JP4563692B2

JP4563692B2 - Display panel current drive circuit and current drive apparatus

Info

Publication number: JP4563692B2
Application number: JP2004028133A
Authority: JP
Inventors: 穣佐伯
Original assignee: Renesas Electronics Corp
Current assignee: Renesas Electronics Corp
Priority date: 2003-02-06
Filing date: 2004-02-04
Publication date: 2010-10-13
Anticipated expiration: 2024-02-04
Also published as: JP2004258643A

Description

本発明は表示パネルの電流駆動回路及び電流駆動装置に係わり、特に表示装置上における表示素子の発光輝度の均一化を改善した表示パネルの電流駆動回路及び電流駆動装置に関する。 The present invention relates to a current drive circuit and a current drive device for a display panel, and more particularly, to a current drive circuit and a current drive device for a display panel that improve the uniform emission luminance of display elements on the display device.

近年、半導体素子の微細化技術の進展に伴い、その半導体素子で構成するＬＳＩも大規模化している。例えば、液晶等の表示装置の分野では、駆動回路のデータ線駆動用出力回路が、１画素あたり８ビットのデジタルデータを受け取り、２５６階調の液晶駆動出力電圧を発生し、１，６７７万色表示の液晶パネルを実現する。 In recent years, with the progress of miniaturization technology of semiconductor elements, LSIs composed of the semiconductor elements are also increasing in scale. For example, in the field of display devices such as liquid crystal, a data line driving output circuit of a driving circuit receives 8-bit digital data per pixel, generates a liquid crystal driving output voltage of 256 gradations, and has 16.67 million colors. A liquid crystal panel for display is realized.

すなわち、アナログの画像をデジタル化する際の濃度数を階調で示すのに８ビットまたは１６ビットのビット数が用いられている。モノクロの画像の場合は，最小の階調としては画素の明るさを黒“０”か、白“１”の１ビットの情報で表した２階調の表現となる。 That is, the number of bits of 8 bits or 16 bits is used to indicate the number of densities when digitizing an analog image by gradation. In the case of a monochrome image, the minimum gradation is a two-gradation expression in which the brightness of a pixel is represented by 1-bit information of black “0” or white “1”.

一方、カラーの場合は、周知のように赤色Ｒ，緑色Ｇ，青色Ｂからなる３原色の重ね合わせで実現する。例えば、赤Ｒ，緑Ｇ，青Ｂをそれぞれ２５６階調で表現する場合、全体では２５６×２５６×２５６＝１，６７７万色を表示することが可能となる。 On the other hand, in the case of color, as is well known, it is realized by superimposing the three primary colors consisting of red R, green G, and blue B. For example, when each of red R, green G, and blue B is expressed with 256 gradations, 256 × 256 × 256 = 16.7 million colors can be displayed as a whole.

このような表示パネルの駆動回路に用いられる駆動手段は、その一例が特許文献１に記載されている。同公報記載の従来の電流駆動手段は、図１４に示すように複数の電流駆動ＩＣを繋ぐ回路構成となっている。図１４を参照すると、カレントミラーを定電流源に用いた複数の電流駆動ＩＣ（ＩｎｔｅｇｌａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ：以下においては電流駆動ＩＣは駆動電流回路とも記載する）１〜４と基準電流源５とを、高電位電源および低電位電源間に挿入し、内蔵するカレントミラーをカスケードに繋いで、それぞれの電流駆動ＩＣ内に均一な電流を供給している。 An example of driving means used in such a display panel driving circuit is described in Patent Document 1. The conventional current driving means described in the publication has a circuit configuration connecting a plurality of current driving ICs as shown in FIG. Referring to FIG. 14, a plurality of current driving ICs (Integrated Circuits: hereinafter referred to as a driving current circuit) 1 to 4 using a current mirror as a constant current source and a reference current source 5 are connected to each other. Inserted between a potential power source and a low potential power source, and a built-in current mirror is connected in cascade to supply a uniform current to each current driving IC.

上述した電流駆動ＩＣ内のカレントミラーをＭＯＳトランジスタで構成した場合、ＭＯＳトランジスタのＶＴばらつき等から電流駆動ＩＣの数が多いほどチップ間の電流ばらつきは増加する。 When the current mirror in the current drive IC described above is composed of MOS transistors, the current variation between chips increases as the number of current drive ICs increases due to the VT variation of the MOS transistors.

一方、他の例が特許文献２に記載されており、同公報には、図１５に示す駆動手段が記載されている。図１５を参照すると、この駆動手段は電流出力部２２及びシンク電流調節部２３とを備える。電流出力部２２は、互いに異なるリファレンス電流源Ｉ１，Ｉ２，・・・，Ｉｎと、そのリファレンス電流源Ｉ１，Ｉ２，・・・，Ｉｎをそれぞれ受けるとともに、出力端が共通接続され制御信号Ｄ１，Ｄ２，・・・，Ｄｎで出力レベルが決定される複数のスイッチＳＷ１，ＳＷ２，・・・，ＳＷｎとを有し、リファレンス電流源Ｉ１，Ｉ２，・・・，Ｉｎを組み合わせて特定のレベルの電流を出力する。シンク電流調節部２３は、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，・・・，ＳＷｎから出力される特定レベルのリファレンス電流を受けてシンク電流のレベルを調整し、各画素に接続されたデータラインに特定のシンク電流を送出する。 On the other hand, another example is described in Japanese Patent Application Laid-Open No. H10-228688, and the driving means shown in FIG. 15 is described in the publication. Referring to FIG. 15, the driving unit includes a current output unit 22 and a sink current adjusting unit 23. The current output unit 22 receives reference current sources I1, I2,..., And In that are different from each other, and the reference current sources I1, I2,. , SWn, the output levels of which are determined by D2,..., Dn, and a combination of reference current sources I1, I2,. Output current. The sink current adjusting unit 23 receives a specific level of reference current output from the switches SW1, SW2,..., SWn, adjusts the level of the sink current, and sets a specific sink current in the data line connected to each pixel. Is sent out.

この例は一般的な電流駆動回路であり、例えばｎビット階調であればＩ１〜Ｉｎのバイナリーウェートの定電流を組み合わせることで特定レベルの電流を供給している。 This example is a general current drive circuit. For example, in the case of n-bit gradation, a specific level of current is supplied by combining binary current constant currents of I1 to In.

しかし、バイナリーウェートの定電流の電流駆動回路では、隣接する定電流の大きさが２倍異なるため出力電流を単調増加させた場合、単調増加性が悪い。従って、電流値を高分解能で増減させることができず、駆動電流を高階調化するのが難しい。また、この例ではデジタル信号に対応する出力電流にガンマ補正をかけることができない。 However, in the binary-weight constant-current current driving circuit, the magnitude of adjacent constant currents is two times different, so that when the output current is monotonously increased, the monotonic increase is poor. Therefore, the current value cannot be increased / decreased with high resolution, and it is difficult to increase the gradation of the drive current. In this example, gamma correction cannot be applied to the output current corresponding to the digital signal.

さらに他の従来例が特許文献３に記載されている。この画像表示手段は、駆動電流の電流値と電流パルス幅の両方を調整することで、デジタル信号に対応する駆動電流にガンマ補正（γ＝２．０）をかけている。しかし、低階調時は電流パルス幅が小さくなってしまい、発光素子を所望の輝度に駆動できる電流を発光素子に供給できない可能性がある。 Still another conventional example is described in Patent Document 3. This image display means applies gamma correction (γ = 2.0) to the drive current corresponding to the digital signal by adjusting both the current value of the drive current and the current pulse width. However, at the time of low gradation, the current pulse width becomes small, and there is a possibility that a current that can drive the light emitting element to a desired luminance cannot be supplied to the light emitting element.

特開２００１−４２８２７号公報JP 2001-42827 A 特開２００２−２４４６１８号公報JP 2002-244618 A 特開２００１−３５０４３９号公報JP 2001-350439 A

上述したように従来の表示パネルの駆動手段は、特許文献１の場合、複数の電流駆動ＩＣ１〜ＩＣ４をカレントミラーで繋いで、それぞれの電流駆動ＩＣ内に均一な電流を供給しているが、カレントミラーをＭＯＳトランジスタで構成した場合、ＭＯＳトランジスタのＶＴばらつき等から電流駆動ＩＣの数が多いほどチップ間の電流ばらつきは増加する欠点がある。 As described above, in the case of Patent Document 1, the conventional display panel driving means connects a plurality of current driving ICs 1 to IC4 with current mirrors and supplies a uniform current to each current driving IC. When the current mirror is composed of MOS transistors, there is a drawback that the current variation between chips increases as the number of current driving ICs increases because of the VT variation of the MOS transistors.

また、特許文献２の場合、バイナリーウェートの定電流を組み合わせると出力電流の単調増加性が悪くなるため、特定レベルの電流を高階調化するのが難しい。またデジタル信号に対応する出力電流にγ補正をかけることが出来ない欠点がある。 In the case of Patent Document 2, when a binary-weight constant current is combined, the monotonically increasing output current deteriorates, so that it is difficult to increase the gradation of a specific level of current. In addition, there is a drawback that γ correction cannot be applied to the output current corresponding to the digital signal.

さらに、特許文献３の場合、駆動電流の電流値と電流パルス幅の両方を調整することで、デジタル信号に対応する駆動電流にγ補正をかけているが、駆動電流が微少となるとＭＯＳトランジスタでは応答速度が低下する欠点がある。 Furthermore, in the case of Patent Document 3, γ correction is applied to the drive current corresponding to the digital signal by adjusting both the current value and the current pulse width of the drive current. However, if the drive current becomes very small, the MOS transistor There is a drawback that the response speed is lowered.

本発明の目的は、上述した従来の欠点に鑑みなされたものであり、表示パネルの複数の電流駆動ＩＣ内に、基準電流源を基準とした均一な電流を取り込み、電流駆動ＩＣから高精度な駆動電流を表示パネルへ出力することが出来、かつ駆動電流にγ補正をかけることが出来る駆動電流装置を提供することにある。 The object of the present invention has been made in view of the above-described conventional drawbacks. A uniform current with reference to a reference current source is taken into a plurality of current drive ICs of a display panel, and the current drive IC has high accuracy. An object of the present invention is to provide a drive current device capable of outputting drive current to a display panel and applying γ correction to the drive current.

本発明の表示パネルの電流駆動装置は、カスケード接続された複数の電流駆動回路と、前記複数の電流駆動回路に前記複数の電流駆動回路の外部から基準電流を流す基準電流源と、を備え、前記複数の電流駆動回路の各々は、基準抵抗を含み、かつ、前記基準電流に応答して流れる少なくとも一つの内部基準電流を生成する基準電流発生部を有し、前記少なくとも一つの内部基準電流を所望の数だけ合計して表示パネルの表示素子に出力することを特徴とする。さらに、上記表示パネルの電流駆動装置において、前記基準電流発生部はさらに少なくとも一つの電流調整抵抗を含み、前記基準抵抗の両端に生じる基準電圧が前記少なくとも一つの電流調整抵抗の各々に印加されて前記少なくとも一つの内部基準電流を発生させる。 The display panel current drive device of the present invention includes a plurality of cascaded current drive circuits, and a reference current source for supplying a reference current to the plurality of current drive circuits from the outside of the plurality of current drive circuits, Each of the plurality of current driving circuits includes a reference resistor, and includes a reference current generation unit that generates at least one internal reference current that flows in response to the reference current, and the at least one internal reference current is A desired number is totaled and output to the display element of the display panel. Further, in the current driving device of the display panel, the reference current generation unit further includes at least one current adjustment resistor, and a reference voltage generated across the reference resistor is applied to each of the at least one current adjustment resistor. The at least one internal reference current is generated.

