JP4590604B2 - 通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）に代表されるマルチキャリア伝送方式で無線通信を行う技術に関し、特に、希望波だけでなく干渉波も考慮した受信技術に関する。

近年、無線通信システムのさらなる高速化を求めるユーザが増加している。高速化・大容量化が実現可能な無線通信方式のひとつとしてOFDMに代表されるマルチキャリア伝送方式が注目されている。

OFDM方式は、数十から数千のキャリアを、理論上干渉の起こらない最小となる周波数間隔に並べ、周波数分割多重で情報信号を並列に伝送する方式である。このOFDM方式は、使用するサブキャリアの数を多くすると、同じ伝送レートのシングルキャリア方式と比較してシンボル時間が長くなるため、マルチパス干渉の影響を受けにくいという利点がある。

このOFDM技術を１セル繰り返しセルラシステムに適用したシステムとして、非特許文献1に示されているDPC‐OF/TDMA（Dynamic Parameter Controlled Orthogonal Frequency and Time Division Multiple Access）システムがある。このシステムは、伝送方式としてOFDMを用い、セルラシステムの全てのセルにおいて同じ周波数を用いて通信を行うシステムである。DPC‐OF/TDMAシステムのフレーム構成例を図１４に示す。図１４に示すように、DPC‐OF/TDMAシステムのアクセス方式は、周波数方向及び時間方向にいくつかのブロック化を行い、1ブロックを基本アクセス単位としてユーザ多重する方式である（１ブロックをスロットと呼ぶ）。図１４では、周波数方向には１２分割、時間方向には９分割されている。時間方向に分割された単位時間チャネルのうち、フレームの先頭の時間チャネルは制御情報の伝送に用いられ、後続の８つの時間チャネルがデータ伝送に用いられる。

このDPC‐OF/TDMAシステムのように、全てのセルで同一周波数を用いる場合、隣接セルから到来する干渉波の影響により受信特性が著しく劣化することが考えられるが、干渉の影響を考慮した動的なスロット割り当てや、データシンボルの変調方式や符号化率を伝搬路状況に応じて選択する適応変調等の技術を用いることにより、良好な受信特性を維持することが可能となり1セル繰り返しを実現することができる。しかしながら、下りリンクにおいて上述の技術（動的スロット割り当て、適応変調）を用いる場合には、希望波の電力だけでなく隣接セルの基地局から到来する干渉波の電力（または希望波電力対干渉波電力比DUR：Desired signal to Undesired signal power Ratio）を受信（端末）側において把握する必要があり、非特許文献1ではDUR推定用シンボルを用いた手法が示されている。

図１５は、非特許文献１におけるスロット構成例を示す図である。図１５の符号１０００は伝搬路推定用シンボル、符号１００１はDUR推定用シンボル、符号１００２は適応変調を行う際に受信側へ変調方式を通知するための変調方式通知シンボル、符号１００３はデータシンボルである。図１５に示すように、非特許文献１に示す技術では、伝搬路推定用シンボルの後にDUR推定用のシンボルを設け、セル毎に異なる符号を適用したDURシンボルを利用することによるDUR推定手法が示されている。

非特許文献１における基地局側の送信機構成を図１６に示す。図１６の符号１１００はマルチプレックス部、符号１１０１−a〜ｌは誤り訂正符号部、符号１１０２−a〜ｌはシリアル/パラレル変換部（S/P変換部）、符号１１０３はマッピング部、符号１１０４は伝搬路推定用シンボル生成部、符号１１０５はDUR推定用シンボル生成部、符号１１０６はプリアンブル挿入部、符号１１０７はIFFT部、符号１１０８はパラレル/シリアル変換部（Ｐ／Ｓ変換部）、符号１１０９はガードインターバル挿入部（ＧＩ挿入部）、符号１１１０はデジタル/アナログ変換部（D/A変換部）、符号１１１１は無線送信部、符号１１１２はアンテナ部である。但し、図１６では、１スロット当たりのサブキャリア数を６４、FFTポイント数を１０２４としている。

図１６のマルチプレックス部1100には、各スロットの情報データとスロット毎の変調方式情報（適応変調を行う際に用いる変調方式を受信側へ通知するための情報）が入力され、スロット毎に用意された誤り訂正符号部１１０１−a〜ｌへと送られる。誤り訂正符号部１１０１−a〜ｌにおいてそれぞれ符号化された情報は、S/P変換部１１０２−a〜ｌを経由してマッピング部１１０３において変調される。そして、プリアンブル挿入部１１０６において、伝搬路推定用シンボル生成部１１０４で生成された既知の伝搬路推定用シンボル及びDUR推定用シンボル生成部１１０５で基地局固有符号を用いて生成されたDUR推定用シンボルと時間多重され、図１５に示すようなスロットが形成される。このようにして形成された信号はIFFT部１１０７においてシンボル毎に時間領域の信号に変換され、P/S変換部１１０８を経由した後に、GI挿入部１１０９においてガードインターバルが付加される。そして、D/A変換部１１１０においてアナログ信号に変換され、無線送信部１１１１において無線送信可能な周波数へ周波数変換された後に、アンテナ部１１１２から送信される。

また、図１７は非特許文献１における端末側の受信機の構成例を示す図である。図１７の符号１２００はアンテナ部、符号１２０１は無線受信部、符号１２０２はアナログ/デジタル変換部（A/D変換部）、符号１２０３は同期部、符号１２０４はGI除去部、符号１２０５はS/P変換部、符号１２０６はFFT部、符号１２０７はプリアンブル抽出部、符号１２０８は伝搬路推定部、符号１２０９は符号生成部、符号１２１０は相関演算部、符号１２１１はDUR算出部、符号１２１２は伝搬路補償・デマッピング部、符号１２１３−a〜ｌはP/S変換部、符号１２１４−a〜ｌは誤り訂正復号部、符号１２１５はデマルチプレックス部である。

