having a commercial frequency and injects power into the system.

従来、この種の電力変換装置としては、例えば高周波トランスの１次側に共振コンデンサとスイッチング素子を配置し、スイッチング素子の電圧波形を共振させてゼロ電圧スイッチング動作を行うと共に、１次インバータが商用２倍周期で正弦波変調を行い、さらに高周波トランスの２次側ではダイオードとコンデンサで高周波成分を整流し、高周波トランスの２次側に配置した２次インバータで極性切換を行うことにより、概ね力率１の正弦波電流を生成している高効率な電力変換装置があった（例えば特許文献１参照）。 Conventionally, as this type of power conversion device, for example, a resonance capacitor and a switching element are arranged on the primary side of a high-frequency transformer, and a zero voltage switching operation is performed by resonating the voltage waveform of the switching element. By performing sinusoidal modulation with a double period, and further rectifying high-frequency components with a diode and a capacitor on the secondary side of the high-frequency transformer, and switching the polarity with a secondary inverter arranged on the secondary side of the high-frequency transformer, There has been a high-efficiency power converter that generates a sine wave current with a rate of 1 (see, for example, Patent Document 1).

図１１は、従来使用している電力変換装置の構成を示す接続図であり、図１２は動作を説明する波形図である。第１インバータ２が直流電源１の電力を高周波電力に変換する。これは、第１インバータ２のスイッチング素子８がオンオフを繰り返すことにより実現されるものである。通常、スイッチング素子８がターンオフする際、コレクタ−エミッタ間に流れる電流が遮断されるため、高周波トランス３に蓄積された励磁エネルギーを共振コンデンサ７との間で充放電することで、スイッチング素子８のコレクタ−エミッタ電圧は図１２に示すように共振波形となる。つぎに、コレクタ−エミッタ電圧がゼロとなりスイッチング素子８に逆並列で接続されたダイオードに電流が流れている期間にスイッチング素子８をターンオンすることで、ゼロ電圧スイッチングを実現している。１次インバータは力率１で出力電流を系統に注入するために、系統電圧のピーク付近ではスイッチング素子８の導通時間を大きく、ゼロ近傍では導通時間を小さくする連続的なパルス幅の変調を行う。特に系統電圧の絶対値が小さく１次インバータ２を構成するスイッチング素子８の導通時間を絞る時は、高周波トランス３の励磁エネルギーが小さいことからスイッチング素子８のコレクタ−エミッタ電圧の振幅も小さくなり、ゼロ電圧に到達しないため逆並列ダイオードが導通せずスイッチング素子８のゼロ電圧スイッチング動作が維持できなくなる。その場合、残留するコレクタ−エミッタ電圧を短絡する動作が必要となり、スイッチング損失が大幅に増加する。そこで第１スイッチング素子８の導通時間に下限を設けて、高周波トランス３の２次側に配置した第２インバータ５をパルス幅変調動作させることにより、電力変換装置は系統電圧の全領域で正弦波出力電流を生成している。
特開２０００−３２７５１号公報 FIG. 11 is a connection diagram illustrating a configuration of a power conversion device that is conventionally used, and FIG. 12 is a waveform diagram illustrating the operation. The first inverter 2 converts the power of the DC power source 1 into high frequency power. This is realized by the switching element 8 of the first inverter 2 being repeatedly turned on and off. Normally, when the switching element 8 is turned off, the current flowing between the collector and the emitter is interrupted. Therefore, the excitation energy accumulated in the high-frequency transformer 3 is charged and discharged with the resonant capacitor 7, thereby The collector-emitter voltage has a resonance waveform as shown in FIG. Next, zero voltage switching is realized by turning on the switching element 8 during a period in which the collector-emitter voltage becomes zero and a current flows through a diode connected in reverse parallel to the switching element 8. In order to inject the output current into the system with a power factor of 1, the primary inverter performs continuous pulse width modulation that increases the conduction time of the switching element 8 near the peak of the system voltage and decreases the conduction time near zero. . In particular, when the conduction voltage of the switching element 8 constituting the primary inverter 2 is reduced when the absolute value of the system voltage is small, the excitation energy of the high-frequency transformer 3 is small, so the amplitude of the collector-emitter voltage of the switching element 8 is also reduced. Since the zero voltage is not reached, the antiparallel diode does not conduct, and the zero voltage switching operation of the switching element 8 cannot be maintained. In that case, an operation for short-circuiting the remaining collector-emitter voltage is required, and the switching loss is greatly increased. Therefore, by setting a lower limit on the conduction time of the first switching element 8 and performing the pulse width modulation operation of the second inverter 5 disposed on the secondary side of the high-frequency transformer 3, the power conversion device can generate a sine wave in the entire system voltage range. Output current is generated.
JP 2000-32751 A

しかしながら前記従来の構成では、第２インバータの入力に配置された平滑コンデンサの容量が小さいため第２インバータの入力電圧が変動し、基準波形として正弦波を用いてパルス幅変調した場合、出力電流を正弦波にすることが困難であることから、第２インバータに精度の高い電流センサと広い帯域で良好な増幅特性と位相特性をもつ出力電流フィードバック回路を追加する必要であった。 However, in the conventional configuration, since the capacity of the smoothing capacitor arranged at the input of the second inverter is small, the input voltage of the second inverter fluctuates. When the pulse width is modulated using a sine wave as the reference waveform, the output current is Since it is difficult to make a sine wave, it is necessary to add a highly accurate current sensor and an output current feedback circuit having good amplification characteristics and phase characteristics in a wide band to the second inverter.