本発明の表示パネルの電流駆動装置の第１適用形態は、前記複数の電流駆動回路の最高電位側の電流駆動回路の基準抵抗が高電位電源に電圧調整抵抗を通して接続され、前記複数の電流駆動回路の最低電位側の電流駆動回路の基準抵抗が前記基準電流源に接続される。 In a first application mode of the current driving device for a display panel according to the present invention, a reference resistor of a current driving circuit on the highest potential side of the plurality of current driving circuits is connected to a high potential power source through a voltage adjusting resistor, and the plurality of current driving devices are connected. A reference resistor of a current driving circuit on the lowest potential side of the circuit is connected to the reference current source.

本発明の表示パネルの電流駆動装置の第２適用形態は、前記複数の電流駆動回路の各々は、前記基準抵抗の高電位電源側に接続される電圧調整回路を有し、前記複数の電流駆動回路をバイアスしたときに、前記複数の電流駆動回路のうちの最高電位側の電流駆動回路の電圧調整回路のみが電圧降下を生じ、残りの電流駆動回路は短絡回路となる構成である。 According to a second application mode of the current driving device for a display panel of the present invention, each of the plurality of current driving circuits has a voltage adjustment circuit connected to a high potential power supply side of the reference resistor, and the plurality of current driving circuits When the circuit is biased, only the voltage adjustment circuit of the current drive circuit on the highest potential side among the plurality of current drive circuits causes a voltage drop, and the remaining current drive circuit is a short circuit.

本発明の表示パネルの電流駆動回路は、基準抵抗を含み、かつ、前記基準抵抗に外部から基準電流を流すことにより少なくとも一つの内部基準電流を生成する基準電流発生部を有し、前記少なくとも一つの内部基準電流を所望の数だけ合計して出力する特徴とする。 The current driving circuit of the display panel according to the present invention includes a reference current generator that includes a reference resistor and generates at least one internal reference current by flowing a reference current from the outside to the reference resistor. One internal reference current is summed in a desired number and output.

本発明の表示パネルの電流駆動回路の第１適用形態は、前記基準電流発生部は少なくとも一つの電流調整抵抗を含み、前記基準抵抗の両端に生じる基準電圧を前記少なくとも一つの電流調整抵抗の各々に印加することにより前記少なくとも一つの内部基準電流を発生させ、前記基準電流発生部はさらに、前記基準抵抗の高電位電源側の電圧を出力するボルテージフォロワとしての第１オペアンプと、前記基準抵抗の低電位電源側の電圧を出力するボルテージフォロワとしての複数の第２オペアンプと、を備え、前記基準電流発生部は、前記少なくとも一つの電流調整抵抗の各々の両端に前記第１オペアンプの出力及び前記複数の第２オペアンプの内の該当するものの出力が印加されて前記少なくとも一つの内部基準電流の内の該当する内部基準電流が生成される構成であり、前記基準電流発生部はさらに、前記少なくとも一つの電流調整抵抗の各々と前記低電位電源との間に基準電流部を有し、前記複数の第２のオペアンプの内の該当するものの出力を前記基準電流部に入力することにより前記少なくとも一つの内部基準電流の内の該当するものの内部基準電流を前記低電位電源に流す構成である。 According to a first application mode of the current driving circuit of the display panel of the present invention, the reference current generator includes at least one current adjustment resistor, and a reference voltage generated across the reference resistor is supplied to each of the at least one current adjustment resistor. To generate at least one internal reference current, and the reference current generator further includes a first operational amplifier as a voltage follower that outputs a voltage on the high potential power supply side of the reference resistor, and the reference resistor A plurality of second operational amplifiers as voltage followers that output a voltage on the low potential power supply side, and the reference current generator includes an output of the first operational amplifier at both ends of each of the at least one current adjustment resistor and the second operational amplifier. An output of a corresponding one of the plurality of second operational amplifiers is applied, and a corresponding internal group of the at least one internal reference current is applied. The reference current generation unit further includes a reference current unit between each of the at least one current adjustment resistor and the low-potential power source, and the plurality of second operational amplifiers are configured to generate a current. The internal reference current of the corresponding one of the at least one internal reference current is caused to flow to the low-potential power source by inputting the output of the corresponding one of them into the reference current section.

本発明の表示パネルの電流駆動回路の第２適用形態は、さらに少なくとも一つの電流駆動部を備え、前記少なくとも一つの電流駆動部の各々は、前記少なくとも一つの内部基準電流の内の一つの内部基準電流をミラーして複数のミラー電流を生成し、前記複数のミラー電流の内の所望数のミラー電流を合計して出力し、前記少なくとも一つの電流駆動部の各々はさらに前記複数のミラー電流に対応する複数のスイッチを備え、前記複数のスイッチを選択してオン／オフさせることにより、前記所望数のミラー電流を合計し、さらに、前記基準電流発生部はさらに少なくとも一つの電流調整抵抗を含み、前記基準抵抗の両端に生じる基準電圧を前記少なくとも一つの電流調整抵抗の各々に印加することにより前記少なくとも一つの内部基準電流を発生させ、前記少なくとも一つの電流駆動部の各々は前記複数のスイッチを選択してオン／オフさせることにより、前記電流駆動回路が少なくとも一組の前記所望数のミラー電流を合計した電流を合計して出力することができる。 The second application form of the current driving circuit of the display panel according to the present invention further includes at least one current driving unit, and each of the at least one current driving unit includes one internal reference current among the at least one internal reference current. A reference current is mirrored to generate a plurality of mirror currents, and a desired number of mirror currents among the plurality of mirror currents are summed and output, and each of the at least one current driver further includes the plurality of mirror currents. A plurality of switches corresponding to the number of switches, and selecting and turning on / off the plurality of switches to sum up the desired number of mirror currents, and the reference current generator further includes at least one current adjustment resistor. Including at least one internal reference current by applying a reference voltage generated across the reference resistor to each of the at least one current adjustment resistor. And each of the at least one current driving unit selects and turns on / off the plurality of switches, so that the current driving circuit sums at least one set of the desired number of mirror currents. Can be output.

このような構成とすれば、複数の電流駆動回路の各々に含まれる電流調整抵抗の抵抗値を変えることにより、表示パネルの表示素子に流す駆動電流を表示パネルの駆動電流対入力信号特性（ガンマ特性）に近似させることができる。また、本発明の表示パネルの電流駆動装置の第１，２適用形態を用いることにより、複数の電流駆動回路の最高電位側の電流駆動回路に含まれる電流調整抵抗に基準抵抗に生じる基準電圧を確実に印加することができ、複数の電流駆動回路に含まれる電流調整抵抗に生じる電圧間のばらつきを小さくすることができる。 With such a configuration, by changing the resistance value of the current adjustment resistor included in each of the plurality of current drive circuits, the drive current flowing through the display element of the display panel can be changed from the drive current to the input signal characteristic (gamma) of the display panel. Characteristic). Further, by using the first and second application forms of the current driver for the display panel of the present invention, the reference voltage generated in the reference resistor is applied to the current adjustment resistor included in the current driver circuit on the highest potential side of the plurality of current driver circuits. The voltage can be reliably applied, and the variation between the voltages generated in the current adjustment resistors included in the plurality of current driving circuits can be reduced.

（実施例１）
まず、本発明の概要を述べる。図１は、本発明による電流駆動装置と後述する本発明の電流駆動ＩＣと表示パネルとの関係を示している。図１のように、本発明による電流駆動ＩＣ、ＩＣ１〜ＩＣ４はそれぞれ基準抵抗Ｒｒを有し、これらの抵抗は直列接続され、さらに１つの外付け基準電流源５に接続される。これらの電流駆動ＩＣ、ＩＣ１〜ＩＣ４内の２端子１０１、１０２間にそれぞれ基準抵抗Ｒｒを設けることにより、外付け基準電流源５が流す基準電流ＩＲｅｆにより基準抵抗Ｒｒに電圧降下ＶＲを生じさせて表示装置上における表示素子の発光輝度を均一化させる。 Example 1
First, the outline of the present invention will be described. FIG. 1 shows the relationship between a current driving device according to the present invention, a current driving IC of the present invention, which will be described later, and a display panel. As shown in FIG. 1, each of the current driving ICs IC1 to IC4 according to the present invention has a reference resistor Rr, and these resistors are connected in series and further connected to one external reference current source 5. By providing a reference resistor Rr between the two terminals 101 and 102 in these current driving ICs IC1 to IC4, a voltage drop VR is generated in the reference resistor Rr by the reference current IRef flowing from the external reference current source 5. The light emission luminance of the display element on the display device is made uniform.

図示しないが、表示パネルの周辺には、例えば液晶表示パネルであれば、液晶パネルを駆動するための駆動装置として、駆動信号をライン毎に出力してソース線を駆動するためのソースドライバと、複数のソース線を時分割で駆動するためにゲート線を駆動するゲートドライバとが配置されている。 Although not shown, around the display panel, for example, in the case of a liquid crystal display panel, as a driving device for driving the liquid crystal panel, a source driver for driving a source line by outputting a driving signal for each line; A gate driver for driving the gate lines is arranged to drive the plurality of source lines in a time division manner.

本発明の電流駆動装置は、複数の電流駆動ＩＣ、ＩＣ１〜ＩＣ４に含まれている基準抵抗Ｒｒと外付けした基準電流源５とをカスケード接続し、基準電流（リファレンス）ＩＲｅｆを各抵抗Ｒｒに流すことによって各抵抗Ｒｒに電圧降下ＶＲを生じさせる。この電圧降下ＶＲを利用して、各電流駆動ＩＣ１〜ＩＣ４内に基準電流源５を基準とした均一な電流を取り込むことができる。 In the current drive device of the present invention, a reference resistor Rr included in a plurality of current drive ICs, IC1 to IC4, and an external reference current source 5 are cascade-connected, and a reference current (reference) IRef is connected to each resistor Rr. By flowing, a voltage drop VR is generated in each resistor Rr. Using this voltage drop VR, a uniform current based on the reference current source 5 can be taken into each of the current drivers IC1 to IC4.

また、この回路を利用することで、電流駆動ＩＣ１〜ＩＣ４から高精度な駆動電流を表示パネル６へ出力することができ、かつ駆動電流にガンマ補正をかけることができる。 Further, by using this circuit, it is possible to output a highly accurate driving current from the current driving ICs 1 to IC4 to the display panel 6 and to apply a gamma correction to the driving current.

まず、本発明の第１の実施形態を図面を参照しながら説明する。 First, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

図２に第１の実施の形態における電流駆動ＩＣの構成を示す。図２を参照すると、本発明の電流駆動装置は、電流駆動ＩＣ１〜ＩＣ４と基準電流源５が高電位電源ＶＤＤおよび低電位電源ＧＮＤ間にカスケードに接続されている。従って、それぞれに内蔵した高精度（相対精度０．５％以下）の基準抵抗Ｒｒ、基準電流源５もカスケード接続となり、電流駆動ＩＣ１〜ＩＣ４の基準抵抗Ｒｒに高電位電源ＶＤＤから基準電流ＩＲｅｆを流している。 FIG. 2 shows the configuration of the current drive IC in the first embodiment. Referring to FIG. 2, in the current driver of the present invention, current drivers IC1 to IC4 and a reference current source 5 are connected in cascade between a high potential power supply VDD and a low potential power supply GND. Therefore, the high-precision (relative accuracy 0.5% or less) reference resistor Rr and the reference current source 5 incorporated in each are also cascade-connected, and the reference current IRef is supplied from the high-potential power supply VDD to the reference resistors Rr of the current drivers IC1 to IC4. It is flowing.