各セルの基地局から送信された信号は、まず図１７のアンテナ部１２００において受信される。アンテナ部１２００において受信された信号は、無線受信部１２０１においてA/D変換可能な周波数へ周波数変換され、A/D変換部１２０２においてデジタル信号に変換される。A/D変換部１２０２でデジタル信号に変換された信号は同期部１２０３においてOFDMのシンボル同期が取られ、GI除去部１２０４においてガードインターバルが除去される。その後、S/P変換部１２０５を経由して、FFT部１２０６においてサブキャリア毎の信号に分離される。プリアンブル抽出部１２０７では伝搬路推定用信号とDUR推定用信号、情報信号が分離され、伝搬路推定用信号は伝搬路推定部１２０８へ、DUR推定用信号は相関演算部１２１０へ、情報信号は伝搬路補償・デマッピング部１２１２へそれぞれ送られる。伝搬路推定部１２０８では、既知の伝搬路推定用シンボルを利用した伝搬路推定が行われる。相関演算部１２１０では、受信したDUR推定用信号と、希望基地局及び干渉基地局において用いられている基地局固有の符号との相関演算が行われる。

ここで、希望基地局及び干渉基地局で用いられている符号は符号生成部１２０９において生成される。相関演算部１２１０における演算の結果、各周波数チャネルの希望信号電力及び干渉信号電力が得られ、DUR算出部１２１１において希望信号電力と干渉信号電力との比を取ることによりDURの算出を行う。また、伝搬路補償・デマッピング部１２１２に送られた情報信号には、伝搬路推定部１２０８から送られる伝搬路推定値に基づく伝搬路補償とデマッピングが行われ、P/S変換部１２１３−a〜ｌを経由して、周波数チャネル毎に用意された誤り訂正復号部１２１４−a〜ｌにおいて復号された後、デマルチプレックス部１２１５から出力される。

図１６、１７に示す基地局側送信装置と端末側受信装置では、基地局固有の符号を用いたDUR推定用シンボルの送受信を行い、受信したDUR推定用シンボルと各基地局で用いられている符号との相関演算を端末側受信装置において行うことにより、それぞれの基地局から到来する信号の電力を算出している。また、非特許文献１では、DUR推定に用いられる基地局固有の符号として直交符号を用いている。これは、それぞれの符号を直交させておくことにより、相関演算部１２１０における相関演算の際に生じる誤差の影響を低減するためである。非特許文献１に示されている直交符号の例を、図１８を参照しながら説明する。図１８は、３つの基地局がそれぞれ２サブキャリアおきに既知信号を送信し、他のサブキャリアは無伝送とした場合の受信スペクトルを表している。このときの基地局Aの符号は（100100100100100100100100…）、基地局Bの符号は（010010010010010010010010…）、基地局Cの符号は（001001001001001001001001…）となっており、それぞれ直交しているため互いに干渉し合うことなくそれぞれの電力を測定することができる。非特許文献1では、このような手法によりDURが精度良く求められることが示されている。

小清水 他、電子情報通信学会 信学技報RCS2004−85（2004−06）

しかしながら、非特許文献1に示す構成では、伝搬路推定用シンボルの他に、サブキャリアの品質（DUR）の推定のためだけに用いられるDUR推定用シンボルが必要となる。非特許文献１では、DUR推定精度の向上を目的として、スロット内にDUR推定用シンボルを２シンボル設けており、このような構成では、データの伝送効率が劣化するという問題がある。

本発明の目的は、サブキャリアの品質推定用に新たなシンボルを追加せずに品質を推定できる技術を提供することである。

本発明の一観点によれば、複数の送信源のそれぞれに対して固有の符号を割り当て、それぞれの送信源で該送信源に割り当てられた前記固有の符号を各サブキャリアに割り当て、各送信源から送信されたOFDMシンボルを受信するOFDM通信システムにおいて使用され、受信した受信信号を周波数軸上の信号に変換する第１の時間周波数変換手段と、周波数軸上に変換された前記受信信号を蓄積する受信メモリと、希望波以外の干渉波を送信している送信源において使用している符号に基づいて前記受信信号からそれぞれの干渉波のレプリカを１つまたは複数作成するレプリカ作成手段と、作成した前記１つまたは複数のレプリカ信号を前記受信メモリ内の受信信号から減算する手段と、
該減算した信号と希望波の送信源において使用している符号とに基づいて、希望波の伝搬路を推定する手段とを有するOFDM受信装置が提供される。これにより、伝搬路推定における高精度化を図ることができる。

前記レプリカ作成手段は、前記受信メモリに蓄積した受信信号に対し、レプリカ作成対象の送信源で使用している固有の符号の複素共役を乗じ、前記周波数時間変換手段を用いて周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換し、時間軸上の不要な信号を雑音除去部によって除去した後の信号を第２の時間周波数変換手段を用いて周波数軸上の信号に変換し、前記固有の符号を乗じる手段であることが好ましい。雑音を除去した後の信号と固有の符号とを乗算することにより、雑音の影響を除去することができる。

前記レプリカ作成手段を前記レプリカメモリの数分だけ設けることも可能である。これにより、演算処理の負荷を低減することができる。

本発明の他の観点によれば、複数の送信源のそれぞれに対して固有の符号を割り当て、それぞれの送信源で該送信源に割り当てられた固有の符号を各サブキャリアに割り当てて送信し、各送信源から送信されたOFDMシンボルを受信するOFDM通信システムにおいて用いられ、受信した受信信号を周波数軸上の信号に変換する第１の時間周波数変換手段と、周波数軸上に変換された前記受信信号を蓄積する受信メモリと、それぞれの送信源において使用している符号に基づいて前記受信信号から干渉波のレプリカを同時に作成する複数のレプリカ作成手段と、干渉波のレプリカ信号を受信メモリ内の受信信号から減算する手段と、該減算した信号に希望波の送信源において使用している符号に基づいて希望波の伝搬路を推定する手段とを有するOFDM受信装置が提供される。

