JP4595218B2 - 系統連系インバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、系統連系インバータに関し、さらに詳細には、昇圧動作と降圧動作の切り替えを簡易に行うことができる系統連系インバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、太陽電池や燃料電池などの直流電源より供給される直流電力を系統に連系して交流電力に変換する回路として、系統連系インバータが知られている。系統連系インバータの例としては、特開２０００−１５２６５１号公報に記載されている。
【０００３】
図３は、同公報に記載された従来の系統連系インバータの回路図である。
【０００４】
図３に示されるように、同公報に記載された従来の系統連系インバータは、入力電源１より供給される直流電圧を昇圧するとともに波形成形を行う昇圧コンバータ２と、昇圧コンバータからの出力を平滑する中間段コンデンサ３と、出力電流Ｉｏを正弦波に波形成形するインバータ４と、出力電圧を平滑するフィルタ５と、昇圧コンバータ２及びインバータ４の動作を制御する制御回路６とを備えており、制御回路６は、入力電源１の電圧が系統電圧よりも低い状態においては、昇圧コンバータ２を高周波でスイッチングさせるとともにインバータ４を系統電圧の極性に応じて低周波でスイッチングさせ、入力電源１の電圧が系統電圧よりも高い状態においては、昇圧コンバータ２のスイッチングを停止させるとともにインバータ４を高周波でスイッチングさせている。
【０００５】
これによって、入力電源１の電圧が系統電圧よりも低い状態においては、昇圧コンバータ２によって昇圧及び波形成形が行われるとともに、入力電源１の電圧が系統電圧よりも高い状態においては、インバータ４によって波形成形が行われることになる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来の系統連系インバータにおいては、入力電源１の電圧が系統電圧よりも低い状態においては、昇圧コンバータ２によって昇圧及び波形成形が行われ、入力電源１の電圧が系統電圧よりも高い状態においては、インバータ４によって波形成形が行われているために、入力電源１の電圧が系統電圧よりも低い状態から高い状態に切り替わる際及び高い状態から低い状態に切り替わる際の制御が複雑であるという問題があった。
【０００７】
したがって、本発明の目的は、昇圧動作と降圧動作の切り替えを簡易に行うことができる系統連系インバータを提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明のかかる目的は、直流電源からの電力を系統に供給する系統連系インバータであって、
前記直流電源の直流電圧が前記系統の電圧の絶対値よりも高い場合には前記直流電圧を降圧し、
前記直流電圧が前記系統の電圧の絶対値よりも低い場合には前記直流電圧を昇圧し、
前記系統の電圧の絶対値と実質的に一致した脈流波形の電圧を出力する昇降圧コンバータと、
前記昇降圧コンバータの出力を正弦波に変換して、前記系統に供給するための交流に変換するインバータと、
前記昇降圧コンバータの動作を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路が、
少なくとも前記昇降圧コンバータに流れる電流値に基づいて生成される制御信号波と第１の搬送波とを比較することによって前記昇降圧コンバータが昇圧動作するように制御し、
前記制御信号波と第２の搬送波とを比較することによって前記昇降圧コンバータが降圧動作するように制御し、
前記第１の搬送波が、前記第２の搬送波にその振幅と実質的に等しい直流成分が重畳された波形を有し、
前記制御回路が、
前記直流電圧が前記系統の電圧の絶対値よりも高い場合に前記昇降圧コンバータに流すべき電流の目標値を示す降圧指令値波及び前記直流電圧が前記系統の電圧の絶対値よりも低い場合に前記昇降圧コンバータに流すべき電流の目標値を示す昇圧指令値波に少なくとも基づいて前記制御信号波を生成し、
前記降圧指令値波が、正弦波の絶対値波形であり、
前記昇圧指令値波が、（前記系統の電圧の絶対値×前記降圧指令値波）／（前記直流電圧）で導出される波形である
ことを特徴とする系統連系インバータによって達成される。
【０００９】
本発明によれば、制御信号波と第１の搬送波とを比較することによって昇降圧コンバータによる昇圧動作を制御し、制御信号波と第２の搬送波とを比較することによって昇降圧コンバータによる降圧動作を制御しているので、降圧動作と昇圧動作との切り替えを簡易に行うことができる。
【００１４】
本発明の好ましい実施態様においては、前記第１及び第２の搬送波が、いずれも三角波である。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施態様について詳細に説明する。本実施態様にかかる系統連系インバータは、直流電源より供給される直流電力を系統に連系して交流電力に変換する回路であり、特に限定されないが、直流電源としては太陽電池や燃料電池からの電源を用いることができる。
【００１６】
図１は、本発明の好ましい実施態様にかかる系統連系インバータ１０の回路図である。
【００１７】
図１に示されるように、本実施態様にかかる系統連系インバータ１０は、直流電源１１の両端間に接続された入力コンデンサ１２と、直流電源１１の両端間に接続され直流電源１１の電圧を昇圧又は降圧するとともに波形成形を行う昇降圧コンバータ１３と、昇降圧コンバータ１３の出力端間に接続された中間コンデンサ１４と、昇降圧コンバータ１３の出力端間に接続され出力電流Ｉｏが正弦波となるよう極性切り替えを行うインバータ１５と、昇降圧コンバータ１３及びインバータ１５の動作を制御する制御回路１６とを備えており、インバータ１５の出力は、系統電源１７に接続されている。
【００１８】