図３に電流駆動ＩＣの構成を示す。図３を参照すると、電流駆動ＩＣは、基準抵抗Ｒｒ、オペアンプ１１１，１１２、電流調整抵抗Ｒ、基準ＭＯＳトランジスタ１３、１４（基準電流部を構成する）を備え、これらの素子が基準電流発生部を構成する。基準抵抗Ｒｒは、端子１０１および１０２間に接続されて高電位電源ＶＤＤを分圧する。オペアンプ１１１は、ボルテージフォロワで使用し、基準抵抗Ｒｒの高電位電源側の電圧Ｖ１を非反転入力端子（＋）に入力し、その電圧Ｖ１と等しい電圧を電圧Ｖ３として出力する。出力電圧Ｖ３は、オペアンプ１１１からの内部基準電流Ｉが電流調整抵抗Ｒに流れることにより電圧Ｖ４となる。 FIG. 3 shows the configuration of the current driving IC. Referring to FIG. 3, the current driving IC includes a reference resistor Rr, operational amplifiers 111 and 112, a current adjustment resistor R, and reference MOS transistors 13 and 14 (constituting a reference current unit), and these elements are used as a reference current generating unit. Configure. The reference resistor Rr is connected between the terminals 101 and 102 and divides the high potential power supply VDD. The operational amplifier 111 is used in a voltage follower, inputs the voltage V1 on the high potential power supply side of the reference resistor Rr to the non-inverting input terminal (+), and outputs a voltage equal to the voltage V1 as the voltage V3. The output voltage V3 becomes the voltage V4 when the internal reference current I from the operational amplifier 111 flows through the current adjustment resistor R.

オペアンプ１１２は、基準抵抗Ｒｒの低電位電源ＧＮＤ側の電圧Ｖ２を反転入力端子（−）に入力し、その電圧を電流調整抵抗Ｒの低電位側に出力する。従って、電流調整抵抗Ｒの両端には基準抵抗Ｒｒに印加される電圧にほぼ等しい電圧が印加され、内部基準電流Ｉが基準ＭＯＳトランジスタ１３、１４に流れる。 The operational amplifier 112 inputs the voltage V2 on the low potential power supply GND side of the reference resistor Rr to the inverting input terminal (−), and outputs the voltage to the low potential side of the current adjustment resistor R. Therefore, a voltage substantially equal to the voltage applied to the reference resistor Rr is applied to both ends of the current adjustment resistor R, and the internal reference current I flows through the reference MOS transistors 13 and 14.

ここで、オペアンプ１１１の非反転入力端子（＋）のＶ１と反転入力端子（−）のＶ３と、オペアンプ１１２の反転入力端子（−）のＶ２と非反転入力端子（＋）のＶ４とは、それぞれイマジナリーショートとなって等しくなる。 Here, V1 of the non-inverting input terminal (+) and V3 of the inverting input terminal (−) of the operational amplifier 111, V2 of the inverting input terminal (−) of the operational amplifier 112, and V4 of the non-inverting input terminal (+) are: Each becomes an imaginary short and becomes equal.

よって、Ｖ１＝Ｖ３、Ｖ２＝Ｖ４となり、抵抗Ｒと抵抗Ｒｒの両端にかかる電圧が等しくなるので、
Ｉ＝ＩＲＥＦ×（Ｒｒ／Ｒ）・・・（１）
となる。式（１）より、電流駆動ＩＣ１〜ＩＣ４に基準電流ＩＲｅｆを基準とした内部基準電流Ｉを取り出すことができる。 Therefore, V1 = V3 and V2 = V4, and the voltages applied to both ends of the resistor R and the resistor Rr are equal.
I = IREF × (Rr / R) (1)
It becomes. From the equation (1), the internal reference current I based on the reference current IRef can be extracted from the current driving ICs 1 to IC4.

さらに図３を参照して、抵抗Ｒおよび抵抗Ｒｒの抵抗値の差ΔＲと、オペアンプ１１１およびオペアンプ１１２のオフセット電圧ΔＶｏｓとをそれぞれ考慮すると、電流Ｉの基準電流ＩＲｅｆからのずれΔＩは、 Further, referring to FIG. 3, when considering the difference ΔR between the resistance values of the resistor R and the resistor Rr and the offset voltage ΔVos of the operational amplifier 111 and the operational amplifier 112, the deviation ΔI of the current I from the reference current IRef is

となる。ここではＲ＝ＲｒつまりＩ＝ＩＲｅｆとしている。 It becomes. Here, R = Rr, that is, I = IRef.

Ｉ＝１０μＡ、Ｒ＝２００ｋΩ、ΔＲ＝１ｋΩ、ΔＶｏｓ＝５ｍＶとすると、ΔＩ＝０．０６μＡとなり、電流ばらつきは０．６％となる。 When I = 10 μA, R = 200 kΩ, ΔR = 1 kΩ, and ΔVos = 5 mV, ΔI = 0.06 μA and the current variation is 0.6%.

しかし、基準電流ＩＲｅｆに対する電流ばらつきは、どの電流駆動ＩＣでも同じなので、電流駆動ＩＣ１〜ＩＣ４の電流Ｉおよび基準電流ＩＲｅｆの電流ばらつきを同程度にすることができる。 However, since the current variation with respect to the reference current IRef is the same in any current driving IC, the current variations of the current I of the current driving IC1 to IC4 and the reference current IRef can be made comparable.

一方、従来の技術で述べた特開２００１−４２８２７号公報では、図１４に示すように、複数の電流駆動ＩＣをカレントミラーで繋いでいるため（カレントミラー比は１：１である）、基準電流源ＩＲＥＦから最も離れている電流駆動ＩＣ４の電流ばらつきΔＩ４が一番大きい。 On the other hand, in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-42827 described in the prior art, a plurality of current drive ICs are connected by a current mirror as shown in FIG. 14 (current mirror ratio is 1: 1). The current variation ΔI4 of the current driver IC 4 farthest from the current source IREF is the largest.

つまり、ΔＩ１＜ΔＩ２＜ΔＩ３＜ΔＩ４となり、電流駆動ＩＣの数が多いほど電流ばらつきは大きくなる。 That is, ΔI1 <ΔI2 <ΔI3 <ΔI4, and the current variation increases as the number of current driving ICs increases.

また、図３において、オペアンプ１１１、オペアンプ１１２に周知のオフセットキャンセル回路を加えれば、式（２）に示すΔＶＯＳ≒０Ｖとなるため、電流ばらつきΔＩをさらに低減することができる。 Further, in FIG. 3, if a known offset cancel circuit is added to the operational amplifier 111 and the operational amplifier 112, ΔVOS≈0V shown in Expression (2) is satisfied, so that the current variation ΔI can be further reduced.

さらに、式（２）から、オペアンプ１１１、オペアンプ１１２にオフセットキャンセル回路を追加することで、図３における電圧降下Ｖｒが電流ばらつきΔＩへ影響しなくなる。従って、抵抗Ｒｒを小さくし電圧降下Ｖｒを小さくすることができる。 Further, by adding an offset cancel circuit to the operational amplifier 111 and the operational amplifier 112 from the equation (2), the voltage drop Vr in FIG. 3 does not affect the current variation ΔI. Therefore, the resistance Rr can be reduced and the voltage drop Vr can be reduced.

つまり、図３におけるオペアンプ１１１、オペアンプ１１２にオフセットキャンセル回路を加えることで、抵抗Ｒｒでの電圧降下Ｖｒが小さくでき、より多くの電流駆動ＩＣをカスケード接続することができる。 That is, by adding an offset cancel circuit to the operational amplifier 111 and the operational amplifier 112 in FIG. 3, the voltage drop Vr at the resistor Rr can be reduced, and more current drive ICs can be cascaded.

なお、上述した第１の実施形態の電流駆動装置では、図２における電流駆動ＩＣ１〜ＩＣ４内のオペアンプ１１１、オペアンプ１１２の動作電源を高電位電源ＶＤＤとし、図３における電流駆動ＩＣを図２の電流駆動ＩＣ１〜ＩＣ４に適用するものとする。この場合、図２の電流駆動ＩＣ４におけるＶ１電圧は高電位電源ＶＤＤとなる。 In the current drive device of the first embodiment described above, the operation power supply of the operational amplifier 111 and the operational amplifier 112 in the current drive IC1 to IC4 in FIG. 2 is the high potential power supply VDD, and the current drive IC in FIG. It shall be applied to the current drive IC1 to IC4. In this case, the V1 voltage in the current driving IC 4 of FIG. 2 is the high potential power supply VDD.

図２の電流駆動ＩＣ４におけるオペアンプ１１１の動作電源は高電位電源ＶＤＤであり、オペアンプ１１の入力端子Ｖ１＝ＶＤＤである。よって、理想的にはＶ３（オペアンプ１１１の出力端子電圧）＝Ｖ１＝ＶＤＤの等式が成り立つ。しかしながら実際には、オペアンプの出力トランジスタに電流を流すことで電流調整抵抗Ｒに電流を供給するので出力トランジスタの電圧降下が生じ、Ｖ３＜ＶＤＤ＝Ｖ１の関係が成立する。従って、等式Ｉ＝ＩＲｅｆは成立しない。ただし、駆動能力の大きい出力トランジスタを有するオペアンプを用いれば、出力トランジスタの電圧降下を非常に小さくすることができるためＶ３≒ＶＤＤ＝Ｖ１とすることも可能である。しかしこの場合にはオペアンプの出力トランジスタが非常に大きくなってしまい、消費電流も大きくなる。 The operation power supply of the operational amplifier 111 in the current driving IC 4 of FIG. 2 is the high potential power supply VDD, and the input terminal V1 of the operational amplifier 11 is VDD. Therefore, ideally, the equation V3 (output terminal voltage of the operational amplifier 111) = V1 = VDD is established. However, in actuality, since current is supplied to the current adjustment resistor R by passing current through the output transistor of the operational amplifier, a voltage drop of the output transistor occurs, and the relationship of V3 <VDD = V1 is established. Therefore, the equation I = IRef does not hold. However, if an operational amplifier having an output transistor with a large driving capability is used, the voltage drop of the output transistor can be made very small, so that V3≈VDD = V1 can be established. However, in this case, the output transistor of the operational amplifier becomes very large and the current consumption also increases.

上記の問題を解決するために、図２に示すように高電位電源ＶＤＤと電流駆動ＩＣ４との間のＡ部に抵抗を挿入する。ここでは例えば５００ｍＶ程度の電圧降下が得られればよいので、流れる電流値にもよるが、５０ｋΩ〜１００ｋΩ程度の抵抗値をもつ抵抗を直列接続することでＶ１＜ＶＤＤとなり、図２の電流駆動ＩＣ４においてＶ１＝Ｖ３＜ＶＤＤ、すなわちＩ＝ＩＲｅｆとすることができる。 In order to solve the above problem, as shown in FIG. 2, a resistor is inserted in the A portion between the high potential power supply VDD and the current driving IC 4. Here, for example, it is only necessary to obtain a voltage drop of about 500 mV, so depending on the value of the flowing current, by connecting resistors having resistance values of about 50 kΩ to 100 kΩ in series, V1 <VDD, and the current driving IC 4 of FIG. V1 = V3 <VDD, that is, I = IRef.