前記複数のレプリカ作成手段の１つは、前記受信メモリに蓄積した受信信号に対し、レプリカ作成対象の送信源で使用している固有の符号の複素共役を乗じ、周波数時間変換手段を用いて周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換し、時間軸上の不要な信号を雑音除去部によって除去した後の信号を第２の時間周波数変換手段を用いて周波数軸上の信号に変換し、前記固有の符号を乗じる手段であることが好ましい。複数のレプリカ作成手段を設けることで、処理を高速に行うことが可能になる。

本発明のさらに他の観点によれば、複数の送信源のそれぞれに対して予め決められた同一の符号を割り当て、前記符号を各サブキャリアに割り当て、隣接するサブキャリア間の位相を送信源固有の値になるように調整して送信し、各送信源から送信されたOFDMシンボルを受信するOFDM通信システムにおいて使用され、受信した受信信号を時間周波数変換し、周波数軸上に変換した前記受信信号を蓄積し、前記予め決められた符号の複素共役を乗じ、前記送信側でサブキャリア間の位相を固有の値で調整した値の逆の値で調整し、さらに周波数時間変換を行い、雑音除去部によって不要な信号を除去し、時間周波数変換し、前記符号を乗じることで希望波のレプリカを作成し、前記蓄積した受信信号と、希望波のレプリカとから受信信号の品質を推定することを特徴とするOFDM受信装置が提供される。上記受信装置によれば、受信信号の品質を精度良く推定することができる。

本発明の別の観点によれば、複数の送信源のそれぞれに対して固有の符号を割り当て、それぞれの送信源で該送信源に割り当てられた固有の符号を各サブキャリアに割り当てて送信し、各送信源から送信されたOFDMシンボルを受信するOFDM通信システムにおける受信方法であって、受信した受信信号を、周波数軸上の信号に変換するステップと、周波数軸上に変換された前記受信信号を蓄積するステップと、希望波以外の干渉波を送信している送信源において使用している符号に基づいて前記受信信号からそれぞれの干渉波のレプリカを１つまたは複数作成するステップと、を有することを特徴とするOFDM受信方法が提供される。

作成した１つまたは複数の干渉波のレプリカを前記受信メモリに蓄積している受信波から減じることにより正確に希望波の伝搬路を推定でき、さらにはその伝搬路情報と受信波あるいは干渉波のレプリカから、サブキャリア毎の受信品質あるいはサブチャネル毎の受信品質を推定することができる。

本発明によれば、精度良く伝搬路推定を行うことが可能で、更にサブチャネル毎の受信品質を精度良く推定することができる。また、サブチャネル品質推定のために伝搬路推定のためのOFDMシンボルを利用するため、新たな推定用OFDMシンボルを増やす必要がないという効果がある。

以下、本発明の実施の形態について、より詳細かつ具体的に説明を行う。

本実施例では希望波、干渉波がある程度のレベルで同期していることを前提としている。ここで、ある程度のレベルとは、受信機において、希望波にOFDMシンボル同期をとり、FFT窓を施した場合に、各干渉波も窓内でOFDMシンボルが変化しない程度であることを意味する。ただし、遅延波が低いレベルで存在し、その遅延波については窓内で変化しても、問題はない。

端末局が基地局からのデータを受信する下りリンクのアクセス方式をOFDMA（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）とした例について説明する。OFDMA方式は、OFDMを用い、TDMA（Time Division Multiple Access）かつFDMA（Frequency Division Multiple Access）でアクセスする方式である。ここで用いるOFDMのサブキャリア数はa本とし、FDMAの基本となるサブチャネル数をS個とする。簡単のために１サブチャネル当たりのサブキャリア数を均一とし、a/Sとする。

このOFDMA方式で通信効率を良くするためには、各端末が受信状態のよいサブチャネルでアクセスすることが必要である。端末が２つの基地局と通信可能な場合、より品質の高いサブチャネルを有する基地局と通信することにより、セル全体の効率が上がり、ユーザダイバーシティ効果を高めることになる。特に、周波数のリユースファクタ1であるシステム（すべてのセルが同じ周波数を利用するシステム）では、このユーザダイバーシティ効果を利用する必要性が高い。

基地局は端末局が既知の伝搬路推定用のOFDMシンボル（以下「CE：Channel Estimate
signals」と称する。）をある程度同期して送信する。CEにおけるサブキャリアの複素位相点をcn（n=１〜a）とし、基地局BS-kのCEにおける符号Cとして、CK={c1、c2、…、ca}と表す。Cは基地局で固有の値であるとする。

本実施の形態による無線通信技術は、このCEを用いた伝搬路推定結果からサブチャネルの品質を推定するものである。本実施例では、伝搬路推定とは、OFDMを用いた通信において各サブキャリアの振幅、位相の変動量を受信装置で推定することを意味し、チャネル品質の推定とは、OFDMAのアクセス単位である周波数チャネル（数本から数十本のサブキャリアで構成される）の品質を推定することを意味している。

図１は、本実施例による無線通信システムにおける端末の受信機においてCEを使用してサブチャネル毎の伝搬路と品質とを推定するためのブロック図である。図において、符号１はFFT（Fast Fourier Transform）部、符号２は受信メモリ、符号３は減算部、符号４は符号乗算部、符号５はIFFT部、符号６は時間窓部、符号７は電力制限部、符号８はFFT部、符号９は符号乗算部、符号１０はCE符号生成部、符号１１は複素共役部、符号１２−1から１２−Kまではレプリカメモリ部、符号１４は全てのレプリカから１つのレプリカを除いたものを加算する加算部である。符号５０はサブチャネル品質推定部である。

図２はサブチャネル品質推定部５０の構成例を示すブロック図である。符号５１は減算部、符号５２はサブチャネル分割部、符号５３-１から５３-Ｓは品質推定部である。

図３は本実施例における処理の流れの一例を示すフローチャート図である。
以下図１、図２、図３を参照して、サブチャネル品質を推定する方法について説明する。ここで、希望基地局がCEとして使用している符号をCKとし、その基地局をBS-Kとする。