昇降圧コンバータ１３は、直列に接続された第１のトランジスタＱ１及び第２のトランジスタＱ２からなる第１のアームと、直列に接続された第３のトランジスタＱ３及び第４のトランジスタＱ４からなる第２のアームと、第１及び第２のトランジスタＱ１、Ｑ２の節点と第３及び第４のトランジスタＱ３、Ｑ４の節点との間に接続されたエネルギー蓄積用のリアクトルＬ１と、それぞれ第１〜第４のトランジスタＱ１〜Ｑ４に並列に接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４とを備える。図１に示されるように、第１及び第２のトランジスタＱ１、Ｑ２からなる第１のアームは、直流電源１１の両端間に接続されている。また、第３及び第４のトランジスタＱ３、Ｑ４からなる第２のアームは、昇降圧コンバータ１３の出力端となる。さらに、昇降圧コンバータ１３には、リアクトルＬ１に流れるリアクトル電流ＩＬを検出するリアクトル電流モニタＭ１が備えられており、その検出値は制御回路１６に供給される。
【００１９】
以下に詳述するが、昇降圧コンバータ１３が昇圧動作を行う場合には、第１のトランジスタＱ１がオン状態、第２のトランジスタＱ２がオフ状態に保持されつつ、第３のトランジスタＱ３と第４のトランジスタＱ４が交互にオン状態となる。一方、昇降圧コンバータ１３が降圧動作を行う場合には、第３のトランジスタＱ３がオン状態、第４のトランジスタＱ４がオフ状態に保持されつつ、第１のトランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２が交互にオン状態となる。
【００２０】
中間コンデンサ１４は、昇降圧コンバータ１３に含まれるリアクトルＬ１とともにフィルタを構成する。その容量値としては、昇降圧コンバータ１３が昇圧動作を行う際に発生するリップル電流を吸収するのに十分な値が求められ、具体的には、インダクタンスが１ｍＨ程度のリアクトルＬ１を用いた場合には、数十μＦ〜数百μＦ程度に設定すればよい。
【００２１】
インバータ１５は、いわゆるフルブリッジ回路であり、直列に接続された第５のトランジスタＱ５及び第６のトランジスタＱ６からなる第３のアームと、直列に接続された第７のトランジスタＱ７及び第８のトランジスタＱ８からなる第４のアームと、それぞれ第５〜第８のトランジスタＱ５〜Ｑ８に並列に接続されたダイオードＤ５〜Ｄ８とを備える。図１に示されるように、第５及び第６のトランジスタＱ５、Ｑ６からなる第３のアーム及び第７及び第８のトランジスタＱ７、Ｑ８からなる第４のアームは、いずれも昇降圧コンバータ１３の出力端間に接続されており、第５及び第６のトランジスタＱ５、Ｑ６の節点と第７及び第８のトランジスタＱ７、Ｑ８の節点との間に系統電源１７が接続される。
【００２２】
尚、図１に示されるように、第５及び第６のトランジスタＱ５、Ｑ６の節点と系統電源１７の一端との間には、ノイズ除去用のリアクトルＬ２が接続されているが、本実施態様においては、リアクトルＬ２の両端に掛かる電圧は極めて小さいため、非常に小さいリアクトル、例えば数百μＨ程度のインダクタンスを有するリアクトルを用いればよい。すなわち、リアクトルＬ２においてはＥｔ積が非常に小さいため、コア形状が非常に小さいリアクトルを使用することができる。但し、かかるリアクトルＬ２は、系統連系インバータ１０による変換動作や昇圧／降圧動作に必須なリアクトルではなく、単にノイズの除去を目的としたものであるため、場合によっては、これを省略しても構わない。
【００２３】
さらに、系統電源１７の他端には、出力電流Ｉｏを検出する出力電流モニタＭ２が備えられており、その検出値は制御回路１６に供給される。
【００２４】
制御回路１６は、インバータ制御信号ｃ５〜ｃ８を生成するインバータ制御信号生成回路２１と、インバータ制御信号ｃ５〜ｃ８を受けてインバータ駆動信号Ｃ５〜Ｃ８を生成するインバータ駆動回路２２と、第１の搬送波Ｓ１及び第２の搬送波Ｓ２を発生する搬送波発生回路２３と、昇降圧コンバータ制御信号ｃ１〜ｃ４を生成する昇降圧コンバータ制御信号生成回路２４と、昇降圧コンバータ制御信号ｃ１〜ｃ４を受けて昇降圧コンバータ駆動信号Ｃ１〜Ｃ４を生成する昇降圧コンバータ駆動回路２５とを備える。
【００２５】
インバータ制御信号生成回路２１は、出力電圧Ｖｏの極性を検出し、これに基づいてインバータ制御信号ｃ５〜ｃ８を生成する。より具体的には、出力電圧Ｖｏの極性が正である場合には、インバータ制御信号ｃ５及びｃ８をハイレベル、インバータ制御信号ｃ６及びｃ７をローレベルとし、逆に、出力電圧Ｖｏの極性が負である場合には、インバータ制御信号ｃ６及びｃ７をハイレベル、インバータ制御信号ｃ５及びｃ８をローレベルとする。
【００２６】
インバータ駆動回路２２は、インバータ制御信号ｃ５〜ｃ８を増幅してインバータ駆動信号Ｃ５〜Ｃ８を生成し、これらを第５〜第８のトランジスタＱ５〜Ｑ８のゲートにそれぞれ供給することによりインバータ１５を駆動する回路である。したがって、インバータ駆動回路２２には、それぞれインバータ制御信号ｃ５〜ｃ８を受けインバータ駆動信号Ｃ５〜Ｃ８を出力する４つのバッファ回路が含まれている。
【００２７】
搬送波発生回路２３により生成される第１及び第２の搬送波Ｓ１、Ｓ２は、後述するように、いずれも昇降圧コンバータ１３のスイッチング周期と同じ周期をもった三角波である。第１の搬送波Ｓ１は、第２の搬送波Ｓ２にその振幅と実質的に等しい直流成分が重畳された波形を有しており、これにより、第１の搬送波Ｓ１の下端電圧と、第２の搬送波Ｓ２のピーク電圧とは実質的に一致している。
【００２８】
昇降圧コンバータ制御信号生成回路２４は、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏ、リアクトル電流ＩＬの検出値、出力電流Ｉｏの検出値、第１の搬送波Ｓ１及び第２の搬送波Ｓ２を受け、これらに基づいて昇降圧コンバータ制御信号ｃ１〜ｃ４を生成する。より具体的な動作については後述する。
【００２９】
昇降圧コンバータ駆動回路２５は、昇降圧コンバータ制御信号ｃ１〜ｃ４を増幅して昇降圧コンバータ駆動信号Ｃ１〜Ｃ４を生成し、これらを第１〜第４のトランジスタＱ１〜Ｑ４のゲートにそれぞれ供給することにより昇降圧コンバータ１３を駆動する回路である。したがって、昇降圧コンバータ駆動回路２５には、それぞれ昇降圧コンバータ制御信号ｃ１〜ｃ４を受け昇降圧コンバータ駆動信号Ｃ１〜Ｃ４を出力する４つのバッファ回路が含まれている。
【００３０】
次に、本実施態様にかかる系統連系インバータ１０の動作について説明する。
【００３１】
図２は、本実施態様にかかる系統連系インバータ１０の動作波形図である。