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、基準波形として正弦波を用いてパルス幅変調した場合でも、低歪みの正弦波出力電流を実現できる電力変換装置を提供することを目的とする。 The present invention solves the above-described conventional problems, and an object of the present invention is to provide a power converter that can realize a low-distortion sine wave output current even when pulse width modulation is performed using a sine wave as a reference waveform. .

前記従来の課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、第２インバータ入力電圧検知手段で検知した平滑コンデンサ電圧波形で、正弦波状の基準波を除することにより補正基準波を生成し、例えば一定周波数で動作する三角波との比較で第２インバータのパルスパターンを生成するものである。 In order to solve the above-described conventional problem, the power conversion device of the present invention generates a corrected reference wave by dividing the sine wave-like reference wave from the smoothing capacitor voltage waveform detected by the second inverter input voltage detecting means. For example, the pulse pattern of the second inverter is generated by comparison with a triangular wave operating at a constant frequency.

本発明の電力変換装置は、出力電流目標波形である制御回路内の正弦波基準波形を第２インバータ入力電圧波形で除算して得た補正基準波と、搬送波とで第２インバータのパルスパターンを生成することにより、位相遅れなく、適切な増幅が必要とされる高精度の出力電流フィードバック回路が不要となることから、簡素な制御回路構成で低歪みの正弦波出力電流を生成する電力変換装置とすることができる。 The power conversion device according to the present invention uses the correction reference wave obtained by dividing the sine wave reference waveform in the control circuit, which is the output current target waveform, by the second inverter input voltage waveform, and the pulse pattern of the second inverter using the carrier wave. This eliminates the need for a high-accuracy output current feedback circuit that requires appropriate amplification without phase delay, and therefore generates a low distortion sine wave output current with a simple control circuit configuration. It can be.

第１の発明は高周波トランスと、高周波トランスで絶縁された１次側に直流電源と並列に接続された平滑コンデンサと第１スイッチング素子と第１スイッチング素子のオフ時にコレクタ電圧を共振させる第１共振コンデンサとを配置した第１インバータと、高周波トランスの２次側に整流手段と、前記整流手段と系統との間に設けられた４個のスイッチング素子と入力電圧を平滑する平滑コンデンサからなる第２インバータとで構成された系統連系インバータにおいて、前記整流手段の下流で前記第２インバータの入力電圧波形を検知する第２インバータ電圧波形検知手段と、前記第２インバータ電圧波形検知手段から得られる電圧波形を蓄積する蓄積手段と、基準波形生成手段と、搬送波形発生手段とを有し、前記第２インバータの高周波ＰＷＭ動作期間中のみ前記第２インバータ入力電圧波形を前記蓄積手段に蓄積するものとし、基準波形生成手段に第２インバータ入力電圧波形で除算して補正基準波形を生成することで、高精度の出力電流フィードバック回路が不要となり、低歪みの正弦波出力電流を生成する上で簡素な制御回路構成とすることができるとともに、データ処理量を最小限とし、制御回路を簡素化することができる。 The first invention is a high frequency transformer, a smoothing capacitor connected in parallel with a DC power source on a primary side insulated by a high frequency transformer, a first switching element, and a first resonance that causes a collector voltage to resonate when the first switching element is off. A second inverter comprising a first inverter having a capacitor, a rectifier on the secondary side of the high-frequency transformer, four switching elements provided between the rectifier and the system, and a smoothing capacitor for smoothing the input voltage. In a grid-connected inverter composed of an inverter, a voltage obtained from the second inverter voltage waveform detecting means for detecting the input voltage waveform of the second inverter downstream of the rectifying means and the second inverter voltage waveform detecting means a means for storing the waveform, and the reference waveform generating means, and a carrier waveform generating means, the high frequency of the second inverter Only during WM operation period shall storing said second inverter input voltage waveform to the storage means, by the reference waveform generation means is divided by the second inverter input voltage waveform to generate a correction reference waveform, precision output A current feedback circuit is not required, and a simple control circuit configuration can be achieved for generating a low-distortion sine wave output current. Further , the data processing amount can be minimized and the control circuit can be simplified .

第２の発明は、特に、第１の発明において、第２インバータ入力電圧波形が系統の１周期毎に制御回路内の蓄積手段に蓄積され、系統に同期した基準波形の次周期で補正基準波形を生成することで、常時安定な補正基準波を生成することができる。 In particular, according to the second invention, in the first invention, the second inverter input voltage waveform is stored in the storage means in the control circuit every cycle of the system, and the corrected reference waveform is synchronized with the next cycle of the reference waveform synchronized with the system. By generating, it is possible to generate a correction reference wave that is always stable.