まず、送信源からほぼ同時に送信された信号の受信処理が開始されると（スタート）、レプリカメモリがクリアされ、k＝１、N＝０に設定される（ステップＳ１）。ここでk（１≦k≦K-１）は、干渉基地局を示す添え字であり、k=Kで希望基地局を示す添え字となる。Nは後に説明する干渉キャンセル操作の繰り返し回数である。全ての干渉基地局数はKであり、最大キャンセル操作回数はMとする。

受信したプリアンブルの時間波形にFFT部１においてFFTが施され、周波数軸の波形に変換される（ステップＳ２）。この周波数軸に変換された波形は受信信号として受信メモリ2に保存される（ステップＳ３）。加算部１４は、伝搬路を求めている基地局以外の基地局からのレプリカを加算するブロックであり、k＝１のときはk＝１以外に相当する基地局からのCEのレプリカを加算する（ステップＳ４）。受信信号から加算されたレプリカを減算する（ステップＳ５）。ここで求まった信号をRkと定義する。

続いて（ステップＳ６）の処理、インパルス応答から伝搬路を推定する処理を行うが、これらの処理の詳細を図４に示すフローチャート図に示す。

Rkのkに相当する基地局の符号CkをCE生成部１０で生成し、複素共役部１１で複素共役を求め、求めた値とRkとを符号乗算部４において乗ずる（ステップＳ６１）。これにより求められた信号は、BS-kからの伝搬路の周波数応答である。この周波数応答をIFFT部５で時間波形に変換すると、インパルスレスポンスが求められる（ステップＳ６２）。通常、このインパルスレスポンスは、ある時間領域に集中することから、時間窓６において、明らかにその時間以外のサンプルにある信号はノイズと判断し削除する（ステップＳ６３）。また、その時間内においても、電力が低い成分についてもノイズと判断し電力制限部７で削除する（ステップＳ６４）。そして、再度FFT部８でFFTすることにより、伝搬路の周波数応答を求めることができる（ステップＳ６５）。上記の説明では、符号乗算部４の出力とFFT部８の出力とは、双方とも同じ伝搬路の周波数応答を示すことになるが、時間窓、電力制限ブロックで雑音を除去しているため、多くの条件下で後者の方が優れた特性を示す。通常、電力制限ブロックと時間窓ブロックとのうち時間窓のみが使用されている場合も多く、本実施例では少なくとも時間窓が１つあれば、同様の効果を得ることができる。このＦＦＴ８の出力に基づいて、送信側から受信側への無線通信における伝搬路の推定を行なうことができる。

一方、サブチャネル品質推定部５０は、レプリカメモリ１２−１〜ｋまでのいずれかからの出力と受信メモリからの出力とを減算した差分に基づいて、該当するサブチャネルの品質を推定することができる。

（ステップＳ８）では、k＝Kであるか否かを判断し、ｋ＝Kでない場合はk=k+1として、（ステップＳ４）に戻る。そして、k＝Kとなるまで、同様の操作を繰り返す。この作業により、順次干渉基地局からのCEに関してレプリカを作成し、k=K-1にはすべての干渉基地局からのレプリカが作成されていることになる。これらのレプリカは、レプリカメモリＣ１（１２−１）からＣｋ（１２−ｋ）までにそれぞれ一時的に記憶される。そして、k=Kにおいて、ステップＳ５の減算作業により、全ての干渉基地局からのレプリカを減算していることになり、高い精度でk=Kの伝搬路を求めること可能となる。この１連の作業が干渉波のキャンセル操作である。

このキャンセル操作を繰り返すことにより性能が向上する。（ステップＳ１０）、（ステップＳ１１）において、キャンセル回数を判断し、キャンセル回数があらかじめ定められた回数Ｍに達すると操作を終了し、CKの伝搬路の周波数応答から求められたレプリカをチャネル品質推定ブロック５０に出力する(ステップＳ１２)。また、サブチャネル推定ブロック５０には、受信メモリに格納されている受信信号の周波数応答波形も入力される。
（ステップＳ１４）が伝搬路情報から各サブチャネルの品質を推定するステップであり、その詳細について図５を参照しながら説明する。図５に示すように、サブチャネル品質推定ブロックでは、減算部５１において受信信号Ｒｋからレプリカの周波数応答（Ｃｋのレプリカ）をサブキャリア毎にベクトル減算する（ステップＳ１４１）。この減算された信号がBS-Kからの電波に対するノイズ、干渉信号の和と考えられる。この双方のサブキャリア単位のデータをサブチャネル分割部５２において各サブチャネルの品質推定部５３-１から５３-Ｓまでに入力する（ステップＳ１４２）。各品質推定部部５３-１から５３-Ｓまでにおいては、信号電力とノイズ電力との比をとり、該当するサブチャネルのSINR（Signal power to Interference power and Noise power Ratio）として出力する（ステップＳ１４３）。以上の操作により、干渉を除去しながら伝搬路を繰り返し推定することにより、推定精度が改善し、更には、チャネル毎の品質推定精度も向上する。

上記実施例１のシステムは、干渉基地局の数とその基地局が使用しているCEのコードCkがあらかじめ既知である場合は精度良く動作する。但し、それらの情報を予め入手しておく必要がある。

本発明の実施例２では、それらの情報がない場合を想定している。図６は本実施例を実現するため、受信機におけるサブチャネル毎の品質を推定するために必要となるブロックの構成例を示す図である。図１と同じ機能のブロックについては、同じ符号を付してその説明を省略する。図６と図１との違いは、インパルス電力判定部１５が挿入され、電力制限部７が除かれたことである。電力制限部の有無についてはいずれでも良い（任意である）。このインパルス電力判定部１５は、時間窓６から得られるインパルスの総電力を計算し、その時に使用した符号Ckに対するCEの有無を判定するブロックである。所定の閾値を設け、その閾値より大きな電力があった場合は、実施例１の場合と同様にレプリカを作成し、閾値を超えない場合は、以下の回路を動作させない、あるいは、すべて０を出力するとなどの動作をする。