【００３２】
図２に示されるように、本実施態様にかかる系統連系インバータ１０の動作は、直流電源１１からの入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも高い期間（時刻ｔ０〜ｔ１、時刻ｔ２〜ｔ４、時刻ｔ５〜ｔ６）と、直流電源１１からの入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも低い期間（時刻ｔ１〜ｔ２、時刻ｔ４〜ｔ５）とで異なる動作を行う。
【００３３】
詳細に説明すると、まず、昇降圧コンバータ制御信号生成回路２４は、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏ、リアクトル電流ＩＬの検出値及び出力電流Ｉｏの検出値に基づいて、入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも高い期間においてリアクトルＬ１に流すべきリアクトル電流ＩＬの目標値を示す降圧指令値波を内部生成するとともに、入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも低い期間においてリアクトルＬ１に流すべきリアクトル電流ＩＬの目標値を示す昇圧指令値波を内部生成する。これら降圧指令値波及び昇圧指令値波の波形は、図２（ｌ）に示されている。これら降圧指令値波及び昇圧指令値波のうち、各時間帯においてより高い値を有している指令値波が電流指令値波となる。電流指令値波の波形は、図２（ｍ）に示されている。図２（ｌ）に示されるように、降圧指令値波は正弦波の絶対値波形であり、昇圧指令値波は、（系統電源１７の電圧の絶対値×降圧指令値波）／（入力電圧Ｖｉｎ）で導出される波形である。
【００３４】
図２（ｌ）及び（ｍ）に示されるように、入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも高い期間においては、昇圧指令値波よりも降圧指令値波の方が高い値を示し、入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも低い期間においては、降圧指令値波よりも昇圧指令値波の方が高い値を示すので、電流指令値波は、入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも高い期間においては降圧指令値波と一致し、入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも低い期間においては昇圧指令値波と一致することになる。尚、入力電圧Ｖｉｎと系統電源１７の電圧の絶対値との比較は図２（ｋ）に示されているが、図２（ｋ）に示される波形は、本実施態様にかかる系統連系インバータ１０の動作を説明するためのものであり、このような比較が制御回路１６において行われているのではない。
【００３５】
次に、昇降圧コンバータ制御信号生成回路２４は、電流指令値波とリアクトル電流ＩＬの検出値とを比較し、これに基づいて、リアクトル電流ＩＬの波形が電流指令値波と一致するように、制御信号波を生成する。
【００３６】
さらに昇降圧コンバータ制御信号生成回路２４は、制御信号波と第１及び第２の搬送波Ｓ１、Ｓ２とを比較し、これに基づいて、昇降圧コンバータ制御信号ｃ１〜ｃ４を生成する。具体的には、制御信号波が第１の搬送波Ｓ１よりも高い期間においては昇降圧コンバータ制御信号ｃ４をハイレベルとし、逆に、制御信号波が第１の搬送波Ｓ１よりも低い期間においては昇降圧コンバータ制御信号ｃ３をハイレベルとする。また、制御信号波が第２の搬送波Ｓ２よりも高い期間においては昇降圧コンバータ制御信号ｃ１をハイレベルとし、逆に、制御信号波が第２の搬送波Ｓ２よりも低い期間においては昇降圧コンバータ制御信号ｃ２をハイレベルとする。
【００３７】
これにより、昇降圧コンバータ制御信号ｃ１とｃ２は互いに逆相信号となり、昇降圧コンバータ制御信号ｃ３とｃ４は互いに逆相信号となるので、第１乃至第４のトランジスタＱ１〜Ｑ４は、ＰＷＭ駆動されることになる。但し、第１のトランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２が同時にオンしたり、第３のトランジスタＱ３と第４のトランジスタＱ４が同時にオンすることがないよう、昇降圧コンバータ制御信号ｃ１とｃ２の間及び昇降圧コンバータ制御信号ｃ３とｃ４の間にはデッドタイムが挿入される。
【００３８】
また、上述のとおり、第１の搬送波Ｓ１は第２の搬送波Ｓ２にその振幅と実質的に等しい直流成分が重畳された波形であるから、第１の搬送波Ｓ１と第２の搬送波Ｓ２とは実質的に重なり部分を有しておらず、このため、第１及び第２のトランジスタＱ１、Ｑ２が高周波でスイッチングしている期間においては、第３及び第４のトランジスタＱ３、Ｑ４のスイッチング動作は停止し、第３及び第４のトランジスタＱ３、Ｑ４が高周波でスイッチングしている期間においては、第１及び第２のトランジスタＱ１、Ｑ２のスイッチング動作は停止することになる。
【００３９】
ここで、入力電圧Ｖｉｎと系統電源１７の電圧の絶対値とが一致するタイミングにおいて、制御信号波が第１の搬送波Ｓ１の波形が存在する領域と第２の搬送波Ｓ２の波形が存在する領域との境界を越えるように設定されており、このため、図２（ｂ）〜（ｅ）に示されるように、入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも高い期間においては、第１及び第２のトランジスタＱ１、Ｑ２がＰＷＭ駆動され、入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも低い期間においては、第３及び第４のトランジスタＱ３、Ｑ４がＰＷＭ駆動されることになる。
【００４０】
第１及び第２のトランジスタＱ１、Ｑ２がＰＷＭ駆動されると、入力電圧Ｖｉｎは降圧され、第３及び第４のトランジスタＱ３、Ｑ４がＰＷＭ駆動されると、入力電圧Ｖｉｎは昇圧される。これにより、昇降圧コンバータ１３の出力端間の電圧波形は脈流波形となって系統電源１７の電圧の絶対値と実質的に一致し、これがインバータ１５によって正弦波に変換された後、系統電源１７に供給される。