第３の発明は、第１〜２のいずれか１つの発明において、第２インバータが変調動作で出力電流の波形を正弦波状に生成する期間を、第１インバータが最小導通時間でスイッチング動作する期間よりも長くすることで、波形制御が第１インバータから第２インバータに移行する際の時間遅れによる出力電流の歪みを小さくすることができる。 According to a third invention, in any one of the first and second inventions, a period in which the second inverter generates a waveform of an output current in a sine wave by a modulation operation, and a period in which the first inverter performs a switching operation with a minimum conduction time. By making the length longer, distortion of the output current due to a time delay when the waveform control shifts from the first inverter to the second inverter can be reduced.

第４の発明は、第１〜３のいずれか１つの発明において、第１インバータが最小導通時間でスイッチングする位相に対して、第２インバータの変調開始位相を進めることで、特に第２インバータの入力に配置された平滑コンデンサが有する低周波インピーダンスによる出力電流の位相遅れを補正して、出力電流の歪みを最小にすることができる。 According to a fourth invention, in any one of the first to third inventions, the modulation start phase of the second inverter is advanced with respect to the phase at which the first inverter switches at the minimum conduction time, and the second inverter in particular. By correcting the phase delay of the output current due to the low frequency impedance of the smoothing capacitor arranged at the input, the distortion of the output current can be minimized.

第５の発明は、第１〜４のいずれか１つの発明において、第２インバータの入力に配置した平滑コンデンサの電流を検知する平滑コンデンサ電流検知手段を有し、電流値に応じて、第２インバータの変調開始位相を可変することで、系統電圧が変化した場合でも適切な位相補正量を算出して、常時、出力電流の歪みを小さくすることができる。 According to a fifth invention, in any one of the first to fourth inventions, there is provided smoothing capacitor current detection means for detecting a current of a smoothing capacitor arranged at the input of the second inverter, By varying the modulation start phase of the inverter, an appropriate phase correction amount can be calculated even when the system voltage changes, and distortion of the output current can always be reduced.

第６の発明は、第１〜５のいずれか１つの発明において、第２インバータの入力には直列接続された平滑コンデンサと半導体スイッチを配置し、第２インバータの変調動作で出力電流波形を生成する時のみ、半導体スイッチを投入することで、第１インバータが生成する出力電流に対して無効電流を重畳させることのない電力変換装置とすることができる。 In a sixth aspect of the present invention, in any one of the first to fifth aspects, a smoothing capacitor and a semiconductor switch connected in series are arranged at the input of the second inverter, and an output current waveform is generated by the modulation operation of the second inverter. By only turning on the semiconductor switch, the power conversion device that does not superimpose the reactive current on the output current generated by the first inverter can be obtained.

第７の発明は、第１〜６のいずれか１つの発明において、平滑コンデンサ電圧を検知する平滑コンデンサ電圧検知手段を有し、半導体スイッチの投入と切り離しは平滑コンデンサ電圧と系統電圧が一致するタイミングで行うことで、出力電流の波形制御が第１インバータと第２インバータとの間で移行する際に平滑コンデンサに突入電流が流れないため、低歪みの出力電流とすることができる。 7th invention has the smoothing capacitor voltage detection means which detects a smoothing capacitor voltage in any one invention of the 1st- 6th , and is the timing when smoothing capacitor voltage and system voltage correspond in on and off of a semiconductor switch As a result, the inrush current does not flow through the smoothing capacitor when the waveform control of the output current is shifted between the first inverter and the second inverter, so that the output current can be reduced.

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiment.

（実施の形態１）
本実施の形態は請求項１に係わる。図１は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。 (Embodiment 1)
This embodiment relates to claim 1. FIG. 1 shows a connection diagram of the power conversion device according to the first embodiment of the present invention.

図１において、直流電源１１で発電した直流電力は、高周波トランス１３と、スイッチング素子１４と共振コンデンサ１７を含む第１インバータ１２とで、高周波電力に変換されて２次側へ電力伝達される。高周波トランス１３の２次側には限流手段１９とダイオード２０とで構成された整流手段１４が配置され、その正弦波状の全波整流形の出力と系統１６との間には、平滑コンデンサ２１とＱ１〜Ｑ４からなる４個のスイッチング素子とリアクトルとコンデンサとで構成された第２インバータ１５が接続されている。第２インバータ駆動手段２２は、Ｑ１、Ｑ４とＱ２、Ｑ３の組み合わせで、それぞれが交互にオンオフして、正弦波状の出力電流を生成している。 In FIG. 1, DC power generated by the DC power supply 11 is converted into high-frequency power by the high-frequency transformer 13 and the first inverter 12 including the switching element 14 and the resonance capacitor 17 and is transmitted to the secondary side. On the secondary side of the high-frequency transformer 13, a rectifying means 14 composed of a current limiting means 19 and a diode 20 is disposed, and a smoothing capacitor 21 is interposed between the output of the sine wave full wave rectification type and the system 16. And a second inverter 15 composed of four switching elements Q1 to Q4, a reactor, and a capacitor. The second inverter driving means 22 is a combination of Q1 and Q4 and Q2 and Q3, which are alternately turned on and off to generate a sinusoidal output current.