図７は本実施例による処理の流れを示すフローチャート図である。図７に示すフローチャート図は、実施例１における図４のフローチャートに相当する部分であり、図４に示すフローチャートの処理に対応する処理については同様で良い。すなわち、（ステップＳ６３）までは、実施例1と同様の処理で良い。（ステップＳ６３）の出力波形をIMPとすると、（ステップＳ６６）ではIMPの総電力を計算し、これをPpとする。（ステップＳ６７）において、Ppと予め設定される閾値であるPthrとの比較を行い、ＰｐがＰｔｈｒ以上であるという（ステップＳ６７）の条件を満たせば、IMPをFFT処理部８に出力し、ＰｐがＰｔｈｒ以上であるという条件を満たさなければ、すべての信号を０として、FFT処理部８に出力する。この出力より伝搬路を推定することができる。その後は、実施例１と同様の処理を行う。

これらの処理を、干渉が生じる可能性がある全てのCkについて行うことにより、干渉基地局の情報が存在しなくても、的確に干渉除去の操作を行うことができる。尚、上記の説明においては、干渉基地局の情報がない場合を前提として説明したが、干渉基地局の情報がある場合、即ち実施例１のような場合でも本実施例による方法を適応することは可能であり、このケースでも干渉基地局からの電波が低い場合は処理を行う必要がなく、性能を向上させることができるという効果を発揮する。

次に、本発明の第３実施例について説明を行う。実施例１及び２では、干渉基地局との伝搬路状態が未知であることを前提に、干渉をランダムに（処理に関する優先順位をつけずに）除去していく方法を示した。しかし、現状、無線通信に用いられている通信方式は、所定のフレームを構成し、繰り返しフレームフォーマットに基づいてデータを授受することが一般的である。従って、予め伝搬路の情報があると考えるのが妥当である。そこで、本実施例では、干渉基地局からの伝搬路状態が前のフレーム等において既知である場合における特性の改善方法について説明を行う。実施例２との相違点は、インパルス電力メモリ部１７において、信号の確からしさを記憶し、レプリカ作成順序をこれに基づいて決定する点である。

図８は、本実施例による通信装置の機能ブロック図である。図８に示すように、実施例２の機能ブロック図に対して、インパルス電力メモリ部１７が加えられている点が異なるが、伝搬路と品質とを推定できる点は同様である。

図９は、本実施例による処理の流れを示すフローチャート図である。実施例１のフローチャート図に対し、（ステップＳ１）と（ステップＳ２）との間に、電力による干渉波の優先順位を並び替える処理（ステップＳ３０）が挿入されており、この処理は、その他のkに関する処理がk’に変換されている。

インパルス電力メモリ部１７に、前フレームにおける干渉波の電力を保存する。このインパルス電力順に、実施例１または実施例２と同様な干渉キャンセルを施すことにより、より高精度に干渉波をキャンセルすることが可能となる。すなわち、インパルス電力が大きい干渉波ほど信号の信頼度が高いと考えられるため、インパルス電力の大きい順に演算を行うことにより、より確からしい信号のレプリカから減算できるためである。

尚、本実施例ではキャンセル操作を行う順序を前フレームからの情報で決定する場合について説明したが、キャンセル操作を繰り返し行う場合は、前回のキャンセル操作時の情報に基づいてキャンセル操作を行う順序を更新又は変更することも可能である。

以上、実施例１から３においては、希望基地局、即ちBS-Kからの電波を特別として扱い、処理が最後になるようにキャンセル操作を行った。しかしながら、このような特別な扱いを行う必要はなく、すべての電波を対等に扱っても、同様の効果を得ることができる。特に実施例３においては、希望基地局からの電力がもっとも大きいことが多いため、全ての基地局を対等に処理した方が精度は高くなる。

実施例１から３では、処理をシリアル処理とし、順次キャンセル処理を施して干渉波をキャンセルしてからサブチャネルの品質を推定する方法を例にして説明したが、本実施例では、パラレル処理を行う場合を示す。すなわち、実施例１とは、伝搬路推定部を複数有している点で異なる。

図１０は本実施例による受信装置の構成例を示す図であり、実施例１で用いた図１と同じ構成となっている。ただし、いくつかのブロックが太線の四角で囲まれており、これに、１００-１から１００-ｋまで番号が付されている点で異なる。これは、この四角内のブロックがｋ個存在することを意味し、それぞれが同じ動作をする。各ブロックで異なる処理はｋに各ブロックで異なる値が付されている点である。

この処理では、最初の処理において、すべての基地局に対する伝搬路が、レプリカによる減算なしで求められる。２回目の以降の処理では、それぞれの基地局に対する伝搬路が求まっているため、自分以外の波形のレプリカの和を減算することにより特性が改善される。即ち、実施例１から３では、干渉波を１つずつ減算していく方法を用いたのに対して、本実施例ではレプリカの和を求めることにより減算処理を行うため、実施例１から３までに比べてキャンセル操作に要する時間を短縮することができる。

表１は、このキャンセル操作回数Ｍ＝０の場合とＭ＝４の場合の推定度の特性を示すものである。

表１に示す例は、１０２４波のOFDM信号に対し、サブチャネルを１６個とし、干渉波を1波、干渉波と希望波との電力比を０dBとした場合の例である。SNRによらずＭ＝４にすると推定精度が改善することが明白であり、その改善度合いはおおよそ２dB程度であることがわかる。本実施例によれば、品質の推定に関する処理速度を向上させることが可能である。