【００４１】
以上のような動作においては、第１〜第４のトランジスタＱ１〜Ｑ４のオン／オフは、制御信号波と第１の搬送波Ｓ１及び第２の搬送波Ｓ２とを比較することにより決定されることから、昇降圧コンバータ１３による降圧動作と昇圧動作との切り替えが自動的に行われることになる。また、リアクトルＬ１は、昇降圧コンバータ１３が降圧動作を行っている場合及び昇圧動作を行っている場合のいずれにおいても、共通に平滑リアクトルとして機能しており、利用効率が大幅に高められていることが分かる。
【００４２】
このように、本実施態様による系統連系インバータ１０によれば、制御信号波と第１の搬送波Ｓ１及び第２の搬送波Ｓ２とを比較することにより、昇降圧コンバータ１３による降圧動作と昇圧動作との切り替えが自動的に行われることから制御回路１６による制御を簡易に行うことができる。
【００４３】
また、本実施態様による系統連系インバータ１０によれば、リアクトルＬ１は、昇降圧コンバータ１３が降圧動作を行っている場合及び昇圧動作を行っている場合のいずれにおいても、共通に平滑リアクトルとして機能するため、リアクトルの利用効率が高い。このため、製品コストを削減することができるばかりでなく、回路を小型化でき、さらに、変換効率を高めることが可能となる。
【００４４】
本発明は、以上の実施態様に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。
【００４５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、昇圧動作と降圧動作の切り替えを簡易に行うことができる系統連系インバータを提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施態様にかかる系統連系インバータ１０の回路図である。
【図２】本発明の好ましい実施態様にかかる系統連系インバータ１０の動作波形図である。
【図３】従来の系統連系インバータの回路図である。
【符号の説明】
１０ 系統連系インバータ
１１ 直流電源
１２ 入力コンデンサ
１３ 昇降圧コンバータ
１４ 中間コンデンサ
１５ インバータ
１６ 制御回路
１７ 系統電源
２１ インバータ制御信号生成回路
２２ インバータ駆動回路
２３ 搬送波発生回路
２４ 昇降圧コンバータ制御信号生成回路
２５ 昇降圧コンバータ駆動回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、系統連系インバータに関し、さらに詳細には、昇圧動作と降圧動作の切り替えを簡易に行うことができる系統連系インバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、太陽電池や燃料電池などの直流電源より供給される直流電力を系統に連系して交流電力に変換する回路として、系統連系インバータが知られている。系統連系インバータの例としては、特開２０００−１５２６５１号公報に記載されている。
【０００３】
図３は、同公報に記載された従来の系統連系インバータの回路図である。
【０００４】
図３に示されるように、同公報に記載された従来の系統連系インバータは、入力電源１より供給される直流電圧を昇圧するとともに波形成形を行う昇圧コンバータ２と、昇圧コンバータからの出力を平滑する中間段コンデンサ３と、出力電流Ｉｏを正弦波に波形成形するインバータ４と、出力電圧を平滑するフィルタ５と、昇圧コンバータ２及びインバータ４の動作を制御する制御回路６とを備えており、制御回路６は、入力電源１の電圧が系統電圧よりも低い状態においては、昇圧コンバータ２を高周波でスイッチングさせるとともにインバータ４を系統電圧の極性に応じて低周波でスイッチングさせ、入力電源１の電圧が系統電圧よりも高い状態においては、昇圧コンバータ２のスイッチングを停止させるとともにインバータ４を高周波でスイッチングさせている。
【０００５】
これによって、入力電源１の電圧が系統電圧よりも低い状態においては、昇圧コンバータ２によって昇圧及び波形成形が行われるとともに、入力電源１の電圧が系統電圧よりも高い状態においては、インバータ４によって波形成形が行われることになる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来の系統連系インバータにおいては、入力電源１の電圧が系統電圧よりも低い状態においては、昇圧コンバータ２によって昇圧及び波形成形が行われ、入力電源１の電圧が系統電圧よりも高い状態においては、インバータ４によって波形成形が行われているために、入力電源１の電圧が系統電圧よりも低い状態から高い状態に切り替わる際及び高い状態から低い状態に切り替わる際の制御が複雑であるという問題があった。
【０００７】
したがって、本発明の目的は、昇圧動作と降圧動作の切り替えを簡易に行うことができる系統連系インバータを提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明のかかる目的は、直流電源からの電力を系統に供給する系統連系インバータであって、
前記直流電源の直流電圧が前記系統の電圧の絶対値よりも高い場合には前記直流電圧を降圧し、
前記直流電圧が前記系統の電圧の絶対値よりも低い場合には前記直流電圧を昇圧し、
前記系統の電圧の絶対値と実質的に一致した脈流波形の電圧を出力する昇降圧コンバータと、
前記昇降圧コンバータの出力を正弦波に変換して、前記系統に供給するための交流に変換するインバータと、
前記昇降圧コンバータの動作を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路が、
少なくとも前記昇降圧コンバータに流れる電流値に基づいて生成される制御信号波と第１の搬送波とを比較することによって前記昇降圧コンバータが昇圧動作するように制御し、
前記制御信号波と第２の搬送波とを比較することによって前記昇降圧コンバータが降圧動作するように制御し、
前記第１の搬送波が、前記第２の搬送波にその振幅と実質的に等しい直流成分が重畳された波形を有し、
前記制御回路が、