以上のように構成された電力変換装置について、図２を参照して以下にその動作、作用を説明する。 About the power converter device comprised as mentioned above, the operation | movement and an effect | action are demonstrated below with reference to FIG.

系統電圧が小さい特にゼロ電圧近傍では、第１インバータ１２はソフトスイッチングの限界から出力電力を絞りきれないため、第２インバータ１５を高周波ＰＷＭ動作する。通常、入力電圧一定の条件で基準波形を正弦波とし、搬送波形が一定の周波数と振幅で与えられた場合、インバータの平均出力電圧は正弦波となり、系統が正弦波電圧であることから出力電流も正弦波となる。ここで、平滑コンデンサ２１の容量が小さいため、第２インバータ１５の入力電圧は大きく変動する。そこで、第２インバータ１５のＰＷＭ用として与えられる正弦波状の基準波形を第２インバータ電圧波形検知手段２２から得られる入力電圧波形で除算して、補正基準波形とする。補正基準波形は搬送波形と比較されて、第２インバータ駆動手段２６でパルスパターンを生成する。 When the system voltage is small, especially in the vicinity of zero voltage, the first inverter 12 cannot fully reduce the output power due to the limit of soft switching, so the second inverter 15 performs high-frequency PWM operation. Normally, when the input waveform is constant and the reference waveform is a sine wave, and the carrier waveform is given with a constant frequency and amplitude, the average output voltage of the inverter is a sine wave, and the output current Becomes a sine wave. Here, since the capacity of the smoothing capacitor 21 is small, the input voltage of the second inverter 15 varies greatly. Therefore, a sine wave reference waveform given for PWM of the second inverter 15 is divided by the input voltage waveform obtained from the second inverter voltage waveform detection means 22 to obtain a corrected reference waveform. The corrected reference waveform is compared with the carrier waveform, and the second inverter driving means 26 generates a pulse pattern.

以上のように、本実施例の形態において変動の大きい第２インバータの入力電圧波形を蓄積して基準波形を補正することにより、高速かつ位相遅れ補償が必要となる複雑な電流フィードバック回路を不要とし、正弦波状の基準波形と搬送波形のみの簡素な構成で低歪みの出力電流を得ることができる。 As described above, in the present embodiment, the input voltage waveform of the second inverter having a large variation is accumulated and the reference waveform is corrected, thereby eliminating the need for a complicated current feedback circuit that requires high-speed and phase delay compensation. In addition, a low distortion output current can be obtained with a simple configuration using only a sinusoidal reference waveform and a carrier waveform.

（実施の形態２）
本実施の形態は請求項２、３に係わる。図３は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。 (Embodiment 2)
This embodiment relates to claims 2 and 3. FIG. 3 is a connection diagram of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention.

図３において、図１の回路構成と異なるのは、第２インバータ電圧波形検知手段２２から得られる平滑コンデンサ電圧波形をサンプリングして蓄積する蓄積手段２９を有し、系統電圧の１周期後に基準波形を補正するようにした点である。上記以外の構成要素は第２の実施の形態と同等であり、説明を省略する。 3 is different from the circuit configuration of FIG. 1 in that it has storage means 29 for sampling and storing the smoothing capacitor voltage waveform obtained from the second inverter voltage waveform detection means 22, and has a reference waveform after one cycle of the system voltage. This is a point that is corrected. Components other than those described above are the same as those in the second embodiment, and a description thereof will be omitted.

以上のように構成された電力変換装置について図４を参照して以下にその動作、作用を説明する。 The operation and action of the power converter configured as described above will be described below with reference to FIG.

第２インバータの入力に配置された平滑コンデンサ２１は容量が小さいことから、第２インバータ１５が高周波ＰＷＭを開始した直後と停止直前は、パルス幅が最大となり、出力電流が最大となることから、第２インバータ１５の入力電圧が最小となる。一方、系統電圧のゼロ近傍では出力電流もゼロになることから、パルス幅が最小となり、第２インバータ１５の入力電圧が最大となっている。基準波を補正するために必要な波形は第２インバータ１５が高周波ＰＷＭを実施する期間であることから、高周波ＰＷＭ動作期間中のみ第２インバータ入力電圧波形を蓄積することで、制御回路内に必要な蓄積手段の容量を小さくしている。 Since the smoothing capacitor 21 arranged at the input of the second inverter has a small capacity, the pulse width becomes maximum and the output current becomes maximum immediately after the second inverter 15 starts high frequency PWM and immediately before stop, The input voltage of the second inverter 15 is minimized. On the other hand, since the output current is zero near the system voltage, the pulse width is minimum and the input voltage of the second inverter 15 is maximum. Since the waveform necessary for correcting the reference wave is a period during which the second inverter 15 performs high frequency PWM, it is necessary in the control circuit by accumulating the second inverter input voltage waveform only during the high frequency PWM operation period. The capacity of the storage means is reduced.