実施例１から４までは、基地局間で割り振るCE用の符号が固有な符号である場合を例に示した。本実施例では、符号は固有であるものの、特殊な関係を満たす場合について、その構成と各サブチャネルのC/I比を測定する方法について説明する。

実施例１から４では、CEにおけるサブキャリアの複素位相点をcn（n=１〜a）とし、基地局BS-kのCEにおける符号Cとして、Ck={c1、c2、…、ca}として用いた例を示した。従って、基地局間ではCkは全く独立のものであった。

一方、本実施例において用いる符号は、まず各サブキャリアの振幅、位相を同一にして、一定の位相回転を与える。即ちCk={ e0、ejθk、ejθk×2 、…、ejθk×a }とする。さらに、基本となる符号Cb={C1-b、C2-b、…、Ca-b}を乗じて符号を生成する。従って、各基地局では最初に位相回転量として与えられるθkが各基地局で固有の値となる。

図１１は、本実施例に基づいたCEを生成するためのブロック図である。図１１において
は、符号１０１が位相回転部、符号１０２が符号乗算部である。符号１０１において、上述の基地局固有の位相回転が与えられ、符号１０２において、すべての基地局で同一の符号が乗算される。この２つのブロックは、その順序は可変である。

図１２は、本実施例における受信機の構成例を示す図である。図１と同じ機能のブロックについては、同じ番号を付し説明を省略する。図１２と図１との主な差異は、レプリカを作成する機能が図１２には存在しないことであり、これは、キャンセルを行わないことを意味している。この理由は、各基地局が同じ符号を元に生成したCEを使用しているため、ブロック５のＩＦＦＴ後に求まるインパルス応答が、同じ符号で分離可能なためである。図１３は、実施例１から４までの場合のIＩＦＦＴブロック４の出力であるインパルス応答（上図）と本実施例の際に出力されるインパルス応答（下図）の概念を示す図である。実施例１から４では基地局間が異なる符号を用いているため、符号が一致した信号のみがＩＦＦＴサンプルの０付近にインパルス応答として観測される。それに対して本実施例で示したような符号を用いた場合は、基本が同じ符号であるため、符号が完全に一致した信号成分はＩＦＦＴサンプルの０付近にインパルス応答として観測されることについては同じであるが、他の信号成分については位相回転量θkに応じて、異なるＩＦＦＴサンプル付近に信号が集中して観測される。従って、時間窓で希望波のみを抽出することが可能となり、実施例１から４までで示したようなキャンセル操作は必要なくなる。

従って、分離する必要な基地局数分だけ適切にθkを選択すれば伝搬路を分離することができ、あとは実施例１から４までと同様にサブチャネル毎の伝搬路と品質とを推定することが可能となる。ここで、FFTポイント数をFとすると、θk×F＝2πGを満たせば、インパルス応答はＧポイントずれることになる。

尚、上記実施例１から５まででは、サブチャネル毎の品質を推定する方法として説明したが、サブチャネルを構成するサブキャリア数を１とすることで、サブキャリア毎の伝搬路と品質とを推定することも可能となる。また、
実施例１から５では、受信信号に関する品質の評価方法としてSINRを測定する構成になっているが、すべての構成において干渉波の電力も推定できることは明らかである。従って、評価の方法としてSIR（Signal power to Interference power Ratio）とすることも容易である。

さらに、実施例１から５では、干渉波を別の基地局として扱ってきたが、1つの基地局がセクタを構成するような場合にも適応可能であり、MIMO（Multi-Input Multi-Output）のシステムとして、同一基地局からの電波として扱っても、全く同様の処理が可能であり、サブチャネル毎の伝搬路と品質との推定精度向上させることが可能となる。

本発明は、無線通信装置として利用可能である。

本発明の実施例１による無線通信システムにおける端末の受信機においてCEを使用してサブチャネル毎の品質を推定するためのブロック図である。 サブチャネル品質推定部50の構成例を示すブロック図である。 実施例１における処理の流れの一例を示すフローチャート図である。 ステップS6の処理、インパルス応答から伝搬路を推定する処理の詳細を示すフローチャート図である。 サブチャネル品質推定ブロックの構成例を示す図である。 実施例２を実現するため、受信機におけるサブチャネル毎の品質を推定するために必要となるブロックの構成例を示す図である。 実施例２による処理の流れを示すフローチャート図である。 実施例３による通信装置の機能ブロック図である。 実施例３による処理の流れを示すフローチャート図である。 実施例４による受信装置の構成例を示す図である。 実施例５に基づいたCEを生成するためのブロック図である。 実施例５における受信機の構成例を示す図である。 実施例１から４までの場合のIFFTブロック4の出力であるインパルス応答（上図）と本実施例５の際に出力されるインパルス応答（下図）の概念を示す図である。 DPC‐OF/TDMAシステムのフレーム構成例を示す図である。 非特許文献1におけるスロット構成例を示す図である。 非特許文献1における基地局側の送信機の構成例を示す図である。 非特許文献1における端末側の受信機の構成例を示す図である。 非特許文献1に示されている直交符号の例を示す図である。

符号の説明

１…FFT部、２…受信メモリ、３…減算部、４…符号乗算部、５…IFFT部、６…時間窓部、７…電力制限部、８…FFT部、９…符号乗算部、１０…CE符号生成部、１１…複素共役部、１２−１から１２−Ｋ…レプリカメモリ部、１４…加算部、５０…サブチャネル品質推定部。

Claims (21)