前記直流電圧が前記系統の電圧の絶対値よりも高い場合に前記昇降圧コンバータに流すべき電流の目標値を示す降圧指令値波及び前記直流電圧が前記系統の電圧の絶対値よりも低い場合に前記昇降圧コンバータに流すべき電流の目標値を示す昇圧指令値波に少なくとも基づいて前記制御信号波を生成し、
前記降圧指令値波が、正弦波の絶対値波形であり、
前記昇圧指令値波が、（前記系統の電圧の絶対値×前記降圧指令値波）／（前記直流電圧）で導出される波形である
ことを特徴とする系統連系インバータによって達成される。
【０００９】
本発明によれば、制御信号波と第１の搬送波とを比較することによって昇降圧コンバータによる昇圧動作を制御し、制御信号波と第２の搬送波とを比較することによって昇降圧コンバータによる降圧動作を制御しているので、降圧動作と昇圧動作との切り替えを簡易に行うことができる。
【００１４】
本発明の好ましい実施態様においては、前記第１及び第２の搬送波が、いずれも三角波である。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施態様について詳細に説明する。本実施態様にかかる系統連系インバータは、直流電源より供給される直流電力を系統に連系して交流電力に変換する回路であり、特に限定されないが、直流電源としては太陽電池や燃料電池からの電源を用いることができる。
【００１６】
図１は、本発明の好ましい実施態様にかかる系統連系インバータ１０の回路図である。
【００１７】
図１に示されるように、本実施態様にかかる系統連系インバータ１０は、直流電源１１の両端間に接続された入力コンデンサ１２と、直流電源１１の両端間に接続され直流電源１１の電圧を昇圧又は降圧するとともに波形成形を行う昇降圧コンバータ１３と、昇降圧コンバータ１３の出力端間に接続された中間コンデンサ１４と、昇降圧コンバータ１３の出力端間に接続され出力電流Ｉｏが正弦波となるよう極性切り替えを行うインバータ１５と、昇降圧コンバータ１３及びインバータ１５の動作を制御する制御回路１６とを備えており、インバータ１５の出力は、系統電源１７に接続されている。
【００１８】
昇降圧コンバータ１３は、直列に接続された第１のトランジスタＱ１及び第２のトランジスタＱ２からなる第１のアームと、直列に接続された第３のトランジスタＱ３及び第４のトランジスタＱ４からなる第２のアームと、第１及び第２のトランジスタＱ１、Ｑ２の節点と第３及び第４のトランジスタＱ３、Ｑ４の節点との間に接続されたエネルギー蓄積用のリアクトルＬ１と、それぞれ第１〜第４のトランジスタＱ１〜Ｑ４に並列に接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４とを備える。図１に示されるように、第１及び第２のトランジスタＱ１、Ｑ２からなる第１のアームは、直流電源１１の両端間に接続されている。また、第３及び第４のトランジスタＱ３、Ｑ４からなる第２のアームは、昇降圧コンバータ１３の出力端となる。さらに、昇降圧コンバータ１３には、リアクトルＬ１に流れるリアクトル電流ＩＬを検出するリアクトル電流モニタＭ１が備えられており、その検出値は制御回路１６に供給される。
【００１９】
以下に詳述するが、昇降圧コンバータ１３が昇圧動作を行う場合には、第１のトランジスタＱ１がオン状態、第２のトランジスタＱ２がオフ状態に保持されつつ、第３のトランジスタＱ３と第４のトランジスタＱ４が交互にオン状態となる。一方、昇降圧コンバータ１３が降圧動作を行う場合には、第３のトランジスタＱ３がオン状態、第４のトランジスタＱ４がオフ状態に保持されつつ、第１のトランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２が交互にオン状態となる。
【００２０】
中間コンデンサ１４は、昇降圧コンバータ１３に含まれるリアクトルＬ１とともにフィルタを構成する。その容量値としては、昇降圧コンバータ１３が昇圧動作を行う際に発生するリップル電流を吸収するのに十分な値が求められ、具体的には、インダクタンスが１ｍＨ程度のリアクトルＬ１を用いた場合には、数十μＦ〜数百μＦ程度に設定すればよい。
【００２１】
インバータ１５は、いわゆるフルブリッジ回路であり、直列に接続された第５のトランジスタＱ５及び第６のトランジスタＱ６からなる第３のアームと、直列に接続された第７のトランジスタＱ７及び第８のトランジスタＱ８からなる第４のアームと、それぞれ第５〜第８のトランジスタＱ５〜Ｑ８に並列に接続されたダイオードＤ５〜Ｄ８とを備える。図１に示されるように、第５及び第６のトランジスタＱ５、Ｑ６からなる第３のアーム及び第７及び第８のトランジスタＱ７、Ｑ８からなる第４のアームは、いずれも昇降圧コンバータ１３の出力端間に接続されており、第５及び第６のトランジスタＱ５、Ｑ６の節点と第７及び第８のトランジスタＱ７、Ｑ８の節点との間に系統電源１７が接続される。
【００２２】
尚、図１に示されるように、第５及び第６のトランジスタＱ５、Ｑ６の節点と系統電源１７の一端との間には、ノイズ除去用のリアクトルＬ２が接続されているが、本実施態様においては、リアクトルＬ２の両端に掛かる電圧は極めて小さいため、非常に小さいリアクトル、例えば数百μＨ程度のインダクタンスを有するリアクトルを用いればよい。すなわち、リアクトルＬ２においてはＥｔ積が非常に小さいため、コア形状が非常に小さいリアクトルを使用することができる。但し、かかるリアクトルＬ２は、系統連系インバータ１０による変換動作や昇圧／降圧動作に必須なリアクトルではなく、単にノイズの除去を目的としたものであるため、場合によっては、これを省略しても構わない。
【００２３】
さらに、系統電源１７の他端には、出力電流Ｉｏを検出する出力電流モニタＭ２が備えられており、その検出値は制御回路１６に供給される。
【００２４】
制御回路１６は、インバータ制御信号ｃ５〜ｃ８を生成するインバータ制御信号生成回路２１と、インバータ制御信号ｃ５〜ｃ８を受けてインバータ駆動信号Ｃ５〜Ｃ８を生成するインバータ駆動回路２２と、第１の搬送波Ｓ１及び第２の搬送波Ｓ２を発生する搬送波発生回路２３と、昇降圧コンバータ制御信号ｃ１〜ｃ４を生成する昇降圧コンバータ制御信号生成回路２４と、昇降圧コンバータ制御信号ｃ１〜ｃ４を受けて昇降圧コンバータ駆動信号Ｃ１〜Ｃ４を生成する昇降圧コンバータ駆動回路２５とを備える。
【００２５】