よって、図２における電流駆動ＩＣ１〜ＩＣ４内のオペアンプ１１の電源が高電位電源ＶＤＤであっても、図２のＡ部に適当な値の抵抗を直列に接続することで、オペアンプ１１１のイマジナリーショートが成り立つよう動作するため、電流駆動ＩＣ１〜ＩＣ４内に電流Ｉ＝ＩＲｅｆを供給することができる。
（実施例２） Therefore, even if the power supply of the operational amplifier 11 in the current driving IC1 to IC4 in FIG. 2 is the high potential power supply VDD, the imaginary of the operational amplifier 111 is connected by connecting a resistor of an appropriate value in series to the A part of FIG. Since the operation is performed so that the short circuit is established, the current I = IRef can be supplied into the current driving IC1 to IC4.
(Example 2)

次に、第２の実施形態を図面を参照しながら説明する。 Next, a second embodiment will be described with reference to the drawings.

上述した第１の実施形態において図２のＡ部に外付け抵抗を付けない場合、電流駆動ＩＣ１〜ＩＣ４のＢ部に電圧降下調整回路７を搭載する必要がある。図４に電圧降下調整回路７の構成を示す。電圧降下調整回路７は、第１のＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ７１、定電流源７２、インバータ７３、第２のＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ７４、第３のＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ７５、及び降圧用抵抗Ｒｖを備える。第１のＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ７１および定電流源７２は高電位電源ＶＤＤ及び低電位電源ＧＮＤ間にカスケード接続される。第２のＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ７４は、ソースがＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ７１のゲートと降圧用電圧入力端子ＶＩＮとに共通接続され、ドレインが降圧電圧出力端子ＶＯＵＴに共通接続されるとともに、ゲートにはＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ７１のドレインがインバータ７３を介して接続される。第３のＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ７５は、ゲートが高電位電源ＶＤＤに接続される。降圧用抵抗Ｒｖは、降圧用電圧入力端子ＶＩＮおよび降圧電圧出力端子ＶＯＵＴ間に接続される。 In the first embodiment described above, when an external resistor is not attached to the A part of FIG. 2, it is necessary to mount the voltage drop adjusting circuit 7 in the B part of the current driving IC1 to IC4. FIG. 4 shows the configuration of the voltage drop adjustment circuit 7. The voltage drop adjustment circuit 7 includes a first P-channel MOS transistor 71, a constant current source 72, an inverter 73, a second P-channel MOS transistor 74, a third P-channel MOS transistor 75, and a step-down resistor Rv. Is provided. The first P-channel MOS transistor 71 and the constant current source 72 are cascade-connected between the high potential power supply VDD and the low potential power supply GND. The second P-channel MOS transistor 74 has a source commonly connected to the gate of the P-channel MOS transistor 71 and the step-down voltage input terminal VIN, a drain commonly connected to the step-down voltage output terminal VOUT, and a gate connected to the gate. Is connected to the drain of a P-channel MOS transistor 71 through an inverter 73. The third P-channel MOS transistor 75 has a gate connected to the high potential power supply VDD. The step-down resistor Rv is connected between the step-down voltage input terminal VIN and the step-down voltage output terminal VOUT.

次にこの電圧降下調整回路７の動作を説明する。 Next, the operation of the voltage drop adjusting circuit 7 will be described.

ＶＩＮ端子の電圧＝ＶＤＤ（＝１０Ｖ）、ＶＯＵＴ端子の電圧＝ＶＤＤ−２Ｖと仮定すると、カスケード接続された電流駆動ＩＣ１〜ＩＣ４のうち電流駆動ＩＣ４は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ７５はオン（導通）せず、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７１もオンしないため、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７３の入力端子は論理レベルのロウレルＬ（０Ｖ）になり、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７４のゲートはハイレベルＨ（ＶＤＤ）になるので、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７４もオンしない。 Assuming that the voltage at the VIN terminal = VDD (= 10 V) and the voltage at the VOUT terminal = VDD−2 V, among the current drivers IC1 to IC4 connected in cascade, the N-channel MOS transistor 75 is turned on (conducted). In addition, since the P-channel MOS transistor 71 is not turned on, the input terminal of the P-channel MOS transistor 73 is at the logic level Low L (0 V), and the gate of the P-channel MOS transistor 74 is at the high level H (VDD). Therefore, the P-channel MOS transistor 74 is not turned on.

つまり、電流駆動ＩＣ４ではどのＭＯＳトランジスタもオンしないので電流は抵抗ＲＶを通り、ＶＩＮ端子−ＶＯＵＴ端子間にＲＶ×Ｉの電圧降下が生じる。 That is, since no MOS transistor is turned on in the current driving IC 4, the current passes through the resistor RV, and a voltage drop of RV × I occurs between the VIN terminal and the VOUT terminal.

電流駆動ＩＣ３になると、ＶＩＮ端子の電圧＝ＶＤＤ−２Ｖ、ＶＯＵＴ端子の電圧＝ＶＤＤ−４ＶとなるのでＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ７１がオンし、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７４もオンＯＮするので、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７４のオン抵抗を小さくすれば電流はＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ７４を通るため、ＶＩＮ端子−ＶＯＵＴ端子間の電圧降下は非常に小さい。 In the current driving IC 3, the voltage at the VIN terminal = VDD−2V and the voltage at the VOUT terminal = VDD−4V, so that the P-channel MOS transistor 71 is turned on and the P-channel MOS transistor 74 is also turned on. If the on-resistance of the type MOS transistor 74 is reduced, the current flows through the P-channel type MOS transistor 74, so that the voltage drop between the VIN terminal and the VOUT terminal is very small.

ここではＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ７５は弱オンである。電流駆動ＩＣ２→ＩＣ１になると、ＶＩＮ端子の電圧＝ＶＤＤ−６Ｖ、ＶＯＵＴ端子の電圧＝ＶＤＤ−８Ｖとなるため、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７１、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ７５はフルにオン状態になる。 Here, the N-channel MOS transistor 75 is weakly on. When the current driving IC2 → IC1, the voltage at the VIN terminal = VDD−6V and the voltage at the VOUT terminal = VDD−8V, so that the P-channel MOS transistor 71 and the N-channel MOS transistor 75 are fully turned on.

Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７４もＯＮするが、ＶＩＮ端子の電圧が低くなっているため弱オン状態となる。つまり、この場合Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ７５を主に電流Ｉが通過することになり、電流駆動ＩＣ３と同様に、電圧降下は非常に小さい。 The P-channel MOS transistor 74 is also turned on, but is weakly turned on because the voltage at the VIN terminal is low. That is, in this case, the current I mainly passes through the N-channel MOS transistor 75, and the voltage drop is very small as in the current driving IC3.

ここで図５（ａ）に、図４の電圧降下調整回路７のＶＩＮ電圧とＶＩＮ−ＶＯＵＴ間電圧の関係の電圧特性を示す。図５（ｂ）に示すように、図５（ａ）の特性を得るために電圧降下調整回路７の入力端子VINに０Ｖ〜１０Ｖの電源電圧を印加し、出力端子VOUTに電流源IREFを接続する。図５（ｂ）を参照すると、図２のＢ部に図４に示した電圧降下調整回路７を直列に接続することによって、高電位電源ＶＤＤ端子に最も近い電流駆動ＩＣ４のＢ部のみに電圧降下を生じさせることができることがわかる。 FIG. 5A shows voltage characteristics of the relationship between the VIN voltage and the voltage between VIN and VOUT of the voltage drop adjusting circuit 7 in FIG. As shown in FIG. 5B, in order to obtain the characteristics of FIG. 5A, a power supply voltage of 0V to 10V is applied to the input terminal VIN of the voltage drop adjustment circuit 7, and a current source IREF is connected to the output terminal VOUT. To do. Referring to FIG. 5B, the voltage drop adjusting circuit 7 shown in FIG. 4 is connected in series to the B part of FIG. 2, so that the voltage is applied only to the B part of the current driving IC 4 closest to the high potential power supply VDD terminal. It can be seen that a descent can occur.

すなわち、図５（ａ）に示す波形は、図２の回路において高電位電源ＶＤＤ＝１０Ｖ、電流駆動ＩＣ１〜ＩＣ４の抵抗Ｒｒにおける電圧降下Ｖｒ＝２Ｖのとき、図４の電圧降下調整回路７が図２の電流駆動ＩＣ４においてのみ電圧降下Ｖｒが起こり、電流駆動ＩＣ１〜３では電圧降下はほぼ０Ｖであることを示している。従って、図２における電流駆動ＩＣ１〜ＩＣ４内に電流Ｉ＝ＩＲＥＦを供給することができる。
（実施例３） That is, the waveform shown in FIG. 5 (a) indicates that the voltage drop adjusting circuit 7 in FIG. The voltage drop Vr occurs only in the current drive IC 4 in FIG. 2, and the voltage drop is approximately 0 V in the current drive ICs 1 to 3. Therefore, the current I = IREF can be supplied into the current drivers IC1 to IC4 in FIG.
(Example 3)

次に、第３の実施形態を説明する。 Next, a third embodiment will be described.

図６に第３の実施形態における電流駆動ＩＣ内の複数の電流源の構成を示す。電流駆動ＩＣ８は、基準抵抗Ｒｒ、オペアンプ１１１〜１１９、電流調整抵抗Ｒ１〜Ｒ８、基準ＭＯＳトランジスタ１３１〜１３８、１４１〜１４８を備え、これらは全て電流駆動ICの中で基準電流発生部を構成する。基準抵抗Ｒｒは、端子１０１および１０２間に接続され高電位電源ＶＤＤを分圧する。オペアンプ１１１はボルテージフォロワとして使用し、基準抵抗Ｒｒの高電位電源側の電圧Ｖ１を非反転入力端子（＋）に入力し、電圧Ｖ１と等電圧を電圧Ｖ３として出力する。 FIG. 6 shows the configuration of a plurality of current sources in the current driving IC in the third embodiment. The current drive IC 8 includes a reference resistor Rr, operational amplifiers 111 to 119, current adjustment resistors R1 to R8, reference MOS transistors 131 to 138, and 141 to 148, all of which constitute a reference current generator in the current drive IC. . The reference resistor Rr is connected between the terminals 101 and 102 and divides the high potential power supply VDD. The operational amplifier 111 is used as a voltage follower, inputs the voltage V1 on the high potential power supply side of the reference resistor Rr to the non-inverting input terminal (+), and outputs a voltage equal to the voltage V1 as the voltage V3.

また、電流調整抵抗Ｒ１〜Ｒ８は、オペアンプ１１１からの出力電流Ｉ１〜Ｉ８をそれぞれ基準ＭＯＳトランジスタ１３１〜１３８に流す。オペアンプ１１２〜１１９は、基準抵抗Ｒｒの低電位電源ＧＮＤ側の電圧Ｖ２を反転入力端子（−）に入力し、その電圧にほぼ等しい電圧を非反転入力端子（＋）に電圧Ｖ４として出力する。電圧Ｖ３と電圧Ｖ４の差電圧が電流調整抵抗Ｒ１〜Ｒ８に印加されて、電流Ｉ１〜Ｉ８を基準ＭＯＳトランジスタ１３１〜１３８，１４１〜１４８に流す。 The current adjustment resistors R1 to R8 pass the output currents I1 to I8 from the operational amplifier 111 to the reference MOS transistors 131 to 138, respectively. The operational amplifiers 112 to 119 input the voltage V2 on the low potential power supply GND side of the reference resistor Rr to the inverting input terminal (−), and outputs a voltage substantially equal to the voltage to the non-inverting input terminal (+) as the voltage V4. A difference voltage between the voltage V3 and the voltage V4 is applied to the current adjustment resistors R1 to R8, and the currents I1 to I8 are passed through the reference MOS transistors 131 to 138 and 141 to 148.