以上のように、本実施の形態において、第２インバータ入力電圧波形、またはその一部が系統の１周期毎に制御回路内の蓄積手段に蓄積され、系統に同期した基準波形の次周期で補正基準波形を生成することで、常時安定な補正基準波を生成することができる。 As described above, in the present embodiment, the second inverter input voltage waveform or a part thereof is accumulated in the accumulating means in the control circuit every cycle of the system, and is corrected at the next period of the reference waveform synchronized with the system. By generating the reference waveform, it is possible to generate a correction reference wave that is always stable.

（実施の形態３）
本実施の形態は請求項４、５に係わる。本実施の形態３において、回路の構成要素は第２の実施の形態と同様であり、説明を省略する。 (Embodiment 3)
This embodiment relates to claims 4 and 5. In the third embodiment, the circuit components are the same as those in the second embodiment, and a description thereof will be omitted.

以上のように構成された電力変換装置について、図５及び図６を参照して以下にその動作、作用を説明する。 About the power converter device comprised as mentioned above, the operation | movement and an effect | action are demonstrated below with reference to FIG.5 and FIG.6.

第１インバータ１２は系統電圧が高い期間で変調動作を行うことにより正弦波出力電流を生成しているが、系統電圧が小さい期間では低損失を実現するソフトスイッチングを維持することが困難となることから、第２インバータ１５が高周波ＰＷＭ動作で出力電流波形を生成している。ここで、第１インバータ１２と第２インバータ１５は系統１６に対して直列に接続されているため、出力電流波形生成において各インバータ間には位相差が存在し、特に第１インバータ１２から第２インバータ１５に出力電流制御が移行する際の時間遅れによって、波形歪みが発生するため、第１インバータ１２が導通時間一定で動作する前に第２インバータが高周波ＰＷＭ動作で出力電流制御を開始する。また第１インバータ１２が導通時間一定で動作する位相に対して、第２インバータの動作開始位相を進めることによっても波形歪みの防止が可能となる。 The first inverter 12 generates a sine wave output current by performing a modulation operation while the system voltage is high. However, it is difficult to maintain soft switching that achieves low loss when the system voltage is low. Therefore, the second inverter 15 generates the output current waveform by the high frequency PWM operation. Here, since the first inverter 12 and the second inverter 15 are connected in series to the system 16, there is a phase difference between the inverters in the output current waveform generation. Since the waveform distortion occurs due to the time delay when the output current control is transferred to the inverter 15, the second inverter starts the output current control by the high frequency PWM operation before the first inverter 12 operates at a constant conduction time. Further, the waveform distortion can be prevented by advancing the operation start phase of the second inverter with respect to the phase in which the first inverter 12 operates with a constant conduction time.

以上のように、本実施の形態においては第２インバータが変調動作で出力電流の波形を正弦波状に生成する期間を、第１インバータが最小導通時間でスイッチング動作する期間よりも長くする、または第２インバータに対して第１インバータの位相を進めることで、第１インバータから第２インバータ間の時間遅れによる出力電流の歪みを小さくすることができる。 As described above, in the present embodiment, the period during which the second inverter generates the waveform of the output current in the modulation operation by the modulation operation is made longer than the period during which the first inverter performs the switching operation with the minimum conduction time, or By advancing the phase of the first inverter relative to the two inverters, distortion of the output current due to a time delay between the first inverter and the second inverter can be reduced.

（実施の形態４）
本実施の形態は請求項６に係わる。図７は、本発明の第４の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。 (Embodiment 4)
This embodiment relates to claim 6. FIG. 7 shows a connection diagram of the power conversion device in the fourth embodiment of the present invention.

図７において、図１の回路構成と異なるのは、平滑コンデンサ電流を検知する平滑コンデンサ電流検知手段２８と、位相シフト手段２９を配置して、第１インバータ１２に対して第２インバータ１５の高周波スイッチング動作開始位相を可変するようにした点である。上記以外の構成要素は第２の実施の形態と同等であり、説明を省略する。 7 is different from the circuit configuration of FIG. 1 in that a smoothing capacitor current detecting means 28 for detecting a smoothing capacitor current and a phase shift means 29 are arranged, and the high frequency of the second inverter 15 with respect to the first inverter 12 is different. The switching operation start phase is variable. Components other than those described above are the same as those in the second embodiment, and a description thereof will be omitted.

以上のように構成された電力変換装置について、説明する。 The power conversion device configured as described above will be described.