インバータ制御信号生成回路２１は、出力電圧Ｖｏの極性を検出し、これに基づいてインバータ制御信号ｃ５〜ｃ８を生成する。より具体的には、出力電圧Ｖｏの極性が正である場合には、インバータ制御信号ｃ５及びｃ８をハイレベル、インバータ制御信号ｃ６及びｃ７をローレベルとし、逆に、出力電圧Ｖｏの極性が負である場合には、インバータ制御信号ｃ６及びｃ７をハイレベル、インバータ制御信号ｃ５及びｃ８をローレベルとする。
【００２６】
インバータ駆動回路２２は、インバータ制御信号ｃ５〜ｃ８を増幅してインバータ駆動信号Ｃ５〜Ｃ８を生成し、これらを第５〜第８のトランジスタＱ５〜Ｑ８のゲートにそれぞれ供給することによりインバータ１５を駆動する回路である。したがって、インバータ駆動回路２２には、それぞれインバータ制御信号ｃ５〜ｃ８を受けインバータ駆動信号Ｃ５〜Ｃ８を出力する４つのバッファ回路が含まれている。
【００２７】
搬送波発生回路２３により生成される第１及び第２の搬送波Ｓ１、Ｓ２は、後述するように、いずれも昇降圧コンバータ１３のスイッチング周期と同じ周期をもった三角波である。第１の搬送波Ｓ１は、第２の搬送波Ｓ２にその振幅と実質的に等しい直流成分が重畳された波形を有しており、これにより、第１の搬送波Ｓ１の下端電圧と、第２の搬送波Ｓ２のピーク電圧とは実質的に一致している。
【００２８】
昇降圧コンバータ制御信号生成回路２４は、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏ、リアクトル電流ＩＬの検出値、出力電流Ｉｏの検出値、第１の搬送波Ｓ１及び第２の搬送波Ｓ２を受け、これらに基づいて昇降圧コンバータ制御信号ｃ１〜ｃ４を生成する。より具体的な動作については後述する。
【００２９】
昇降圧コンバータ駆動回路２５は、昇降圧コンバータ制御信号ｃ１〜ｃ４を増幅して昇降圧コンバータ駆動信号Ｃ１〜Ｃ４を生成し、これらを第１〜第４のトランジスタＱ１〜Ｑ４のゲートにそれぞれ供給することにより昇降圧コンバータ１３を駆動する回路である。したがって、昇降圧コンバータ駆動回路２５には、それぞれ昇降圧コンバータ制御信号ｃ１〜ｃ４を受け昇降圧コンバータ駆動信号Ｃ１〜Ｃ４を出力する４つのバッファ回路が含まれている。
【００３０】
次に、本実施態様にかかる系統連系インバータ１０の動作について説明する。
【００３１】
図２は、本実施態様にかかる系統連系インバータ１０の動作波形図である。
【００３２】
図２に示されるように、本実施態様にかかる系統連系インバータ１０の動作は、直流電源１１からの入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも高い期間（時刻ｔ０〜ｔ１、時刻ｔ２〜ｔ４、時刻ｔ５〜ｔ６）と、直流電源１１からの入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも低い期間（時刻ｔ１〜ｔ２、時刻ｔ４〜ｔ５）とで異なる動作を行う。
【００３３】
詳細に説明すると、まず、昇降圧コンバータ制御信号生成回路２４は、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏ、リアクトル電流ＩＬの検出値及び出力電流Ｉｏの検出値に基づいて、入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも高い期間においてリアクトルＬ１に流すべきリアクトル電流ＩＬの目標値を示す降圧指令値波を内部生成するとともに、入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも低い期間においてリアクトルＬ１に流すべきリアクトル電流ＩＬの目標値を示す昇圧指令値波を内部生成する。これら降圧指令値波及び昇圧指令値波の波形は、図２（ｌ）に示されている。これら降圧指令値波及び昇圧指令値波のうち、各時間帯においてより高い値を有している指令値波が電流指令値波となる。電流指令値波の波形は、図２（ｍ）に示されている。図２（ｌ）に示されるように、降圧指令値波は正弦波の絶対値波形であり、昇圧指令値波は、（系統電源１７の電圧の絶対値×降圧指令値波）／（入力電圧Ｖｉｎ）で導出される波形である。
【００３４】
図２（ｌ）及び（ｍ）に示されるように、入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも高い期間においては、昇圧指令値波よりも降圧指令値波の方が高い値を示し、入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも低い期間においては、降圧指令値波よりも昇圧指令値波の方が高い値を示すので、電流指令値波は、入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも高い期間においては降圧指令値波と一致し、入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも低い期間においては昇圧指令値波と一致することになる。尚、入力電圧Ｖｉｎと系統電源１７の電圧の絶対値との比較は図２（ｋ）に示されているが、図２（ｋ）に示される波形は、本実施態様にかかる系統連系インバータ１０の動作を説明するためのものであり、このような比較が制御回路１６において行われているのではない。
【００３５】
次に、昇降圧コンバータ制御信号生成回路２４は、電流指令値波とリアクトル電流ＩＬの検出値とを比較し、これに基づいて、リアクトル電流ＩＬの波形が電流指令値波と一致するように、制御信号波を生成する。
【００３６】
さらに昇降圧コンバータ制御信号生成回路２４は、制御信号波と第１及び第２の搬送波Ｓ１、Ｓ２とを比較し、これに基づいて、昇降圧コンバータ制御信号ｃ１〜ｃ４を生成する。具体的には、制御信号波が第１の搬送波Ｓ１よりも高い期間においては昇降圧コンバータ制御信号ｃ４をハイレベルとし、逆に、制御信号波が第１の搬送波Ｓ１よりも低い期間においては昇降圧コンバータ制御信号ｃ３をハイレベルとする。また、制御信号波が第２の搬送波Ｓ２よりも高い期間においては昇降圧コンバータ制御信号ｃ１をハイレベルとし、逆に、制御信号波が第２の搬送波Ｓ２よりも低い期間においては昇降圧コンバータ制御信号ｃ２をハイレベルとする。
【００３７】