すなわち、前述した第２の実施形態で使用する、図３に示した電流駆動ＩＣ内の回路を電流駆動ＩＣチップ内に複数設け、Ｒ１〜Ｒ８の値を調整することで、Ｒ１〜Ｒ８に流れる電流Ｉ１〜Ｉ８を調整することができるため、電流駆動ＩＣ内に複数の電流源をつくることができる。 That is, a plurality of circuits in the current driving IC shown in FIG. 3 used in the second embodiment described above are provided in the current driving IC chip, and the values of R1 to R8 are adjusted to flow to R1 to R8. Since the currents I1 to I8 can be adjusted, a plurality of current sources can be created in the current driving IC.

この第３の実施形態においても、図２におけるＡ部に前述したように５０ｋΩ〜１００ｋΩ程度の抵抗値をもつ抵抗を直列接続することでＶ１＜ＶＤＤとなり、図３においてＶ１＝Ｖ３、すなわちＩ＝ＩＲｅｆとなるので、図２における電流駆動ＩＣ１〜ＩＣ４内のオペアンプ１１１の電源が高電位電源ＶＤＤであっても、図２のＡ点に適当な値の抵抗を直列に接続することで、オペアンプ１１１が正常に動作し、電流駆動ＩＣ１〜ＩＣ４内に電流Ｉ＝ＩＲｅｆを供給することができる。 Also in the third embodiment, V1 <VDD is obtained by connecting resistors having resistance values of about 50 kΩ to 100 kΩ in series with the A portion in FIG. 2 as described above, and in FIG. 3, V1 = V3, that is, I = Since it becomes IRef, even if the power supply of the operational amplifier 111 in the current driving IC1 to IC4 in FIG. 2 is the high potential power supply VDD, the operational amplifier 111 is connected in series with an appropriate value resistor at the point A in FIG. Operates normally, and the current I = IRef can be supplied into the current driving IC1 to IC4.

また、図２のＢ部に図４に示した電圧降下調整回路７を直列に接続することによって、高電位電源ＶＤＤ端子に最も近い電流駆動ＩＣ４のＢ部のみに電圧降下を生じさせることが出来る。
（実施例４） Further, by connecting the voltage drop adjusting circuit 7 shown in FIG. 4 in series to the B part of FIG. 2, a voltage drop can be caused only in the B part of the current driving IC 4 closest to the high potential power supply VDD terminal. .
Example 4

次に、第４の実施形態を説明する。 Next, a fourth embodiment will be described.

第４の実施形態の電流駆動回路８はFIG. 8と同じ構成であり、電流駆動回路８のみが電流駆動装置を構成する。第４の実施形態の電流駆動回路８は、基準抵抗Ｒｒ、オペアンプ１１１〜１１９、電流調整抵抗Ｒ１〜Ｒ８、基準ＭＯＳトランジスタ１３１〜１３８、１４１〜１４８を備え、これらの素子が基準電流発生部を構成する。オペアンプ１１１はボルテージフォロワとして使用し、基準抵抗Ｒｒの高電位電源側の電圧Ｖ１を非反転入力端子（＋）に入力し、電圧Ｖ１と等電圧を電圧Ｖ３として出力する。 The current drive circuit 8 of the fourth embodiment has the same configuration as FIG. 8, and only the current drive circuit 8 constitutes a current drive device. The current drive circuit 8 of the fourth embodiment includes a reference resistor Rr, operational amplifiers 111 to 119, current adjustment resistors R1 to R8, reference MOS transistors 131 to 138, 141 to 148, and these elements serve as a reference current generator. Constitute. The operational amplifier 111 is used as a voltage follower, inputs the voltage V1 on the high potential power supply side of the reference resistor Rr to the non-inverting input terminal (+), and outputs a voltage equal to the voltage V1 as the voltage V3.

上述した第３の実施形態では、図２で説明した電流駆動ＩＣ１〜ＩＣ４のように複数の電流駆動ＩＣそれぞれに複数の電流源を設けたが、この第４の実施形態では、この電流駆動ＩＣ８を、携帯電話の表示パネルなどのように小型表示パネル用の電流駆動ＩＣに実装する場合についての形態である。 In the third embodiment described above, a plurality of current sources are provided for each of the plurality of current drive ICs, such as the current drive ICs 1 to IC4 described in FIG. 2, but in the fourth embodiment, the current drive IC 8 Is mounted on a current driving IC for a small display panel such as a display panel of a mobile phone.

つまり、小型の表示パネルを対象とする場合は、電流駆動ＩＣと表示パネル間を接続するためのドライバデータ線が少ないため、搭載されるドライバ用の電流駆動ＩＣは１チップが普通である。 That is, when a small display panel is a target, since there are few driver data lines for connecting the current drive IC and the display panel, one chip is usually used for the driver current drive IC.

よって、本実施形態では複数の電流駆動ＩＣではなく、表示パネルに対して単体の電流駆動ＩＣを搭載した場合でも、その電流駆動ＩＣ内に複数の電流源を設けることができる。 Therefore, in this embodiment, even when a single current drive IC is mounted on the display panel instead of a plurality of current drive ICs, a plurality of current sources can be provided in the current drive IC.

上述した第４の実施形態の構成の変形例を図７に示す。図６では、オペアンプ１１２〜１１９の出力端子は電流調整抵抗Ｒ１〜Ｒ８側にある基準ＭＯＳトランジスタ１３１〜１３８のゲート端子に接続した。図７では、電流駆動ＩＣ５８のオペアンプ１１２〜１１９の出力端子はＧＮＤ側の基準ＭＯＳトランジスタ１６１〜１６８のゲート端子に接続している。 A modification of the configuration of the fourth embodiment described above is shown in FIG. In FIG. 6, the output terminals of the operational amplifiers 112 to 119 are connected to the gate terminals of the reference MOS transistors 131 to 138 on the current adjustment resistors R1 to R8 side. In FIG. 7, the output terminals of the operational amplifiers 112 to 119 of the current driving IC 58 are connected to the gate terminals of the reference MOS transistors 161 to 168 on the GND side.

携帯電話等の小型表示パネルに対して単一の電流駆動ＩＣを搭載する場合は、図７の構成でも定電流回路を構成することが出来る。 When a single current driving IC is mounted on a small display panel such as a cellular phone, a constant current circuit can be configured with the configuration of FIG.

すなわち、他の実施形態のように、複数の電流駆動ＩＣ１〜４を接続する場合は、端子１０１の電圧Ｖ３および端子１０２の電圧Ｖ４が電流駆動ＩＣ１〜４でそれぞれ異なるため、図７のような構成を他の実施形態に用いることは出来ない。 That is, when a plurality of current drive ICs 1 to 4 are connected as in the other embodiments, the voltage V3 at the terminal 101 and the voltage V4 at the terminal 102 are different for the current drive ICs 1 to 4, respectively. The configuration cannot be used in other embodiments.

例えば、上記の回路構成を高電位電源ＶＤＤに近い電流駆動ＩＣ４の配置にした場合、端子１０２の電圧Ｖ４＝ＶＤＤ−２Ｖ〜ＶＤＤ−３Ｖのため、上述した図７の構成を後述する図９の駆動部ＸおよびＹと接続した場合は、図９の駆動部の端子ＯＵＴの電圧範囲が狭くなってしまう。ここで、駆動部Ｘ、Ｙはそれぞれ複数のカレントミラー及びそれに直列接続されるスイッチ群を備え、これらの複数の駆動部Ｘ、Ｙが電流駆動部を構成する。すなわち、電流駆動ＩＣのうち、基準電流発生部を除く部分が電流駆動部となる。 For example, when the above-described circuit configuration is the arrangement of the current drive IC 4 close to the high-potential power supply VDD, the voltage V4 = VDD−2V to VDD−3V of the terminal 102, so that the configuration of FIG. When connected to the drive units X and Y, the voltage range of the terminal OUT of the drive unit in FIG. 9 becomes narrow. Here, each of the drive units X and Y includes a plurality of current mirrors and a switch group connected in series to the plurality of current mirrors, and the plurality of drive units X and Y constitute a current drive unit. That is, a portion of the current driving IC excluding the reference current generating unit is a current driving unit.

つまり、カレントミラーの２段目のＭＯＳトランジスタのゲート電圧がＶ４＝ＶＤＤ−２Ｖ〜ＶＤＤ−３Ｖであるためである。 That is, the gate voltage of the second-stage MOS transistor of the current mirror is V4 = VDD−2V to VDD−3V.

従って、単一の電流駆動ＩＣを搭載する場合でも、端子１０２の電圧Ｖ４を出来るだけ低い電圧になるように設定しなければ端子ＯＵＴの電圧範囲が狭くなる。
（実施例５） Therefore, even when a single current driving IC is mounted, the voltage range of the terminal OUT becomes narrow unless the voltage V4 of the terminal 102 is set to be as low as possible.
(Example 5)

次に、第５の実施形態を説明する。 Next, a fifth embodiment will be described.

図８に第５の実施形態における電流駆動回路の構成を示す。電流駆動回路９は、上述した第３の実施形態において説明した複数の定電流Ｉ１〜Ｉ８を流す電流駆動ＩＣ８を用いている。また、例えば図６の構成と図８の構成を組み合わせた電流駆動回路の構成を図９に示してある。図示しないが図７の構成と図８の構成を組み合わせてもよい。 FIG. 8 shows the configuration of the current drive circuit in the fifth embodiment. The current drive circuit 9 uses the current drive IC 8 that passes the plurality of constant currents I1 to I8 described in the third embodiment. For example, FIG. 9 shows a configuration of a current driving circuit combining the configuration of FIG. 6 and the configuration of FIG. Although not shown, the configuration of FIG. 7 and the configuration of FIG. 8 may be combined.

図８において、電流駆動回路９は、８ｂｉｔ階調の電流駆動回路であり、図８に示す定電流Ｉ１〜Ｉ８は、前述した図６の複数の電流源によってつくられた電流Ｉ１〜Ｉ８が流れる。 In FIG. 8, a current drive circuit 9 is an 8-bit gradation current drive circuit, and the constant currents I1 to I8 shown in FIG. 8 flow through the currents I1 to I8 generated by the plurality of current sources shown in FIG. .

すなわち、電流駆動回路９は、電流出力端子ＯＵＴと２５５個ある電流源Ｉ１〜Ｉ８との間に選択スイッチＳＷ１〜ＳＷ２５５を並列接続して構成され、これらは全て電流駆動ICの中で駆動電流部を構成する。 That is, the current drive circuit 9 is configured by connecting the selection switches SW1 to SW255 in parallel between the current output terminal OUT and the 255 current sources I1 to I8, all of which are drive current units in the current drive IC. Configure.

この場合、図９の電流駆動部Ｘ、Ｙが図８の電流駆動部Ｑ、Ｒに相当する。ここで、図８に示すＩ１〜Ｉ８は８ｂｉｔのバイナリーウェートで重み付けした電流とは異なる。 In this case, the current drive units X and Y in FIG. 9 correspond to the current drive units Q and R in FIG. Here, I1 to I8 shown in FIG. 8 are different from the current weighted by the 8-bit binary weight.

つまり、バイナリーウェート電流では８ｂｉｔのとき、１２８、６４、３２、１６、８、４、２、１の比率の電流源が８本になる。これらをスイッチングで選択することによって１〜２５５の電流値（１ＬＳＢ＝１でフルスケールは２５５ＬＳＢ）を得ることが出来る（図１５におけるｎ＝８に対応）。 That is, when the binary weight current is 8 bits, there are eight current sources having a ratio of 128, 64, 32, 16, 8, 4, 2, 1. By selecting these by switching, a current value of 1 to 255 (1 LSB = 1 and full scale is 255 LSB) can be obtained (corresponding to n = 8 in FIG. 15).