1. 複数の送信源のそれぞれに対して固有の符号を割り当て、それぞれの送信源で該送信源に割り当てられた前記固有の符号をサブキャリアに割り当て、伝搬路推定信号として各送信源から送信されたOFDMシンボルを受信するOFDM通信システムにおいて使用されるOFDM受信装置であって、
   受信した前記複数の送信源から送信された伝搬路推定信号を第１の周波数軸上の信号に変換する第１の時間周波数変換手段と、
   前記第１の周波数軸上の信号を保存するメモリ手段と、
   伝搬路情報を算出する送信源以外の送信源において使用している固有の符号に基づいて前記第１の周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換する周波数時間変換手段と、
   前記時間軸上の信号から雑音を除去する時間窓手段と、
   前記雑音が除去された時間軸上の信号を第２の周波数軸上の信号に変換する第２の時間周波数変換手段と、
   前記第２の周波数軸上の信号と前記伝搬路情報を算出する送信源以外の送信源において使用している固有の符号とから、前記伝搬路情報を算出する送信源以外の送信源から送信された伝搬路推定信号のレプリカを作成し、作成した前記レプリカ信号を、前記メモリ手段に保存された前記第１の周波数軸上の信号から減算する減算手段とを有し、
   前記減算された信号と前記伝搬路情報を算出する送信源において使用している固有の符号とから、前記伝搬路情報を算出する送信源から送信された信号の伝搬路情報を算出することを特徴とするOFDM受信装置。
2. 前記伝搬路情報を算出する送信源を希望基地局、前記伝搬路情報を算出する送信源以外の送信源を干渉基地局とすることを特徴とする請求項１記載のOFDM受信装置。
3. 前記レプリカを、
   前記メモリ手段に保存された前記第１の周波数軸上の信号に対し、レプリカ作成対象の送信源で使用している固有の符号の複素共役を乗じ、前記周波数時間変換手段を用いて前記時間軸上の信号に変換し、時間軸上の不要な信号を前記時間窓手段によって除去した後の信号を前記第２の時間周波数変換手段を用いて前記第２の周波数軸上の信号に変換し、前記レプリカ作成対象の送信源で使用している固有の符号を乗じることによって作成することを特徴とする請求項２に記載のOFDM受信装置。
4. 前記減算された信号に対し、前記希望基地局で使用している固有の符号の複素共役を乗じ、
   前記周波数時間変換手段を用いて前記時間軸上の信号に変換し、前記時間窓手段によって不要な信号を除去した後に、前記第２の時間周波数変換手段を用いて前記第２の周波数軸上の信号に変換することで前記希望基地局から送信された信号の伝搬路情報を算出することを特徴とする請求項３に記載のOFDM受信装置。
5. さらに、前記算出された前記希望基地局から送信された信号の伝搬路情報と、前記希望基地局で使用している固有の符号とから、前記希望基地局から送信された伝搬路推定信号のレプリカを作成し、
   前記干渉基地局から送信された伝搬路推定信号のレプリカと前記希望基地局から送信された伝搬路推定信号のレプリカと前記第２の周波数軸上の信号と前記干渉基地局において使用している固有の符号とから、１つまたは複数の前記干渉基地局から送信された伝搬路推定信号のレプリカを所定の回数作成し直し、
   前記レプリカの作成し直しを、作り直すレプリカ以外のレプリカを前記メモリ手段に保存された前記第１の周波数軸上の信号から減算し、
   レプリカ作成対象の送信源で使用している固有の符号の複素共役を乗じ、
   前記周波数時間変換手段を用いて時間軸上の信号に変換し、
   前記時間窓手段によって不要な信号を除去した後に、前記第２の時間周波数変換手段を用いて第２の周波数軸上の信号に変換し、前記固有の符号を乗じることによって行い、
   前記減算手段は前記作り直した前記１つまたは複数のレプリカ信号を、前記メモリ手段に保存された前記第１の周波数軸上の信号から減算し、
   前記減算された信号と前記希望基地局において使用している固有の符号とから、前記希望基地局から送信された信号の伝搬路情報を再度算出することを特徴とする請求項４に記載のOFDM受信装置。
6. それぞれの送信源からの伝搬路情報を利用して受信電力の大きい送信源から順に、前記レプリカを作成又は前記レプリカの作成し直しを行うことを特徴とする請求項２から５までのいずれか１項に記載のOFDM受信装置。
7. 事前に作成されたレプリカの電力が大きい順にレプリカの作成し直しをすることを特徴とする請求項５又は６に記載のOFDM受信装置。
8. さらに、前記時間窓手段から得られる時間軸上の信号の総電力を計算し、その際に使用した符号に対するOFDMシンボルの有無を電力に基づいて判定するインパルス電力判定部を有することを特徴とする請求項３から７までのいずれか１項に記載のOFDM受信装置。
9. さらに、信号の確からしさを記憶し、該記憶に基づいてレプリカ作成順序を決定するインパルス電力メモリ部を有することを特徴とする請求項２から８までのいずれか１項に記載のＯＦＤＭ受信装置。
10. 前記周波数時間変換手段と、前記時間窓手段と、前記第２の時間周波数変換手段と、前記減算手段とを、作成するレプリカの数分だけ有していることを特徴とする請求項２から９までのいずれか１項に記載のOFDM受信装置。
11. 希望基地局と少なくとも１つの干渉基地局とから構成される複数の送信源のそれぞれに対して固有の符号を割り当て、それぞれの送信源で該送信源に割り当てられた前記固有の符号をサブキャリアに割り当て、伝搬路推定信号として各送信源から送信されたOFDMシンボルを受信するOFDM通信システムにおいて使用されるOFDM受信装置であって、
    受信した前記複数の送信源から送信された伝搬路推定信号を第１の周波数軸上の信号に変換する第１の時間周波数変換手段と、
    前記第１の周波数軸上の信号を保存するメモリ手段と、
    それぞれの前記干渉基地局において使用している固有の符号に基づいて前記第１の周波数軸上の信号を時間軸上の信号に同時に変換する周波数時間変換手段と
    それぞれの前記時間軸上の信号から雑音を同時に除去する時間窓手段と、
    それぞれの前記雑音が除去された時間軸上の信号を第２の周波数軸上の信号に同時に変換する第２の時間周波数変換手段と、