これにより、昇降圧コンバータ制御信号ｃ１とｃ２は互いに逆相信号となり、昇降圧コンバータ制御信号ｃ３とｃ４は互いに逆相信号となるので、第１乃至第４のトランジスタＱ１〜Ｑ４は、ＰＷＭ駆動されることになる。但し、第１のトランジスタＱ１と第２のトランジスタＱ２が同時にオンしたり、第３のトランジスタＱ３と第４のトランジスタＱ４が同時にオンすることがないよう、昇降圧コンバータ制御信号ｃ１とｃ２の間及び昇降圧コンバータ制御信号ｃ３とｃ４の間にはデッドタイムが挿入される。
【００３８】
また、上述のとおり、第１の搬送波Ｓ１は第２の搬送波Ｓ２にその振幅と実質的に等しい直流成分が重畳された波形であるから、第１の搬送波Ｓ１と第２の搬送波Ｓ２とは実質的に重なり部分を有しておらず、このため、第１及び第２のトランジスタＱ１、Ｑ２が高周波でスイッチングしている期間においては、第３及び第４のトランジスタＱ３、Ｑ４のスイッチング動作は停止し、第３及び第４のトランジスタＱ３、Ｑ４が高周波でスイッチングしている期間においては、第１及び第２のトランジスタＱ１、Ｑ２のスイッチング動作は停止することになる。
【００３９】
ここで、入力電圧Ｖｉｎと系統電源１７の電圧の絶対値とが一致するタイミングにおいて、制御信号波が第１の搬送波Ｓ１の波形が存在する領域と第２の搬送波Ｓ２の波形が存在する領域との境界を越えるように設定されており、このため、図２（ｂ）〜（ｅ）に示されるように、入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも高い期間においては、第１及び第２のトランジスタＱ１、Ｑ２がＰＷＭ駆動され、入力電圧Ｖｉｎが系統電源１７の電圧の絶対値よりも低い期間においては、第３及び第４のトランジスタＱ３、Ｑ４がＰＷＭ駆動されることになる。
【００４０】
第１及び第２のトランジスタＱ１、Ｑ２がＰＷＭ駆動されると、入力電圧Ｖｉｎは降圧され、第３及び第４のトランジスタＱ３、Ｑ４がＰＷＭ駆動されると、入力電圧Ｖｉｎは昇圧される。これにより、昇降圧コンバータ１３の出力端間の電圧波形は脈流波形となって系統電源１７の電圧の絶対値と実質的に一致し、これがインバータ１５によって正弦波に変換された後、系統電源１７に供給される。
【００４１】
以上のような動作においては、第１〜第４のトランジスタＱ１〜Ｑ４のオン／オフは、制御信号波と第１の搬送波Ｓ１及び第２の搬送波Ｓ２とを比較することにより決定されることから、昇降圧コンバータ１３による降圧動作と昇圧動作との切り替えが自動的に行われることになる。また、リアクトルＬ１は、昇降圧コンバータ１３が降圧動作を行っている場合及び昇圧動作を行っている場合のいずれにおいても、共通に平滑リアクトルとして機能しており、利用効率が大幅に高められていることが分かる。
【００４２】
このように、本実施態様による系統連系インバータ１０によれば、制御信号波と第１の搬送波Ｓ１及び第２の搬送波Ｓ２とを比較することにより、昇降圧コンバータ１３による降圧動作と昇圧動作との切り替えが自動的に行われることから制御回路１６による制御を簡易に行うことができる。
【００４３】
また、本実施態様による系統連系インバータ１０によれば、リアクトルＬ１は、昇降圧コンバータ１３が降圧動作を行っている場合及び昇圧動作を行っている場合のいずれにおいても、共通に平滑リアクトルとして機能するため、リアクトルの利用効率が高い。このため、製品コストを削減することができるばかりでなく、回路を小型化でき、さらに、変換効率を高めることが可能となる。
【００４４】
本発明は、以上の実施態様に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。
【００４５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、昇圧動作と降圧動作の切り替えを簡易に行うことができる系統連系インバータを提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施態様にかかる系統連系インバータ１０の回路図である。
【図２】本発明の好ましい実施態様にかかる系統連系インバータ１０の動作波形図である。
【図３】従来の系統連系インバータの回路図である。
【符号の説明】
１０ 系統連系インバータ
１１ 直流電源
１２ 入力コンデンサ
１３ 昇降圧コンバータ
１４ 中間コンデンサ
１５ インバータ
１６ 制御回路
１７ 系統電源
２１ インバータ制御信号生成回路
２２ インバータ駆動回路
２３ 搬送波発生回路
２４ 昇降圧コンバータ制御信号生成回路
２５ 昇降圧コンバータ駆動回路
Claims (2)
- 直流電源からの電力を系統に供給する系統連系インバータであって、
前記直流電源の直流電圧が前記系統の電圧の絶対値よりも高い場合には前記直流電圧を降圧し、
前記直流電圧が前記系統の電圧の絶対値よりも低い場合には前記直流電圧を昇圧し、
前記系統の電圧の絶対値と実質的に一致した脈流波形の電圧を出力する昇降圧コンバータと、
前記昇降圧コンバータの出力を正弦波に変換して、前記系統に供給するための交流に変換するインバータと、
前記昇降圧コンバータの動作を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路が、
少なくとも前記昇降圧コンバータに流れる電流値に基づいて生成される制御信号波と第１の搬送波とを比較することによって前記昇降圧コンバータが昇圧動作するように制御し、
前記制御信号波と第２の搬送波とを比較することによって前記昇降圧コンバータが降圧動作するように制御し、
前記第１の搬送波が、前記第２の搬送波にその振幅と実質的に等しい直流成分が重畳された波形を有し、
前記制御回路が、
前記直流電圧が前記系統の電圧の絶対値よりも高い場合に前記昇降圧コンバータに流すべき電流の目標値を示す降圧指令値波及び前記直流電圧が前記系統の電圧の絶対値よりも低い場合に前記昇降圧コンバータに流すべき電流の目標値を示す昇圧指令値波に少なくとも基づいて前記制御信号波を生成し、
前記降圧指令値波が、正弦波の絶対値波形であり、
前記昇圧指令値波が、（前記系統の電圧の絶対値×前記降圧指令値波）／（前記直流電圧）で導出される波形である