しかし、本発明の場合は、定電流源Ｉ１〜Ｉ８の電流値が１ＬＳＢ分（１階調分）の電流値になり、しかも、定電流源Ｉ１〜Ｉ８までの電流値が異なるので、１ＬＳＢも階調によって異なる。例えば、１〜３２ＬＳＢまでは１ＬＳＢ＝Ｉ１、３３〜６４ＬＳＢまでは１ＬＳＢ＝Ｉ２、同様に、２１６〜２５５ＬＳＢまでは１ＬＳＢ＝Ｉ８という具合である（図８参照）。 However, in the case of the present invention, the current values of the constant current sources I1 to I8 are equal to 1LSB (one gradation), and the current values of the constant current sources I1 to I8 are different. It depends on the gradation. For example, 1LSB = I1 up to 1-32LSB, 1LSB = I2 up to 33-64LSB, and similarly 1LSB = I8 up to 216-255LSB (see FIG. 8).

このＩ１〜Ｉ８までの定電流源の電流値を調整することにより、後述するガンマ特性図に示すように、入力信号−駆動電流の関係を得ることが出来る。 By adjusting the current values of the constant current sources from I1 to I8, the relationship between the input signal and the drive current can be obtained as shown in a gamma characteristic diagram to be described later.

図８の電流駆動回路において、ＯＵＴ端子から駆動される電流が単調増加する場合、左端から順に並んでいるＳＷ１〜ＳＷ２５５を順次ＯＮすることで駆動電流は単調増加するため、駆動電流の単調増加性は保たれている。 In the current drive circuit of FIG. 8, when the current driven from the OUT terminal monotonically increases, the drive current monotonously increases by sequentially turning on SW1 to SW255 arranged in order from the left end, and thus the monotonic increase of the drive current. Is kept.

図１０に電流駆動回路のスイッチＳＷ１〜ＳＷ２５５の構成を示す。スイッチＳＷ１〜ＳＷ２５５は８ｂｉｔであるため、図１０に示す回路構成となり、８つのＭＯＳスイッチのドレインとソースを各スイッチに応じた接続にすれば、駆動電流を単調増加させたとき、ＳＷ１からＳＷ２５５まで一つずつＯＮすることになる。 FIG. 10 shows the configuration of the switches SW1 to SW255 of the current drive circuit. Since the switches SW1 to SW255 are 8 bits, the circuit configuration shown in FIG. 10 is obtained. If the drains and sources of the eight MOS switches are connected according to each switch, when the drive current is monotonously increased, SW1 to SW255 are used. It will be turned on one by one.

駆動電流が単調増加するとき、図１１のように、定電流Ｉ１〜Ｉ８の重み付けが違うため入力信号−駆動電流の関係はガンマ特性のカーブを示す折れ線グラフになる。 When the drive current monotonously increases, as shown in FIG. 11, since the weights of the constant currents I1 to I8 are different, the relationship between the input signal and the drive current is a line graph showing a curve of gamma characteristics.

この折れ線グラフは図８の定電流Ｉ１〜Ｉ８の調整、つまり図６の電流調整抵抗Ｒ１〜Ｒ８の調整によってガンマ特性であるγ＝２．２の曲線と近似することができる。よって、図８の電流駆動回路において駆動電流のガンマ補正が可能である。 This line graph can be approximated to a curve of γ = 2.2 which is a gamma characteristic by adjusting the constant currents I1 to I8 in FIG. 8, that is, by adjusting the current adjusting resistors R1 to R8 in FIG. Accordingly, gamma correction of the drive current is possible in the current drive circuit of FIG.

また、図１０の定電流源Ｉ１〜Ｉ８がカバーするデジタル信号の区分を調整することで（図１１では等間隔になっている）、駆動電流の対デジタル信号特性をよりγ＝２．２の曲線に近似させることができる。 Further, by adjusting the division of the digital signal covered by the constant current sources I1 to I8 in FIG. 10 (equal intervals in FIG. 11), the drive signal versus digital signal characteristic is more γ = 2.2. It can be approximated to a curve.

つまり、図１１において、例えば、駆動電流が大きいＩ８の領域ではγ＝２．２に似せているにも関わらず直線性が目立っている。そこで、２１６〜２５５ＬＳＢまでは１ＬＳＢ＝Ｉ８となるところを、定電流源Ｉ８でカバーするデジタル信号の範囲を狭くして２３２〜２５５ＬＳＢにする等の調整をすれば良い。逆に、定電流源の電流値が１ＬＳＢ分の電流値であることから、定電流源Ｉ１でカバーするデジタル信号の範囲を１〜４８ＬＳＢまでにレンジを広げることも当然できる。 That is, in FIG. 11, for example, in the region I8 where the drive current is large, the linearity is conspicuous even though it is similar to γ = 2.2. Therefore, it may be adjusted such that the range of 1LSB = I8 from 216 to 255LSB is reduced to 232 to 255LSB by narrowing the range of the digital signal covered by the constant current source I8. Conversely, since the current value of the constant current source is a current value for 1 LSB, the range of the digital signal covered by the constant current source I1 can naturally be expanded to 1 to 48 LSB.

さらに、図６における抵抗Ｒ１〜Ｒ８を調整することにより、図８の定電流源Ｉ１〜Ｉ８を調整し、駆動電流値、すなわち、折れ線グラフのγ値を変更することもできる。
（実施例６） Furthermore, by adjusting the resistors R1 to R8 in FIG. 6, the constant current sources I1 to I8 in FIG. 8 can be adjusted to change the drive current value, that is, the γ value of the line graph.
(Example 6)

次に、第６の実施形態を説明する。 Next, a sixth embodiment will be described.

図１２に第６の実施形態における入力信号に対する駆動電流のパターンがＲＧＢ３種類ある場合の電流源の構成図を示す。電流駆動ＩＣ２１は、基準抵抗Ｒｒ、第１の３原色対応スイッチＳＷＢ１，ＳＷＧ１，ＳＷＲ１、第２の３原色対応スイッチＳＷＢ２，ＳＷＧ２，ＳＷＲ２、オペアンプ１１１，１１２、基準ＭＯＳトランジスタ１３、１４、及び電流調整抵抗ＲＢ，ＲＧ，ＲＲを備え、これらは全て電流駆動ICの中で基準電流発生部を構成する。第１の３原色対応スイッチＳＷＢ２，ＳＷＧ２，ＳＷＲ２、及び第２の３原色対応スイッチＳＷＢ１，ＳＷＧ１，ＳＷＲ１は、駆動電流およびガンマ特性に応じて駆動電流量を選択するために使用する。第２の３原色対応スイッチ手段ＳＷＢ２，ＳＷＧ２，ＳＷＲ２は、オペアンプ１１１の出力端と電流制限抵抗ＲＢ，ＲＧ，ＲＲとの間にそれぞれ設けられ、これら抵抗はオペアンプ１１２の負荷ＭＯＳトランジスタ１３に接続される。 FIG. 12 shows a configuration diagram of a current source when there are three types of RGB drive current patterns for an input signal in the sixth embodiment. The current driving IC 21 includes a reference resistor Rr, first three primary color corresponding switches SWB1, SWG1, and SWR1, second three primary color corresponding switches SWB2, SWG2, and SWR2, operational amplifiers 111 and 112, reference MOS transistors 13 and 14, and current adjustment. Resistors RB, RG, and RR are provided, all of which constitute a reference current generator in the current driving IC. The first three primary color correspondence switches SWB2, SWG2, and SWR2 and the second three primary color correspondence switches SWB1, SWG1, and SWR1 are used to select a drive current amount according to the drive current and gamma characteristics. The second three primary color corresponding switch means SWB2, SWG2, and SWR2 are respectively provided between the output terminal of the operational amplifier 111 and the current limiting resistors RB, RG, and RR, and these resistors are connected to the load MOS transistor 13 of the operational amplifier 112. The

前述した第５の実施形態において、入力信号に対する駆動電流のパターンが複数ある場合で、例えば、表示パネルのＲＧＢ（赤、緑、青）発光素子に対する駆動電流値およびγ特性が異なる場合に適した電流源として、この電流駆動装置２１は、図６に示した電流Ｉ１〜Ｉ８の電流源のうちの１つを示したものである。 The fifth embodiment described above is suitable when there are a plurality of drive current patterns for input signals, for example, when the drive current values and γ characteristics for the RGB (red, green, blue) light emitting elements of the display panel are different. As a current source, the current driving device 21 shows one of the current sources I1 to I8 shown in FIG.

この電流駆動装置２１は、表示パネルのＲ（赤）の発光素子に対して電流駆動を行うときは、ＳＷＲ１、ＳＷＲ２のみをオンして、電流源の抵抗ＲＲにＩＲを流す。 When current driving is performed on the R (red) light emitting element of the display panel, the current driving device 21 turns on only SWR1 and SWR2, and causes IR to flow through the resistor RR of the current source.

表示パネルのＧ（緑）の発光素子に対して電流駆動を行うときは、ＳＷＧ１、ＳＷＧ２のみをオンして、電流源の抵抗ＲＧにＩＧを流す。 When current driving is performed on the G (green) light emitting element of the display panel, only SWG1 and SWG2 are turned on, and IG is passed through the resistor RG of the current source.

表示パネルのＢ（青）の発光素子に対して電流駆動を行うときは、ＳＷＢ１、ＳＷＢ２のみをオンして、電流源の抵抗ＲＢにＩＢを流す。 When current drive is performed on the B (blue) light emitting element of the display panel, only SWB1 and SWB2 are turned on, and IB is caused to flow through the resistor RB of the current source.

上述したように、電流駆動装置２１の回路構成によるスイッチの切り替えによって、ＲＧＢに応じて入力信号に対して駆動電流が変化する特性をつくりだすことができる。 As described above, by switching the switch according to the circuit configuration of the current driving device 21, it is possible to create a characteristic that the driving current changes with respect to the input signal in accordance with RGB.

このとき、第６の実施形態と前述した第５の実施形態との回路構成の違いは、図１２のスイッチ６つと抵抗ＲＲ、ＲＧ、ＲＢのみである。第６の実施形態の電流駆動回路は、図８で示した電流駆動回路９と全く同じである。よって、回路構成およびチップ面積の若干の変更だけでＲＧＢそれぞれに対応した電流駆動を行う電流駆動ＩＣをつくることができる。 At this time, the difference in the circuit configuration between the sixth embodiment and the fifth embodiment described above is only the six switches in FIG. 12 and the resistors RR, RG, and RB. The current drive circuit of the sixth embodiment is exactly the same as the current drive circuit 9 shown in FIG. Therefore, it is possible to produce a current driving IC that performs current driving corresponding to each of R, G, and B with a slight change in circuit configuration and chip area.

上述したように、本発明の表示パネルの電流駆動装置は、１つの外付け基準電流源と、その外付け基準電流源に流す基準電流による電圧降下を生じさせて表示装置上における表示素子の発光輝度を均一化するために電流駆動ＩＣ内の２端子間に設ける基準抵抗とを有し、複数の電流駆動ＩＣ内それぞれの基準抵抗と１つの外付け基準電流源とがカスケード接続となるように構成した。従って、電流駆動装置から高精度な駆動電流を表示パネルへ出力することができ、かつ駆動電流にガンマ補正をかけることができるので、表示パネルの電流駆動装置の市場における製品差別化に寄与する。 As described above, the current driving device for a display panel according to the present invention causes one external reference current source and a voltage drop due to the reference current flowing through the external reference current source to emit light from the display element on the display device. A reference resistor provided between two terminals in the current drive IC in order to make the luminance uniform, and each reference resistor in the plurality of current drive ICs and one external reference current source are cascade-connected. Configured. Therefore, a highly accurate drive current can be output from the current driver to the display panel, and gamma correction can be applied to the drive current, which contributes to product differentiation in the display panel current driver market.