系統電圧は１０％程度変動するため、第１インバ−タ１２と第２インバータ１５との間に配置した平滑コンデンサ２１の電圧も変化することから、平滑コンデンサ２１に流れる無効電流も変化する。したがって、各インバータ間の最適な位相差を実現するために、平滑コンデンサ電流検知手段２８で得られた値に基づいて、位相シフト手段２９によって第１インバータに対する第２インバータ１５の出力電流位相シフト量を変化させることで、第１インバータ１２と第２インバータ１５が生成した電流間の位相ずれを最小限にして、低歪みの出力電流を得る。 Since the system voltage fluctuates by about 10%, the voltage of the smoothing capacitor 21 arranged between the first inverter 12 and the second inverter 15 also changes, so that the reactive current flowing through the smoothing capacitor 21 also changes. Therefore, in order to realize the optimum phase difference between the inverters, the output current phase shift amount of the second inverter 15 with respect to the first inverter by the phase shift means 29 based on the value obtained by the smoothing capacitor current detection means 28. Is changed, the phase shift between the currents generated by the first inverter 12 and the second inverter 15 is minimized, and an output current with low distortion is obtained.

以上のように、本実施の形態においては第２インバータの入力に配置した平滑コンデンサの電流を検知する平滑コンデンサ電流検知手段を有し、電流値に応じて、第２インバータの変調開始位相を可変することで、系統電圧が変化した場合でも適切な位相補正量を算出して、常時、出力電流の歪みを小さくすることができる。 As described above, the present embodiment has smoothing capacitor current detection means for detecting the current of the smoothing capacitor arranged at the input of the second inverter, and the modulation start phase of the second inverter can be varied according to the current value. As a result, even when the system voltage changes, an appropriate phase correction amount can be calculated, and distortion of the output current can be constantly reduced.

（実施の形態５）
本実施の形態は請求項７に係わる。図８は、本発明の第５の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。 (Embodiment 5)
This embodiment relates to claim 7. FIG. 8 is a connection diagram of the power conversion device according to the fifth embodiment of the present invention.

図８において図３の回路構成と異なるのは、平滑コンデンサ２１に直列に半導体スイッチ３０とこれをドライブする半導体スイッチ駆動手段を配置して、これを第２インバータの入力と並列に追加する構成とした点である。上記以外の構成要素は第２の実施例と同等であり、説明を省略する。 8 differs from the circuit configuration of FIG. 3 in that a semiconductor switch 30 and semiconductor switch driving means for driving the semiconductor switch 30 are arranged in series with the smoothing capacitor 21, and this is added in parallel with the input of the second inverter. This is the point. Components other than those described above are the same as those in the second embodiment, and a description thereof will be omitted.

以上のように構成された電力変換装置について、図９を参照して以下にその動作、作用を説明する。 About the power converter device comprised as mentioned above, the operation | movement and an effect | action are demonstrated below with reference to FIG.

系統電圧のピーク付近では第１インバータ１２の変調動作によって正弦波状の出力電流を生成しているが、第２インバータ１５の入力に平滑コンデンサ２１が配置されている場合、無効電流が流れることによって出力電流は系統電圧に対する位相遅れを生じる。そこで、半導体スイッチ３０をオフして平滑コンデンサ２１に無効電流を流さないことで、系統電圧に対する位相遅れを防止する。一方、第２インバータ１５が波形制御を行う期間においては、半導体スイッチ３０をオンして、平滑コンデンサ２１を挿入することで、入力電圧の安定化を図り、精度の良い出力電流を得る。 A sinusoidal output current is generated by the modulation operation of the first inverter 12 near the peak of the system voltage. However, when the smoothing capacitor 21 is arranged at the input of the second inverter 15, the output is caused by a reactive current flowing. The current causes a phase lag with respect to the system voltage. Therefore, the semiconductor switch 30 is turned off to prevent a reactive current from flowing through the smoothing capacitor 21, thereby preventing a phase delay with respect to the system voltage. On the other hand, during the period in which the second inverter 15 performs waveform control, the semiconductor switch 30 is turned on and the smoothing capacitor 21 is inserted to stabilize the input voltage and obtain an accurate output current.

以上のように、本実施の形態においては第２インバータの入力には直列接続された平滑コンデンサと半導体スイッチを配置し、第２インバータの変調動作で出力電流波形を生成する時のみ、半導体スイッチを投入することで、第１インバータが生成する出力電流に対して無効電流を重畳させることのない低損失の電力変換装置とすることができる。 As described above, in this embodiment, a smoothing capacitor and a semiconductor switch connected in series are arranged at the input of the second inverter, and the semiconductor switch is only used when the output current waveform is generated by the modulation operation of the second inverter. By putting it in, it is possible to provide a low-loss power converter that does not superimpose the reactive current on the output current generated by the first inverter.

（実施の形態６）
本実施の形態は請求項８に係わる。図１０は、本発明の第６の実施の形態における電力変換装置の接続図を示すものである。図１０において図８の回路構成と異なるのは、平滑コンデンサ電圧検知手段３２と系統電圧を検知する系統電圧検知手段３３とを配置して、双方の検知電圧を比較する構成とした点である。上記以外の構成要素は第５の実施例と同等であり、説明を省略する。 (Embodiment 6)
This embodiment relates to claim 8. FIG. 10 shows a connection diagram of the power conversion device according to the sixth embodiment of the present invention. 10 is different from the circuit configuration of FIG. 8 in that the smoothing capacitor voltage detection means 32 and the system voltage detection means 33 for detecting the system voltage are arranged and the detection voltages of both are compared. The other components are the same as those in the fifth embodiment, and a description thereof will be omitted.