    それぞれの前記第２の周波数軸上の信号とそれぞれの前記干渉基地局において使用している固有の符号とから、それぞれの前記干渉基地局から送信された伝搬路推定信号のレプリカを同時に作成し、作成したすべての前記レプリカ信号を、前記メモリ手段に保存された前記第１の周波数軸上の信号から減算する減算手段とを有し、
    前記減算された信号と前記希望基地局において使用している固有の符号とから、前記希望基地局から送信された信号の伝搬路情報を算出することを特徴とするOFDM受信装置。
12. それぞれの前記レプリカを、
    前記メモリ手段に保存された前記第１の周波数軸上の信号に対し、レプリカ作成対象の送信源で使用している固有の符号の複素共役を乗じ、前記周波数時間変換手段を用いて前記時間軸上の信号に変換し、時間軸上の不要な信号を前記時間窓手段によって除去した後の信号を前記第２の時間周波数変換手段を用いて前記第２の周波数軸上の信号に変換し、前記固有の符号を乗じることによって作成することを特徴とする請求項１１に記載のOFDM受信装置。
13. さらに、前記算出された前記希望基地局から送信された信号の伝搬路情報と、前記希望基地局で使用している固有の符号とから、前記希望基地局から送信された伝搬路推定信号のレプリカを作成し、
    前記干渉基地局から送信された伝搬路推定信号のレプリカと前記希望基地局から送信された伝搬路推定信号のレプリカと前記第２の周波数軸上の信号と前記干渉基地局において使用している固有の符号とから、１つまたは複数の前記干渉基地局から送信された伝搬路推定信号のレプリカを所定の回数作成し直し、
    前記レプリカの作成し直しを、作り直すレプリカ以外のレプリカを前記メモリ手段に保存された前記第１の周波数軸上の信号から減算し、
    レプリカ作成対象の送信源で使用している固有の符号の複素共役を乗じ、
    前記周波数時間変換手段を用いて時間軸上の信号に変換し、
    前記時間窓手段によって不要な信号を除去した後に、前記第２の時間周波数変換手段を用いて第２の周波数軸上の信号に変換し、前記固有の符号を乗じることによって行い、
    前記減算手段は前記作り直した前記１つまたは複数のレプリカ信号を、前記メモリ手段に保存された前記第１の周波数軸上の信号から減算し、
    前記減算された信号と前記希望基地局において使用している固有の符号とから、前記希望基地局から送信された信号の伝搬路情報を再度算出することを特徴とする請求項１２に記載のOFDM受信装置。
14. 受信信号、前記干渉基地局から送信された伝搬路推定信号のレプリカ、前記希望基地局から送信された伝搬路推定信号のレプリカの全てあるいはいずれか２つから信号の品質を推定することを特徴とする請求項２から１３までのいずれか１項に記載のOFDM受信装置。
15. 測定する受信信号の品質として、OFDMのサブキャリア毎のSINR又はSIRのいずれかを用いることを特徴とする請求項１４に記載のOFDM受信装置。
16. 測定する受信信号の品質として、OFDMAのサブチャネル毎のSINR又はSNRを用いることを特徴とする請求項１４に記載のOFDM受信装置。
17. 前記時間周波数変換手段は、離散フーリエ変換(DFT)又は高速フーリエ変換(FFT)手段であり、
    前記周波数時間変換手段は、逆離散フーリエ変換(IDFT)又は逆高速フーリエ変換(IFFT)であることを特徴とする請求項２から１６までのいずれか１項に記載のOFDM受信装置。
18. 時間軸上の不要な信号を前記時間窓手段によって除去した後の信号から予め決められた電力以下の波形を削除する電力制限手段をさらに備えることを特徴とする請求項３から１７までのいずれか１項に記載のOFDM受信装置。
19. 希望基地局と少なくとも１つの干渉基地局とから構成される複数の送信源のそれぞれに対して固有の符号を割り当て、それぞれの送信源で該送信源に割り当てられた前記固有の符号を各サブキャリアに割り当て、伝搬路推定信号として各送信源から送信されたOFDMシンボルを受信するOFDM通信システムにおいて使用される伝搬路情報算出方法であって、
    受信した前記複数の送信源から送信された伝搬路推定信号を第１の周波数軸上の信号に変換するステップと、
    前記第１の周波数軸上の信号を保存するステップと、
    前記干渉基地局において使用している固有の符号に基づいて前記第１の周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換するステップと、
    前記時間軸上の信号から雑音を除去するステップと、
    前記雑音が除去された時間軸上の信号を第２の周波数軸上の信号に変換するステップと、
    前記第２の周波数軸上の信号と前記干渉基地局において使用している固有の符号とから、前記干渉基地局から送信された伝搬路推定信号のレプリカを１つまたは複数作成するステップと、
    作成した前記１つまたは複数のレプリカ信号を、前記メモリ手段に保存された前記第１の周波数軸上の信号から減算するステップと、
    前記減算された信号と前記希望基地局において使用している固有の符号とから、前記希望基地局から送信された信号の伝搬路情報を算出するステップと、を有することを特徴とする伝搬路情報算出方法。
20. 前記干渉基地局から送信された伝搬路推定信号のレプリカを作成するステップは、
    前記保存された第１の周波数軸上の信号に対し、レプリカ作成対象の送信源で使用している固有の符号の複素共役を乗じるステップと、
    前記時間軸上の信号に変換するステップと、
    時間軸上の不要な信号を除去した後の信号を前記第２の周波数軸上の信号に変換するステップと、
    前記第２の周波数軸上の信号に前記レプリカ作成対象の送信源で使用している固有の符号を乗じるステップと、を有することを特徴とする請求項１９に記載の伝搬路情報算出方法。
21. 請求項１９又は２０に記載の伝搬路情報算出方法によって算出された希望局から送信された信号の伝搬路情報を前記保存された第１の周波数軸上の信号からサブチャネルごとにベクトル減算するステップと、
    前記減算された信号と前記希望局から送信された信号の伝搬路情報との比をサブチャネルごとに計算するステップと、を有することを特徴とする受信品質推定方法。

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