ここで、この技術分野の当業者であれば、本発明は上述の実施形態及び記載に限定されず、添付の請求項の技術思想及び技術範囲を逸脱しない範囲で修正または変更が可能であることが理解されるであろう。 Here, those skilled in the art will recognize that the present invention is not limited to the above-described embodiments and descriptions, and can be modified or changed without departing from the technical idea and technical scope of the appended claims. Will be understood.

例えば図９では、電流駆動ＩＣ１０が出力端子を通して駆動電流を吸い込む構成となっているが、図１３に示す電流駆動ＩＣ６０のように、出力端子を通して駆動電流を吐き出す構成も可能である。電流駆動ＩＣ６０は、電流駆動ＩＣ１０のオペアンプの反転入力端子と非反転入力端子とを入れ替え、Ｎチャネル型基準ＭＯＳトランジスタをＰチャネル型基準ＭＯＳトランジスタとすることにより構成することができる。また、駆動電流を吐き出す構成の駆動電流装置においては、複数の電流駆動ＩＣ６０をカスケード接続し、外部基準電流源からの基準電流ＩＲＥＦは高電位電源ＶＤＤと最高電位側の電流駆動ＩＣ６０との間に挿入される。 For example, in FIG. 9, the current driving IC 10 is configured to suck the driving current through the output terminal, but a configuration in which the driving current is discharged through the output terminal as in the current driving IC 60 illustrated in FIG. 13 is also possible. The current driving IC 60 can be configured by replacing the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier of the current driving IC 10 and using the N-channel reference MOS transistor as a P-channel reference MOS transistor. In the drive current device configured to discharge drive current, a plurality of current drive ICs 60 are cascade-connected, and the reference current IREF from the external reference current source is between the high potential power supply VDD and the current drive IC 60 on the highest potential side. Inserted.

本発明の第１の実施形態における電流駆動ＩＣと表示パネルとの関係を示した図である。It is the figure which showed the relationship between the current drive IC in the 1st Embodiment of this invention, and a display panel. 本発明の第１の実施形態における電流駆動ＩＣの構成である。It is a structure of the current drive IC in the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施形態における電流駆動ＩＣ内の電流源の構成である。It is a structure of the current source in the current drive IC in the first embodiment of the present invention. 本発明の第２の実施形態における電圧降下調整回路図である。It is a voltage drop adjustment circuit diagram in the 2nd Embodiment of this invention. （ａ）は電圧降下調整回路の電圧特性図であり、（ｂ）は電圧降下調整回路の電圧特性を測定したときの電流駆動装置のバイアス状態を示す模式図である。(A) is a voltage characteristic view of a voltage drop adjustment circuit, (b) is a schematic diagram which shows the bias state of a current drive device when the voltage characteristic of a voltage drop adjustment circuit is measured. 本発明の第３の実施形態における電流駆動ＩＣ内の複数の電流源を示すための図である。It is a figure for showing the several current source in the current drive IC in the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施形態の変形例における電流駆動回路の構成である。It is a structure of the current drive circuit in the modification of the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５の実施形態における電流駆動回路の構成である。It is a structure of the current drive circuit in the 5th Embodiment of this invention. 本発明の第５の実施形態における電流源と電流駆動回路を組み合わせた構成である。It is the structure which combined the current source and current drive circuit in the 5th Embodiment of this invention. 電流駆動回路のスイッチの構成である。It is the structure of the switch of a current drive circuit. 入力信号に対する駆動電流の関係のガンマ特性を示す図である。It is a figure which shows the gamma characteristic of the relationship of the drive current with respect to an input signal. 本発明の第６の実施形態における入力信号に対する駆動電流が３原色ＲＧＢに対応して３種類ある場合の電流駆動ＩＣの構成である。This is a configuration of a current drive IC when there are three types of drive currents corresponding to the three primary colors RGB in response to input signals in the sixth embodiment of the present invention. 本発明の電流駆動装置が、図９の電流吸い込み型の電流駆動ＩＣだけでなく、電流吐き出し型の電流駆動ＩＣも採用できることを示すための電流駆動ＩＣの回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram of a current driving IC for illustrating that the current driving device of the present invention can employ not only the current sink type current driving IC of FIG. 9 but also a current discharge type current driving IC. 従来の複数の電流駆動ＩＣを繋ぐ電流駆動装置の構成である。It is the structure of the current drive device which connects several conventional current drive ICs. 一般的な電流駆動回路の構成である。This is a configuration of a general current driving circuit.

符号の説明Explanation of symbols

１〜４，８，１０，２１，５８，６０電流駆動ＩＣ
５基準電流源
６表示パネル
７電圧降下調整回路
９電流駆動回路
１３，１４，１３１〜１３８，１４１〜１４８，１６１〜１６８基準ＭＯＳトランジスタ
２２電流出力部
２３シンク電流調節部
７１，７４Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ
７２定電流源
７３インバータ
７５Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ
１０１，１０２端子
１１１，１１２，１１３，１１４，１１５，１１６，１１７，１１８，１１９オペアンプ
Ｉ内部基準電流
Ｉ１〜Ｉ８定電流源
ＩＲＥＦ基準電流
Ｒ、Ｒ1、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８電流調整抵抗
Ｒｒ基準抵抗
Ｒｖ降圧用抵抗
Ｒ１，Ｒ２〜Ｒ８，ＲＢ，ＲＧ，ＲＲ電流制限抵抗
ＳＷ１〜ＳＷ２５５選択スイッチ
ＳＷＢ１，ＳＷＧ１，ＳＷＲ１第１の３原色対応スイッチ
ＳＷＢ２，ＳＷＧ２，ＳＷＲ２第２の３原色対応スイッチ
ＶＤＤ高電位電源
ＧＮＤ低電位電源
Ｖｒ電圧降下
Ｖ３反転入力端子電圧
Ｖ４非反転入力端子電圧
ＶＯＵＴ降圧電圧出力端子
ΔＶｏｓオフセット電圧
Ｘ、Ｙ、Ｐ、Ｑ電流駆動部 1-4, 8, 10, 21, 58, 60 Current drive IC
5 Reference current source 6 Display panel 7 Voltage drop adjustment circuit 9 Current drive circuit 13, 14, 131-138, 141-148, 161-168 Reference MOS transistor 22 Current output unit 23 Sink current adjustment unit 71, 74 P channel type MOS Transistor 72 Constant current source 73 Inverter 75 N-channel MOS transistor 101, 102 Terminals 111, 112, 113, 114, 115, 116, 117, 118, 119 Operational amplifier I Internal reference currents I1-I8 Constant current source IREF Reference current R, R1, R2, R3, R4, R5, R6, R7, R8 Current adjustment resistor Rr Reference resistor Rv Step-down resistor R1, R2-R8, RB, RG, RR Current limiting resistor SW1-SW255 Select switch SWB1, SWG1, SWR1 No. 1 for the three primary colors SWB2, SWG2, WR2 second three primary colors corresponding switch VDD high-potential power supply GND low-potential power supply Vr voltage drop V3 inverting input terminal voltage V4 non-inverting input terminal voltage VOUT step-down voltage output terminal ΔVos offset voltage X, Y, P, Q current driving portions

Claims

カスケード接続された複数の電流駆動回路と、
前記複数の電流駆動回路に前記複数の電流駆動回路の外部から基準電流を流す基準電流源と、を備え、
前記複数の電流駆動回路の各々は、
基準抵抗を含み、かつ、前記基準電流に応答して流れる少なくとも一つの内部基準電流を生成する基準電流発生部を有し、前記少なくとも一つの内部基準電流を所望の数だけ合計して表示パネルの表示素子に出力し、
前記基準電流発生部は、前記基準抵抗の高電位電源側の電圧を出力するボルテージフォロワとしての第１オペアンプと、前記基準抵抗の低電位電源側の電圧を出力するボルテージフォロワとしての複数の第２オペアンプと、を備え、前記基準電流発生部は、前記少なくとも一つの電流調整抵抗の各々の両端に前記第１オペアンプの出力及び前記複数の第２オペアンプの内の該当するものの出力を印加して前記少なくとも一つの内部基準電流の内の該当する内部基準電流を生成する構成である
ことを特徴とする表示パネルの電流駆動装置。 A plurality of cascaded current drive circuits; and
A reference current source for supplying a reference current to the plurality of current drive circuits from the outside of the plurality of current drive circuits,
Each of the plurality of current drive circuits includes:
A reference current generating unit including a reference resistor and generating at least one internal reference current that flows in response to the reference current; and adding a desired number of the at least one internal reference current to the display panel Output to the display element,
The reference current generation unit includes a first operational amplifier as a voltage follower that outputs a voltage on the high potential power supply side of the reference resistor, and a plurality of second operational amplifiers as voltage followers that output a voltage on the low potential power supply side of the reference resistor. An operational amplifier, and the reference current generator applies an output of the first operational amplifier and an output of a corresponding one of the plurality of second operational amplifiers to both ends of each of the at least one current adjustment resistor. A current driving device for a display panel, characterized by generating a corresponding internal reference current among at least one internal reference current .

前記基準電流発生部はさらに少なくとも一つの電流調整抵抗を含み、前記基準抵抗の両端に生じる基準電圧が前記少なくとも一つの電流調整抵抗の各々に印加されて前記少なくとも一つの内部基準電流を発生させる請求項１記載の表示パネルの電流駆動装置。 The reference current generation unit further includes at least one current adjustment resistor, and a reference voltage generated across the reference resistor is applied to each of the at least one current adjustment resistor to generate the at least one internal reference current. Item 6. A display panel current driver according to Item 1.

前記複数の電流駆動回路の最高電位側の電流駆動回路の基準抵抗が高電位電源に電圧調整抵抗を通して接続され、前記複数の電流駆動回路の最低電位側の電流駆動回路の基準抵抗が前記基準電流源に接続される請求項１又は２記載の表示パネルの電流駆動装置。 The reference resistor of the current drive circuit on the highest potential side of the plurality of current drive circuits is connected to a high potential power supply through a voltage adjustment resistor, and the reference resistor of the current drive circuit on the lowest potential side of the plurality of current drive circuits is the reference current 3. The display panel current driving device according to claim 1, wherein the current driving device is connected to a source.

前記複数の電流駆動回路の各々は、前記基準抵抗の高電位電源側に接続される電圧調整回路を有し、前記複数の電流駆動回路をバイアスしたときに、前記複数の電流駆動回路のうちの最高電位側の電流駆動回路の電圧調整回路のみが電圧降下を生じ、残りの電流駆動回路は短絡回路となる構成である請求項１又は２記載の表示パネルの電流駆動装置。 Each of the plurality of current drive circuits has a voltage adjustment circuit connected to the high potential power supply side of the reference resistor, and when the plurality of current drive circuits are biased, of the plurality of current drive circuits 3. The display panel current drive device according to claim 1, wherein only the voltage adjustment circuit of the current drive circuit on the highest potential side causes a voltage drop, and the remaining current drive circuit is a short circuit.