ことを特徴とする系統連系インバータ。 - 前記第１及び第２の搬送波が、いずれも三角波であることを特徴とする請求項１に記載の系統連系インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001067269A JP4595218B2 (ja) | 2001-03-09 | 2001-03-09 | 系統連系インバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001067269A JP4595218B2 (ja) | 2001-03-09 | 2001-03-09 | 系統連系インバータ |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002271990A JP2002271990A (ja) | 2002-09-20 |
| JP2002271990A5 JP2002271990A5 (ja) | 2008-02-21 |
| JP4595218B2 true JP4595218B2 (ja) | 2010-12-08 |
Family
ID=18925648
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001067269A Expired - Fee Related JP4595218B2 (ja) | 2001-03-09 | 2001-03-09 | 系統連系インバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4595218B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7859867B2 (en) * | 2005-01-28 | 2010-12-28 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Method and inverter for converting a DC voltage into a 3-phase AC output |
| JP5343229B2 (ja) * | 2009-05-13 | 2013-11-13 | 新電元工業株式会社 | インバータ |
| KR101704581B1 (ko) * | 2014-06-24 | 2017-02-09 | 주식회사 팩테크 | 단상 인버터 및 컨버터의 스위칭방법 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH1014244A (ja) * | 1996-06-27 | 1998-01-16 | Matsushita Electric Works Ltd | 電力変換装置 |
| JP2000152651A (ja) * | 1998-11-10 | 2000-05-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 系統連系インバータ装置 |
| JP2000166223A (ja) * | 1998-12-01 | 2000-06-16 | Motorola Japan Ltd | 昇降圧型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2000333445A (ja) * | 1999-05-21 | 2000-11-30 | Toyota Motor Corp | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ |
-
2001
- 2001-03-09 JP JP2001067269A patent/JP4595218B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH1014244A (ja) * | 1996-06-27 | 1998-01-16 | Matsushita Electric Works Ltd | 電力変換装置 |
| JP2000152651A (ja) * | 1998-11-10 | 2000-05-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 系統連系インバータ装置 |
| JP2000166223A (ja) * | 1998-12-01 | 2000-06-16 | Motorola Japan Ltd | 昇降圧型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2000333445A (ja) * | 1999-05-21 | 2000-11-30 | Toyota Motor Corp | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002271990A (ja) | 2002-09-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080107 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080107 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090629 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090804 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20091001 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20100824 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20100906 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131001 Year of fee payment: 3 |
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