以上のように構成された電力変換装置について、以下にその動作、作用を説明する。 About the power converter device comprised as mentioned above, the operation | movement and an effect | action are demonstrated below.

半導体スイッチ３０をオフした後、平滑コンデンサ２１には多くの電荷が蓄積されている。但し、再投入に際して系統電圧と一致していることで、再投入時の突入電流発生を防止することができる。そこで、系統電圧検知手段３３と平滑コンデンサ電圧検知手段３２との出力を比較して、これが一致した時点で半導体スイッチ３０をオンする。 After the semiconductor switch 30 is turned off, a large amount of electric charge is accumulated in the smoothing capacitor 21. However, the occurrence of an inrush current at the time of reactivation can be prevented by matching with the system voltage upon reactivation. Therefore, the outputs of the system voltage detection means 33 and the smoothing capacitor voltage detection means 32 are compared, and the semiconductor switch 30 is turned on when they match.

以上のように、本実施の形態においては平滑コンデンサ電圧を検知する平滑コンデンサ電圧検知手段を有し、半導体スイッチの投入と切り離しは平滑コンデンサ電圧と系統電圧が一致するタイミングで行うことで、出力電流の波形制御が第１インバータと第２インバータとの間で移行する際に平滑コンデンサに突入電流が流れないため、低歪みの出力電流とすることができる。 As described above, the present embodiment has smoothing capacitor voltage detecting means for detecting a smoothing capacitor voltage, and the semiconductor switch is turned on and off at the timing when the smoothing capacitor voltage and the system voltage coincide with each other. Since the inrush current does not flow through the smoothing capacitor when the waveform control is transferred between the first inverter and the second inverter, the output current can be reduced.

以上のように、本発明にかかる電力変換装置は波形成形する共振形インバータの出力範囲を補完する構成として、フルブリッジ構成のインバータに対して補正されたＰＷＭ用基準正弦波を使用可能とすることで、簡素な構成による低歪みの電流出力を実現することができる。また、系統の一周期内で各インバータを独立で位相変化させることで、低歪みの電力出力を実現することができることから、太陽電池や燃料電池及び風力発電等の用途にも適用できる。 As described above, the power converter according to the present invention can use the PWM reference sine wave corrected for the full-bridge inverter as a configuration that complements the output range of the resonant inverter that performs waveform shaping. Thus, a low distortion current output can be realized with a simple configuration. Moreover, since each inverter can be phase-shifted independently within one cycle of the system, a low-distortion power output can be realized. Therefore, it can also be applied to applications such as solar cells, fuel cells, and wind power generation.

本発明の実施の形態１による電力変換装置の接続図Connection diagram of power conversion device according to embodiment 1 of the present invention 本発明の実施の形態１による電力変換装置の各部動作を示す波形図The wave form diagram which shows each part operation | movement of the power converter device by Embodiment 1 of this invention 本発明の実施の形態２による電力変換装置の接続図Connection diagram of power conversion device according to embodiment 2 of the present invention 本発明の実施の形態２による電力変換装置の各部動作を示す波形図Waveform diagram showing the operation of each part of the power converter according to Embodiment 2 of the present invention 本発明の実施の形態３による電力変換装置の各部動作を示す波形図The wave form diagram which shows each part operation | movement of the power converter device by Embodiment 3 of this invention 本発明の実施の形態３による電力変換装置の各部動作を示す波形図The wave form diagram which shows each part operation | movement of the power converter device by Embodiment 3 of this invention 本発明の実施の形態４による電力変換装置の接続図Connection diagram of power conversion device according to embodiment 4 of the present invention 本発明の実施の形態５による電力変換装置の接続図Connection diagram of power conversion device according to embodiment 5 of the present invention 本発明の実施の形態５による電力変換装置の各部動作を示す波形図The wave form diagram which shows each part operation | movement of the power converter device by Embodiment 5 of this invention 本発明の実施の形態６による電力変換装置の接続図Connection diagram of power conversion device according to embodiment 6 of the present invention 従来の電力変換装置の接続図Connection diagram of conventional power converter 従来の電力変換装置の各部動作を示す波形図Waveform diagram showing the operation of each part of a conventional power converter