前記電圧調整回路は高電位端子及び低電位端子と、前記高電位端子及び低電位端子の間に接続される降圧用抵抗と、前記降圧用抵抗と並列接続される導電型の異なる第１及び第２ＭＯＳトランジスタとを有し、前記複数の電流駆動回路は、前記複数の電流駆動回路をバイアスしたときに、前記複数の電流駆動回路のうちの最高電位側の電流駆動回路の電圧調整回路の降圧用抵抗のみに電圧降下を生じ、残りの電流駆動回路の電圧調整回路は前記第１及び第２ＭＯＳトランジスタのうち少なくとも一つがオンして短絡回路となる構成である請求項４記載の表示パネルの電流駆動装置。 The voltage adjustment circuit includes a high potential terminal and a low potential terminal, a step-down resistor connected between the high potential terminal and the low potential terminal, and first and second conductive types connected in parallel to the step-down resistor. And a plurality of current drive circuits for stepping down a voltage adjustment circuit of a current drive circuit on the highest potential side of the plurality of current drive circuits when the plurality of current drive circuits are biased. 5. The display panel current drive according to claim 4, wherein a voltage drop occurs only in the resistor, and the voltage adjustment circuit of the remaining current drive circuit is configured to be a short circuit by turning on at least one of the first and second MOS transistors. apparatus.

前記基準電流発生部はさらに、前記少なくとも一つの電流調整抵抗の各々と前記低電位電源との間に基準電流部を有し、前記複数の第２のオペアンプの内の該当するものの出力を前記基準電流部に入力することにより前記少なくとも一つの内部基準電流の内の該当する内部基準電流を前記低電位電源に流す構成である請求項２乃至５のいずれか１項に記載の表示パネルの電流駆動装置。 The reference current generation unit further includes a reference current unit between each of the at least one current adjustment resistor and the low potential power source, and outputs an output of a corresponding one of the plurality of second operational amplifiers. 6. The display panel current drive according to claim 2 , wherein when the current reference section is input to the current section, the corresponding internal reference current of the at least one internal reference current is caused to flow to the low potential power source. 7. apparatus.

前記複数の電流駆動回路の各々はさらに少なくとも一つの電流駆動部を備え、前記少なくとも一つの電流駆動部の各々は、前記少なくとも一つの内部基準電流の内の一つの内部基準電流をミラーして複数のミラー電流を生成し、前記複数のミラー電流の内の所望数のミラー電流を合計して出力する請求項１乃至６のいずれか一項に記載の表示パネルの電流駆動装置。 Each of the plurality of current driving circuits further includes at least one current driving unit, and each of the at least one current driving unit mirrors one internal reference current of the at least one internal reference current to provide a plurality of current driving units. of generating a mirror current, a current driving device for a display panel according to any one of claims 1 to 6 and outputs the sum of the desired number of mirror current of the plurality of mirror current.

前記少なくとも一つの電流駆動部の各々はさらに前記複数のミラー電流に対応する複数のスイッチを備え、前記複数のスイッチを選択してオン／オフさせることにより、前記所望数のミラー電流を合計する請求項７記載の表示パネルの電流駆動装置。 Each of the at least one current driver further includes a plurality of switches corresponding to the plurality of mirror currents, and the plurality of switches are selected and turned on / off to sum the desired number of mirror currents. Item 8. A display panel current driver according to Item 7 .

前記少なくとも一つの電流駆動部の各々はさらに前記複数のミラー電流に対応する複数のスイッチを備え、前記複数のスイッチを選択してオン／オフさせて前記所望数のミラー電流を合計し、前記複数の電流駆動回路の各々は、少なくとも一組の前記所望数のミラー電流を合計して前記表示素子に出力することにより、前記表示素子が発光する輝度を決定する構成である請求項７記載の表示パネルの電流駆動装置。 Each of the at least one current driver further includes a plurality of switches corresponding to the plurality of mirror currents, selects the plurality of switches to be turned on / off, and sums the desired number of mirror currents. 8. The display according to claim 7 , wherein each of the current driving circuits is configured to determine a luminance of light emitted from the display element by summing at least one set of the desired number of mirror currents and outputting the sum to the display element. Panel current drive.

３つのサブ抵抗が前記少なくとも一つの電流調整抵抗の各々として３原色に対応するように設けられ、３原色を選択するスイッチ回路が前記３つのサブ抵抗と前記第１オペアンプとの間に設けられる請求項２乃至９のいずれか一項に記載の表示パネルの電流駆動装置。 Three sub-resistors are provided corresponding to three primary colors as each of the at least one current adjustment resistor, and a switch circuit for selecting three primary colors is provided between the three sub-resistors and the first operational amplifier. Item 10. The display panel current driver according to any one of Items 2 to 9 .

前記スイッチ回路は、前記３つのサブ抵抗と前記第１オペアンプの出力との間に設けられる第１のスイッチ群と、前記３つのサブ抵抗と前記第１オペアンプの反転入力端子との間に設けられる第２のスイッチ群とを有する請求項１０記載の表示パネルの電流駆動装置。 The switch circuit is provided between a first switch group provided between the three sub resistors and the output of the first operational amplifier, and between the three sub resistors and an inverting input terminal of the first operational amplifier. 11. The current driving device for a display panel according to claim 10 , further comprising a second switch group.

基準抵抗を含み、かつ、前記基準抵抗に外部から基準電流を流すことにより少なくとも一つの内部基準電流を生成する基準電流発生部を有し、前記少なくとも一つの内部基準電流を所望の数だけ合計して出力し、
前記基準電流発生部は、少なくとも一つの電流調整抵抗と、前記基準抵抗の高電位電源側の電圧を出力するボルテージフォロワとしての第１オペアンプと、前記基準抵抗の低電位電源側の電圧を出力するボルテージフォロワとしての複数の第２オペアンプと、を備え、前記基準電流発生部は、前記少なくとも一つの電流調整抵抗の各々の両端に前記第１オペアンプの出力及び前記複数の第２オペアンプの内の該当するものの出力が印加されて前記少なくとも一つの内部基準電流の内の該当する内部基準電流を生成する構成である
ことを特徴とする表示パネルの電流駆動回路。 A reference current generator that includes a reference resistor and generates at least one internal reference current by flowing a reference current from the outside to the reference resistor, and sums up the desired number of the at least one internal reference current. Output ,
The reference current generation unit outputs at least one current adjustment resistor, a first operational amplifier as a voltage follower that outputs a voltage on the high potential power source side of the reference resistor, and a voltage on the low potential power source side of the reference resistor A plurality of second operational amplifiers as voltage followers, wherein the reference current generating unit includes an output of the first operational amplifier and a corresponding one of the plurality of second operational amplifiers at each end of the at least one current adjustment resistor. The output of the power supply is applied to generate a corresponding internal reference current among the at least one internal reference current.
Current drive circuit for a display panel, characterized in that.

前記基準電流発生部はさらに、前記少なくとも一つの電流調整抵抗の各々と前記低電位電源との間に基準電流部を有し、前記複数の第２のオペアンプの内の該当するものの出力を前記基準電流部に入力することにより前記少なくとも一つの内部基準電流の内の該当するものの内部基準電流を前記低電位電源に流す構成である請求項１２記載の表示パネルの電流駆動回路。 The reference current generation unit further includes a reference current unit between each of the at least one current adjustment resistor and the low potential power source, and outputs an output of a corresponding one of the plurality of second operational amplifiers. 13. The current driving circuit for a display panel according to claim 12 , wherein an internal reference current corresponding to one of the at least one internal reference currents is supplied to the low potential power source by inputting to the current section.

さらに少なくとも一つの電流駆動部を備え、前記少なくとも一つの電流駆動部の各々は、前記少なくとも一つの内部基準電流の内の一つの内部基準電流をミラーして複数のミラー電流を生成し、前記複数のミラー電流の内の所望数のミラー電流を合計して出力する請求項１２又は１３記載の表示パネルの電流駆動回路。 Further, at least one current driving unit is provided, each of the at least one current driving unit mirrors one internal reference current of the at least one internal reference current to generate a plurality of mirror currents, and 14. The display panel current drive circuit according to claim 12 , wherein a desired number of mirror currents of the mirror currents are summed and output.

前記少なくとも一つの電流駆動部の各々はさらに前記複数のミラー電流に対応する複数のスイッチを備え、前記複数のスイッチを選択してオン／オフさせることにより、前記所望数のミラー電流を合計する請求項１４記載の表示パネルの電流駆動回路。 Each of the at least one current driver further includes a plurality of switches corresponding to the plurality of mirror currents, and the plurality of switches are selected and turned on / off to sum the desired number of mirror currents. current drive circuit for a display panel of claim 14, wherein.

３つのサブ抵抗が前記少なくとも一つの電流調整抵抗の各々として３原色に対応するように設けられ、３原色を選択するスイッチ回路が前記３つのサブ抵抗と前記第１オペアンプとの間に設けられる請求項１２乃至１５のいずれか１項に記載の表示パネルの電流駆動回路。 Three sub-resistors are provided corresponding to three primary colors as each of the at least one current adjustment resistor, and a switch circuit for selecting three primary colors is provided between the three sub-resistors and the first operational amplifier. Item 16. The current driving circuit for a display panel according to any one of Items 12 to 15 .

第１端子及び第２端子と、前記第１端子及び前記第２端子との間に接続され、基準電流源が生成する基準電流が入力される第１抵抗と、前記基準電流に応答して第１電流を生成する電流発生回路と、を備え、
前記電流発生回路は、第２抵抗と、前記第１抵抗の一端に現れる電圧に応答し、前記第２抵抗の一端に駆動電圧を印加する電圧印加回路と、前記第１抵抗の他端に現れる電圧に応答し、前記第２抵抗の他端を駆動して前記第１電流を前記第２抵抗に流す第１駆動回路と、を含み、
前記第２抵抗の一端には前記第１抵抗の一端の電圧が与えられ、前記第２抵抗の他端には前記第１抵抗の他端の電圧が与えられる
ことを特徴とする装置。 A first resistor connected between the first terminal and the second terminal, the first terminal and the second terminal, to which a reference current generated by a reference current source is input, and a first resistor in response to the reference current comprising a current generating circuit for generating a first current, a,
The current generating circuit responds to a voltage appearing at one end of the second resistor and the first resistor, and a voltage applying circuit for applying a driving voltage to one end of the second resistor, and appears at the other end of the first resistor A first drive circuit that responds to a voltage and drives the other end of the second resistor to flow the first current through the second resistor;
The voltage of one end of the first resistor is applied to one end of the second resistor, and the voltage of the other end of the first resistor is applied to the other end of the second resistor. apparatus.

前記電流発生回路はさらに、一端に前記駆動電圧が印加される第３抵抗と、前記第１抵抗の他端に現れる前記電圧に応答し、前記第３抵抗を駆動して第２電流を前記第３抵抗に流す第２駆動回路と、を備える請求項１７記載の装置。 The current generating circuit is further responsive to a third resistor having one end applied with the driving voltage and the voltage appearing at the other end of the first resistor, and driving the third resistor to generate a second current. The apparatus of Claim 17 provided with the 2nd drive circuit which flows through 3 resistance.

出力端子と、前記第１駆動回路と前記出力端子との間に接続されて起動すると前記第１電流を前記出力端子に供給する第１スイッチと、前記第２駆動回路と前記出力端子との間に接続されて起動すると前記第２電流を前記出力端子に供給する第２スイッチと、を備える請求項１８記載の装置。 An output terminal, a first switch that supplies the first current to the output terminal when activated by being connected between the first drive circuit and the output terminal, and between the second drive circuit and the output terminal The apparatus according to claim 18 , further comprising: a second switch that supplies the second current to the output terminal when activated by being connected to the terminal.