符号の説明Explanation of symbols

１１直流電源
１２第１インバータ
１３高周波トランス
１４整流手段
１５第２インバータ
１６系統
１７共振コンデンサ
１８第１スイッチング素子
１９限流手段
２０ダイオード
２１平滑コンデンサ
２２第２インバータ入力電圧検知手段
２３基準波形生成手段
２４搬送波形生成手段
２５除算手段
２６第２インバータ駆動手段
２７蓄積手段
２８平滑コンデンサ電流検知手段
２９位相シフト手段
３０半導体スイッチ
３１半導体スイッチ駆動手段
３２平滑コンデンサ電圧検知手段
３３系統電圧検知手段 DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 DC power supply 12 1st inverter 13 High frequency transformer 14 Rectification means 15 2nd inverter 16 System | strain 17 Resonance capacitor 18 1st switching element 19 Current limiting means 20 Diode 21 Smoothing capacitor 22 2nd inverter input voltage detection means 23 Reference waveform generation means 24 Carrier waveform generating means 25 Dividing means 26 Second inverter driving means 27 Accumulating means 28 Smoothing capacitor current detecting means 29 Phase shift means 30 Semiconductor switch 31 Semiconductor switch driving means 32 Smoothing capacitor voltage detecting means 33 System voltage detecting means

Claims

高周波トランスと、高周波トランスで絶縁された１次側に直流電源と並列に接続された平滑コンデンサと第１スイッチング素子と第１スイッチング素子のオフ時にコレクタ電圧を共振させる第１共振コンデンサとを配置した第１インバータと、高周波トランスの２次側に整流手段と、前記整流手段と系統との間に設けられた４個のスイッチング素子と入力電圧を平滑する平滑コンデンサからなる第２インバータとで構成された系統連系インバータにおいて、前記整流手段の下流で前記第２インバータの入力電圧波形を検知する第２インバータ電圧波形検知手段と、前記第２インバータ電圧波形検知手段から得られる電圧波形を蓄積する蓄積手段と、基準波形生成手段と、搬送波形発生手段とを有し、前記第２インバータの高周波ＰＷＭ動作期間中のみ前記第２インバータ入力電圧波形を前記蓄積手段に蓄積するものとし、基準波形生成手段に第２インバータ入力電圧波形で除算して補正基準波形を生成する電力変換装置。 A high-frequency transformer, a smoothing capacitor connected in parallel with a DC power source, a first switching element, and a first resonance capacitor that resonates the collector voltage when the first switching element is off are disposed on the primary side insulated by the high-frequency transformer. A first inverter, a rectifier on the secondary side of the high-frequency transformer, four switching elements provided between the rectifier and the system, and a second inverter comprising a smoothing capacitor for smoothing the input voltage. In the grid-connected inverter, the second inverter voltage waveform detecting means for detecting the input voltage waveform of the second inverter downstream of the rectifying means, and the storage for storing the voltage waveform obtained from the second inverter voltage waveform detecting means means and a reference waveform generating means, and a carrier waveform generating means, said second inverter high frequency PWM operation period Wherein only during a second inverter input voltage waveform assumed to accumulate in the storage means, the power conversion device to the reference waveform generation means is divided by the second inverter input voltage waveform to generate a correction reference waveform.

第２インバータ入力電圧波形が系統の１周期毎に制御回路内の蓄積手段に蓄積され、系統に同期した基準波形の次周期で補正基準波形を生成する請求項１記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 1, wherein the second inverter input voltage waveform is accumulated in accumulation means in the control circuit every cycle of the system, and a corrected reference waveform is generated in the next period of the reference waveform synchronized with the system.

第２インバータが変調動作で出力電流の波形を正弦波状に生成する期間を、第１インバータが最小導通時間でスイッチング動作する期間よりも長くする請求項１または２に記載の電力変換装置。 The period second inverter for generating a waveform of the output current to a sine wave at a modulation operation, a power converter according to claim 1 or 2, the first inverter is greater than the period of the switching operation at the minimum conduction time.

第１インバータが最小導通時間でスイッチングする位相に対して、第２インバータの変調開始位相を進める請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The power conversion device according to any one of claims 1 to 3 , wherein the modulation start phase of the second inverter is advanced with respect to the phase at which the first inverter switches in the minimum conduction time.

第２インバータの入力に配置した平滑コンデンサの電流を検知する平滑コンデンサ電流検知手段を有し、電流値に応じて、第２インバータの変調開始位相を可変する請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。 Has a smoothing capacitor current detecting means for detecting a current of the smoothing capacitor placed on the input of the second inverter, depending on the current value, any one of claims 1 to 4, the modulation start phase of the second inverter variably The power converter device described in 1.

第２インバータの入力には直列接続された平滑コンデンサと半導体スイッチを配置し、第２インバータの変調動作で出力電流波形を生成する時のみ、半導体スイッチを投入する請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The input of the second inverter arranged smoothing capacitor and semiconductor switches connected in series, only when generating an output current waveform in the modulation operation of the second inverter, claim 1-5 for introducing semiconductor switch 1 The power converter according to item.

平滑コンデンサ電圧を検知する平滑コンデンサ電圧検知手段を有し、半導体スイッチの投入と切り離しとを平滑コンデンサ電圧と系統電圧の振幅が一致するタイミングで行う請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。 It has a smoothing capacitor voltage detection means for detecting the smoothing capacitor voltage, according to any one of claims 1 to 6, the amplitude of the up and disconnect the smoothing capacitor voltage and the line voltage of the semiconductor switch is performed at matching the timing Power conversion device.